CN107370361B - 锯齿波产生电路及反激、SEPIC和Buck-Boost功率因数校正变换器 - Google Patents

锯齿波产生电路及反激、SEPIC和Buck-Boost功率因数校正变换器 Download PDF

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Abstract

本申请公开了一种变斜率锯齿波产生电路及反激功率因数校正变换器、SEPIC功率因数校正变换器和Buck‑Boost功率因数校正变换器，包括电压源正极与第二开关的第一端连接，第二开关的控制端与RS触发器的Q端相连，第二开关的第二端、低通滤波器的输入端和第一开关的第一端相互连接，第一开关的控制端与RS触发器的端相连，低通滤波器的输出端与电压控制电流源的电压控制端正极相连，电压控制电流源输出端、电容的一端、第三开关的第一端和比较器的正向输入端相互连接，第三开关的控制端与RS触发器的端相连，其余端口接地。本申请中锯齿波斜率受临界连续模式功率因数校正变换器主开关管的导通时间和关断时间控制，调制了PWM波，提高了功率因数校正变换器功率因数。

Description

锯齿波产生电路及反激、SEPIC和Buck-Boost功率因数校正变 换器
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种变斜率锯齿波产生电路及反激功率因数校正变换器、SEPIC功率因数校正变换器和Buck-Boost功率因数校正变换器。
背景技术
近年来，电力电子技术迅速发展，作为电力电子领域重要组成部分的电源技术逐渐成为应用和研究的热点。开关电源以其效率高、功率密度高而确立了其在电源领域中的主流地位，但其通过整流器接入电网时会存在一个致命的弱点：功率因数较低(一般仅为0.45～0.75),且在电网中会产生大量的电流谐波和无功功率而污染电网。抑制开关电源产生谐波的方法主要有两种：一是被动法，即采用无源滤波或有源滤波电路来旁路或消除谐波；二是主动法，即设计新一代高性能功率因数校正变换器，它具有输入电流为正弦波、谐波含量低以及功率因数高等特点，即具有功率因数校正功能。有源功率因数校正研究的重点，主要是功率因数校正电路拓扑的研究和功率因数校正控制电路的研究。传统的有源功率因数校正电路一般采用Boost-升压拓扑，这是因为Boost具有控制容易、驱动简单以及功率因数可以接近于1，但是Boost功率因数校正变换器有输出电压高的缺点。而Buck-降压拓扑实现PFC时，由于当输入电压低于输出电压时，不传递能量，输入电流为0，交越失真严重。而反激、Buck-Boost和SEPIC变换器在整个工频周期内都可以传递能量，功率因数和总谐波畸变都优于Buck变换器，并且既可以实现升压、又可以实现降压，因此反激、Buck-Boost和SEPIC功率因数校正变换器也被广大学者和工程师关注。反激、Buck-Boost和SEPIC功率因数校正变换器通常使用断续导电模式和临界连续模式。断续导电模式反激功率因数校正变换器峰值电流很大，使主开关管的导通损耗增大并影响变换器效率。而传统的临界连续模式反激、Buck-Boost和SEPIC功率因数校正变换器，虽然效率比断续模式高，但是不能获得单位功率因数，功率因数和总谐波畸变都比断续模式变换器差。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种变斜率锯齿波产生电路及反激功率因数校正变换器、SEPIC功率因数校正变换器和Buck-Boost功率因数校正变换器，提高临界连续模式反激、Buck-Boost和SEPIC功率因数校正变换器的功率因数，实现单位功率因数，改善输入电流波形，降低其总谐波畸变。其具体方案如下：
一种变斜率锯齿波产生电路，包括：电压源、第一开关、第二开关、第三开关、低通滤波器、电压控制电流源和电容；其中，所述电压源正极与所述第二开关的第一端连接，所述第二开关的控制端与功率因数校正变换器的RS触发器的Q端相连，所述第二开关的第二端、所述低通滤波器的输入端和所述第一开关的第一端相互连接，所述第一开关的控制端与所述RS触发器的端相连，所述低通滤波器的输出端与所述电压控制电流源的电压控制端正极相连，所述电压控制电流源输出端、所述电容的一端、所述第三开关的第一端和功率因数校正变换器的比较器的正向输入端相互连接，所述第三开关的控制端与所述RS触发器的端相连，所述电压源的负极、所述第一开关的第二端、所述低通滤波器的第三端、所述电容的另一端和所述第三开关的第二端共地，所述电压控制电流源的电压控制端负极接地。
可选的，所述低通滤波器包括串联的电阻和电容，所述电阻一端作为所述低通滤波器的输入端，所述电阻和所述电容的公共端作为所述低通滤波器的输出端，所述电容的另一端作为所述低通滤波器的第三端接地。
本发明还公开了一种反激功率因数校正变换器，包括相互连接的反激变换器和控制电路，其中，所述控制电路包括前述公开的变斜率锯齿波产生电路。
可选的，所述控制电路包括所述变斜率锯齿波产生电路、误差放大电路、光耦、比较器、RS触发器、驱动电路、分压电阻和过零检测电路；其中，所述误差放大电路的输入端与所述分压电阻相连，所述分压电阻并联所述反激变换器的负载端，所述误差放大电路的基准电压端接地，所述误差放大电路的输出端与所述光耦的第一端连接，所述光耦的第二端与所述反激变换器的第一输出端相连，所述光耦的输出端与所述比较器的负向输入端相连，所述比较器的正向输入端与所述变斜率锯齿波产生电路的输出端相连，所述比较器的输出端与所述RS触发器的R端相连，所述RS触发器的Q端、所述变斜率锯齿波产生电路的第二输入端与所述驱动电路的输入端相互连接，所述RS触发器的S端与所述过零检测电路的输出端相连，所述RS触发器的端分别与所述变斜率锯齿波产生电路的第一输入端和第三输入端相连，所述驱动电路的输出端与所述反激变换器的主开关管的控制端相连，所述过零检测电路的输入端与所述反激变换器的变压器的辅助绕组的输出端相连。
可选的，所述误差放大电路包括环路补偿电路、误差放大器和基准电源；其中，所述环路补偿电路并联在所述误差放大器的负向输入端和输出端，所述误差放大器的正向输入端与所述基准电源的正极相连，所述基准电源的负极作为所述误差放大电路的基准电压端接地，所述误差放大器的正向输入端作为所述误差放大电路的输出端，所述误差放大器的负向输入端作为所述误差放大电路的输入端。
本发明还公开了一种SEPIC功率因数校正变换器，包括相互连接的SEPIC变换器和控制电路，其中，所述控制电路包括前述公开的变斜率锯齿波产生电路。
可选的，所述控制电路包括所述变斜率锯齿波产生电路、PWM产生电路、误差放大电路、分压电阻和驱动电路；其中，所述分压电阻并联在所述SEPIC变换器的负载端，所述误差放大电路的输入端与所述分压电阻相连，所述误差放大电路的基准电压端接地，所述误差放大电路的输出端与所述PWM产生电路的负向输入端相连，所述PWM产生电路的正向输入端与所述变斜率锯齿波产生电路的输出端相连，所述PWM产生电路的第一输出端、所述驱动电路的输入端和所述变斜率锯齿波产生电路的第二输入端相互连接，所述PWM产生电路的第二输出端分别与所述变斜率锯齿波产生电路的第一输入端和第三输入端相连，所述PWM产生电路的第三输入端与所述SEPIC变换器的耦合电感的辅助绕组的输出端相连，所述驱动电路的输出端与所述SEPIC变换器的主开关管的控制端相连。
可选的，所述PWM产生电路包括RS触发器、比较器和过零检测电路；其中，所述比较器的输出端与所述RS触发器的R端相连，所述RS触发器的S端与所述过零检测电路的输出端相连，所述过零检测电路的输入端作为所述PWM产生电路第三输入端，所述比较器的负向输入端作为所述PWM产生电路的负向输入端，所述RS触发器的Q端作为所述PWM产生电路的第一输出端，所述RS触发器的端作为所述PWM产生电路的第二输出端。
本发明还公开了一种Buck-Boost功率因数校正变换器，包括相互连接的Buck-Boost变换器和控制电路，其中，所述控制电路包括前述公开的变斜率锯齿波产生电路。
可选的，所述控制电路包括所述变斜率锯齿波产生电路、误差放大电路、光耦、比较器、RS触发器、驱动电路、分压电阻和过零检测电路；其中，所述误差放大电路的输入端与所述分压电阻相连，所述分压电阻并联所述Buck-Boost变换器的负载端，所述误差放大电路的基准电压端接地，所述误差放大电路的输出端与所述光耦的第一端连接，所述光耦的第二端与所述Buck-Boost变换器的第一输出端相连，所述光耦的输出端与所述比较器的负向输入端相连，所述比较器的正向输入端与所述变斜率锯齿波产生电路的输出端相连，所述比较器的输出端与所述RS触发器的R端相连，所述RS触发器的Q端、所述变斜率锯齿波产生电路的第二输入端与所述驱动电路的输入端相互连接，所述RS触发器的S端与所述过零检测电路的输出端相连，所述RS触发器的端分别与所述变斜率锯齿波产生电路的第一输入端和第三输入端相连，所述驱动电路的输出端与所述Buck-Boost变换器的主开关管的控制端相连，所述过零检测电路的输入端与所述Buck-Boost变换器的辅助绕组的输出端相连。
本发明中，变斜率锯齿波产生电路，包括：电压源、第一开关、第二开关、第三开关、低通滤波器、电压控制电流源和电容；其中，电压源正极与第二开关的第一端连接，第二开关的控制端与RS触发器的Q端相连，第二开关的第二端、低通滤波器的输入端和第一开关的第一端相互连接，第一开关的控制端与RS触发器的端相连，低通滤波器的输出端与电压控制电流源正极相连，电压控制电流源输出端、电容的一端、第三开关的第一端和比较器的正向输入端相互连接，第三开关的控制端与RS触发器的端相连，电压源的负极、第一开关的第二端、低通滤波器的第三端、电容的另一端和第三开关的第二端共地，电压控制电流源第一端接地，电压控制电流源第二端接地。
本发明中变斜率锯齿波产生电路中的第一开关S1、第二开关S2和第三开关S3受RS触发器的控制，从而使变斜率锯齿波产生电路中在经过电压源V1、第一开关S1、第二开关S2、低通滤波器和电压控制电流源，使电压控制电流源输出电压iVCCS等于iVCCS＝K*V1*Ton(t)/TS(t)，再经过第三开关和电容，从而使变斜率锯齿波产生电路输出的锯齿波调制PWM波的导通时间，进而改变功率因数，使功率因数校正变换器的输入电流更加接近理想正弦波，降低反激变换器的输入电流的总谐波畸变。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例公开的一种变斜率锯齿波产生电路结构示意图；
图2为本发明实施例公开的一种反激功率因数校正变换器结构示意图；
图3为本发明实施例公开的一种反激功率因数校正变换器仿真示意图；
图4为本发明实施例公开的一种SEPIC功率因数校正变换器结构示意图；
图5为本发明实施例公开的一种SEPIC功率因数校正变换器仿真示意图；
图6为本发明实施例公开的一种Buck-Boost功率因数校正变换器结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明实施例公开了一种变斜率锯齿波产生电路，参见图1所示，该电路包括：电压源V1、第一开关S2、第二开关S3、第三开关S4、低通滤波器11、电压控制电流源12和电容C3；其中，电压源V1正极与第二开关S3的第一端连接，第二开关S3的控制端与功率因数校正变换器RS触发器的Q端相连，第二开关S3的第二端、低通滤波器11的输入端和第一开关S2的第一端相互连接，第一开关S2的控制端与RS触发器的端相连，低通滤波器11的输出端与电压控制电流源12的电压控制端正极相连，电压控制电流源12输出端、电容C3的一端和第三开关S4的第一端和功率因数校正变换器比较器的正向输入端相互连接，第三开关S4的控制端与RS触发器的端相连，电压源V1的负极、第一开关S2的第二端、低通滤波器11的第三端、电容C3的另一端和第三开关S4的第二端共地，电压控制电流源12的电压控制端负极接地。
其中，低通滤波器11包括串联的电阻R3和电容C4，电阻R3一端作为低通滤波器11的输入端，电阻R3和电容C4的公共端作为低通滤波器11的输出端，电容C4的另一端作为低通滤波器11的第三端接地。
具体的，变斜率锯齿波产生电路的工作原理为低通滤波器11的电阻R3和低通滤波器11的电容C4滤除开关频率，经过电压源V1、第一开关S2、第二开关S3、低通滤波器11和电压控制电流源12电路后，得到电压控制电流源12输出电压iVCCS等于iVCCS＝K*V1*Ton(t)/TS(t)，其中K为电压控制电流源12输出电压iVCCS的控制系数，Ton(t)为反激变换器的主开关管的导通时间，TS(t)为反激变换器的主开关管的开关周期，因此变斜率锯齿波产生电路输出的锯齿波vSaw的斜率受主开关管的导通时间和开关周期的控制；比较器的负向输入端连接原边误差信号，每个开关周期开始时刻，变斜率锯齿波产生电路输出最低电压，变斜率锯齿波产生电路输出信号随着主开关管导通时间线性增加(锯齿波增加的斜率受RS触发器Q端的占空比的控制)，当变斜率锯齿波产生电路输出信号大于误差放大器的误差信号时，比较器输出高电平，控制RS触发器的Q端输出低电平，端输出高电平，从而控制反激变换器的主开关管关断；过零检测电路的输入信号为辅助绕组的输出电压，过零检测电路的输出信号连接到RS触发器的置位端S端，当反激变换器主开关管关断时，辅助绕组的输出电压为高电平，当反激变压器副边二极管电流过零时，辅助绕组的输出电压会从高电平变为低电平，电流过零检测电路检测到变压器的辅助绕组的输出电压从高电平变为低电平时，使RS触发器的置位端S端输出高电平，控制RS触发器Q端输出高电平，端输出低电平，从而控制反激变换器的主开关管导通，使反激变换器始终工作在临界连续模式，设定误差放大器的补偿电路使整个环路的截止频率远小于工频，控制误差放大器的输出信号在半个工频周期内维持不变。
可见，本发明实施例中变斜率锯齿波产生电路中的第一开关S2、第二开关S3和第三开关S4受RS触发器的控制，从而使变斜率锯齿波产生电路中在经过电压源V1、第一开关S2、第二开关S3、低通滤波器11和电压控制电流源12，使电压控制电流源12输出电压iVCCS等于iVCCS＝K*V1*Ton(t)/TS(t)，再经过第三开关S4和电容C3，从而使变斜率锯齿波产生电路输出的锯齿波调制PWM波的导通时间，进而改变功率因数，使功率因数校正变换器的输入电流更加接近理想正弦波，降低变换器的输入电流的总谐波畸变。
本发明实施例还公开了一种反激功率因数校正变换器，参见图2所示，包括相互连接的主电路主电路21和控制电路22，控制电路22包括前述实施例中公开的变斜率锯齿波产生电路221。关于该变斜率锯齿波产生电路221的具体结构可以参见前述实施例中公开的相应内容，在此不再进行赘述。
具体的，控制电路22可以具体包括变斜率锯齿波产生电路221、误差放大电路222、光耦223、比较器CMP、RS触发器224、驱动电路225、分压电阻226和过零检测电路227；其中，误差放大电路222的输入端与分压电阻226相连，分压电阻226并联主电路21的负载端，误差放大电路222的基准电压端接地，误差放大电路222的输出端与光耦223的第一端连接，光耦223的第二端与主电路21的第一输出端相连，光耦223的输出端与比较器CMP的负向输入端相连，比较器CMP的正向输入端与变斜率锯齿波产生电路221的输出端相连，比较器CMP的输出端与RS触发器224的R端相连，RS触发器224的Q端、变斜率锯齿波产生电路221的第二输入端与驱动电路225的输入端相互连接，RS触发器224的S端与过零检测电路227的输出端相连，RS触发器224的端分别与变斜率锯齿波产生电路221的第一输入端和第三输入端相连，驱动电路225的输出端与主电路21的主开关管S1的控制端相连，过零检测电路227的输入端与主电路21的辅助绕组NA的输出端相连。
其中，变斜率锯齿波产生电路221的输出端，即，变斜率锯齿波产生电路221中第三开关S4的第一端，变斜率锯齿波产生电路221的第一输入端，即，变斜率锯齿波产生电路221中第一开关S2的控制端，变斜率锯齿波产生电路221的第二输入端，即，变斜率锯齿波产生电路221中第二开关S3的控制端，变斜率锯齿波产生电路221的第三输入端，即，变斜率锯齿波产生电路221中第三开关S4的控制端。
其中，误差放大电路222包括环路补偿电路2221、误差放大器EA和基准电源V2；其中，环路补偿电路2221并联在误差放大器EA的负向输入端和输出端，误差放大器EA的正向输入端与基准电源V2的正极相连，基准电源V2的负极作为误差放大电路222的基准电压端接地，误差放大器EA的正向输入端作为误差放大电路222的输出端，误差放大器EA的负向输入端作为误差放大电路222的输入端。
其中，分压电阻226包括第一电阻R1和第二电阻R2，第一电阻R1和第二电阻R2串联，第一电阻R1和第二电阻R2并联在主电路21的负载端，第二电阻R2的一端接地，第一电阻R1的一端与主电路21的输出电压输出端相连，第一电阻R1和第二电阻R2的公共端与误差放大电路222的输入端相连。
具体的，反激功率因数校正变换器的工作过程包括：分压电阻226的第一电阻R1和分压电阻226的第二电阻R2分压采样的输出电压VFB输入误差放大器EA的负向输入端，误差放大器EA的正向输入端为基准电压Vref，采样的输出电压VFB与基准电压Vref相比较产生误差放大器EA的输出信号ve，光耦223将副边的误差信号ve传递到原边，生成原边误差信号vComp，低通滤波器2211的电阻R3和低通滤波器2211的电容C4滤除开关频率，经过电压源V1、第一开关S2、第二开关S3、低通滤波器2211和电压控制电流源2212电路后，得到电压控制电流源2212输出电流iVCCS等于iVCCS＝K*V1*Ton(t)/TS(t)，其中K为电压控制电流源2212输出电流iVCCS的控制系数，Ton(t)为主电路21的主开关管S1的导通时间，TS(t)为主电路21的主开关管S1的开关周期，因此变斜率锯齿波产生电路221输出的锯齿波vSaw的斜率受主开关管S1的导通时间和开关周期的控制；比较器CMP的负向输入端连接原边误差信号，每个开关周期开始时刻，变斜率锯齿波产生电路221输出最低电压，变斜率锯齿波产生电路221输出信号随着主开关管S1导通时间线性增加(锯齿波增加的斜率受RS触发器224的Q端的占空比的控制)，当变斜率锯齿波产生电路221输出信号大于误差放大器EA的误差信号时，比较器CMP输出高电平，控制RS触发器224的Q端输出低电平，端输出高电平，从而控制主电路21的主开关管S1关断；过零检测电路227的输入信号为变压器的辅助绕组NA输出端输出的输出电压，过零检测电路227的输出信号连接到RS触发器224的置位端S端，当主电路21主开关管S1关断时，辅助绕组NA为高电平，当反激变压器副边二极管电流过零时，辅助绕组NA会从高电平变为低电平，电流过零检测电路227检测到变压器的辅助绕组NA从高电平变为低电平时，使RS触发器224的置位端S端输出高电平，控制RS触发器224的Q端输出高电平，端输出低电平，从而控制主电路21的主开关管S1导通，使主电路21始终工作在临界连续模式，设定误差放大器EA的补偿电路使整个环路的截止频率远小于工频，控制误差放大器EA的输出信号在半个工频周期内维持不变。
其中，本发明实施例中的反激功率因数校正变换器为电压模控制临界连续模式反激功率因数校正变换器。
可见，本发明实施例中的反激功率因数校正变换器的控制电路22包括前述实施例中公开的变斜率锯齿波产生电路221，从而调制PWM波的导通时间，进而改变功率因数，使主电路21的输入电流更加接近理想正弦波，降低主电路21的输入电流的总谐波畸变，参见图3所示。
本发明实施例还公开了一种SEPIC功率因数校正变换器，参见图4所示，包括相互连接的主电路31和控制电路32，控制电路32包括前述实施例中公开的变斜率锯齿波产生电路321。关于该变斜率锯齿波产生电路321的具体结构可以参见前述实施例中公开的相应内容，在此不再进行赘述。
具体的，控制电路32包括变斜率锯齿波产生电路321、PWM产生电路322、误差放大电路323、分压电阻324和驱动电路325；其中，分压电阻324并联在主电路31的负载端，误差放大电路323的输入端与分压电阻324相连，误差放大电路323的基准电压端接地，误差放大电路323的输出端与PWM产生电路322的负向输入端相连，PWM产生电路322的正向输入端与变斜率锯齿波产生电路321的输出端相连，PWM产生电路322的第一输出端、驱动电路325的输入端和变斜率锯齿波产生电路321的第二输入端相互连接，PWM产生电路322的第二输出端分别与变斜率锯齿波产生电路321的第一输入端和第三输入端相连，PWM产生电路322的第三输入端与主电路31的耦合电感L1的辅助绕组的输出端相连，驱动电路325的输出端与主电路31的主开关管S1的控制端相连。
其中，变斜率锯齿波产生电路321的输出端，即，变斜率锯齿波产生电路321中第三开关S4的第一端，变斜率锯齿波产生电路321的第一输入端，即，变斜率锯齿波产生电路321中第一开关S2的控制端，变斜率锯齿波产生电路321的第二输入端，即，变斜率锯齿波产生电路321中第二开关S3的控制端，变斜率锯齿波产生电路321的第三输入端，即，变斜率锯齿波产生电路321中第三开关S4的控制端。
其中，误差放大电路323包括环路补偿电路3231、误差放大器EA和基准电源V2；其中，环路补偿电路3231并联在误差放大器EA的负向输入端和输出端，误差放大器EA的正向输入端与基准电源V2的正极相连，基准电源V2的负极作为误差放大电路323的基准电压端接地，误差放大器EA的正向输入端作为误差放大电路323的输出端，误差放大器EA的负向输入端作为误差放大电路323的输入端。
其中，PWM产生电路322包括RS触发器3221、比较器CMP和过零检测电路3222；其中，比较器CMP的输出端与RS触发器3221的R端相连，RS触发器3221的S端与过零检测电路3222的输出端相连，过零检测电路3222的输入端作为PWM产生电路322第三输入端，比较器CMP的负向输入端作为PWM产生电路322的负向输入端，RS触发器3221的Q端作为PWM产生电路322的第一输出端，RS触发器3221的端作为PWM产生电路322的第二输出端。
具体的，SEPIC功率因数校正变换器工作过程包括：误差放大器EA的负向输入端接收分压电阻324的第一电阻R1和分压电阻324的第二电阻R2分压采样的主电路31的输出电压，误差放大器EA的正向输入端为基准电压vRef，采样的输出信号与基准电压相比较产生误差放大器EA的误差放大信号vComp，其中，低通滤波器3211的电阻R3和低通滤波器3211的电容C4滤除开关频率，第一开关S2和第三开关S4的控制端与RS触发器3221输出端端相连，第二开关S3的控制端与RS触发器3221输出端Q端相连，经过电压源V1、第一开关S2、第二开关S3、低通滤波器3211和电压控制电流源3212电路后，得到电压控制电流源3212输出电压iVCCS等于iVCCS＝K*V1*Ton/TS，其中K为电压控制电流源3212输出电压iVCCS的控制系数，Ton为主电路31的主开关管S1的导通时间，TS为主电路31的主开关管S1的开关周期，因此变斜率锯齿波产生电路321输出的锯齿波vSaw的斜率受主开关管S1的导通时间和开关周期的控制；比较器CMP的负向输入端连接误差放大器EA的误差放大信号vComp，比较器CMP的正向输入端接收变斜率锯齿波产生电路321提供的锯齿波，比较器CMP的输出端连接到RS触发器3221的复位端R端，每个开关周期开始时刻，变斜率锯齿波产生电路321输出最低电压，变斜率锯齿波产生电路321输出信号随着主开关管S1导通时间线性增加(锯齿波增加的斜率受RS触发器3221输出端Q端的占空比的控制)，当变斜率锯齿波产生电路321输出信号大于误差放大器EA的误差放大信号vComp信号时，比较器CMP输出高电平，控制RS触发器3221输出端Q端输出低电平，端输出高电平，从而控制主电路31的主开关管S1关断；过零检测电路3222的输入信号为主电路31的耦合电感L1的辅助绕组的输出电压vZCD，过零检测电路3222的输出信号连接到RS触发器3221的置位端S端，当主电路31主开关管S1关断时，耦合电感L1的辅助绕组的输出电压vZCD为高电平，当SEPIC变压器续流二极管电流过零时，耦合电感L1的辅助绕组的输出电压vZCD会从高电平变为低电平，电流过零检测电路3222检测到耦合电感L1的辅助绕组的输出电压vZCD从高电平变为低电平时，使RS触发器3221的置位端S端输出高电平，控制RS触发器3221输出端Q输出高电平，输出低电平，从而控制主电路31的主开关管S1导通，使主电路31始终工作在临界连续模式；设定误差放大器EA的环路补偿电路3231使整个环路的截止频率远小于工频(一般10～20Hz)，控制误差放大器EA的误差放大信号vComp在半个工频周期内维持不变。
其中，本发明实施例中的SEPIC功率因数校正变换器为电压模控制临界连续模式SEPIC功率因数校正变换器。
可见，本发明实施例中SEPIC功率因数校正变换器的控制电路32包括前述实施例中公开的变斜率锯齿波产生电路321，从而调制PWM波的导通时间，进而改变功率因数，使主电路31的输入电流更加接近理想正弦波，降低主电路31的输入电流的总谐波畸变，参见图5所示。
本发明还公开了一种Buck-Boost功率因数校正变换器，参见图6所示，包括相互连接的主电路41和控制电路42，其中，控制电路42包括前述实施例公开的变斜率锯齿波产生电路421。
其中，控制电路42包括变斜率锯齿波产生电路421、误差放大电路422、光耦423、比较器CMP、RS触发器424、驱动电路425、分压电阻426和过零检测电路427；其中，误差放大电路422的输入端与分压电阻426相连，分压电阻426并联主电路41的负载端，误差放大电路422的基准电压端接地，误差放大电路422的输出端与光耦423的第一端连接，光耦423的第二端与主电路41的第一输出端相连，光耦423的输出端与比较器CMP的负向输入端相连，比较器CMP的正向输入端与变斜率锯齿波产生电路421的输出端相连，比较器CMP的输出端与RS触发器424的R端相连，RS触发器424的Q端、变斜率锯齿波产生电路421的第二输入端与驱动电路425的输入端相互连接，RS触发器424的S端与过零检测电路427的输出端相连，RS触发器424的端分别与变斜率锯齿波产生电路421的第一输入端和第三输入端相连，驱动电路425的输出端与主电路41的主开关管S1的控制端相连，过零检测电路427的输入端与主电路41的耦合电感L1的辅助绕组的输出端相连。
其中，变斜率锯齿波产生电路421的输出端，即，变斜率锯齿波产生电路421中第三开关S4的第一端，变斜率锯齿波产生电路421的第一输入端，即，变斜率锯齿波产生电路421中第一开关S2的控制端，变斜率锯齿波产生电路421的第二输入端，即，变斜率锯齿波产生电路421中第二开关S3的控制端，变斜率锯齿波产生电路421的第三输入端，即，变斜率锯齿波产生电路421中第三开关S4的控制端。
其中，误差放大电路422包括环路补偿电路4221、误差放大器EA和基准电源V2；其中，环路补偿电路4221并联在误差放大器EA的负向输入端和输出端，误差放大器EA的正向输入端与基准电源V2的正极相连，基准电源V2的负极作为误差放大电路422的基准电压端接地，误差放大器EA的正向输入端作为误差放大电路422的输出端，误差放大器EA的负向输入端作为误差放大电路422的输入端。
其中，分压电阻426包括第一电阻R1和第二电阻R2，第一电阻R1和第二电阻R2串联，第一电阻R1和第二电阻R2并联在主电路21的负载端，第一电阻R1的一端接地，第二电阻R2的一端与主电路21的输出电压输出端相连，第一电阻R1和第二电阻R2的公共端与误差放大电路422的输入端相连。
具体的，Buck-Boost功率因数校正变换器的工作过程包括：分压电阻426的第一电阻R1和分压电阻426的第二电阻R2分压采样的输出电压VFB输入误差放大器EA的负向输入端，误差放大器EA的正向输入端为基准电压Vref，采样的输出电压VFB与基准电压Vref相比较产生误差放大器EA的输出信号ve，光耦423将误差放大器EA的输出信号ve传输给比较器CMP，生成误差信号vComp，低通滤波器4211的电阻R3和低通滤波器4211的电容C4滤除开关频率，经过电压源V1、第一开关S2、第二开关S3、低通滤波器4211和电压控制电流源4212电路后，得到电压控制电流源4212输出电压iVCCS等于iVCCS＝K*V1*Ton(t)/TS(t)，其中K为电压控制电流源4212输出电压iVCCS的控制系数，Ton(t)为主电路41的主开关管S1的导通时间，TS(t)为主电路41的主开关管S1的开关周期，因此变斜率锯齿波产生电路421输出的锯齿波vSaw的斜率受主开关管S1的导通时间和开关周期的控制；比较器CMP的负向输入端连接光耦423的输出端，每个开关周期开始时刻，变斜率锯齿波产生电路421输出最低电压，变斜率锯齿波产生电路421输出信号随着主开关管S1导通时间线性增加(锯齿波增加的斜率受RS触发器424的Q端的占空比的控制)，当变斜率锯齿波产生电路421输出信号大于误差放大器EA的误差信号时，比较器CMP输出高电平，控制RS触发器424的Q端输出低电平，端输出高电平，从而控制主电路41的主开关管S1关断；过零检测电路427的输入信号为耦合电感L1的辅助绕组输出端输出的输出电压，过零检测电路427的输出信号连接到RS触发器424的置位端S端，当主电路41的主开关管S1关断时，耦合电感L1的辅助绕组为高电平，当Buck-Boost变压器副边二极管电流过零时，耦合电感L1的辅助绕组会从高电平变为低电平，电流过零检测电路427检测到耦合电感L1的辅助绕组从高电平变为低电平时，使RS触发器424的置位端S端输出高电平，控制RS触发器424的Q端输出高电平，端输出低电平，从而控制主电路41的主开关管S1导通，使主电路41始终工作在临界连续模式，设定误差放大器EA的环路补偿电路4221使整个环路的截止频率远小于工频，控制误差放大器EA的输出信号在半个工频周期内维持不变。
其中，本发明实施例中的Buck-Boost功率因数校正变换器为电压模控制临界连续模式Buck-Boost功率因数校正变换器。
可见，本发明实施例中的Buck-Boost功率因数校正变换器的控制电路42包括前述实施例中公开的变斜率锯齿波产生电路421，从而调制PWM波的导通时间，进而改变功率因数，使主电路41的输入电流更加接近理想正弦波，降低主电路41的输入电流的总谐波畸变。
最后，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
以上对本发明所提供的一种变斜率锯齿波产生电路及反激功率因数校正变换器、SEPIC功率因数校正变换器和Buck-Boost功率因数校正变换器进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (10)

1.一种变斜率锯齿波产生电路，其特征在于，包括：电压源、第一开关、第二开关、第三开关、低通滤波器、电压控制电流源和电容；其中，所述电压源正极与所述第二开关的第一端连接，所述第二开关的控制端与功率因数校正变换器的RS触发器的Q端相连，所述第二开关的第二端、所述低通滤波器的输入端和所述第一开关的第一端相互连接，所述第一开关的控制端与所述RS触发器的端相连，所述低通滤波器的输出端与所述电压控制电流源的电压控制端正极相连，所述电压控制电流源输出端、所述电容的一端、所述第三开关的第一端和功率因数校正变换器的比较器的正向输入端相互连接，所述第三开关的控制端与所述RS触发器的端相连，所述电压源的负极、所述第一开关的第二端、所述低通滤波器的第三端、所述电容的另一端和所述第三开关的第二端共地，所述电压控制电流源的电压控制端负极接地。
2.根据权利要求1所述的变斜率锯齿波产生电路，其特征在于，所述低通滤波器包括串联的电阻和电容，所述电阻一端作为所述低通滤波器的输入端，所述电阻和所述低通滤波器的电容的公共端作为所述低通滤波器的输出端，所述低通滤波器的电容的另一端作为所述低通滤波器的第三端接地。
3.一种反激功率因数校正变换器，其特征在于，包括相互连接的反激变换器和控制电路，其中，所述控制电路包括如权利要求1或2所述的变斜率锯齿波产生电路。
4.根据权利要求3所述的反激功率因数校正变换器，其特征在于，所述控制电路包括所述变斜率锯齿波产生电路、误差放大电路、光耦、比较器、RS触发器、驱动电路、分压电阻和过零检测电路；其中，所述误差放大电路的输入端与所述分压电阻相连，所述分压电阻并联所述反激变换器的负载端，所述误差放大电路的基准电压端接地，所述误差放大电路的输出端与所述光耦的第一端连接，所述光耦的第二端与所述反激变换器的第一输出端相连，所述光耦的输出端与所述比较器的负向输入端相连，所述比较器的正向输入端与所述变斜率锯齿波产生电路的输出端相连，所述比较器的输出端与所述RS触发器的R端相连，所述RS触发器的Q端、所述变斜率锯齿波产生电路的第二输入端与所述驱动电路的输入端相互连接，所述RS触发器的S端与所述过零检测电路的输出端相连，所述RS触发器的端分别与所述变斜率锯齿波产生电路的第一输入端和第三输入端相连，所述驱动电路的输出端与所述反激变换器的主开关管的控制端相连，所述过零检测电路的输入端与所述反激变换器的变压器的辅助绕组的输出端相连。
5.根据权利要求4所述的反激功率因数校正变换器，其特征在于，所述误差放大电路包括环路补偿电路、误差放大器和基准电源；其中，所述环路补偿电路并联在所述误差放大器的负向输入端和输出端，所述误差放大器的正向输入端与所述基准电源的正极相连，所述基准电源的负极作为所述误差放大电路的基准电压端接地，所述误差放大器的正向输入端作为所述误差放大电路的输出端，所述误差放大器的负向输入端作为所述误差放大电路的输入端。
6.一种SEPIC功率因数校正变换器，其特征在于，包括相互连接的SEPIC变换器和控制电路，其中，所述控制电路包括如权利要求1或2所述的变斜率锯齿波产生电路。
7.根据权利要求6所述的SEPIC功率因数校正变换器，其特征在于，所述控制电路包括所述变斜率锯齿波产生电路、PWM产生电路、误差放大电路、分压电阻和驱动电路；其中，所述分压电阻并联在所述SEPIC变换器的负载端，所述误差放大电路的输入端与所述分压电阻相连，所述误差放大电路的基准电压端接地，所述误差放大电路的输出端与所述PWM产生电路的负向输入端相连，所述PWM产生电路的正向输入端与所述变斜率锯齿波产生电路的输出端相连，所述PWM产生电路的第一输出端、所述驱动电路的输入端和所述变斜率锯齿波产生电路的第二输入端相互连接，所述PWM产生电路的第二输出端分别与所述变斜率锯齿波产生电路的第一输入端和第三输入端相连，所述PWM产生电路的第三输入端与所述SEPIC变换器的耦合电感的辅助绕组的输出端相连，所述驱动电路的输出端与所述SEPIC变换器的主开关管的控制端相连。
8.根据权利要求7所述的SEPIC功率因数校正变换器，其特征在于，所述PWM产生电路包括RS触发器、比较器和过零检测电路；其中，所述比较器的输出端与所述RS触发器的R端相连，所述RS触发器的S端与所述过零检测电路的输出端相连，所述过零检测电路的输入端作为所述PWM产生电路第三输入端，所述比较器的负向输入端作为所述PWM产生电路的负向输入端，所述RS触发器的Q端作为所述PWM产生电路的第一输出端，所述RS触发器的端作为所述PWM产生电路的第二输出端。
9.一种Buck-Boost功率因数校正变换器，其特征在于，包括相互连接的Buck-Boost变换器和控制电路，其中，所述控制电路包括如权利要求1或2所述的变斜率锯齿波产生电路。
10.根据权利要求9所述的Buck-Boost功率因数校正变换器，其特征在于，所述控制电路包括所述变斜率锯齿波产生电路、误差放大电路、光耦、比较器、RS触发器、驱动电路、分压电阻和过零检测电路；其中，所述误差放大电路的输入端与所述分压电阻相连，所述分压电阻并联所述Buck-Boost变换器的负载端，所述误差放大电路的基准电压端接地，所述误差放大电路的输出端与所述光耦的第一端连接，所述光耦的第二端与所述Buck-Boost变换器的第一输出端相连，所述光耦的输出端与所述比较器的负向输入端相连，所述比较器的正向输入端与所述变斜率锯齿波产生电路的输出端相连，所述比较器的输出端与所述RS触发器的R端相连，所述RS触发器的Q端、所述变斜率锯齿波产生电路的第二输入端与所述驱动电路的输入端相互连接，所述RS触发器的S端与所述过零检测电路的输出端相连，所述RS触发器的端分别与所述变斜率锯齿波产生电路的第一输入端和第三输入端相连，所述驱动电路的输出端与所述Buck-Boost变换器的主开关管的控制端相连，所述过零检测电路的输入端与所述Buck-Boost变换器的辅助绕组的输出端相连。
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