CN111934535A - 一种反激功率因数校正变换器 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种反激功率因数校正变换器，包括相互连接的反激变换器和控制电路；控制电路，包括第一电压采样电路、第二电压采样电路、误差放大电路、光耦、过零检测电路和电流型混合模式驱动电路；电流型混合模式驱动电路包括第一比较器、乘法器、第三RS触发器、第一RS触发器、第二RS触发器、与门电路、转折频率信号产生电路和用于驱动反激变换器中主开关的驱动电路；本申请使反激变换器工作在断续导电模式和临界导电模式两种模式，结合临界连续模式和断续模式，可以降低临界导电模式反激变换器中主开关的最大频率，改善临界导电模式的功率因数和输入电流总谐波畸变，降低开关频率的变化范围。

Description

一种反激功率因数校正变换器

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种反激功率因数校正变换器。

背景技术

近年来，电力电子技术迅速发展，作为电力电子领域重要组成部分的电源技术逐渐成为应用和研究的热点。开关电源以其效率高、功率密度高而确立了其在电源领域中的主流地位，但其通过整流器接入电网时会存在一个致命的弱点：功率因数较低(一般仅为0.45～0.75)，且在电网中会产生大量的电流谐波和无功功率而污染电网。抑制开关电源产生谐波的方法主要有两种：一是被动法，即采用无源滤波或有源滤波电路来旁路或消除谐波；二是主动法，即设计新一代高性能功率因数校正变换器，它具有输入电流为正弦波、谐波含量低以及功率因数高等特点，即具有功率因数校正功能。有源功率因数校正研究的重点，主要是功率因数校正电路拓扑的研究和功率因数校正控制电路的研究。传统的有源功率因数校正电路采用Boost-升压拓扑，这是因为Boost具有控制容易、驱动简单以及功率因数可以接近于1，但是Boost功率因数校正变换器有输出电压高的缺点。而Buck-降压拓扑实现PFC时，由于当输入电压低于输出电压时，不传递能量，输入电流为0，交越失真严重。反激-反激变换器在整个工频周期内都可以传递能量，功率因数和总谐波畸变都优于Buck变换器，并且既可以实现升压、又可以实现降压，同时实现电气隔离，因此反激功率因数校正变换器被广大学者和工程师关注。反激功率因数校正变换器根据其开关管关断期间复边续流二极管电流是否持续导通，通常有连续导电模式(Continuous Conduction Mode，CCM)、断续导电模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)和临界连续导电模式(Criticalconduction Mode，CRM)三种工作模式。其中，DCM和CRM的反激功率因数校正变换器可以实现PFC功能。传统断续导电模式反激功率因数校正变换器的控制方式如图1所示，它需求的元器件数量较少，功率因数校正功能好，但峰值电流较大，输出电压纹波较大，适合使用的功率较小；传统临界连续导电模式反激功率因数校正变换器的控制方式如图2所示，它的输出电压纹波较小，适合使用的功率较大，但PFC功能受到限制，且在正弦波过零处由于开关频率较高，损耗较大。

为此，需要一种能够进一步提高功率因数的反激功率因数校正变换器。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种反激功率因数校正变换器，能够工作在断续导电模式和临界导电模式两种模式，降低临界导电模式反激变换器中主开关的最大频率，改善临界导电模式的功率因数和输入电流总谐波畸变，降低开关频率的变化范围。其具体方案如下：

一种反激功率因数校正变换器，包括相互连接的反激变换器和控制电路；

所述控制电路，包括第一电压采样电路、第二电压采样电路、误差放大电路、光耦、过零检测电路和电流型混合模式驱动电路；

所述第一电压采样电路与所述反激变换器的负载并联、用于采集所述反激变换器的输出电压；

所述误差放大电路的输入端与所述第一电压采样电路的输出端相连，所述误差放大电路的输出端与所述光耦的阴极连接，所述误差放大电路的基准电压端接地，所述误差放大电路，用于输出所述反激变换器的输出电压的误差信号；

所述光耦的阳极与所述反激变换器的第一输出端连接，所述光耦的输出端与所述电流型混合模式驱动电路的第二输入端连接；

所述过零检测电路的输入端与所述反激变换器的变压器的辅助绕组的输出端相连，所述过零检测电路的输出端与所述电流型混合模式驱动电路的第四输入端连接；

所述第二电压采样电路的输入端与所述反激变换器的电压输入端连接，所述第二电压采样电路的输出端与所述电流型混合模式驱动电路的第一输入端连接，所述电流型混合模式驱动电路的第三输入端与所述反激变换器的原边电流采样端连接；

所述电流型混合模式驱动电路包括第一比较器、乘法器、第三RS触发器、第一RS触发器、第二RS触发器、与门电路、转折频率信号产生电路和用于驱动所述反激变换器中主开关的驱动电路；

所述第二电压采样电路的输入端作为所述电流型混合模式驱动电路的第三输入端与所述反激变换器的原边电流采样端连接，所述第二电压采样电路的输出端与所述乘法器的第二输入端作为所述电流型混合模式驱动电路的第一输入端与所述第二电压采样电路的输出端连接，所述乘法器的第一输入端作为所述电流型混合模式驱动电路的第二输入端与所述光耦的输出端连接，所述乘法器的输出端与所述第一比较器的负端连接，所述第一比较器的正端与所述主开关的电流采样端连接，所述第一比较器的输出端与所述第三RS触发器和第一RS触发器的R端连接，所述第三RS触发器的S端作为所述电流型混合模式驱动电路的第四输入端与所述过零检测电路的输出端连接，所述第三RS触发器的Q端与所述与门电路的第一输入端连接，所述与门电路的第二输入端、所述转折频率信号产生电路的控制端与所述第二RS触发器的

端连接，所述第二RS触发器的R端接收所述转折频率信号产生电路输出的转折频率信号，所述第二RS触发器的S端与所述第一RS触发器的Q端和所述驱动电路的输入端连接，所述第一RS触发器的S端与所述与门电路的输出端连接，所述驱动电路的输出端与所述主开关的控制端连接。

可选的，所述误差放大电路包括环路补偿电路、误差放大器和第一基准电源；其中，所述环路补偿电路并联在所述误差放大器的负端和输出端，所述误差放大器的正端与所述第一基准电源的正极相连，所述第一基准电源的负极作为所述误差放大电路的基准电压端接地，所述误差放大器的输出端作为所述误差放大电路的输出端，所述误差放大器的负端作为所述误差放大电路的输入端。

可选的，所述第一电压采样电路包括串联的第一分压电阻和第二分压电阻；

所述第一分压电阻和第二分压电阻并联在所述反激变换器的负载两端作为所述第一电压采样电路的输入端，所述第一分压电阻和所述第二分压电阻的公共端作为所述第一电压采样电路的输出端。

可选的，所述第二电压采样电路包括串联的第三分压电阻和第四分压电阻；

所述第三分压电阻和所述第四分压电阻并联在所述反激变换器的电压输入端的第一稳压电容两端作为所述第二电压采样电路的输入端，所述第三分压电阻和所述第四分压电阻的公共端作为所述第二电压采样电路的输出端。

可选的，所述主开关为全控型开关器件。

可选的，所述转折频率信号产生电路包括第一开关、电流源、第一电容和第二比较器；

所述电流源的负极、所述第一电容的一端和所述第一开关的输出端接地，所述电流源的正极、所述第一电容的另一端、所述第一开关的输入端和所述第二比较器的正端相互连接，所述第二比较器的负端与第二基准电压连接，所述第二比较器的输出端作为所述转折频率信号产生电路的输出端与所述第二RS触发器的R端连接、输出所述转折频率信号，所述第一开关的控制端作为所述转折频率信号产生电路的控制端。

可选的，所述第一开关为三极管或MOSFET。

本发明中，反激功率因数校正变换器，包括相互连接的反激变换器和控制电路；控制电路，包括第一电压采样电路、第二电压采样电路、误差放大电路、光耦、过零检测电路和电流型混合模式驱动电路；第一电压采样电路与反激变换器的负载并联、用于采集反激变换器的输出电压；误差放大电路的输入端与第一电压采样电路的输出端相连，误差放大电路的输出端与光耦的阴极连接，误差放大电路的基准电压端接地，误差放大电路，用于输出反激变换器的输出电压的误差信号；光耦的阳极与反激变换器的第一输出端连接，光耦的输出端与电流型混合模式驱动电路的第二输入端连接；过零检测电路的输入端与反激变换器的变压器的辅助绕组的输出端相连，过零检测电路的输出端与电流型混合模式驱动电路的第四输入端连接；第二电压采样电路的输入端与反激变换器的电压输入端连接，第二电压采样电路的输出端与电流型混合模式驱动电路的第一输入端连接，电流型混合模式驱动电路的第三输入端与反激变换器的原边电流采样端连接；电流型混合模式驱动电路包括第一比较器、乘法器、第三RS触发器、第一RS触发器、第二RS触发器、与门电路、转折频率信号产生电路和用于驱动反激变换器中主开关的驱动电路；乘法器的第二输入端作为电流型混合模式驱动电路的第一输入端与第二电压采样电路的输出端连接，乘法器的第一输入端作为电流型混合模式驱动电路的第二输入端与光耦的输出端连接，乘法器的输出端与第一比较器的负端连接，第一比较器的正端与主开关的电流采样端连接，第一比较器的输出端与第三RS触发器和第一RS触发器的R端连接，第三RS触发器的S端作为电流型混合模式驱动电路的第四输入端与过零检测电路的输出端连接，第三RS触发器的Q端与与门电路的第一输入端连接，与门电路的第二输入端、转折频率信号产生电路的控制端与第二RS触发器的

端连接，第二RS触发器的R端接收转折频率信号产生电路输出的转折频率信号，第二RS触发器的S端与第一RS触发器的Q端和驱动电路的输入端连接，第一RS触发器的S端与与门电路的输出端连接，驱动电路的输出端与主开关的控制端连接。

本发明中构建的电流型混合模式驱动电路能够控制模式切换开关器件，使反激变换器工作在断续导电模式和临界导电模式两种模式，降低临界导电模式反激变换器中主开关的最大频率，改善临界导电模式的功率因数和输入电流总谐波畸变，降低开关频率的变化范围。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1为现有的断续导电模式反激功率因数校正变换器电路结构示意图；

图2为现有的临界连续导电模式反激功率因数校正变换器电路结构示意图；

图3为本发明实施例公开的一种反激功率因数校正变换器电路结构示意图；

图4为本发明实施例公开的一种反激功率因数校正变换器的主要波形示意图；

图5为本发明实施例公开的一种反激功率因数校正变换器的关键点示意图；

图6为本发明实施例公开的一种反激功率因数校正变换器的仿真结果示意图；

图7为图6在正弦波峰处的变压器原边电流和副边二极管电流的局部放大图；

图8为图6在正弦波过零点处的变压器原边电流和副边二极管电流的局部放大图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明实施例公开了一种反激功率因数校正变换器，参见图3所示，该变换器包括相互连接的反激变换器1和控制电路2；

控制电路2，包括第一电压采样电路21、误差放大电路22、光耦O₁、过零检测电路24和电流型混合模式驱动电路23；

第一电压采样电路与反激变换器1的负载并联、用于采集反激变换器1的输出电压；

误差放大电路22的输入端与第一电压采样电路的输出端相连，误差放大电路22的输出端与光耦O₁的阴极连接，误差放大电路22的基准电压端接地，误差放大电路22，用于输出反激变换器1的输出电压的误差信号；

光耦O₁的阳极与反激变换器1的第一输出端连接，光耦O₁的输出端与电流型混合模式驱动电路23的第二输入端连接；

过零检测电路24的输入端与反激变换器1的变压器的辅助绕组的输出端相连，过零检测电路24的输出端与电流型混合模式驱动电路23的第四输入端连接；

第二电压采样电路25的输入端与反激变换器1的电压输入端连接，第二电压采样电路25的输出端与电流型混合模式驱动电路23的第一输入端连接，电流型混合模式驱动电路23的第三输入端与反激变换器1的电流采样端连接；

电流型混合模式驱动电路23包括第一比较器CMP₁、乘法器231、第三RS触发器RS₃、第一RS触发器RS₁、第二RS触发器RS₂、与门电路232、转折频率信号产生电路234和用于驱动反激变换器1中主开关Q₁的驱动电路233；

乘法器231的第二输入端作为电流型混合模式驱动电路23的第一输入端与第二电压采样电路25的输出端连接，乘法器231的第一输入端作为电流型混合模式驱动电路23的第二输入端与光耦O₁的输出端连接，乘法器231的输出端与第一比较器CMP₁的负端连接，第一比较器CMP₁的正端与主开关Q₁的输出端连接，第一比较器CMP₁的输出端与第三RS触发器RS₃和第一RS触发器RS₁的R端连接，第三RS触发器RS₃的S端作为电流型混合模式驱动电路23的第四输入端与过零检测电路24的输出端连接，第三RS触发器RS₃的Q端与与门电路232的第一输入端连接，与门电路232的第二输入端、转折频率信号产生电路234的控制端与第二RS触发器RS₂的

端连接，第二RS触发器RS₂的R端接收转折频率信号产生电路234输出的转折频率信号，第二RS触发器RS₂的S端与第一RS触发器RS₁的Q端和驱动电路233的输入端连接，第一RS触发器RS₁的S端与与门电路232的输出端连接，驱动电路233的输出端与主开关Q₁的控制端连接。

参见图4所示，反激变换器1包括第一稳压电容C₁、第二稳压电容C₂、第二电容C₃、变压器T₁、变压器T₁的原边绕组N_p、变压器T₁的辅助绕组N_f、变压器T₁的副边绕组N_s、副边二极管D₁、第一二极管D₃、第二电阻R₄和负载R₅；反激变换器1的具体电路结构和与控制电路2的具体连接关系可以参考图3所示。

具体的，上述误差放大电路22可以包括环路补偿电路221、误差放大器EA₁和第一基准电源；其中，环路补偿电路221并联在误差放大器EA₁的负端和输出端，误差放大器EA₁的正端与第一基准电源的正极相连，第一基准电源的负极作为误差放大电路22的基准电压端接地，误差放大器EA₁的输出端作为误差放大电路22的输出端，误差放大器EA₁的负端作为误差放大电路22的输入端。

具体的，上述第一电压采样电路21包括串联的第一分压电阻R₆和第二分压电阻R₇；

第一分压电阻R₆和第二分压电阻R₇并联在反激变换器1的负载R₅两端作为第一电压采样电路21的输入端，第一分压电阻R₆和第二分压电阻R₇的公共端作为第一电压采样电路21的输出端。

具体的，上述第二电压采样电路25包括串联的第三分压电阻R₁和第四分压电阻R₂；

第三分压电阻R₁和第四分压电阻R₂并联在反激变换器1的电压输入端的第一稳压电容C₁两端作为第二电压采样电路25的输入端，第三分压电阻R₁和第四分压电阻R₂的公共端作为第二电压采样电路25的输出端。

具体的，主开关Q₁为全控型开关器件。

具体的，上述转折频率信号产生电路234可以具体包括第一开关Q₂、电流源I_ref、第一电容C₄和第二比较器CMP₂；

电流源I_ref的负极、第一电容C₄的一端和第一开关Q₂的输出端接地，电流源I_ref的正极与第一电容C₄的另一端、第一开关Q₂的输入端和第二比较器CMP₃的正端相互连接，第二比较器CMP₂的负端与第二基准电压连接，第二比较器CMP₂的输出端作为转折频率信号产生电路234的输出端与第二RS触发器RS₂的R端连接、输出转折频率信号，第一开关Q₂的控制端作为转折频率信号产生电路234的控制端。

具体的，第一开关Q₂为三极管或MOSFET。

具体的，本发明实施例的反激功率因数校正变换器工作原理如下：第一分压电阻R₆和第二分压电阻R₇将对反激变换器1的输出电压进行采样，得到输出电压u_FB与利用误差放大器EA₁与基准电压信号u_ref进行比较，经过误差放大器EA₁运放放大后，得到误差信号u_e，通过光耦O₁将误差信号u_e传递至光耦O₁的原边，得到信号u_comp，信号u_comp进入乘法器231的第一输入端，第三分压电阻R₁和第四分压电阻R₂将对反激变换器1的输入电压进行采样，得到输入电压，第二采样电路将输入电压传递至乘法器231的第二输入端，乘法器231将输入电压和信号u_comp相乘，得到第一比较器CMP₁的负端输入信号，第一比较器CMP₁的正端输入信号为主开关的电流采样信号u_CS，第一比较器CMP₁的输出作为第三RS触发器RS₃和第一RS触发器RS₁的R端输入，转折频率信号产生电路234中电流源输出的电流I_ref、第一电容C₄和第一开关Q₂生成一个锯齿波，将该锯齿波信号与基准电压信号u_ref2进行比较，产生的脉冲信号即为转折频率信号，作为第二RS触发器RS₂的R端输入。在每个开关周期起始时刻，主开关Q₁导通，原边绕组电流i_p从0开始上升，变压器T₁储存能量；当第一比较器CMP₁的正端输入信号大于负端输入信号u_comp时，主开关Q₁断开，变压器T₁向副边绕组释放能量，副边二极管D₁导通，副边电流i_s从峰值开始下降。当i_s下降到0时，变压器T₁和主开关Q₁的寄生电容谐振，过零检测电路24检测到u_ZCD从高电平变为低电平，过零检测电路24输出一个脉冲信号，此时反激变换器1将该脉冲信号的频率与转折频率进行比较，当过零检测电路24输出的脉冲信号的频率大于转折频率时，反激变换器1将继续以转折频率继续工作在DCM模式，即图4中[0,α]和[π-α,π]两段；当过零检测电路24输出的脉冲信号的频率小于转折频率时，反激变换器1工作在CRM，即图4中[α,π-α]。

在两个工作模式时，各关键点波形如图5所示。当变换器工作在DCM状态，在一个周期开始时，主开关Q₁导通，原边电感电流i_p从0开始上升，变压器T₁储存能量，u_cs也从0开始上升，因反激变换器1中的变压器辅助绕组N_f与原边绕组N_p的同名端相反，u_ZCD为负，I_ref为第一电容C₄充电，u_CMP2+从0开始上升。当u_cs的值达到u_comp的值时，第一比较器CMP₁的输出即第三RS触发器RS₃的R端电压u_RS3-R为高，第一RS触发器RS₁和第三RS触发器RS₃的Q端输出变为低，主开关Q₁关断，i_p变为0，变压器T₁向副边释放能量，副边二极管D₁导通，副边电流i_s从峰值开始下降，u_ZCD为正。当i_s下降到0时，u_CMP2+还未达到u_ref2，第二比较器CMP₂的输出即第二RS触发器RS₂的R端电压u_RS2-R为低，u_Q2-drv为低，与门电路232输出为低，变换器工作在断续导通模式，u_ZCD变为0，过零检测电路24输出信号u_RS3-S为一个脉冲信号，RS₃的Q端输出变为高。当u_CMP2+达到u_ref2，第二比较器CMP₂的输出即第二RS触发器RS₂的R端电压u_RS2-R为高，u_Q2-drv为高，u_CMP2+接地变为0，与门电路232输出u_RS1-S为高，第一RS触发器RS₁的Q端输出变为高，主开关Q₁导通，第二个周期开始。

当变换器工作在CRM状态，在一个周期开始时，主开关Q₁导通，u_drv为高，原边电感电流i_p从0开始上升，变压器T₁储存能量，u_cs也从0开始上升，因反激变换器1中的变压器辅助绕组N_f与原边绕组N_p的同名端相反，u_ZCD为负，电流源I_ref为第一电容C₄充电，u_CMP2+从0开始上升。当u_cs的值达到u_comp的值时，第一比较器CMP₁的输出即u_RS3-R为高，第一RS触发器RS₁和第三RS触发器RS₃的Q端输出变为低，主开关Q₁关断，i_p变为0，变压器T₁向副边释放能量，副边二极管D₁导通，副边电流i_s从峰值开始下降，u_ZCD为正。当u_CMP2+达到u_ref2，第二比较器CMP₂的输出即第二RS触发器RS₂的R端输出电压u_RS2-R为高，u_Q2-drv为高，u_CMP2+接地变为0，此时i_s未下降到0，过零检测电路24输出信号即第三RS触发器RS₃的S端输出电压u_RS3-S为低，第三RS触发器RS₃的Q端输出电压u_RS3-Q为低，与门电路232输出即第一RS触发器RS₁的S端输出电压u_RS1-S仍为低，第一RS触发器RS₁未动作，所以u_Q2-drv仍为高，u_CMP2+仍为0。当i_s下降到0时。u_ZCD变为0，过零检测电路24输出信号u_RS3-S为一个脉冲信号，第三RS触发器RS₃的Q端输出变为高，与门电路232输出u_RS1-S为高，第一RS触发器RS₁的Q端输出变为高，主开关Q₁导通，第二个周期开始。

具体的，为实现PFC，需调节误差放大器EA₁的补偿电路221，使整个电压控制环路带宽小于20Hz。当变换器稳定后，乘法器231的第一输入端u_comp在半个工频周期内稳定，乘法器231的第二输入端为整流后的输入电压的正弦半波波形，乘法器231的输出端作为第二比较器CMP₂的负端输入信号，其波形为正弦半波，u_CS的峰值包络线也为正弦半波。

具体的，图6为输入电压220V、输出电压24V、输出电流2.5A、转折频率89kHz时，混合导电模式Flyback功率因数校正变换器的全局仿真结果；由图6可知，与传统方法相比，混合导电模式Flyback功率因数校正变换器改进的控制方法的输入电流波形相比CRM更接近正弦波，相比DCM峰值电流更小，输出电压纹波相比DCM更低。

具体的，图7和图8均为输入电压220V、输出电压24V、输出电流2.5A、转折频率89kHz时，混合导电模式Flyback功率因数校正变换器的仿真结果局部放大图；由图7可知，因为副边二极管电流在一个周期内持续导通，且在结束时降到0，反激变换器1在电感电流峰值附近工作在临界连续导电模式；由图8可知，因为副边二极管电流在一个周期内未持续导通，反激变换器1在电感电流过零点附近工作在断续导电模式，且工作频率为设定值89kHz。

可见，本发明实施例构建的电流型混合模式驱动电路23能够控制模式切换开关器件，使反激变换器1工作在断续导电模式和临界导电模式两种模式，结合临界连续模式和断续模式，可以大幅度改善临界连续模式的功率因数和总谐波畸变，提高功率因数，降低其输入电流总谐波畸变，并通过降低过零点附近反激变换器1中主开关Q₁的开关频率和轻负载时的开关频率，可以进一步提高临界连续模式的效率，降低输入电流峰值，降低输出电压纹波。

最后，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

以上对本发明所提供的一种反激功率因数校正变换器进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (7)

1.一种反激功率因数校正变换器，其特征在于，包括相互连接的反激变换器和控制电路；

所述控制电路，包括第一电压采样电路、第二电压采样电路、误差放大电路、光耦、过零检测电路和电流型混合模式驱动电路；

所述第一电压采样电路与所述反激变换器的负载并联、用于采集所述反激变换器的输出电压；

所述误差放大电路的输入端与所述第一电压采样电路的输出端相连，所述误差放大电路的输出端与所述光耦的阴极连接，所述误差放大电路的基准电压端接地，所述误差放大电路，用于输出所述反激变换器的输出电压的误差信号；

所述光耦的阳极与所述反激变换器的第一输出端连接，所述光耦的输出端与所述电流型混合模式驱动电路的第二输入端连接；

所述过零检测电路的输入端与所述反激变换器的变压器的辅助绕组的输出端相连，所述过零检测电路的输出端与所述电流型混合模式驱动电路的第四输入端连接；

所述第二电压采样电路的输入端与所述反激变换器的电压输入端连接，所述第二电压采样电路的输出端与所述电流型混合模式驱动电路的第一输入端连接，所述电流型混合模式驱动电路的第三输入端与所述反激变换器的原边电流采样端连接；

所述电流型混合模式驱动电路包括第一比较器、乘法器、第三RS触发器、第一RS触发器、第二RS触发器、与门电路、转折频率信号产生电路和用于驱动所述反激变换器中主开关的驱动电路；

所述乘法器的第二输入端作为所述电流型混合模式驱动电路的第一输入端与所述第二电压采样电路的输出端连接，所述乘法器的第一输入端作为所述电流型混合模式驱动电路的第二输入端与所述光耦的输出端连接，所述乘法器的输出端与所述第一比较器的负端连接，所述第一比较器的正端与所述主开关的电流采样端连接，所述第一比较器的输出端与所述第三RS触发器和第一RS触发器的R端连接，所述第三RS触发器的S端作为所述电流型混合模式驱动电路的第四输入端与所述过零检测电路的输出端连接，所述第三RS触发器的Q端与所述与门电路的第一输入端连接，所述与门电路的第二输入端、所述转折频率信号产生电路的控制端与所述第二RS触发器的Q端连接，所述第二RS触发器的R端接收所述转折频率信号产生电路输出的转折频率信号，所述第二RS触发器的S端与所述第一RS触发器的Q端和所述驱动电路的输入端连接，所述第一RS触发器的S端与所述与门电路的输出端连接，所述驱动电路的输出端与所述主开关的控制端连接。

2.根据权利要求1所述的反激功率因数校正变换器，其特征在于，所述误差放大电路包括环路补偿电路、误差放大器和第一基准电源；其中，所述环路补偿电路并联在所述误差放大器的负端和输出端，所述误差放大器的正端与所述第一基准电源的正极相连，所述第一基准电源的负极作为所述误差放大电路的基准电压端接地，所述误差放大器的输出端作为所述误差放大电路的输出端，所述误差放大器的负端作为所述误差放大电路的输入端。

3.根据权利要求1所述的反激功率因数校正变换器，其特征在于，所述第一电压采样电路包括串联的第一分压电阻和第二分压电阻；

所述第一分压电阻和第二分压电阻并联在所述反激变换器的负载两端作为所述第一电压采样电路的输入端，所述第一分压电阻和所述第二分压电阻的公共端作为所述第一电压采样电路的输出端。

4.根据权利要求1所述的反激功率因数校正变换器，其特征在于，所述第二电压采样电路包括串联的第三分压电阻和第四分压电阻；

所述第三分压电阻和所述第四分压电阻并联在所述反激变换器的电压输入端的第一稳压电容两端作为所述第二电压采样电路的输入端，所述第三分压电阻和所述第四分压电阻的公共端作为所述第二电压采样电路的输出端。

5.根据权利要求1所述的反激功率因数校正变换器，其特征在于，所述主开关为全控型开关器件。

6.根据权利要求1至5任一项所述的反激功率因数校正变换器，其特征在于，所述转折频率信号产生电路包括第一开关、电流源、第一电容和第二比较器；

所述电流源的负极、所述第一电容的一端和所述第一开关的输出端接地，所述电流源的正极、所述第一电容的另一端、所述第一开关的输入端和所述第二比较器的正端相互连接，所述第二比较器的负端与第二基准电压连接，所述第二比较器的输出端作为所述转折频率信号产生电路的输出端与所述第二RS触发器的R端连接、输出所述转折频率信号，所述第一开关的控制端作为所述转折频率信号产生电路的控制端。

7.根据权利要求6所述的反激功率因数校正变换器，其特征在于，所述第一开关为三极管或MOSFET。

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