CN104272476A - 发光二极管驱动装置以及半导体装置 - Google Patents

Abstract

发光二极管驱动装置(50)具备，整流电路(1)、开关元件(5)、扼流圈(3)、输出电流检测电路(7)、LED光源(2)、整流二极管(4)、控制电路(6)、以及为了接受从输出电流检测电路(7)输出的输出反馈信号而连接的反馈检测电路(8)，反馈检测电路(8)，输出反馈模拟信号，按照基于输出反馈信号和反馈模拟信号的误差的信号，将用于控制开关元件(5)的切换的信号输出到控制电路(6)。

Description

发光二极管驱动装置以及半导体装置

技术领域

本发明涉及，发光二极管驱动用半导体装置、以及利用了该发光二极管驱动用半导体装置的驱动装置。

背景技术

近几年，用于驱动发光二极管(记载为LED)的发光二极管驱动用半导体装置以及具有它的发光二极管驱动装置的开发以及实用化正在进展。特别是，以白色LED为光源的LED灯泡等的照明装置的量产化正在进展。并且，提出了适当地驱动LED的驱动电路的各种方案(例如，参考专利文献1至3)。

专利文献1所公开的以往的发光二极管驱动装置是，具有用于对直流电压进行能量变换的变压器的具有非绝缘反激式转换器方式的电路结构的装置。

并且，专利文献2所公开的以往的发光二极管驱动装置，具有Buck转换器方式的电路结构。例如，发光二极管驱动装置具有，由开关元件Q21、驱动电路213、整流元件D22、扼流圈L23、以及平滑电容器C24构成的Buck转换器。在此，详细而言，Buck转换器是，在输入电压的高电位侧配置有开关元件的高侧Buck转换器。

并且，在构成非绝缘电路的情况下，与反激式转换器相比，Buck转换器在效率以及成本方面更有利。

并且，专利文献3所公开的以往的发光二极管驱动装置，与专利文献2同样具有Buck转换器。详细而言，该Buck转换器是，在输入电压的低电位侧(基准电位)配置有开关元件的低侧Buck转换器。

(现有技术文献)

(专利文献)

专利文献1：美国专利第8098503号说明书

专利文献2：日本特开2011－130543号公报

专利文献3：日本特开2010－245421号公报

在专利文献1所记载的以往的发光二极管驱动装置中，以与LED中流动的电流成比例的电压VFB来表示反馈信号。电压VFB是针对控制器以及开关元件的基准电位因检测电阻中流动的电流而生成的电位差，因此，相对于控制器以及开关元件的基准电位而总是成为正信号。但是，存在的问题是，在维持该控制电路结构的状态下，不能适用于能量转换效率良好的Buck转换器。

接着，在专利文献2所记载的以往的发光二极管驱动装置中，能够由电流检测电阻检测LED光源中流动的电流，得到相对于控制电路的基准电压而正信号的反馈信号，并且，成为设置用于驱动在输入电压的高电压侧配置的开关元件的驱动电路的电路结构，从而构成Buck转换器。

但是，开关元件与进行该开关元件的开关控制的控制电路的基准电位不同，因此，为了交换不同基准电压的信号而需要专用的驱动电路，发光二极管驱动装置的整体成本增大。

并且，存在的问题是，需要用于功率因数校正的专用的升压电路，因此，控制复杂，成本也变高，导致发光二极管驱动装置的大型化、高成本化。

接着，在专利文献3所记载的以往的发光二极管驱动装置中，成为能够仅由低侧Buck转换器实现功率因数校正的结构，但是，成为由分压电路生成与全波整流电压成比例的基准电压来进行控制的结构，因此，在施加高输入电压的情况下，会有开关元件以及LED光源中流动的电流的峰值变太高的可能性。

发明内容

鉴于所述以往的问题，本发明提供一种发光二极管驱动用半导体装置及利用了它的驱动装置，根据在输入电压的高电位侧配置有开关元件以及控制它的控制电路的高侧Buck转换器方式，在输入电压为脉动波形的情况下，能够进行恒定电流控制以及功率因数校正，即使在输入电压大幅度变动的情况下，也不会导致输出的增大以及开关元件的破坏。

为了实现所述目的，发光二极管驱动装置，具备：整流电路，对从交流电源输入的交流电压进行整流，并输出直流电压；开关元件，该开关元件的输入端子连接于所述整流电路的高电位侧，该开关元件用于将所述直流电压通过或截止；扼流圈，该扼流圈的一端与所述开关元件的输出端子连接；输出电流检测电路，连接于所述开关元件的输出端子与所述扼流圈的所述一端之间，并用于检测所述扼流圈中流动的电流；LED光源，由至少一个以上的发光二极管构成，该发光二极管的阳极端子连接于所述扼流圈的另一端，该发光二极管的阴极端子连接于所述整流电路的低电位侧；整流二极管，该整流二极管的阳极端子连接于所述整流电路的低电位侧，该整流二极管的阴极端子连接于所述开关元件的输出端子，该整流二极管用于将所述扼流圈中发生的反电动势供给到所述LED光源；控制电路，将与所述开关元件的输出端子和所述整流二极管的所述阴极端子的连接点相同的电位的电压作为工作基准电压，输出用于控制所述开关元件的切换工作的驱动信号：以及反馈检测电路，为了接受从所述输出电流检测电路输出的输出反馈信号而与所述输出电流检测电路连接，所述反馈检测电路，输出反馈模拟信号，按照基于所述输出反馈信号和所述反馈模拟信号的误差的信号，将用于控制所述开关元件的切换的信号输出到所述控制电路。

根据本实施方案，开关元件和进行该开关元件的开关控制的控制电路的工作基准电压为同一电位，因此，不需要用于交换不同的基准电位间的信号的驱动电路。并且，能够将开关元件和控制电路和所述反馈检测电路形成在同一半导体衬底上或组装在同一封装体。并且，反馈检测电路是与负信号对应的结构，因此，能够构成高侧Buck转换器，能够实现发光二极管驱动装置的高效率驱动、以及小型化、省空间化。

并且，也可以够成为，所述输出电流检测电路具有：第一电阻，连接于所述开关元件的输出端子以及所述扼流圈的一端；第二电阻，与反馈检测端子和所述扼流圈的一端连接，所述反馈检测端子用于将所述反馈模拟信号从所述反馈检测电路输出；以及电容器，连接于所述开关元件的输出端子与所述反馈检测电路的反馈检测端子之间，所述输出反馈信号是，因所述扼流圈中流动的电流而在第一电阻的两端发生的第一电位差，所述反馈模拟信号是反馈模拟电流，所述反馈检测电路，向所述控制电路输出控制信号，以使所述第一电位差与因所述反馈模拟电流而在所述第二电阻的两端发生的第二电位差实质上相等。

根据本实施方案，向控制电路输出控制信号，以使因扼流圈中流动的电流而在第一电阻的两端发生的第一电位差、和因反馈模拟电流而在第二电阻的两端发生的第二电位差实质上相等，从而不直接由反馈检测电路检测相对于控制电路的基准电位而成为负信号的输出反馈信号，而能够将反馈信息传递到控制电路。不需要将输出反馈信号直接输入到反馈检测电路，因此，能够任意设定第一电阻和第二电阻的值，来降低扼流圈电流和第一电阻发生的电力损失。

进而，根据连接于第二电阻和开关元件的输出端子和反馈检测端子之间的电容器电容值能够任意设定输出电流检测电路的输出反馈信号的响应速度，因此，能够按照电源规格选择适当的反馈响应速度。进而，不是按每个输入电压的零电压决定反馈期间的结构，因此，不依赖输入电压的波形而能够进行反馈控制。

并且，也可以够成为，所述反馈检测电路具备：误差放大器，根据所述第一电位差和所述第二电位差的电压差，对在所述反馈检测端子和所述控制电路的工作基准端子之间发生的电压与所述反馈检测电路的参考电压进行比较；以及控制信号变换器，根据来自所述误差放大器的输出信号，生成用于控制所述开关元件的控制信号。

根据本实施方案，能够由误差放大器和控制信号变换器将反馈检测电路生成的反馈信息传递到控制电路。

并且，也可以够成为，在因所述第一电位差和所述第二电位差的电压差而在所述反馈检测端子与所述控制电路的工作基准端子之间发生的电压比所述误差放大器的参考电压高的情况下，所述控制电路根据来自所述控制信号变换器的控制信号来进行控制，以使向所述LED光源的能量输出实质上增加；在因所述第一电位差和所述第二电位差的电压差而在所述反馈检测端子与所述控制电路的工作基准端子之间发生的电压比所述误差放大器的参考电压低的情况下，所述控制电路根据来自所述控制信号变换器的控制信号来进行控制，以使向所述LED光源的能量输出实质上减少。

根据本实施方案，能够将LED光源的输出电流控制成一定。

并且，也可以够成为，所述误差放大器的参考电压，与所述控制电路的工作基准电压实质上相等。

根据本实施方案，由于误差放大器的参考电压和控制电路的工作基准电压实质上相等，因此，在向反馈检测端子的施加电压是正电压的情况下，进行使向LED光源的能量输出实质上增加的控制，在向反馈检测端子的施加电压是负电压的情况下，进行使向LED光源的能量输出实质上减少的控制，向反馈检测端子的信号施加是，正信号还是负信号都能够对应的。

并且，也可以够成为，所述控制电路，对所述开关元件的开关频率进行控制。

并且，也可以够成为，所述控制电路，对以一定的频率来工作的所述开关元件的接通时间进行控制。

并且，也可以够成为，所述控制电路，对以一定的频率来工作的所述开关元件的峰值电流值进行控制。

根据本实施方案，开关元件的控制方法，不仅限于所述的控制方法，控制电路，按照从反馈检测电路的输出信号的值进行开关元件的开关控制，因此，能够进行控制，以使输出电流成为一定的设定电流。

并且，发光二极管驱动装置，具备：整流电路，对从交流电源输入的交流电压进行整流，并输出直流电压；开关元件，该开关元件的输入端子连接于所述整流电路的高电位侧，该开关元件用于将所述直流电压通过或截止；扼流圈，该扼流圈的一端与所述开关元件的输出端子连接；输出电流检测电路，连接于所述开关元件的输出端子与所述扼流圈的一端之间，并用于检测所述扼流圈中流动的电流；LED光源，由至少一个以上的发光二极管构成，该发光二极管的阳极端子连接于所述扼流圈的另一端，该发光二极管的阴极端子连接于所述整流电路的低电位侧；整流二极管，该整流二极管的阳极端子连接于所述整流电路的低电位侧，该整流二极管的阴极端子连接于所述开关元件的输出端子，该整流二极管用于将所述扼流圈中发生的反电动势供给到所述LED光源；控制电路，将与所述开关元件的输出端子和所述整流二极管的阴极端子的连接点相同的电位的电压作为工作基准电压，输出用于控制所述开关元件的切换工作的驱动信号：反馈检测电路，为了接受从所述输出电流检测电路输出的输出反馈信号而与所述输出电流检测电路连接；以及输入电压检测电路，检测来自所述整流电路的整流后的输入电压信息，所述反馈检测电路，输出反馈模拟信号，按照基于所述输出反馈信号和所述反馈模拟信号的误差的信号，将用于控制所述开关元件的开关频率的信号输出到所述控制电路，所述输入电压检测电路，根据来自所述整流电路的输入电压信息，将用于控制所述开关元件的峰值电流检测值的信号输出到所述控制电路。

根据本实施方案，由输入电压检测电路检测输入电压信息，对开关元件的峰值电流进行控制，从而能够产生与输入电压波形对应的输入电流波形。并且，按照从反馈检测电路的输出信号的值进行开关元件的开关控制，因此，能够进行控制，以使输出电流成为一定的设定电流。

并且，也可以够成为，所述控制电路，对所述开关元件中流动的电流值进行控制，以使由所述整流电路整流后的输入电压与因所述开关元件的切换工作而发生的输入电流实质上成比例。

根据本实施方案，进行使输入电压波形和输入电流波形实质上成比例的控制，从而能够使输入电流的导通角扩大来与输入电压波形大致相同的相位变化，能够提高功率因数。

并且，也可以够成为，所述输入电压检测电路具备采样保持电路，该采样保持电路，在所述开关元件的切换工作的断开期间，将所述输入电压信息作为采样信号来采样，在所述开关元件的切换工作的接通期间，保持所述采样信号。

根据本实施方案，在将开关元件和输入电压检测电路和控制电路配置在输入电压的高电位侧的高侧的结构的情况下，仅在开关元件断开的期间，检测施加到输入电压检测电路的输入端子的电压，因此，能够进行检测精度高的检测。

并且，也可以够成为，所述输入电压检测电路具备采样保持电路，该采样保持电路，在所述开关元件的切换工作的关断后的预先设定的采样期间，将所述输入电压信息作为采样信号来采样，在所述采样期间后，保持所述采样信号。

根据本实施方案，输入电压检测电路仅在开关元件的切换工作的关断后的预先设定的采样期间进行输入信号的检测，因此能够进行不会因在其他的期间发生的输入波形的混乱而受到影响的检测精度高的检测。

并且，也可以够成为，所述输入电压检测电路具备第一比较器，该第一比较器将切换允许期间信号输出到所述控制电路，该切换允许期间信号是指，在所述采样信号为预先设定的第一基准电平以上时允许所述开关元件的切换工作，在所述采样信号为预先设定的第一基准电平的滞后值以下时禁止所述开关元件的切换工作的信号。

根据本实施方案，在输入电压和输出电压的电压差几乎没有的情况下，以及在输入电压非常低时，能够禁止开关元件的开关控制，因此，能够进行开关元件的稳定的控制。

并且，也可以够成为，所述输入电压检测电路具备第二比较器，该第二比较器，在所述采样信号比第一基准电平高且在预先设定的第二基准电平以下的情况下，将用于将所述开关元件的切换工作的接通期间保持为最小的信号输出到所述控制电路。

根据本实施方案，在低输入电压时，将开关元件的输出电流限制为最低的值，从而能够将输入电流限制为低，使输入电压波形和输入电流波形变得类似，从而能够提高功率因数。

并且，也可以够成为，所述输入电压检测电路具备峰值电流检测值变换器，该峰值电流检测值变换器，在所述采样信号为预先设定的第二基准电平以上的情况下，按照所述采样信号的电平以第一比率使所述开关元件中流动的峰值电流检测值变化，在所述峰值电流检测值为预先设定的阈值以上的范围内，以被设定为比所述第一比率缓和的第二比率来变化，在所述峰值电流检测值达到预先设定的上限值的情况下，将用于将所述峰值电流检测值保持为上限值的信号输出到所述控制电路。

根据本实施方案，能够按照输入电压使开关元件的峰值电流检测值发生线性变化，并且，在高输入电压时使变化比率缓和，从而能够降低因峰值电流检测的延迟时间而引起的峰值电流的提高。进而，限制峰值电流的上限值，从而能够防止额定以上的电流在开关元件等中流动。

并且，也可以够成为，所述输入电压检测电路还具备输入峰值检测电路，该输入峰值检测电路检测所述采样信号的峰值，所述输入峰值检测电路，在检测出所述采样信号的峰值为预先设定的第一输入峰值基准电平以上的情况下，将预先设定的所述输入电压信息和所述开关元件中流动的电流值的变化的控制比率，从第一控制比率切换为被设定为比所述第一控制比率缓和的第二控制比率，将保持所述第二控制比率的信号输出到所述控制电路。

根据本实施方案，能够按照AC100V以及AC240V等输入电压的规格切换输入电压和峰值电流检测值的变化的控制比率。因此，能够将以低输入电压规格开关元件的峰值电流检测值达到上限值的定时、和在高输入电压使用时开关元件的峰值电流检测值达到上限值的定时校正为相同程度，既是低输入规格也是高输入规格，都使输入电压波形和输入电流波形的关系成为同等，从而能够提高功率因数。

进而，在交流电源的电压瞬间变动的情况下等，能够切换开关元件的峰值电流的变化的控制比率，能够对应输入电压变动。

并且，也可以够成为，所述输入峰值检测电路的第一输入峰值基准电平具有滞后值，所述输入峰值检测电路，在检测出所述输入电压信息的峰值为预先设定的第一输入峰值基准电平的滞后值以下的情况下，切换为被设定为比预先设定的用于进行所述输入电压信息和所述开关元件中流动的电流值的控制的第二控制比率陡峭的第一控制比率，将保持所述第一控制比率的信号输出到所述控制电路。

根据本实施方案，对第一输入峰值基准电平设定滞后值的结构，从而能够防止在输入脉动电压波形的峰值电平为第一输入峰值基准电平附近的情况下按每个周期的输入半周期切换控制比率这误检测。

并且，也可以够成为，所述输入峰值检测电路，在检测出所述采样信号的峰值为预先设定的第一输入峰值基准电平以上的情况下，在下次所述采样信号成为预先设定的第一基准电平以上且所述第一比较器允许所述开关元件的切换工作时，切换为被设定为比预先设定的用于进行所述采样信号和所述开关元件中流动的电流值的控制的第一控制比率缓和的第二控制比率，将保持第二控制比率的信号输出到所述控制电路。

根据本实施方案，在检测出输入脉动电压波形的峰值电平为第一基准电平以上时，从检测出的输入脉动波形之后的下次施加的输入脉动波形的定时切换开关元件的峰值电流的变化的控制比率，因此能够防止峰值电流急剧变化。

并且，也可以够成为，所述输入峰值检测电路的第一输入峰值基准电平具有滞后值，所述输入峰值检测电路，在检测出所述采样信号的峰值为预先设定的第一输入峰值基准电平的滞后值以下的情况下，在下次所述输入电压信息成为预先设定的第一基准电平以上且所述第一比较器允许所述开关元件的切换工作时，切换为被设定为比预先设定的所述采样信号和所述开关元件中流动的电流值的控制的第二控制比率陡峭的第一控制比率，将保持该控制比率的信号输出到所述控制电路。

根据本实施方案，对第一输入峰值基准电平设定滞后值的结构，从而能够防止在输入脉动电压波形的峰值电平为第一输入峰值基准电平附近的情况下按每个输入半周期切换控制比率这误检测。

并且，也可以够成为，所述输入峰值检测电路具有至少两个以上的输入峰值基准电平和控制比率，按照所述采样信号的峰值与预先设定的所述多个输入峰值基准值的关系，切换所述采样信号和所述开关元件中流动的电流值的控制比率，将保持所述控制比率的信号输出到所述控制电路。

根据本实施方案，具有多个输入峰值基准电平和控制比率，因此能够按照输入电压的峰值规格选择最适当的控制比率。

并且，也可以够成为，所述控制电路还具有：恒定电流源，该恒定电流源的一端与所述整流电路连接；调节器，与所述恒定电流源的另一端连接，在所述恒定电流源的输出电压为规定值以上的情况下，输出启动信号，在所述恒定电流源的输出电压小于规定值的情况下，输出停止信号，并供给所述控制电路的电源电压；以及软启动期间发生电路，决定所述开关元件开始振荡后经过软启动时间为止的软启动期间，所述反馈检测电路具备：在所述调节器输出启动信号的情况下，将所述反馈模拟信号设定为预先设定的最小值，在所述开关元件的开关控制开始的情况下，在所述软启动期间中使所述反馈模拟信号逐渐增加。

根据本实施方案，在电源启动时成为软启动工作，控制成反馈模拟信号从比原来的设定值低的最小值逐渐增加，因此，针对来自输出电流检测电路的反馈信号，能够从比原来的设定值低的值进行反馈控制。若反馈模拟信号被固定为原来的设定值，则不进行反馈控制，直到输出电流达到原来的设定电流为止，控制电路，以供给最大输出电力的方式进行开关元件的开关控制，因此，会有在输出电流达到设定电流之后由控制电路进行使输出电力减少的反馈控制为止的期间输出电流比设定电流增大的可能性，但是，根据本实施例构成为从比设定电流低的值进行反馈控制，因此，能够减少在电源启动时输出电流比设定电流增大的可能性。

并且，也可以是，所述软启动期间发生电路决定的软启动期间是，使所述输入电压检测电路的第一比较器决定的所述切换允许期间反复预先设定的所希望的次数的时间。

根据本实施方案，能够根据输入脉动电压的次数决定软启动期间。

并且，也可以够成为，所述控制电路还具有时间测量电路，在所述调节器输出启动信号的情况下，该时间测量电路开始测量时间，由所述软启动期间发生电路决定的软启动期间由如下的期间之中的任一方来决定，这些期间是指，所述输入电压检测电路的第一比较器决定的所述切换允许期间反复预先设定的所希望的次数的时间、或比所述交流电源的一个周期长且预先设定的所述时间测量电路测量的测量时间。

根据本实施方案，在输入电压为脉动波形的情况下，能够根据输入脉动电压的次数、或由时间测量电路设定的时间的任一方决定软启动期间，在输入电压被平滑的情况下，能够根据由时间测量电路设定的时间决定软启动期间，因此，输入电压是脉动波形还是平滑波形，都能够决定软启动期间。

并且，也可以够成为，所述峰值电流检测值变换器，将所述峰值电流检测值设定为比预先设定的上限值小的所希望的值，在所述软启动期间中，保持设定的该峰值电流检测值。

根据本实施方案，在电源启动时的软启动期间，能够将开关元件的峰值电流检测值设定为比预先设定的上限值小的所希望的值。在电源启动时等输入输出电压差大的情况下，电流倾斜变得陡峭，担心因检测延迟时间而引起的峰值电流的提高，但是，开关元件中流动的电流的峰值(最大电流值)被抑制，因此，能够防止开关元件的劣化以及损伤。并且，峰值电流不会按照输入电压发生变化，因此，能够减少直到进行反馈控制为止输出电流增加到设定电流以上。

并且，也可以够成为，在所述软启动期间中，所述反馈检测电路反复进行如下的控制，即，在所述调节器输出启动信号的情况下，将所述反馈模拟信号设定为预先设定的最小值，在所述输入电压检测电路的第一比较器决定的切换允许期间中使所述反馈模拟信号逐渐增加，在所述切换允许期间结束的情况下，将所述反馈模拟信号设定为预先设定的最小值。

根据本实施方案，在电源启动时的软启动期间，反复进行每当输入脉动电压的周期时使反馈模拟信号从最小值逐渐增加的工作，因此，即使在以输入脉动电压的一个周期输出电流不达到设定电流的情况下，也能够降低输出电流比设定电流增大的可能性。

并且，也可以够成为，具备：整流电路，对从交流电源输入的交流电压进行整流，并输出直流电压；负载，包含由至少一个以上的发光二极管构成的LED光源；能量变换电路，与所述整流电路的高电位侧以及所述负载耦合；开关元件，该开关元件的输入端子连接于所述能量变换电路的一次侧，该开关元件的输出端子连接于所述整流电路的低电位侧，该开关元件用于将所述直流电压通过或截止；控制电路，将所述整流电路的低电位侧作为工作基准电压，输出用于控制所述开关元件的切换工作的驱动信号；输出电流检测电路，连接于所述负载和所述能量变换电路的二次侧的低电位侧，该输出电流检测电路用于检测所述负载中流动的电流；以及反馈检测电路，为了接受从所述输出电流检测电路输出的输出反馈信号而与所述输出电流检测电路连接，所述反馈检测电路，输出反馈模拟信号，按照基于所述输出反馈信号和所述反馈模拟信号的误差的信号，将用于控制所述开关元件的切换的信号输出到所述控制电路。

并且，也可以够成为，具备：整流电路，对从交流电源输入的交流电压进行整流，并输出直流电压；负载，包含由至少一个以上的发光二极管构成的LED光源；能量变换电路，与所述整流电路的高电位侧以及所述负载耦合；开关元件，该开关元件的输入端子连接于所述能量变换电路的一次侧，该开关元件的输出端子连接于所述整流电路的低电位侧，该开关元件用于将所述直流电压通过或截止；控制电路，将所述整流电路的低电位侧作为工作基准电压，输出用于控制所述开关元件的切换工作的驱动信号；输出电流检测电路，连接于所述负载和所述能量变换电路的二次侧的低电位侧，该输出电流检测电路用于检测所述负载中流动的电流；反馈检测电路，为了接受从所述输出电流检测电路输出的输出反馈信号而与所述输出电流检测电路连接；以及输入电压检测电路，检测来自所述整流电路的整流后的输入电压信息，所述反馈检测电路，输出反馈模拟信号，按照基于所述输出反馈信号和所述反馈模拟信号的误差的信号，将用于控制所述开关元件的开关频率的信号输出到所述控制电路，所述输入电压检测电路，根据来自所述整流电路的输入电压信息，将用于控制所述开关元件的峰值电流检测值的信号输出到所述控制电路。

根据本实施方案，也可以将Buck转换器结构的发光二极管驱动装置中使用的发光二极管驱动半导体使用于反激式转换器结构的发光二极管驱动装置。

并且，发光二极管驱动用的半导体装置是，具有所述的特征的发光二极管驱动装置中使用的半导体装置，至少所述开关元件和所述控制电路和所述反馈检测电路被形成在同一半导体衬底上、或被组装在同一封装体。

根据本实施方案，能够将开关元件和控制电路组装在一个封装体。因此，若利用该半导体装置构成发光二极管驱动装置，则能够大幅度地削减发光二极管驱动装置的部件数量，能够容易实现发光二极管驱动装置的小型化及轻量化及低成本化。

能够实现一种发光二极管驱动装置及半导体装置，在输入电压为脉动波形的情况下，能够进行恒定电流控制以及功率因数校正，在输入电压被平滑的情况下，能够进行恒定电流控制，即使在输入电压大幅度变动的情况下，也不会导致输出的增大以及开关元件的破坏，且能够对应反激式转换器方式。

附图说明

图1是示出实施例1涉及的发光二极管驱动装置及半导体装置的一个例子的电路图。

图2是示出实施例1涉及的反馈检测电路的一个例子的电路图。

图3A是示出实施例1涉及的反馈电压和开关控制的关系的一个例子的波形图。

图3B是示出实施例1涉及的反馈电压和开关控制的关系的一个例子的波形图。

图3C是示出实施例1涉及的反馈电压和开关控制的关系的一个例子的波形图。

图4是示出实施例2涉及的发光二极管驱动装置及半导体装置的一个例子的电路图。

图5是示出实施例2涉及的输入电压波形和漏极电流波形和输入电流波形的一个例子的波形图。

图6是示出实施例2涉及的输入电压检测电路的一个例子的电路图。

图7A是示出实施例2涉及的发光二极管驱动装置的各个部的工作的波形图。

图7B是示出实施例2涉及的发光二极管驱动装置的各个部的工作的波形图。

图8A是示出实施例2涉及的输入电压和峰值电流检测值的关系的一个例子的电路图。

图8B是示出实施例2涉及的输入电压和峰值电流检测值的关系的一个例子的电路图。

图9是示出实施例3涉及的输入电压检测电路的一个例子的电路图。

图10A是示出实施例3涉及的输入电压和峰值电流检测值的关系的一个例子的电路图。

图10B是示出实施例3涉及的输入电压和峰值电流检测值的关系的一个例子的电路图。

图11是示出实施例3涉及的输入电压和输入检测电压和峰值电流检测值的关系的一个例子的电路图。

图12是示出实施例4涉及的发光二极管驱动装置及半导体装置的一个例子的电路图。

图13是示出实施例5涉及的发光二极管驱动装置及半导体装置的一个例子的电路图。

图14A是示出实施例5涉及的发光二极管驱动装置的各个部的工作的波形图。

图14B是示出实施例5涉及的发光二极管驱动装置的各个部的工作的波形图。

图15是示出实施例6涉及的发光二极管驱动装置及半导体装置的一个例子的电路图。

图16是示出以往技术涉及的发光二极管驱动装置的电路图。

图17是示出以往技术涉及的发光二极管驱动装置的电路图。

图18是示出一般的Buck转换器和反激式转换器的一个例子的电路图和工作的图。

图19是示出以往技术涉及的发光二极管驱动装置的电路图。

具体实施方式

(成为本发明的基础的知识)

首先，对于成为本发明的基础的知识，参照附图进行说明。

图16是示出专利文献1所记载的以往的发光二极管驱动装置的电路图。

如图16示出，发光二极管驱动装置100，由将电压从交流电源变换为直流电压106的全波整流器180、用于对直流电压106进行能量变换的变压器182、集成电路185和其内部的电源开关116、检测LED光源中流动的电流的检测电阻113、和多个LED光源所构成的负载111构成，并且是非绝缘反激式转换器方式的电路结构。

电容器181是，其值非常低的、用于对高频噪音电流进行滤波的电容器，直流电压106实质上成为不平滑的整流后的电压波形。控制器109，控制电源开关116的切换，调整从输入端子115向输出端子114的能量的流动，产生具有与输入电压波形104实质上一致且成比例的输入电流波形105的输入电流102。

反馈信号120，被生成在检测电阻113间，检测电阻113，产生与负载111中流动的输出电流119成比例的电压VFB。控制器109，以控制器109内部发生的反馈采样频率从反馈信号120收集反馈信息。控制器109，在反馈期间从反馈信号120收集反馈信息，反馈期间，比为了采样反馈信号而使用的反馈采样信号的期间大。例如，反馈期间是，交流电源期间103的一半。在其他的例子中，对于反馈信号120，在各个反馈期间实质上进行采样320次。换而言之，反馈期间是，反馈采样信号的期间的至少320倍，与反馈采样频率的倒数相等。在还其他的例子中，反馈期间，实质上相等于与电力转换器的输入耦合的交流电压源的每个0电压条件的期间。

而且，按照反馈期间收集的反馈信息，设定在反馈期间的结束时由控制器控制的开关的工作条件，将输出电流119控制成一定。

并且，图17是示出专利文献2所记载的发光二极管驱动装置的电路图。如图17示出，发光二极管驱动装置200具有，电力生成电路210、控制电路220、以及控制电源电路230。

电力生成电路210具有，二极管电桥DB、功率因数校正电路211、以及直流直流变换电路212。二极管电桥DB，对从交流电源AC输入的交流电进行全波整流，将电压波形成为脉动电流。

控制电源电路230，生成用于使控制IC221、222等工作的控制电源电力。

功率因数校正电路211，接受控制IC221的控制来工作。功率因数校正电路211，将由二极管电桥DB全波整流的脉动电压变换成直流电压。功率因数校正电路211，将输入侧的电流波形，调整为与脉动电流的电压波形近似的波形，从而校正功率因数。

直流直流变换电路212，接受控制IC222的控制来工作。直流直流变换电路212，将功率因数校正电路211变换后的直流电压，变换成电压值不同的直流电压。直流直流变换电路212是，例如，由开关元件Q21、驱动电路213、整流元件D22、扼流圈L23、以及平滑电容器C24构成的Buck转换器。

控制IC221以及控制IC222是，控制电路220的一部分。并且，电流检测电路225也是，控制电路220的一部分。电流检测电路225，检测光源电路250中流动的电流。电流检测电路225具有，例如电流检测电阻R31、电阻R32、电容器C33、放大器A34、基准电压源V35。光源电路250中流动的电流流动在电流检测电阻R31中。在电流检测电阻R31的两端，发生与流动的电流成比例的电压。控制IC222，按照电流检测电路225生成的反馈信号，控制直流直流变换电路212，以使光源电路250中流动的电流成为规定的值。

在此，由于开关元件Q21的控制信号的基准电位与发光二极管驱动装置200的基准电压不同，因此，需要直流直流变换电路212的驱动电路213。如此，将在输入电压的高电位侧配置开关元件的Buck转换器称为“高侧Buck转换器”。

一般而言，Buck转换器与反激式转换器相比，对能量变换元件不使用变压器而使用线圈，因此，由变压器的能量变换损失少，因此变换效率良好。

并且，图18的(a)是由反激式转换器的LED电流的波形，该图的(b)是由Buck转换器的LED电流的波形，示出同一工作条件下的LED电流的波形的差异。IDS示出开关元件Q302中流动的电流。

如图18的(a)示出，在反激式转换器的情况下，LED电流仅在开关元件Q302断开的期间流动。另一方面，如该图的(b)示出，在Buck转换器的情况下，LED电流与线圈电流相同，在开关元件Q302接通的期间和断开的期间的双方流动。其结果为，在开关元件中流动的电流波形相同的情况下，LED平均电流，如该图的(b)示出，在Buck转换器的情况下更大。并且，如该图的(a)示出，为了由反激式转换器得到相同的LED电流，而需要提高开关元件中流动的电流值的峰值、或使开关元件的转换频率变快。为了使高的峰值电流流动，而需要选择高的电流额定的LED光源，导致高成本。并且，越成为高频率驱动，开关损失就越增大。因此，在构成非绝缘电路的情况下，与反激式转换器相比，Buck转换器在效率以及成本方面更有利。

并且，作为其他的例子利用图19，说明专利文献3的以往的发光二极管驱动装置。图19是示出以往的专利文献3涉及的发光二极管驱动装置的电路图。

如图19示出，发光二极管驱动装置400被构成为，包括整流部430、扼流圈432、再生用二极管434、开关元件436、控制部438、比较器440以及分压电路442。发光二极管驱动装置400，与专利文献2同样由Buck转换器构成。但是，开关元件436和控制部438的基准电位相同，因此，能够由控制部438的输出信号直接控制开关元件436。这样，将在输入电压的低电位侧配置开关元件的Buck转换器称为“低侧Buck转换器”。

来自交流电源的电压成为，由整流部430全波整流后的电压。分压电路442，对整流部430得到的全波整流电压进行分压来生成基准电压Vref，并输出到比较器440。由分压电路442，基准电压Vref表示与全波整流电压的变化成比例的变化。并且，在其他的例子中，分压电路442设置用于将基准电压Vref固定为规定电压Vmax以下的齐纳二极管442a。

比较器440，在反相输入端子接受因LED光源402中流动的电流而在电流检测电阻R1的两端发生的比较电压Vcmp。并且，比较器440，在非反相输入端子接受对没有由分压电路442平滑的全波整流电压Vrec进行分压而得到的基准电压Vref。比较器440，对比较电压Vcmp和基准电压Vref进行比较，将比较结果输出到控制部438。

控制部438，根据由比较器440的基准电压Vref和比较电压Vcmp的比较结果，对开关元件436的切换进行控制。根据比较器440和控制部438的控制，将LED光源402中流动的电流波形，变化为与全波整流电压的变化成比例的变化，从而校正功率因数。

在此，在图16示出的发光二极管驱动装置中，以与LED中流动的电流成比例的电压VFB来表示反馈信号。电压VFB是针对控制器以及开关元件的基准电位因检测电阻中流动的电流而生成的电位差，因此，相对于控制器以及开关元件的基准电位而总是成为正信号。但是，存在的问题是，在维持该控制电路结构的状态下，不能适用于能量转换效率良好的Buck转换器。

接着，在图17示出的发光二极管驱动装置中，能够由电流检测电阻检测LED光源中流动的电流，得到相对于控制电路的基准电压而正信号的反馈信号，并且，成为设置用于驱动在输入电压的高电压侧配置的开关元件的驱动电路的电路结构，从而构成Buck转换器。

但是，开关元件与进行该开关元件的开关控制的控制电路的基准电位不同，因此，为了交换不同基准电压的信号而需要专用的驱动电路。因此，发光二极管驱动装置的整体成本增大。

并且，需要用于功率因数校正的专用的升压电路，因此，控制复杂，成本也变高，导致发光二极管驱动装置的大型化、高成本化。

接着，在专利文献3所记载的以往的发光二极管驱动装置中，成为能够仅由低侧Buck转换器实现功率因数校正的结构，但是，成为由分压电路生成与全波整流电压成比例的基准电压来进行控制的结构。因此，在施加高输入电压的情况下，会有开关元件以及LED光源中流动的电流的峰值变太高的可能性。

于是，本申请发明人员发现了一种发光二极管驱动用半导体装置及利用了它的驱动装置，根据在输入电压的高电位侧配置有开关元件以及控制它的控制电路的高侧Buck转换器方式，在输入电压为脉动波形的情况下，能够进行恒定电流控制以及功率因数校正，即使在输入电压大幅度变动的情况下，也不会导致输出的增大以及开关元件的破坏。

以下，对于实施例的实施方案之一，参照附图进行说明。而且，在各附图中对同一部件附上相同符号，省略重复说明。以下的实施例示出一个例子，例如，构成部件的配置等不仅确定为以下的说明。对于本实施例，在权利要求书中能够加以各种各样的变更。

(实施例1)

图1是示出实施例1涉及的发光二极管驱动装置50的一个例子的电路图。本实施例涉及的发光二极管驱动装置50是，驱动一个以上的LED光源的高侧Buck转换器型的驱动装置。

在图1中，整流电路1，与商用电源等的交流电源(不图示)连接，对交流电压进行整流来生成脉动电压。整流电路1是，例如，全波整流电路，从交流电压生成全波整流电压。整流电路1的高电位侧，与开关驱动电路9的高电位侧端子DRN连接，低电位侧，与发光二极管驱动装置50的基准电位GND连接。而且，开关驱动电路9是，本实施例涉及的半导体装置的一个例子。

电容器13，与整流电路1的高电位侧和低电位侧的端子连接。电容器13，用于对高频噪音电流进行滤波，在电容器13的电容值非常低的情况下，直流电压Vin实质上成为不平滑的整流后的电压波形。并且，在电容器13的电容值充分大的情况下，直流电压Vin成为被平滑的电压波形。在本实施例中，以输入电压波形是脉动电压波形的情况为例子进行说明。

开关驱动电路9是，本实施例涉及的发光二极管驱动用的半导体装置的一个例子，是用于对LED光源2中流动的电流进行恒定电流控制的半导体装置。如图1示出，开关驱动电路9，至少具有在外部连接的三个端子(高电位侧端子DRN，低电位侧端子SRCE，以及反馈检测端子FB)。高电位侧端子DRN，与整流电路1的高电位侧的端子连接，脉动电压波形的输入电压Vin输入到高电位侧端子DRN。低电位侧的端子SRCE是，开关驱动电路9的工作基准电位，与整流二极管4的阴极端子连接。

开关元件5，作为一个例子，由高耐压N型MOSFET构成。开关元件5的漏极端子，与开关驱动电路9的高电位侧端子DRN连接。开关元件5的源极端子，与开关驱动电路9的低电位侧端子SRCE连接。但是，开关元件5，不仅限于此，可以利用IGBT、双极晶体管等各种各样的器件。

反馈检测电路8，与开关驱动电路9的反馈检测端子FB连接，接受从输出电流检测电路7输出的输出反馈信号。以因扼流圈中流动的电流Icoil而在第一电阻10的两端发生的电位差来表示输出反馈信号。并且，反馈检测电路8，从开关驱动电路9的反馈检测端子FB输出反馈模拟信号(IFBdm)。而且，根据基于输出反馈信号和所述反馈模拟信号(IFBdm)的误差的信号，将控制开关元件的切换的信号输出到控制电路6。

控制电路6的工作基准电位，与开关元件5的源极端子的电位相同。控制电路6，与开关驱动电路9的低电位侧端子SRCE连接。而且，控制电路6，根据来自反馈检测电路8的信号，将控制开关元件5的切换工作的驱动信号输出到开关元件5的栅极端子。

LED光源2具备多个发光二极管(LED)。发光二极管的数量，一个以上即可，即使在具备多个发光二极管的情况下，多个发光二极管，不仅限于串联连接，也可以以矩阵状连接。这些内容，在以后说明的实施例中也同样。

扼流圈3的另一端，与LED光源2的阳极端子侧连接。电容器14，为了将LED电流平滑而与LED光源2的两端连接。整流二极管4，与LED光源2的阴极端子侧和开关驱动电路9的低电位侧端子SRCE连接，将由扼流圈3产生的反电动势供给到LED光源2。

输出电流检测电路7，由第一电阻10和第二电阻11和电容器12构成。第一电阻10，与开关驱动电路9的低电位侧端子SRCE和扼流圈3的一端连接。扼流圈3中流动的电流Icoil流动在第一电阻10中。第二电阻11，与扼流圈3的一端和开关驱动电路9的反馈检测端子FB连接。电容器12，与开关驱动电路9的反馈检测端子FB和低电位侧端子SRCE连接，由第二电阻11和电容器12形成滤波电路。

接着，说明高侧Buck转换器的工作。在电压施加到交流电源，输入电压Vin成为规定的电压，开关驱动电路9开始工作的情况下，根据控制电路6所决定的所希望的定时开关元件5开始切换工作。在开关元件5从断开转移到接通的情况下，输入电压Vin经由开关元件5和第一电阻10，施加到扼流圈3，开关元件5的漏极端子和源极端子的电压差降低到开关元件5的接通电压。而且，扼流圈3中流动的电流Icoil流动在LED光源2和电容器14中，在扼流圈3积蓄符合流动的电流的磁能量。

在开关元件5接通的期间，电流流动在开关元件5→第一电阻10→扼流圈3→LED光源2的路径上，LED光源2中流动的电流波形成为，具有随着时间而增加的倾斜的电流波形。

接着，在开关元件5从接通转移到断开的情况下，开关元件5中流动的电流被截止，因扼流圈3中积蓄的磁能量而发生反电动势。而且，在开关元件5断开的期间，根据扼流圈3的反电动势，电流流动在扼流圈3→LED光源2→整流二极管4→第一电阻10→扼流圈3的路径上。LED光源2中流动的电流波形成为，根据整流二极管4的正向电压与LED光源2的正向电压的共计电压和扼流圈3的电感值L而决定的、具有随着时间而减少的倾斜的电流波形。其结果为，与扼流圈3中流动的Icoil相同的电流流动在第一电阻10中。

利用图2说明反馈检测电路8的电路例之一。图2是示出本实施例涉及的反馈检测电路的一个例子的电路图。

在图2中，恒定电流源15是，向反馈检测端子(FB)输出反馈模拟电流(IFBdm)的恒定电流源。误差放大器16的一方的输入端子，与反馈检测端子FB连接，另一方的参考电压输入端子，与开关驱动电路9的低电位侧端子SRCE连接。误差放大器16的输出端子，输入到控制信号变换器17。控制信号变换器17，将基于来自误差放大器16的输出信号的控制信号输出到控制电路6。在此，误差放大器16的参考电压输入端子，并不一定需要与开关驱动电路9的低电位侧端子SRCE连接，也可以与其他的定电压源以及其他的开关驱动电路9的外部端子连接。

接着，利用图1和图2说明本实施例的反馈控制工作。

若线圈电流Icoil流动在第一电阻10中，在第一电阻10的两端则发生电位差。若将开关驱动电路9的低电位侧端子SRCE的电压设为Vs，将第一电阻和扼流圈3的共同连接部的电压设为Vc，则可以将第一电阻10的两端的电位差表示为(Vs－Vc)。进而，若将第一电阻10的电阻值设为ROS则可以表示为以下的式1。

Vs－Vc＝Icoil×ROS···式1

若将反馈检测端子FB的电压设为Vfb，则可以将第二电阻11的两端的电位差表示为(Vfb－Vc)。进而，反馈模拟电流IFBdm从反馈检测端子FB向第二电阻11流动，若将第二电阻11的电阻值设为RFB，则可以表示为以下的式2。

Vfb－Vc＝IFBdm×RFB···式2

并且，利用式1和式2计算出式3。

Vfb－Vs＝IFBdm×RFB－Icoil×ROS···式3

在此，若将反馈检测端子FB的电压，以开关驱动电路9的低电位侧端子SRCE的电压Vs为基准来表示，则成为以下的式4。

delta(VFB)＝Vfb－Vs···式4

进而，利用式3和式4计算出式5。

delta(VFB)＝IFBdm×RFB－Icoil×ROS···式5

该delta(VFB)是，示出针对误差放大器16的参考电压Vs的输入电压Vfb的电压差的反馈电压。而且，delta(VFB)，在第二电阻11的两端电位差(IFBdm×RFB)比第一电阻10的两端电位差(Icoil×ROS)大时，成为正电压，在第二电阻11的两端电位差(IFBdm×RFB)比第一电阻10的两端电位差(Icoil×ROS)小时，成为负电压。

而且，误差放大器16，在delta(VFB)是正电压的情况下，将用于使向LED光源2的能量输出实质上增加的信号输出到控制信号变换器17。并且，误差放大器16，在delta(VFB)是负电压的情况下，将用于使向LED光源2的能量输出实质上减少的信号输出到控制信号变换器17。

若向LED光源2的能量输出增加，则线圈电流Icoil增加，因此，在式5中delta(VFB)的值减少。并且，若向LED光源2的能量输出减少，则线圈电流Icoil减少，因此，在式5中delta(VFB)的值增加。

通过这样的反馈工作，开关驱动电路9，进行开关元件5的开关控制，以使第一电位差和因反馈模拟电流而在第二电阻11的两端发生的第二电位差实质上相等。换而言之，开关驱动电路9，进行开关元件5的开关控制，以使作为反馈检测端子FB和低电位侧端子SRCE的电位差的delta(VFB)的绝对值接近零，进行将线圈中流动的电流Icoil的平均电流保持为一定的工作。其结果为，能够将LED光源2中流动的电流控制成恒定电流。

而且，根据来自控制信号变换器17的输出信号，控制电路6执行开关元件5的开关控制，但是，其控制单元不被限制。

图3A至图3C是示出本实施例涉及的反馈电压和开关控制的关系的一个例子的波形图。

如图3A示出，由开关驱动电路9的开关元件5的控制方法也可以是，按照反馈电压delta(VFB)的增减对开关元件5的开关频率进行控制的方法。并且，如图3B示出，由开关驱动电路9的开关元件5的控制方法也可以是，按照反馈电压delta(VFB)的增减对以一定的频率来工作的开关元件5的接通时间进行控制的方法。并且，如图3C示出，由开关驱动电路9的开关元件5的控制方法也可以是，按照反馈电压delta(VFB)的增减对以一定的频率来工作的开关元件5的峰值电流进行控制的方法。

而且，使开关元件5的开关频率变化的手段，被称为PFM(PulseFrequency Modulation)控制方式。使开关元件5的切换的接通比率变化的手段，被称为PWM(Pulse Width Modulation)控制方式。使开关元件5中流动的电流的峰值变化的手段，被称为电流模式PWM控制方式。并且，除了所述方式以外，还有以预先设定的值来固定开关元件5的断开时间的断开时间固定控制方式等，其控制方法不被限制。但是，对本领域的技术人员而言，所述的控制方式所需要的电路是周知的电路，因此，对于由这样的控制方式的结构，省略详细说明。

并且，不仅在本实施例1中，还在其他的实施例中，发光二极管驱动装置51也是，包括在具备交流或直流电源输入的圆筒状的灯头的框体内成为一体的、所谓被称为LED灯泡或LED照明的设备的装置。

如上构成的本实施例涉及的发光二极管驱动装置50，开关元件5和进行该开关元件5的开关控制的控制电路6的工作基准电压为同一电位，因此，不需要用于交换不同的基准电位间的信号的驱动电路。并且，能够实现将开关元件5和控制电路6和反馈检测电路8形成在同一半导体衬底上、或者将开关元件5和控制电路6和反馈检测电路8组装在同一封装体的开关驱动电路9。并且，本结构不仅限于本实施例1涉及的发光二极管驱动装置50的结构，也能够适用于以后说明的其他的实施例涉及的发光二极管驱动装置。

并且，反馈检测电路8是与负信号对应的结构，因此，能够构成高侧Buck转换器，能够实现发光二极管驱动装置的高效率驱动、以及小型化、省空间化。特别是，适于LED灯泡等对小型、省空间的要求高的组套。

进而，向控制电路6输出控制信号，以使因扼流圈3中流动的电流而在第一电阻10的两端发生的第一电位差、和因反馈模拟电流而在第二电阻11的两端发生的第二电位差实质上相等，从而不直接由反馈检测电路8检测相对于控制电路6的基准电位而成为负信号的输出反馈信号，而能够将反馈信息传递到控制电路6。不需要将输出反馈信号直接输入到反馈检测电路8，因此，能够任意设定第一电阻和第二电阻的值，来降低扼流圈电流和第一电阻发生的电力损失。

进而，根据连接于第二电阻11和开关元件5的输出端子和反馈检测端子FB之间的电容器12的电容值能够任意设定输出电流检测电路7的输出反馈信号的响应速度，因此，能够按照电源规格选择适当的反馈响应速度。进而，不是按每个输入电压的零电压决定反馈期间的结构，因此，不依赖输入电压的波形而能够进行反馈控制。

并且，由误差放大器16和控制信号变换器17，将反馈检测电路8所生成的反馈信息传递到控制电路6，从而能够将LED光源2的输出电流控制成一定。

并且，若设为误差放大器16的参考电压和控制电路6的工作基准电压实质上相等的结构，在向反馈检测端子FB的施加电压是正电压的情况下，进行使向LED光源2的能量输出实质上增加的控制。并且，在向反馈检测端子FB的施加电压是负电压的情况下，进行使向LED光源2的能量输出实质上减少的控制。因此，向反馈检测端子FB的信号施加是，正信号还是负信号都能够对应的。

并且，开关元件5的控制方法，不仅限于所述的控制方法，也可以是其他的控制方法。控制电路6，按照从反馈检测电路8的输出信号的值进行开关元件5的开关控制，因此，能够进行控制，以使输出电流成为一定的设定电流。

并且，由本实施例1涉及的发光二极管驱动装置得到的效果，不仅限于实施例1涉及的发光二极管驱动装置，由以后说明的实施例2至6涉及的发光二极管驱动装置也能够发挥同样的效果。

(实施例2)

接着，说明实施例2涉及的发光二极管驱动装置及发光二极管驱动用的半导体装置。本实施例涉及的发光二极管驱动装置的特征是，具备输入电压检测电路，检测输入电压信息，对开关元件的峰值电流进行控制，从而能够产生与输入电压波形对应的输入电流波形。

图4是示出本实施例涉及的发光二极管驱动装置51的一个例子的电路图。在图4中，对于相当于图1示出的构成要素的构成要素，附上与图1相同的符号，省略它们的说明。

本实施例涉及的发光二极管驱动装置51，与实施例1涉及的发光二极管驱动装置50相比，开关驱动电路18的结构不同。并且，增加了电阻20、电阻21、整流二极管22。对于其他的结构，与实施例1同样。

开关驱动电路18，与实施例1涉及的开关驱动电路9相比，增加了输入电压检测端子CL和输入电压检测电路19。

整流电路1的高电位侧，与整流二极管22的阳极端子连接。整流二极管22的阴极端子，与电容器13的一端连接。并且，在整流电路1的高电位侧与开关驱动电路18的低电位侧端子SRCE之间连接有串联连接的电阻20和电阻21，电阻20和电阻21的共同连接部与开关驱动电路18的输入电压检测端子CL连接。

在此，整流电路1是，例如全波整流电路，从交流电压生成全波整流电压。电容器13是非常低的值，用于对高频噪音电流进行滤波，直流电压Vin实质上成为不平滑的整流后的电压波形。并且，在电容器13的电容值充分大的情况下，直流电压Vin成为被平滑的电压波形。根据电容器13的电容值，输入电压Vin波形成为脉动波形、或者成为被平滑的波形。整流二极管22是，为了输入电压波形成为脉动波形，与输入脉动电压波形成比例的输入电压信息被施加到输入电压检测端子，因此需要的。也就是说，防止成为由电容器13平滑的波形。因此，在电容器13是非常低的值且直流电压Vin实质上成为不平滑的整流后的电压波形的情况下，不需要的。

并且，在本实施例中构成为，将输入电压信息作为由电阻20和电阻21分压后的电压信息施加到输入电压检测端子CL，但是，不仅限于此。将输入电压信息向开关驱动电路18的基准电位SRCE施加的结构即可。例如，对于输入电压信息，可以作为电流信息施加到输入电压检测端子CL，也可以不由电阻分割分压，而直接施加到输入电压检测端子CL。对于由电流信息输入信号的手段以及为了施加高电压而使施加端子的元件成为高耐压的手段，是对于本领域的技术人员周知的手段，因此，详细说明这样的结构。

输入电压检测电路19，根据从输入电压检测端子CL输入的输入电压信息，将对开关元件5的峰值电流检测值进行控制的信号输出到控制电路23。

并且，反馈检测电路8，根据误差放大器16的输出信号，通过控制信号变换器17，向控制电路23输出对开关元件5的振荡频率进行控制的信号。

接着，利用图5，说明如此构成的本实施例涉及的发光二极管驱动装置51的输入电压波形和输入电流波形的关系。

在图5中，Vin示出输入电压波形，成为脉动波形(正弦波形)。IDS示出，开关元件5中流动的电流波形。Iin示出，输入电流波形。

开关驱动电路18，将开关元件5的峰值电流检测值控制成与输入电压Vin的波形实质上成比例，从而能够产生与输入电压Vin实质上成比例的输入电流的波形，能够提高功率因数。

接着，在高侧Buck转换器方式中，对于输入电压检测电路19以与发光二极管驱动装置51的基准电位GND不同的开关驱动电路18的工作基准电位SRCE为基准来对输入电压信息进行控制的结构和手段，利用图6、图7A及图7B进行说明。

图6是示出本实施例涉及的输入电压检测电路19的一个例子的电路图。在图6中，输入电压检测端子CL，与采样保持电路24连接。由采样保持电路24采样的输入电压信息，作为样本电压Vsample分别输入到第一比较器25、第二比较器26、峰值电流检测值变换器27。

在第一比较器25的另一方的输入端子，输入具有滞后值(滞后特性)的第一基准电压(VCLuv)。而且，将采样电压Vsample电压是第一基准电平以上时允许开关元件5的切换工作、第一基准电平的滞后值以下时禁止开关元件5的切换工作的切换允许期间信号，输出到控制电路23。

在第二比较器26的另一方的输入端子，输入第二基准电压(VCLL)。第二基准电压，被设定为比第一基准电压高。而且，在采样电压Vsample电压为第二基准电平以下的情况下，将用于将开关元件5的切换工作的接通期间保持为最小的信号输出到控制电路23。

并且，峰值电流检测值变换器，将按照采样电压Vsample电压使开关元件5的峰值电流检测值变化的信号输出到控制电路23。

对于如此构成的本实施例涉及的输入电压检测电路19的采样保持电路24的作用，利用图7A及图7B进行说明。图7A及图7B是示出本实施例涉及的发光二极管驱动装置51的各个部的工作的波形图。更详细而言，示出输入电压Vin为全波整流波且以正弦波形增加时的各个部的工作。

首先，以图7A说明采样保持电路24的控制的一个例子。图7A的波形a是通过开关元件5的连续模式的切换工作来在扼流圈3中流动的电流Icoil。TON示出开关元件5的接通期间，TOFF示出开关元件5的断开期间。在图7A的波形(a)中，将针对图4的扼流圈3的电流Icoil的箭头的方向作为正方向。波形(b)是，图4中针对发光二极管驱动装置的基准电位GND的开关驱动电路18的工作基准电位端子的电压、即Vs电压。波形(c)是，图4中针对发光二极管驱动装置的基准电位GND的输入电压检测端子CL的电压、即VCL电压。波形(d)是，图4中针对开关驱动电路18的工作基准电位端子SRCE的输入电压检测端子CL的电压、即(VCL－VS)电压。波形(e)是，图4中针对开关驱动电路18的基准电位端子SRCE的采样保持电路24的输出电压、即(Vsample－VS)电压。

说明开关元件5接通的期间TON的各个部的波形。

扼流圈3中流动的电流Icoil，如波形(a)成为直线性地增加的电流波形。并且，GND基准的Vs电压，如波形(b)成为与输入电源电压Vin相同的电位(忽视基于开关元件5的电阻成分的电压下降。)。向输入电压检测端子CL的输入电压VCL，如波形(c)与输入电压Vin成比例来上升。若将向输入电压检测端子CL的输入电压VCL，以开关驱动电路18的工作基准电压Vs为基准来表示，则如波形(d)不发生电位差。而且，采样保持电路24，在如波形(e)开关元件5接通的期间TON，不检测输入到输入电压检测端子CL的VCL电压，而将在前一个期间检测出的电压作为采样电压Vsample输出。

接着，说明开关元件5断开的期间TOFF的各个部的波形。扼流圈3中流动的电流Icoil，如波形(a)成为直线性地减少的电流波形。并且，GND基准的Vs电压，如波形(b)因扼流圈3的反电动势而按照整流二极管4的正向电压VF成为负电压。向输入电压检测端子CL的输入电压VCL，与输入电压Vin成比例来上升。若将向输入电压检测端子CL的输入电压VCL以开关驱动电路18的工作基准电压Vs为基准来表示，则如波形(d)发生电位。而且，采样保持电路24，在开关元件5断开的期间TOFF对输入到输入电压检测端子CL的VCL电压进行采样，如波形(e)在开关元件5从断开转换为接通的定时，将采样的VCL电压作为采样电压Vsample输出。

如此，采样保持电路24，在开关元件5接通的期间不检测VCL电压。据此，在前一个期间检测出的电压被保持，被输出到后级的电路，以作为采样电压Vsample。并且，采样保持电路24，在开关元件5断开的期间对VCL电压进行采样。据此，在前一个期间检测出的电压被保持并输出到后级的电路，以作为采样电压Vsample。而且，在开关元件5从断开转换为接通的定时，采样保持电路24，将采样的VCL电压更新为采样电压Vsample。

并且，采样保持电路24也可以是，与所述例子不同的控制。对于本实施例涉及的输入电压检测电路19的采样保持电路24的其他的控制的例子，利用图7B进行说明。

图7B的波形(a)是，通过开关元件5的非连续模式的切换工作来在扼流圈3中流动的电流Icoil。TON示出开关元件5的接通期间，TOFF示出开关元件5的断开期间。在图7B的波形(b)中，将针对图4的扼流圈3的电流Icoil的箭头的方向作为正方向。波形(b)是，图4中针对发光二极管驱动装置的基准电位GND的开关驱动电路18的工作基准电位端子的电压、即的Vs电压。波形(c)是，图4中针对发光二极管驱动装置的基准电位GND的输入电压检测端子CL的电压、即的VCL电压。波形(d)是，图4中针对开关驱动电路18的工作基准电位端子SRCE的输入电压检测端子CL的电压、即(VCL－VS)电压。波形(e)是，图4中针对开关驱动电路18的基准电位端子SRCE的采样保持电路24的输出电压、即(Vsample－VS)电压。

说明开关元件5接通的期间TON的各个部的波形。

扼流圈3中流动的电流Icoil，如波形(a)成为直线性地增加的电流波形。并且，GND基准的Vs电压，如波形(b)成为与输入电源电压Vin相同的电位(忽视基于开关元件5的电阻成分的电压下降。)。向输入电压检测端子CL的输入电压VCL，如波形(c)与输入电压Vin成比例来上升。若将向输入电压检测端子CL的输入电压VCL，以开关驱动电路18的工作基准电压Vs为基准来表示，则如波形(d)不发生电位差。而且，采样保持电路24，在如波形(e)开关元件5接通的期间TON，不检测输入到输入电压检测端子CL的VCL电压，而将在前一个期间检测出的电压作为采样电压Vsample输出。

接着，说明开关元件5断开的期间TOFF的各个部的波形说明。扼流圈3中流动的电流Icoil，如波形(a)成为直线性地减少的电流波形。由于非连续模式工作，因此，若扼流圈3中积蓄的反电动势全部放出，则Icoil不流动，实质上成为零。并且，GND基准的Vs电压，根据扼流圈3的反电动势，如波形(b)按照整流二极管4的正向电压VF成为负电压。若扼流圈3中积蓄的反电动势全部放出，开关驱动电路18则不能保持整流二极管4的正向电压VF，因寄生电容等的影响而发生Vs电压波形的振铃。向输入电压检测端子CL的输入电压VCL，如波形(c)与输入电压Vin成比例来上升。若将向输入电压检测端子CL的输入电压VCL以开关驱动电路18的工作基准电压Vs为基准来表示，则如波形(d)发生电位。输入电压VCL，因反电动势，而在电流扼流圈3中流动的期间为稳定的波形，但是，若反电动势的放出结束，则成为具有振铃的波形。

采样保持电路24，具有开关元件5关断后预先设定的采样期间，如波形(e)在采样期间内对输入到输入电压检测端子CL的VCL电压进行采样，在采样期间结束的定时将采样的VCL电压作为采样电压Vsample输出。

如此，采样保持电路24，在开关元件5接通的期间不检测VCL电压。据此，在前一个期间检测出的电压被保持并被输出到后级的电路，以作为采样电压Vsample。并且，具有开关元件5关断后预先设定的采样期间，采样保持电路24，在采样期间内对VCL电压进行采样。据此，在前一个期间检测出的电压被保持并输出到后级的电路，以作为采样电压Vsample。而且，在采样期间结束的定时，采样保持电路24，将采样的VCL电压更新为采样电压Vsample。若采样保持电路24具有采样期间，则能够进行不会因在其他的期间发生的输入波形的混乱而受到影响的检测精度高的检测。

接着，对于本实施例涉及的输入电压检测电路19涉及的第一比较器25、第二比较器26、峰值电流检测值变换器27的作用，利用图8A及图8B进行说明。图8A及图8B是示出实施例2涉及的输入电压和峰值电流检测值的关系的一个例子的电路图。

图8A是，横轴表示输入电压Vin以及与它成比例的采样电压Vsample电压电平，纵轴表示开关元件5的峰值电流检测值IDP和工作状态的图。

最初说明区域(1)的开关元件5的工作。直到采样电压Vsample电压达到第一比较器25的第一基准电压VCLuv为止，禁止开关元件5的切换工作。其结果为，开关元件5的峰值电流检测值IDP成为零电平。然后，若采样电压Vsample电压成为第一比较器25的第一基准电压VCLuv以上，则允许开关元件5的切换工作，但是，低于被设定为比第二比较器26的第一基准电压VCLuv高的第二基准电压VCLL，因此，开关元件5的切换工作的接通期间被保持为最小。其结果为，开关元件5的峰值电流检测值IDP被保持为，最小值minIDP。而且，若采样电压Vsample电压变得比第二基准电压VCLL高，则通过峰值电流检测值变换器27，按照采样电压Vsample电压值，以第一比率使开关元件5中流动的峰值电流检测值发生线性变化。

在区域(2)中，若采样电压Vsample电压值成为峰值电流检测值变换器27预先设定的阈值以上(不图示)，以第二比率使采样电压Vsample和峰值电流检测值IDP的变化的比率发生线性变化，该第二比率是被设定为比第一比率缓和的比率。而且，若采样电压Vsample电压值达到峰值电流检测值变换器27预先设定的上限值VCL1则将开关元件5中流动的峰值电流检测值保持为Max值。而且，在图8A中示出相当于基准电压VCLuv、VCLL、VCL1的输入电压Vin的值，但是，基准电压和输入电压Vin的关系不仅限于该值。

接着，利用图8B说明输入电压Vin和开关元件5的峰值电流检测值的关系。图8B的上段示出输入电压，在本例子中，是峰值电压为AC120V的脉动波形。下段是，与输入电压对应的峰值电流检测值IDP波形。在区域(1)的输入电压非常低时，使开关元件的切换工作停止。在输入电压非常低时，不能稳定地得到开关驱动电路18的电源电压的可能性高，防止开关控制变得不稳定。并且，在低输入电压时，将开关元件的输出电流限制为最低的值，从而能够将输入电流限制为低。其结果为，能够防止以下的情况，在高输入电压规格时，与低输入电压规格时相比，以早的定时输入电流达到最大值，在输入电压的正弦波形的下降波形期间，输入电流不流动，导致功率因数恶化。并且，在区域(2)中，在高输入电压时使采样电压Vsample和峰值电流检测值IDP的变化的比率缓和，从而能够防止像虚线波形那样峰值电流因峰值电流检测的延迟时间而提高必要以上。

如上构成的本实施例涉及的发光二极管驱动装置51，由输入电压检测电路19检测输入电压信息，对开关元件5的峰值电流进行控制，从而能够产生与输入电压波形对应的输入电流波形，能够提高功率因数。进而，控制电路23，进行使输入电压波形和输入电流波形实质上成比例的控制，从而能够使输入电流的导通角扩大来与输入电压波形大致相同的相位变化。据此，能够提高功率因数。

并且，在将开关元件5和输入电压检测电路19和控制电路23配置在输入电压的高电位侧的高侧的结构的情况下，仅在开关元件5断开的期间，检测施加到输入电压检测电路19的输入端子CL的电压。因此，能够由输入电压检测电路19进行检测精度高的检测。进而，若将输入电压检测电路19构成为，仅在开关元件5的切换工作的关断后的预先设定的采样期间进行输入信号的检测，则能够进行不会因在其他的期间发生的输入波形的混乱而受到影响的检测精度高的检测。

并且，通过输入电压检测电路19使开关元件5的峰值电流检测值适当地变化，因此，在输入电压和输出电压的电压差几乎没有的情况下，以及在输入电压非常低时，能够禁止开关元件5的开关控制。因此，能够稳定地控制开关元件5。进而，在低输入电压时，将开关元件5的输出电流限制为最低的值，从而能够将输入电流限制为低。因此，使输入电压波形和输入电流波形变得类似，从而能够提高功率因数。

并且，能够按照输入电压使开关元件5的峰值电流检测值发生线性变化，并且，在高输入电压时使变化比率缓和，从而能够降低因峰值电流检测的延迟时间而引起的峰值电流的提高。进而，限制峰值电流的上限值，从而能够防止额定以上的电流在开关元件等中流动。

而且，本实施例涉及的发光二极管驱动装置51，也能够实现与实施例1的效果同样的效果。

(实施例3)

接着，说明实施例3涉及的发光二极管驱动装置及发光二极管驱动用的半导体装置。本发明涉及的实施例3的发光二极管驱动装置的特征为，由输入电压检测电路检测输入峰值，对输入电压和开关元件的峰值电流的控制比率进行切换。

本实施例涉及的发光二极管驱动装置，与实施例2相比，输入电压检测电路41的结构不同。

图9是示出本实施例涉及的输入电压检测电路41的一个例子的电路图。

输入峰值检测电路28，按全波整流后的输入脉动电流的每个周期检测采样电压Vsample的电压的峰值，在该峰值电压为预先设定的第一输入峰值基准电平以上的情况下，将预先设定的采样电压Vsample和峰值电流检测值IDP的变化的控制比率，从第一控制比率切换为被设定为比第一控制比率缓和的第二控制比率，将保持该控制比率的信号输出到峰值电流检测值变换器27。

对于如此构成的本实施例涉及的发光二极管驱动装置的工作，利用图10A、图10B以及图11进行说明。

对于图10A的横轴，上段示出采样电压Vsample的电压电平，中段示出每个周期的采样电压Vsample的峰值电压VCLpeak，下段示出与采样电压Vsample成比例的输入电压Vin，对于纵轴，上段示出开关元件5的峰值电流检测值IDP和工作状态，中段示出采样电压Vsample和IDP的变化的控制比率。

对于图10A的上段的图表的区域(1)以及区域(2)，由于与实施例2同样，因此省略详细说明。在本实施例中，说明采样电压Vsample和峰值电流检测值IDP的变化的控制比率有三个的情况。以实线示出第一控制比率Rate－1，以点划线示出第二控制比率Rate－2，以双点划线示出第三控制比率Rate－3。

输入峰值检测电路28，检测与全波整流后的输入电压Vin成比例的采样电压Vsample的每个周期的峰值电压VCLpeak。而且，在VCLpeak为预先设定的第一输入峰值基准VCLp1以上的情况下，将预先设定的采样电压Vsample和峰值电流检测值IDP的变化的控制比率，从第一控制比率Rate－1切换为被设定为比第一控制比率缓和的第二控制比率Rate－2。而且，将保持该控制比率Rate－2的信号，输出到峰值电流检测值变换器27。

并且，在VCLpeak为预先设定的第一输入峰值基准VCLp1的滞后值以下的情况下，将预先设定的采样电压Vsample和峰值电流检测值IDP的变化的控制比率，从第二控制比率Rate－2切换为被设定为比第二控制比率陡峭的第一控制比率Rate－1。而且，将保持该第一控制比率Rate－1的信号，输出到峰值电流检测值变换器27。

进而，在VCLpeak为预先设定的第二输入峰值基准VCLp2以上的情况下，将预先设定的采样电压Vsample和峰值电流检测值IDP的变化的控制比率，切换为被设定为比第一控制比率或第二控制比率缓和的第三控制比率Rate－3。而且，将保持该第三控制比率Rate－3的信号，输出到峰值电流检测值变换器27。

并且，在VCLpeak为预先设定的第二输入峰值基准VCLp2的滞后值以下的情况下，将预先设定的采样电压Vsample和峰值电流检测值IDP的变化的控制比率,从第三控制比率Rate－3切换为被设定为比第三控制比率陡峭的第一控制比率Rate－1或第二控制比率Rate－2。而且，将保持该第二控制比率Rate－2的信号，输出到峰值电流检测值变换器27。

而且，在图10A中示出，相当于基准电压VCLuv、VCLL、VCL1、VCL2、VCL3、VCLp1、VCLp2的输入电压Vin的值，但是，基准电压和输入电压Vin的关系不仅限于该值。并且，说明了采样电压VCLsample和峰值电流检测值IDP的变化的控制比率有三个的例子，但是，控制比率数不仅限于三个。

接着，利用图10B说明输入电压Vin和开关元件5的峰值电流检测值的关系。图10B的上段示出输入电压，在本例子中峰值电压是AC120V和AC240V的脉动波形。图10B的中段示出没有输入峰值检测电路28时的峰值电流检测值IDP波形，图10B的下段示出具有输入峰值检测电路28时的峰值电流检测值IDP波形。

在输入电压Vin的峰值是AC120V的情况下，根据图10A的关系，采样电压Vsample和峰值电流检测值IDP的变化的控制比率是Rate－1。在输入电压Vin的峰值是AC240V的情况下，并且，在没有输入峰值检测电路28的情况下，如中段的虚线波形，IDP波形在输入电压Vin的脉动波形的增加区域达到到max值。而且，然后，若输入电压Vin进一步上升，即使峰值电流检测值IDP值被固定为Max，因峰值电流检测值的延迟时间而峰值电流检测值也提高，因此，IDP值仿佛被设定为max以上。另一方面，在具有输入峰值检测电路28的情况下，根据图10A的关系，采样电压Vsample和峰值电流检测值IDP的变化的控制比率切换为Rate－3，保持该控制比率，因此，如下段的虚线波形，能够将峰值电流检测值IDP波形抑制到与AC120V时大致相同程度或比它低的值。

接着，利用图11说明本实施例涉及的输入电压和输入检测电压和峰值电流检测值切换的定时的其他的例子。在图11中，上段示出输入电压，在本实施例中第一周期为止峰值电压为AC100V，二周期以后为AC240V的脉动波形。中段示出输入检测电压VCL，在比第一比较器25的基准电压VCLuv高的范围内，成为按照开关元件5的开关频率接通或断开的脉冲驱动波形。下段示出峰值电流检测值IDP的值。而且，在本例子中，说明如图10A采样电压Vsample和峰值电流检测值IDP的变化的控制比率有三个的情况。

在输入电压为AC100V的情况下，如中段的图表，输入检测电压VCL的一个周期内的峰值电压VCLpeak比基准电压VCLp1低。因此，下段示出的采样电压Vsample和峰值电流检测值IDP的变化的控制比率被控制为第一控制比率Rate－1。

在下一个输入脉动电流的周期输入电压变化为AC240V的情况下，如中段的图表，输入检测电压VCL的一个周期内的峰值电压VCLpeak比基准电压VCLp2高。输入峰值检测电路28，在检测出一个周期内的峰值电压VCLpeak比基准电压VCLp2高的情况下，在下次第一比较器25因采样电压Vsample电压成为预先设定的第一基准电压VCLuv以上而允许所述开关元件的切换工作时，将采样电压Vsample和峰值电流检测值IDP的变化的控制比率从Rate－1切换为Rate－3。

并且，不图示，但是，在输入电压从AC240V进一步变化，例如降低到AC100V的情况下，输入检测电压VCL的一个周期内的峰值电压VCLpeak比基准电压VCLp1低，因此，输入峰值检测电路28，在下次第一比较器25因采样电压Vsample电压成为预先设定的第一基准电压VCLuv以上而允许所述开关元件的切换工作时，将采样电压Vsample和峰值电流检测值IDP的变化的控制比率从Rate－3切换为Rate－1。

如上构成的本实施例涉及的发光二极管驱动装置，能够按照输入电压使开关元件5的峰值电流检测值发生线性变化，并且，在高输入电压时使变化比率缓和，从而能够降低因峰值电流检测的延迟时间而引起的峰值电流的提高。进而，限制峰值电流检测值的上限值，从而能够防止额定以上的电流在开关元件等中流动。

并且，能够按照AC100V以及AC240V等输入电压的规格切换输入电压和峰值电流检测值的变化的控制比率，因此，能够将以低输入电压规格开关元件5的峰值电流检测值达到上限值的定时、和在高输入电压使用时开关元件的峰值电流检测值达到上限值的定时校正为相同程度。据此，既是低输入规格也是高输入规格，都使输入电压波形和输入电流波形的关系成为同等，从而能够提高功率因数。进而，在交流电源的电压瞬间变动的情况下等，能够切换开关元件5的峰值电流的变化的控制比率，能够对应输入电压变动。

并且，若是对第一输入峰值基准电平VCLuv设定滞后值的结构，则能够防止在输入脉动电压波形的峰值电平为第一输入峰值基准电平附近的情况下按每个周期的输入半周期切换控制比率这误检测。

并且，若构成为在检测出输入脉动电压波形的峰值电平为第一基准电平VCLp1以上时，从检测出的输入脉动波形之后的下次施加的输入脉动波形的定时切换开关元件的峰值电流的变化的控制比率，则能够防止峰值电流急剧变化。进而，通过对第一输入峰值基准电平VCLp1设定滞后值，能够防止在输入脉动电压波形的峰值电平为第一输入峰值基准电平附近的情况下按每个输入半周期切换控制比率这误检测。

并且，若构成为具有多个输入峰值基准电平和控制比率，则能够按照输入电压的峰值规格选择最适当的控制比率。

而且，也能够实现与实施例1的效果同样的效果。

(实施例4)

接着，说明实施例4涉及的发光二极管驱动装置52及发光二极管驱动用的半导体装置。本发明的实施例4涉及的发光二极管驱动装置，与实施例1相比，不同之处是，开关驱动电路35及控制电路29的结构。

图12是示出本实施例涉及的发光二极管驱动装置52的一个例子的电路图。开关驱动电路35，与图1的实施例1的开关驱动电路9相比，与开关驱动电路9不同之处是，增加了连接于外部的三个端子(整流电压施加端子IN，电源端子VDD)。整流电压施加端子IN，连接于整流电路1的高电位侧，脉动电压波形的输入电压Vin输入到整流电压施加端子IN。并且，电容器34连接于电源端子VDD与低电位侧端子SRCE之间。

控制电路29，具备恒定电流源31。恒定电流源31，一方与整流电压施加端子IN连接，从输入电压Vin生成恒定电流并输出到调节器32。

并且，控制电路29具备调节器32。调节器32，连接于恒定电流源31与电源端子VDD之间，以将来自恒定电流源31的恒定电流充电到电容器34来使电容器电压(电源端子VDD的电压Vdd)成为一定的方式进行工作。并且，调节器32，若电源端子VDD的电压Vdd为规定值以上，则输出启动信号，在小于规定值的情况下，输出停止信号。

并且，控制电路29具备软启动期间发生电路33。软启动期间发生电路33，决定开关元件5开始振荡后经过软启动时间为止的软启动期间TSS。而且，对于软启动期间TSS，也可以构成为在软启动期间发生电路33内具备专用的恒定电流源和充电用电容器(不图示)，若启动信号被输出，则使恒定电流从恒定电流源向电容器流动，电容器电压达到一定电压为止的期间是软启动期间TSS。但是，生成所述的软启动时间的电路结构，不仅限于此。并且，对于测量一定期间所需要的电路结构例，由于是本领域的技术人员周知的结构，因此，不详细说明这样的结构。

并且，控制电路29具备振荡控制电路30。振荡控制电路30，根据来自调节器32的启动信号以及停止信号和来自反馈检测电路42的输出信号，输出进行开关元件5的开关控制的信号。

并且，反馈检测电路42，若从调节器32接受启动信号，则将反馈模拟信号(电流)IFBdm设定为最小值。而且，在开关元件5开始切换工作的情况下，在软启动期间发生电路33决定的软启动期间TSS，使反馈模拟信号IFBdm逐渐增加。而且，若经过软启动期间TSS，则将反馈模拟信号IFBdm设定为最大值。

如上构成的本实施例涉及的发光二极管驱动装置52，在电源启动时成为软启动工作，控制成反馈模拟信号IFBdm从比原来的设定值低的最小值逐渐增加，因此，针对来自输出电流检测电路7的反馈信号，能够从比原来的设定值低的值进行反馈控制。若反馈模拟信号IFBdm被固定为原来的设定值，则不进行反馈控制，直到输出电流达到原来的设定电流为止，控制电路29，以供给最大输出电力的方式进行开关元件的开关控制。因此，会有以下的可能性，即，在输出电流达到设定电流之后由控制电路29进行使输出电力减少的反馈控制为止的期间，输出电流比设定电流增大。另一方面，根据本实施例涉及的发光二极管驱动装置，构成为从比设定电流低的值进行反馈控制，因此，能够减少在电源启动时输出电流比设定电流增大的可能性。

而且，也能够实现与实施例1的效果同样的效果。

(实施例5)

接着，说明实施例5涉及的发光二极管驱动装置53及发光二极管驱动用的半导体装置。本发明的实施例5涉及的发光二极管驱动装置，与实施例2及实施例4相比，不同之处是，开关驱动电路39及控制电路38的结构。

图13是示出本实施例涉及的发光二极管驱动装置53的一个例子的电路图。

在图13中，时间测量电路36，决定开关元件5开始振荡后经过软启动时间为止的软启动期间TSS2。时间测量电路36也可以，像实施例4所记载的软启动期间发生电路33那样，具备专用的恒定电流源和充电用电容器(不图示)，若启动信号被输出，则使恒定电流从恒定电流源向电容器流动。在此，也可以将启动信号被输出后电容器电压到达一定电压为止设为软启动期间TSS2。软启动期间TSS2，优选的是，交流电源(50Hz或60Hz)一个周期以上的期间。

并且，软启动期间发生电路37，与输入电压检测电路44的第一比较器25连接。软启动期间发生电路37，测量根据第一比较器25的输出信号而决定的切换允许期间PSS的次数，决定调节器32输出启动信号后切换允许期间PSS的次数达到预先设定的次数为止的软启动期间TSS1。而且，将时间测量电路36测量的软启动期间TSS2、或根据切换允许期间PSS的次数而决定的软启动期间TSS1之中的短的一方的期间，作为软启动期间TSS'来输出。

反馈检测电路43，在由软启动期间发生电路37决定的软启动期间TSS'，将反馈模拟电流IFBdm设定为最小值。而且，若在根据第一比较器25的输出信号而决定的切换允许期间PSS开关元件5开始切换工作，反馈检测电路43，则使反馈模拟电流IFBdm逐渐增加。并且，若切换允许期间PSS结束，反馈检测电路43，则将反馈模拟电流IFBdm设定为最小值。而且，若下次成为切换允许期间PSS，反馈检测电路43，则反复进行使反馈模拟电流IFBdm逐渐增加的工作。

输入电压检测电路44内的峰值电流检测值变换器45(不图示)，在由软启动期间发生电路37决定的软启动期间TSS'，将峰值电流检测值IDP设定为比预先设定的上限值小的规定的值，保持该值。

接着，对于如此构成的本实施例涉及的发光二极管驱动装置53的各个部的工作，利用图14A进行说明。

图14A是示出输入电压Vin为全波整流波形且峰值电压为一定时的各个部的工作的波形图。

波形(1)示出，VCLsample电压波形。波形(1)示出，从某时刻输入脉动电压被输入时的波形，第一基准电压VCLuv以上的电压的范围是切换允许期间PSS。

波形(2)示出，调节器32输出的启动信号。在波形(2)中，“H”电平示出允许，“L”电平示出禁止。若从某时刻输入脉动电压被输入，从恒定电流源31输入恒定电流，电源端子VDD的电容器端子电压Vdd成为一定电压以上，调节器32则输出启动信号。

波形(3)示出，软启动期间发生电路37测量根据输入电压检测电路44的第一比较器25的输出信号而决定的切换允许期间PSS的次数来决定的软启动期间TSS1。在波形(3)中，“H”电平的期间是软启动期间TSS1。在图14A的例子中构成为，在测量两次切换允许期间PSS的时刻软启动期间TSS1结束。

波形(4)示出，由时间测量电路36决定的软启动期间TSS2。在波形(4)中，“H”电平的期间是软启动期间TSS2。

波形(5)示出，软启动期间发生电路37最终决定的软启动期间TSS'。对于软启动期间TSS'，适用软启动期间TSS1和软启动期间TSS2的短的一方的期间，因此，图14A的例子中适用软启动期间TSS1。

波形(6)示出，反馈模拟电流IFBdm的波形。若在根据第一比较器25的输出信号而决定的切换允许期间PSS开关元件5开始切换工作，则反馈模拟电流IFBdm从最小值逐渐增加。若反馈模拟电流IFBdm不达到到最大值，最初的切换允许期间PSS结束，则反馈模拟电流IFBdm成为最小值，若下次成为切换允许期间PSS，则反馈模拟电流IFBdm再次逐渐增加。而且，若第二次的切换允许期间PSS结束，则软启动期间TSS'也结束，因此，反馈模拟电流IFBdm被固定为最大值。

波形(7)示出，表示峰值电流检测值IDP的波形。峰值电流检测值IDP，在软启动期间TSS'中被固定为比上限值低的值，若软启动期间TSS'结束，则成为与VCLsample电压对应的峰值电流检测值IDP。虚线波形示出，在开关元件5的切换工作时流动的电流波形例。

如此，在输入电压Vin为脉动波形的情况下，能够测量根据输入电压检测电路44的第一比较器25的输出信号而决定的切换允许期间PSS的次数，因此，对于软启动期间TSS'，适用软启动期间TSS1和软启动期间TSS2的短的一方的期间。

图14B是示出输入电压Vin由电容器13平滑且峰值电压为一定时的各个部的工作的波形图。

波形(1)示出，VCLsample电压波形。波形(1)示出，从某时刻输入电压被输入时的波形，在向电容器13的充电期间输入电压Vin若干变小，但是大致平滑电压，因此，启动信号的输出后采样电压Vsample电压总是成为第一基准电压VCLuv以上的电压。

波形(2)示出，调节器32输出的启动信号。在波形(2)中，“H”电平示出允许，“L”电平示出禁止。若从某时刻输入电压被输入，从恒定电流源31输入恒定电流，电源端子VDD的电容器端子电压Vdd成为一定电压以上，调节器32则输出启动信号。

波形(3)示出，软启动期间发生电路37测量根据输入电压检测电路44的第一比较器25的输出信号而决定的切换允许期间PSS的次数来决定的软启动期间TSS1。在波形(3)中，“H”电平的期间是软启动期间TSS1。在图14A及图14B的例子中构成为，在测量两次切换允许期间PSS的时刻软启动期间TSS1结束，因此，启动信号的输出后TSS1总是成为“H”电平。

波形(4)示出，由时间测量电路36决定的软启动期间TSS2。在波形(4)中，“H”电平的期间是软启动期间TSS2。

波形(5)示出，软启动期间发生电路37最终决定的软启动期间TSS'。对于软启动期间TSS'，适用软启动期间TSS1和软启动期间TSS2的短的一方的期间，因此，图14B的例子中适用软启动期间TSS2。

波形(6)示出，反馈模拟电流IFBdm的波形。若在根据第一比较器25的输出信号而决定的切换允许期间PSS开关元件5开始切换工作，则反馈模拟电流IFBdm从最小值逐渐增加。在图14B的例子中，从调节器32输出启动信号后总是成为切换允许期间PSS，因此，逐渐增加后的反馈模拟电流IFBdm在某时刻成为最大值，保持该值。例如，在软启动期间TSS'内反馈模拟电流IFBdm不达到最大值的情况下，在软启动期间TSS'结束的定时被固定为最大值。

波形(7)示出，表示峰值电流检测值IDP的波形。在软启动期间TSS'中被固定为比上限值低的值，若软启动期间TSS'结束，则成为与VCLsample电压对应的IDP。虚线波形示出，在开关元件5的切换工作时流动的电流波形例。

如此，在输入电压Vin为平滑波形的情况下，不能测量根据输入电压检测电路44的第一比较器25的输出信号而决定的切换允许期间PSS的次数，但是，对于软启动期间TSS'，适用软启动期间TSS1和软启动期间TSS2的短的一方的期间，因此，能够设定软启动期间TSS'。

如上构成的本实施例涉及的发光二极管驱动装置53，能够根据输入脉动电压Vin的次数决定软启动期间TSS'。

并且，由于是控制电路38还具有时间测量电路36的结构，因此，在输入电压为脉动波形的情况下，能够根据输入脉动电压的次数、或由时间测量电路设定的时间的任一方决定软启动期间TSS'。并且，在输入电压被平滑的情况下，能够根据由时间测量电路设定的时间决定软启动期间TSS'，因此，输入电压是脉动波形还是平滑波形，都能够决定软启动期间。

并且，构成为在软启动期间中TSS'，将峰值电流检测值IDP设定为比预先设定的上限值小的所希望的值，在软启动期间中保持为该值，因此，在电源启动时的软启动期间TSS'，能够将开关元件5的峰值电流检测值IDP固定为比预先设定的上限值小的所希望的值。在电源启动时等输入输出电压差大的情况下，电流倾斜变得陡峭，担心因检测延迟时间而引起的峰值电流的提高，但是，开关元件5中流动的电流的峰值(最大电流值)被抑制，因此，能够防止开关元件5的劣化以及损伤。并且，峰值电流不会按照输入电压发生变化，因此，能够减少直到进行反馈控制为止输出电流增加到设定电流以上。

并且，在电源启动时的软启动期间TSS'，反复进行每当输入脉动电压的周期时使反馈模拟信号从最小值逐渐增加的工作，因此，即使在以输入脉动电压的一个周期输出电流不达到设定电流的情况下，也能够降低输出电流比设定电流增大的可能性。

而且，也能够实现与实施例1的效果同样的效果。

(实施例6)

接着，说明实施例6涉及的发光二极管驱动装置54及发光二极管驱动用的半导体装置。本实施例涉及的发光二极管驱动装置的结构，与实施例4及实施例5相比，将Buck转换器结构变更为反激式转换器方式。在本实施例中示出，以反激式转换器方式构成作为实施例5的一个例子的图13的开关驱动电路39的例子。以反激式转换器方式构成作为实施例4的一个例子的图12的开关驱动电路35的例子，也能够同样变更。

图15是示出本实施例涉及的发光二极管驱动装置54的一个例子的电路图。在图15中，开关驱动电路39的结构，与图13的开关驱动电路39相同。并且，对于整流电路1、电容器13、14、34、整流二极管22、4、输出电流检测电路7、LED光源2的作用，与图4、图13所记载的同符号的元件的作用相同，因此省略详细说明。

作为能量传递元件的变压器40具有，一次绕组P和二次绕组S。一次绕组P的一端，与整流二极管22的阴极端子连接，被施加输入电源电压Vin。一次绕组P的另一端，与开关驱动电路39的高电位侧端子DRN连接。变压器40的二次绕组S，与整流二极管4和电容器14连接，由变压器40变换后的能量输出到LED光源2。

并且，LED光源2的阴极端子，与输出电流检测电路7和发光二极管驱动装置54的基准电位GND连接。

输出电流检测电路7，与LED光源2的阴极端子和变压器40的二次绕组S和电容器14的一端连接，将检测出的反馈信号输出到开关驱动电路39的反馈检测端子FB。

开关驱动电路39的整流电压施加端子IN，与整流二极管22的阴极端子连接，整流后的输入电压Vin输入到整流电压施加端子IN。

输入电压检测端子CL，与整流二极管22的阳极端子连接，整流后的输入电压Vin输入到输入电压检测端子CL。

高电位侧端子DRN，与作为能量传递元件的变压器40连接。反馈检测端子FB，与输出电流检测电路7连接。低电位侧端子SRCE，与发光二极管驱动装置54的基准电位GND连接。电容器34连接于电源端子VDD与低电位侧端子SRCE之间。

发光二极管驱动装置54，在开关元件5接通的期间在变压器40积蓄能量，在开关元件5断开的期间将积蓄的能量通过整流二极管4输出到LED光源2。此时，LED光源2中流动的电流波形，与图18的(a)中说明的反激式转换器方式的LED电流波形基本上相同。该电流，也在输出电流检测电路7内的第一电阻10中流动。

其结果为，输出控制信号，以使在第一电阻10的两端发生的第一电位差和因反馈模拟电流IFBdm而在第二电阻11的两端发生的第二电位差实质上相等。因此，不由反馈检测电路8直接检测相对于控制电路38的基准电位而成为负信号的输出反馈信号，而能够将馈信息传递到控制电路38。

对于如此构成的的实施例6涉及的发光二极管驱动装置54中使用的发光二极管驱动用半导体装置，使用于Buck转换器结构的发光二极管驱动装置，但是，也可以将所述的发光二极管驱动用半导体装置使用于反激式转换器结构的发光二极管驱动装置。

而且，也能够实现与实施例1的效果同样的效果。

以上，对于发光二极管的驱动方法及半导体装置，根据实施例进行了说明，但是，本发明，不仅限于所述实施例。

例如，也可以将所述的实施例中Buck转换器结构的发光二极管驱动装置中使用的发光二极管驱动装置使用于反激式转换器结构的发光二极管驱动装置。

另外，在不脱离本发明的主旨的情况下，将本领域技术人员所能够想到的各种变形执行于各实施方式以及变形例的构成，或者对各实施方式以及变形例中的构成要素进行组合后的构成均包含在本发明中。

本实施例涉及的发光二极管驱动装置及半导体装置，能够利用于使用了发光二极管的装置或设备全般，尤其有用于LED灯泡以及LED照明设备。

符号说明

1 整流电路

2 LED 光源

3、432、L23 扼流圈

4、22 整流二极管

5、436、Q21、Q302 开关元件

6、23、29、38 控制电路

7 输出电流检测电路

8、42、43 反馈检测电路

9、18、35、39 开关驱动电路

10 第一电阻

11 第二电阻

12、13、14、34、181、C33 电容器

15、31 恒定电流源

16 误差放大器

17 控制信号变换器

19、41、44 输入电压检测电路

20、21、R31、R32 电阻

24 采样保持电路

25 第一比较器

26 第二比较器

27、45 峰值电流检测值变换器

28 输入峰值检测电路

30 振荡控制电路

32 调节器

33、37 软启动期间发生电路

36 时间测量电路

40 变压器

50、51、52、53、54、100、200、400 发光二极管驱动装置

102 输入电流

103 交流电源期间

104 输入电压波形

105 输入电流波形

106 直流电压

109 控制器

111 负载

113 检测电阻

114 输出端子

115 输入端子

116 电源开关

119 输出电流

180 全波整流器

182 变压器

210 电力生成电路

211 功率因数校正电路

212 直流直流变换电路

213 驱动电路

220 控制电路

221、222 控制IC

225 电流检测电路

230 控制电源电路

250 光源电路

300 反激式转换器

301、352 控制电路

306 LED 光源

350 Buck 转换器

351 驱动电路

402 LED 光源

430 整流部

434 再生用二极管

438 控制部

440 比较器

442 分压电路

Claims (28)

1.一种发光二极管驱动装置，具备：

整流电路，对从交流电源输入的交流电压进行整流，并输出直流电压；

开关元件，该开关元件的输入端子连接于所述整流电路的高电位侧，该开关元件用于将所述直流电压通过或截止；

扼流圈，该扼流圈的一端与所述开关元件的输出端子连接；

输出电流检测电路，连接于所述开关元件的输出端子与所述扼流圈的所述一端之间，并用于检测所述扼流圈中流动的电流；

LED光源，由至少一个以上的发光二极管构成，该发光二极管的阳极端子连接于所述扼流圈的另一端，该发光二极管的阴极端子连接于所述整流电路的低电位侧；

整流二极管，该整流二极管的阳极端子连接于所述整流电路的低电位侧，该整流二极管的阴极端子连接于所述开关元件的输出端子，该整流二极管用于将所述扼流圈中发生的反电动势供给到所述LED光源；

控制电路，将与所述开关元件的输出端子和所述整流二极管的所述阴极端子的连接点相同的电位的电压作为工作基准电压，输出用于控制所述开关元件的切换工作的驱动信号：以及

反馈检测电路，为了接受从所述输出电流检测电路输出的输出反馈信号而与所述输出电流检测电路连接，

所述反馈检测电路，输出反馈模拟信号，按照基于所述输出反馈信号和所述反馈模拟信号的误差的信号，将用于控制所述开关元件的切换的信号输出到所述控制电路。

2.如权利要求1所述的发光二极管驱动装置，

所述输出电流检测电路具有：

第一电阻，连接于所述开关元件的输出端子以及所述扼流圈的一端；

第二电阻，与反馈检测端子和所述扼流圈的一端连接，所述反馈检测端子用于将所述反馈模拟信号从所述反馈检测电路输出；以及

电容器，连接于所述开关元件的输出端子与所述反馈检测电路的反馈检测端子之间，

所述输出反馈信号是，因所述扼流圈中流动的电流而在第一电阻的两端发生的第一电位差，

所述反馈模拟信号是反馈模拟电流，

所述反馈检测电路，向所述控制电路输出控制信号，以使所述第一电位差与因所述反馈模拟电流而在所述第二电阻的两端发生的第二电位差实质上相等。

3.如权利要求2所述的发光二极管驱动装置，

所述反馈检测电路具备：

误差放大器，根据所述第一电位差和所述第二电位差的电压差，对在所述反馈检测端子和所述控制电路的工作基准端子之间发生的电压与所述反馈检测电路的参考电压进行比较；以及

控制信号变换器，根据来自所述误差放大器的输出信号，生成用于控制所述开关元件的控制信号。

4.如权利要求3所述的发光二极管驱动装置，

在因所述第一电位差和所述第二电位差的电压差而在所述反馈检测端子与所述控制电路的工作基准端子之间发生的电压比所述误差放大器的参考电压高的情况下，所述控制电路根据来自所述控制信号变换器的控制信号来进行控制，以使向所述LED光源的能量输出实质上增加，

在因所述第一电位差和所述第二电位差的电压差而在所述反馈检测端子与所述控制电路的工作基准端子之间发生的电压比所述误差放大器的参考电压低的情况下，所述控制电路根据来自所述控制信号变换器的控制信号来进行控制，以使向所述LED光源的能量输出实质上减少。

5.如权利要求3或4所述的发光二极管驱动装置，

所述误差放大器的参考电压，与所述控制电路的工作基准电压实质上相等。

6.如权利要求1至5的任一项所述的发光二极管驱动装置，

所述控制电路，对所述开关元件的开关频率进行控制。

7.如权利要求1至5的任一项所述的发光二极管驱动装置，

所述控制电路，对以一定的频率来工作的所述开关元件的接通时间进行控制。

8.如权利要求1至5的任一项所述的发光二极管驱动装置，

所述控制电路，对以一定的频率来工作的所述开关元件的峰值电流值进行控制。

9.一种发光二极管驱动装置，具备：

整流电路，对从交流电源输入的交流电压进行整流，并输出直流电压；

开关元件，该开关元件的输入端子连接于所述整流电路的高电位侧，该开关元件用于将所述直流电压通过或截止；

扼流圈，该扼流圈的一端与所述开关元件的输出端子连接；

输出电流检测电路，连接于所述开关元件的输出端子与所述扼流圈的一端之间，并用于检测所述扼流圈中流动的电流；

LED光源，由至少一个以上的发光二极管构成，该发光二极管的阳极端子连接于所述扼流圈的另一端，该发光二极管的阴极端子连接于所述整流电路的低电位侧；

整流二极管，该整流二极管的阳极端子连接于所述整流电路的低电位侧，该整流二极管的阴极端子连接于所述开关元件的输出端子，该整流二极管用于将所述扼流圈中发生的反电动势供给到所述LED光源；

控制电路，将与所述开关元件的输出端子和所述整流二极管的阴极端子的连接点相同的电位的电压作为工作基准电压，输出用于控制所述开关元件的切换工作的驱动信号：

反馈检测电路，为了接受从所述输出电流检测电路输出的输出反馈信号而与所述输出电流检测电路连接；以及

输入电压检测电路，检测来自所述整流电路的整流后的输入电压信息，

所述反馈检测电路，输出反馈模拟信号，按照基于所述输出反馈信号和所述反馈模拟信号的误差的信号，将用于控制所述开关元件的开关频率的信号输出到所述控制电路，

所述输入电压检测电路，根据来自所述整流电路的输入电压信息，将用于控制所述开关元件的峰值电流检测值的信号输出到所述控制电路。

10.如权利要求9所述的发光二极管驱动装置，

所述控制电路，对所述开关元件中流动的电流值进行控制，以使由所述整流电路整流后的输入电压与因所述开关元件的切换工作而发生的输入电流实质上成比例。

11.如权利要求9所述的发光二极管驱动装置，

所述输入电压检测电路具备采样保持电路，该采样保持电路，在所述开关元件的切换工作的断开期间，将所述输入电压信息作为采样信号来采样，在所述开关元件的切换工作的接通期间，保持所述采样信号。

12.如权利要求9所述的发光二极管驱动装置，

所述输入电压检测电路具备采样保持电路，该采样保持电路，在所述开关元件的切换工作的关断后的预先设定的采样期间，将所述输入电压信息作为采样信号来采样，在所述采样期间后，保持所述采样信号。

13.如权利要求11或12所述的发光二极管驱动装置，

所述输入电压检测电路具备第一比较器，该第一比较器将切换允许期间信号输出到所述控制电路，该切换允许期间信号是指，在所述采样信号为预先设定的第一基准电平以上时允许所述开关元件的切换工作，在所述采样信号为预先设定的第一基准电平的滞后值以下时禁止所述开关元件的切换工作的信号。

14.如权利要求13所述的发光二极管驱动装置，

所述输入电压检测电路具备第二比较器，该第二比较器，在所述采样信号比第一基准电平高且在预先设定的第二基准电平以下的情况下，将用于将所述开关元件的切换工作的接通期间保持为最小的信号输出到所述控制电路。

15.如权利要求14所述的发光二极管驱动装置，

所述输入电压检测电路具备峰值电流检测值变换器，

该峰值电流检测值变换器，在所述采样信号为预先设定的第二基准电平以上的情况下，按照所述采样信号的电平以第一比率使所述开关元件中流动的峰值电流检测值变化，在所述峰值电流检测值为预先设定的阈值以上的范围内，以被设定为比所述第一比率缓和的第二比率来变化，在所述峰值电流检测值达到预先设定的上限值的情况下，将用于将所述峰值电流检测值保持为上限值的信号输出到所述控制电路。

16.如权利要求10至15的任一项所述的发光二极管驱动装置，

所述输入电压检测电路还具备输入峰值检测电路，该输入峰值检测电路检测所述采样信号的峰值，

所述输入峰值检测电路，在检测出所述采样信号的峰值为预先设定的第一输入峰值基准电平以上的情况下，将预先设定的所述输入电压信息和所述开关元件中流动的电流值的变化的控制比率，从第一控制比率切换为被设定为比所述第一控制比率缓和的第二控制比率，将保持所述第二控制比率的信号输出到所述控制电路。

17.如权利要求16所述的发光二极管驱动装置，

所述输入峰值检测电路的第一输入峰值基准电平具有滞后值，

所述输入峰值检测电路，在检测出所述输入电压信息的峰值为预先设定的第一输入峰值基准电平的滞后值以下的情况下，切换为被设定为比预先设定的用于进行所述输入电压信息和所述开关元件中流动的电流值的控制的第二控制比率陡峭的第一控制比率，将保持所述第一控制比率的信号输出到所述控制电路。

18.如权利要求10至15的任一项所述的发光二极管驱动装置，

所述输入峰值检测电路，在检测出所述采样信号的峰值为预先设定的第一输入峰值基准电平以上的情况下，在下次所述采样信号成为预先设定的第一基准电平以上且所述第一比较器允许所述开关元件的切换工作时，切换为被设定为比预先设定的用于进行所述采样信号和所述开关元件中流动的电流值的控制的第一控制比率缓和的第二控制比率，将保持第二控制比率的信号输出到所述控制电路。

19.如权利要求18所述的发光二极管驱动装置，

所述输入峰值检测电路的第一输入峰值基准电平具有滞后值，

所述输入峰值检测电路，在检测出所述采样信号的峰值为预先设定的第一输入峰值基准电平的滞后值以下的情况下，在下次所述输入电压信息成为预先设定的第一基准电平以上且所述第一比较器允许所述开关元件的切换工作时，切换为被设定为比预先设定的所述采样信号和所述开关元件中流动的电流值的控制的第二控制比率陡峭的第一控制比率，将保持该控制比率的信号输出到所述控制电路。

20.如权利要求16至19的任一项所述的发光二极管驱动装置，

所述输入峰值检测电路具有至少两个以上的输入峰值基准电平和控制比率，

按照所述采样信号的峰值与预先设定的所述多个输入峰值基准值的关系，切换所述采样信号和所述开关元件中流动的电流值的控制比率，将保持所述控制比率的信号输出到所述控制电路。

21.如权利要求1至20的任一项所述的发光二极管驱动装置，

所述控制电路还具有：

恒定电流源，该恒定电流源的一端与所述整流电路连接；

调节器，与所述恒定电流源的另一端连接，在所述恒定电流源的输出电压为规定值以上的情况下，输出启动信号，在所述恒定电流源的输出电压小于规定值的情况下，输出停止信号，并供给所述控制电路的电源电压；以及

软启动期间发生电路，决定所述开关元件开始振荡后经过软启动时间为止的软启动期间，

所述反馈检测电路，

在所述调节器输出启动信号的情况下，将所述反馈模拟信号设定为预先设定的最小值，

在所述开关元件的开关控制开始的情况下，在所述软启动期间中使所述反馈模拟信号逐渐增加。

22.如权利要求21所述的发光二极管驱动装置，

所述软启动期间发生电路决定的软启动期间是，使所述输入电压检测电路的第一比较器决定的所述切换允许期间反复预先设定的所希望的次数的时间。

23.如权利要求22所述的发光二极管驱动装置，

所述控制电路还具有时间测量电路，在所述调节器输出启动信号的情况下，该时间测量电路开始测量时间，

由所述软启动期间发生电路决定的软启动期间由如下的期间之中的任一方来决定，这些期间是指，所述输入电压检测电路的第一比较器决定的所述切换允许期间反复预先设定的所希望的次数的时间、或比所述交流电源的一个周期长且预先设定的所述时间测量电路测量的测量时间。

24.如权利要求23所述的发光二极管驱动装置，

所述峰值电流检测值变换器，将所述峰值电流检测值设定为比预先设定的上限值小的所希望的值，在所述软启动期间中，保持设定的该峰值电流检测值。

25.如权利要求22至24的任一项所述的发光二极管驱动装置，

在所述软启动期间中，所述反馈检测电路反复进行如下的控制，即，在所述调节器输出启动信号的情况下，将所述反馈模拟信号设定为预先设定的最小值，在所述输入电压检测电路的第一比较器决定的切换允许期间中使所述反馈模拟信号逐渐增加，在所述切换允许期间结束的情况下，将所述反馈模拟信号设定为预先设定的最小值。

26.如权利要求2至8的任一项所述的发光二极管驱动装置，具备：

整流电路，对从交流电源输入的交流电压进行整流，并输出直流电压；

负载，包含由至少一个以上的发光二极管构成的LED光源；

能量变换电路，与所述整流电路的高电位侧以及所述负载耦合；

开关元件，该开关元件的输入端子连接于所述能量变换电路的一次侧，该开关元件的输出端子连接于所述整流电路的低电位侧，该开关元件用于将所述直流电压通过或截止；

控制电路，将所述整流电路的低电位侧作为工作基准电压，输出用于控制所述开关元件的切换工作的驱动信号；

输出电流检测电路，连接于所述负载和所述能量变换电路的二次侧的低电位侧，该输出电流检测电路用于检测所述负载中流动的电流；以及

反馈检测电路，为了接受从所述输出电流检测电路输出的输出反馈信号而与所述输出电流检测电路连接，

所述反馈检测电路，输出反馈模拟信号，按照基于所述输出反馈信号和所述反馈模拟信号的误差的信号，将用于控制所述开关元件的切换的信号输出到所述控制电路。

27.如权利要求10至25的任一项所述的发光二极管驱动装置，具备：

整流电路，对从交流电源输入的交流电压进行整流，并输出直流电压；

负载，包含由至少一个以上的发光二极管构成的LED光源；

能量变换电路，与所述整流电路的高电位侧以及所述负载耦合；

开关元件，该开关元件的输入端子连接于所述能量变换电路的一次侧，该开关元件的输出端子连接于所述整流电路的低电位侧，该开关元件用于将所述直流电压通过或截止；

控制电路，将所述整流电路的低电位侧作为工作基准电压，输出用于控制所述开关元件的切换工作的驱动信号；

输出电流检测电路，连接于所述负载和所述能量变换电路的二次侧的低电位侧，该输出电流检测电路用于检测所述负载中流动的电流；

反馈检测电路，为了接受从所述输出电流检测电路输出的输出反馈信号而与所述输出电流检测电路连接；以及

输入电压检测电路，检测来自所述整流电路的整流后的输入电压信息，

所述反馈检测电路，输出反馈模拟信号，按照基于所述输出反馈信号和所述反馈模拟信号的误差的信号，将用于控制所述开关元件的开关频率的信号输出到所述控制电路，

所述输入电压检测电路，根据来自所述整流电路的输入电压信息，将用于控制所述开关元件的峰值电流检测值的信号输出到所述控制电路。

28.一种半导体装置，用于权利要求1至27的任一项所述的发光二极管驱动装置，

至少所述开关元件和所述控制电路和所述反馈检测电路被形成在同一半导体衬底上、或被组装在同一封装体。