TWI472139B - The control circuit of the flyback converter, the control method and the AC-DC power conversion circuit - Google Patents

The control circuit of the flyback converter, the control method and the AC-DC power conversion circuit Download PDF

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Description

返馳式轉換器的控制電路、控制方法以及應用其的交流-直流功率轉換電路
本發明關於電源領域，更具體的說，關於一種返馳式轉換器的控制電路、控制方法以及應用其的交流-直流功率轉換電路。
有源功率因數校正(active power factor correction，APFC)是高效、低污染地利用電能的重要途徑，它是在橋式整流器與輸出電容濾波器之間加入一個功率轉換電路，使功率因數接近1。有源功率因數校正電路工作於高頻開關狀態，具有體積小、重量輕、效率高等特點，已成為電力電子技術研究的新熱點。
現有技術中，功率因數校正技術廣泛應用於離線式開關電源中。現有的具有功率因數校正功能的開關電源大多包括兩級結構，第一級功率轉換電路用以實現功率因數校正功能，第二級功率轉換電路用以將輸入電壓轉化為滿足驅動負載要求的輸出電信號。由於升壓式直流-直流轉換器在輸出功率一定時有較小的輸出電流，從而可減少輸出 電容器的容量和體積，同時也可減少升壓電感元件的繞組線徑，因此現有的第一級功率轉換電路幾乎全部採用升壓式直流-直流轉換器。
參考圖1A，所示為採用現有技術的一種具有功率因數校正功能的交流-直流功率轉換電路的原理方塊圖。該交流-直流功率轉換電路包括第一級功率轉換電路11和第二級功率轉換電路12。其中，第一級功率轉換電路11為一升壓式直流-直流轉換器，用以實現功率因數校正功能；第二級功率轉換電路12為一返馳式轉換器，用以將輸入電壓轉換為恆定的輸出電流來驅動後續負載，如LED燈。第一級功率轉換電路11的控制方式有很多種，根據電感電流是否連續，其工作模式可分為連續導通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)、斷續導通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)和臨界導通模式(Boundary Conduction Mode，BCM)3種。
例如以臨界導通模式實現升壓型功率因數校正電路為例，圖1B所示為圖1A所示的第一級電壓轉換電路的一種臨界導通模式控制方案的電路原理圖，圖1C所示為圖1B所示的臨界導通模式控制方案的半個工頻周期內功率開關的控制波形和電感電流波形。
其基本工作原理為：誤差放大器101將輸出電壓Vout 的反饋信號和基準信號Vref 相比較後放大，產生的輸出信號和交流輸入電壓檢測信號Vin 共同輸入類比乘法器102，使類比乘法器102產生一個和輸入電壓同頻同相的正弦 半波輸出信號。當功率開關S1 開啟時，電阻RSENSE 對電感電流iL 進行檢測，當電感電流iL 達到類比乘法器102的輸出時，電流比較器104輸出一控制脈衝，觸發邏輯和驅動電路105使功率開關S1 關斷，電感L1 開始放電，這樣就保證電感電流峰值ipk 的包絡線是與輸入電壓Vin 同頻同相的正弦半波。當電感L1 放電時，通過電感的二次側繞組L2 得到電感電流iL 的耦合信號，並將該信號送入零電流檢測器103。當零電流檢測器103檢測到電感電流iL 的過零點時，邏輯和驅動電路105立刻使功率開關S1 重新導通，如此反覆。如圖1B中所示，該升壓型功率因數校正電路採用電壓-電流的雙環反饋控制、利用變頻控制法實現功率因數校正，整流平均電流即交流輸入電流iIN 為電感電流峰值的1/2，呈正弦波波形，且與AC正弦輸入電壓趨於同相位，因此功率因數接近1。
可見，採用現有技術的功率因數校正實現方案，需要採用兩級功率轉換電路，顯然增加了電路的成本和尺寸；另外，現有技術的功率因數校正實現方案需要取樣輸入電壓，並通過類比乘法器來接收輸入電壓來獲得一電感電流需強制跟隨的正弦半波信號，這樣的實現方案控制方案複雜；並且對積體電路而言，則勢必需要一單獨的引腳來接收輸入電壓，不利於晶片的小型化以及封裝設計。
有鑒於此，本發明的目的在於提供一種返馳式轉換器 的控制電路、控制方法以及應用其的交流-直流功率轉換電路，其只通過一級功率轉換電路，並對功率轉換電路進行集合了功率因數校正(PFC)和PWM控制兩種控制模式的複合控制方案，同時實現了功率因數校正和對輸出電信號的調節。
依據本發明一實施例的返馳式轉換器的控制電路，包括：開通信號產生電路，關斷信號產生電路，其中，在每一開關周期內， 該開通信號產生電路用以接收該返馳式轉換器中的功率開關的汲極源極電壓，當該汲極源極電壓到達谷值時，產生一開通信號，來控制該功率開關開通； 該關斷信號產生電路用以根據接收到的表徵該返馳式轉換器的輸出電信號的反饋誤差信號以在該功率開關導通一導通時間區間後產生一關斷信號，該關斷信號控制該功率開關關斷，以使該返馳式轉換器的輸入電流與輸入電壓同相位，並且維持該返馳式轉換器的輸出電信號恆定。
依據本發明的一實施例，該導通時間區間與該反饋誤差信號成正比例關係。
依據本發明的另一實施例，，該導通時間區間與該反饋誤差信號成正比例關係，與該功率開關的導通工作週期成反比例關係。
進一步的，該控制電路還包括取樣與保持電路，用以接收該反饋誤差信號，以根據該返馳式轉換器的正弦半波輸入電壓的周期對該反饋誤差信號進行取樣與保持。
進一步的，該控制電路還包括最大關斷時間產生電路，用以產生一最大關斷時間信號，當該最大關斷信號有效時，導通該功率開關。
進一步的，該控制電路還包括一控制信號產生電路，該控制信號產生電路分別與該開通信號產生電路和該關斷信號產生電路連接，用以根據接收到的該開通信號和該關斷信號來產生一控制信號，來控制該功率開關的開關動作；當該開通信號有效時，該控制信號開通該功率開關；當該關斷信號有效時，該控制信號關斷該功率開關。
依據本發明一實施例的一種返馳式轉換器的控制方法，包括以下步驟：檢測返馳式轉換器的功率開關的汲極源極電壓；當該汲極源極電壓到達谷值時，導通該功率開關；檢測該返馳式轉換器的輸出電信號，並產生表徵當前輸出電信號和期望輸出電信號之間的誤差的反饋誤差信號；根據該反饋誤差信號產生一導通時間區間；在該功率開關導通狀態持續該導通時間區間後，關斷該功率開關，以使該返馳式轉換器的輸入電流與輸入電壓同相位，並且維持該返馳式轉換器的輸出電信號恆定。
依據本發明的一實施例的控制方法，該導通時間區間與該反饋誤差信號成正比例關係。
依據本發明的另一實施例的控制方法，該導通時間區間與該反饋誤差信號成正比例關係，與該功率開關的導通 工作週期成反比例關係。
依據本發明一實施例的一種交流-直流功率轉換電路，包括上述所述的任一控制電路，還包括，整流電路，濾波電路和一返馳式功率級電路，其中，該整流電路用以將接收到的外部交流正弦電壓轉換為正弦半波直流電壓；該濾波電路用以對接收到的該正弦半波直流電壓進行濾波，以獲得一正弦半波輸入電壓；該返馳式功率級電路接收該正弦半波輸入電壓和該控制電路輸出的控制信號，以在該返馳式功率級電路的輸出端獲得一恆定的輸出電信號，並且保證該交流-直流功率轉換電路的輸入電壓和輸入電流同相位。
依據本發明實施例的返馳式轉換器的控制電路，其透過表徵返馳式轉換器的輸出電信號的反饋誤差信號來控制返馳式轉換器中的功率開關的開關動作，進而調整返馳式轉換器中的電感電流，不僅獲得了恆定的輸出電信號，同時也獲得了較高的功率因數。
因此，依據本發明實施例的返馳式轉換器的控制電路可以獲得非常高的功率因數，大大降低了諧波失真，適用性好，適用于不同的應用場合，如LED驅動或者具有多路輸出的開關電源系統；並且，依據本發明的複合控制方案可以不需要取樣輸入電壓，也不需要乘法器，因此簡化了電路結構，對積體電路而言節省了晶片引腳，節省了晶片尺寸，提高了引腳 利用率，以及便利了封裝設計；再者，依據本發明實施例的交流-直流功率轉換電路，只需要一級功率轉換電路即同時實現了功率因數校正功能和功率調節功能，大大降低了電路的實現成本和尺寸，同時提高了電路的可靠性和穩定性。
PFC‧‧‧控制電路
PWM‧‧‧控制電路
21‧‧‧開通信號產生電路
22‧‧‧關斷信號產生電路
23‧‧‧控制信號產生電路
24‧‧‧返馳式功率級電路
101‧‧‧誤差放大器
102‧‧‧乘法器
103‧‧‧零電流檢測器
104‧‧‧電流比較器
105‧‧‧邏輯和驅動電路
200‧‧‧控制電路
301‧‧‧最大關斷時間產生電路
302‧‧‧或閘
303‧‧‧恆電流源
304‧‧‧電容
305‧‧‧開關
306‧‧‧比較器
307‧‧‧單脈衝產生電路
308‧‧‧關斷信號產生電路
309‧‧‧RS觸發器
401‧‧‧關斷信號產生電路
402‧‧‧運算放大器
403‧‧‧開關
404‧‧‧電流鏡
405‧‧‧電容
406‧‧‧開關
407‧‧‧比較器
408‧‧‧單脈衝產生電路
409‧‧‧基準電流產生電路
500‧‧‧取樣與保持電路
501‧‧‧半周期檢測電路
502‧‧‧單脈衝產生電路
503‧‧‧開關
504‧‧‧電容
700‧‧‧交流-直流功率轉換電路
701‧‧‧整流電路
702‧‧‧反饋控制電路
703‧‧‧控制電路
704‧‧‧驅動電路
圖1A所示為採用現有技術的一種具有功率因數校正功能的交流-直流功率轉換電路的原理方塊圖；圖1B所示為圖1A所示的第一級電壓轉換電路的一種臨界導通模式控制方案的電路原理圖；圖1C所示為圖1B所示的臨界導通模式控制方案的半個工頻周期內功率開關的控制波形和電感電流波形；圖2所示為依據本發明一實施例的返馳式轉換器的控制電路的原理方塊圖；圖3A所示為依據本發明的另一實施例的返馳式轉換器的控制電路的原理方塊圖；圖3B所示為圖3A所示的依據本發明實施例的返馳式轉換器的控制電路的關斷信號產生電路的工作波形圖；圖3C所示為圖3A所示的依據本發明實施例的返馳式轉換器的控制電路的工作波形圖；圖4A所示為依據本發明的又一實施例的返馳式轉換器的控制電路的原理方塊圖；圖4B所示為圖4A所示的依據本發明實施例的返馳 式轉換器的控制電路的關斷信號產生電路的工作波形圖；圖4C所示為圖4A所示的依據本發明實施例的返馳式轉換器的控制電路的工作波形圖；圖5A所示為依據本發明一實施例的返馳式轉換器的控制電路的取樣與保持電路的原理方塊圖；圖5B所示為圖5A所示的依據本發明一實施例的返馳式轉換器的控制電路的取樣與保持電路的工作波形圖；圖6所示為依據本發明一實施例的一種返馳式轉換器的控制方法的流程方塊圖；圖7所示為依據本發明一實施例的交流-直流功率轉換電路的原理方塊圖。
以下結合附圖對本發明的幾個較佳實施例進行詳細描述，但本發明並不僅僅限於這些實施例。本發明涵蓋任何在本發明的精髓和範圍上做的替代、修改、等效方法以及方案。為了使公眾對本發明有徹底的瞭解，在以下本發明較佳實施例中詳細說明了具體的細節，而對本領域技術人員來說沒有這些細節的描述也可以完全理解本發明。
參考圖2，所示為依據本發明一實施例的返馳式轉換器的控制電路的原理方塊圖。在該實施例中，返馳式轉換器的控制電路200包括開通信號產生電路21，關斷信號產生電路22和控制信號產生電路23，來控制後級的返馳式功率級電路24。
圖2所示的返馳式轉換器的控制電路200的工作原理如下：在每一開關周期內，開通信號產生電路21用以接收該返馳式轉換器中的功率開關Sp 的汲極源極電壓VDS ，當汲極源極電壓VDS 到達谷值Vvalley 時，產生開通信號Son ，來控制功率開關Sp 開通，以實現功率開關的準諧振驅動；關斷信號產生信號22用以根據接收到的表徵該返馳式轉換器的輸出電信號的反饋誤差信號Verror ，以在該功率開關Sp 導通一導通時間區間Ton 後產生一關斷信號Soff ，該關斷信號Soff 控制該功率開關Sp 關斷；控制信號產生電路23分別與開通信號產生電路21和關斷信號產生電路22連接，用以根據接收到的開通信號Son 和關斷信號Soff 來產生一控制信號Vctrl ，來控制該功率開關Sp 的開關動作。
在一個開關周期內，當該開通信號Son 有效時，該控制信號Vctrl 開通該功率開關Sp ；在經過導通時間區間Ton 後，關斷信號Soff 變為有效，此時該控制信號Vctrl 關斷該功率開關Sp ；周而復始，透過上述控制信號對功率開關的控制，使得功率開關周期性的導通和關斷。由於反饋誤差信號Verror 表徵了當前輸出電信號與期望輸出電信號之間的誤差，在汲極源極電源VDS 到達穀值Vvalley 的時刻開通功率開關Sp ，並透過反饋誤差信號Verror 調節導通時間區間Ton 的大小，以及調節流過變壓器T的初級側繞組Lp 的電感電流iL 的工作模式，即調節電感電流的平均值，從而維持返馳式功率級電路24的輸出電信號恆定，以及保證該返馳式功率級電路24的輸入電流iIN 與輸入電壓Vin 同相位，獲得一較高的功率因數。
可見，透過圖2所示的依據本發明的返馳式轉換器的控制電路，不再需要返馳式功率級電路和整流電路之間的單獨的升壓型功率因數校正電路，不再需要取樣輸入電壓Vin 以及類比乘法器來獲得一正弦半波參考電壓，大大簡化了電路結構；透過反饋誤差信號對功率開關導通時間的調節，同時獲得了恆定的輸出電信號以及較高的功率因數。並且，採用準諧振控制和驅動方案，最大程度的減小了功率開關的開關損耗，大大提高了返馳式轉換器的工作效率。並且對積體電路而言，由於不再需要單獨的晶片引腳來取樣輸入電壓，因此，節約了晶片尺寸，提高了引腳的利用率。
參考圖3A，所示為依據本發明另一實施例的返馳式轉換器的控制電路的原理方塊圖。在該實施例中，開通信號產生電路21接收功率開關Sp 的汲極源極電壓VDS ，以在汲極源極電壓VDS 到達穀值時刻產生開通信號Son 。開通信號產生電路21可以為任何合適形式的已有的或者改進的能夠實現汲極源極電壓穀值檢測的檢測電路即準諧振控制方案，例如現有的soxyless技術方案，或者中國專利申請CN201110137256.3公開的技術方案等。
再者，為了在負載很小時能夠維持對輸出電信號的調 節，防止功率開關的誤關斷，透過最大關斷時間產生電路301產生一最大關斷時間Toff_max ，來設置功率開關的最大關斷時間。當汲極源極電壓到達穀值或者到達最大關斷時間時透過或閘302均產生開通信號Son’ 。
關斷信號產生電路308用以產生與反饋誤差信號Verror 成正比例關係的導通時間區間Ton ，即關斷信號Soff 。在該實施例中，詳細說明了一種具體的實施例，關斷時間產生電路308具體包括依次串聯連接在電壓源VDD 和地之間的恆電流源303和電容304，兩者的公共連接點為A。開關305連接在點A和地之間，並且控制信號Vctrl 的非信號控制開關305的開關動作。比較器306的同相輸入端連接至點A，反相輸入端接收反饋誤差信號Verror ，輸出信號透過單脈衝產生電路307產生關斷信號Soff 。
在該實施例中，控制信號產生電路包括一RS觸發器309，其置位元端接收開通信號Son’ ，重定端接收關斷信號Soff ，輸出端的輸出信號作為控制信號Vctrl ，來控制功率開關Sp 的開關動作。
以下結合圖3B所示為圖3A所示的依據本發明實施例的返馳式轉換器的控制電路的關斷信號產生電路的工作波形圖來詳細說明圖3A所示的實施例的關斷信號產生電路的工作原理。
在功率開關導通時間區間內，即控制信號Vctrl 有效時，開關305斷開，恆電流源303對電容304進行充電，A點的電壓V1 成一斜坡信號持續上升，經過導通時間區 間Ton 後，電壓V1 上升至反體誤差信號Verror 時，比較器306的輸出翻轉，然後透過單脈衝產生電路307產生一單脈衝的關斷信號Soff ；關斷信號Soff 重定RS觸發器309，RS觸發器309的輸出端Q的輸出信號Vctrl 變為無效，例如可以為由高電平變為低電平，從而關斷功率開關Sp 。當汲極源極電壓VDS 再次到達谷值時，開通信號Son ’透過RS觸發器309的置位端S置位RS觸發器309，輸出端Q的輸出信號Vctrl 變為有效，例如可以為由低電平變為高電平，從而再次導通功率開關Sp 。同時，開關305閉合，電容304兩端的電壓V1 透過開關305快速放電至地。
假設恆電流源303的電流為I1 ，電容304的電容值為C1 ，則導通時間區間Ton 可以表示為：
由於在輸入電壓的半個周期內，反饋誤差信號Verror 維持基本不變，所以導通時間區間Ton 基本維持不變，並與反饋誤差信號Verror 成正比例關係。
以下結合圖3C所示的圖3A所示的返馳式轉換器的控制電路的工作波形圖來詳細說明圖3A所示的實施例的工作原理。
假設變壓器T的初級側繞組Lp 的電感值為L，則根據返馳式功率級電路的工作原理，可以得知流過變壓器T的初級側繞組Lp 的電感電流峰值ipk 可以表示為下式(2)：
由於反饋誤差信號Verror 維持基本不變，電感值L為恆定值，所以電感電流峰值ipk 與輸入電壓Vin 成正比例關係，即電感電流峰值ipk 的包絡線成一正弦波形狀。並且，由於返馳式轉換器為準諧振驅動方式，所以變壓器T的初級側繞組Lp 的工作模式可以近似看作臨界導通工作模式BCM，所以輸入電流iIN 可以近似表示為：
透過上式(3)可以看出，輸入電流iIN 跟隨輸入電壓Vin ，輸入阻抗為一恆定值，因此，獲得了較高的功率因數。並且，透過反饋誤差信號Verror 對電感電流的峰值ipk 進行調節，從而保證輸出電信號與期望輸出電信號一致。
以上詳細介紹了依據本發明實施例的返馳式轉換器的控制電路，本領域技術人員根據本發明的教導，顯然可以推知電路實現方式並不侷限於上述實施例，例如關斷信號產生電路、控制信號產生電路、開通信號產生電路可以為其他合適形式的電路結構。
參考圖4A，所示為依據本發明又一實施例的返馳式轉換器的控制電路的原理方塊圖。該實施例與圖3A所示的實施例相比較，採用了不同的關斷信號產生電路，從而使返馳式功率級電路工作在斷續工作模式DCM，並且保證功率開關的導通時間與導通工作週期的乘積維持基本不 變。與圖3A所示的實施例相同的部分在此不再贅述，以下詳細說明關斷信號產生電路401的實現方式和工作原理。
關斷信號產生電路401包括基準電流產生電路409用以產生一與功率開關的導通工作週期D成正比例關係的基準電流Iref 。以下結合圖4B所示的圖4A所示的依據本發明實施例的返馳式轉換器的控制電路的關斷信號產生電路的工作波形圖來詳細說明其具體實現方式。
開關S1和開關S2依次串聯連接在一基準電壓Vref 和地之間，兩者的公共連接點為B，控制信號Vctrl 控制開關S1的開關動作，控制信號Vctrl 的非信號控制開關S2的開關動作。電阻Rv 和電容Cv 依次串聯連接在B點和地之間，兩者的公共連接點為C。B點的電壓經過電阻Rv 和電容Cv 的濾波作用，在C點產生一與功率開關的導通工作週期D成正比例的電壓VC ，其數值為：V c =V ref ×D (5)
電壓VC 經過由運算放大器402、開關403和電阻Rref 組成的電壓-電流轉換電路轉換為電流信號。運算放大器402的同相輸入端接收電壓VC ，反相輸入端連接至電阻Rref 的一端，電阻Rref 的另一端連接至地；開關403的控制端接收運算放大器402的輸出信號，第二功率端連接至電阻Rref 的一端，第一功率端連接至電流鏡404。根據運算放大器的虛短原理，流過開關403的電流I1 的數值為：
電流I1 經過電流鏡404的鏡像作用，產生對電容405進行充電的充電電流(基準電流)Iref ，其數值為：
其中，k為電流鏡404的比例係數。
在電流鏡404和電容405的公共連接點D處，產生一電壓VD 。
開關406連接在D點和地之間，並且控制信號Vctrl 的非信號控制開關406的開關動作。比較器407的同相輸入端接收電壓VD ，反相輸入端接收反饋誤差信號Verror 。當返馳式功率級電路24的功率開關Sp 處於導通狀態時，即控制信號Vctrl 為有效狀態時，開關406處於關斷狀態，充電電流(基準電流)Iref 持續對電容405進行充電，電壓VD 成斜坡形狀持續上升；當電壓VD 上升至反饋誤差信號Verror 時，比較器407的輸出端的輸出信號產生翻轉，透過單脈衝產生電路408產生一單脈衝信號，即關斷信號Soff ，此時控制信號Vctrl 變為無效狀態，例如可以為由高電平變為低電平，以控制功率開關Sp 關斷。開關406閉合，電容405兩端的電壓VD 透過開關406快速放電至地。當汲極源極電壓VDS 再次到達谷值Vvalley 時，再次開通功率開關Sp 。
其中，假設電容405的電容值為C2 ，則電壓VD 的上升時間，即導通時間區間Ton 的數值可以表示為：
即：
從公式(9)可以看出，由於在輸入電壓的半個周期內，反饋誤差信號Verror 維持基本不變，所以功率開關Sp 的導通時間與導通工作週期的乘積維持不變。
以下結合圖4C所示的圖4A所示的依據本發明實施例的返馳式轉換器的控制電路的工作波形圖來詳細說明返馳式轉換器的控制電路的工作原理。
返馳式轉換器的電感電流工作在斷續導通工作模式DCM，由返馳式轉換器的工作原理可以得出，流過變壓器T的初級側繞組Lp 的電感電流峰值ipk 的數值為：
控制變壓器T的初級側繞組Lp 工作在斷續導通工作模式DCM，所以輸入電流iIN 可以表示為：
透過上式(11)可以看出，輸入電流iIN 跟隨輸入電壓Vin ，輸入阻抗為一恆定值，因此，獲得了較高的功率因數。並且，反饋誤差信號Verror 對電感電流峰值ipk 進行調節，從而保證返馳式功率級電路的輸出電信號與期望輸出電信號一致。並且，採用圖4A所示的返馳式轉換器的控制電路的實施例，很好的實現了功率因數校正功能，因此基波分量較大，相應的輸入電流的總諧波失真THD較小。
本領域技術人員根據上述依據本發明的實施例的教導，顯然可以推知電路實現方式並不侷限於上述實施例，例如關斷信號產生電路、控制信號產生電路、開通信號產生電路可以為其他合適形式的電路結構。
以上所述的依據本發明的不同實施例的返馳式轉換器的控制電路，反饋誤差信號Verror 的產生可以由不同的實施例來實現。返馳式轉換器的輸出電信號可以為電壓信號或者電流信號，反饋控制電路既可以採用一次側控制方案，也可以採用二次側控制方案，用以根據該返馳式轉換器的輸出電信號和一基準信號，產生該反饋誤差信號；並且，反饋控制電路可以為任何合適的已知的或者改進的反饋控制電路，例如中國發明專利申請CN201010619845.0。
為了減小反饋誤差信號Verror 的紋波電壓，依據本發明實施例的返馳式轉換器的控制電路還包括取樣與保持電路，用以根據輸入電壓的周期對該反饋誤差信號Verror 進行取樣與保持，以獲得一相對平滑的反饋誤差信號 Verror ’。
參考圖5A所示的依據本發明一實施例的返馳式轉換器的控制電路的取樣與保持電路的原理方塊圖以及圖5B所示的圖5A所示依據本發明一實施例的返馳式轉換器的控制電路的取樣與保持電路的工作波形圖。如圖5A所示，取樣與保持電路500包括半周期檢測電路501，單脈衝產生電路502，開關503和電容504；其中， 半周期檢測電路501接收正弦半波輸入電壓Vin ，當該正弦半波輸入電壓Vin 過零時(即半個周期的開始時刻和截止時刻)，透過該單脈衝產生電路502產生單脈衝信號Vtri ；當該正弦半波輸入電壓Vin 過零時，該單脈衝信號Vtri 控制開關503閉合，此時反饋誤差信號Verror 透過電容504進行濾波，以在電容504和開關503的公共連接點F產生一電壓來作為反饋誤差信號Verror ’；在當前正弦半波輸入電壓Vin 的半個周期內，反饋誤差信號Verror ’保持為半個周期的開始時刻t0 時的取樣值，直至下一半個周期的開始時刻t1 ，即當前半個周期的截止時刻，從而在F點獲得了紋波較小的，相對平滑的反饋誤差信號Verror ’。
這裏，半周期檢測電路501可以為過零比較器或者其他合適的電路結構。透過圖5A所示的取樣與保持電路，獲得了較小紋波的反饋誤差信號Verror ’，從而為後續控制電路對導通時間區間的調節提供了較精確的基準，提高了控制電路的控制精度。
以下詳細說明依據本發明的返馳式轉換器的控制方法。
參考圖6，所示為依據本發明一實施例的一種返馳式轉換器的控制方法的流程方塊圖，包括以下步驟：S601：檢測返馳式轉換器的功率開關的汲極源極電壓；S602：當該汲極源極電壓到達谷值時，導通該功率開關；S603：檢測該返馳式轉換器的輸出電信號，並產生表徵當前輸出電信號和期望輸出電信號之間的誤差的反饋誤差信號；S604：根據該反饋誤差信號產生一導通時間區間；S605：在該功率開關導通狀態持續該導通時間區間後，關斷該功率開關，以使該返馳式轉換器的輸入電流與輸入電壓同相位，並且維持該返馳式轉換器的輸出電信號恆定。
其中，依據本發明一實施例的一種返馳式轉換器的控制方法中，該導通時間區間與該反饋誤差信號成正比例關係。
由於在返馳式轉換器的正弦輸入電壓的半個周期內，反饋誤差信號維持基本不變，返馳式轉換器的初級側繞組的電感值為恆定值，所以電感電流峰值與正弦半波輸入電壓成正比例關係，即電感電流峰值的包絡線成一正弦波形狀。並且，由於返馳式轉換器為準諧振驅動方式，所以變 壓器的初級側繞組工作模式可以看作近似的臨界導通工作模式BCM，所以輸入電流可以跟隨正弦輸入電壓，從而實現了功率因數校正；並且，透過反饋誤差信號調節導通時間區間的大小，實現了對返馳式轉換器的輸出電信號的調節，以維持輸出電信號基本恆定。
依據本發明另一實施例的一種返馳式轉換器的控制方法中，該導通時間區間與該反饋誤差信號成正比例關係，與該功率開關的導通工作週期成反比例關係。
由於在返馳式轉換器的正弦輸入電壓的半個周期內，反饋誤差信號維持基本不變，返馳式轉換器的初級側繞組的電感值為恆定值，控制返馳式轉換器的功率開關的導通時間區間與導通工作週期為一恆定值，電感電流峰值與正弦半波輸入電壓成正比例關係，即電感電流峰值的包絡線成一正弦波形狀。並且，由於返馳式轉換器為準諧振驅動方式，所以變壓器的初級側繞組以斷續導通工作模式DCM工作，以使得電感電流的平均值即輸入電流與正弦輸入電壓成正比例關係，從而實現了功率因數校正；並且，透過反饋誤差信號調節導通時間區間的大小，實現了對返馳式轉換器的輸出電信號的調節，以維持輸出電信號基本恆定。
其中，導通時間區間的調節可以透過任何合適形式的實現方法。
進一步的，該控制方法還可以包括，根據該返馳式轉換器的正弦半波輸入電壓的周期對該反饋誤差信號進行取 樣與保持，以獲得紋波較小的反饋誤差信號。
進一步的，該控制方法還可以包括，如果該功率開關的關斷時間超過一設定的最大關斷時間信號，則導通該功率開關。
參考圖7，所示為依據本發明一實施例的交流-直流功率轉換電路的原理方塊圖，交流-直流功率轉換電路700包括整流電路701，濾波電路Cin ，返馳式功率級電路705，控制電路703和驅動電路704；其中，整流電路701接收外部交流輸入電壓，以將其轉換為直流電壓，然後透過濾波電路Cin 進行濾波以獲得正弦半波輸入電壓Vin ；控制電路703可以為上述所述的任一依據本發明的返馳式轉換器的控制電路的實施例，如圖2，圖3A，圖4A和圖5A等，控制電路703接收反饋誤差信號Verror 和功率開關Sp的汲極源極電壓VDS ，以產生控制信號Vctrl ；反饋誤差信號Verror 可以透過反饋控制電路702取樣返馳式功率級電路705的輸出電信號而獲得；驅動電路704接收該控制信號Vctrl ，以相應的產生驅動信號Vdrive ；返馳式功率級電路705接收該正弦半波輸入電壓Vin 和該驅動電路704輸出的驅動信號Vdrive ，從而功率開關Sp 進行相應的開關動作，以在該返馳式功率級電路705的輸出端獲得一恆定的輸出電信號，並且保證該交流-直流功率轉換電路的輸入電壓和輸入電流同相位。
以上詳細介紹了依據本發明實施例的返馳式轉換器的控制電路、控制方法以及應用其的交流-直流功率轉換電路，需要說明的是，本發明各個實施例間名稱相同的器件功能也相同，開通信號產生電路、關斷信號產生電路和邏輯電路的結構包括但並不限定於以上公開的形式，只要能夠實現本發明實施例所述的相關電路的功能即可，因此，本領域技術人員在本發明實施例公開的電路的基礎上所做的相關的改進，也在本發明實施例的保護範圍之內。
另外，還需要說明的是，在本文中，術語“包括”、“包含”或者其任何其他變體意在涵蓋非排他性的包含，從而使得包括一系列要素的過程、方法、物品或者設備不僅包括那些要素，而且還包括沒有明確列出的其他要素，或者是還包括為這種過程、方法、物品或者設備所固有的要素。在沒有更多限制的情況下，由語句“包括一個……”限定的要素，並不排除在包括所述要素的過程、方法、物品或者設備中還存在另外的相同要素。
依照本發明的實施例如上文所述，這些實施例並沒有詳盡敍述所有的細節，也不限制該發明僅為所述的具體實施例。顯然，根據以上描述，可作很多的修改和變化。本說明書選取並具體描述這些實施例，是為了更好地解釋本發明的原理和實際應用，從而使所屬技術領域技術人員能很好地利用本發明以及在本發明基礎上的修改使用。本發明僅受申請專利範圍及其全部範圍和等效物的限制。
21‧‧‧開通信號產生電路
22‧‧‧關斷信號產生電路
23‧‧‧控制信號產生電路
24‧‧‧返馳式功率級電路

Claims (10)

  1. 一種返馳式轉換器的控制電路，應用於一返馳式轉換器中，其特徵在於，包括開通信號產生電路，關斷信號產生電路，其中，在每一開關周期內，該開通信號產生電路用以接收該返馳式轉換器中的功率開關的汲極源極電壓，當該汲極源極電壓到達谷值時，產生開通信號，來控制該功率開關開通；以及該關斷信號產生電路用以根據接收到的表徵該返馳式轉換器的輸出電信號的反饋誤差信號以在該功率開關導通一導通時間區間後產生一關斷信號，該關斷信號控制該功率開關關斷，以使該返馳式轉換器的輸入電流與輸入電壓同相位，並且維持該返馳式轉換器的輸出電信號恆定。
  2. 根據申請專利範圍第1項所述的控制電路，其中，該導通時間區間與該反饋誤差信號成正比例關係。
  3. 根據申請專利範圍第1項所述的控制電路，其中，該導通時間區間與該反饋誤差信號成正比例關係，與該功率開關的導通工作週期成反比例關係。
  4. 根據申請專利範圍第3項所述的控制電路，其中，該控制電路還包括取樣與保持電路，用以接收該反饋誤差信號，以根據該返馳式轉換器的正弦半波輸入電壓的周期對該反饋誤差信號進行取樣與保持。
  5. 根據申請專利範圍第1項所述的控制電路，其中，該控制電路還包括最大關斷時間產生電路，用以產生一最大關斷時間信號，當該最大關斷信號有效時，導通該功率 開關。
  6. 根據申請專利範圍第1項所述的控制電路，其中，該控制電路還包括一控制信號產生電路，該控制信號產生電路分別與該開通信號產生電路和該關斷信號產生電路連接，用以根據接收到的該開通信號和該關斷信號來產生一控制信號，來控制該功率開關的開關動作；當該開通信號有效時，該控制信號開通該功率開關；當該關斷信號有效時，該控制信號關斷該功率開關。
  7. 一種返馳式轉換器的控制方法，其特徵在於，包括，檢測返馳式轉換器的功率開關的汲極源極電壓；當該汲極源極電壓到達谷值時，導通該功率開關；檢測該返馳式轉換器的輸出電信號，並產生表徵當前輸出電信號和期望輸出電信號之間的誤差的反饋誤差信號；根據該反饋誤差信號產生一導通時間區間；以及在該功率開關導通狀態持續該導通時間區間後，關斷該功率開關，以使該返馳式轉換器的輸入電流與輸入電壓同相位，並且維持該返馳式轉換器的輸出電信號恆定。
  8. 根據申請專利範圍第7項所述的返馳式轉換器的控制方法，其中，該導通時間區間與該反饋誤差信號成正比例關係。
  9. 根據申請專利範圍第7項所述的控制電路，其中，該導通時間區間與該反饋誤差信號成正比例關係，與該功 率開關的導通工作週期成反比例關係。
  10. 一種交流-直流功率轉換電路，其特徵在於，包括申請專利範圍第1-6項所述的控制電路，還包括，整流電路，濾波電路和一返馳式功率級電路，其中，該整流電路用以將接收到的外部交流正弦電壓轉換為正弦半波直流電壓；該濾波電路用以對接收到的該正弦半波直流電壓進行濾波，以獲得一正弦半波輸入電壓；以及該返馳式功率級電路接收該正弦半波輸入電壓和該控制電路輸出的控制信號，以在該返馳式功率級電路的輸出端獲得一恆定的輸出電信號，並且保證該交流-直流功率轉換電路的輸入電壓和輸入電流同相位。
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