CN105281591B - 功率变换器的控制电路及控制方法 - Google Patents

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Abstract

公开了功率变换器的控制电路及控制方法。所述功率变换器包括彼此连接的功率开关管和电感，所述控制电路控制所述功率开关管的工作，使得电感充电和放电产生电感电流，从而提供输出电流，其特征在于，所述控制电路在电感电流检测信号为零之时或之后，控制所述功率开关管导通，在所述电感电流检测信号达到峰值参考信号和功率开关管的导通时间达到最大导通时间之一时，控制所述功率开关管断开，以及根据所述电感电流检测信号调节所述最大导通时间，使得所述功率变换器向负载提供恒定的输出电流。该控制电路工作于峰值电流模式，无需获得补偿信号即可控制功率变换器的电流基本恒定，从而简化电路结构和减少外围元件。

Description

功率变换器的控制电路及控制方法
技术领域
本发明涉及电源技术，更具体地，涉及功率变换器的控制电路及控制方法。
背景技术
在许多应用领域需要使用提供恒定电流的功率变换器。例如，在LED照明中，采用恒定的电流驱动LED灯以维持稳定的发光强度。传统的控制方法是将输出电流的反馈信号与参考信号进行误差计算后获得补偿信号，然后利用补偿信号控制功率开关管的导通时间或流过电感的电感电流峰值，以实现电流闭环控制，从而达到恒定电流控制的目的。
在上述控制方法中，由于电流的纹波较大，因此在反馈环路中必须采用补偿电容才能获得稳定的补偿信号。然而，补偿电容增加了功率变换器的体积和成本，并且不利于功率变换器的电路集成。在功率变换器的主要电路形成芯片时，补偿电容仍然位于芯片外部，从而需要设置额外的管脚连接补偿电容。
因此，期望进一步简化功率变换器的控制电路，以减小其芯片体积以及减少外围元件。
发明内容
有鉴于此，本发明提出了一种功率变换器的控制电路及控制方法，该控制电路工作于峰值电流模式，无需获得补偿信号即可控制功率变换器的电流基本恒定，从而简化电路结构和减少外围元件。
根据本发明的一方面，提供一种功率变换器的控制电路，所述功率变换器包括彼此连接的功率开关管和电感，所述控制电路控制所述功率开关管的工作，使得电感充电和放电产生电感电流，从而提供输出电流，其特征在于，所述控制电路在电感电流检测信号为零之时或之后，控制所述功率开关管导通，在所述电感电流检测信号达到峰值参考信号和功率开关管的导通时间达到最大导通时间之一时，控制所述功率开关管断开，以及根据所述电感电流检测信号调节所述最大导通时间，使得所述功率变换器向负载提供恒定的输出电流。
优选地，所述功率变换器的输入电压为幅值按照第一周期变化的直流输入电压，所述输出电流等效为具有等效占空比、按照所述第一周期变化的直流输出电流，所述控制电路根据电感电流检测信号调节最大导通时间，将所述等效占空比控制为大致等于参考占空比。
优选地，所述控制电路包括：导通控制电路，用于产生导通信号以控制所述功率开关管导通；比较器，用于比较所述电感电流检测信号和峰值电流参考信号，以产生第一控制信号；最大导通时间电路，用于根据所述电感电流检测信号产生最大导通时间信号；或门，所述或门的两个输入端分别接收所述第一控制信号和所述最大导通时间信号，输出端提供断开信号以控制所述功率开关管断开；以及RS触发器，所述RS触发器的置位端和复位端分别接收所述导通信号和所述断开信号，输出端提供用于控制功率开关管的开关控制信号。
优选地，所述导通控制电路为过零检测电路，用于在检测到所述电感电流检测信号过零时产生所述导通信号。
优选地，所述开关控制信号具有第二周期，并且所述第二周期小于所述第一周期，所述导通控制电路在检测到所述电感电流检测信号过零之后，经过预定时间产生所述导通信号，并且使得所述电感电流流过负载的时间与所述第二周期的比值为固定值。
优选地，所述导通控制电路包括：过零检测电路，用于在检测到所述电感电流检测信号过零时产生第一导通信号；比率恒定电路，用于根据所述电感电流检测信号获得所述电感电流流过负载的时间，根据所述开关控制信号获得所述第二周期，并且在所述电感电流流过负载的时间与所述第二周期的比值为固定值时产生第二导通信号；以及与门，所述与门的两个输入端分别接收所述第一导通信号和所述第二导通信号，输出端提供所述功率开关管的所述导通信号。
优选地，所述最大导通时间电路包括：计数电路，用于在所述电感电流检测信号升高至第一参考信号时开始递减计数，以及在所述电感电流检测信号减小至第二参考信号时开始增计数；数模转换电路，用于将计数电路的计数值转换成模拟值作为最大导通时间；以及导通时间判断电路，用于比较所述最大导通时间和所述功率开关管的实际导通时间，并且产生最大导通时间信号。
优选地，所述最大导通时间电路还包括：时钟信号产生电路，用于在递减计数期间产生第一时钟信号，使得所述计数电路按照第一时钟信号计数，以及在递增计数期间产生第二时钟信号，使得所述计数电路按照第二时钟信号计数。
优选地，选择所述第一时钟信号的频率和所述第二时钟信号的频率，从而设定所述参考占空比。
优选地，所述参考占空比等于所述第二时钟信号的频率除以所述第一时钟信号的频率与所述第二时钟信号的频率之和。
优选地，所述最大导通时间电路还包括比较器，用于将所述电感电流检测信号与所述第一参考信号和所述第二参考信号进行比较。
优选地，所述第一参考信号和所述第二参考信号均等于所述峰值参考信号的二分之一。
优选地，所述第一参考信号等于所述峰值参考信号，并且所述第二参考信号为零。
根据本发明的另一方面，提供一种功率变换器的控制方法，所述功率变换器包括彼此连接的功率开关管和电感，所述控制电路控制所述功率开关管的工作，使得电感充电和放电产生电感电流，从而提供输出电流，其特征在于，所述方法包括：在电感电流检测信号为零之时或之后，控制所述功率开关管导通，在所述电感电流检测信号达到峰值参考信号和功率开关管的导通时间达到最大导通时间之一时，控制所述功率开关管断开，以及根据所述电感电流检测信号调节所述最大导通时间，使得所述功率变换器向负载提供恒定的输出电流。
优选地，所述功率变换器的输入电压为幅值按照第一周期变化的直流输入电压，所述输出电流等效为具有等效占空比、按照所述第一周期变化的直流输出电流，所述调节所述最大导通时间的步骤将所述等效占空比控制为大致等于参考占空比。
优选地，控制所述功率开关管导通的步骤包括：在检测到所述电感电流检测信号过零时产生导通信号。
优选地，所述开关控制信号具有第二周期，并且所述第二周期小于所述第一周期，控制所述功率开关管导通的步骤包括：在检测到所述电感电流检测信号过零之后，经过预定时间产生导通信号，并且使得所述电感电流流过负载的时间与所述第二周期的比值为固定值。
优选地，所述调节所述最大导通时间的步骤包括：在所述电感电流检测信号升高至第一参考信号时开始递减计数，以及在所述电感电流检测信号减小至第二参考信号时开始增计数；将计数电路的计数值转换成模拟值作为最大导通时间；以及比较所述最大导通时间和所述功率开关管的实际导通时间，并且产生最大导通时间信号。
优选地，所述调节所述最大导通时间的步骤还包括：在递减计数期间产生第一时钟信号，使得所述计数电路按照第一时钟信号计数，以及在递增计数期间产生第二时钟信号，使得所述计数电路按照第二时钟信号计数。
优选地，所述调节所述最大导通时间的步骤还包括：选择所述第一时钟信号的频率和所述第二时钟信号的频率，从而设定所述参考占空比。
优选地，所述参考占空比等于所述第二时钟信号的频率除以所述第一时钟信号的频率与所述第二时钟信号的频率之和。
优选地，所述第一参考信号和所述第二参考信号均等于所述峰值参考信号的二分之一。
优选地，所述第一参考信号等于所述峰值参考信号，并且所述第二参考信号为零。……
根据本发明的实施例的控制电路根据电感电流检测信号产生开关控制信号，以控制功率开关管的导通和断开。该功率变换器工作于峰值电流控制的临界导通模式(BCM)或不连续导通模式(DCM)，仅仅根据电感电流检测信号调整或维持输出电流为一恒定值。由于无需根据输出电流获得补偿信号，因此，该控制电路在实现恒流控制时不需要补偿电容，既可减小功率变换器的体积，又能减少功率变换器的控制芯片的引脚数量。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1为根据现有技术的功率变换器的示意性框图。
图2为根据现有技术的用于功率变换器的控制电路的示意性框图。
图3为根据本发明的实施例的功率变换器的示意性框图。
图4为根据本发明的实施例的用于功率变换器的控制电路的示意性框图。
图5示出根据本发明的实施例的功率变换器的波形图。
图6示出图4所示的功率变换器中的最大导通时间电路的实例的示意性框图。
图7示出图6所示的最大导通时间电路中的等效占空比信号获取电路的实例的示意性框图。
图8示出图6所示的最大导通时间电路中的等效占空比信号获取电路的实例的示意性框图。
图9为根据本发明的实施例的功率变换器的示意性框图。
图10为根据本发明的实施例的用于功率变换器的控制电路的示意性框图。
图11示出根据本发明的实施例的功率变换器的波形图。
图12示出图10所示的功率变换器中的导通控制电路的实例的示意性框图。
具体实施方式
以下将参照附图更详细地描述本发明的各种实施例。在各个附图中，相同的元件采用相同或类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。
图1为根据现有技术的功率变换器的示意性框图。在图1所示的实施例中，功率变换器10包括由二极管D1至D4组成的整流桥100、输入电容Ci、输出电容Co、功率开关管Qa、二极管Da、电感La、采样电阻Rsa、以及控制电路200。
在功率变换器10的输入端，输入电容Ci并联连接在整流桥100的两个输出端上。外部交流电压Vac经整流桥100整流以及经输入电容Ci滤波处理后，在输入电容Ci的两端产生正弦半波直流输入电压Vin。
功率变换器10中的功率开关管Qa、二极管Da、电感La、输出电容Co组成BUCK型拓扑结构，在输出电容Co的两端提供恒定的输出电流Iout。
在功率变换器10中，采样电阻Rsa与功率开关管Qa串联。在功率开关管Qa的导通期间，采样电阻Rsa提供电流检测信号Vsa。在功率变换器的工作期间，功率开关管Qa交替导通和断开，电流IL流经电感La，经输出电容Co滤波之后获得输出电流Iout，流经负载。
此外，功率变换器10利用采样电路获得输出电流反馈信号Vfb。在一个实例中，采样电路包括与负载串联的附加采样电阻或电流镜。
控制电路200接收电流检测信号Vsa和电流反馈信号Vfb，根据二者产生开关控制信号Vg，以控制功率开关管Qa的导通和断开。根据电流反馈信号Vfb控制输出电流Iout为预定值，从而实现恒流输出。
图2为根据现有技术的用于功率变换器的控制电路的示意性框图。控制电路200包括跨导放大器210、比较器220、或门230、RS触发器250、补偿电容Cc、导通控制电路260和最大导通时间电路280。
跨导放大器210的同相输入端和反相输入端分别接收输出参考电流信号Vref和电流反馈信号Vfb，进行误差计算。补偿电容Cc连接在跨导放大器210的输出端和地之间，从而在补偿电容Cc的两端获得稳定的补偿信号Vc。该补偿信号Vc表征实际的输出电流与参考电流之间的误差。
比较器220的同相输入端和反相输入端分别接收电感电流检测信号Vsa和补偿信号Vc，输出端提供第一控制信号Vd。
最大导通时间电路280产生最大导通时间信号Von_max。在功率开关管Qa导通时，最大导通时间电路280开始计时，并且在到达固定的最大导通时间Ton_max时，最大导通时间信号Von_max有效。
或门230的两个输入端分别接收第一控制信号Vd和最大导通时间信号Von_max，输出端提供断开信号Voff。当第一控制信号Vd和最大导通时间信号Von_max中的任一个有效时，断开信号Voff有效。
导通控制电路260用于产生导通信号Von。在一个实例中，该导通控制电路260为时钟信号发生电路，用于产生时钟信号CLK。该时钟信号CLK的周期等于功率开关管Qa的开关周期。
RS触发器250的置位端和复位端分别接收导通信号Von和断开信号Voff，输出端提供开关控制信号Vg。
在每个开关周期中，导通信号Von触发功率开关管Qa导通，断开信号Voff触发功率开关管Qa断开。
在上述现有技术的控制电路中，由于输出电流的纹波较大，反馈信号的波动相应较大，因此必须采用补偿电容Cc才能获得稳定的补偿信号。补偿电容Cc只能作为芯片的外围元件，并且需要芯片预留其管脚。
图3为根据本发明的实施例的功率变换器的示意性框图。在图3所示的实施例中，功率变换器10包括由二极管D1至D4组成的整流桥100、输入电容Ci、输出电容Co、功率开关管Qa、二极管Da、电感La、采样电阻Rsa、以及控制电路300。
功率变换器10中的功率开关管Qa、二极管Da、电感La、输出电容Co组成BUCK型拓扑结构，在输出电容Co的两端提供恒定的输出电流Iout。然而，本发明不仅限于BUCK型拓扑结构，而是可以应用于任意合适的拓扑类型，包括但不限于BUCK、BOOST、BUCK-BOOST、FLYBACK。如下文所述，该功率变换器工作于峰值电流控制的临界导通模式(BCM)。
在功率变换器10中，采样电阻Rsa与功率开关管Qa串联。在功率开关管Qa的导通期间，电流IL流经电感La，采样电阻Rsa提供电感电流检测信号Vsa。在功率变换器的工作期间，输出电流Iout流经负载。
根据本发明的实施例的功率变换器与图1所示的功率变换器不同之处在于，控制电路300根据电感电流检测信号Vsa产生开关控制信号Vg，以控制功率开关管Qa的导通和断开。该功率变换器工作于峰值电流控制的临界导通模式(BCM)，并仅根据电感电流检测信号Vsa调整或维持输出电流Iout为一恒定值。因此，该控制电路300在实现恒流控制时不需要补偿电容，既可减小功率变换器10的体积，又能减少功率变换器的控制芯片的引脚数量。
图4为根据本发明的实施例的用于功率变换器的控制电路的示意性框图。控制电路300包括比较器320、或门330、RS触发器350、导通控制电路360和最大导通时间电路380。
比较器320的同相输入端和反相输入端分别接收电感电流检测信号Vsa和电感电流峰值参考信号Vpk-ref，输出端提供第一控制信号Vd。
最大导通时间电路380根据电感电流检测信号Vsa产生最大导通时间信号Von_max。在功率开关管Qa导通时，最大导通时间电路380开始计时，并且在到达最大导通时间Ton_max时，最大导通时间信号Von_max有效。
或门330的两个输入端分别接收第一控制信号Vd和最大导通时间信号Von_max，输出端提供断开信号Voff。当第一控制信号Vd和最大导通时间信号Von_max中的任一个有效时，断开信号Voff有效。
导通控制电路360用于产生导通信号Von。
RS触发器360的置位端和复位端分别接收导通信号Von和断开信号Voff，输出端提供开关控制信号Vg。
在每个开关周期中，导通信号Von触发功率开关管Qa导通，断开信号Voff触发功率开关管Qa断开。
在不同工作模式下以及不同的拓扑类型的电路中，导通控制电路360的结构不同。例如，在BCM工作模式的BUCK电路中，由于在整个开关周期中均有电感电流流过负载，因此只要控制电感电流在过零时导通即可。因而，导通控制电路360可以为一个电感电流过零检测电路。
在功率开关管Qa断开期间，当检测到电感电流IL过零时，导通控制电路360产生的导通信号Von有效。相应地，开关控制信号Vg控制功率开关管Qa导通，从而开始一个开关周期。
随后，电感电流IL开始上升，比较器220根据电感电流检测信号Vsa和预设的电感电流峰值信号Vpk-ref产生断开信号Voff。相应地，开关控制信号Vg控制功率开关管Qa断开。
随后，电感电流IL开始减小。当检测到电感电流减小过零时，导通控制电路360产生的导通信号Von有效。相应地，开关控制信号Vg控制功率开关管Qa再次导通，从而结束当前的开关周期且开始下一个开关周期。
在每个开关周期中，根据电感电流检测信号Vsa控制功率开关管Qa的导通时间。然而，与图2所示的现有控制电路不同，根据该实施例的最大导通时间电路380的最大导通时间Ton_max不是恒定值，而是与电感电流检测信号Vsa相关变化。控制电路300根据电流检测信号Vsa获得可调节的最大导通时间Ton_max，从而控制输出电流Iout为预定值，实现恒流输出。
与图2所示的现有控制电路相比，该控制电路300不需要获得输出电流反馈信号Vfb即可实现恒流控制，因此可以省去输出电流的采样电路及相应的信号处理电路。例如，该控制电路300不再需要图2所示的跨导放大器210及补偿电容Cc，从而可以减少外围元件及其芯片管脚。
图5示出根据本发明的实施例的功率变换器的波形图。在下文中仍然以BUCK型拓扑结构的功率变换器作为示例说明，该功率变换器工作于峰值电流控制的临界导通模式(BCM)，其中，电感电流峰值参考信号为Ipk_ref。
在功率变换器的工作期间，输入电压Vin为半波直流电压信号，如图5(a)所示。在半工频周期Tin内，输入电压Vin的幅值按照近似正弦曲线变化。
在半工频周期Tin期间，功率开关管经历多个开关周期Ts。在每个开关周期中，当电感电流检测信号Vsa大于电感电流峰值参考信号Vpk-ref时，第一控制信号Vd有效。并且，当第一控制信号Vd和最大导通时间信号Von_max任意一个有效时，开关控制信号Vg控制功率开关管关断。
在半工频周期Tin的开始阶段和结束阶段，输入电压Vin的幅值较小，电感电流的变化率较小，电感电流的峰值受到最大导通时间Ton_max的限制。在半工频周期Tin的中间阶段，输入电压Vin的辐值较大，电感电流的变化率较大，电感电流的峰值受到电感电流峰值参考信号Ipk_ref的限制。因此，在半工频周期Tin期间，电感电流IL的峰值包络线近似为第一梯形，如图5(b)所示。
电感电流IL经过输出电容Co滤波后，形成输出电流Iout。通常，输出电容的容值一般都会非常的大，每一个开关周期内的输出电流Iout为电感电流在该开关周期内的平均值。由于工作于峰值电流控制的BCM工作模式中，因此，每一个开关周期Ts的输出电流Iout为电感电流IL的峰值的一半。在半工频周期Tin期间，输出电流Iout可以等效近似为第二梯形，如图5(b)所示。
在半工频周期Tin期间，第二梯形与第一梯形的底边长度相同，第二梯形的上边与第二梯形的上边也长度相同，但是第二梯形的高是第一梯形的一半。第一梯形的高为所设定的电感电流峰值参考信号Ipk_ref，而令第二梯形的高为Ipk，因此，Ipk＝1/2Ipk_ref。在半工频周期Tin期间，第二梯形的面积决定了该半个工频周期内输出电流Iout的大小。第二梯形可等效成一个高为Ipk的矩形，该矩形的面积与第二梯形的面积相等。
因此，输出电流Iout可以等效为为一个幅值为Ipk且占空比为D的矩形波，如图5(c)所示。输出电流Iout＝Ipk*D，由于有Ipk固定为1/2Ipk_ref，因而可以通过调整该矩形波的占空比D来调整输出电流的大小。
在一个实例中，通过采样电感电流的峰值，获得输出电流为Ipk的高电平持续时间TDon。在另一个实例中，由于采样电感电流IL在半工频周期Tin中的峰值包络为等腰梯形，因此，可以测量电感电流峰值从1/2Ipk_ref上升后到再次下降变为1/2Ipk_ref的时间段，获得输出电流为Ipk的高电平持续时间TDon。此外，由于输出电流的变化周期与输入电压Vin的半工频周期Tin相同，因此，在获得高电平持续时间TDon之后，根据高电平持续时间TDon和半工频周期Tin就可以计算出等效占空比D。
在峰值电流控制的BCM模式下，电感电流的电感电流峰值参考信号Ipk_ref为预定的恒定值，因此输出电流的峰值Ipk也为固定的恒定值。因此，根据输出电流波形与平均电流的关系：Iout＝Ipk*D，只要每个半工频周期中输出电流Iout的等效占空比D均为常数Dref，就可以控制输出电流Iout的平均值恒定。当等效占空比D小于Dref时，说明输出电流Iout在Ipk状态的时间太少了，需要调大最大导通时间Ton_max的值，使得输出电流Iout处于Ipk状态的时间增加，即等效占空比D增加，反之，需要调小最大导通时间Ton_max的值，使得输出电流Iout处于Ipk状态的时间减少，即等效占空比D减小。在半工频周期Tin期间，最大导通时间Ton_max经历三个线性变化阶段，如图5(d)所示。
由此可见，根据本发明的功率变换器工作在峰值电流模式，输出电流Iout的平均值可以近似等效为，Iout＝Ipk*D，D是在半工频周期Tin中输出电流工作在Ipk状态的等效占空比。在不同输入电压Vin下，Ipk是一常数。本发明控制等效的占空比D为一常数Dref，实现输出电流Iout的闭环，同时调整了线性调整率(Line Regulation)，而且实现了高功率因数(Power Factor)的性能。线性调整率是对于额定负载，输入电压在工作范围内变化时输出电压的变化。该功率变换器可以节省芯片的外置大电容和管脚资源，也简化了采样电路和闭环控制电路等。
图6示出图4所示的功率变换器中的最大导通时间电路的实例的示意性框图。最大导通时间电路380包括等效占空比信号获取电路381、时钟信号产生电路382、计数电路383、数模转换电路384和导通时间判断电路385。
等效占空比信号获取电路381根据电流检测信号Sa生成信号TD。信号TD的波形是等效占空比D的矩形波，如图5(c)所示。在半工频周期Tin内，等效占空比D是电感电流的峰值由1/2Ipk-ref到再次变为1/2Ipk-ref的时间段占半工频周期Tin的比，或者电感电流的峰值从升高到Ipk-ref起到变为0的时间段占半工频周期Tin的比。
时钟信号产生电路382根据TD产生时钟信号CLK。在TD为高电平期间，时钟信号CLK的频率为第一频率f1。在TD为低电平期间，时钟信号CLK的频率为第二频率f2。
计数电路383根据信号TD和时钟信号CLK进行加减计数，从而获得计数值CT。计数电路383有一个预设值。在TD为高电平期间，计数电路383做递减计数。在TD为低电平期间，计数电路383做递增计数。
数模转换电路384将计数值CT转换成最大导通时间Ton_max。由于计数电路383始终进行加减计数，因此，在每个半工频周期Tin内，最大导通时间Ton_max始终在动态变化，如图5(d)所示。
导通时间判断电路385比较最大导通时间Ton_max和功率开关管的实际导通时间Ton。一旦发现实际导通时间Ton达到较最大导通时间Ton_max，即输出有效的最大导通时间信号Von_max，使得功率开关管关断。
由此可见，f1×D＝(1-D)×f2，即等效占空比D＝f2/(f1+f2)。在本实施例中，参考占空比Dref＝f2/(f1+f2)。通过改变时钟信号的第一频率f1和/或第二频率f2，即可以设置参考占空比Dref的数值。
如果等效占空比D大于参考占空比Dref，则在一个半工频周期内，计数电路做减计数的时间增大且做加计数的时间减少，该半工频周期的计数值CT将小于预设值，从而表明输出电流Iout偏高。如果等效占空比D小于参考占空比Dref，则在一个半工频周期内，计数电路做减计数的时间减小且做加计数的时间增大，该半工频周期的计数值CT将大于预设值，从而表明输出电流Iout偏低。
在功率变换器的工作期间，前一个半工频周期结束时的计数值CT作为下一半工频周期开始时的计数初始值。由于每个半工频周期的计数初始值相对于预设值的变化，因此，每个半工频周期中的初始最大导通时间Ton_max也不再是固定的，而是根据前一个半工频周期结束时的计数值动态调整，即根据前一个半工频周期的等效占空比动态调整。如果在前一个半工频周期检测到等效占空比大于参考占空比，则在下一个半工频周期中，初始最大导通时间Ton_max将减小。如果在前一个半工频周期检测到等效占空比小于参考占空比，则在下一个半工频周期中，初始最大导通时间Ton_max将增大。
最大导通时间电路380实际上提供最大导通时间Ton_max相对于等效占空比D的负反馈环路，使得最大导通时间Ton_max的动态调整将等效占空比D维持为大致等于参考占空比Dref，实现输出电流Iout的闭环控制，从而维持输出电流Iout恒定。
在该实施例中，最大导通时间电路380利用计数电路383在不同频率时钟信号下的计数值，调整最大导通时间Ton_max的数值。如上所述，在每个半工频周期Tin内，最大导通时间Ton_max始终在动态变化，如图5(d)所示。
在替代的实施例中，最大导通时间电路可以包括两个独立的计数电路，分别获得高电平持续时间TDon和低电平持续时间TDoff，在前一个半工频周期结束时计算等效占空比D，并且根据前一个半工频周期的等效占空比调整后一个半工频周期的最大导通时间Ton_max。最大导通时间电路是最大导通时间Ton_max相对于等效占空比D的负反馈环路，使得最大导通时间Ton_max的动态调整将等效占空比D维持为大致等于参考占空比Dref，实现输出电流Iout的闭环控制，从而维持输出电流Iout恒定。在该替代的实施例中，在每个半工频周期Tin内，最大导通时间Ton_max可以维持不变。
图7示出图6所示的最大导通时间电路中的等效占空比信号获取电路的实例的示意性框图。在该实例中，等效占空比信号获取电路381包括比较器3811。比较器3811的同相输入端和反相输入端分别接收电流检测信号Sa和电流参考信号1/2Ipk_ref，输出端提供信号TD。
当电流检测信号Sa大于1/2Ipk_ref时，信号TD为高电平，否则为低电平。因此，信号TD的波形是等效占空比D的矩形波，如图5(c)所示。在半工频周期Tin内，等效占空比D是电感电流的峰值由1/2Ipk-ref到再次变为1/2Ipk-ref的时间段占半工频周期Tin的比。
图8示出图6所示的最大导通时间电路中的等效占空比信号获取电路的实例的示意性框图。在该实例中，等效占空比信号获取电路381包括第一比较器3812、第二比较器3813、RS触发器3814。第一比较器3812的同相输入端和反相输入端分别接收电流检测信号Sa和电流参考信号Ipk_ref，输出端连接至RS触发器3814的置位端。第二比较器3813的同相输入端和反相输入端分别连接至地和接收电流检测信号Sa，输出端连接至RS触发器3814的复位端。RS触发器3814的输出端提供信号TD。
当电流检测信号Sa大于Ipk_ref时，第一比较器3812产生高电平信号，使得RS触发器3814从低电平转换至高电平。当电流检测信号Sa变为零时，第二比较器3813产生高电平信号，使得RS触发器3814从高电平转换至低电平。因此，信号TD的波形是等效占空比D的矩形波，如图5(c)所示。在半工频周期Tin内，等效占空比D是电感电流的峰值从升高到Ipk-ref起到变为0的时间段占半工频周期Tin的比。
图9为根据本发明的实施例的功率变换器的示意性框图。在图9所示的实施例中，功率变换器10包括由二极管D1至D4组成的整流桥100、输入电容Ci、输出电容Co、功率开关管Qa、二极管Da、电感La、采样电阻Rsa、以及控制电路400。
功率变换器10中的功率开关管Qa、二极管Da、电感La、输出电容Co组成BUCK型拓扑结构，在输出电容Co的两端提供恒定的输出电流Iout。然而，本发明不仅限于BUCK型拓扑结构，而是可以应用于任意合适的拓扑类型，包括但不限于BUCK、BOOST、BUCK-BOOST、FLYBACK。如下文所述，该功率变换器工作于峰值电流控制的不连续导通模式(DCM)。
在功率变换器10中，采样电阻Rsa与功率开关管Qa串联。在功率开关管Qa的导通期间，采样电阻Rsa提供电流检测信号Vsa。在功率变换器的工作期间，功率开关管Qa交替导通和断开，电流IL流经电感La，经输出电容Co滤波之后获得输出电流Iout，流经负载。利用采样电路获得电流检测信号Vsb。在一个实例中，采样电路包括与电感串联的附加采样电阻或电流镜。
根据本发明的实施例的功率变换器与图1所示的功率变换器不同之处在于，控制电路400根据电流检测信号Vsa和Vsb产生开关控制信号Vg，以控制功率开关管Qa的导通和断开，从而控制输出电流Iout为预定值，实现恒流输出。该功率变换器工作于峰值电流控制的不连续导通模式(DCM)，根据电流检测信号Vsa和Vsb可以估计输出电流Iout的大小。因此，该控制电路400不需要获得输出电流反馈信号Vfb即可实现恒流控制，从而可以省去输出电流的采样电路及相应的信号处理电路。
图10为根据本发明的实施例的用于功率变换器的控制电路的示意性框图。控制电路400包括比较器420、或门430、RS触发器450、导通控制电路460和最大导通时间电路480。
比较器420的同相输入端和反相输入端分别接收电流检测信号Vsa和峰值电流参考信号Vpk-ref，输出端提供第一控制信号Vd。
最大导通时间电路480根据电流检测信号Vsa产生最大导通时间信号Von_max。在功率开关管Qa导通时，最大导通时间电路480开始计时，并且在到达可调节的最大导通时间Ton_max时，最大导通时间信号Von_max有效。第一控制信号Vd和最大导通时间信号Von_max中的任一个有效时，或门230的输出端的断开信号Voff有效。
该实施例中采用的最大导通时间电路480与图6至8所示的最大导通时间电路380相同，因此不再赘述。
RS触发器460的置位端和复位端分别接收导通信号Von和断开信号Voff，输出端提供开关控制信号Vg。在每个开关周期中，导通信号Von触发功率开关管Qa导通，断开信号Voff触发功率开关管Qa断开。
导通控制电路460根据电流检测信号Vsb和开关控制信号Vg产生导通信号Von。在不同工作模式下以及不同的拓扑类型的电路中，导通控制电路460的结构不同。
在DCM工作模式的BUCK电路中，由于在开关周期的仅一部分时间段中电感电流流过负载，因此，将电感电流流过负载的时间Txy与开关周期Ts的比率Txy/Ts设置为固定值。
如下文所述，导通控制电路460可以包括电感电流过零检测电路及比率恒定电路。在检测到电感电流过零之后延迟一段时间，使得比率Txy/Ts达到固定值，然后导通控制电路460产生的导通信号Von有效，开关控制信号Vg控制功率开关管Qa导通。此后，电感电流开始上升，比较器220根据电感电流IL的采样信号Vsa和设定的电感电流峰值信号Vpk-ref产生断开信号Voff。当Vsa大于Vpk-ref时，Vd有效，当Vd和最大导通时间电路产生的最大导通时间信号Von_max任意一个有效时，RS触发器460输出的开关控制信号Vg控制开关管关断。在半工频周期Tin内，令输出电流峰值等于所述参考峰值乘以1/2*Txy/Ts状态下的时间占所述半工频周期Tin的比为等效占空比D。最大导通时间电路480根据等效占空比D，并将其与设定的参考占空比信号进行比较。当所述等效占空比大于设定的参考占空比时，减小所述最大导通时间，当所述等效占比大于所述参考占空比时，增大所述最大导通时间，并将所述功率开关管的导通时间与所述最大导通时间进行比较，当所述导通时间等于所述最大导通时间时，所述最大导通时间信号Von_max有效。
控制电路400根据电流检测信号Vsa、电流检测信号Vsb和开关控制信号Vg产生开关控制信号Vg，以控制功率开关管Qa的导通和断开。
控制电路400根据电流检测信号Vsa获得可调节的最大导通时间Ton_max，从而控制输出电流Iout为预定值，实现恒流输出。由于不需要获得输出电流反馈信号Vfb即可实现恒流控制，因此可以省去输出电流的采样电路及相应的信号处理电路。与图2相比，该控制电路400省去了跨导放大器210及补偿电容Cc，从而可以减少外围元件及其芯片管脚。
图11示出根据本发明的实施例的功率变换器的波形图。在下文中仍然以BUCK型拓扑结构的功率变换器作为示例说明。在下文的描述中，该功率变换器工作于峰值电流控制的不连续导通模式(DCM)，其中，电感电流的电感电流峰值参考信号为Ipk_ref。
在功率变换器的工作期间，输入电压Vin为半波直流电压信号，如图11(a)所示。在半工频周期Tin内输入电压Vin的幅值按照近似正弦曲线变化，即开始逐渐升高然后逐渐减小。
当输入电压Vin较低时，电感电流的峰值受到最大导通时间Ton_max的限制。当输入电压Vin较大时，电感电流的峰值受到电感电流峰值参考信号Ipk_ref的限制。因此，在半工频周期Tin内电感电流的峰值包络线近似为一梯形，如图11(b)所示。
功率变换器在输入电压Vin的半工频周期Tin中经历多个开关周期Ts。由于工作于峰值电流控制的DCM工作模式中，在每个开关周期Ts中，仅一部分时间段Tyx有电感电流流过负载。每一个开关周期Ts的输出电流Iout的额定值(峰值)为电感电流IL乘以1/2*Txy/Ts。在半工频周期Tin中，输出电流Iout的波形近似为梯形，该梯形的高为输出电流峰值Ipk，其中，Ipk＝1/2*Txy/Ts*Ipk_ref。由于梯形的面积决定平均输出电流Iout的大小，因此，在峰值电流控制的DCM工作模式下，输出电流Iout的波形等效为峰值为Ipk、占空比为D的矩形，即输出电流Iout的平均值：Iout＝Ipk*D，如图11(c)所示。
从图11(b)可以看出，输出电流Iout的占空比D为输出电流在Ipk状态下的等效占空比。在一个实例中，通过采样电感电流的峰值，获得输出电流为Ipk的高电平持续时间TDon。在另一个实例中，由于采样电感电流IL在半工频周期Tin中的峰值包络为等腰梯形，因此，可以测量电感电流峰值从1/2*Txy/Ts*Ipk_ref上升后到再次下降变为1/2*Txy/Ts*Ipk_ref的时间段，获得输出电流为Ipk的高电平持续时间TDon。此外，由于输出电流的变化周期与输入电压Vin的半工频周期Tin，因此，在获得高电平持续时间TDon之后，根据半工频周期Tin和高电平持续时间TDon就可以计算出低电平持续时间TDoff。进一步地，可以根据高电平持续时间TDon和低电平持续时间TDoff，计算出等效占空比D。
在峰值电流控制的BCM模式下，电感电流的电感电流峰值参考信号Ipk_ref为预定的恒定值，因此输出电流的峰值Ipk也为固定的恒定值。因此，根据输出电流波形与平均电流的关系：Iout＝Ipk*D，只要每个半工频周期中输出电流Iout的等效占空比D均为常数Dref，就可以控制输出电流Iout的平均值恒定。当等效占空比D小于Dref时，说明输出电流Iout在Ipk状态的时间太少了，需要调大最大导通时间Ton_max的值，使得输出电流Iout处于Ipk状态的时间增加，即等效占空比D增加，反之，需要调小最大导通时间Ton_max的值，使得输出电流Iout处于Ipk状态的时间减少，即等效占空比D减小。在半工频周期Tin期间，最大导通时间Ton_max经历三个线性变化阶段，如图11(d)所示。
由此可见，根据本发明的功率变换器工作在峰值电流模式，输出电流Iout的平均值可以近似等效为，Iout＝Ipk*D，D是在半工频周期Tin中输出电流工作在Ipk状态的等效占空比。在不同输入电压Vin下，Ipk是一常数。本发明控制等效的占空比D为一常数Dref，实现输出电流Iout的闭环，同时调整了线性调整率(Line Regulation)，而且实现了高功率因数(Power Factor)的性能。线性调整率是对于额定负载，输入电压在工作范围内变化时输出电压的变化。该功率变换器可以节省芯片的外置大电容和管脚资源，也简化了采样电路和闭环控制电路等。
图12示出图10所示的功率变换器中的导通控制电路的实例的示意性框图。导通控制电路460包括过零检测电路461、RS触发器462、比率恒定电路463、以及与门464。
过零检测电路461接收用于表征电感电流IL的电流检测信号Vsb，并且在输出端提供过零信号Vcz。在电感电流IL减小至零时，过零信号Vcz有效。
RS触发器462的置位端和复位端分别接收过零信号Vcz和开关控制信号Vg，在输出端提供第一导通信号Von1。在每个开关周期Ts中，检测到电感电流IL过零时，第一导通信号Von1有效。
过零检测电路461和RS触发器462确保所述开关周期Ts结束时刻重新启动所述功率开关管时，电感电流IL为零。
比率恒定电路463的输出端分别接收电流检测信号Vsb和开关控制信号Vg，在输出端提供第二导通信号Von2。该比率恒定电路463将电感电流流过负载的时间Txy与开关周期Ts的比率Txy/Ts维持为固定值。在每个开关周期Ts中，当检测到电感电流过零之后延迟一段时间，直至电感电流流过负载的时间Txy与开关周期Ts的比率Txy/Ts达到固定值时，第二导通信号Von2有效。
比率恒定电路463确保所述开关周期Ts结束时刻重新启动所述功率开关管时，电感电流流过负载的时间Txy与开关周期Ts的比率Txy/Ts为固定值。
与门464的两个输入端分别接收第一导通信号Von1和第二导通信号Von2，在输出端提供导通信号Von。当第一导通信号Von1和第二导通信号Von2均有效时，表示一个开关周期结束，此时可以重新开启功率开关管。
以上对依据本发明的优选实施例的功率变换器的控制电路及控制方法进行了详尽描述，本领域普通技术人员据此可以推知其他技术或者结构以及电路布局、元件等均可应用于所述实施例。
依照本发明的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (21)

1.一种功率变换器的控制电路，所述功率变换器包括彼此连接的功率开关管和电感，所述控制电路提供开关控制信号，用于控制所述功率开关管的工作，使得电感充电和放电产生电感电流，从而提供输出电流，所述控制电路在电感电流检测信号为零之时或之后，控制所述功率开关管导通，在所述电感电流检测信号达到峰值参考信号和功率开关管的导通时间达到最大导通时间之一时，控制所述功率开关管断开，
其特征在于，所述功率变换器的输入电压为幅值按照第一周期变化的直流输入电压，所述输出电流等效为按照所述第一周期变化并且在所述第一周期中具有等效占空比的直流输出电流，
所述控制电路根据所述电感电流检测信号调节所述最大导通时间，将所述等效占空比控制为大致等于参考占空比，使得所述功率变换器向负载提供恒定的输出电流，所述开关控制信号具有第二周期，并且所述第二周期小于所述第一周期。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路包括：
导通控制电路，用于产生导通信号以控制所述功率开关管导通；
比较器，用于比较所述电感电流检测信号和峰值电流参考信号，以产生第一控制信号；
最大导通时间电路，用于根据所述电感电流检测信号产生最大导通时间信号；
或门，所述或门的两个输入端分别接收所述第一控制信号和所述最大导通时间信号，输出端提供断开信号以控制所述功率开关管断开；以及
RS触发器，所述RS触发器的置位端和复位端分别接收所述导通信号和所述断开信号，输出端提供所述开关控制信号。
3.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述导通控制电路为过零检测电路，用于在检测到所述电感电流检测信号过零时产生所述导通信号。
4.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述导通控制电路在检测到所述电感电流检测信号过零之后，经过预定时间产生所述导通信号，并且使得所述电感电流流过负载的时间与所述第二周期的比值为固定值。
5.根据权利要求4所述的控制电路，其特征在于，所述导通控制电路包括：
过零检测电路，用于在检测到所述电感电流检测信号过零时产生第一导通信号；
比率恒定电路，用于根据所述电感电流检测信号获得所述电感电流流过负载的时间，根据所述开关控制信号获得所述第二周期，并且在所述电感电流流过负载的时间与所述第二周期的比值为固定值时产生第二导通信号；以及
与门，所述与门的两个输入端分别接收所述第一导通信号和所述第二导通信号，输出端提供所述功率开关管的所述导通信号。
6.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述最大导通时间电路包括：
计数电路，用于在所述电感电流检测信号升高至第一参考信号时开始递减计数，以及在所述电感电流检测信号减小至第二参考信号时开始增计数；
数模转换电路，用于将计数电路的计数值转换成模拟值作为最大导通时间；以及
导通时间判断电路，用于比较所述最大导通时间和所述功率开关管的实际导通时间，并且产生最大导通时间信号。
7.根据权利要求6所述的控制电路，其特征在于，所述最大导通时间电路还包括：
时钟信号产生电路，用于在递减计数期间产生第一时钟信号，使得所述计数电路按照第一时钟信号计数，以及在递增计数期间产生第二时钟信号，使得所述计数电路按照第二时钟信号计数。
8.根据权利要求7所述的控制电路，其特征在于，选择所述第一时钟信号的频率和所述第二时钟信号的频率，从而设定所述参考占空比。
9.根据权利要求8所述的控制电路，其特征在于，所述参考占空比等于所述第二时钟信号的频率除以所述第一时钟信号的频率与所述第二时钟信号的频率之和。
10.根据权利要求6所述的控制电路，其特征在于，所述最大导通时间电路还包括比较器，用于将所述电感电流检测信号与所述第一参考信号和所述第二参考信号进行比较。
11.根据权利要求10所述的控制电路，其特征在于，所述第一参考信号和所述第二参考信号均等于所述峰值参考信号的二分之一。
12.根据权利要求10所述的控制电路，其特征在于，所述第一参考信号等于所述峰值参考信号，并且所述第二参考信号为零。
13.一种功率变换器的控制方法，所述功率变换器包括彼此连接的功率开关管和电感，控制电路产生开关控制信号，用于控制所述功率开关管的工作，使得电感充电和放电产生电感电流，从而提供输出电流，所述方法包括：在电感电流检测信号为零之时或之后，控制所述功率开关管导通，在所述电感电流检测信号达到峰值参考信号和功率开关管的导通时间达到最大导通时间之一时，控制所述功率开关管断开，
其特征在于，所述功率变换器的输入电压为幅值按照第一周期变化的直流输入电压，所述输出电流等效为按照所述第一周期变化并且在所述第一周期中具有等效占空比的直流输出电流，所述开关控制信号具有第二周期，并且所述第二周期小于所述第一周期，
根据所述电感电流检测信号调节所述最大导通时间，将所述等效占空比控制为大致等于参考占空比，使得所述功率变换器向负载提供恒定的输出电流。
14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，控制所述功率开关管导通的步骤包括：在检测到所述电感电流检测信号过零时产生导通信号。
15.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述开关控制信号具有第二周期，并且所述第二周期小于所述第一周期，控制所述功率开关管导通的步骤包括：在检测到所述电感电流检测信号过零之后，经过预定时间产生导通信号，并且使得所述电感电流流过负载的时间与所述第二周期的比值为固定值。
16.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述调节所述最大导通时间的步骤包括：
在所述电感电流检测信号升高至第一参考信号时开始递减计数，以及在所述电感电流检测信号减小至第二参考信号时开始增计数；
将计数电路的计数值转换成模拟值作为最大导通时间；以及
比较所述最大导通时间和所述功率开关管的实际导通时间，并且产生最大导通时间信号。
17.根据权利要求16所述的方法，其特征在于，所述调节所述最大导通时间的步骤还包括：
在递减计数期间产生第一时钟信号，使得所述计数电路按照第一时钟信号计数，以及在递增计数期间产生第二时钟信号，使得所述计数电路按照第二时钟信号计数。
18.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，所述调节所述最大导通时间的步骤还包括：
选择所述第一时钟信号的频率和所述第二时钟信号的频率，从而设定所述参考占空比。
19.根据权利要求18所述的方法，其特征在于，所述参考占空比等于所述第二时钟信号的频率除以所述第一时钟信号的频率与所述第二时钟信号的频率之和。
20.根据权利要求16所述的方法，其特征在于，所述第一参考信号和所述第二参考信号均等于所述峰值参考信号的二分之一。
21.根据权利要求16所述的方法，其特征在于，所述第一参考信号等于所述峰值参考信号，并且所述第二参考信号为零。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105281591B (zh) * 2015-11-26 2019-07-26 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 功率变换器的控制电路及控制方法
CN108233694B (zh) * 2016-12-15 2019-12-03 强弦科技股份有限公司 依据限流次数设定导通时间的功率控制器
CN107070213B (zh) * 2017-01-25 2023-08-08 杭州士兰微电子股份有限公司 Led驱动电路及其控制方法
CN107026569B (zh) * 2017-03-27 2024-03-22 陕西亚成微电子股份有限公司 一种开关电源高精度峰值电流控制方法及电路
CN107172750B (zh) * 2017-06-09 2023-07-14 欧普照明股份有限公司 控制电路及照明装置
TWI623165B (zh) * 2017-06-28 2018-05-01 國家中山科學研究院 高頻切換之過載保護電流模組
JP7075199B2 (ja) * 2017-11-17 2022-05-25 株式会社Soken 電力変換装置の制御装置
US10381928B2 (en) * 2017-12-21 2019-08-13 Nxp Usa, Inc. Voltage regulator and method for operating a voltage regulator
CN108742591B (zh) * 2018-07-25 2023-11-17 电子科技大学 一种具有自适应工频噪声抑制的人体生理信号采集装置
JP7142327B2 (ja) * 2018-08-29 2022-09-27 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 半導体発光素子駆動装置
CN110873359B (zh) * 2018-08-31 2022-03-11 广东美的环境电器制造有限公司 一种控制电路、方法及温控设备
CN108768168B (zh) * 2018-09-07 2023-07-04 大山科技有限公司 一种单管升降压驱动器
CN111106745B (zh) * 2018-10-25 2022-03-04 中车株洲电力机车研究所有限公司 用于功率变换电路的变频控制电路和磁浮列车的发电系统
CN109560700A (zh) * 2018-12-29 2019-04-02 杰华特微电子（杭州）有限公司 一种buck降压电路控制方法、控制电路及buck降压电路
US10622896B1 (en) * 2019-08-01 2020-04-14 Semiconductor Components Industries, Llc Methods and systems of a switching power converter for controlling average current and with frequency adjustment
US10770968B1 (en) * 2019-08-21 2020-09-08 Dialog Semiconductor Inc. Switching power converter with adaptive pulse frequency modulation
CN110568750A (zh) 2019-09-04 2019-12-13 西安矽力杰半导体技术有限公司 计时电路及计时方法
CN110971107A (zh) * 2019-12-20 2020-04-07 杰华特微电子（杭州）有限公司 开关电路的控制方法、控制电路及开关电路
CN111817557A (zh) * 2020-07-14 2020-10-23 杰华特微电子（杭州）有限公司 开关型变换器的控制电路及控制方法
CN112532045A (zh) * 2020-11-20 2021-03-19 中电科仪器仪表(安徽)有限公司 一种有源干扰抑制方法
CN114665699A (zh) 2020-12-23 2022-06-24 台达电子企业管理（上海）有限公司 功率因数校正转换器及其控制方法
CN114301283B (zh) * 2021-12-22 2023-08-25 上海晶丰明源半导体股份有限公司 控制器、开关变换器及用于开关变换器的控制方法
US20240113621A1 (en) * 2022-09-30 2024-04-04 Texas Instruments Incorporated Boost converter with wide average current limiting range
CN116317482B (zh) * 2023-05-12 2023-09-05 梵塔半导体技术(杭州)有限公司 一种开关电路控制方法、开关电路控制芯片及开关电路

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1913316A (zh) * 2005-07-11 2007-02-14 电力集成公司 限制开关电源中输出功率的方法和装置
CN2886912Y (zh) * 2005-12-05 2007-04-04 崇贸科技股份有限公司 功率转换器的控制器
CN2907072Y (zh) * 2005-11-09 2007-05-30 崇贸科技股份有限公司 用于非连续模式功率因数控制转换器的切换控制电路
CN203014675U (zh) * 2012-12-28 2013-06-19 杭州士兰微电子股份有限公司 升降压开关电源及其控制器
CN104779804A (zh) * 2014-04-25 2015-07-15 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 控制电路、控制方法和应用其的原边反馈反激式变换器

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001078446A (ja) * 1999-06-29 2001-03-23 Toshiba Corp 電源装置
SE0101125L (sv) * 2001-03-30 2002-10-01 Ragnar Joensson Styranordning och -metod för en transistorswitchkrets
US7061225B2 (en) * 2004-06-29 2006-06-13 System General Corp. Apparatus and method thereof for measuring output current from primary side of power converter
TWM298277U (en) * 2006-01-20 2006-09-21 System General Corp Switching control circuit for discontinuous mode PFC converters
US7443148B2 (en) * 2006-09-11 2008-10-28 Micrel, Inc. Constant on-time regulator with increased maximum duty cycle
US8253400B2 (en) * 2008-08-07 2012-08-28 Microsemi Corporation Current sensing for high voltage buck converter
US20100039088A1 (en) * 2008-08-15 2010-02-18 System General Corp. Interleaved slave switching circuit for discontinuous mode pfc converter
US8698470B2 (en) * 2011-02-28 2014-04-15 Texas Instruments Incorporated Control for switching between PWM and PFM operation in a buck converter
US9125250B1 (en) * 2012-04-17 2015-09-01 Universal Lighting Technologies, Inc. Constant current control based on indirect current sensing for critical conduction mode buck converter
CN102638169B (zh) * 2012-05-08 2014-11-05 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种反激式变换器的控制电路、控制方法以及应用其的交流-直流功率变换电路
CN102735906B (zh) * 2012-07-05 2014-11-05 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种电感电流检测电路以及应用其的led驱动电路
CN102938617A (zh) 2012-10-31 2013-02-20 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种交流-直流功率变换器
CN104852607B (zh) 2012-12-11 2017-09-29 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种交流‑直流功率变换器
CN103138573B (zh) * 2013-02-28 2016-03-09 上海新进半导体制造有限公司 降压式开关电源及其控制电路
TW201438518A (zh) * 2013-03-29 2014-10-01 Shen-Yao Chen 發光二極體的調光控制裝置
CN103197121B (zh) * 2013-04-03 2015-06-17 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种电流检测电路以及应用其的开关型调节器
CN103916018B (zh) * 2014-03-28 2016-09-21 上海新进半导体制造有限公司 一种开关电源
CN104159355A (zh) * 2014-06-13 2014-11-19 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 Led驱动电路及其控制电路以及控制方法
CN204257629U (zh) 2014-07-02 2015-04-08 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 用于功率变换器的多芯片封装结构
CN104617058B (zh) 2015-01-23 2020-05-05 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 用于功率变换器的封装结构及其制造方法
CN105281591B (zh) * 2015-11-26 2019-07-26 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 功率变换器的控制电路及控制方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1913316A (zh) * 2005-07-11 2007-02-14 电力集成公司 限制开关电源中输出功率的方法和装置
CN2907072Y (zh) * 2005-11-09 2007-05-30 崇贸科技股份有限公司 用于非连续模式功率因数控制转换器的切换控制电路
CN2886912Y (zh) * 2005-12-05 2007-04-04 崇贸科技股份有限公司 功率转换器的控制器
CN203014675U (zh) * 2012-12-28 2013-06-19 杭州士兰微电子股份有限公司 升降压开关电源及其控制器
CN104779804A (zh) * 2014-04-25 2015-07-15 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 控制电路、控制方法和应用其的原边反馈反激式变换器

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