CN104521326A - 发光二极管驱动装置以及半导体装置 - Google Patents

Abstract

发光二极管驱动装置(80)具备，整流电路(1)、开关元件(5)、扼流圈(3)、输出电流检测电路(7)、LED光源(2)、整流二极管(4)、控制电路(6)、反馈检测电路(8)、输入电压检测电路(9)、以及导通时间测量电路(13)，反馈检测电路(8)向输出电流检测电路(7)输出反馈模拟电流，导通时间测量电路(13)调整反馈模拟电流，反馈检测电路(8)按照基于输出反馈信号和因反馈模拟电流而发生的反馈模拟信号的误差的信号，将用于控制切换的信号输出到控制电路(6)。

Description

发光二极管驱动装置以及半导体装置

技术领域

本发明涉及发光二极管驱动装置以及半导体装置。特别是，涉及用于使作为照明用利用的发光二极管点灯的发光二极管驱动用的半导体装置、以及利用了它的驱动装置，涉及从白炽电灯的照明器具替换为发光二极管的照明器具时用于实现利用了现有的相位控制调光器的调光控制的结构。

背景技术

以往，利用一种相位控制式调光器，该相位控制式调光器，在将要对白炽灯泡进行调光控制的情况下，以交流电源电压的某相位角使开关元件(一般而言，三端双向可控硅开关元件)接通，从而对向白炽负载的电源供给，以一个容积电阻元件简单地进行调光控制。

近几年，用于驱动发光二极管(记载为LED)的发光二极管驱动用半导体装置以及具有它的发光二极管驱动装置的开发以及实用化正在进展。特别是，以白色LED为光源的LED灯泡等的照明装置的量产化正在进展。

并且，在发光二极管驱动装置之中提出了与用于对白炽灯泡进行调光的相位控制式调光器对应的各种照明装置(例如，参照专利文献1、2)。

专利文献1所公开的以往的发光二极管驱动装置是，非绝缘反激式转换器方式的电路结构，检测输入脉动波形的三端双向可控硅相位角(零交叉状态的时间和半线周期时间的比例)来调整反馈参考电路的参考信号。并且，在下一个半线周期的期间，针对该参考信号，控制LED电流。

并且，专利文献2的以往的发光二极管驱动装置具有，在输入电压的高电位侧配置有开关元件的Buck转换器，即“高侧Buck转换器”。

一般而言，Buck转换器，与反激式转换器相比，对能量变换元件不使用变压器而使用线圈，因此，基于变压器的能量变换损失少，变换效率良好。

并且，在Buck转换器的情况下，LED电流与线圈电流相同，在开关元件Q302接通的期间和断开的期间的双方流动。其结果为，在开关元件中流动的电流波形相同的情况下，在Buck转换器的情况下，LED平均电流更大。在构成非绝缘电路的情况下，与反激式转换器相比，Buck转换器在效率以及成本方面更有利。

(现有技术文献)

(专利文献)

专利文献1：美国专利第8102683号说明书

专利文献2：日本特开2011－14348号公报

发明概要

发明要解决的问题

在专利文献1所记载的以往的发光二极管驱动装置中，反馈信号，以作为与LED中流动的电流成比例的电压信息的反馈信号UFB来表示。反馈信号UFB是，针对控制器和开关元件的基准电位的因检测电阻中流动的电流而生成的电位差，因此，总是相对于控制器和开关元件的基准电位而成为正信号。但是，存在的问题是，在维持该控制电路结构的状态下，不能适用于能量变换效率良好的Buck转换器。

并且，在不需要调光的使用方法中调光器不连接而将输入电压平滑的情况下，检测零交叉期间，以其电平来调整反馈参考电路的参考信号，从而对输出电流进行控制，因此，若输入电压为平滑电压，则不能检测零交叉期间。因此，不能进行参考信号的调整，不能进行输出电流的控制。

接着，在专利文献2所记载的以往的发光二极管驱动装置中，由电流检测电阻检测LED光源中流动的电流，能够得到相对于控制电路的基准电压而正信号的反馈信号，并且，构成为设置用于将被配置在输入电压的高电压侧的开关元件驱动的控制信号发生电路的电路结构，从而构成Buck转换器。

但是，开关元件与进行该开关元件的开关控制的控制电路的基准电位不同，因此，为了交换不同基准电压的信号而需要专用的驱动电路。

并且，需要用于在检测脉动波形的导通角之后，将向点灯电路的输入电压平滑的平滑电路，因此，导致功率因数降低。

发明内容

鉴于以往的问题点，提供一种发光二极管驱动装置及半导体装置，在输入电压被相位控制的脉动波形的情况下能够进行恒定电流控制和调光控制，在输入电压被平滑的情况下能够进行恒定电流控制。

用于解决问题的手段

为了实现所述目的，发光二极管驱动装置具备：整流电路，对从交流电源输入的交流电压进行整流，并输出直流电压；开关元件，该开关元件的输入端子连接于所述整流电路的高电位侧，该开关元件用于将所述直流电压通过或截止；扼流圈，该扼流圈的一端与所述开关元件的输出端子连接；输出电流检测电路，连接于所述开关元件的输出端子与所述扼流圈的所述一端之间，并用于检测所述扼流圈中流动的电流；LED光源，由至少一个以上的发光二极管构成，该发光二极管的阳极端子连接于所述扼流圈的另一端，该发光二极管的阴极端子连接于所述整流电路的低电位侧；整流二极管，该整流二极管的阳极端子连接于所述整流电路的低电位侧，该整流二极管的阴极端子连接于所述开关元件的输出端子，该整流二极管用于将所述扼流圈中发生的反电动势供给到所述LED光源；控制电路，将与所述开关元件的输出端子和所述整流二极管的阴极端子的连接点的电位相同的电压作为工作基准电压，输出用于控制所述开关元件的切换工作的驱动信号：反馈检测电路，为了接受从所述输出电流检测电路输出的输出反馈信号而与所述输出电流检测电路连接；以及输入电压检测电路，检测来自所述整流电路的整流后的输入电压信息；以及导通时间测量电路，测量从所述输入电压检测电路输出的切换允许期间信号，所述反馈检测电路，将反馈模拟电流输出到所述输出电流检测电路，所述导通时间测量电路，按照测量到的时间，调整所述反馈检测电路的反馈模拟电流，所述反馈检测电路，按照基于所述输出反馈信号和因所述反馈模拟电流而发生的反馈模拟信号的误差的信号，将用于控制所述开关元件的切换的信号输出到所述控制电路。

根据本实施方案，由于开关元件和进行该开关元件的开关控制的控制电路的工作基准电压为同一电位，因此，不需要用于交换不同的基准电位间的信号的驱动电路。并且，能够将开关元件和控制电路和反馈检测电路和输入电压检测电路和导通时间测量电路形成在同一半导体衬底上、或组装在同一封装体。并且，反馈检测电路是与负信号对应的结构，因此，能够构成高侧Buck转换器，能够实现发光二极管驱动装置的高效率驱动、以及小型化、省空间化。进而，检测输入电压的导通时间信息，调整反馈模拟电流，从而能够实现输出电流的变化。

并且，也可以构成为，在所述交流电源与所述整流电路之间具备相位控制调光器，该相位控制调光器，通过对交流的导通角进行控制，从而对向所述整流电路输出的电压的相位进行控制。

根据本实施方案，能够按照相位控制后的输入电压的导通时间对向LED光源供给的输出电流进行调光控制。

并且，也可以构成为，所述输出电流检测电路具有：第一电阻，连接于所述开关元件的输出端子以及所述扼流圈的一端；第二电阻，与反馈检测端子和所述扼流圈的一端连接，所述反馈检测端子用于将所述反馈模拟信号从所述反馈检测电路输出；以及电容器，连接于所述开关元件的输出端子与所述反馈检测电路的反馈检测端子之间，所述输出反馈信号是因所述扼流圈中流动的电流而在第一电阻的两端发生的第一电位差，所述反馈模拟信号是因所述反馈模拟电流而在所述第二电阻的两端发生的第二电位差，所述反馈检测电路具备：电流源，供给反馈模拟电流，并且能够调整该反馈模拟电流；误差放大器，根据所述第一电位差和所述第二电位差的电压差，对在所述反馈检测端子和所述控制电路的工作基准端子之间发生的电压与所述反馈检测电路的参考电压进行比较；以及控制信号变换器，根据来自所述误差放大器的输出信号，生成用于控制所述开关元件的控制信号，在因所述第一电位差和所述第二电位差的电压差而在所述反馈检测端子与所述控制电路的工作基准端子之间发生的电压比所述误差放大器的参考电压高的情况下，所述控制电路根据来自所述控制信号变换器的控制信号来进行控制，以使向所述LED光源的能量输出实质上增加，在因所述第一电位差和所述第二电位差的电压差而在所述反馈检测端子与所述控制电路的工作基准端子之间发生的电压比所述误差放大器的参考电压低的情况下，所述控制电路根据来自所述控制信号变换器的控制信号来进行控制，以使向所述LED光源的能量输出实质上减少。

根据本实施方案，向控制电路输出控制信号，以使因扼流圈中流动的电流而在第一电阻的两端发生的第一电位差、和因反馈模拟电流而在第二电阻的两端发生的第二电位差实质上相等，从而不直接由反馈检测电路检测相对于控制电路的基准电位而成为负信号的输出反馈信号，而能够将反馈信息传递到控制电路。不需要将输出反馈信号直接输入到反馈检测电路，因此，能够任意设定第一电阻和第二电阻的值，来减少扼流圈电流和第一电阻发生的电力损失。进而，按照输入电压的导通时间调整反馈模拟电流，来调整第二电阻的两端发生的第二电位差，从而能够对向LED光源供给的输出电流进行调光控制。

并且，也可以构成为，所述误差放大器的参考电压，与所述控制电路的工作基准电压实质上相等。

根据本实施方案，由于误差放大器的参考电压和控制电路的工作基准电压实质上相等，因此，在向反馈检测端子的施加电压是正电压的情况下，进行使向LED光源的能量输出实质上增加的控制，在向反馈检测端子的施加电压是负电压的情况下，进行使向LED光源的能量输出实质上减少的控制，向反馈检测端子的信号施加是，正信号还是负信号都能够对应的。

并且，也可以构成为，所述输入电压检测电路具备采样保持电路，该采样保持电路，在所述开关元件的切换工作的断开期间，将所述输入电压信息作为采样信号来采样，在所述开关元件的切换工作的接通期间，保持所述采样信号。

根据本实施方案，在将开关元件和输入电压检测电路和控制电路配置在输入电压的高电位侧的高侧的结构的情况下，仅在开关元件断开的期间，检测施加到输入电压检测电路的输入电压检测端子的信号，因此能够进行检测精度高的检测。

并且，也可以构成为，所述输入电压检测电路具备采样保持电路，该采样保持电路，在所述开关元件的切换工作的关断后的预先设定的采样期间，将所述输入电压信息作为采样信号来采样，在所述采样期间后，保持所述采样信号。

根据本实施方案，输入电压检测电路，仅在开关元件的切换工作的关断后的预先设定的采样期间进行输入信号的检测，则能够进行不会因在其他的期间发生的输入波形的混乱而受到影响的检测精度高的检测。

并且，也可以构成为，所述输入电压检测电路具备：比较器，将切换允许期间信号输出到所述控制电路和所述导通时间测量电路，该切换允许期间信号是指，在所述采样信号为预先设定的第一基准电平以上的情况下允许所述开关元件的切换工作，在所述采样信号为预先设定的第一基准电平的滞后值以下的情况下禁止所述开关元件的切换工作的信号；以及峰值电流检测值变换器，在所述采样信号为预先设定的第一基准电平以上的情况下，按照所述采样信号的电平以预先设定的比率使所述开关元件中流动的峰值电流检测值变化，在所述峰值电流检测值达到预先设定的上限值的情况下，将用于将峰值电流检测值保持为上限值的信号输出到所述控制电路。

根据本实施方案，在输入电压和输出电压的电压差几乎没有的情况下，以及在输入电压非常低时，能够禁止开关元件的切换工作，因此，能够进行开关元件的稳定的控制。并且，在输入电压波形是脉动波形的情况下能够确定切换允许期间，因此，能够测量相位控制后的输入电压的导通时间。并且，能够按照输入电压使开关元件的峰值电流值变化，进一步限制峰值电流的上限值，从而能够防止额定以上的电流在开关元件等中流动。

并且，也可以构成为，所述导通时间测量电路具备充放电电路，所述导通时间测量电路，按照所述输入电压检测电路的允许期间信号的允许信号，进行所述充放电电路的充电，按照被充电的电压电平，调整所述反馈检测电路的反馈模拟电流，所述导通时间测量电路，按照所述切换允许期间信号的禁止信号，进行所述充放电电路的放电，将所述反馈检测电路的反馈模拟电流设定为零电平。

根据本实施方案，能够按照切换允许期间的时间使反馈模拟电流值发生线性变化。

并且，也可以构成为，所述导通时间测量电路具备振荡电路和计数器，该振荡电路具有预先设定的频率，所述导通时间测量电路，按照所述输入电压检测电路的切换允许期间信号的允许信号，使所述振荡电路工作，并且将一定周期的时钟信号输入到所述计数器，所述计数器，按照输入的时钟信号的计数次数，调整所述反馈检测电路的反馈模拟电流，所述导通时间测量电路，按照所述切换允许期间信号的禁止信号，使所述振荡电路停止，将所述计数器的计数次数复位，将所述反馈检测电路的反馈模拟电流设定为零电平。

根据本实施方案，为了测量切换允许期间的时间而使用计数电路，因此，能够削减充放电电路的电容器电容值。并且，能够按照计数次数使反馈模拟电流值变化。

并且，也可以构成为，所述导通时间测量电路还具备钳位电路，在所述输入电压检测电路的切换允许期间信号的允许信号时间为预先设定的示出第一时间的阈值以下的情况下，将所述反馈检测电路的反馈模拟电流保持为预先设定的下限值，在所述输入电压检测电路的切换允许期间信号的允许信号时间为预先设定的示出第二时间的阈值以上的情况下，将所述反馈检测电路的反馈模拟电流保持为预先设定的上限值。

并且，也可以构成为，所述钳位电路的示出第二时间的阈值为7ms以下。

根据本实施方案，若切换允许期间的时间是第一时间以下还是第二时间以上，则能够将反馈检测电路的反馈模拟电流保持为预先设定的值。并且，在输入脉动波形为50Hz/60Hz的哪一方的输入半周期由相位控制调光器的导通时间均为最大的情况下，能够将反馈模拟电流保持为上限值。

并且，也可以构成为，对于测量在某输入半周期从所述输入电压检测电路输出的切换允许期间信号的允许期间而被调整的所述反馈模拟电流，所述反馈模拟电流作为所述反馈检测电路的反馈模拟电流，在下一个输入半周期输出切换允许期间信号时被适用，在其切换允许期间保持所述反馈模拟电流的值。

根据本实施方案，在输入脉动波形的各个输入半周期期间内能够固定反馈模拟电流。

并且，也可以构成为，所述控制电路，根据来自所述反馈检测电路的所述控制信号变换器的控制信号，对所述开关元件的开关频率进行控制。

并且，也可以构成为，所述控制电路，根据来自所述反馈检测电路的所述控制信号变换器的控制信号，对以一定的频率来工作的所述开关元件的接通时间进行控制。

并且，也可以构成为，所述控制电路，根据来自所述反馈检测电路的所述控制信号变换器的控制信号，对以一定的频率来工作的所述开关元件的峰值电流值进行控制。

根据本实施方案，开关元件的控制方法没有被限定，按照来自反馈检测电路的输出信号的值，控制电路进行开关元件的开关控制，因此，能够进行控制，以使输出电流成为任意的设定电流。

并且，也可以构成为，所述输入电压检测电路，根据来自所述整流电路的输入电压信息，将用于控制所述开关元件的峰值电流检测值的信号输出到所述控制电路，所述控制电路，对所述开关元件中流动的电流值进行控制，以使由所述整流电路整流后的输入电压与因所述开关元件的切换工作而发生的输入电流实质上成比例。

并且，也可以构成为，所述输入电压检测电路，根据来自所述整流电路的输入电压信息，将用于控制所述开关元件的接通时间的信号输出到所述控制电路，所述控制电路，对所述开关元件中流动的电流值进行控制，以使由所述整流电路整流后的输入电压与因所述开关元件的切换工作而发生的输入电流实质上成比例。

根据本实施方案，由输入电压检测电路检测输入电压信息，控制开关元件中流动的电流值，从而产生与输入电压波形对应的输入电流波形，能够提高功率因数。

并且，也可以构成为，所述输入电压检测电路向所述控制电路输出如下的信号，该信号是指，用于在输出所述切换允许期间信号的允许信号之后的预先设定的一定期间将所述开关元件的峰值电流检测值设定为比预先设定的上限值小的所希望的值的信号。

并且，也可以构成为，所述输入电压检测电路向所述控制电路输出如下的信号，该信号是指，用于在输出所述切换允许期间信号的允许信号之后的预先设定的一定期间将所述开关元件的开关频率设定为比预先设定的上限值小的所希望的值的信号。

根据本实施方案，能够防止在各个输入半周期的最初的一定期间发生的输入浪涌电流，因此，能够防止相位控制调光器的误动作。

并且，也可以构成为，所述控制电路还具有：恒定电流源，该恒定电流源的一端连接于所述整流电路的高电位侧；以及调节器，与所述恒定电流源的另一端连接，在所述恒定电流源的输出电压为规定值以上的情况下输出启动信号，在所述恒定电流源的输出电压小于规定值的情况下输出停止信号，在所述调节器输出启动信号的期间中，所述导通时间测量电路，在所述切换允许期间信号的允许信号时间为预先设定的示出第三时间的阈值以上的情况下，将所述反馈检测电路的反馈模拟电流固定为预先设定的上限值。

根据本实施方案，即使在输入电压为平滑的电压的情况下输入电压检测电路不能输出禁止开关元件的切换工作的切换允许期间信号，也能够将反馈模拟电流固定为预先设定的上限值，因此，即使将本实施例的发光二极管驱动装置连接到不与相位控制调光器连接的器具，也能够进行正常的工作。

并且，也可以构成为，具备：整流电路，对从交流电源输入的交流电压进行整流，并输出直流电压；负载，包含由至少一个以上的发光二极管构成的LED光源；能量变换电路，与所述整流电路的高电位侧以及所述负载耦合；开关元件，该开关元件的输入端子连接于所述能量变换电路的一次侧，该开关元件的输出端子连接于所述整流电路的低电位侧，该开关元件用于将所述直流电压通过或截止；控制电路，将所述整流电路的低电位侧作为工作基准电压，输出用于控制所述开关元件的切换工作的驱动信号；输出电流检测电路，连接于所述负载和所述能量变换电路的二次侧的低电位侧，该输出电流检测电路用于检测所述负载中流动的电流；反馈检测电路，为了接受从所述输出电流检测电路输出的输出反馈信号而与所述输出电流检测电路连接；输入电压检测电路，检测来自所述整流电路的整流后的输入电压信息；以及导通时间测量电路，测量从所述输入电压检测电路输出的切换允许期间信号，所述反馈检测电路，将反馈模拟电流输出到所述输出电流检测电路，所述导通时间测量电路，按照测量到的时间，调整所述反馈检测电路的反馈模拟电流，所述反馈检测电路，按照基于所述输出反馈信号和因所述反馈模拟电流而发生的反馈模拟信号的误差的信号，将用于控制所述开关元件的切换的信号输出到所述控制电路。

根据本实施方案，也可以将Buck转换器结构的发光二极管驱动装置中使用的发光二极管驱动半导体使用于反激式转换器结构的发光二极管驱动装置。

并且，也可以构成为，发光二极管驱动用的半导体装置是，具有所述的特征的发光二极管驱动装置中使用的半导体装置，至少所述开关元件和所述控制电路和所述反馈检测电路和所述输入电压检测电路和所述导通时间测量电路被形成在同一半导体衬底上、或被组装在同一封装体。

根据本实施方案，能够将开关元件和控制电路组装在一个封装体。因此，若利用该半导体装置构成发光二极管驱动装置，则能够大幅度地削减发光二极管驱动装置的部件数量，能够容易实现发光二极管驱动装置的小型化及轻量化及低成本化。

并且，也可以构成为，其中，具有所述的特征的发光二极管驱动装置具备与所述交流或直流电源连接的圆筒状的灯头，所述整流电路的输入部与所述灯头连接，整流电路、由至少一个以上的发光二极管构成的LED光源、扼流圈、向所述LED光源供给所述扼流圈所发生的反电动势的整流二极管、以及所述半导体装置在框体内被一体化。

并且，也可以构成为，其中，具有所述的特征的发光二极管驱动装置具备与交流或直流电源连接的圆筒状的灯头，整流电路、由至少一个以上的发光二极管构成的LED光源、扼流圈、向所述LED光源供给所述扼流圈所发生的反电动势的整流二极管、以及所述半导体装置在框体内被一体化，所述整流电路的输入部与所述灯头连接。

根据本实施方案，能够提供按照相位控制调光器的输出能够调整向LED供给的电流值的LED灯泡。

发明效果

能够实现一种发光二极管驱动装置及半导体装置，在输入电压被相位控制的脉动波形的情况下能够进行恒定电流控制和调光控制，在输入电压被平滑的波形的情况下能够进行恒定电流控制。

附图说明

图1是示出实施例1涉及的发光二极管驱动装置及半导体装置的一个例子的电路图。

图2是示出实施例1涉及的反馈检测电路的一个例子的电路图。

图3是示出实施例1涉及的输入电压检测电路的一个例子的电路图。

图4A是示出实施例1涉及的发光二极管驱动装置的各个部的工作的波形图。

图4B是示出实施例1涉及的发光二极管驱动装置的各个部的工作的波形图。

图5是示出实施例1涉及的导通时间测量电路的一个例子的电路图。

图6是示出实施例2涉及的导通时间测量电路的一个例子的电路图。

图7是示出实施例2涉及的计数器的工作和反馈模拟电流的关系的一个例子的图。

图8是示出实施例2涉及的每个输入半周期的计数器的工作和反馈模拟电流的关系的一个例子的图。

图9是示出实施例3涉及的开关元件电流和输入电压波形和输入电流波形的一个例子的波形图。

图10是示出实施例4涉及的发光二极管驱动装置及半导体装置的一个例子的电路图。

图11是示出实施例4涉及的发光二极管驱动装置的各个部的工作的波形图。

图12是示出实施例5涉及的发光二极管驱动装置及半导体装置的一个例子的电路图。

图13是示出以往技术涉及的发光二极管驱动装置的电路图。

图14是示出以往技术涉及的发光二极管驱动装置的电路图。

图15是示出一般的Buck转换器和反激式转换器的一个例子的电路图和工作的图。

具体实施方式

(成为本发明的基础的知识)

首先，对于成为本发明的基础的知识，参照附图进行说明。

图13是示出专利文献1所记载的以往的发光二极管驱动装置的电路图。

如图13示出，发光二极管驱动装置100，由从交流电源接受交流输入电压VAC102来生成调光器输出电压VDO的调光器电路104、整流器108、用于对直流电压VRECT进行能量变换的变压器112、集成电路146和其内部的电源开关118、检测LED光源中流动的电流的反馈电路132、以及多个LED光源所构成的负载130构成，且是非绝缘反激式转换器方式的电路结构。

反馈电路132，具体而言，将负载130中流动的电流，由检测电阻变换为反馈信号UFB134，并输入到控制器136。

控制器136，具有用于接受电压检测输入信号142的端子。如图13示出，电压检测输入信号142，表示整流后的直流电压VRECT。对于具有功率因数校正(PFC)的电源，利用小的滤波电容器124。施加到变压器112的电压，实质上与整流后的电压VRECT同等。因此，滤波电容器124的值CF被选择，以使滤波电容器124的电压，与调光器输出电压VDO的正的大小实质上同等。因此，控制器136，检测滤波电容器124上的电压(换句话说，整流后的电压VRECT)，从而调光器电路104检测来自电源(不图示)的输入电压VAC的相位。

为了测量相位角，控制器136，调光器输出电压VDO及整流后的电压VRECT与零电压变实质上相等的时间的长度，除以半线周期的时间的长度。详细而言，控制器136，为了决定整流后的电压VRECT何时成为小于阈值电压VTH而利用计数器，测量整流后的电压VRECT小于阈值电压VTH的时间的长度。

具体而言，零交叉检测器对输入电压和内部阈值电平进行比较，检测下降和上升的期间，以作为零交叉信号期间。并且，零交叉检测器对输入电压和内部阈值电平进行比较，检测下降和上升的期间，以作为半线周期的时间。

并且，为了确定零交叉期间，生成时钟周期被调整的系统时钟，以即使输入脉动电流的半周期是100/120Hz等各种各样的周期，也使一个周期的总计数次数(320次)相同。而且，在零交叉状态期间中，系统时钟输出到计数器。并且，计数器具有一定数以下的偏移量和以上的偏移量。并且，计数器与D/A(数字/模拟)转换器连接。并且，D/A转换器，调整反馈参考电路的参考信号。并且若有来自计数器的输出，则按照计数次数使参考电压减少。

据此，在检测输入脉动波形的三端双向可控硅相位角(零交叉状态的时间和半线周期时间的比例)，调整反馈参考电路的参考信号的情况下，在下一个半线周期的期间，针对该参考信号，控制LED电流。

并且，如图14示出，发光二极管驱动装置200具有，调光电路202、整流电路203、导通角波形形成电路204、平滑电路205、点灯电路206、导通角检测电路208、控制信号运算电路209、以及控制信号发生电路210。

导通角波形形成电路204，生成具有与调光电路202所设定的导通角对应的脉冲宽度的矩形波形。

导通角检测电路208，计算来自导通角波形形成电路204的波形数据的平均值。控制信号运算电路209，根据导通角检测电路208的输出信号和来自电流检测电阻R1的反馈信号，生成向控制信号发生电路210指令适当的控制信号的发生的输出信号，并输出到控制信号发生电路210。

从控制信号发生电路210向点灯电路206输出的控制信号是，用于驱动点灯电路206的开关元件Q1的栅极电压信号。控制信号发生电路210，根据从控制信号运算电路209输入的信号，生成适当的栅极电压信号。例如，使开关元件Q1的接通比变化，从而调整点灯电路206的输出电流，实施LED模块207的调光。

在此，控制信号发生电路210，开关元件Q1的控制信号的基准电位与发光二极管驱动装置200的基准电压不同，因此，需要对开关元件Q1的输出端子发生驱动电压。如此，将在输入电压的高电位侧配置开关元件的Buck转换器称为“高侧Buck转换器”。

一般而言，Buck转换器与反激式转换器相比，对能量变换元件不使用变压器而使用线圈，因此，由变压器的能量变换损失少，因此变换效率良好。

并且，图15的(a)是由反激式转换器的LED电流的波形，该图的(b)是由Buck转换器的LED电流的波形，示出同一工作条件下的LED电流的波形的差异。IDS示出开关元件Q302中流动的电流。

如图15的(a)示出，在反激式转换器的情况下，LED电流仅在开关元件Q302断开的期间流动。另一方面，如该图的(b)示出，在Buck转换器的情况下，LED电流与线圈电流相同，在开关元件Q302接通的期间和断开的期间的双方流动。其结果为，在开关元件中流动的电流波形相同的情况下，LED平均电流，如该图的(b)示出，在Buck转换器的情况下更大。并且，如该图的(a)示出，为了由反激式转换器得到相同的LED电流，而需要提高开关元件中流动的电流值的峰值、或使开关元件的转换频率变快。为了使高的峰值电流流动，而需要选择高的电流额定的LED光源，导致高成本。并且，越成为高频率驱动，开关损失就越增大。因此，在构成非绝缘电路的情况下，与反激式转换器相比，Buck转换器在效率以及成本方面更有利。

首先，在图13示出的发光二极管驱动装置100中，以与LED中流动的电流成比例的电压信息的UFB来表示反馈信号。反馈信号UFB是,针对控制器以及开关元件的基准电位因检测电阻中流动的电流而生成的电位差，因此，相对于控制器以及开关元件的基准电位而总是成为正信号。但是，存在的问题是，在维持该控制电路结构的状态下，不能将发光二极管驱动装置适用于能量变换效率良好的Buck转换器。

并且，被构成为在不需要调光的使用方法中调光器不连接而将输入电压平滑的情况下，检测零交叉期间，以其电平来调整反馈参考电路的参考信号，从而对输出电流进行控制，因此，若输入电压为平滑电压，则不能检测零交叉期间。因此，不能进行参考信号的调整，不能进行输出电流的控制。

接着，在图14示出的发光二极管驱动装置中，能够由电流检测电阻检测LED光源中流动的电流，得到相对于控制电路的基准电压而正信号的反馈信号。并且，成为设置用于驱动在输入电压的高电压侧配置的开关元件的驱动电路的电路结构，从而构成Buck转换器。

但是，开关元件与进行该开关元件的开关控制的控制电路的基准电位不同。因此，为了交换不同基准电压的信号而需要专用的驱动电路，发光二极管驱动装置的整体成本增大

并且，由于需要用于在检测脉动波形的导通角后将向点灯电路的输入电压平滑的平滑电路，因此，功率因数降低。

鉴于所述以往的问题点，本发明提供一种发光二极管驱动装置以及半导体装置，以在输入电压的高电位侧配置有开关元件及控制它的控制电路的高侧Buck转换器方式，在输入电压是使用了调光器的相位控制后的脉动波形的情况下能够进行恒定电流控制和调光控制，即使在输入电压被平滑的情况下也能够进行恒定电流控制。

以下，对于实施例的实施方案之一，参照附图进行说明。而且，在各个附图中对同一部件附上相同符号，省略重复说明。以下的实施例示出本发明的一个具体例，例如，本发明的构成部件的配置等不仅确定为以下的说明。本发明，在权利要求书中能够加以各种各样的变更。

(实施例1)

图1是示出实施例1涉及的发光二极管驱动装置80的一个例子的电路图。本实施例涉及的发光二极管驱动装置80是，驱动一个以上的LED光源的高侧Buck转换器型的驱动装置。

在图1中，整流电路1，与商用电源等的交流电源(不图示)连接，对交流电压进行整流来生成脉动电压。整流电路1是，例如，全波整流电路，从交流电压生成全波整流电压。在交流电源与整流电路1之间，连接有对从交流电源供给的交流电压VAC的相位进行控制的相位控制调光器19。

相位控制调光器19包括：相位控制元件(不图示)，由三端双向可控硅开关元件以及硅可控整流器等构成；相位控制电路(不图示)，从零交叉点以规定的相位角施加脉冲触发，从而使该相位控制元件工作；以及用于对该规定的相位角进行可变控制的可变阻抗(不图示)。

相位控制元件，在以半周期中的规定的工作相位角来工作之后，在规定的相位中继续导通，直到该半周期结束为止。在本实施例中，将从相位控制元件工作之后到半周期结束为止称为导通时间。三端双向可控硅开关元件等的相位控制元件，若脉冲性的触发信号输入到栅极，则接通。并且，若某一定的保持电流流动，则能够依然保持接通状态，若没有保持电流，则断开。因此，只要在成为想要使相位控制元件接通的电源相位角时向栅极供给脉冲触发，就接通。如此，能够以简单的触发电路来构成是相位控制调光器的特征之一。

整流电路1的高电位侧的端子，与整流二极管18的阳极端子连接。整流二极管18的阴极端子，与电容器17的一端连接。

电容器17，用于对高频噪音电流进行滤波，在电容器17的电容值非常小的情况下，直流电压Vin实质上成为不平滑的整流后的电压波形。并且，在电容器17的电容值充分大的情况下，整流二极管18的阴极侧的直流电压Vin成为被平滑的电压波形。因此，根据电容器17的电容值，输入电压Vin波形成为脉动波形、或者成为被平滑的波形。

整流二极管18是，为了输入电压波形成为脉动波形，与输入脉动电压波形成比例的输入电压信息被施加到输入电压检测端子，因此需要的。也就是说，防止全波整流后的输入电压波形成为由电容器17平滑的波形。因此，在电容器17的电容值非常低且直流电压Vin实质上成为不平滑的整流后的电压波形的情况下，不需要整流二极管18。

整流二极管18的阴极端子，与开关驱动电路14的高电位侧端子DRN连接。并且，整流电路1的低电位侧的端子，与发光二极管驱动装置80的基准电位GND连接。

开关驱动电路14是，本实施例涉及的发光二极管驱动用的半导体装置的一个例子，是用于对LED光源2中流动的电流进行恒定电流控制的半导体装置。如图1示出，开关驱动电路14，至少具有在外部连接的四个端子(高电位侧端子DRN，低电位侧端子SRCE，输入电压检测端子CL，以及反馈检测端子FB)。高电位侧端子DRN，通过整流二极管18与整流电路1的高电位侧的端子连接，脉动电压波形的输入电压Vin输入到高电位侧端子DRN。低电位侧的端子SRCE是，开关驱动电路14的工作基准电位，与整流二极管4的阴极端子连接。

开关元件5，作为一个例子，由高耐压N型MOSFET构成。开关元件5的漏极端子，与开关驱动电路14的高电位侧端子DRN连接。开关元件5的源极端子，与开关驱动电路14的低电位侧端子SRCE连接。但是，开关元件5，不仅限于此，可以利用IGBT、双极晶体管等各种各样的器件。

并且，在整流电路1的高电位侧与开关驱动电路14的低电位侧端子SRCE之间，连接有串联连接的电阻15和电阻16。并且，电阻15和电阻16的共同连接部，与开关驱动电路14的输入电压检测端子CL连接。

并且，在本实施例中构成为，将输入电压信息作为由电阻15和电阻16分压后的电压信息施加到输入电压检测端子CL，但是，不仅限于此。将输入电压信息向开关驱动电路14的基准电位SRCE施加的结构即可。例如，对于输入电压信息，可以作为电流信息施加到输入电压检测端子CL，也可以不由电阻分割分压，而直接施加到输入电压检测端子CL。对于由电流信息输入信号的手段以及为了施加高电压而使施加端子的元件成为高耐压的手段，是对于本领域的技术人员周知的手段，因此，不详细说明这样的结构。

输入电压检测电路9，与开关驱动电路14的输入电压检测端子CL连接，将基于被输入的输入电压信息的切换允许期间信号Vd输出到控制电路6和导通时间测量电路13。并且，将根据被输入的输入电压信息控制峰值电流检测值的信号输出到控制电路6。

反馈检测电路8，与开关驱动电路14的反馈检测端子FB连接，接受从输出电流检测电路7输出的输出反馈信号。以因扼流圈3中流动的电流Icoil而在第一电阻10的两端发生的电位差来表示输出反馈信号。并且，反馈检测电路8，从开关驱动电路14的反馈检测端子FB输出作为反馈模拟信号的反馈模拟信号(IFBdm)。而且，根据基于输出反馈信号和所述反馈模拟信号的误差的信号，将控制开关元件5的切换的信号输出到控制电路6。

控制电路6的工作基准电位为，与开关元件5的源极端子相同的电位，与开关驱动电路14的低电位侧端子SRCE连接。而且，根据来自反馈检测电路8的信号，将控制开关元件5的切换工作的驱动信号输出到开关元件5的栅极端子。

LED光源2具备多个发光二极管(LED)。发光二极管的数量，一个以上即可，即使在具备多个发光二极管的情况下，多个发光二极管，不仅限于串联连接，也可以以矩阵状连接。这些内容，在以后说明的实施例中也同样。

扼流圈3的另一端，与LED光源2的阳极端子侧连接。电容器60，为了将LED电流平滑而与LED光源2的两端连接。整流二极管4，与LED光源2的阴极端子侧和开关驱动电路14的低电位侧端子SRCE连接，将由扼流圈3产生的反电动势供给到LED光源2。

输出电流检测电路7，由第一电阻10和第二电阻11和电容器12构成。第一电阻10，与开关驱动电路14的低电位侧端子SRCE和扼流圈3的一端连接，扼流圈3中流动的电流Icoil流动在第一电阻10中。第二电阻11，与扼流圈3的一端和开关驱动电路14的反馈检测端子FB连接。电容器12，与开关驱动电路14的反馈检测端子FB和低电位侧端子SRCE连接，由第二电阻11和电容器12形成滤波电路。

接着，说明高侧Buck转换器的工作。在电压施加到交流电源，输入电压Vin成为规定的电压，开关驱动电路14开始工作的情况下，根据控制电路6所决定的所希望的定时开关元件5开始切换工作。在开关元件5从断开转移到接通的情况下，输入电压Vin经由开关元件5和第一电阻10，施加到扼流圈3，开关元件5的漏极端子和源极端子的电压差降低到开关元件5的接通电压。而且，扼流圈3中流动的电流Icoil流动在LED光源2和电容器60中，在扼流圈3积蓄符合流动的电流的磁能量。

在开关元件5接通的期间，电流流动在开关元件5→第一电阻10→扼流圈3→LED光源2的路径上，LED光源2中流动的电流波形成为，由输入电压Vin和扼流圈3的电感值L决定的具有随着时间而增加的倾斜的电流波形。

接着，在开关元件5从接通转移到断开的情况下，开关元件5中流动的电流被截止，因扼流圈3中积蓄的磁能量而发生反电动势。而且，在开关元件5断开的期间，根据扼流圈3的反电动势，电流流动在扼流圈3→LED光源2→整流二极管4→第一电阻10→扼流圈3的路径上。LED光源2中流动的电流波形成为，根据整流二极管4的正向电压与LED光源2的正向电压的共计电压和扼流圈3的电感值L而决定的、具有随着时间而减少的倾斜的电流波形。其结果为，与扼流圈3中流动的Icoil相同的电流流动在第一电阻10中。

利用图2说明反馈检测电路8的电路例之一。图2是示出本实施例涉及的反馈检测电路的一个例子的电路图。

在图2中，电流源20是，向反馈检测端子(FB)输出反馈模拟电流(IFBdm)的电流源。IFBdm的值即电流源20的恒定电流值，由来自导通时间测量电路13的信号调整。误差放大器21的一方的输入端子，与反馈检测端子FB连接，另一方的参考电压输入端子，与开关驱动电路14的低电位侧端子SRCE连接。误差放大器21的输出端子，输入到控制信号变换器22。控制信号变换器22，将基于来自误差放大器21的输出信号的控制信号输出到控制电路6。在此，误差放大器21的参考电压输入端子，并不一定需要与开关驱动电路14的低电位侧端子SRCE连接，也可以与其他的定电压源以及其他的开关驱动电路14的外部端子连接。

接着，利用图1和图2说明本实施例的反馈控制工作。

若线圈电流Icoil流动在第一电阻10中，在第一电阻10的两端则发生电位差。若将开关驱动电路14的低电位侧端子SRCE的电压设为Vs，将第一电阻和扼流圈3的共同连接部的电压设为Vc，则可以将第一电阻10的两端的电位差表示为(Vs－Vc)。进而，若将第一电阻10的电阻值设为ROS则可以表示为以下的式1。

Vs－Vc＝Icoil×ROS···式1

若将反馈检测端子FB的电压设为Vfb，则可以将第二电阻11的两端的电位差表示为(Vfb－Vc)。进而，反馈模拟电流IFBdm从反馈检测端子FB向第二电阻11流动，若将第二电阻11的电阻值设为RFB，则可以表示为以下的式2。

Vfb－Vc＝IFBdm×RFB···式2

并且，利用式1和式2计算出式3。

Vfb－Vs＝IFBdm×RFB－Icoil×ROS···式3

在此，若将反馈检测端子FB的电压，以开关驱动电路14的低电位侧端子SRCE的电压Vs为基准来表示，则成为以下的式4。

delta(VFB)＝Vfb－Vs···式4

进而，利用式3和式4计算出式5。

delta(VFB)＝IFBdm×RFB－Icoil×ROS···式5

该delta(VFB)是，示出针对误差放大器21的参考电压Vs的输入电压Vfb的电压差的反馈电压。而且，delta(VFB)，在第二电阻11的两端电位差(IFBdm×RFB)比第一电阻10的两端电位差(Icoil×ROS)大时，成为正电压，在第二电阻11的两端电位差(IFBdm×RFB)比第一电阻10的两端电位差(Icoil×ROS)小时，成为负电压。

而且，误差放大器21，在delta(VFB)是正电压的情况下，将用于使向LED光源的能量输出实质上增加的信号输出到控制信号变换器22。并且，误差放大器21，在delta(VFB)是负电压的情况下，将用于使向LED光源2的能量输出实质上减少的信号输出到控制信号变换器22。

若向LED光源2的能量输出增加，则线圈电流Icoil增加，因此，在式5中delta(VFB)的值减少。并且，若向LED光源2的能量输出减少，则线圈电流Icoil减少，因此，在式5中delta(VFB)的值增加。

通过这样的反馈工作，开关驱动电路14，进行开关元件5的开关控制，以使第一电位差和因反馈模拟电流而在第二电阻11的两端发生的第二电位差实质上相等。换而言之，开关驱动电路14，进行开关元件5的开关控制，以使作为反馈检测端子FB和低电位侧端子SRCE的电位差的delta(VFB)的绝对值接近零，进行将线圈中流动的电流Icoil的平均电流保持为一定的工作。其结果为，能够将LED光源2中流动的电流控制成恒定电流。

而且，根据来自控制信号变换器22的输出信号，控制电路6执行开关元件5的开关控制，但是，其控制单元不被限制。

例如，也可以是，按照反馈电压delta(VFB)的增减，控制开关元件5的开关频率的方法。并且，也可以是，按照反馈电压delta(VFB)的增减，控制以一定的频率工作的开关元件5的接通时间的方法。并且，也可以是，按照反馈电压delta(VFB)的增减，控制以一定的频率工作的开关元件5的峰值电流的方法。

再次，使开关元件5的开关频率变化的手段，被称为PFM(PulseFrequency Modulation)控制方式。使切换的接通比率变化的手段，被称为PWM(Pulse Width Modulation)控制方式。使开关元件中流动的电流的峰值变化的手段，被称为电流模式PWM控制方式。

并且，除了所述方式以外，还有以预先设定的值来固定开关元件5的断开时间的断开时间固定控制方式等，其控制方法不被限制。但是，对本领域的技术人员而言，所述的控制方式所需要的电路是周知的电路，因此，对于由这样的控制方式的结构，省略详细说明。

接着，在高侧Buck转换器方式中，对于输入电压检测电路9以与发光二极管驱动装置80的基准电位GND不同的开关驱动电路14的工作基准电位SRCE为基准来对输入电压信息进行控制的结构和手段，利用图3、图4A及图4B进行说明。

图3是示出本实施例涉及的输入电压检测电路9的一个例子的电路图。在图3中，输入电压检测端子CL，与采样保持电路24连接。由采样保持电路24采样的输入电压信息，作为样本电压Vsample分别输入到比较器23以及峰值电流检测值变换器25。

在比较器23的另一方的输入端子，输入具有滞后值(滞后特性)的第一基准电压(VCLuv)。而且，将采样电压Vsample电压是第一基准电平以上时允许开关元件5的切换工作、第一基准电平的滞后值以下时禁止开关元件5的切换工作的切换允许期间信号Vd，输出到控制电路6和导通时间测量电路13。

并且，在采样电压Vsample电压为第一基准电压(VCLuv)以上的情况下，峰值电流检测值变换器，按照采样电压Vsample电压，以预先设定的比率使开关元件5中流动的峰值电流检测值变化，在峰值电流检测值达到预先设定的上限值的情况下，向控制电路6输出将峰值电流检测值保持为上限值的信号。

对于如此构成的本实施例涉及的输入电压检测电路9的采样保持电路24的作用，利用图4A及图4B进行说明。图4A及图4B是示出本实施例涉及的发光二极管驱动装置80的各个部的工作的波形图。更详细而言，示出输入电压Vin为全波整流波且以正弦波形增加时的各个部的工作。

首先，以图4A说明采样保持电路24的控制的一个例子。图4A的波形(a)是通过开关元件5的连续模式的切换工作来在扼流圈3中流动的电流Icoil。TON示出开关元件5的接通期间，TOFF示出开关元件5的断开期间。在图4A的波形(a)中，将针对图1的扼流圈3的电流Icoil的箭头的方向作为正方向。波形(b)是，图1中针对发光二极管驱动装置的基准电位GND的开关驱动电路14的工作基准电位端子的电压、即Vs电压。波形(c)是，图1中针对发光二极管驱动装置的基准电位GND的输入电压检测端子CL的电压、即VCL电压。波形(d)是，图1中针对开关驱动电路14的工作基准电位端子SRCE的输入电压检测端子CL的电压、即(VCL－Vs)电压。波形(e)是，图1中针对开关驱动电路14的基准电位端子SRCE的采样保持电路24的输出电压、即(Vsample－Vs)电压。

说明开关元件5接通的期间TON的各个部的波形。

扼流圈3中流动的电流Icoil，如波形(a)成为直线性地增加的电流波形。并且，GND基准的Vs电压，如波形(b)成为与输入电压Vin相同的电位(忽视基于开关元件5的电阻成分的电压下降。)。向输入电压检测端子CL的输入电压VCL，如波形(c)与输入电压Vin成比例来上升。若将向输入电压检测端子CL的输入电压VCL，以开关驱动电路14的工作基准电压Vs为基准来表示，则如波形(d)不发生电位差。而且，采样保持电路24，在如波形(e)开关元件5接通的期间TON，不检测输入到输入电压检测端子CL的VCL电压，而将在前一个期间检测出的电压作为采样电压Vsample输出。

接着，说明开关元件5断开的期间TOFF的各个部的波形。扼流圈3中流动的电流Icoil，如波形(a)成为直线性地减少的电流波形。并且，GND基准的Vs电压，如波形(b)因扼流圈3的反电动势而按照整流二极管4的正向电压VF成为负电压。向输入电压检测端子CL的输入电压VCL，与输入电压Vin成比例来上升。若将向输入电压检测端子CL的输入电压VCL以开关驱动电路14的工作基准电压Vs为基准来表示，则如波形(d)发生电位。而且，采样保持电路24，在开关元件5断开的期间TOFF对输入到输入电压检测端子CL的VCL电压进行采样，如波形(e)在开关元件5从断开转换为接通的定时，将采样的VCL电压作为采样电压Vsample输出。

如此，采样保持电路24，在开关元件5接通的期间不检测VCL电压。据此，在前一个期间检测出的电压被保持，被输出到后级的电路，以作为采样电压Vsample。并且，在开关元件5断开的期间，采样保持电路24对VCL电压进行采样。据此，在前一个期间检测出的电压被保持并输出到后级的电路，以作为采样电压Vsample。而且，在开关元件5从断开转换为接通的定时，采样保持电路24，将采样的VCL电压更新为采样电压Vsample。

并且，采样保持电路24也可以是，与所述例子不同的控制。对于本实施例涉及的输入电压检测电路9的采样保持电路24的其他的控制的例子，利用图4B进行说明。

图4B的波形(a)是，通过开关元件5的非连续模式的切换工作来在扼流圈3中流动的电流Icoil。TON示出开关元件5的接通期间，TOFF示出开关元件5的断开期间。在图4B的波形(b)中，将针对图1的扼流圈3的电流Icoil的箭头的方向作为正方向。波形(b)是，图1中针对发光二极管驱动装置的基准电位GND的开关驱动电路14的工作基准电位端子的电压、即Vs电压。波形(c)是，图1中针对发光二极管驱动装置的基准电位GND的输入电压检测端子CL的电压、即VCL电压。波形(d)是，图1中针对开关驱动电路14的工作基准电位端子SRCE的输入电压检测端子CL的电压、即(VCL－Vs)电压。波形(e)是，图1中针对开关驱动电路14的基准电位端子SRCE的采样保持电路24的输出电压、即(Vsample－Vs)电压。

说明开关元件5接通的期间TON的各个部的波形。

扼流圈3中流动的电流Icoil，如波形(a)成为直线性地增加的电流波形。并且，GND基准的Vs电压，如波形(b)成为与输入电压Vin相同的电位(忽视基于开关元件5的电阻成分的电压下降。)。向输入电压检测端子CL的输入电压VCL，如波形(c)与输入电压Vin成比例来上升。若将向输入电压检测端子CL的输入电压VCL，以开关驱动电路14的工作基准电压Vs为基准来表示，则如波形(d)不发生电位差。而且，采样保持电路24，在如波形(e)开关元件5接通的期间TON，不检测输入到输入电压检测端子CL的VCL电压，而将在前一个期间检测出的电压作为采样电压Vsample输出。

接着，说明开关元件5断开的期间TOFF的各个部的波形。扼流圈3中流动的电流Icoil，如波形(a)成为直线性地减少的电流波形。由于非连续模式工作，因此，若扼流圈3中积蓄的反电动势全部放出，则Icoil不流动，实质上成为零。并且，GND基准的Vs电压，根据扼流圈3的反电动势，如波形(b)按照整流二极管4的正向电压VF成为负电压。若扼流圈3中积蓄的反电动势全部放出，开关驱动电路14则不能保持整流二极管4的正向电压VF，因寄生电容等的影响而发生Vs电压波形的振铃。向输入电压检测端子CL的输入电压VCL，如波形(c)与输入电压Vin成比例来上升。若将向输入电压检测端子CL的输入电压VCL以开关驱动电路14的工作基准电压Vs为基准来表示，则如波形(d)发生电位。输入电压VCL，因反电动势，而在电流扼流圈3中流动的期间为稳定的波形，但是，若反电动势的放出结束，则成为具有振铃的波形。

采样保持电路24，具有开关元件5关断后预先设定的采样期间，如波形(e)在采样期间内对输入到输入电压检测端子CL的VCL电压进行采样，在采样期间结束的定时将采样的VCL电压作为采样电压Vsample输出。

如此，采样保持电路24，在开关元件5接通的期间不检测VCL电压。据此，在前一个期间检测出的电压被保持，被输出到后级的电路，以作为采样电压Vsample。并且，具有开关元件5关断后预先设定的采样期间，采样保持电路24，在采样期间内对VCL电压进行采样。据此，在前一个期间检测出的电压被保持并输出到后级的电路，以作为采样电压Vsample。而且，在采样期间结束的定时，采样保持电路24，将采样的VCL电压更新为采样电压Vsample。若采样保持电路24具有采样期间，则能够进行不会因在其他的期间发生的输入波形的混乱而受到影响的检测精度高的检测。

如此，输入电压检测电路9，能够以与发光二极管驱动装置80的基准电位GND不同的开关驱动电路14的工作基准电位SRCE为基准来检测输入电压信息。而且，开关驱动电路14，将开关元件5的峰值电流检测值控制成与输入电压Vin的波形实质上成比例。据此，开关驱动电路14，能够产生与输入电压Vin的波形实质上成比例的输入电流的波形，能够提高功率因数。

并且，说明了输入电压检测电路9具有峰值电流检测电路的结构，该峰值电流检测电路按照采样电压Vsample的电压以预先设定的比率使开关元件5中流动的峰值电流检测值变化，在峰值电流检测值达到预先设定的上限值的情况下，向控制电路6输出将峰值电流检测值保持为上限值的信号，但是，不仅限于此。

例如，也可以将输入电压检测电路9构成为，按照采样电压Vsample的电压以预先设定的比率使开关元件5的接通时间变化，在接通时间达到预先设定的上限值的情况下，向控制电路6输出将接通时间保持为上限值的信号。若在高输入电压时将开关元件的接通时间设定为长，则与接通时间为固定的情况相比，开关元件中流动的峰值电流值高。

其结果为，开关驱动电路14能够与输入电压Vin的波形成比例对开关元件5中流动的电流的峰值电流值实质上进行控制，能够产生与输入电压Vin的波形实质上成比例的输入电流的波形，能够提高功率因数。

接着，利用图5说明导通时间测量电路13的电路例之一。图5是示出本实施例涉及的导通时间测量电路13的一个例子的电路图。

在图5中，导通时间测量电路13，由充放电电路26、V－I变换电路32、以及钳位电路49构成。

充放电电路26，由恒定电流源27、开关28及29、逆变器30、和电容器31构成。在切换允许期间信号Vd是允许信号的期间，以“H”电平来示出Vd，在禁止信号的情况下，以“L”电平来示出Vd。而且，从输入电压检测电路9输出的切换允许期间信号Vd，输入到开关28和逆变器30。在切换允许期间信号Vd是“H”电平的情况下，开关28接通，开关29断开，恒定电流I1从恒定电流源27充电到电容器31。并且，在切换允许期间信号Vd是“L”电平的情况下，开关28断开，开关29接通，电容器31中充电的电压由开关29瞬间放电。

充放电电路26的输出，与V－I变换电路32连接。V－I变换电路32是，将输入的电压变换为与电压电平对应的电流值的电路。

并且，V－I变换电路的输出，与钳位电路49连接。钳位电路49具有，预先设定的第一阈值和第二阈值。钳位电路49，在输入的电流值为第一阈值以下的情况下，输出预先设定的下限值的恒定电流，在输入的电流值为第二阈值以上的情况下，输出预先设定的上限值的恒定电流。

其结果为，切换允许期间信号Vd的允许信号的时间越长，电容器31中充电的电压Vcon就越高。而且，若切换允许期间信号Vd成为禁止信号，则电容器31的电压Vcon成为零电平。而且，电压Vcon，由VI变换电路变换为电流值，通过钳位电路49输出到反馈检测电路8的电流源20，决定电流源20的恒定电流值(IFBdm)。

在切换允许期间信号Vd的允许信号的时间短的情况下，电压Vcon也小。在变换后的电流值比钳位电路49的第一阈值低的情况下，钳位电路49，输出预先设定的下限值的恒定电流。因此，反馈检测电路8的电流源20的恒定电流值(IFBdm)成为下限值。

在切换允许期间信号Vd的允许信号的时间长的情况下，电压Vcon大。在变换后的电流值比钳位电路49的第二阈值高的情况下，钳位电路49，输出预先设定的上限值的恒定电流。因此，反馈检测电路8的电流源20的恒定电流值(IFBdm)成为上限值。

而且，在切换允许期间信号Vd的允许信号的时间为不由钳位电路49限制的范围的情况下，反馈检测电路8的电流源20的恒定电流值(IFBdm)成为，与切换允许期间信号Vd的允许信号的时间的长度对应的可变的值。

所述的发光二极管驱动装置80，也可以由至少开关元件5、控制电路6、反馈检测电路8、输入电压检测电路9、和导通时间测量电路13被形成在同一半导体衬底上、或被组装在同一封装体的半导体装置实现。

并且，也能够实现利用了所述发光二极管驱动装置80或搭载了它的半导体装置的LED灯泡。特别是，也能够实现以下的结构，即，发光二极管驱动装置80，具备交流或直流电源输入的圆筒状的灯头，整流电路1的输入部与灯头连接，整流电路1、至少一个以上的发光二极管所构成的LED光源2、扼流圈3、以及将扼流圈3中发生的反电动势供给到LED光源2的整流二极管4在框体内被一体化。并且，也能够实现以下的结构，即，发光二极管驱动装置80，还至少开关元件5、控制电路6、反馈检测电路8、输入电压检测电路9、和导通时间测量电路13被形成在同一半导体衬底上、或被组装在同一封装体的半导体装置在框体内被一体化。在此情况下，灯头具有两个端子，作为整流电路1的输入部的两个端子，与灯头具有的两个端子分别电连接。

如上构成的本实施例涉及的发光二极管驱动装置80，由于开关元件5和进行该开关元件的开关控制的控制电路6的工作基准电压为同一电位，因此，不需要用于交换不同的基准电位间的信号的驱动电路。并且，能够实现将开关元件5和控制电路6和反馈检测电路8和输入电压检测电路9和导通时间测量电路13形成在同一半导体衬底上、或组装在同一封装体的开关驱动电路14，能够容易实现发光二极管驱动装置的小型化及轻量化及低成本化。

并且，能够提供能够按照相位控制调光器的输出调整向LED供给的电流值的LED灯泡。

并且，本结构不仅限于实施例1涉及的发光二极管驱动装置80，也能够适用于以后说明的其他的实施例涉及的发光二极管驱动装置。

并且，反馈检测电路8是与负信号对应的结构，因此，能够构成高侧Buck转换器，能够实现发光二极管驱动装置的高效率驱动、以及小型化、省空间化。特别是，适于LED灯泡等对小型、省空间的要求高的组套。

并且，向控制电路6输出控制信号，以使因扼流圈3中流动的电流而在第一电阻10的两端发生的第一电位差、和因反馈模拟电流IFBdm而在第二电阻11的两端发生的第二电位差实质上相等，从而不直接由反馈检测电路检测相对于控制电路6的基准电位而成为负信号的输出反馈信号，而能够将反馈信息传递到控制电路。不需要将输出反馈信号直接输入到反馈检测电路，因此，能够任意设定第一电阻10和第二电阻11的值，来减少扼流圈电流和第一电阻发生的电力损失。

并且，由于误差放大器21的参考电压和控制电路6的工作基准电压实质上相等，因此，在向反馈检测端子的施加电压是正电压的情况下，进行使向LED光源的能量输出实质上增加的控制，在向反馈检测端子的施加电压是负电压的情况下，进行使向LED光源的能量输出实质上减少的控制。因此，向反馈检测端子的信号施加是，正信号还是负信号都能够对应的。

并且，在将开关元件5和控制电路6配置在输入电压的高电位侧的高侧的结构的情况下，仅在开关元件5断开的期间，检测施加到输入电压检测电路9的输入电压检测端子CL的电压。因此，能够由输入电压检测电路9进行检测精度高的检测。

进而，若将输入电压检测电路9构成为，仅在开关元件5的切换工作的关断后的预先设定的采样期间进行输入信号的检测，则能够进行不会因在其他的期间发生的输入波形的混乱而受到影响的检测精度高的检测。

并且，在由输入电压检测电路9输入电压和输出电压的电压差几乎没有的情况下，以及在输入电压非常低时，能够禁止开关元件5的切换工作，因此，能够进行开关元件5的稳定的控制。并且，在输入电压波形是脉动波形的情况下能够确定切换允许期间，因此，能够测量相位控制后的输入电压的导通时间。并且，能够按照输入电压使开关元件的峰值电流值变化，进一步限制峰值电流的上限值，从而能够防止额定以上的电流在开关元件等中流动。

进而，由输入电压检测电路9检测输入电压信息，控制开关元件5的峰值电流值，来进行使输入电压波形与输入电流波形实质上成比例的控制，从而能够扩大输入电流的导通角来以与输入电压波形大致相同的相位来变化，能够提高功率因数。

并且，能够由导通时间测量电路13按照切换允许期间的时间使反馈模拟电流值发生线性变化。调整反馈模拟电流，来调整第二电阻的两端发生的第二电位差，从而能够对向LED光源供给的输出电流进行调光控制。其结果为，能够按照相位控制后的输入电压的导通时间对向LED光源供给的输出电流进行调光控制。

并且，由本实施例1涉及的发光二极管驱动装置得到的效果，不仅限于实施例，而以后说明的实施例2至5涉及的发光二极管驱动装置也能够发挥同样的效果。

(实施例2)

接着，说明实施例2涉及的发光二极管驱动装置及发光二极管驱动用的半导体装置。本实施例涉及的发光二极管驱动装置，与图1的实施例1的发光二极管驱动装置的导通时间测量电路13不同。其他的构成要素，由于与实施例1的发光二极管驱动装置相同，因此省略它们的说明。

图6是示出本实施例涉及的发光二极管驱动装置的导通时间测量电路33的一个例子的电路图。在图6中，对于相当于图5示出的构成要素的构成要素，附上与图5相同的符号，省略它们的说明。

在图6中，导通时间测量电路33，由振荡电路34、计数器35、V－I变换电路32、和钳位电路49构成。

振荡电路34包括：将恒定电流I2充电到电容器47的恒定电流源38；以恒定电流I3从电容器47放电的恒定电流源41；开关39、40、43、44、48、59；逆变器37和42；电容器47；以及比较器45及46，一方的输入端子与电容器47连接，在另一方的输入端子分别施加预先设定的基准电压，输出端子共同连接。在比较器45的正的输入端子施加基准电压VT2，在比较器46正的输入端子施加比VT2低的基准电压VT1。

在切换允许期间信号Vd是允许信号的期间，以“H”电平来示出Vd，在禁止信号的情况下，以“L”电平来示出Vd。而且，从输入电压检测电路9输出的切换允许期间信号Vd，输入到逆变器37。在切换允许期间信号Vd是“L”电平的情况下，开关59断开，开关48接通，电容器47的电压由开关48瞬间放电，被保持为零电平。

在切换允许期间信号Vd是“H”电平的情况下，开关59接通，开关48断开，开始向电容器47的充放电。

也就是说，在切换允许期间信号Vd从“L”切换为“H”时，电容器47的电压比基准电压VT1低。因此，比较器45以及46都输出“H”信号。据此，开关39和43接通。此时，通过逆变器42，开关40及44断开，因此，比较器46不工作。其结果为，恒定电流源38的恒定电流I2充电到电容器47。

若电容器47的电压比VT2高，则比较器45输出“L”信号。其结果为，开关39断开，来自恒定电流源38的恒定电流I2不被供给到电容器47。而且，通过逆变器42，开关40接通，恒定电流源41通过恒定电流I3使电容器47放电。并且，来自比较器45的“L”信号输入到计数器35。并且，开关43断开，开关44接通，因此，比较器45不工作，比较器46开始工作。

接着，若电容器47的电压比VT1低，则比较器46输出“H”信号。其结果为，通过逆变器42，开关40断开，恒定电流源41以恒定电流I3停止电容器47的放电。并且，开关39接通，恒定电流I2从恒定电流源38供给到电容器47。并且，来自比较器46的“H”信号，输入到计数器35，计数次数被计数1次。进而，开关43接通，开关44断开，因此，比较器46不工作，比较器45开始工作。

根据该一连串的工作，振荡电路34，生成由恒定电流I2及I3和基准电压VT1及VT2和电容器47的电容值决定的一定的时钟频率。并且，计数器35，若被施加来自振荡电路34的时钟信号使计数次数增加，生成与计数次数对应的电压Vcon，并输出到V－I变换电路32。并且，若切换允许期间信号Vd切换为“L”电平，则计数器35的计数被复位。

接着，利用图7，说明计数器35的计数次数和反馈模拟电流的关系。图7是示出本实施例涉及的计数器的工作和反馈模拟电流的关系的一个例子的图，图7的(a)示出采样电压及计数次数，图7的(b)示出反馈模拟电流。

在图7的(a)中，横轴是时间，纵轴示出采样电压Vsample电压和计数次数。以点划线示出输入半周期是100Hz时的采样电压Vsample电压波形，以双点锁线示出输入半周期是120Hz时的采样电压Vsample电压波形，以实线示出随着经过时间而增加的计数次数。

在采样电压Vsample为VCLuv以下的期间，由于是切换允许期间信号的禁止信号期间，因此振荡电路34停止，计数保持0。而且，若采样电压Vsample成为VCLuv以上，振荡电路34则开始工作，输出时钟信号。而且，计数器35，按照时钟信号，使计数次数增加。

在图7的(b)中，横轴是计数次数，纵轴示出反馈模拟电流IFBdm。

在本实施例的一个例子中，钳位电路49的第一阈值相当于计数器35的两个计数。并且，钳位电路49的第二阈值为7ms，相当于计数器电路的25个计数。其结果为，在计数器35开始计数后的两个计数的期间，如图7的(b)示出，反馈模拟电流IFBdm的值被保持为下限值Min。而且，在计数器35的三个计数以后，按照计数次数，反馈模拟电流IFBdm逐渐成为增加的值。

进而，在计数次数为25次以上的范围内，反馈模拟电流IFBdm的值被保持为上限值Max。在此，反馈模拟电流IFBdm被保持为下限值的期间是计数器35的两个计数，反馈模拟电流IFBdm被保持为上限值是计数器35为25个计数以上的期间，但是，不仅限于此。若使被设定为下限值和上限值的计数次数增加，则使一个输入半周期期间内的调光控制的分辨率提高，但是，意味着使计数器电路变得复杂。本领域的技术人员，能够根据调光控制的分辨率和电路规模的相对关系选择适当的定数。

如此，按照一个输入半周期的切换允许期间信号的“H”电平的期间反馈模拟电流IFBdm的值成为数字上增加的值，若成为切换允许期间信号的“L”电平，则计数器35的计数次数被复位，反馈模拟电流IFBdm值被保持为下限值Min。

并且，若一个输入半周期的切换允许期间信号为“H”电平的期间成为7ms以上，则反馈模拟电流IFBdm被固定为上限值。在输入半周期为100Hz的情况下，一周期为10ms，在120Hz的情况下，大致为8.3ms。因此，在交流电源的频率为50Hz/60Hz的情况下，在导通时间为最大电平时都能够将反馈模拟电流IFBdm保持为上限值Max。

接着，利用图8说明每个输入半周期的计数器的工作和反馈模拟电流的关系的其他的例子。图8是示出本实施例涉及的每个输入半周期的计数器的工作和反馈模拟电流的关系的一个例子的图，图8的(a)示出采样电压，图8的(b)示出计数次数，图8的(c)示出反馈模拟电流。

图8的(a)示出的波形示出，对时间的采样电压Vsample的关系。以实线示出采样电压Vsample比阈值电压VCLuv高的部位，以点划线示出低的部位。图8的(a)中示出，第n次(左侧)，第n+1次(正中)，n+2(右侧)的输入半周期的期间的波形。并且，以Td1至Td3示出采样电压Vsample比阈值电压VCLuv高的期间，即切换允许期间信号的允许信号时间。因此，第n次的输入半周期波形的允许信号时间为Td1，第n+1次为Td2，第n+2次为Td3，成为Td1＞Td2＞td3的关系。

接着，图8的(b)示出的波形示出，对时间的计数次数的关系。计数次数是，按照切换允许期间信号的允许信号时间决定的。在第n次的波形的允许信号时间为Td1的情况下，计数次数比25个计数大，在第n+1次和第n+2次的允许信号时间为Td2、Td3的情况下，计数次数比25计数小。

接着，图8的(c)示出的波形示出，对时间的反馈模拟电流的关系。在输入半周期的导通时间为最大的情况下，反馈模拟电流IFBdm被保持为Max。

在第n次的波形的情况下，切换允许期间信号的允许信号时间Td1充分长，因此，计数器35的计数次数超过25次。在此情况下，根据钳位电路49的工作反馈模拟电流IFBdm被限制为上限值Max。而且，切换允许期间信号的允许信号时间结束时的反馈模拟电流IFBdm的值被适用，以作为第n+1次的输入半周期期间中的反馈模拟电流值，在第n+1次的输入半周期期间中保持该值。

而且，在第n+1次的波形的情况下，计数器35的计数次数在切换允许期间信号的允许信号时间Td2内被计数，切换允许期间信号的允许信号时间结束时的反馈模拟电流IFBdm的值被适用，以作为第n+2次的输入半周期期间中的反馈模拟电流值，在第n+1次的输入半周期期间中保持该值。

同样，在第n+2次的波形的情况下，计数器35的计数次数在切换允许期间信号的允许信号时间Td3内被计数，被决定的反馈模拟电流IFBdm的值，被适用在第n+3次的输入半周期的期间。

如此，在第n次被计数并被决定的反馈模拟电流IFBdm值被适用，以作为下一个第n+1次的反馈模拟电流IFBdm值，因此，在一个输入半周期期间中反馈模拟电流IFBdm的值被固定，以符合其设定值的方式调整向LED光源2的输出电流。

而且，在图8中示出了，使用输入半周期的上升一定期间不导通的前边缘型调光器的情况的例子。但是，相位控制调光器19不仅限于此。由于是按照切换允许期间信号的“H”电平的长度调整反馈模拟电流的结构，因此，即使在使用输入半周期的上升一定期间导通、下降一定期间不导通的后边缘型调光器的情况下，本实施例也有效。并且，有效于所有的发明的实施例。

如上构成的本实施例涉及的发光二极管驱动装置，为了测量切换允许期间的时间而使用计数器35，因此，能够削减充放电电路的电容器电容值。并且，能够按照计数次数使反馈模拟电流值变化。

并且，导通时间测量电路33，具有钳位电路49，若切换允许期间的时间是第一时间以下还是第二时间以上，则能够将反馈检测电路的反馈模拟电流保持为预先设定的值。并且，在输入脉动波形为50Hz/60Hz的哪一方的输入半周期由相位控制调光器的导通时间均为最大的情况下，能够将反馈模拟电流保持为上限值。

并且，在输入脉动波形的各个输入半周期期间内能够固定反馈模拟电流。其结果为，与被相位控制的输入电压波形对应的一个输入半周期内的设定电流值被固定，因此，在导通角变化的情况下，能够按照导通时间使输出电流值变化，在导通角被固定时，能够进行稳定的输出电流控制。

而且，也能够实现与实施例1的效果同样的效果。

(实施例3)

接着，说明实施例3涉及的发光二极管驱动装置及发光二极管驱动用的半导体装置。本实施例涉及的发光二极管驱动装置，其中，在输入半周期的最初的一定期间将开关元件的峰值电流检测值抑制为低。

也就是说，图3所示的实施例1的输入电压检测电路9的峰值电流检测值变换器25的工作与实施例1不同。

图9是示出本实施例涉及的开关元件电流和输入电压波形和输入电流波形的一个例子的波形图。

图9的(a)是，实施例1的峰值电流检测值变换器25时的波形。图9的(a)的上段图示出，峰值电流检测值IDP的波形。在采样电压Vsample比VCLuv低的期间，切换允许期间信号为“L”电平，开关元件被禁止工作。而且，若切换允许期间信号成为“H”电平，则根据输入电压检测电路9的峰值电流检测值变换器的工作，则设定与采样电压Vsample对应的峰值电流检测值IDP的值。

图9的(a)的中段图示出，作为整流电路1之后的被相位控制的全波整流电压的输入电压Vin的波形。并且，图9的(a)的下段图示出，输入电流Iin的波形。

在使用前边缘型调光器的情况下，输入半周期的上升的一定期间成为非导通。而且，在成为导通的瞬间，施加输入电压。因此，如双点锁线区间所示的区域，若突然施加高的输入电压，则峰值电流检测值IDP也被设定为高的值。据此，过大的电流在开关元件5中流动。其结果为，输入电流Iin瞬间变大，然后，发生输入电流不流动的期间。于是，输入电压Vin成为混乱的波形。其结果为，发生输入电压Vin、输入电流Iin的波形的振铃。在对相位控制调光器19使用三端双向可控硅开关元件等的情况下，若因振铃而输入电流不流动的期间变长，则保持电流在三端双向可控硅开关元件中不流动。据此，相位控制调光器19，不能保持三端双向可控硅开关元件的接通，相位控制调光器19进行误动作。

另一方面，输入电压检测电路9的峰值电流检测值变换器25，在切换允许期间信号的“H”电平信号被输出后预先设定的一定期间Tss，将开关元件5的峰值电流检测值设定为比预先设定的上限值小的所希望的值。在将用于它的信号输出到控制电路6的情况下，成为如图9的(b)的上段图所示的波形。而且，图9的(b)的中段图示出输入电压Vin的波形，图9的(b)的下段图示出输入电流Iin的波形。

也就是说，在图9的(b)的上段图的峰值电流检测值IDP的波形中，在采样电压Vsample比VCLuv低的期间，切换允许期间信号为“L”电平，开关元件被禁止工作。而且，若切换允许期间信号为“H”电平，则峰值电流检测值IDP的值被设定为比与采样电压Vsample对应的峰值电流检测值IDP低。据此，峰值电流检测值IDP的值，在Tss的期间中变化为与采样电压Vsample对应的峰值电流检测值IDP的本来的设定值。如此，若将刚刚控制切换工作开始之后的峰值电流检测值IDP抑制为低，则能够将控制输入电流Iin波形的提高抑制为低，能够防止输入电流Iin波形的振铃。其结果为，输入电压Vin波形也不会混乱，在对相位控制调光器19使用三端双向可控硅开关元件的情况下，能够确保向三端双向可控硅开关元件的保持电流，能够防止相位控制调光器19的误动作。

而且，在本实施例中被构成为，为了抑制刚刚控制切换工作开始之后的输入电流Iin的振铃而将开关元件5的峰值电流检测值IDP抑制为低，但是，不仅限于此。例如，在切换允许期间信号的“H”电平信号被输出之后预先设定的一定期间Tss，将开关元件5的开关频率设定为比预先设定的上限值小的所希望的值。也可以是将用于它的信号输出到控制电路6的结构。将刚刚控制切换工作开始之后的开关频率抑制为低，从而能够抑制每一定期间的电力，能够抑制输入电流Iin的提高。

如上构成的本实施例涉及的发光二极管驱动装置，能够防止由相位控制调光器在各个输入半周期的最初的一定期间发生的输入浪涌电流，因此，能够防止相位控制调光器的误动作。

而且，也能够实现与实施例1、2的效果同样的效果。

(实施例4)

接着，说明实施例4涉及的发光二极管驱动装置及发光二极管驱动用的半导体装置。本实施例涉及的发光二极管驱动装置，与实施例1相比，不同之处是，开关驱动电路50及控制电路53的结构。

图10是示出本实施例涉及的发光二极管驱动装置81的一个例子的电路图。开关驱动电路50，与图1的实施例1的开关驱动电路14相比，增加了与外部连接的三个端子(整流电压施加端子IN，电源端子VDD)。整流电压施加端子IN，与整流二极管18的阴极端子连接，脉动电压波形的输入电压Vin通过整流二极管18输入到整流电压施加端子IN。并且，电容器57连接于电源端子VDD与低电位侧端子SRCE之间。

控制电路53具备恒定电流源51。恒定电流源54，与整流电压施加端子IN连接，从输入电压Vin生成恒定电流并输出到调节器55。

并且，控制电路53具备调节器55。调节器55，连接于恒定电流源54与电源端子VDD之间，以将来自恒定电流源51的恒定电流充电到电容器57来使电容器电压(电源端子VDD的电压Vdd)成为一定的方式进行工作。并且，调节器55，若电源端子VDD的电压Vdd为规定值以上，则输出启动信号，在小于规定值的情况下，输出停止信号。

并且，控制电路53具备振荡控制电路56。振荡控制电路56，根据来自调节器55的启动信号以及停止信号和来自反馈检测电路8和输入电压检测电路51的输出信号，输出进行开关元件5的开关控制的信号。

并且，导通时间测量电路52，从调节器55接受启动信号，测量切换允许期间信号的允许信号时间是否为预先设定的示出第三时间的阈值以上。

如此构成的本实施例4的发光二极管驱动装置81，能够实现与实施例1至3的效果同样的效果。

接着，利用图11说明，图10的相位控制调光器不连接，并且，电容器17的电容值充分大，输入电压是被平滑的电压时的本实施例涉及的发光二极管驱动装置的各个部的工作。

图11是示出本实施例涉及的发光二极管驱动装置的各个部的工作的波形图。

在图11中，波形(1)示出输入电压Vin波形。在向电容器17的充电期间，输入电压Vin若干变小，但是，大致是平滑电压。

波形(2)示出，电压VCLsample的波形。示出从某时刻输入电压输入时的波形，若施加输入电压，在启动信号的输出后采样电压Vsample总是成为第一基准电压VCLuv以上的电压。

波形(3)示出，调节器55输出的启动信号，“H”电平示出允许，“L”电平示出禁止。从某时刻输入电压输入，从恒定电流源54输入恒定电流，电源端子VDD的电容器端子电压Vdd成为一定电压以上，从而输出启动信号。

并且，如图6示出，导通时间测量电路52，将切换允许期间信号的允许信号的“L”电平信号时的反馈模拟电流IFBdm的值，在下次切换允许期间信号成为“H”电平时，设定为反馈模拟电流。根据该结构，在输入电压为平滑电压的情况下，在调节器55输出启动信号之后，输入电压检测电路51总是输出“H”电平的信号以作为切换允许期间信号，因此，导通时间测量电路52，不能设定反馈模拟电流IFBdm。

但是，导通时间测量电路52，除了图6示出的振荡电路34、计数器35、V－I变换电路32、钳位电路49以外，还具备调节器55。在调节器55输出启动信号的期间中切换允许期间信号的允许信号时间成为预先设定的示出第三时间的阈值以上的情况下，导通时间测量电路52，将计数器35的计数次数复位，将反馈模拟电流IFBdm固定为预先设定的上限值。根据该结构，导通时间测量电路52，进行波形(4)、波形(5)、波形(6)那样的工作。

也就是说，波形(4)示出导通时间测量电路52内的计数器35的计数次数。在从调节器55输出启动信号之后，导通时间测量电路52内的振荡电路34开始工作，输出一定的时钟信号来使计数器35的计数次数增加。若切换允许期间信号是“H”电平，则超过25个计数也继续进行计数器35的计数。但是，若达到预先设定的第三阈值示出的计数次数，则输出波形(5)的Vreset信号，计数器35被强制复位。

波形(6)示出，反馈模拟电流IFBdm。在从调节器55输出启动信号之后，反馈模拟电流IFBdm被保持为下限值Min。而且，在输出Vrest信号，计数器被复位的定时，反馈模拟电流IFBdm值被设定为上限值Max，保持该值。

而且，构成为，对于切换允许期间信号，根据计数器的计数次数决定预先设定的第三时间，但是，不仅限于此。也可以构成为，以图5的导通时间测量电路那样的充放电电路所设定的Vcon电压值来设定第三时间。在哪个情况下，第三时间都被设定为比达到钳位电路49设定的上限值的时间长的时间。

如上构成的本实施例涉及的发光二极管驱动装置81，即使在输入电压为平滑的电压的情况下输入电压检测电路不能输出禁止开关元件的切换工作的切换允许期间信号，也能够将反馈模拟电流固定为预先设定的上限值，因此，即使将本实施例的发光二极管驱动装置连接到不与相位控制调光器连接的器具，也能够进行正常的工作。

而且，也能够实现与实施例1的效果同样的效果。

(实施例5)

接着，说明实施例5涉及的发光二极管驱动装置及发光二极管驱动用的半导体装置。

本实施例涉及的发光二极管驱动装置，与实施例1至实施例4相比，将Buck转换器结构变更为反激式转换器结构。在本实施例中示出，以反激式转换器方式构成作为实施例4的一个例子的图10的开关驱动电路50的例子。以反激式转换器方式构成作为实施例1的一个例子的图1的开关驱动电路14的例子，也能够同样变更。

图12是示出本实施例涉及的发光二极管驱动装置82的一个例子的电路图。在图12中，开关驱动电路50的结构，与图10的开关驱动电路50相同。并且，对于整流电路1、电容器12、17、57、60、整流二极管4、18、输出电流检测电路7、LED光源2的作用，与图1、图10所记载的同符号的元件的作用相同，因此省略详细说明。

作为能量传递元件的变压器58具有，一次绕组P和二次绕组S。一次绕组P的一端，与整流二极管18的阴极端子连接，被施加输入电压Vin。一次绕组P的另一端，与开关驱动电路50的高电位侧端子DRN连接。变压器58的二次绕组S，与整流二极管4和电容器60连接，由变压器58变换后的能量输出到LED光源2。并且，LED光源2的阴极端子，与输出电流检测电路7和发光二极管驱动装置82的基准电位GND连接。输出电流检测电路7，与LED光源2的阴极端子和变压器58的二次绕组S和电容器60的一端连接，将检测出的反馈信号输出到开关驱动电路50的反馈检测端子FB。

开关驱动电路50的整流电压施加端子IN，与整流二极管18的阴极端子连接，整流后的输入电压Vin被输入。输入电压检测端子CL，与整流二极管18的阳极端子连接，整流后的输入电压Vin被输入。高电位侧端子DRN，与作为能量传递元件的变压器58连接。反馈检测端子FB，与输出电流检测电路7连接。低电位侧端子SRCE，与发光二极管驱动装置82的基准电位GND连接。电容器57连接于电源端子VDD与低电位侧端子SRCE之间。

发光二极管驱动装置82，在开关元件5接通的期间在变压器58积蓄能量，在开关元件5断开的期间将积蓄的能量通过整流二极管4输出到LED光源2。此时，LED光源2中流动的电流波形，与图15的(a)中说明的反激式转换器方式的LED电流波形基本上相同。该电流，也在输出电流检测电路7内的第一电阻10中流动。其结果为，控制电路53输出控制信号，以使在第一电阻10的两端发生的第一电位差和因反馈模拟电流IFBdm而在第二电阻11的两端发生的第二电位差实质上相等。因此，不由反馈检测电路8直接检测相对于控制电路53的基准电位而成为负信号的输出反馈信号，而能够将馈信息传递到控制电路53。

对于如此构成的实施例5涉及的发光二极管驱动装置82中使用的开关驱动电路50，可以将Buck转换器结构的发光二极管驱动装置中使用的开关驱动电路使用于反激式转换器结构的发光二极管驱动装置。

而且，也能够实现与实施例1的效果同样的效果。

工业实用性

本发明涉及的发光二极管驱动装置及半导体装置，能够广泛地利用于使用了发光二极管的装置或设备。发光二极管驱动装置以及半导体装置，尤其有用于LED灯泡以及LED照明设备。

符号说明

1  整流电路

2  LED光源

3  扼流圈

4、18  整流二极管

5、Q1、Q302  开关元件

6、53  控制电路

7  输出电流检测电路

8  反馈检测电路

9、51  输入电压检测电路

10  第一电阻

11  第二电阻

12、17、31、47、57、60  电容器

13、33、52  导通时间测量电路

14、50  开关驱动电路

15、16  电阻

19  相位控制调光器

20  电流源

21  误差放大器

22  控制信号变换器

23、45、46  比较器

24  采样保持电路

25  峰值电流检测值变换器

26  充放电电路

27、38、41、54  恒定电流源

28、29、39、40、43、44、48、59  开关

30、37、42  逆变器

32  V－I变换电路

34  振荡电路

35  计数器

49  钳位电路

55  调节器

56  振荡控制电路

58  变压器

80、81、82  发光二极管驱动装置

100  以往的专利文献1所记载的发光二极管驱动装置

104  调光器电路

108  整流器

112  变压器

118  电源开关

124  滤波电容器

130  负载

132  反馈电路

136  控制器

142  电压检测输入信号

146  集成电路

200  以往的专利文献2所记载的发光二极管驱动装置

202  调光电路

203  整流电路

204  导通角波形形成电路

205  平滑电路

206  点灯电路

207  LED模块

208  导通角检测电路

209  控制信号运算电路

210  控制信号发生电路

300  反激式转换器

301、352  控制电路

306  LED光源

350  Buck转换器

351  驱动电路

Claims (24)

1.一种发光二极管驱动装置，具备：

整流电路，对从交流电源输入的交流电压进行整流，并输出直流电压；

开关元件，该开关元件的输入端子连接于所述整流电路的高电位侧，该开关元件用于使所述直流电压通过或截止；

扼流圈，该扼流圈的一端与所述开关元件的输出端子连接；

输出电流检测电路，连接于所述开关元件的输出端子与所述扼流圈的所述一端之间，并用于检测所述扼流圈中流动的电流；

LED光源，由至少一个以上的发光二极管构成，该发光二极管的阳极端子连接于所述扼流圈的另一端，该发光二极管的阴极端子连接于所述整流电路的低电位侧；

整流二极管，该整流二极管的阳极端子连接于所述整流电路的低电位侧，该整流二极管的阴极端子连接于所述开关元件的输出端子，该整流二极管用于将所述扼流圈中发生的反电动势供给到所述LED光源；

控制电路，将与所述开关元件的输出端子和所述整流二极管的阴极端子的连接点的电位相同的电压作为工作基准电压，输出用于控制所述开关元件的切换工作的驱动信号：

反馈检测电路，为了接受从所述输出电流检测电路输出的输出反馈信号而与所述输出电流检测电路连接；

输入电压检测电路，检测来自所述整流电路的整流后的输入电压信息；以及

导通时间测量电路，测量从所述输入电压检测电路输出的切换允许期间信号，

所述反馈检测电路，将反馈模拟电流输出到所述输出电流检测电路，

所述导通时间测量电路，按照测量到的时间，调整所述反馈检测电路的反馈模拟电流，

所述反馈检测电路，按照基于所述输出反馈信号和因所述反馈模拟电流而发生的反馈模拟信号的误差的信号，将用于控制所述开关元件的切换的信号输出到所述控制电路。

2.如权利要求1所述的发光二极管驱动装置，

在所述交流电源与所述整流电路之间具备相位控制调光器，该相位控制调光器，通过对交流的导通角进行控制，从而对向所述整流电路输出的电压的相位进行控制。

3.如权利要求1或2所述的发光二极管驱动装置，

所述输出电流检测电路具有：

第一电阻，连接于所述开关元件的输出端子以及所述扼流圈的一端；

第二电阻，与反馈检测端子和所述扼流圈的一端连接，所述反馈检测端子用于将所述反馈模拟电流从所述反馈检测电路输出；以及

电容器，连接于所述开关元件的输出端子与所述反馈检测电路的反馈检测端子之间，

所述输出反馈信号是因所述扼流圈中流动的电流而在第一电阻的两端发生的第一电位差，所述反馈模拟信号是因所述反馈模拟电流而在所述第二电阻的两端发生的第二电位差，

所述反馈检测电路具备：

电流源，供给反馈模拟电流，并且能够调整该反馈模拟电流；

误差放大器，根据所述第一电位差和所述第二电位差的电压差，对在所述反馈检测端子和所述控制电路的工作基准端子之间发生的电压与所述反馈检测电路的参考电压进行比较；以及

控制信号变换器，根据来自所述误差放大器的输出信号，生成用于控制所述开关元件的控制信号，

在因所述第一电位差和所述第二电位差的电压差而在所述反馈检测端子与所述控制电路的工作基准端子之间发生的电压比所述误差放大器的参考电压高的情况下，所述控制电路根据来自所述控制信号变换器的控制信号来进行控制，以使向所述LED光源的能量输出实质上增加，

在因所述第一电位差和所述第二电位差的电压差而在所述反馈检测端子与所述控制电路的工作基准端子之间发生的电压比所述误差放大器的参考电压低的情况下，所述控制电路根据来自所述控制信号变换器的控制信号来进行控制，以使向所述LED光源的能量输出实质上减少。

4.如权利要求3所述的发光二极管驱动装置，

所述误差放大器的参考电压，与所述控制电路的工作基准电压实质上相等。

5.如权利要求1至4的任一项所述的发光二极管驱动装置，

所述输入电压检测电路具备采样保持电路，该采样保持电路，在所述开关元件的切换工作的断开期间，将所述输入电压信息作为采样信号来采样，在所述开关元件的切换工作的接通期间，保持所述采样信号。

6.如权利要求1至4的任一项所述的发光二极管驱动装置，

所述输入电压检测电路具备采样保持电路，该采样保持电路，在所述开关元件的切换工作的关断后的预先设定的采样期间，将所述输入电压信息作为采样信号来采样，在所述采样期间后，保持所述采样信号。

7.如权利要求5或6所述的发光二极管驱动装置，

所述输入电压检测电路具备：

比较器，将切换允许期间信号输出到所述控制电路和所述导通时间测量电路，该切换允许期间信号是指，在所述采样信号为预先设定的第一基准电平以上的情况下允许所述开关元件的切换工作，在所述采样信号为预先设定的第一基准电平的滞后值以下的情况下禁止所述开关元件的切换工作的信号；以及

峰值电流检测值变换器，在所述采样信号为预先设定的第一基准电平以上的情况下，按照所述采样信号的电平以预先设定的比率使所述开关元件中流动的峰值电流检测值变化，在所述峰值电流检测值达到预先设定的上限值的情况下，将用于将峰值电流检测值保持为上限值的信号输出到所述控制电路。

8.如权利要求1或7所述的发光二极管驱动装置，

所述导通时间测量电路具备充放电电路，

所述导通时间测量电路，

按照所述输入电压检测电路的切换允许期间信号的允许信号，进行所述充放电电路的充电，按照被充电的电压电平，调整所述反馈检测电路的反馈模拟电流，

按照所述切换允许期间信号的禁止信号，进行所述充放电电路的放电，将所述反馈检测电路的反馈模拟电流设定为零电平。

9.如权利要求1或7所述的发光二极管驱动装置，

所述导通时间测量电路具备振荡电路和计数器，该振荡电路具有预先设定的频率，

所述导通时间测量电路，按照所述输入电压检测电路的切换允许期间信号的允许信号，使所述振荡电路工作，并且将一定周期的时钟信号输入到所述计数器，

所述计数器，按照输入的时钟信号的计数次数，调整所述反馈检测电路的反馈模拟电流，

所述导通时间测量电路，按照所述切换允许期间信号的禁止信号，使所述振荡电路停止，将所述计数器的计数次数复位，将所述反馈检测电路的反馈模拟电流设定为零电平。

10.如权利要求8或9所述的发光二极管驱动装置，

所述导通时间测量电路还具备钳位电路，

在所述输入电压检测电路的切换允许期间信号的允许信号时间为预先设定的示出第一时间的阈值以下的情况下，将所述反馈检测电路的反馈模拟电流保持为预先设定的下限值，

在所述输入电压检测电路的切换允许期间信号的允许信号时间为预先设定的示出第二时间的阈值以上的情况下，将所述反馈检测电路的反馈模拟电流保持为预先设定的上限值。

11.如权利要求10所述的发光二极管驱动装置，

所述钳位电路的示出第二时间的阈值为7ms以下。

12.如权利要求1至11的任一项所述的发光二极管驱动装置，

对于测量在某输入半周期从所述输入电压检测电路输出的切换允许期间信号的允许期间而被调整的所述反馈模拟电流，

所述反馈模拟电流作为所述反馈检测电路的反馈模拟电流，在下一个输入半周期输出切换允许期间信号时被适用，在其切换允许期间保持所述反馈模拟电流的值。

13.如权利要求1至12的任一项所述的发光二极管驱动装置，

所述控制电路，根据来自所述反馈检测电路的所述控制信号变换器的控制信号，对所述开关元件的开关频率进行控制。

14.如权利要求1至12的任一项所述的发光二极管驱动装置，

所述控制电路，根据来自所述反馈检测电路的所述控制信号变换器的控制信号，对以一定的频率来工作的所述开关元件的接通时间进行控制。

15.如权利要求1至12的任一项所述的发光二极管驱动装置，

所述控制电路，根据来自所述反馈检测电路的所述控制信号变换器的控制信号，对以一定的频率来工作的所述开关元件的峰值电流值进行控制。

16.如权利要求13所述的发光二极管驱动装置，

所述输入电压检测电路，根据来自所述整流电路的输入电压信息，将用于控制所述开关元件的峰值电流检测值的信号输出到所述控制电路，

所述控制电路，对所述开关元件中流动的电流值进行控制，以使由所述整流电路整流后的输入电压与因所述开关元件的切换工作而发生的输入电流实质上成比例。

17.如权利要求13所述的发光二极管驱动装置，

所述输入电压检测电路，根据来自所述整流电路的输入电压信息，将用于控制所述开关元件的接通时间的信号输出到所述控制电路，

所述控制电路，对所述开关元件中流动的电流值进行控制，以使由所述整流电路整流后的输入电压与因所述开关元件的切换工作而发生的输入电流实质上成比例。

18.如权利要求1至17的任一项所述的发光二极管驱动装置，

所述输入电压检测电路向所述控制电路输出如下的信号，该信号是指，用于在输出所述切换允许期间信号的允许信号之后的预先设定的一定期间将所述开关元件的峰值电流检测值设定为比预先设定的上限值小的所希望的值的信号。

19.如权利要求1至17的任一项所述的发光二极管驱动装置，

所述输入电压检测电路向所述控制电路输出如下的信号，该信号是指，用于在输出所述切换允许期间信号的允许信号之后的预先设定的一定期间将所述开关元件的开关频率设定为比预先设定的上限值小的所希望的值的信号。

20.如权利要求18或19所述的发光二极管驱动装置，

所述控制电路还具备：

恒定电流源，该恒定电流源的一端连接于所述整流电路的高电位侧；以及

调节器，与所述恒定电流源的另一端连接，在所述恒定电流源的输出电压为规定值以上的情况下输出启动信号，在所述恒定电流源的输出电压小于规定值的情况下输出停止信号，

在所述调节器输出启动信号的期间中，所述导通时间测量电路，在所述切换允许期间信号的允许信号时间为预先设定的示出第三时间的阈值以上的情况下，将所述反馈检测电路的反馈模拟电流固定为预先设定的上限值。

21.如权利要求2至20的任一项所述的发光二极管驱动装置，具备：

整流电路，对从交流电源输入的交流电压进行整流，并输出直流电压；

负载，包含由至少一个以上的发光二极管构成的LED光源；

能量变换电路，与所述整流电路的高电位侧以及所述负载耦合；

开关元件，该开关元件的输入端子连接于所述能量变换电路的一次侧，该开关元件的输出端子连接于所述整流电路的低电位侧，该开关元件用于使所述直流电压通过或截止；

控制电路，将所述整流电路的低电位侧作为工作基准电压，输出用于控制所述开关元件的切换工作的驱动信号；

输出电流检测电路，连接于所述负载和所述能量变换电路的二次侧的低电位侧，该输出电流检测电路用于检测所述负载中流动的电流；

反馈检测电路，为了接受从所述输出电流检测电路输出的输出反馈信号而与所述输出电流检测电路连接；

输入电压检测电路，检测来自所述整流电路的整流后的输入电压信息；以及

导通时间测量电路，测量从所述输入电压检测电路输出的切换允许期间信号，

所述反馈检测电路，将反馈模拟电流输出到所述输出电流检测电路，

所述导通时间测量电路，按照测量到的时间，调整所述反馈检测电路的反馈模拟电流，

所述反馈检测电路，按照基于所述输出反馈信号和因所述反馈模拟电流而发生的反馈模拟信号的误差的信号，将用于控制所述开关元件的切换的信号输出到所述控制电路。

22.一种半导体装置，用于权利要求1至21的任一项所述的发光二极管驱动装置，

至少所述开关元件和所述控制电路和所述反馈检测电路和所述输入电压检测电路和所述导通时间测量电路被形成在同一半导体衬底上、或被组装在同一封装体。

23.一种发光二极管驱动装置，该发光二极管驱动装置是权利要求1至21的任一项所述的发光二极管驱动装置，

所述发光二极管驱动装置具备与交流或直流电源连接的圆筒状的灯头，所述整流电路的输入部与所述灯头连接，

所述整流电路、由至少一个以上的发光二极管构成的LED光源、所述扼流圈、以及向所述LED光源供给所述扼流圈所发生的反电动势的所述整流二极管在框体内被一体化。

24.一种发光二极管驱动装置，具备：

权利要求22所述的半导体装置；以及

与交流或直流电源连接的圆筒状的灯头，

整流电路、由至少一个以上的发光二极管构成的LED光源、扼流圈、向所述LED光源供给所述扼流圈所发生的反电动势的整流二极管、以及所述半导体装置在框体内被一体化，

所述整流电路的输入部与所述灯头连接。