CN111865069B - 一种Boost功率因数校正变换器 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种Boost功率因数校正变换器，包括相互连接的Boost变换器和控制电路；控制电路，包括电压采样电路、误差放大电路和混合模式驱动电路；混合模式驱动电路包括第一比较器、第一RS触发器、第二RS触发器、第三RS触发器、与门电路、过零检测电路、变斜率锯齿波产生电路、转折频率信号产生电路和用于驱动Boost变换器中主开关的驱动电路；本申请中构建的混合模式驱动电路能够控制主开关，使Boost变换器工作在断续导电模式和临界导电模式两种模式，控制Boost变换器中主开关的最大频率，提高功率因数，提高效率，降低其输入电流总谐波畸变，降低开关频率变化范围，降低输入电流峰值，降低输出电压纹波。

Description

一种Boost功率因数校正变换器

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种Boost功率因数校正变换器。

背景技术

近年来，电力电子技术迅速发展，作为电力电子领域重要组成部分的电源技术逐渐成为应用和研究的热点。开关电源以其效率高、功率密度高而确立了其在电源领域中的主流地位，但其通过整流器接入电网时会存在一个致命的弱点：功率因数较低(一般仅为0.45～0.75)，且在电网中会产生大量的电流谐波和无功功率而污染电网。抑制开关电源产生谐波的方法主要有两种：一是被动法，即采用无源滤波或有源滤波电路来旁路或消除谐波；二是主动法，即设计新一代高性能功率因数校正变换器，它具有输入电流为正弦波、谐波含量低以及功率因数高等特点，即具有功率因数校正功能。有源功率因数校正研究的重点，主要是功率因数校正电路拓扑的研究和功率因数校正控制电路的研究。Boost变换器是最常用的几种功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)电路之一。具有以下优点：1.在全输入电压范围内可以获得较高的PF值；2.Boost电感的位置是在输入端串联，高频的输入电流纹波较小；3.输出电压高，输出储能电容储能能力大，体积小；4.电路结构简单，成本低，可靠性高。根据其电感电流连续与否，通常可将其分为三种：电感电流连续模式(Continuous Conduction Mode，CCM)，电感电流临界连续模式(Critical conductionMode，CRM)，电感电流断续模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)。工作于电感电流临界连续模式与电感电流断续导电模式的Boost PFC变换器具有控制简单、开关管零电流开通、升压二极管零电流关断、无反向恢复等优点，在中低功率、低成本的场合得到广泛应用。CRM Boost PFC变换器虽然在传统的定导通时间(Constant on-time，COT)控制或峰值电流模式(Peak current mode，PCM)控制下具有高功率因数的优点，但负载和输入电压的改变会引起开关频率也发生改变，在设计EMI滤波器(EMI，ElectromagneticInterference，电磁干扰)和电感时稍复杂，且轻负载时或在正弦波过零点附近，开关频率过高会影响效率。与CRM相比，DCM Boost PFC变换器具有开关频率恒定、控制简单、低成本等优点，在中低功率场合获得了广泛的应用。与COT控制或PCM控制CRM Boost PFC变换器相比，定占空比控制DCM Boost PFC变换器的开关频率固定，但存在输入电流畸变，且随着输入电压的提高，输入电流畸变更加严重，导致输入功率因数的降低。

为此，需要一种能够进一步提高功率因数和效率的Boost功率因数校正变换器。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种Boost功率因数校正变换器，能够工作在断续导电模式和临界导电模式两种模式，控制Boost变换器中主开关的最大频率，提高功率因数，降低其输入电流总谐波畸变，降低开关频率变化范围，提高效率，降低输入电流峰值，降低输出电压纹波。其具体方案如下：

一种Boost功率因数校正变换器，包括相互连接的Boost变换器和控制电路；

所述控制电路，包括电压采样电路、误差放大电路和混合模式驱动电路；

所述电压采样电路与所述Boost变换器的负载并联、用于采集所述Boost变换器的输出电压；

所述误差放大电路的输入端与所述电压采样电路的输出端相连，所述误差放大电路的输出端与所述混合模式驱动电路的第一输入端连接，所述误差放大电路的基准电压端接地，所述误差放大电路，用于输出所述Boost变换器的输出电压的误差信号；

所述Boost变换器的变压器的副边绕组的输出端与所述混合模式驱动电路第二输入端连接；

所述混合模式驱动电路包括第一比较器、第一RS触发器、第二RS触发器、第三RS触发器、与门电路、过零检测电路、变斜率锯齿波产生电路、转折频率信号产生电路和用于驱动所述Boost变换器中主开关的驱动电路；

所述过零检测电路的输入端作为所述混合模式驱动电路的第二输入端与所述Boost变换器的变压器的副边绕组的输出端相连，所述过零检测电路的输出端、所述第三RS触发器的S端和所述变斜率锯齿波产生电路的第一输入端相互连接，所述第一比较器的负端作为所述混合模式驱动电路的第一输入端与所述误差放大电路的输出端连接，所述第一比较器的正端与所述变斜率锯齿波产生电路的输出端连接，所述第一比较器的输出端与所述第一RS触发器的R端和所述第三RS触发器的R端连接，所述第一RS触发器的S端与所述与门电路的输出端连接，所述与门电路的第一输入端、所述第二RS触发器的

端和所述转折频率信号产生电路的输入端相互连接，所述第二RS触发器的R端与所述转折频率信号产生电路的输出端连接，所述第二RS触发器的S端、所述第一RS触发器的Q端、所述驱动电路的输入端和所述变斜率锯齿波产生电路的第二输入端相互连接，所述第一RS触发器的

端与所述变斜率锯齿波产生电路的第三输入端连接，所述驱动电路的输出端与所述主开关的控制端连接。

可选的，所述误差放大电路包括环路补偿电路、误差放大器和第一基准电源；其中，所述环路补偿电路并联在所述误差放大器的负端和输出端，所述误差放大器的正端与所述第一基准电源的正极相连，所述第一基准电源的负极作为所述误差放大电路的基准电压端接地，所述误差放大器的输出端作为所述误差放大电路的输出端，所述误差放大器的负端作为所述误差放大电路的输入端。

可选的，所述电压采样电路包括串联的第一分压电阻和第二分压电阻；

所述第一分压电阻和第二分压电阻并联在所述Boost变换器的负载两端作为所述电压采样电路的输入端，所述第一分压电阻和所述第二分压电阻的公共端作为所述电压采样电路的输出端。

可选的，所述主开关为全控型开关器件。

可选的，所述转折频率信号产生电路所述包括第一开关、电流源、第一电容、第二基准电源和第二比较器；

所述电流源的负极、所述第一电容的一端和所述第一开关的第一端接地，所述电流源的正极、所述第一电容的另一端、所述第一开关的第二端和所述第二比较器的正端相互连接，所述第二比较器的负端与所述第二基准电源的正极连接，所述第二基准电源的负极接地，所述第二比较器的输出端与所述第二RS触发器的R端连接输出所述转折频率信号。

可选的，所述第一开关为三极管或者MOSFET。

可选的，所述变斜率锯齿波产生电路包括电压源、第二开关、第三开关、第四开关、低通滤波器、电压控制电流源、或门电路、反相器和第二电容；

所述电压源正极与所述第三开关的第一端连接，所述第三开关的控制端、所述或门电路的输出端和所述反相器的输入端相互连接，所述或门电路的第一输入端作为所述变斜率锯齿波产生电路的第一输入端，所述或门电路的第二输入端作为所述变斜率锯齿波产生电路的第二输入端，所述第三开关的第二端、所述低通滤波器的输入端和所述第二开关的第一端相互连接，所述第二开关的控制端与所述反相器的输出端连接，所述低通滤波器的输出端与所述电压控制电流源的电压控制端正极相连，所述电压控制电流源输出端、所述第二电容的一端、所述第四开关的第一端作为所述变斜率锯齿波产生电路的输出端，所述第四开关的控制端作为所述变斜率锯齿波产生电路的第三输入端，所述电压源的负极、所述第二开关的第二端、所述低通滤波器的第三端、所述第二电容的另一端、所述电压控制电流源的电压控制端负极和所述第四开关的第二端接地。

本发明中，Boost功率因数校正变换器，包括相互连接的Boost变换器和控制电路；所述控制电路，包括电压采样电路、误差放大电路和混合模式驱动电路；所述电压采样电路与所述Boost变换器的负载并联、用于采集所述Boost变换器的输出电压；所述误差放大电路的输入端与所述电压采样电路的输出端相连，所述误差放大电路的输出端与所述混合模式驱动电路的第一输入端连接，所述误差放大电路的基准电压端接地，所述误差放大电路，用于输出所述Boost变换器的输出电压的误差信号；所述Boost变换器的变压器的副边绕组的输出端与所述混合模式驱动电路第二输入端连接；所述混合模式驱动电路包括第一比较器、第一RS触发器、第二RS触发器、第三RS触发器、与门电路、过零检测电路、变斜率锯齿波产生电路、转折频率信号产生电路和用于驱动所述Boost变换器中主开关的驱动电路；所述过零检测电路的输入端作为所述混合模式驱动电路的第二输入端与所述Boost变换器的变压器的副边绕组的输出端相连，所述过零检测电路的输出端所述第三RS触发器的S端和所述变斜率锯齿波产生电路的第一输入端相互连接，所述第一比较器的负端与作为所述混合模式驱动电路的第一输入端与所述误差放大电路的输出端连接，所述第一比较器的正端与所述变斜率锯齿波产生电路的输出端连接，所述第一比较器的输出端与所述第一RS触发器的R端和所述第三RS触发器的R端连接，所述第一RS触发器的S端与所述与门电路的输出端连接，所述与门电路的第一输入端、所述第二RS触发器的

端和所述转折频率信号产生电路的输入端相互连接，所述第二RS触发器的R端与所述转折频率信号产生电路的输出端连接，所述第二RS触发器的S端与所述第一RS触发器的Q端、所述驱动电路的输入端和所述变斜率锯齿波产生电路的第二输入端相互连接，所述第一RS触发器的

端与所述变斜率锯齿波产生电路的第三输入端连接，所述驱动电路的输出端与所述主开关的控制端连接。

本发明构建的混合模式驱动电路能够控制Boost变换器中主开关，使Boost变换器工作在断续导电模式和临界导电模式两种模式，控制Boost变换器中主开关的最大频率，提高功率因数，提高效率，降低其输入电流总谐波畸变，降低开关频率变化范围，降低输入电流峰值，降低输出电压纹波。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例公开的一种Boost功率因数校正变换器电路结构示意图；

图2为本发明实施例公开的一种Boost功率因数校正变换器的主要波形示意图；

图3为本发明实施例公开的一种Boost功率因数校正变换器的关键点波形示意图；

图4为本发明实施例公开的变换器在断续模式的电路信号仿真结果图；

图5为本发明实施例公开的变换器在断续模式/临界连续导电模式的转折处的电路信号仿真波形图；

图6为本发明实施例公开的变换器在临界连续导电模式的电路信号仿真波形图；

图7为本发明实施例公开的一种Boost功率因数校正变换器的输入电压、输入电流、输出电压、电感电流的仿真结果示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明实施例公开了一种Boost功率因数校正变换器，参见图1所示，该Boost变换器包括相互连接的Boost变换器1和控制电路2；

Boost功率因数校正变换器，包括相互连接的Boost变换器1和控制电路2；

控制电路2，包括电压采样电路21、误差放大电路22和混合模式驱动电路23；

电压采样电路21与Boost变换器1的负载并联、用于采集Boost变换器1的输出电压；

误差放大电路22的输入端与电压采样电路21的输出端相连，误差放大电路22的输出端与混合模式驱动电路23的第一输入端连接，误差放大电路22的基准电压端接地，误差放大电路22，用于输出Boost变换器1的输出电压的误差信号；

Boost变换器1的变压器T1的副边绕组的输出端与混合模式驱动电路23第二输入端连接；

混合模式驱动电路23包括第一比较器CMP1、第一RS触发器RS1、第二RS触发器RS2、第三RS触发器RS3、与门电路AND、过零检测电路231、变斜率锯齿波产生电路232、转折频率信号产生电路234和用于驱动Boost变换器1中主开关S1的驱动电路233；

过零检测电路231的输入端作为混合模式驱动电路23的第二输入端与Boost变换器1的变压器T1的副边绕组的输出端相连，过零检测电路231的输出端第三RS触发器RS3的S端和变斜率锯齿波产生电路232的第一输入端相互连接，第一比较器CMP1的负端作为混合模式驱动电路23的第一输入端与误差放大电路22的输出端连接，第一比较器CMP1的正端与变斜率锯齿波产生电路232的输出端连接，第一比较器CMP1的输出端与第一RS触发器RS1的R端和第三RS触发器RS3的R端连接，第一RS触发器RS1的S端与与门电路AND的输出端连接，与门电路AND的第一输入端、第二RS触发器RS2的

端和转折频率信号产生电路234的输入端相互连接，第二RS触发器RS2的R端与转折频率信号产生电路234的输出端连接，第二RS触发器RS2的S端、第一RS触发器RS1的Q端、驱动电路233的输入端和变斜率锯齿波产生电路232的第二输入端相互连接，第一RS触发器RS1的

端与变斜率锯齿波产生电路232的第三输入端连接，驱动电路233的输出端与主开关S1的控制端连接。

参见图1所示，Boost变换器1包括整流桥D₁、LC滤波器11、变压器T₁、主开关S₁、第四电容C₁、二极管D₂和负载R_L；其中，LC滤波器11包括第五电容C_f、电感L_f和电压源v_in；Boost变换器1的具体电路结构和与控制电路2的具体链接关系可以参考图1所示。

具体的，上述误差放大电路22可以包括环路补偿电路221、误差放大器EA和第一基准电源v₁；其中，环路补偿电路221并联在误差放大器EA的负端和输出端，误差放大器EA的正端与第一基准电源v₁的正极相连，第一基准电源v₁的负极作为误差放大电路22的基准电压端接地，误差放大器EA的输出端作为误差放大电路22的输出端，误差放大器EA的负端作为误差放大电路22的输入端。

具体的，上述电压采样电路21包括串联的第一分压电阻R₁和第二分压电阻R₂；

第一分压电阻R₁和第二分压电阻R₂并联在Boost变换器1的负载R_L两端作为电压采样电路21的输入端，第一分压电阻R₁和第二分压电阻R₂的公共端作为电压采样电路21的输出端。

具体的，主开关S₁为全控型开关器件。

具体的，上述转折频率信号产生电路234可以具体包括第一开关S₅、电流源I_ref、第一电容C₄、第二基准电源v₂和第二比较器CMP2；

电流源I_ref的负极、第一电容C₄的一端和第一开关S₅的第一端接地，电流源I_ref的正极、第一电容C₄的另一端、第一开关S₅的第二端和第二比较器CMP2的正端相互连接，第二比较器CMP2的负端与第二基准电源v₂的正极连接，第二基准电源v₂的负极接地，第二比较器CMP2的输出端与第二RS触发器RS2的R端连接输出转折频率信号。

具体的，第一开关S₅可以为三极管或MOSFET。

具体的，变斜率锯齿波产生电路232可以包括电压源v₃、第二开关S₂、第三开关S₃、第四开关S₄、低通滤波器2321、电压控制电流源i_vccs、或门电路OR、反相器F1和第二电容C₂；

电压源v₃正极与第三开关S₃的第一端连接，第三开关S₃的控制端、或门电路OR的输出端和反相器F1的输入端相互连接，或门电路OR的第一输入端作为变斜率锯齿波产生电路232的第一输入端，或门电路OR的第二输入端作为变斜率锯齿波产生电路232的第二输入端，第三开关S₃的第二端、低通滤波器2321的输入端和第二开关S₂的第一端相互连接，第二开关S₂的控制端与反相器F1的输出端连接，低通滤波器2321的输出端与电压控制电流源i_vccs的电压控制端正极相连，电压控制电流源i_vccs输出端、第二电容C₂的一端、第四开关S₄的第一端作为变斜率锯齿波产生电路232的输出端，第四开关S₄的控制端作为变斜率锯齿波产生电路232的第三输入端，电压源v₃的负极、第二开关S₂的第二端、低通滤波器2321的第三端、第二电容C₂的另一端、电压控制电流源i_vccs的电压控制端负极和第四开关S₄的第二端接地。

具体的，本发明实施例的Boost功率因数校正变换器工作原理如下：低通滤波器2321滤除开关频率，第四开关S₄的控制端与RS1触发器输出端相连接收v_dry。通过第二开关S₂、第三开关S₃和第四开关S₄的控制，对第二电容C₂进行充电和放电，得到斜率受主开关S₁的导通时间T_on、电感电流放电时间T_off和开关周期T_S控制的锯齿波v_Saw1。充电电流为：

式中，D_y为主开关S₁的导通时间对应的占空比，D_R为电感电流下降到零所对应的占空比，g₁为电压控制电流源i_VCCS的控制系数。

可以求得到Boost变换器1的主开关S₁的导通时间：

因此，Boost变换器1的输入电流可以被表示为：

式中，i_{Lb_pk}为Boost升压电感的电流峰值，L_b为升压电感，V_m为正弦输入电压幅值。

当Boost变换器1工作在稳定状态时，因为整个控制环的带宽非常窄，误差信号v_Comp在半个周期期间保持几乎恒定。变斜率锯齿波产生电路232的第二电容C₂，i_VCCS的控制系数g₁和初级电感L_b都是恒定的。Boost变换器1的输入电流是纯正弦的，因此可以实现单位PF和低输入电流失真。

第一比较器CMP1的正端输入变斜率锯齿波产生电路232产生的锯齿波v_Saw1，负端输入为误差放大器EA的输出信号v_Comp。转折频率信号产生电路234由电流源I_ref即基准电流源，基准电流源I_ref、第一电容C₄、第一开关S₅和第二比较器CMP2构成，第二RS触发器RS₂的

端输出控制第一开关S₅的导通与关断，通过基准电流源I_ref对第一电容C₄进行充放电来形成锯齿波v_Saw2，将v_Saw2与基准电压信号v_Ref2进行比较，产生的脉冲信号即为转折频率信号。采样主开关S₁的PWM波即第一RS触发器RS1的Q端，与转折频率进行比较，分别输入第二RS触发器RS₂的S端和R端，第二RS触发器RS2的

端输出作为与门电路AND的一端输入；过零检测电路231输出作为第三RS触发器RS3的S端输入，第一RS触发器RS1的

端输出作为第三RS触发器RS3的R端输入，第三RS触发器RS3的输出Q端作为与门电路AND的另一端输入第一RS触发器RS1的

控制第四开关S₄。与门电路AND和第二比较器CMP2的输出分别作为第一RS触发器RS1的S端和R端输入。在每个开关周期起始时刻，主开关S₁导通，电感电流i_L从0开始上升，电感储存能量；当第一比较器CMP1的正端输入信号v_Saw大于负端输入信号v_Comp时，主开关S₁断开，电感释放能量，二极管D₂导通，电感电流i_L从峰值开始下降。当i_L下降到0时，过零检测电路231检测到v_ZCD从高电平变为低电平，此时Boost变换器1将其动作的频率与转折频率进行比较，当Boost变换器1继续工作在CRM状态的动作频率大于转折频率时，Boost变换器将继续以转折频率继续工作在DCM，即图2中[0,α]和[π-α,π]两段；当Boost变换器1工作在CRM的动作频率小于转折频率时，Boost变换器工作在CRM，即图2中[α,π-α]。为实现PFC，需调节误差放大器EA的补偿电路，使整个电压控制环路带宽小于20Hz。当Boost变换器1稳定后，第一比较器CMP1的负端输入信号v_Comp在半个工频周期内稳定。变斜率锯齿波产生电路232的第二电容C₂，电压控制电流源i_VCCS的控制系数g₁和初级电感L_b都是恒定的。

在两个工作模式时，各关键点波形如图3所示。当Boost变换器1工作在CRM状态，在一个周期开始时，主开关S₁导通，V_Drv为高，电感电流i_L从0开始上升。变斜率锯齿波产生电路232中，电压控制电流源i_VCCS开始给第二电容C₂充电,V_saw1从0开始上升。转折频率信号产生电路234中，I_ref为第三电容C₃充电，V_saw2从0开始上升。当V_saw1的值达到V_comp的值时，第一比较器CMP1的输出即第三RS触发器RS3的R端电压V_RS3-R为高，第一RS触发器RS1和第三RS触发器RS3的Q端输出变为低，主开关S₁关断，电感电流i_L从峰值开始下降到0，V_ZCD为正，电压控制电流源i_VCCS接地，停止给第二电容C₂充电,V_saw1下降为0。当V_saw2达到1V，第二比较器CMP2的输出即第二RS触发器RS2的R端电压V_RS2-R为高，经过第一开关S₅的电压V_S5-Drv为高，V_saw2接地变为0，此时i_L未下降到0，过零检测电路231输出信号即第三RS触发器RS3的S端电压V_RS3-S为低，第三RS触发器RS3的Q端电压V_RS3-Q为低，与门电路AND输出即第一RS触发器RS1的S端电压V_RS1-S仍为低，第一RS触发器RS1未动作，所以第一开关S₅的电压V_S5-Drv维持为高，V_saw2仍为0。当i_in下降到0时。V_ZCD变为0，过零检测电路231输出信号即第三RS触发器RS3的S端电压V_RS3-S为一个脉冲信号，第三RS触发器RS3的Q端输出变为高，与门电路AND输出即第一RS触发器RS1的S端电压V_RS1-S为高，第一RS触发器RS1的Q端输出变为高，主开关S₁导通，下一个周期开始。

当Boost变换器1工作在DCM状态，在一个周期开始时，主开关S₁导通，V_Drv为高，电感电流i_in从0开始上升,变斜率锯齿波产生电路232中，电压控制电流源i_VCCS开始给第二电容C₂充电,V_saw1从0开始上升。转折频率信号产生电路234中，I_ref为第三电容C₃充电，V_saw2从0开始上升。当V_saw1的值达到V_comp的值时，第一比较器CMP1的输出即V_RS3-R为高，第一RS触发器RS1和第三RS触发器RS3的Q端输出变为低，主开关S₁关断，电感电流i_in从峰值开始下降到0，V_ZCD为正，电压控制电流源i_VCCS接地，停止给第二电容C₂充电,V_saw1下降为0。当i_L下降到0时，V_saw2还未充电到1V，第二比较器CMP2的输出即第二RS触发器RS2的R端电压V_RS2-R为低，第一开关S₅的电压V_S5-Drv为低，与门电路AND输出为低，Boost变换器1工作在断续导通模式，V_ZCD变为0，过零检测电路231输出信号即第三RS触发器RS3的S端电压V_RS3-S为一个脉冲信号，第三RS触发器RS3的Q端输出变为高。当V_saw2上升到1V，第二比较器CMP2的输出即第二RS触发器RS2的R端电压V_RS2-R为高，第一开关S₅的电压V_S5-Drv为高，V_saw2接地变为0，与门输出即第一RS触发器RS1的S端电压V_RS1-S为高，第一RS触发器RS1的Q端输出变为高，主开关S₁导通，下一个周期开始。

具体的，参见图4至图6所示Boost变换器1分别在断续模式、断续模式/临界连续导电模式的转折处和临界连续导电模式的电路信号波形仿真结果图。该仿真设定的转折频率为100kHz，频率小于100kHz工作在临界连续导电模式。

如图7所示混合导电模式Boost功率因数校正变换器控制方法的仿真结果。改进的控制方法的输入电流波形几乎为理想的正弦波，能够实现单位功率因数，与传统方法的仿真结果相对比，混合导电模式Boost功率因数校正变换器在电感电流峰值附近工作在临界连续导电模式，在电感电流过零点附近工作在断续导电模式。输入电流波形相比DCM工作模式更接近正弦波，电流的峰值和纹波相对较小；相比CRM工作模式，在电感电流过零点附近开关频率更低，对主电路器件的应力要求也较低。电感和EMI滤波器的设计更简单，并且在高压输入和轻负载时开关频率稳定，工作效率更高。

具体的，本发明实施例的Boost功率因数校正变换器相较于断续模式的Boost功率因数校正变换器，功率因数值更高，能够实现单位功率因数，输出电压纹波ΔV_O更低，电感电流峰更低；混合模式相较于临界连续模式,开关频率变化范围更小，交流输入电压过零点附近和轻负载时开关频率降低，开关损耗更小，效率更高。

可见，本发明实施例构建的混合模式驱动电路23能够控制Boost变换器1中主开关S₁，使Boost变换器1工作在断续导电模式和临界导电模式两种模式，控制Boost变换器1中主开关S₁的最大频率，提高功率因数，，提高效率，降低其输入电流总谐波畸变，降低开关频率变化范围，降低输入电流峰值，降低输出电压纹波。

最后，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

以上对本发明所提供的一种Boost功率因数校正变换器进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (7)

1.一种Boost功率因数校正变换器，其特征在于，包括相互连接的Boost变换器和控制电路；

所述控制电路，包括电压采样电路、误差放大电路和混合模式驱动电路；

所述电压采样电路与所述Boost变换器的负载并联、用于采集所述Boost变换器的输出电压；

所述误差放大电路的输入端与所述电压采样电路的输出端相连，所述误差放大电路的输出端与所述混合模式驱动电路的第一输入端连接，所述误差放大电路的基准电压端接地，所述误差放大电路，用于输出所述Boost变换器的输出电压的误差信号；

所述Boost变换器的变压器的副边绕组的输出端与所述混合模式驱动电路第二输入端连接；

所述混合模式驱动电路包括第一比较器、第一RS触发器、第二RS触发器、第三RS触发器、与门电路、过零检测电路、变斜率锯齿波产生电路、转折频率信号产生电路和用于驱动所述Boost变换器中主开关的驱动电路；

所述过零检测电路的输入端作为所述混合模式驱动电路的第二输入端与所述Boost变换器的变压器的副边绕组的输出端相连，所述过零检测电路的输出端、所述第三RS触发器的S端和所述变斜率锯齿波产生电路的第一输入端相互连接，所述第一比较器的负端作为所述混合模式驱动电路的第一输入端与所述误差放大电路的输出端连接，所述第一比较器的正端与所述变斜率锯齿波产生电路的输出端连接，所述第一比较器的输出端与所述第一RS触发器的R端和所述第三RS触发器的R端连接，所述第一RS触发器的S端与所述与门电路的输出端连接，所述与门电路的第一输入端、所述第二RS触发器的

端和所述转折频率信号产生电路的输入端相互连接，所述与门电路的第二输入端与所述第三RS触发器的Q端连接，所述第二RS触发器的R端与所述转折频率信号产生电路的输出端连接，所述第二RS触发器的S端、所述第一RS触发器的Q端、所述驱动电路的输入端和所述变斜率锯齿波产生电路的第二输入端相互连接，所述第一RS触发器的

端与所述变斜率锯齿波产生电路的第三输入端连接，所述驱动电路的输出端与所述主开关的控制端连接。

2.根据权利要求1所述的Boost功率因数校正变换器，其特征在于，所述误差放大电路包括环路补偿电路、误差放大器和第一基准电源；其中，所述环路补偿电路并联在所述误差放大器的负端和输出端，所述误差放大器的正端与所述第一基准电源的正极相连，所述第一基准电源的负极作为所述误差放大电路的基准电压端接地，所述误差放大器的输出端作为所述误差放大电路的输出端，所述误差放大器的负端作为所述误差放大电路的输入端。

3.根据权利要求1所述的Boost功率因数校正变换器，其特征在于，所述电压采样电路包括串联的第一分压电阻和第二分压电阻；

所述第一分压电阻和第二分压电阻并联在所述Boost变换器的负载两端作为所述电压采样电路的输入端，所述第一分压电阻和所述第二分压电阻的公共端作为所述电压采样电路的输出端。

4.根据权利要求1所述的Boost功率因数校正变换器，其特征在于，所述主开关为全控型开关器件。

5.根据权利要求1至4任一项所述的Boost功率因数校正变换器，其特征在于，所述转折频率信号产生电路包括第一开关、电流源、第一电容、第二基准电源和第二比较器；

所述电流源的负极、所述第一电容的一端和所述第一开关的第一端接地，所述电流源的正极、所述第一电容的另一端、所述第一开关的第二端和所述第二比较器的正端相互连接，所述第二比较器的负端与所述第二基准电源的正极连接，所述第二基准电源的负极接地，所述第二比较器的输出端与所述第二RS触发器的R端连接输出所述转折频率信号。

6.根据权利要求5所述的Boost功率因数校正变换器，其特征在于，所述第一开关为三极管或者MOSFET。

7.根据权利要求1至4任一项所述的Boost功率因数校正变换器，其特征在于，所述变斜率锯齿波产生电路包括电压源、第二开关、第三开关、第四开关、低通滤波器、电压控制电流源、或门电路、反相器和第二电容；

所述电压源正极与所述第三开关的第一端连接，所述第三开关的控制端、所述或门电路的输出端和所述反相器的输入端相互连接，所述或门电路的第一输入端作为所述变斜率锯齿波产生电路的第一输入端，所述或门电路的第二输入端作为所述变斜率锯齿波产生电路的第二输入端，所述第三开关的第二端、所述低通滤波器的输入端和所述第二开关的第一端相互连接，所述第二开关的控制端与所述反相器的输出端连接，所述低通滤波器的输出端与所述电压控制电流源的电压控制端正极相连，所述电压控制电流源输出端、所述第二电容的一端、所述第四开关的第一端作为所述变斜率锯齿波产生电路的输出端，所述第四开关的控制端作为所述变斜率锯齿波产生电路的第三输入端，所述电压源的负极、所述第二开关的第二端、所述低通滤波器的第三端、所述第二电容的另一端、所述电压控制电流源的电压控制端负极和所述第四开关的第二端接地。

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