CN103716934A - 驱动光源的驱动电路、方法及控制器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种驱动负载的驱动电路、方法及控制器。该驱动电路包含变换器、变压器、第一感应器和第二感应器。变换器接收输入电压并提供调节电压；变压器将调节电压转换为输出电压以为负载供电，当开关工作于第一状态时，流经变换器的第一电流和流经变压器的第二电流流过开关；耦合于开关和第一参考节点间的第一感应器提供指示第一电流和第二电流的组合电流的第一感应信号；耦合于第一参考节点和第二参考节点间的第二感应器提供仅指示第二电流的第二感应信号。本发明的驱动电路、方法及控制器，不仅省去了驱动电路次边的感应器和驱动电路原边与次边之间的隔离器，降低了电路的尺寸和成本，而且校正了驱动电路的功率因数，提高了供电质量。

Description

驱动光源的驱动电路、方法及控制器

技术领域

本发明涉及一种驱动电路，尤其涉及一种驱动光源的驱动电路、方法及控制器。

背景技术

图1所示为一种传统的光源驱动电路100的方框图。该驱动电路100用于驱动光源如发光二极管链108。电源102提供输入电压V_IN为驱动电路100供电。驱动电路100包含降压变换器，该降压变换器在控制器104的控制下为发光二极管链108提供变换后的电压VOUT。该降压变换器包含二极管114、电感112、电容116和开关106。电阻110与开关106串联。当开关106接通，电阻110与电感112以及发光二极管链108耦合，产生指示流经电感112的电流的反馈信号。当开关106断开，电阻110与电感112以及发光二极管链108断开，因而没有电流流经电阻110。

开关106由控制器104控制。当开关106接通，电流流经发光二极管链108、电感112、开关106、电阻110到地。在电感112的作用下电流逐渐增大。当电流增至预设的最大电流值时，控制器104断开开关106。当开关106断开，电流流经发光二极管链108、电感112和二极管114。控制器104在一段时间后再次接通开关106。因此，控制器104根据所述预设的最大电流值控制降压变换器。然而，流经电感112和发光二极管链108的平均电流会受到电感112的电感值、输入电压V_IN以及发光二极管链108两端的电压VOUT的影响，因此难以对流经电感112的平均电流（也即流经发光二极管链108的平均电流）进行精确控制。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于提供一种驱动电路、方法及控制器，以节省驱动电路的尺寸和成本，且使该驱动电路具有更高的功率因数。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种驱动电路，该驱动电路包含变换器、变压器、第一感应器和第二感应器。变换器与交替工作于第一状态和第二状态的开关耦合，用于接收输入电压，并提供调节电压；变压器与变换器和开关耦合，用于将调节电压转换为输出电压，以为负载供电；当所述开关工作于所述第一状态时，流经所述变换器的第一电流和流经所述变压器的第二电流流过所述开关；第一感应器耦合于所述开关和第一参考节点之间，用于提供指示所述第一电流和所述第二电流的组合电流的第一感应信号；第二感应器耦合于所述第一参考节点和第二参考节点之间，用于提供仅指示所述第二电流的第二感应信号。

本发明还提供了一种控制提供给负载的电能的控制器，控制器包括输出端口、保护端口和感应端口。输出端口，用于产生驱动信号以使开关交替工作于第一状态和第二状态，变换器将输入电压变换为调节电压，变压器将所述调节电压转换为输出电压以为负载供电，当所述开关工作于所述第一状态时，流经所述变换器的第一电流和流经所述变压器的第二电流都流过所述开关；保护端口耦合于保护电路，所述保护电路通过监测第一感应器和第二感应器上的总电压来感应所述第一电流和所述第二电流的组合电流，所述第一感应器耦合于所述开关和第一参考节点之间，所述第二感应器耦合于所述第一参考节点和第二参考节点之间；感应端口耦合于所述第一参考节点，通过监测所述第二感应器上的电压来感应所述第二电流，所述控制器根据所述感应端口接收的信号和所述保护端口接收的信号控制所述驱动信号。

本发明还提供了一种控制提供给负载的电能的方法，该方法包括：由变换器将输入电压变换为调节电压；由变压器将所述调节电压转换为输出电压，以为负载供电；根据驱动信号使开关交替工作于第一状态和第二状态，当所述开关工作于所述第一状态时，流经所述变换器的第一电流和流经所述变压器的第二电流都流过所述开关；通过监测第一感应器和第二感应器上的总电压接收指示所述第一电流和所述第二电流的组合电流的第一感应信号，所述第一感应器耦合于所述开关和第一参考节点之间，所述第二感应器耦合于所述第一参考节点和所述第二参考节点之间；通过监测所述第二感应器上的电压接收仅指示所述第二电流的第二感应信号；及根据所述第一感应信号和所述第二感应信号控制所述驱动信号，以调节流经负载的电流。

本发明提供的驱动电路、方法及控制器，不仅省去了驱动电路次边的感应器和驱动电路原边与次边之间的隔离器，降低了电路的尺寸和成本，而且校正了驱动电路的功率因数，提高了供电质量。

附图说明

以下通过对本发明的一些实施例结合其附图的描述，可以进一步理解本发明的目的、具体结构特征和优点。

图1所示为一种传统光源驱动电路的方框图；

图2所示为根据本发明一个实施例的光源驱动电路的方框图；

图3所示为根据本发明一个实施例的光源驱动电路的电路示意图；

图4所示为图3中控制器的结构示意图；

图5所示为图4中控制器的波形图；

图6所示为图3中控制器的另一种结构示意图；

图7所示为图6中控制器生成或接收的信号波形图；

图8所示为根据本发明另一个实施例的光源驱动电路的电路示意图；

图9A所示为根据本发明另一个实施例的光源驱动电路的方框图；

图9B所示为图9A中驱动电路生成或接收的信号波形图；

图10所示为根据本发明再一个实施例的光源驱动电路的电路示意图；

图11所示为图9A中控制器的结构示意图；

图12所示为根据本发明一个实施例的光源驱动电路生成或接收的信号波形图；

图13所示为根据本发明一个实施例的驱动负载的方法流程图；

图14A所示为根据本发明另一个实施例的光源驱动电路的方框图；

图14B所示为图14A中光源驱动电路生成或接收的信号波形图；

图15所示为图14A中光源驱动电路的电路示意图；

图16所示为图14A中控制器的结构示意图；

图17所示为根据本发明另一个实施例的驱动负载的方法流程图；

图18A所示为根据本发明另一个实施例的光源驱动电路的电路示意图；

图18B所示为图18A中光源驱动电路生成或接收的信号波形图；

图19所示为图18A中光源驱动电路生成或接收的信号波形图；

图20所示为图18A中控制器的结构示意图；

图21所示为图18A中控制器生成或接收的信号波形图；

图22所示为根据本发明另一个实施例的电子系统的电路示意图；

图23所示为图22中TRIAC调光器生成或接收的信号波形图；

图24所示为图22中光源驱动电路的电路示意图；

图25所示为图22中控制器的结构示意图；

图26所示为图25中TRIAC监测器的结构示意图；

图27所示为根据本发明另一个实施例的驱动负载的方法流程图。

具体实施方式

以下将对本发明的实施例给出详细的说明。尽管本发明通过这些实施方式进行阐述和说明，但需要注意的是本发明并不仅仅只局限于这些实施方式。相反，本发明涵盖后附权利要求所定义的发明精神和发明范围内的所有替代物、变体和等同物。

另外，为了更好的说明本发明，在下文的具体实施方式中给出了众多的具体细节。本领域技术人员将理解，没有这些具体细节，本发明同样可以实施。在另外一些实例中，对于大家熟知的方法、流程、元件和电路未作详细描述，以便于凸显本发明的主旨。

图2所示为根据本发明一个实施例的光源驱动电路200的方框图。光源驱动电路200包含整流器204。整流器204接收来自电源202的输入电压并为电力变换器206提供调整后的电压。电力变换器206接收调整后的电压并为负载208提供输出电力。电力变换器206可以是降压变换器或者升压变换器。在一个实施例中，电力变换器206包含储能单元214和用于监测储能单元214状况的电流监测器278（比如一个电阻）。电流监测器278为控制器210提供第一信号ISEN。该第一信号ISEN指示流经储能单元214的瞬时电流。光源驱动电路200还包含滤波器212，用于根据第一信号ISEN产生第二信号IAVG。第二信号IAVG指示流经储能单元214的平均电流。控制器210接收第一信号ISEN和第二信号IAVG，并控制流经储能单元214的平均电流，使得该平均电流与目标电流值相等。

图3所示为根据本发明一个实施例的光源驱动电路300的电路示意图。图3中与图2编号相同的部件具有类似的功能。在图3的例子中，光源驱动电路300包含整流器204、电力变换器206、滤波器212和控制器210。整流器204可以是包含二极管D1-D4的桥式整流器。整流器204调整来自电源202的电压。电力变换器206接收整流器204输出的调整后的电压并产生输出电力为负载（如发光二极管链208）供电。

在图3的例子中，电力变换器206是降压变换器。该降压变换器包含电容308、开关316、二极管314、电流监测器218（比如电阻218），相互耦合的电感302和电感304以及电容324。二极管314位于开关316和光源驱动电路300的地之间。电容324与发光二极管链208并联。在一个实施例中，电感302和电感304彼此电磁耦合。电感302和电感304都连接至一个共同节点333。在图3的例子中，共同节点333位于电阻218和电感302之间。然而本发明并不限于此结构，共同节点333也可以位于开关316和电阻218之间。共同节点333为控制器210提供参考地。在一个实施例中，控制器210的参考地和光源驱动电路300的地不同。通过接通和断开开关316，流经电感302的电流可以得到调整，从而调节发光二极管链208的电力。电感304监测电感302的状况，比如，监测流经电感302的电流是否减小到预设的电流值。

电阻218的一端与开关316和二极管314阴极之间的节点相连，另一端与电感302相连。电阻218提供第一信号ISEN，当开关316接通和断开时，该第一信号ISEN均能指示流经电感302的瞬时电流。换言之，不管开关316接通还是断开时，电阻218均能监测流经电感302的瞬时电流。滤波器212与电阻218耦合并提供第二信号IAVG，该第二信号IAVG指示流经电感302的平均电流。在一个实施例中，滤波器212包含电阻320和电容322。

控制器210接收第一信号ISEN和第二信号IAVG，并通过接通或断开开关316使得流经电感302的平均电流等于目标电流值。电容324滤除流经发光二极管链208的电流的波纹，从而使流经发光二极管链208的电流相对平稳并等于流经电感302的平均电流。因此使得流经发光二极管链208的电流与目标电流值相等。此处“与目标电流值相等”是在不考虑电路元件的不理想情况和忽略从电感304传送至控制器210的电力的情况下。

图3的例子中，控制器210的端口包括ZCD、GND、DRV、VDD、CS、COMP和FB。端口ZCD与电感304耦合，用于接收指示电感302状况（比如，流经电感302的电流是否减小到预设的电流值“0”）的监测信号AUX。监测信号AUX也能指示发光二极管链208是否处于开路状态。端口DRV与开关316耦合并产生驱动信号（如脉冲宽度调制信号PWM1）接通或断开开关316。端口VDD与电感304耦合并接收来自电感304的电力。端口CS与电阻218耦合并接收指示流经电感302的瞬时电流的第一信号ISEN。端口COMP通过电容318与控制器210的参考地耦合。端口FB通过滤波器212与电阻218耦合并接收指示流经电感302的平均电流的第二信号IAVG。在图3的例子中，端口GND（也即控制器210的参考地）连接至电阻218、电感302、电感304之间的共同节点333。

开关316可以是N型金属氧化物半导体场效应晶体管（N型MOSFET）。开关316的导通状态由开关316的栅极电压与端口GND的电压（即共同节点333的电压）之间的电压差决定。因此，端口DRV输出的脉冲宽度调制信号PWM1决定了开关316的状态。当开关316接通，控制器210的参考地高于光源驱动电路300的地，使得本发明的电路可以适用于具有较高电压的电源。

当开关316接通，电流流经开关316、电阻218、电感302、发光二极管链208到光源驱动电路300的地。当开关316断开，电流流经电阻218、电感302、发光二极管链208和二极管314。电感304与电感302耦合且能够监测电感302的状况，比如，监测流经电感302的电流是否减小到预设电流值。控制器210根据监测信号AUX、ISEN、和IAVG监测流经电感302的电流，并通过脉冲宽度调制信号PWM1控制开关316，使得流经电感302的平均电流等于预设电流值。所以经过电容324滤波后，流经发光二极管链208的电流也等于预设电流值。

在一个实施例中，控制器210根据监测信号AUX判断发光二极管链208是否处于开路状态。如果发光二极管链208开路，则电容324上的电压增加。当开关316处于断开状态时，电感302两端的电压增大，监测信号AUX的电压也随之增大。其结果是，通过端口ZCD流入控制器210的电流增大。因此，控制器210通过在开关316处于断开状态时监测信号AUX以及流入控制器210的电流是否超过一个电流门限值来判断发光二极管链208是否处于开路状态。

控制器210根据端口VDD的电压判断发光二极管链208是否处于短路状态。如果发光二极管链208短路，当开关316处于断开状态时，因为电感302两端均与光源驱动电路300的地耦合，所以电感302两端的电压减小。电感304两端的电压和端口VDD的电压随之减小。如果当开关316处于断开状态时端口VDD的电压小于一个电压门限值，控制器210判断发光二极管链208处于短路状态。

图4所示为图3中控制器210的结构示意图。图5所示为图4中控制器210的波形图。图4将结合图3和图5进行描述。

在图4的例子中，控制器210包含误差放大器402、比较器404和脉冲宽度调制信号产生器408。误差放大器402根据参考信号SET和第二信号IAVG之间的电压差产生误差信号VEA。参考信号SET指示目标电流值。第二信号IAVG通过端口FB接收，指示流经电感302的平均电流。通过误差信号VEA的作用使得流经电感302的平均电流等于目标电流值。比较器404与误差放大器402耦合，将误差信号VEA和第一信号ISEN进行比较。第一信号ISEN通过端口CS接收，指示流经电感302的瞬时电流。监测信号AUX通过端口ZCD接收，指示流经电感302的电流是否减小到预设电流值（比如减小到0）。脉冲宽度调制信号产生器408与比较器404以及端口ZCD耦合，根据比较器404的输出和监测信号AUX产生脉冲宽度调制信号PWM1。脉冲宽度调制信号PWM1通过端口DRV控制开关316的导通状态。

脉冲宽度调制信号产生器408产生具有第一状态（如逻辑1）的脉冲宽度调制信号PWM1以接通开关316。当开关316接通，电流流经开关316、电阻218、电感302、发光二极管链208到光源驱动电路300的地。流经电感302的电流逐渐增大，使得第一信号ISEN的电压逐渐增大。在一个实施例中，当开关316接通时，监测信号AUX的电压为负值。在控制器210内部，比较器404将误差信号VEA与第一信号ISEN进行比较。当第一信号ISEN的电压超过误差信号VEA的电压，比较器404的输出为逻辑0，否则比较器404的输出为逻辑1。换言之，比较器404的输出为一系列的脉冲。在比较器404输出的下降沿的作用下，脉冲宽度调制信号产生器408产生具有第二状态（如逻辑0）的脉冲宽度调制信号PWM1以断开开关316。当开关316断开，监测信号AUX的电压变为正值。当开关316断开，电流流经电阻218、电感302、发光二极管链208和二极管314。流经电感302的电流逐渐减小，因此第一信号ISEN的电压逐渐减小。当流经电感302的电流减小到预设电流值（如减小到0），监测信号AUX的电压会产生一个下降沿。在监测信号AUX下降沿的作用下，脉冲宽度调制信号产生器408产生具有第一状态（如逻辑1）的脉冲宽度调制信号PWM1以接通开关316。

在一个实施例中，脉冲宽度调制信号PWM1的占空比由误差信号VEA决定。如果第二信号IAVG的电压小于参考信号SET的电压，则误差放大器402增大误差信号VEA的电压以增大脉冲宽度调制信号PWM1的占空比，从而使得流经电感302的平均电流增大，直到第二信号IAVG的电压增大到参考信号SET的电压。如果第二信号IAVG的电压大于参考信号SET的电压，则误差放大器402减小误差信号VEA的电压以减小脉冲宽度调制信号PWM1的占空比，从而使得流经电感302的平均电流减小，直到第二信号IAVG的电压减小到参考信号SET的电压。这样，流经电感302的平均电流能够被调整到与目标电流值相等。

图6所示为图3中控制器210的另一种结构示意图。图7所示为图6中控制器210的波形图。图6将结合图3和图7进行描述。

在图6的例子中，控制器210包含误差放大器602、比较器604、锯齿波信号产生器606、复位信号产生器608和脉冲宽度调制信号产生器610。误差放大器602根据参考信号SET和第二信号IAVG之间的电压差产生误差信号VEA。参考信号SET指示目标电流值。第二信号IAVG通过端口FB接收，指示流经电感302的平均电流。通过误差信号VEA的作用使得流经电感302的平均电流等于目标电流值。锯齿波信号产生器606产生锯齿波信号SAW。比较器604与误差放大器602以及锯齿波信号产生器606耦合，并将误差信号VEA与锯齿波信号SAW进行比较。复位信号产生器608产生复位信号RESET。复位信号RESET作用于锯齿波信号产生器606和脉冲宽度调制信号产生器610。在复位信号RESET的作用下可以使得开关316接通。脉冲宽度调制信号产生器610与比较器604以及复位信号产生器608耦合，并根据比较器604的输出和复位信号RESET产生脉冲宽度调制信号PWM1。脉冲宽度调制信号PWM1通过端口DRV控制开关316的导通状态。

在一个实施例中，复位信号RESET是具有固定频率的脉冲信号。在另一个实施例中，复位信号RESET是使得开关316处于断开状态的时间为常数的脉冲信号。比如，在图7中，复位信号RESET使得脉冲宽度调制信号PWM1为逻辑0的时间为常数。

在复位信号RESET的脉冲的作用下，脉冲宽度调制信号产生器610产生具有第一状态（如逻辑1）的脉冲宽度调制信号PWM1以接通开关316。当开关316接通，电流流经开关316、电阻218、电感302、发光二极管链208到光源驱动电路300的地。在复位信号RESET的脉冲的作用下，锯齿波信号产生器606产生的锯齿波信号SAW的电压从初始值INI开始增大。当锯齿波信号SAW的电压增大到误差信号VEA的电压，脉冲宽度调制信号产生器610产生具有第二状态（如逻辑0）的脉冲宽度调制信号PWM1以断开开关316，并且锯齿波信号SAW的电压被复位到初始值INI。直到复位信号RESET的下一个脉冲到来时，锯齿波信号SAW的电压才从初始值INI又开始增大。

在一个实施例中，脉冲宽度调制信号PWM1的占空比由误差信号VEA决定。如果第二信号IAVG的电压小于参考信号SET的电压，则误差放大器602增大误差信号VEA的电压以增大脉冲宽度调制信号PWM1的占空比，从而使得流经电感302的平均电流增大，直到第二信号IAVG的电压增大到参考信号SET的电压。如果第二信号IAVG的电压大于参考信号SET的电压，则误差放大器602减小误差信号VEA的电压以减小脉冲宽度调制信号PWM1的占空比，从而使得流经电感302的平均电流减小，直到第二信号IAVG的电压减小到参考信号SET的电压。这样，流经电感302的平均电流能够被调整到与目标电流值相等。

图8所示为根据本发明另一个实施例的光源驱动电路光源驱动电路800的电路示意图。图8中与图2、图3编号相同的部件具有类似的功能。

控制器210的端口VDD通过开关804接收整流器204输出的调整后的电压。位于开关804和控制器210参考地之间的齐纳二极管802保持端口VDD的电压基本恒定。图8的例子中，控制器210的端口ZCD与电感302耦合，接收指示电感302状况的监测信号AUX。监测信号AUX可以指示流经电感302的电流是否减小到预设电流值（比如是否减小到0）。共同节点333为控制器210提供参考地。

综上所述，本发明提供了一种控制电力变换器以对负载供电的电路。在一个实施例中，电力变换器为负载（比如发光二极管链）提供直流电流。在另外一个实施例中，电力变换器为电池提供直流的充电电流。与图1中的传统电路相比，本发明的电路提供给负载或电池的电流可以得到更精确的控制。而且本发明的电路可以适用于具有较高电压的电压源。

图9A所示为根据本发明另一个实施例的光源驱动电路900的方框图。图9A中与图2、图3编号相同的部件具有类似的功能。在一个实施例中，光源驱动电路900包括与电源202耦合的滤波器920、整流器204、电力变换器906、负载208、锯齿波信号产生器902和控制器910。电源202产生交流输入电压V_AC(比如，V_AC具有正弦波信号)和交流输入电流I_AC。交流输入电流I_AC流入滤波器920。电流I_AC’从滤波器920流出，并流入整流器204。整流器204通过滤波器920接收交流输入电压V_AC，并在电源线912上提供整流电压V_IN和整流电流I_IN。电源线912耦合于整流器204和电力变换器906之间。电力变换器906将整流电压V_IN转换成输出电压V_OUT，为负载208提供电能。控制器910与电力变换器906耦合，用于控制电力变换器906，以调节流过负载208的电流I_OUT，并校正驱动电路900的功率因数。

控制器910产生驱动信号962。在一个实施例中，电力变换器906包括开关316。驱动信号962控制开关316，从而调节流经负载208的电流I_OUT。电力变换器906还生成指示流经负载208的电流I_OUT的第二信号I_AVG。

在一个实施例中，与控制器910耦合的锯齿波信号产生器902，根据驱动信号962生成锯齿波信号960。例如，驱动信号962可以是脉冲宽度调制信号。在一个实施例中，当驱动信号962为逻辑高电平时，锯齿波信号960增加；当驱动信号962为逻辑低电平时，锯齿波信号960降低到预设电压值(比如降低到0V)。

有利的是，控制器910根据锯齿波信号960和第二信号IAVG产生驱动信号962。驱动信号962控制开关316，使流经负载208的电流I_OUT保持在目标电流值，以提高电流控制的精确性。另外，驱动信号962控制开关316，调节整流电流I_IN的平均电流I_{IN_AVG}与整流电压V_IN实质同相，以校正驱动电路900的功率因数。本申请中，实质同相指两波形理论上同相位，然而在实际应用中，由于电路中电容的存在，造成两波形存在细微的相差。驱动电路900的工作原理将在图9B中进一步描述。

图9B所示为根据本发明的一个实施例图9A中的驱动电路900中的信号的波形图，图9B将结合图9A描述。图9B描述了交流输入电压V_AC、整流电压V_IN、整流电流I_IN、整流电流的平均电流I_{IN_AVG}、电流I_AC'和交流输入电流I_AC的波形。

为了描述的方便，交流输入电压V_AC为（不局限于）正弦波形。整流器204整流交流输入电压V_AC。在图9B的实施例中，整流电压V_IN具有整流后的正弦波形，即，交流输入电压V_AC的正向波形保留，其负向波形转换成对应的正向波形。

在一个实施例中，控制器910产生的驱动信号962控制整流电流I_IN。整流电流I_IN从一个预设值（如0安培）开始增加。当整流电流I_IN达到与整流电压V_IN成比例的一个值之后，整流电流I_IN降到预设值。如图9B所示，整流电流I_IN的平均电流I_{IN_AVG}的波形与整流电压V_IN的波形实质同相。

整流电流I_IN从整流器204流出并流入电力变换器906。整流电流I_IN是流入整流器204的电流I_AC’整流后的电流。如图9B所示，当交流输入电压V_AC为正值时，电流I_AC’的正向波形与整流电流I_IN的正向波形类似；当交流输入电压V_AC为负值时，电流I_AC’的负向波形与整流电流I_IN的波形对应。

在一个实施例中，通过采用耦合于电源202和整流器204之间的滤波器920，交流输入电流I_AC与电流I_AC’的平均值相等或成比例。因此，如图9B所示，交流输入电流I_AC的波形与交流输入电压V_AC的波形实质同相。理论上，交流输入电流I_AC与交流输入电压V_AC同相。然而，在实际应用中，由于滤波器920和电力变换器906中存在电容，交流输入电流I_AC与交流输入电压V_AC之间可能存在细微的相差。此外，交流输入电流I_AC与交流输入电压V_AC波形也大致相似。因此，驱动电路900的功率因数得到了校正，从而提高了驱动电路900的供电质量。

图10所示为根据本发明的再一个实施例的光源驱动电路1000的电路示意图。图10中与图2、图3和图9A编号相同的部件具有类似的功能。图10将结合图4、图5和图9A进行描述。

在图10的例子中，驱动电路1000包含耦合于电源202的滤波器920、整流器204、电力变换器906、负载208、锯齿波信号产生器902和控制器910。在一个实施例中，负载208包含发光二极管光源208（如发光二极管链）。本发明并不局限于此，负载208可以包含其他类型的光源或者其他类型的负载（如电池组）。滤波器920可以是（不局限于）包含一对电感和一对电容的电感-电容滤波器。在一个实施例中，控制器910包含多个端口，比如ZCD端口、GND端口、DRV端口、VDD端口、FB端口、COMP端口和CS端口。

在一个实施例中，电力变换器906包含耦合于电源线912的输入电容1008。输入电容1008减少整流电压V_IN的纹波，以平滑整流电压V_IN的波形。在一个实施例中，电容1008具有相对较小的电容值（例如，小于0.5微法拉），以帮助消除或减小整流电压V_IN波形的畸变。另外，在一个实施例中，由于电容1008较小，流经电容1008的电流可以忽略。因此，当开关316接通时，流经开关316的电流I₂₁₄与从整流器204流出的整流电流I_IN大致相等。

电力变换器906与图3中的电力变换器206的操作类似。在一个实施例中，储能单元214包含电感302和电感304，电感302电磁耦合于电感304。电感302与开关316和发光二极管光源208耦合。因此，根据开关316的导通状态，电流I₂₁₄流经电感302。更具体的，在一个实施例中，控制器910在DRV端口上产生驱动信号962（如脉冲宽度调制信号），以控制开关316接通或断开。当开关316闭合，电流I₂₁₄从电源线912流出，流经开关316和电感302，并且电流I₂₁₄在开关316处于闭合状态时不断增加。电流I₂₁₄可以由公式（1）得出：

△I₂₁₄=(V_IN–V_OUT)*T_ON/L₃₀₂             (1)

其中，T_ON表示开关316导通的时间，△I₂₁₄表示电流I₂₁₄的变化量，L₃₀₂表示电感302的电感值。在一个实施例中，控制器910控制驱动信号962，使得T_ON为一个恒定值。所以，若输出电压V_OUT基本恒定，在T_ON时间间隔内，电流I₂₁₄的变化量△I₂₁₄与整流电压V_IN成比例。在一个实施例中，当电流I₂₁₄降低到预设值（如0安培）时，开关316闭合。因此，电流I₂₁₄的峰值与整流电压V_IN成比例。

当开关316断开时，电流I₂₁₄从地流出，并流经二极管314和电感302，流进发光二极管光源208。相应的，电流I₂₁₄根据公式（2）降低：

△I₂₁₄=(-V_OUT)*T_OFF/L₃₀₂                 (2)

其中，T_OFF表示开关316的关断时间。

在一个实施例中，当开关316导通时，电流I_IN与电流I₂₁₄相等，当开关管316断开时，电流I_IN等于0安培。

电感304感应电感302的状况，例如，流经电感302的电流是否下降到预设电流值，例如零安培。结合图5所述，在一个实施例中，在开关316闭合时，监测信号AUX为低电平，当开关316断开时，监测信号AUX为高电平。当流经电感302的电流I₂₁₄降低到预设电流值，监测信号AUX的电压产生一个下降沿。控制器910的ZCD端口耦合于电感304，用来接收监测信号AUX。

在一个实施例中，电力变换器906包含输出滤波器1024。输出滤波器1024可以是具有相对较大容值的电容（比如，大于400微法拉）。所以，流经发光二极管光源208的电流I_OUT表示电流I₂₁₄的平均值。

电流监测器218产生指示流经电感302的电流的第一信号ISEN。在一个实施例中，滤波器212为包含电阻320和电容322的电阻-电容滤波器。滤波器212去除第一信号ISEN中的纹波，以产生第二信号IAVG。所以，在图10的实施例中，第二信号IAVG表示流经发光二极管光源208的电流I_OUT。控制器910的端口FB用于接收第二信号IAVG。

锯齿波信号产生器902耦合于端口DRV和端口CS。锯齿波信号产生器902根据端口DRV的驱动信号962在端口CS上产生锯齿波信号960。例如，锯齿波信号产生器902包含耦合于端口DRV和端口CS之间且相互并联的电阻1016和二极管1018，还包含耦合于端口CS和地之间且相互并联的电阻1012和电容1014。工作时，锯齿波信号960根据驱动信号962而变化。更具体的，在一个实施例中，驱动信号962为脉冲宽度调制信号。当驱动信号962为逻辑高电平时，电流I1从端口DRV流出，经过电阻1016，流入电容1014。因此，电容1014被充电，锯齿波信号960的电压V₉₆₀增加。当驱动信号962为逻辑低电平时，电流I2从电容1014流出，经过二极管1018，并流入端口DRV。因此，电容1014放电，电压V₉₆₀降低到0伏特。锯齿波信号产生器902还可以包含其他组件，并不局限于图10所示的实施例。

在一个实施例中，控制器910集成在一个集成电路芯片上。电阻1016和1012、二极管1018以及电容1014为该集成电路芯片的外围电路组件。在另一个实施例中，锯齿波信号产生器902和控制器910也可以集成在一个集成电路芯片上。在该实施例中，可以省略端口CS，从而减小了驱动电路1000的尺寸和成本。电力变换器906还可以具有其他结构，并不局限于图10所示的实施例。

图11所示为根据本发明的实施例的图9A中控制器910的结构示意图。图11中与图4和图9A编号相同的部件具有类似的功能。图11将结合图4、图5、图9A和图10进行描述。

在一个实施例中，控制器910与图4中的控制器210有相似的结构，不同之处在于，端口CS接收锯齿波信号960而不是第一信号ISEN。控制器910根据锯齿波信号960、第二信号IAVG和监测信号AUX产生驱动信号962。控制器910包括误差放大器402、比较器404和脉宽调制信号产生器408。误差放大器402根据第二信号IAVG和表示目标电流值的参考信号SET之间的差值，产生误差信号VEA。比较器404比较锯齿波信号960和误差信号VEA，以产生比较信号S。脉冲宽度调制信号产生器408根据比较信号S和监测信号AUX产生驱动信号962。

在一个实施例中，当监测信号AUX表示流经电感302的电流I₂₁₄降到预设值（如0安培）时，驱动信号962切换至第一电平（如逻辑高电平），以闭合开关316。当锯齿波信号960达到误差信号VEA时，驱动信号962切换至第二电平（如逻辑低电平），以断开开关316。有利的是，由于端口CS接收锯齿波信号960而不是第一信号ISEN，流经电感302的电流I₂₁₄的峰值不会受限于误差信号VEA。因此，如公式（1）所述，流经电感302的电流I₂₁₄根据整流电压V_IN改变。例如，电流I₂₁₄的峰值与整流电压V_IN成比例而不是与误差信号VEA成比例。

控制器910控制驱动信号962，以使电流I_OUT保持在由参考信号SET表示的目标电流值。例如，如果电流I_OUT大于目标电流值（如由于整流电压V_IN的变化），误差放大器402减小误差信号VEA，以缩短开关316闭合的时间T_ON。所以，电流I₂₁₄的平均电流降低，以减小电流I_OUT。同样的，如果电流I_OUT小于目标电流值，控制器910延长开关316闭合的时间T_ON，以增大电流I_OUT。

图12所示为根据本发明的实施例的光源驱动电路（如驱动电路900或1000）生成或接收的信号波形图。图12将结合图4、图9A、图9B和图10进行描述。图12描述了整流电压V_IN、整流电流I_IN、整流电流I_IN的平均电流I_{IN_AVG}、流经发光二极管光源208的电流I_OUT、表示流经电感302的电流I₂₁₄的第一信号ISEN、误差信号VEA、锯齿波信号960和驱动信号962。

如图12所示，整流电压V_IN是整流后的正弦波信号。在t1时刻，驱动信号962变为逻辑高电平。因此，开关316闭合，表示流经电感302的电流I₂₁₄的第一信号ISEN增加。同时，锯齿波信号960根据驱动信号962增加。

在t2时刻，锯齿波信号960增加到误差信号VEA。相应的，控制器910调节驱动信号962为逻辑低电平，锯齿波信号960降到0伏特。驱动信号962断开开关316，因此，第一信号ISEN下降。换言之，锯齿波信号960和误差信号VEA决定了驱动信号962逻辑高电平的时间T_ON。

在t3时刻，电流I₂₁₄降低到预设电流值（如0安培），由此，控制器910调节驱动信号962为逻辑高电平，以闭合开关316。

在一个实施例中，在整流电压V_IN的一个周期内，流经发光二极管光源208的电流I_OUT与电流I₂₁₄的平均值相等或成比例。结合图11的描述，控制器910调节电流I_OUT至由参考信号SET表示的目标电流值。另外，如图12所示，表示电流I₂₁₄的第一信号ISEN在t1至t4期间与t5至t6期间具有相同的波形。所以，电流I₂₁₄在t1至t4期间的平均值与在t5至t6期间的平均值相等。因此，电流I_OUT保持在目标电流值。在一个实施例中，T_ON由锯齿波信号960和误差信号VEA决定。由于在驱动信号962的每个周期内，锯齿波信号960从0伏特上升到误差信号VEA的时间都是相等的，所以T_ON是恒定的。根据公式（1），在T_ON时间内，电流I₂₁₄的变化量△I₂₁₄与整流电压V_IN成比例。所以，如图12所示，第一信号ISEN的峰值与输入电压V_IN成比例。

在一个实施例中，当开关316闭合时，电流I_IN的波形与电流I₂₁₄的波形相类似，当开关316断开时，电流I_IN等于0安培。在t1至t6时间段内，整流电流I_IN的平均电流I_{IN_AVG}与整流电压V_IN实质同相。结合图9B所描述的，输入电流I_AC与输入电压V_AC实质同相，从而校正了驱动电路900的功率因数，进而提高了供电质量。

图13所示为根据本发明的实施例的用于驱动负载的驱动电路（例如，用于驱动发光二极管光源208的驱动电路900或1000）的方法流程图1300。图13将结合图9A至图12进行描述。图13所涵盖的具体步骤仅作为示例。也就是说，本发明也适用于执行其他合理的步骤或对图13进行改进的步骤。

在步骤1302中，接收输入电压（例如，整流电压V_IN）和输入电流（例如，整流电流I_IN）。在步骤1304中，输入电压被转换成输出电压，为负载（例如，发光二极管光源）提供电能。在步骤1306中，根据驱动信号（例如，驱动信号962）控制流经储能单元（例如，储能单元214）的电流，以调节流经负载的电流。

在步骤1308中，接收表示流经负载的电流的第一感应信号（例如，第二信号IAVG）。在一个实施例中，第一感应信号由表示流经储能单元电流的第二感应信号（例如，第一信号ISEN）滤波而得到。在步骤1310中，根据驱动信号产生锯齿波信号。

在步骤1312中，由锯齿波信号和第一感应信号控制驱动信号，以调节流经负载的电流至目标电流值，并通过控制输入电流的平均电流与输入电压实质同相，以校正驱动电路的功率因数。在一个实施例中，根据第一感应信号和参考信号的差值产生误差信号，参考信号表示流经发光二极管光源的目标电流值。比较锯齿波信号和误差信号，并接收指示储能单元状况的监测信号。若监测信号指示流经储能单元的电流降低到预设值时，切换驱动信号到第一状态，并根据锯齿波信号和误差信号的比较值，切换驱动信号到第二状态。当驱动信号处于第一状态，增加流经储能单元的电流，驱动信号处于第二状态时，减小流经储能单元的电流。在一个实施例中，若流经发光二极管光源的电流保持在目标电流值，则锯齿波信号从预设值增加到误差信号的时间是恒定的。

图14A所示为根据本发明另一个实施例的光源驱动电路1400的方框图。图14A中与图2、图3和图9A编号相同的部件具有类似的功能。图14B所示为根据本发明一个实施例的光源驱动电路1400生成或接收的信号波形图。图14A和图14B将结合图9A和图9B进行描述。

在图14A的例子中，光源驱动电路1400包括与电源202耦合的滤波器920、整流器204、电力变换器1406、光源1408和控制器1410。电源202产生交流输入电压V_AC（比如，V_AC具有正弦波信号）和交流输入电流I_AC。交流输入电流I_AC流入滤波器920。电流I_AC’从滤波器920流出，并流入整流器204。整流器204通过滤波器920接收交流输入电压V_AC，并在电源线912上提供整流电压V_IN和整流电流I_IN。电源线912耦合于整流器204和电力变换器1406之间。

在一个实施例中，电力变换器1406包含电压变换器1420、变压器1422和开关1424。电压变换器1420接收整流电压V_IN，并过滤整流电压V_IN产生调节电压V_REG。例如，电压变换器1420过滤了整流电压V_IN的高频谐波分量。因此，如图14B所示，调节电压V_REG的波形比整流电压V_IN的波形更加稳定。变压器1422将调节电压V_REG转换为输出电压V_OUT，以为光源1408提供电能。因此，输出电压V_OUT的波形不会受到整流电压V_IN（比如正弦波）变化的影响。相应的，由于减小或消除了因整流电压V_IN的变化而引起的流经光源1408的输出电流I_OUT的纹波，从而进一步降低了光源1408发光的行频干扰。

控制器1410产生驱动信号1462以使开关1424交替工作于第一状态（例如，导通状态）或第二状态（例如，关断状态），从而进一步控制流入电压变换器1420的整流电流I_IN和流经光源1408的输出电流I_OUT。在一个实施例中，变压器1422提供指示输出电流I_OUT的感应信号1464。基于感应信号1464，控制器1410控制开关1424的导通时间T_ON和关断时间T_OFF的比值，以调节输出电流I_OUT至目标电流值。

在一个实施例中，当开关1424工作在第一状态时，整流电流I_IN增大，当开关1424工作在第二状态时，整流电流I_IN减小。控制器1410控制第二状态的持续时间，以使整流电流I_IN减小到预设值（例如，地电位）。控制器1410还控制第一状态的持续时间，以使整流电流I_IN从预设值增大到与整流电压V_IN成比例的峰值。据此，整流电流I_IN的平均电流I_{IN_AVG}与整流电压V_IN实质同相。类似于图9B中的讨论，交流输入电流I_AC与交流输入电压V_AC实质同相。理想情况下，交流输入电压V_AC和交流输入电流I_AC是同相的。然而，在实际应用中，由于滤波器920和电力变换器1406中存在电容，交流输入电流I_AC与交流输入电压V_AC之间可能存在细微的相差。此外，交流输入电流I_AC的波形和交流输入电压V_AC的波形也大致相似。因此，校正了光源驱动电路1400的功率因数。

有利的是，通过使开关1424在第一状态和第二状态之间进行切换，光源驱动电路1400的功率因数被校正，且输出电流I_OUT被调节至目标电流值。因此，光源驱动电路1400的供电质量和电流控制的精度均得到提高。由于只采用了单个开关1424，降低了光源驱动电路1400的尺寸和成本。

图15所示为根据本发明一个实施例的光源驱动电路1500的电路示意图。图15中与图2、图3、图9A和图14A编号相同的部件具有类似的功能。图15将结合图14A和图14B进行描述。在一个实施例中，控制器1410包含多个端口，例如端口VIN、端口COMP、端口GND、端口DRV、端口ZCD和端口FB。

在一个实施例中，电压变换器1420包含电感1512、二极管D15、二极管D16和电容C15。变压器1422可为反激式变换器，包含初级绕组1504、次级绕组1506、辅助绕组1508和磁芯1502。与二极管D16和初级绕组1504耦合的开关1424交替工作于第一状态（比如导通状态）和第二状态（比如关断状态），以控制流经电感1512的整流电流I_IN和流经发光二极管光源1408的输出电流I_OUT。

在一个实施例中，控制器1410产生驱动信号1462（比如脉冲宽度调制信号），以控制开关1424。更具体地说，在一个实施例中，当驱动信号1462具有逻辑高电平时（比如在导通状态期间），开关1424导通，二极管D15反向偏置，且二极管D16正向偏置。调节电压V_REG给变压器1422供电。电流I_PRI流经初级绕组1504、开关1424和地。电流I_PRI增大以将电能储存在磁芯1502中。此外，整流电流I_IN流经电感1512、二极管D16和开关1424，且整流电流I_IN增大以为电感1512充电，整流电流I_IN可以由式（3）得出：

△I_IN=V_IN*T_CH/L₁₅₁₂                  (3)

其中，T_CH表示在开关1424的导通状态期间电感1512的充电时间。△I_IN表示整流电流I_IN的变化量，L₁₅₁₂表示电感1512的电感值。在一个实施例中，当开关1424导通时，电感1512的充电时间T_CH等于开关1424的导通时间T_ON。

当驱动信号1462具有逻辑低电平（比如在关断状态期间）时，开关1424断开，二极管D15正向偏置，二极管D16反向偏置。变压器1422放电为发光二级管光源1408提供电能。因此，流经次级绕组1506的电流I_SE减小。此外，整流电流I_IN流经电感1512、二极管D15和电容C15，且整流电流I_IN减小，以为使得电感1512放电，如式（4）所示：

△I_IN=(V_IN–V_REG)*T_DISCH/L1512       (4)

其中，T_DISCH表示在开关1424的关断状态期间电感1512的放电时间。由于当整流电流I_IN减小到零安培时，电感1512停止放电，因此，电感1512的放电时间T_DISCH与开关1424的关断时间T_OFF不同。

在一个实施例中，电感1512和电容C15构成电感-电容滤波器。电感-电容滤波器过滤整流电压V_IN的高频谐波分量。因此，减少了调节电压V_REG波形中由于整流电压V_IN的变化所导致的纹波。变压器1422将调节电压V_REG转换为输出电压V_OUT，因此，输出电压V_OUT也不受整流电压V_IN变化的影响。

在一个实施例中，辅助绕组1508通过端口ZCD与控制器1410耦合。辅助绕组1508提供电流监测信号1466，电流监测信号1466指示电流I_SE是否下降到预设值（比如零安培）。控制器1410的端口FB接收感应信号1464，感应信号1464指示流经发光二极管光源1408的输出电流I_OUT。在一个实施例中，控制器1410基于包含电流监测信号1466和感应信号1464的多个信号控制驱动信号1462的占空比，以调节输出电流I_OUT至目标电流值。控制器1410的操作将在图16中进一步描述。

在一个实施例中，控制器1410还通过驱动信号1462控制导通时间T_ON和关断时间T_OFF，以校正驱动电路1500的功率因数。更具体地说，在一个实施例中，控制器1410将关断时间T_OFF设置到大于时间阈值T_TH。根据公式（4），电感1512的放电时间可以由式（5）得出：

T_DISCH=△I_IN*L₁₅₁₂/(V_IN–V_REG)                (5)

如图14B所示，△I_IN在驱动信号1462不同的时间周期里可以是不同的。在一个实施例中，时间阈值T_TH的值可以设置为等于或大于电感1512的最大放电时间T_{DISCH_MAX}。因此，开关1424的关断时间T_OFF足以允许整流电流I_IN减小至零安培。此外，控制器1410将导通时间T_ON维持在一个恒定的值。于是，根据式（3），整流电流I_IN从预设值（例如，零安培）增大到与整流电压V_IN成比例的峰值。因此，如图14A和图14B所描述的，校正了驱动电路1500的功率因数，提高了驱动电路1500的供电质量。

图16所示为根据本发明一个实施例的图14A中控制器1410的结构示意图。图16中与图4和图9A编号相同的部件具有类似的功能。图16将结合图4、图5、图10和图11进行描述。

在一个实施例中，控制器1410除了还包含锯齿波信号产生器1602之外，具有与图11中的控制器910类似的结构。锯齿波信号产生器1602产生锯齿波信号1660。在一个实施例中，锯齿波信号产生器1602的操作与图10所示的锯齿波信号产生器902类似。当驱动信号1462导通开关1424时，锯齿波信号1660上升，当驱动信号1462关断开关1424时，锯齿波信号1660下降至零安培。

控制器1410根据包含锯齿波信号1660、感应信号1464和监测信号1466的多个信号产生驱动信号1462。控制器1410还包含误差放大器402、比较器404和脉冲宽度调制（pulse-width modulation,PWM）信号产生器408。误差放大器402放大感应信号1464与指示目标电流值的参考信号SET之间的差值，以产生误差信号VEA。比较器404将锯齿波信号1660与误差信号VEA进行比较，以产生比较信号S。PWM信号产生器408根据比较信号S和监测信号1466产生驱动信号1462。导通时间T_ON对应于锯齿波信号1660从预设值增大到误差信号VEA所用的时间。

在一个实施例中，当监测信号1466指示流经次级绕组1506的电流ISE下降到了预设值（例如，零安培），驱动信号1462具有高电平以导通开关1424。当锯齿波信号1660达到误差信号VEA时，驱动信号1462具有低电平以关断开关1424。

控制器1410控制驱动信号1462，以使输出电流I_OUT保持在由参考信号SET表示的目标电流值。例如，如果输出电流I_OUT大于目标电流值（比如，由不期望的噪声所导致的），误差放大器402减小误差信号VEA以缩短开关1424的导通时间T_ON。因此，驱动信号1462的占空比减小，输出电流I_OUT减小。同样地，如果输出电流I_OUT小于目标电流值，则控制器1410增大驱动信号1462的占空比，以增大输出电流I_OUT。在一个实施例中，如果输出电流I_OUT保持在目标电流值，那么导通时间T_ON维持在一个恒定值。

值得注意的是，虽然以上实施例中是以驱动发光二极管光源1408的驱动电路为例来对本发明进行说明，但本发明并不局限于此，本发明的驱动电路也可以驱动其他负载，例如可以驱动其他类型的光源或者电池组。

图17所示为根据本发明一个实施例的用于驱动负载，例如光源1408，的方法流程图1700。图17将结合图14A至图16进行描述。图17所涵盖的具体步骤仅作为示例。也就是说，本发明也适用于执行其他合理的步骤或对图17进行改进的步骤。

在步骤1702中，接收输入电流（例如，整流电流I_IN）和输入电压（例如，整流电压V_IN）。在步骤1704中，过滤输入电压以提供调节电压（例如，调节电压V_REG）。在步骤1706中，将调节电压转换为输出电压（例如，输出电压V_OUT），为负载（例如光源1408）提供电能。在步骤1708中，产生驱动信号（例如，驱动信号1462）以使开关（例如，开关1424）交替工作于第一状态（例如，导通状态）和第二状态（例如，关断状态）。在第一状态中，输入电流增大；在第二状态中，输入电流减小。

在步骤1710中，控制第一状态的持续时间和第二状态的持续时间，使得输入电流在第二状态期间减小到预设值（比如零安培），且在第一状态期间从预设值增大到与输入电压成比例的峰值。

在步骤1712中，控制第一状态的持续时间和第二状态的持续时间的比值，以调节流经负载（例如光源1408）的输出电流至目标电流值。

图18A所示为根据本发明另一个实施例的光源驱动电路1800的电路示意图。图18A中与图2、图9A编号相同的部件具有类似的功能。图18A将结合图14A进行描述。

在图18A的例子中，光源驱动电路1800包括电源202、滤波器920、整流器204、变换器1820、变压器1822、感应器1838、感应器1842、开关1834、保护电路1836、LED光源1808和控制器1810。电源202产生交流输入电压V_AC（比如，V_AC具有正弦波信号）和交流输入电流I_AC。交流输入电流I_AC流入滤波器920。电流I_AC’从滤波器920流出，并流入整流器204。整流器204通过滤波器920接收交流输入电压V_AC，并提供整流电压V_IN和整流电流I_C至变换器1820。变换器1820提供调节电压V_REG至变压器1822。变压器1822将调节电压V_REG转换为输出电压V_OUT以为光源1808供电。控制器1810控制输出电流I_OUT以保持LED光源1808的亮度为目标值，并控制整流电流I_C以校正光源驱动电路1800的功率因数。在一个实施例中，控制器1810包括多个端口，例如，端口DRV、端口COMP、端口CS、端口FB、端口GND和端口VDD。

在一个实施例中，耦合至开关1834的变换器1820包括电感1512、二极管D15、二极管D16和电容C18。耦合至开关1834的变压器1822可为反激式变压器，包括初级绕组1824、次级绕组1826、辅助线圈1828和磁芯1830。整流器204具有参考地GND1。次级绕组1826具有参考地GND2。控制器1810具有参考地GND3。变换器1820、初级绕组1824、辅助绕组1828、保护电路1836和钳位电路1840与控制器1810共享参考地GND3。在一个实施例中，参考地GND1、GND2和GND3具有不同的参考电压值。

在一个实施例中，控制器1810在端口DRV处产生驱动信号1850，以使开关1834交替工作于第一状态（例如，导通状态）和第二状态（例如，关断状态）。因此，开关1834控制流过变换器1820的整流电流I_C和流过初级绕组1824的电流I_PR，从而控制流过LED光源1808的输出电流I_OUT。

图18B所示为根据本发明一个实施例的光源驱动电路1800生成或接收的信号波形图1860。图18B将结合图18A进行描述。图18B示出了驱动信号1850、流过变换器1820的整流电流I_C、流过初级绕组1824的电流I_PR、感应信号1852、监测信号1854和感应信号1856的波形。

在图18B的例子中，驱动信号1850为PWM信号。在导通时间T_ON内（如时间间隔从t1到t2、从t3到t4，或从t5到t6），驱动信号1850具有第一状态（如高电平）；在关断时间T_OFF内（如时间间隔从t2到t3、或从t4到t5），驱动信号1850具有第二状态（如低电平）。

当驱动信号1850为高电平时，如在导通时间T_ON内，开关1834导通，二极管D15反向偏置，二极管D16正向偏置。变压器1822由调节电压V_REG供电。电流I_PR流过电容C18、初级绕组1824和开关1834。如图18B所示，电流I_PR增大，以从变换器1820传递电能至磁芯1830，如式（6）所示：

△I_PR=V_REG*T_ON/L₁₈₂₄                    (6)

其中，△I_PR表示电流I_PR的变化量，L₁₈₂₄表示初级绕组1824的电感值。电流I_PR在开关1834关断时刻达到峰值I_PK。另外，流过电感1512、二极管D16、开关1834的电流I_C增大以为电感1512充电，如式（7）所示：

△I_C=V_IN*T_ON/L₁₅₁₂                      (7)

其中，△I_C表示电流I_C的变化量，L₁₅₁₂表示电感1512的电感值。因此，当开关1834导通时，电流I_C和电流I_PR都流过开关1834。

当驱动信号1850为低电平时，如在关断时间T_OFF内，开关1834关断，二极管D15正向偏置，二极管D16反向偏置。流过次级绕组1826的电流I_SE下降，以从磁芯1830传递电能至LED光源1808，如式（8）所示：

△I_SE=(-V_OUT)*T_DIS/L₁₈₂₆                 (8)

其中，T_DIS表示电流I_SE下降的时间，L₁₈₂₆表示次级绕组1826的电感值。此外，电流I_C从整流器204流经电感1512、二极管D15和电容C18，并流至参考地GND3。如图18B所示，电流I_C下降，使得电感1512放电，如式（9）所示：

△I_C=(V_IN–V_REG)*T_DISCH/L₁₅₁₂            (9)

其中，T_DISCH表示电感1512的放电时间。由于当电流I_C减小到零安培时，电感1512停止放电，因此，放电时间T_DISCH可以与关断时间T_OFF不同。如图18B所示，放电时间T_DISCH小于关断时间T_OFF。

在一个实施例中，辅助线圈1828提供监测信号1854。监测信号1854指示变压器1822是否工作于预设状态。在一个实施例中，控制器1810的FB端口通过分压器1832耦合至辅助线圈1828，用于接收监测信号1854。例如，分压器1832为串联耦合的电阻R1和R2。更具体地说，在一个实施例中，当开关1834处于关断状态，电流I_SE下降时（例如，在时间T_DIS内），辅助线圈1828两端的电压为正电压值。因此，如图18B所示，监测信号1854具有正电压值V₃。当监测信号1854的电压值为V₃时，其指示变压器1822工作于预设状态。当电流I_SE下降至预设值（例如，零安培），辅助线圈1828两端的电压为零伏特，此时监测信号1854具有电压值V₄（如零伏特）。当开关1834处于导通状态，电流I_PR上升时，辅助线圈1828两端的电压为负电压值，此时监测信号1854具有负电压值V₅。监测信号1854具有电压值V₄或V₅时，均指示变压器1822没有工作于预设状态。

在一个实施例中，感应器1838和1842为一对互相耦合的电阻。有利的是，由于开关1834、参考地GND1、参考地GND3、及感应器1838和1842之间新颖的电学连接，在导通时间T_ON内，即使电流I_C和电流I_PR都流过开关1834，也可提供仅指示电流I_PR的感应信号1852。控制器1810利用感应信号1852来获得关于流过LED光源1808的输出电流I_OUT的信息。因此，光源驱动电路1800次边的感应器和光源驱动电路1800原边与次边之间的隔离器都可省去。

更具体地说，在一个实施例中，感应器1838（如电阻1838）耦合于开关1834和参考地GND1之间。感应器1842（如电阻1842）耦合于参考地GND1和参考地GND3之间。在一个实施例中，由于电阻1838串联耦合于开关1834，在导通时间T_ON内，电流I_C和电流I_PR都流过电阻1838。因此，电阻1838感应电流I_C和电流I_PR的组合电流I_COMBINE。在一个实施例中，参考地GND1还耦合至电流I_C的电流路径。举例来说，电流I_C流过整流器204和电感1512，而不流过电阻1842。然而，由于参考地GND3耦合至电容C18，电流I_PR流过电阻1842。因此，当开关1834导通时，电流IC从整流器204流经电感1512、二极管D16、开关1834、电阻1838、参考地GND1，并流回至整流器204。电流I_PR从电容C18流经初级绕组1824、开关1834、电阻1838、参考地GND1、电阻1842，并流回至电容C18。因此，电阻1838感应组合电流I_COMBINE（例如，组合电流I_COMBINE的电流值等于电流I_C和电流I_PR之和）。另外，电阻1842仅感应电流I_PR。

在一个实施例中，控制器1810的端口CS耦合至参考地GND1。由于控制器1810具有参考地GND3，控制器1810能在端口CS处接收指示电流I_PR的感应信号1852。在一个实施例中，感应信号1852可由电阻1842上的电压表示。在一个实施例中，保护电路1836耦合至开关1834和电阻1838的公共节点，并接收指示组合电流I_COMBINE的感应信号1856。一个实施例中，感应信号1856可由电阻1838和电阻1842上的总电压V_TO表示，如式（10）所示：

V_TO=I_C*R₁₈₃₈+I_PR*(R₁₈₃₈+R₁₈₄₂)                 (10)

其中，R₁₈₃₈表示电阻1838的阻值，R₁₈₄₂表示电阻1842的阻值。在另一个实施例中，保护电路1836包括耦合至电阻1838两端的一对端口。因此，保护电路1836的端口接收仅由电阻1838上的电压表示的感应信号，例如，I_COMBINE*R₁₈₃₈。

如图18B所示，在导通时间T_ON内，电流I_C和电流I_PR均上升。相应地，指示电流I_PR的感应信号1852上升，且指示电流I_C和电流I_PR的组合电流I_COMBINE的感应信号1856上升。在关断时间T_OFF内，电流I_C从电容C18流经电阻1842至参考地GND1。由于感应信号1852的电压值等于电阻1842上的电压，感应信号1852为负值，且与电流I_C成反比。

在一个实施例中，光源驱动电路1800还包括钳位电路1840。钳位电路1840将感应信号1852的电压V₁₈₅₂钳位在预设电压值，以防止电压V₁₈₅₂下降至低于预设阈值V_TH1。在一个实施例中，钳位电路1840包括二极管D17和电阻R3。预设阈值V_TH1可为与二极管D17相关的阈值，如负0.7伏特。如果电压V₁₈₅₂大于V_TH1，二极管D17反向偏置。此时电压V₁₈₅₂由电阻1842上的电压决定。如果电压V₁₈₅₂小于V_TH1，二极管D17正向偏置并导通电流流过二极管D17和电阻R3。由于二极管D17两端产生压降，电压V₁₈₅₂被钳位在预设电压值，如负0.7伏特。因此，在一个实施例中，如18B所示，当电阻1842上的电压小于电压V_TH1时，感应信号1852被钳位在预设电压值V_TH1；当电阻1842上的电压大于电压V_TH1时，感应信号1852与电流I_C呈反比上升。此外，没有电流流过电阻1838。因此，当开关1834关断时，感应信号1856的电压值等于电阻1842上的电压值。

控制器1810通过FB端口接收监测信号1854，并通过端口CS接收指示流过初级绕组1824的电流I_PR的感应信号1852。在一个实施例中，基于感应信号1852和监测信号1854，控制器1810监测流过LED光源1808的输出电流I_OUT。正如图20和图21将进一步描述的，基于感应信号1852和监测信号1854，控制器1810产生方波信号。方波信号的平均电压与输出电流I_OUT成比例。据此，控制器1810产生驱动信号1850来控制开关1834，以调节输出电流I_OUT至目标电流值I_TARGET。

有利的是，控制器1810能够根据由光源驱动电路1800原边电路产生的感应信号1852和监测信号1854来感应输出电流I_OUT。因此，光源驱动电路1800次边的感应电路和耦合于光源驱动电路1800原边与次边之间的隔离电路都可省去，节省了光源驱动电路1800的尺寸和成本。

在一个实施例中，保护电路1836耦合至控制器1810的端口COMP。保护电路1836比较感应信号1856和阈值V_TH2，并根据比较结果将端口COMP处的电压拉至预设电压值，如参考地GND3的电压。更具体地说，在一个实施例中，保护电路1836可为但不限于晶体管（图中未显示），晶体管的栅极接收感应信号1856，漏极耦合至端口COMP，源极耦合至参考地GND3。如果感应信号1856的电压大于阈值V_TH2（例如，与晶体管相关的阈值），晶体管使端口COMP和参考地GND3之间导通。据此，控制器1810控制驱动信号1850，以防止光源驱动电路1800进入过电流状态。在一个实施例中，如果端口COMP处的电压被拉至参考地GND3的电压时，控制器1810保持开关1834处于断开状态，以下将结合图20对其做进一步描述。此时，电流I_C和电流I_PR都被切断。有利的是，感应信号1856指示的是组合电流I_COMBINE而非单独的电流I_C或I_PR。因此，电流I_C或电流I_PR中任意一个的过电流状态都将触发保护电路1836来拉低端口COMP处的电压，以防止光源驱动电路1800损坏。

图19所示为根据本发明一个实施例的光源驱动电路1800生成或接收的信号波形图1900。图19将结合图14B、图18A和图18B进行描述。图19示出了整流电压V_IN，调节电压V_REG，输出电压V_OUT，电流I_C，电流I_C的平均值I_{C_AVG}和驱动信号1850的波形。

正如图18A和图18B所描述的，当开关1834导通时，电流I_C上升。当开关1834关断时，电流I_C下降。电流I_C的波形与图14B中整流电流I_IN的波形相似。因此，与图14B的讨论相似，交流输入电流I_AC与交流输入电压V_AC实质同相。此外，交流输入电流I_AC的波形形状类似于交流输入电压V_AC的波形形状。因此，校正了光源驱动电路1800的功率因数，提高了光源驱动电路1800的供电质量。此外，调节电压V_REG的波形比整流电压V_IN的波形更加稳定。因此，输出电压V_OUT的波形不会受到整流电压V_IN（比如正弦波）变化的影响。相应的，由于减小或消除了因整流电压V_IN的变化而引起的流经光源1408的输出电流I_OUT的纹波，从而进一步降低了光源1808发光的行频干扰。

图20所示为根据本发明一个实施例的图18A所示控制器1810的结构示意图。图20中与图18A编号相同的部件具有类似的功能。图20将结合图18A进行描述。

控制器1810包括信号产生器2050和驱动器2052。信号产生器2050与端口CS和端口FB相连，以接收感应信号1852和监测信号1854。根据感应信号1852和监测信号1854，信号产生器2050产生方波信号2062。驱动器2052根据方波信号2062在端口DRV上产生驱动信号1850，以控制开关1834的导通和关断，从而控制输出电流I_OUT。

在一个实施例中，信号产生器2050包括采集电路2002、状态检测器2004和多路选择器2006。采集电路2002与端口CS相连，以接收感应信号1852。采集电路2002根据电流感应信号1852采集流过初级绕组1824的电流I_PR的峰值I_PK。在一个实施例中，采集电路2002具有采样保持的功能，以产生峰值信号V_PK。也就是说，峰值采集电路2002可以采样电流I_PR的电流值并保持电流I_PR的峰值I_PK。因此，采集电路2002输出与电流I_PR的峰值I_PK成比例的峰值信号V_PK。在一个实施例中，当电流I_PR出现峰值I_PK1以后，峰值信号V_PK恒定为与I_PK1成比例的电压值V_PK1，直至电流I_PR出现另一峰值。

在一个实施例中，多路选择器2006包括具有第一端口、第二端口和第三端口的开关2006。开关2006的第一端口与采集电路2002的输出端相连，用于接收峰值信号V_PK。开关2006的第二端口与参考地GND3相连，用于接收预设电压信号V_PRE，（例如，V_PRE为零伏特）。开关2006的第三端口与驱动器2052的输入端相连，用于提供方波信号2062。在另一个实施例中，开关2006的第二端口也可连接至其他的信号发生器，接收预设恒定参考电压。

状态检测器2004与端口FB相连，以接收监测信号1854。状态检测器2004根据监测信号1854判断变压器1822是否工作于预设状态，并产生开关控制信号2060以控制开关2006。更具体地说，在一个实施例中，当监测信号1854具有电压值V₃时（表示变压器1822工作于预设状态），开关控制信号2060具有第一状态（例如，高电平）。此时，开关2006的第一端口和第三端口导通。由此，方波信号2062等于峰值信号V_PK。当监测信号1854具有电压值V₄或V₅时（表示变压器1822没有工作于预设状态），开关控制信号2060具有第二状态（例如，低电平）。此时，开关2006的第二端口和第三端口导通。由此，方波信号2062等于预设电压信号V_PRE。

图21所示为根据本发明的实施例的图18A所示控制器1810生成或接收的信号波形图。图21将结合图18A、图18B和图20进行描述。图21示出了方波信号2062、电流I_SE、电流I_PR、监测信号1854和驱动信号1850的波形。

在图21的实施例中，驱动信号1850是周期为T_S的PWM信号。在时间间隔T_ON（如t1至t2、t3至t4以及t5至t6）内，驱动信号1850具有第一状态（如高电平）。因此，开关1834处于导通状态。在时间间隔T_OFF（如t2至t3、t4至t5以及t6至t7）内，驱动信号1850具有第二状态（如低电平）。因此，开关1834处于关断状态。

当监测信号1854具有电压值V₃时（表示变压器1822处于预设状态），方波信号2062具有与电流I_PR的峰值I_PK成比例的电压值V_PK，如式（11）所示：

V_PK=A*I_PK                                       (11)

其中，A表示电压值V_PK和峰值I_PK之间的比例因子。当监测信号1854具有电压值V₄或V₅时（表示变压器1822没有工作于预设状态），方波信号2062切换至预设电压值V_PRE（例如，零伏特）。

根据能量守恒原理，在时间间隔T_DIS中流经次级绕组1826的电流I_SE的平均值I_{SE_AVG}与在时间间隔T_ON中流经初级绕组1824的电流I_PR的平均值I_{PR_AVG}成比例，如式（12）表示：

I_{SE_AVG}=I_{PR_AVG}*(N_PR/N_SE)=1/2*I_PK*(N_PR/N_SE)     (12)

其中，N_PR/N_SE表示初级绕组1824和次级绕组1826之间的匝数比。此外，方波信号2062的平均电压V_{SQ_AVG}可由式（13）表示：

V_{SQ_AVG}=V_PK*（T_DIS/T_S)                          (13)

另外，输出电流I_OUT的平均电流I_{OUT_AVG}等于在周期T_S内电流I_SE的平均值I_{SE_AVG}，如式（14）表示：

I_{OUT_AVG}=I_{SE_ AVG}*(T_DIS/T_S)                     (14)

结合式（11）、（12）、（13）和（14），方波信号2062的平均电压V_{SQ_AVG}可表示为：

V_{SQ_AVG}=(2*A/(N_PR/N_SE))*I_{OUT_AVG}                (15)

因此，根据式（15），采用本发明的驱动电路产生的方波信号2052的平均电压V_{SQ_AVG}与流经LED光源1808的输出电流I_OUT的平均电流I_{OUT_AVG}成比例。

回到图20，在一个实施例中，驱动器2052包括运算放大器2012、锯齿波生成器2014、比较器2016和缓冲器2018。在一个实施例中，运算放大器2012包括运算跨导放大器（Operational TransconductanceAmplifier，OTA）2020和电容2022。运算跨导放大器2020的正向输入端接收方波信号2062，反向输入端接收参考信号REF。其中，参考信号REF表示输出电流I_OUT的目标电流值I_TARGET。运算跨导放大器2020根据方波信号2062和参考信号REF之间的差值在输出端产生电流I₂₀₂₀给电容2022充电或放电，从而产生误差信号2064。由于电容2022过滤误差信号2064上的纹波，误差信号2064由方波信号2062的平均电压V_{SQ_AVG}和参考信号REF之间的差值决定。在另一个实施例中，电容2022在控制器1810之外，通过控制器的一个端口与运算跨导放大器2020相连。

锯齿波生成器2014产生锯齿波信号SAW。比较器2016比较误差信号2064和锯齿波信号SAW，并产生比较信号。缓冲器2018接收比较信号，并产生驱动信号1850（例如，脉宽调制信号）。在图20的实施例中，如果方波信号2062的平均电压V_{SQ_AVG}增加，误差信号2064随之增大，锯齿波信号SAW则需要更多的时间增加到误差信号2064。由此，驱动信号1850的占空比减小。同理，如果方波信号2062的平均电压V_{SQ_AVG}减小，驱动信号1850的占空比会增加。

结合图18A和图20，控制器1810和变压器1822组成负反馈环。更具体地说，驱动信号1850的占空比决定了输出电流I_OUT的平均电流I_{OUT_AVG}。并且，方波信号2062的平均电压V_{SQ_AVG}与平均电流I_{OUT_AVG}成比例。此外，方波信号2062的平均电压V_{SQ_AVG}决定了驱动信号1850的占空比。因此，包括控制器1810和变压器1822的负反馈环可以保持方波信号2062的平均电压V_{SQ_AVG}等于参考信号REF，从而将平均电流I_{OUT_AVG}调节至目标电流值I_TARGET。

举例说明，如果方波信号2062的平均电压V_{SQ_AVG}大于参考信号REF（表示输出电流I_OUT的平均电流I_{OUT_AVG}大于目标电流值I_TARGET），则运算放大器2012增大误差信号2064以减小驱动信号1850的占空比，从而降低输出电流I_OUT的平均电流I_{OUT_AVG}，直到方波信号2062的平均电压V_{SQ_AVG}减小到参考信号REF。同理，如果方波信号2062的平均电压V_{SQ_AVG}小于参考信号REF（表示输出电流I_OUT的平均电流I_{OUT_AVG}小于目标电流值I_TARGET），则运算放大器2012减小误差信号2064以增大驱动信号1850的占空比，从而增大输出电流I_OUT的平均电流I_{OUT_AVG}，直到方波信号2062的平均电压V_{SQ_AVG}增大到参考信号REF。这样，输出电流I_OUT的平均电流能够被调整到与目标电流值I_TARGET相等。

正如图18A所讨论的，当光源驱动电路1800处于过电流状态时，保护电路1836将端口COMP处的电压拉至预设电压值，如参考地GND3。如图20所示，如果端口COMP处的电压被拉至GND3，比较器2016和缓冲器2018保持开关1834断开，从而切断电流I_C和电流I_PR。控制器1810可具有其他结构，且不局限于图20的实施例。

图22所示为根据本发明另一个实施例的电子系统2200的电路示意图。图22中与图2、图9A和图18A编号相同的部件具有类似的功能。图22将结合图18A进行描述。

在图22的例子中，电子系统2200包括电源202、双向晶闸管（Triodefor Alternating Current,TRIAC）调光器2204和驱动电路2202。在一个实施例中，驱动电路2202包括滤波器920、整流器204、变换器1820、变压器1822、开关1834、LED光源1808、泄流路径2214、拉低电路2216和控制器2218。电源202在火线和零线间产生交流输入电压V_AC。TRIAC调光器2204将交流输入电压V_AC转换为交流电压V_TRIAC。整流器204通过滤波器920接收交流电压V_TRIAC，并提供整流电压V_IN至变换器1820。变换器1820提供调节电压V_REG至变压器1822。变压器1822将调节电压V_REG转换为输出电压V_OUT以为LED光源1808供电。控制器2218控制输出电流I_OUT以保持LED光源1808的亮度为目标值。

TRIAC调光器2204可为安装在墙上或灯座上的按钮式开关或旋钮式开关。在一个实施例中，TRIAC调光器2204包括耦合于电源202和滤波器920之间的TRIAC器件2206。TRIAC器件2206具有端口A1、端口A2和栅极G。TRIAC调光器2204还包括串联耦合的可变电阻2208和电容2210，以及二端交流（Diode for Alternating Current,DIAC）器件2212。DIAC器件2212的一端耦合至电容2210，另一端耦合至TRIAC器件2206的栅极G。TRIAC器件2206为双向开关，一旦被触发可在任一方向导通电流。TRIAC器件2206可由施加至栅极G的正电流或负电流触发。一旦被触发，TRIAC器件2206将在流过端口A1和端口A2的电流下降至阈值（例如，保持电流I_H）之前保持导通。

图23所示为根据本发明一个实施例的图22中TRIAC调光器2204生成或接收的信号波形图。图23将结合图22进行描述。图23示出了交流输入电压V_AC、TRIAC器件2206端口A1和端口A2间的电压V_A2-A1、流过DIAC器件2212的电流I_DIAC、交流电压V_TRIAC和整流电压V_IN的波形。

在图23的例子中，交流输入电压V_AC具有正弦波波形。在时刻T₀至时刻T₁间，TRIAC器件2206关断，端口A1和端口A2间的电压V_A2-A1随着交流输入电压V_AC的增大而增大。此时，充电电流I_CH流过电阻2208和电容2210，以为电容2210充电。电容2210上的电压据此上升。当电容2210上的电压在时刻T₁达到与DIAC器件2212相关的电压阈值时，DIAC器件2212导通，从而产生施加至TRIAC器件2206的栅极G的电流脉冲。TRIAC器件2206由该电流脉冲触发导通。因此，电流I₁从火线流经TRIAC器件2206、滤波器920、泄流路径2214至零线。另外，电流I₂从火线流经TRIAC器件2206、滤波器920至整流器204。因此，流过TRIAC器件2206的电流I₃等于电流I₁和I₂之和。在时刻T₁至时刻T₂间，泄流路径2214导通电流I₁，以保持流过TRIAC器件2206的电流I₃大于保持电流I_H。因此，在时刻T₁至时刻T₂间，TRIAC器件2206保持导通。所以，在时刻T₁至时刻T₂间，交流电压V_TRIAC的波形与交流输入电压V_AC的波形一致。

在接近交流输入电压V_AC的第一半周期结束的时刻T₂，由于流过TRIAC器件2206的电流I₃下降至低于TRIAC器件2206的保持电流I_H，TRIAC器件2206关断。

在交流输入电压V_AC的第二半周期中，当电容2210上的电压在时刻T₃导通DRIAC器件2212时，TRIAC器件2206再次导通。同理，在时刻T₃至时刻T₄间，交流电压V_TRIAC的波形与交流输入电压V_AC的波形一致。

在一个实施例中，用户可调整可变电阻2208的阻值R₂₂₀₈，例如，旋转TRIAC调光器2204的旋钮以调整可变电阻2208的阻值R₂₂₀₈。可变电阻2208的阻值R₂₂₀₈决定TRIAC器件2206在交流输入电压V_AC的每个半周期中的导通时刻。更具体地说，在一个实施例中，如果可变电阻的阻值R₂₂₀₈增大，在时刻T₀后为电容2210充电的充电电流I_CH的平均值减小。因此，电容2210上的电压需要更多的时间达到与DIAC器件2212相关的电压阈值。所以，TRIAC器件2206的导通时刻被延迟，例如，晚于时刻T₁。同理，如果可变电阻的阻值R₂₂₀₈减小，TRIAC器件2206的导通时刻被提早，例如，早于时刻T₁。因此，通过调整可变电阻2208的阻值R₂₂₀₈，每个半周期中TRIAC器件2206的导通时刻得到相应的调整，例如，导通时刻被延迟或提早。TRIAC调光器2204可具有其他结构，且不局限于图22和图23的实施例。在另一个实施例中，如果可变电阻2208的阻值R₂₂₀₈变化，例如，阻值R₂₂₀₈被用户调整，每个半周期中TRIAC器件2206的关断时刻得到调整。为举例说明，在以下的描述中，TRIAC调光器2204调整TRIAC器件2206的导通时刻。然而，本发明并不局限于此，本发明的TRIAC调光器2204还适用于调整TRIAC器件2206的关断时刻。

在一个实施例中，整流器204可为桥式整流器。整流器204保留交流电压V_TRIAC的正值部分并将交流电压V_TRIAC的负值部分转换为对应的正值，从而产生整流电压V_IN。在某些情况下，由于变换器1820和变压器1822中的容性部件能够存储电能，从而导致整流电压V_IN的波形的扭曲，在交流输入电压V_AC的半周期结束时，整流电压V_IN可能无法降至零伏特。在一个实施例中，控制器2218将指示整流电压V_IN的检测信号2222和阈值电压V_TH3进行比较，并根据比较结果产生拉低信号2220。拉低电路2216响应拉低信号2220将整流电压V_IN拉至预设值，例如，参考地GND1。在一个实施例中，每个半周期结束时（例如，当整流电压V_IN低于阈值电压V_TH3时），整流电压V_IN被拉低。因此，消除或避免了由变换器1820和变压器1822中容性组件造成的整流电压V_IN的波形扭曲。

回到图22，变换器1820、变压器1822和开关1834的操作与图18A中对应部件的操作相似。有利的是，控制器2218接收指示整流电压V_IN的检测信号2222，并据此检测TRIAC器件2206的导通状态。控制器2218根据TRIAC器件2206的导通状态产生驱动信号2250。驱动信号2250使开关1834交替工作于第一状态（例如，导通状态）和第二状态（例如，关断状态），从而调整流过LED光源1808的平均电流。更具体地说，在一个实施例中，控制器2218基于检测信号2222来检测每个周期中TRIAC器件2206的导通时刻。如果可变电阻2208的阻值R₂₂₀₈增大，每个周期中TRIAC器件2206的导通时刻延迟。由此，控制器2218控制开关1834以降低流过LED光源1808的平均电流。同理，如果可变电阻2208的阻值R₂₂₀₈减小，控制器2218控制开关1834以提高流过LED光源1808的平均电流。因此，控制器2218根据TRIAC调光器2204的操作实现了对LED光源1808的调光控制。控制器2218的操作将结合图25做进一步描述。

图24所示为根据本发明一个实施例的图22中的光源驱动电路2202的电路示意图。图22中与图2、图9A、图18A和图22编号相同的部件具有类似的功能。图24将结合图18A和图22进行描述。

除了泄流路径2214、拉低电路2216和控制器2218之外，光源驱动电路2202和图18A中的光源驱动电路1800具有相似的结构。在一个实施例中，泄流路径2214包括串联耦合的电阻R4和电容2402。拉低电路2216包括串联耦合的开关2404和电阻R5。

控制器2218包括多个端口，例如，端口CLP、端口HV、端口DRV、端口COMP、端口CS、端口FB、端口GND和端口VDD。在一个实施例中，控制器2218通过端口CS接收指示电流I_PR的感应信号1852，通过端口COMP接收指示电流I_C和电流I_PR的组合电流I_COMBINE的感应信号1856，通过端口FB接收指示变压器1822是否工作于预设状态的监测信号1854，通过端口HV接收指示整流电压V_IN的检测信号2222，通过端口DRV产生驱动信号2250，并通过端口CLP产生拉低信号2220。

图25所示为根据本发明一个实施例的图22中的控制器2218的结构示意图。图25中与图20和图24编号相同的部件具有类似的功能。图25将结合图20和图24进行描述。

在图25的例子中，控制器2218包括信号产生器2050、TRIAC监测器2502和驱动器2052。驱动器2052耦合于信号产生器2050和TRIAC监测器2502。信号产生器2050产生监测信号（例如，方波信号2062）。监测信号的平均电压与流过LED光源1808的平均电流（例如，平均电流I_{OUT_AVG}）成比例。TRIAC监测器2502根据检测信号2222产生参考信号REF。参考信号REF指示流经LED光源1808的平均电流的目标电流值（例如，目标电流值I_TARGET）。相应地，驱动器2052基于方波信号2062和参考信号REF产生驱动信号2250。与图20的讨论相似，信号产生器2050、驱动器2052和变压器1822组成负反馈环。该负反馈环保持方波信号2062的平均电压等于参考信号REF，从而保持流经LED光源1808的平均电流等于目标电流值I_TARGET。

有利的是，TRIAC监测器2052能够根据TRIAC调光器2204来调整参考信号REF。更具体地说，在一个实施例中，如果检测信号2222指示TRIAC器件2206在每个周期中的导通时刻被提前，则TRIAC监测器2502增大参考信号REF。由此，流过LED光源1808的平均电流增大。同理，如果检测信号2222指示TRIAC器件2206在每个周期中的导通时刻被延迟，则TRIAC监测器2502减小参考信号REF。由此，流过LED光源1808的平均电流减小。控制器2218可具有其他结构，且不局限于图25的实施例。

图26所示为根据本发明一个实施例的图25中的TRIAC监测器2502的结构示意图。图26将结合图25进行描述。在图26的例子中，TRIAC监测器2502包括比较器2602、比较器2606、分压器2610和滤波器2604。在一个实施例中，分压器2610包括串联耦合的电阻R6和电阻R7。分压器2610接收检测信号2222，并提供指示整流电压V_IN的分压信号2608。比较器2606将分压信号2608和阈值电压V_TH4进行比较，并根据比较结果产生方波信号2612。滤波器2604过滤方波信号2612，以产生参考信号REF。

更具体地说，在一个实施例中，在时刻T₁至时刻T₂的导通时间T_{TRI_ON}内，分压信号2608大于阈值电压V_TH4（例如，零伏特），方波信号2612被切换至高电平。在时刻T₂至时刻T₃的关断时间T_{TRI_OFF}内，分压信号2608小于阈值电压V_TH4，方波信号2612被切换至低电平。当TRIAC器件2206的导通时刻发生变化时，方波信号2612的平均电压相应变化。滤波器2604过滤方波信号2612，从而提供与方波信号2612的平均电压成比例的参考信号REF。因此，通过调节参考信号REF可调整流经LED光源1808的平均电流，从而实现了根据TRIAC调光器2204对LED光源1808的调光控制。

此外，比较器2602将指示整流电压V_IN的检测信号2222和阈值电压V_TH3进行比较，以控制端口CLP的拉低信号2220。更具体地说，在一个实施例中，当检测信号2222低于阈值电压V_TH3时，拉低信号2220具有高电平以导通开关2404。当检测信号2222高于阈值电压V_TH3时，拉低信号2220具有低电平以关断开关2404。TRIAC监测器2502可具有其他结构，且不局限于图26的实施例。

值得注意的是，虽然以上实施例中是以驱动发光二极管光源1808的驱动电路为例来对本发明进行说明，但本发明并不局限于此，本发明的驱动电路也可以驱动其他负载，例如可以驱动其他类型的光源或者电池组。

图27所示为根据本发明的实施例的用于驱动负载（例如，LED光源1808）的方法流程图2700。图27将结合图18A至图26进行描述。图27所涵盖的具体步骤仅作为示例。也就是说，本发明也适用于执行其他合理的步骤或对图27进行改进的步骤。

在步骤2702中，由变换器（例如，变换器1820）将输入电压（例如，整流电压V_IN）变换为调节电压（例如，调节电压V_REG）。

在步骤2704中，由变压器（例如，变压器1822）将调节电压转换为输出电压（例如，电压V_OUT），以为负载（例如，LED光源1808）供电。

在步骤2706中，根据驱动信号（例如，驱动信号1850或驱动信号2250）使开关（例如，开关1834）交替工作于第一状态（例如，导通状态）和第二状态（例如，关断状态）。当开关工作于第一状态时，流过变换器的第一电流（例如，电流I_C）和流过变压器的第二电流（例如，电流I_PR）流过开关。在一个实施例中，变压器包括初级绕组（例如，初级绕组1824）和次级绕组（例如，次级绕组1826）。当开关工作于第一状态时，流过初级绕组的第二电流上升。当开关工作于第二状态时，流过次级绕组的第三电流（例如，电流I_SE）下降，直至下降到预设值（例如，零安培）。在一个实施例中，当开关工作于第二状态且第三电流下降时（例如，在时间间隔T_DIS中），变压器工作于预设状态。

在步骤2708中，通过监测第一感应器（例如，电阻1838）和第二感应器（例如，电阻1842）上的总电压来接收指示第一电流和第二电流的组合电流（例如，电流I_COMBINE）的第一感应信号（例如，感应信号1856）。第一感应器耦合于开关和第一参考节点之间。第二感应器耦合于第一参考节点和第二参考节点之间。在一个实施例中，第一参考节点为整流器的参考地，第二参考节点为控制器的参考地，其中整流器用于产生输入电压，控制器用于控制驱动信号。

在步骤2710中，通过监测第二感应器上的电压来接收仅指示第二电流的第二感应信号（例如，感应信号1852）。在一个实施例中，基于第二感应信号提供第一方波信号（例如，方波信号2062）。第一方波信号的平均电压（例如，方波信号的平均电压值V_{SQ_AVG}）与流经负载的平均电流（输出电流I_OUT的平均电流I_{OUT_AVG}）成比例。在一个实施例中，当变压器工作于预设状态时，调节第一方波信号至与第二电流的峰值成比例的第一电压值（例如，电压值V_PK）。当变压器没有工作在预设状态，调节第一方波信号至第二电压值（例如，预设电压值V_PRE）。

在步骤2712中，根据第一感应信号和第二感应信号控制驱动信号以调整流经负载的电流。在一个实施例中，基于第一方波信号控制驱动信号以调整流经负载的平均电流至目标电流值（例如，目标电流值I_TARGET）。在一个实施例中，比较第一感应信号和第一阈值（例如，阈值V_TH2），并根据比较结果将控制器的端口（例如，端口COMP）处的电压拉至预设电压值（例如，参考地GND3）。当该端口处的电压被拉至预设电压值时，控制驱动信号以保持开关工作于第二状态。在一个实施例中，由TRIAC器件（例如，TRIAC器件2206）将交流输入电压（例如，交流输入电压V_AC）转换为交流电压（例如，交流电压V_TRIAC），由整流器（例如，整流器920）将交流电压转换成输入电压（例如，整流电压V_IN）。根据指示输入电压的检测信号（例如，检测信号2222）检测TRIAC器件的导通状态。根据检测信号产生指示流过负载的平均电流的目标电流值的参考信号（例如，参考信号REF）。根据参考信号控制驱动信号，以使开关交替工作于第一状态和第二状态，从而控制流过负载的平均电流。在一个实施例中，根据检测信号检测交流输入电压每个周期中TRIAC器件的导通时刻是否变化。根据该导通时刻的变化调整参考信号。

本发明的实施例提供了驱动负载（例如，发光二极管光源）的驱动电路。驱动电路包含变换器、变压器、第一感应器和第二感应器。变换器接收输入电压并提供调节电压。变压器将调节电压转换为输出电压以给负载供电。当开关工作于第一状态时，流经变换器的第一电流和流经变压器的第二电流都流过开关。耦合于开关和第一参考节点间的第一感应器提供指示第一电流和第二电流的组合电流的第一感应信号。耦合于第一参考节点和第二参考节点间的第二感应器提供仅指示第二电流的第二感应信号。本发明的负载驱动电路、方法及控制器，不仅可省去电路次边的感应器和电路原边与次边之间的隔离器，降低了电路的尺寸和成本，而且校正了电路的功率因数，提高了供电质量。

上文具体实施方式和附图仅为本发明的常用实施例。显然，在不脱离权利要求书所界定的本发明精神和发明范围的前提下可以有各种增补、修改和替换。本领域技术人员应该理解，本发明在实际应用中可根据具体的环境和工作要求在不背离发明准则的前提下在形式、结构、布局、比例、材料、元素、组件及其它方面有所变化。因此，在此披露的实施例仅用于说明而非限制，本发明的范围由所附权利要求及其合法等同物界定，而不限于此前的描述。

Claims (34)

1.一种驱动负载的驱动电路，其特征在于，所述驱动电路包括：

变换器，与交替工作于第一状态和第二状态的开关耦合，所述变换器接收输入电压，并提供调节电压；

耦合于所述变换器和所述开关的变压器，用于将所述调节电压转换为输出电压，以为所述负载供电，当所述开关工作于所述第一状态时，流经所述变换器的第一电流和流经所述变压器的第二电流流过所述开关；

耦合于所述开关和第一参考节点间的第一感应器，用于提供指示所述第一电流和所述第二电流的组合电流的第一感应信号；及

耦合于所述第一参考节点和第二参考节点间的第二感应器，用于提供仅指示所述第二电流的第二感应信号。

2.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述驱动电路还包括：

耦合于所述开关的控制器，用于产生驱动信号以使所述开关交替工作于所述第一状态和所述第二状态；及

耦合于所述控制器的端口的保护电路，用于接收所述第一感应信号，所述保护电路还比较所述第一感应信号和第一阈值，并根据所述比较的结果将所述端口处的电压拉至第一预设电压值。

3.根据权利要求2所述的驱动电路，其特征在于，如果所述端口处的所述电压保持在所述第一预设电压值，所述控制器控制所述驱动信号，以保持所述开关工作于所述第二状态。

4.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，当所述开关工作于所述第一状态时，所述第一电流和所述第二电流都流过所述第一感应器，只有所述第二电流流过所述第二感应器。

5.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述第一参考节点还耦合至所述第一电流的电流路径，所述第一电流不流过所述第二感应器。

6.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述第一感应信号的电压值等于所述第一感应器上的电压和所述第二感应器上的电压之和，所述第二感应信号的电压值等于所述第二感应器上的所述电压。

7.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述驱动电路还包括：

整流器，用于提供所述输入电压；及

控制器，用于产生驱动信号以使所述开关交替工作于所述第一状态和所述第二状态，所述整流器和所述控制器具有不同的参考地，所述第一参考节点为所述整流器的参考地，所述第二参考节点为所述控制器的参考地。

8.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述驱动电路还包括：

耦合于所述开关的控制器，用于产生驱动信号以使所述开关交替工作于所述第一状态和所述第二状态，所述控制器还包括用于接收所述第二感应信号的端口；及

耦合于所述第一参考节点和所述端口之间的钳位电路，如果所述第二感应器上的电压下降至低于第二阈值，所述钳位电路将所述端口处的电压钳位在第二预设电压值。

9.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述驱动电路还包括：

耦合于所述开关的控制器，用于基于所述第二感应信号提供第一方波信号，所述第一方波信号的平均电压与流经所述负载的平均电流成比例，所述控制器基于所述第一方波信号提供驱动信号以控制所述开关，从而控制所述平均电流。

10.根据权利要求9所述的驱动电路，其特征在于，当所述变压器工作于预设状态时，所述第一方波信号具有与所述第二电流的峰值成比例的第一电压值，当所述变压器没有工作在所述预设状态时，所述第一方波信号具有第二电压值。

11.根据权利要求10所述的驱动电路，其特征在于，所述变压器包括初级绕组和次级绕组，在所述开关的所述第一状态中，流经所述初级绕组的所述第二电流上升；在所述开关的所述第二状态中，流经所述次级绕组的第三电流下降，其中，当流经所述次级绕组的所述第三电流下降时，所述变压器工作于所述预设状态。

12.根据权利要求9所述的驱动电路，其特征在于，所述控制器还包括：

驱动器，用于产生所述驱动信号以控制所述开关；

采集电路，用于根据所述第二感应信号采集所述第二电流的峰值，并产生峰值信号，所述峰值信号具有与所述峰值成比例的第一电压值；及

多路选择器，如果所述变压器工作在所述预设状态，所述多路选择器传送所述峰值信号至所述驱动器，如果所述变压器没有工作在所述预设状态，所述多路选择器传送预设信号至所述驱动器，所述预设信号具有第二电压值。

13.根据权利要求9所述的驱动电路，其特征在于，所述控制器和所述变压器构成负反馈环，所述负反馈环保持所述第一方波信号的所述平均电压等于参考信号，以保持流经所述负载的所述平均电流等于目标电流值。

14.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述输入电压根据双向晶闸管调光器输出的交流电压产生，所述双向晶闸管调光器用于接收交流输入电压，所述双向晶闸管调光器的双向晶闸管器件在所述交流输入电压的每个周期中交替地导通和关断，以产生所述交流电压，所述驱动电路还包括：

控制器，用于接收指示所述输入电压的检测信号，所述控制器根据所述检测信号检测所述双向晶闸管器件的导通状态，并根据所述导通状态产生驱动信号，所述驱动信号使所述开关交替工作于所述第一状态和所述第二状态。

15.根据权利要求14所述的驱动电路，其特征在于，所述控制器还包括：

信号产生器，用于产生监测信号，所述监测信号的平均电压与流经所述负载的平均电流成比例；

双向晶闸管监测器，用于根据所述检测信号产生参考信号，所述参考信号指示流经所述负载的平均电流的目标电流值；及

驱动器，耦合于所述信号产生器和所述双向晶闸管监测器，用于基于所述监测信号和所述参考信号产生所述驱动信号，以控制所述开关，从而调整所述平均电流至所述目标电流值。

16.根据权利要求15所述的驱动电路，其特征在于，所述双向晶闸管监测器根据所述检测信号检测所述双向晶闸管器件在所述交流输入电压的每个周期中的导通时刻是否变化，并根据所述导通时刻的变化调整所述参考信号。

17.根据权利要求15所述的驱动电路，其特征在于，所述双向晶闸管监测器根据所述检测信号产生第二方波信号，并过滤所述第二方波信号以产生与所述第二方波信号的平均电压成比例的所述参考信号。

18.一种控制提供给负载的电能的控制器，其特征在于，所述控制器包括：

输出端口，用于产生驱动信号以使开关交替工作于第一状态和第二状态，与所述开关耦合的变换器将输入电压变换为调节电压，与所述开关耦合的变压器将所述调节电压转换为输出电压以为所述负载供电，当所述开关工作于所述第一状态时，流经所述变换器的第一电流和流经所述变压器的第二电流都流过所述开关；

耦合于保护电路的保护端口，所述保护电路通过监测第一感应器和第二感应器上的总电压来感应所述第一电流和所述第二电流的组合电流，所述第一感应器耦合于所述开关和第一参考节点之间，所述第二感应器耦合于所述第一参考节点和第二参考节点之间；及

耦合于所述第一参考节点的感应端口，通过监测所述第二感应器上的电压来感应所述第二电流，

其中，所述控制器根据所述感应端口接收的信号和所述保护端口接收的信号控制所述驱动信号。

19.根据权利要求18所述的控制器，其特征在于，所述控制器还包括：

耦合于所述变压器的辅助绕组的反馈端口，所述反馈端口接收的信号指示所述变压器是否工作于预设状态，所述控制器基于所述感应端口接收的所述信号和所述反馈端口接收的所述信号产生第一方波信号，所述第一方波信号的平均电压与流经所述负载的平均电流成比例。

20.根据权利要求19所述的控制器，其特征在于，当所述变压器工作于所述预设状态时，所述第一方波信号具有与所述第二电流的峰值成比例的第一电压值，当所述变压器没有工作在所述预设状态时，所述第一方波信号具有第二电压值。

21.根据权利要求19所述的控制器，其特征在于，所述变压器包括初级绕组和次级绕组，在所述开关的所述第一状态中，流经所述初级绕组的所述第二电流上升；在所述开关的所述第二状态中，流经所述次级绕组的第三电流下降，其中，当流经所述次级绕组的所述第三电流下降时，所述变压器工作于所述预设状态。

22.根据权利要求18所述的控制器，其特征在于，如果所述第一感应器和所述第二感应器上的所述总电压大于第一阈值，所述保护电路将所述保护端口处的电压拉至第一预设电压值，如果所述保护端口处的所述电压被拉至所述第一预设电压值，所述控制器控制所述驱动信号以保持所述开关工作于所述第二状态。

23.根据权利要求18所述的控制器，其特征在于，所述第一参考节点为整流器的参考地，所述整流器用于产生所述输入电压，所述第二参考节点为所述控制器的参考地。

24.根据权利要求18所述的控制器，其特征在于，所述输入电压根据双向晶闸管调光器输出的交流电压产生，所述双向晶闸管调光器用于接收交流输入电压，所述双向晶闸管调光器的双向晶闸管器件在所述交流输入电压的每个周期中交替地导通和关断，以产生所述交流电压，所述控制器还包括：

检测端口，用于接收指示所述输入电压的检测信号，所述控制器根据所述检测信号检测所述双向晶闸管器件的导通状态，并根据所述导通状态控制所述驱动信号。

25.根据权利要求24所述的控制器，其特征在于，所述控制器还包括：

信号产生器，用于产生监测信号，所述监测信号的平均电压与流经所述负载的平均电流成比例；

双向晶闸管监测器，用于根据所述检测信号产生参考信号，所述参考信号指示流经所述负载的平均电流的目标电流值；及

驱动器，用于基于所述监测信号和所述参考信号产生所述驱动信号，以控制所述开关，从而调整所述平均电流至所述目标电流值。

26.根据权利要求25所述的控制器，其特征在于，所述控制器根据所述检测信号检测所述双向晶闸管器件在所述交流输入电压的每个周期中的导通时刻是否变化，并根据所述导通时刻的变化调整所述参考信号。

27.一种控制提供给负载的电能的方法，其特征在于，所述方法包括：

由变换器将输入电压变换为调节电压；

由变压器将所述调节电压转换为输出电压，以为所述负载供电；

根据驱动信号使开关交替工作于第一状态和第二状态，当所述开关工作于所述第一状态时，流经所述变换器的第一电流和流经所述变压器的第二电流都流过所述开关；

通过监测第一感应器和第二感应器上的总电压接收指示所述第一电流和所述第二电流的组合电流的第一感应信号，所述第一感应器耦合于所述开关和第一参考节点之间，所述第二感应器耦合于所述第一参考节点和第二参考节点之间；

通过监测所述第二感应器上的电压接收仅指示所述第二电流的第二感应信号；及

根据所述第一感应信号和所述第二感应信号控制所述驱动信号，以调节流经所述负载的电流。

28.根据权利要求27所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

基于所述第二感应信号提供第一方波信号，所述第一方波信号的平均电压与流经所述负载的平均电流成比例；及

基于所述第一方波信号控制所述驱动信号，以调节所述平均电流至目标电流值。

29.根据权利要求28所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

当所述变压器工作于预设状态时，调节所述第一方波信号至第一电压值，所述第一电压值与所述第二电流的峰值成比例；及

当所述变压器没有工作在所述预设状态时，调节所述第一方波信号至第二电压值。

30.根据权利要求29所述的方法，其特征在于，所述变压器包括初级绕组和次级绕组，在所述开关的所述第一状态中，流经所述初级绕组的所述第二电流上升；在所述开关的所述第二状态中，流经所述次级绕组的第三电流下降直至达到预设值，所述方法还包括：

如果在所述开关的所述第二状态中，所述第三电流下降，判断所述变压器工作于所述预设状态。

31.根据权利要求27所述的方法，其特征在于，所述第一参考节点为整流器的参考地，所述整流器用于产生所述输入电压，所述第二参考节点为控制器的参考地，所述控制器用于控制所述驱动信号。

32.根据权利要求27所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

比较所述第一感应信号和第一阈值；

根据所述比较的结果将控制器的端口的电压拉至第一预设电压值；及

如果所述端口的所述电压被拉至所述第一预设电压值，控制所述驱动信号以保持所述开关工作于所述第二状态。

33.根据权利要求27所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

由双向晶闸管调光器将交流输入电压转换为交流电压；

由整流器将所述交流电压转换为所述输入电压；

根据指示所述输入电压的检测信号检测所述双向晶闸管调光器的双向晶闸管器件的导通状态；

根据所述检测信号产生参考信号，所述参考信号指示流经所述负载的平均电流的目标电流值；及

根据所述参考信号控制所述驱动信号，以控制所述开关交替工作于所述第一状态和所述第二状态。

34.根据权利要求33所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

根据所述检测信号检测所述双向晶闸管器件在所述交流输入电压的每个周期中的导通时刻是否变化；及

根据所述导通时刻的变化调整所述参考信号。

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