CN104349550A - 固态照明控制 - Google Patents

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Abstract

本发明主要涉及固态照明控制。接口电路包括：电压转换器，用于提供转换器输出电压，并且具有电感组件和电荷存储器，该电荷存储器被可控地耦合成接收来自电感组件的电荷，由此将亮度控制电压转换成转换器输出电压；以及控制电路，包括：用于接收亮度控制电压的电压电平指示的输入；用于接收转换器输出电压的电压电平指示的输入；用于将所述接收到的亮度控制电压电平指示与所述接收到的转换器输出电压电平指示相比较的比较电路；以及用于检测亮度控制信号变换的变换检测器，所述变换是打开所述固态发光设备打开，其中该控制电路被配置成在依照对在亮度控制电压的第一个周期中的所述变换时间接收的所述电平指示的所述比较来控制电压转换器。

Description

固态照明控制
技术领域
本发明主要涉及固态照明控制，尤其涉及调光器接口电路、固态照明设备驱动器以及用于减小针对固态照明设备的驱动信号的振荡的方法。
背景技术
当前，用高质量的LED灯替代白炽灯泡的需求非常旺盛。然而，虽然LED灯的能效得到广泛推崇，但是当前的LED灯同样存在很多缺陷，驱动器件在这其中产生了一定影响：
-光质量差——虽然选择LED及其光学设计在此方面是非常适当的，但是驱动器电子器件限制了(i)可见闪烁，(ii)不可见闪烁，和/或(iii)调光性能。通常情况下，其光质量经常被认为是不如白炽灯的，在使用典型AC调光器控制的时候尤为如此。
-成本高——质量好的替换LED灯的成本约为￡20，这对消费者来说是一个显著的抑制因素。虽然材料清单的主要部分由LED芯片和光学及机械部分构成，但是这些电子器件目前还是过于昂贵。
-寿命令人失望——用于解释LED灯的高要价的主要论据在于其持久性是数倍于白炽灯的。该论据源于LED芯片自身所具有的超长寿命。然而，与LED相比，一些驱动器电子部件的寿命往往会相对较短。特别地，寿命超长的电解电容器——尤其是额定电压很高(～450V)的电容器——要么无法得到，要么非常昂贵，和/或
-功率因数差——对电力质量的关注促使采纳了关于LED灯的最小功率因数的法规，例如EC 1194/2012。由此可以有效地避免使用在初级(输入)侧的大型高压电容器中存储了可观能量的驱动器电路，而在很多功率因数差的电源和充电器中都会用到该电容器。以前在开发白炽灯、尤其是可调光的紧凑型白炽灯的过程中已经遇到过这其中的很多缺陷。然而，由于LED与白炽灯的驱动需求存在差异，因此还有一些缺陷尚函待解决。
至于与AC调光器一起使用时的LED灯的性能，应该指出的是，大多数的现有调光控制器是为白炽灯设计的。LED灯呈现给调光器电路的负载与白炽灯呈现的负载有着很大的差异。需要特别注意的是通过基于三端双向可控硅的电路来使用前沿调相的最广为流行的调光器类型。关于这个方面，在将LED灯与调相调光器相结合的时候，以下现象值得关注：LED的可见脉冲、来自LED灯泡的听觉噪声、LED不会完全打开、在调光器关闭时打开LED、和/或三端双向可控硅接通时的大的浪涌电流，由此可能损坏三端双向可控硅以及LED驱动器。
由此，有必要对固态驱动器电路、尤其是LED驱动进行改进，该改进涉及到了光质量、成本、功率因数和/或寿命等等，作为示例，该改进具体针对的是振荡。
在这里参考了以下公开，以便用于理解本发明：
Randet等人在Power Electronics Specialists Conference(PESC)2007发表的Issues，Models and Solutions for Triac-Modulated PhaseDimming of LED Lamps；
US6,043,611(Philips)；
US5,559,395(Philips)；
美国专利申请11/445,473，公开号为US7,567,445；
美国专利申请12/405,618，公开号为US7,944,722；以及
美国专利申请12/752,611，公开号为US8,446,746。
发明内容
根据本发明的第一个方面，所提供的是一种用于控制固态发光设备的亮度的调光器接口电路，该接口电路具有一个用于接收来自调光器电路的亮度控制电压的输入，并且包括：电压转换器，用于提供转换器输出电压并且具有电感组件和电荷存储器，该电荷存储器被可控地耦合成接收来自电感组件的电荷，由此将亮度控制电压转换成转换器输出电压；以及控制电路，包括：用于接收亮度控制电压的电压电平指示的输入；用于接收转换器输出电压的电压电平指示的输入；用于将所述接收到的亮度控制电压电平指示与所述接收到的转换器输出电压电平指示相比较的比较电路；以及用于检测亮度控制信号变换的变换检测器，所述变换用于打开所述固态发光设备，其中该控制电路被配置成在亮度控制电压的第一个周期中依照对在所述变换时接收的所述电平指示的所述比较来控制电压转换器，从而在晚于所述周期的第二个周期，处于所述变换时间的亮度控制电压与转换器输出电压之间的差值与第一个周期中处于该变换时间的所述差值相比更接近于目标电压差值。
非常有利的是，当调光器接口电路上的负载包括驱动固态发光设备(例如OLED之类的LED)的开关模式电源(SMPS)时，如果亮度控制电压发生变换，那么可以通过这种趋近于目标差值的控制来减小或者防止SMPS中的电抗组件和/或调光器中的电抗组件的谐振所造成的振荡，由此在一个实施例中有效地箝位/调整了转换器输出电压。这样做可以减小或者防止非预期地关闭此类调光器的三端双向可控硅。由此可以改进LED控制，例如减小SMPS和/或LED的闪烁和/或延长其寿命。
作为示例，这种用于趋近于目标差值的控制可以包括：在确定亮度控制电压与转换器输出电压之间的差值大于目标差值的时候，增大已存储的定时器输入参数，和/或在确定亮度控制电压与转换器输出电压之间的差值小于目标差值的时候，减小已存储的定时器输入参数。然后，通过使用已存储的参数，可以在下一次此类变换之后控制与输入亮度控制电压相对的转换器输出电压的电压升压程度，优选地，所述已存储的参数确定了在变换之后执行多长时间的升压转换器切换。
优选地，亮度控制电压(在具体实施方式中，其也被称为(输入)电源)被箝位到电荷存储器(Cboost)。在一个实施例中，其中进一步提供了调光器接口电路，包括：电压箝位电路(例如二极管Dsurge)，用于将亮度控制电压箝位到转换器输出电压以及将接收自输入的电流传导到电荷存储器，以便接收亮度控制电压。这种箝位处理有可能会增强对于如上所述的调光器和/或SMPS组件的谐振所导致的振荡的衰减。
更进一步，在这里有可能提供调光器接口电路，其中比较电路被配置成通过执行所述比较来指示在第一个周期中的变换时间接收的电平指示之间的差值，以及该控制电路被配置成依照所指示的差值来执行转换器控制。
更进一步，在这里有可能提供调光器接口电路，该控制电路被配置成在亮度控制电压的所述周期中控制从电感组件递送到电荷存储器的电荷量，由此执行所述转换器输出电压控制。该处理可以通过调整用于将输出电压升压的转换器工作时长来实现，例如对转换器开关Qboost的工作时长进行调整。已存储的定时器参数可以依照在每一个所述变换上测得的所述差值来调整，以便允许定时器控制此类切换的持续时间。此外还可以提供调光器接口电路，包括一个用于提供所述可控耦合的开关，该控制电路被配置成通过控制所述开关的至少一个切换周期(通-断，反之亦然)来控制电荷量，作为示例，所述控制包括确定允许将电荷递送至电荷存储器的一个或多个切换周期的数量，和/或一个或多个这样的周期或是其任何组合的频率或占空比。所述可控耦合可以包括一个开关(例如QBoost)，该开关的打开/闭合状态可以确定是否有电流流到电荷存储器(例如Cboost)。
更进一步，在这里有可能提供调光器接口电路，其中控制电路被配置成对开关的多个切换周期进行控制，以便控制电荷存储器从电感组件接收的平均电流，由此控制所述电荷量。该处理可以通过转换器切换的脉冲宽度调制(PWM)和/或脉冲频率调制(PFM)来实现。通过控制三端双向可控硅消耗的电流，可以提供更可靠的三端双向可控硅锁存和/或保持处理，作为示例，由此可以减少闪烁。举例来说，通过执行平均电流控制，可以在供应电荷量的过程中提供大体(例如完全)恒定的电流，和/或在此类电荷供应过程中提供预定的平均电流分布。更进一步，在这里有可能提供调光器接口电路，并且变换检测器被配置成触发向电荷存储器递送电荷的处理。
更进一步，在这里有可能提供调光器接口电路，其被配置成控制电荷递送的持续时间，由此对电荷量进行控制。如上所述，此类持续时间可以由定时器(定时电路)基于已存储的定时器输入参数来控制。
更进一步，在这里有可能提供调光器接口电路，包括被配置成在经过该持续时间时结束电荷递送的定时电路，该定时电路被配置成基于亮度控制电压来指示电源电流的零交叉点，并且对从所述零交叉点开始的持续时间进行计时。
更进一步，在这里有可能提供调光器接口电路，其被配置成对电荷递送进行控制，以使所述电荷递送持续时间贯穿亮度控制电压的峰值(“电源”通常是指通用AC电源，其他已知的电源，例如美国的家用电源/电力或电网)。该处理可以通过使用数字或模拟峰值检测器来实施。当接口电路被设计成检测亮度控制输入上的电源零交叉点时，此类控制将会非常有利。所述零交叉点的位置可被用于定时电路。
更进一步，在这里有可能提供调光器接口电路，其被配置为将第一平均电流，然后是更低的第二平均电流传递到电荷存储器，从而传递一定量的电荷。该较高的第一电流可以允许维持三端双向可控硅处于锁存和/或保持该三端双向可控硅。这样的电流配置可以允许更加可靠的三端双向可控硅锁存和/或保持，以及例如可以减少闪烁现象。
更进一步，在这里有可能提供调光器接口电路，其被配置成对转换器输出电压的峰值电压进行控制，由此执行所述转换器输出电压控制。作为示例，通过使用数字或模拟峰值检测器来控制峰值电压的值，可以确保在后续的亮度控制电压变换中实现预期的目标电压差值。由此，可靠性和/或闪烁现象可以得到改善。
更进一步，在这里有可能提供调光器接口电路，其中电荷存储器包括一个非电解质电容器。作为示例，这样做可以降低成本。
更进一步，在这里有可能提供调光器接口电路，包括一个用于指示所述变换中的电源电压值的电压指示器电路，该控制电路被配置成基于所指示的电源电压值来控制目标电压差值。
在这里还可以提供包含调光器电路和调光器接口电路的固态照明设备，所述调光器电路包括一个三端双向可控硅，并且能够通过操作来控制三端双向可控硅切换的相位角度，由此控制亮度控制电压。
固态照明设备驱动器可以包括前述任一权利要求中的调光器接口电路以及用于驱动固态发光设备的输出级，该调光器接口电路被耦合成向输出级提供转换器输出电压，该输出级具有被配置成响应于转换器输出电压降低阈值电压以下而减小输出级的功耗的功率控制器。在一个实施例中，这种减小可以被限制成当亮度控制电压指示很大的调光角度、例如大于160或170度的时候进行。
固态照明设备驱动器可以包括前述任一权利要求中的调光器接口电路以及用于驱动固态发光设备的输出级，所述调光器接口电路被耦合成向输出级提供转换器输出电压，该输出级被配置成依照亮度控制电压所指示的调光角度来分流源自电荷存储器的电荷，所述分流减小转换器输出电压。在一个实施例中，这种分流可以被限制成是在亮度控制电压指示很小或很大的调光角度、例如小于10或20度或者大于160或170度的时候进行。
根据本发明的第二个方面，所提供的是一种用于减小针对固态照明设备的驱动信号上的振荡的方法。该方法包括：对AC调光器电路的三端双向可控硅切换的相位角度进行控制，由此提供一个用于确定照明设备亮度的照明控制信号；检测亮度控制电压在亮度控制信号的第一个周期中的变换，所述变换是将所述固态发光设备打开；将亮度控制信号的电平与转换器输出电压的电平相比较，该亮度控制和输出控制电压具有处于所述检测到的变换的时间的电平；调整升压转换器输出电压，以便使得与在包含检测到的变换的周期中测得的亮度控制和输出控制电压之间的差值相比，其在以后的亮度控制信号周期中的所述变换时间上更接近于目标电压差值；使用转换器输出信号来驱动照明设备。
更进一步，在这里可以提供所述方法，包括：基于以下的至少一项来确定目标电压差：关于在所述检测到的变换时间上的电源电压的指示；电荷存储器的电容值；与升压转换器的输出耦合的LED驱动器的额定功率。
目标电压差值可以介于30V与80V之间，并且优选是至少50V。
根据另一个方面，所提供的是一种用于控制固态发光设备的亮度的调光器接口电路，该接口电路具有用于接收来自调光器电路的亮度控制电压的输入，并且包括：电压转换器，用于提供转换器输出电压，并且具有电感组件和电荷存储器，该电荷存储器被可控地耦合成接收来自电感组件的电荷，由此将亮度控制电压转换成转换器输出电压；以及控制电路，包括：用于接收亮度控制电压的电压电平指示的输入；用于接收转换器输出电压的电压电平指示的输入；用于将所述接收到的亮度控制电压电平指示与所述接收到的转换器输出电压电平指示相比较的比较电路；以及用于检测亮度控制信号变换的变换检测器，所述变换是将所述固态发光设备打开，其中该控制电路被配置成在依照对在亮度控制电压的第一个周期中的所述变换时间接收的所述电平指示的所述比较来控制电压转换器，由此，在晚于所述周期的第二个周期，处于所述变换时间的亮度控制电压与转换器输出电压之间的差值与第一个周期中处于该变换时间的所述差值相比更接近于目标电压差值。
此类实施例可以与第一个方面中的任意的一个或多个可选特征相结合，并且同样可以减小SMPS和/或LED的闪烁和/或延长其寿命。
在一个实施例中，作为示例，优选确保下一次变换时的差值更接近于预定范围和/或处于预定范围以内的控制(例如，在下一次变换时，转换器输出电压处于亮度控制电压以下且不到第一预定电压差值，和/或在下一次变换时，该电压处于亮度控制电压以上且不超出第一预定电压差值)可以包括：依照测量得到的亮度控制电压与转换器输出电压之间的差值来增大已存储的定时器输入参数。然后，通过使用已存储的参数，可以在下一次变换之后控制与输入亮度控制电压相对的转换器输出电压的电压升压程度，优选地，所述已存储参数确定了在变换之后执行多长时间的升压转换器切换。
在任一附加的从属权利要求中还限定了优选实施例。
以上任意的一个或多个方面和/或以上关于优选实施例的任意的一个或多个可选特征是可以用任何排列方式组合的。
附图说明
现在将借助示例来参考附图，以便更好地理解本发明以及显示如何实现本发明，其中：
图1显示的是(a)三端双向可控硅的示意图；(b)双端可控硅调光器与输入电源和负载(优选包括固态发光设备)的连接；(c)典型的三端双向可控硅调光器的电路图；
图2显示的是用于电抗SMPS调光器负载的输入电压和电流的波形；
图3显示的是一个高阻抗输入滤波器；
图4显示的是使用串联电阻、RC缓冲器以及其他滤波组件的组合衰减方案；
图5显示的是一个实施例的示意图，该实施例优选是一个与输出级对接的调光器接口电路，该调光器接口电路包括一个用于接收作为VIN传递的亮度控制信号的输入L(例如电源输入)，并且对包含电感组件LBOOST、开关QBOOST、DBOOST以及电荷存储器CBOOST的电压换器进行控制。
图6显示的是一个实施例的波形；
图7显示的是将控制器包含在8管脚的IC封装中的实施例；
图8显示的是控制电路、例如图5和图7的控制器的例示实施方式；控制电路具有用于接收关于亮度控制电压的电压电平指示的输入VMAINS[V]，用于接收关于转换器输出电压的电压电平指示的输入VBOOST[V]，对积分增益部件进行馈送的比较电路，变换检测器(被标记成三端双向可控硅开启检测器)，和/或定时电路(升压定时器)；以及
图9显示的是由一个控制器执行的步骤的例示流程图，作为示例，该控制器可以是图8的升压转换器启动时间调整器。
具体实施方式
概括地说，一个实施例提供了一种用于LED驱动器的调光器接口。一个优选实施例提供了将LED灯与AC调光器一起使用时与LED灯的性能相关联的优点。例如，一个实施例的优点与来自LED灯的光的质量相关联——尤其在受控于AC调光器时——和/或与高昂的电子元件部件成本相关联。
一个实施例提供了对于升压输出电压的控制，以使其在三端双向可控硅调光器启动时相比于瞬时电源输出电压要低出一个目标电压差值。作为示例，该处理可以通过控制升压转换器的切换(例如通过使用电流整形来实现最佳的三端双向可控硅锁存/保持处理)，和/或通过控制输出级切换/功耗来实现。作为替换或补充，一个实施例优选地是在8管脚封装中提供LED驱动器控制器的，其中该驱动器控制器在与升压转换器切换控制端子相连的管脚上感测VIN，并且在用于感测输出级输入电压的管脚上感测+HT。
这里所述的实施例一般基于两级电源转换器拓扑结构，并且优选基于一个升压-反激转换器。这样做可以允许使用升压级来实现功率因数校正(PFC)，以及使用反激级来实现良好的输出电流和电压控制。升压转换器可以使用较小的高压电容器来存储能量，由此可以避免使用昂贵且寿命很短的电解质部件。由此，该拓扑结构提供了与功率因数和/或寿命相关的优点。
就调光器而论，我们注意到可供使用的AC调光器有很多种。其中两种主要的类型被称为“舍相”或“调相”调光器，这些调光器从开端(“前沿”)或末端(“后沿”)开始截断每一个电源半周期。最普及的AC调光器都采用了低成本的前沿类型，由此通常会使用用于交流电的三极管(三端双向可控硅)，如图1(a)所示，三端双向可控硅是一种三端子设备，其通过驱动栅极G打开，并且——通过主端子MT1和MT2——至少消耗一个最小电流——“锁存电流”。对于额定600W的调光器来说，其三端双向可控硅的典型锁存电流低于100mA。一旦将其打开(“锁存”)，则不能通过控制栅极来将其关闭。相反，只有在通过主端子MT1和MT2的电流降至“保持电流”以下时(例如10-40mA，这取决于特定的三端双向可控硅)，所述三端双向可控硅才可被关闭。
如图1(b)所示，大多数的三端双向可控硅调光器都是与负载串联放置的双端子设备，且不与其他电源线相连。其通常为40-50W的最小电阻负载而设计。如果功率负载较低，那么将无法恰当地将三端双向可控硅锁存/保持在传导状态。此外，三端双向可控硅调光器是为电阻负载设计的；SMPS输入滤波器中的电抗组件可能会导致振荡，并且有可能过早关闭三端双向可控硅。如图1(c)所示，调光器电路包含了电抗组件：电感器L1在开启三端双向可控硅时将会限制dI/dt(从而保护三端双向可控硅)。电容器C2则被用于EMI。在很多典型的SMPS电路中，其输入级都包括一个输入EMI滤波器。该输入滤波器会与调光器中的电抗组件谐振，从而导致三端双向可控硅电流衰荡至保持电流以下，并且关闭三端双向可控硅。在图2中示出了这种情况，该图显示了电抗SPMS调光器负载在一个电源周期中的两端电压(上部蓝色迹线)及其消耗的电流(下部蓝色迹线)。电压和电流会在三端双向可控硅启动之后发生大幅振荡，电流将会衰荡到很低的等级。
这种振荡的被动(即电阻)衰减会使调光器负载——SMPS——看起来更像是白炽灯。为此目的，在LED灯的输入电路中使用了一个200Ω的串联电阻，并且其良好的调光性能表明该方法是发挥了作用的，然而，即使没有调光器，其效率也会显著降低。随着LED灯的功率的提升，串联电阻的消散损耗也会增大。
在LC输入EMI滤波器的输出端可以放置一个串联RC缓冲器，以便衰减三端双向可控硅启动所触发的振荡。该方法可以避免输入电流衰荡到三端双向可控硅的保持电流以下，并且可以减小滤波器的线频率功率损耗。然而，该处理需要较大电容器，并且仍旧会消耗高频能量，由此会对效能产生不利影响。
SMPS的输入滤波器可被构造成向调光器呈现电阻阻抗。在图3中示出了这种方法。基于所显示的组件，有必要具有480Ω的网络最小电阻负载来是衰减处理良好运作。而这需要很高的输入电流。该方法的第二个缺陷在于不允许输入电感器饱和，并且应该允许大于2A的峰值电流。由此需要体积庞大且不与用于替换白炽灯的廉价小型的LED灯相容的电感器L1和L2。
上述技术可以组合在一起，并且可以通过添加其他滤波器来进一步改变呈现给调光器的负载。图4显示的电路将78Ω(2×39Ω)的串联阻尼电阻与C2和R2组成的缓冲器组合在了一起，并且还结合了其他滤波组件R5、L1、L2、C3和C4。这种多组件网络的设计并不简单，并且显著增加了电子材料清单。
相比之下，这里的实施例设计优选地集中在了对升压电容器进行控制上，以便为三端双向可控硅启动事件所导致的振荡提供一个箝位器。在这里将会参考图5来对此进行描述。
图5显示的实施例可被认为是图1(b)中描述的负载，其接收来自三端双向可控硅调光器的一个输入(L)以及直接来自电源的另一个输入(N)。作为替换，该实施例也可以形成用于其他类型的调光器的负载。
该实施例的输入电路可以包括滤波器和/或整流器和/或输入电容器CIN中的一个或多个。如上所述，一个或多个滤波器通常可以起到限制电磁干扰(EMI)辐射的作用，并且还可以起到改善三端双向可控硅调光器行为的一些方面的作用。整流器通常用于将双向输入信号转换成单向输入信号，并且可以采用桥接二极管(全波)整流器的形式。输入电容器CIN可被连在主输入两端，并且可以位于输入电路中的其他组件之前、之后或之间。作为替换，CIN可以构成滤波器的一部分。输入电路组件的组成和布置主要由所需要的输入滤波处理决定，以便满足所需要的EMI标准。
电感器LBOOST、开关QBOOST可以代表一个可控耦合，二极管DBOOST和电容器CBOOST则包括一个升压转换器。当升压转换器的输入端电压VIN与升压转换器的输出端电压+HT相比高出一个二极管压降时，另一个二极管DSURGB允许电流绕过LBOOST。由此，二极管DSURGE可以对升压电容器上的电压执行输入电源(即亮度控制信息)箝位操作；而这正是该衰减方法的预期部分。由此，DSURGE可以代表一个电压箝位电路。开关QBOOST受控于某个控制器，该控制器可以包括一个集成电路，并且还可以对输出级进行控制。该控制器能够直接或者间接感测或是估计升压转换器的输出电压+HT以及升压转换器的输入电压VIN。在图5中用虚线示出了这一点。
输出级可以包括另一个转换器级，例如反激转换器或降压转换器。该输出级可以驱动一个或多个LED，以便提供预期的光输出。
优选地，此类实施例可被概述如下：升压转换器可被控制，由此，当与之耦合的前沿调光器中的三端双向可控硅启动时，输出电压+HT与瞬时输入电压VIN相比会低一个目标电压差。这个概念是在图6的波形中示出的。
图6的波形示出的是在将被耦合的三端双向可控硅调光器设置到两个不同调光角度时的VIN(实线)和+HT(虚线)。在图6(a)中，三端双向可控硅调光器被设置成相对较小的调光角度，以便提供高亮度。在图6(b)中，双向调光器被设置成相对较大的调光角度，以便提供低亮度。在三端双向可控硅的启动时间t1反映了这一点。当处于图6(a)的较小调光角度时，t1是在位于t0的电源零交叉点之后不久出现的。当处于图6(b)的较大调光角度时，t1是在位于t3的零交叉点之后不久出现的。在所有这两种情形中，三端双向可控硅启动时的瞬时输入电压和输出电压均用VINON和VHTMIN表示。因此，一个实施例有利地对电压+HT进行了控制，以使其在时间t1比VIN小一个目标电压差(VINON-VHTMIN)。
一种用于控制电压+HT的装置是升压转换器开关QBOOST。该开关可以在间隔t1到t3中以一种或多种已知的开关模式运作，例如边界模式、断续模式、连续模式，以便为升压电容器CBOOST充电。一旦QBOOST在时间t2停止转换，那么，电压+HT会因为输出级消耗来自CBOOST的电荷而降低。由于输出级产生恒定光输出，因此，在静态设置调光角度的情况下，CBOOST电荷消耗的速率通常是恒定的。如图6所示，在处于较小的调光角度时，由于一个或多个LED需要更多电流，因此，输出级将会更快地消耗CBOOST的电荷。
通过控制QBOOST切换持续时间，即间隔t1到t2，可以在三端双向可控硅于时间t4在后续的电源半周期中启动的时候确保理想的目标电压差(VINON-VHTMIN)。在t1到t2的间隔中，该切换既可以是持续的，也可以位于用一个或多个非切换周期分隔的“突发”中。如果调光角度很大，那么升压转换器完全不必为了确保电压+HT在时间t4降到足够低而进行切换，也就是说，(t2-t1)→0。在感测升压转换器的输入电压VIN(或者在与接口电路的实施例结合应用的时候感测转换器输出电压+HT)的LED驱动器中，时间t2有可能会受到限制，也就是停止QBOOST切换，以便检测电源零交叉点：在这种情况下，时间t2必须(或者优选)在电压VIN的峰值之后出现，否则有可能会错误地感测零交叉点。在关于升压转换器启动时间调整器的附图(图8)中显示了一个用于调整电压+HT的例示实施方式，其中该调整器可被用作图5的控制器。电压可以通过调整升压转换器的运行时间(即时间t2-t1)而被控制。需要注意的是图8中的很小的时延部件。优选地，升压电压是在三端双向可控硅启动前被采样的；而输入电压则优选是在三端双向可控硅启动后被采样的。这两个延迟部件的延迟约为100μs，其中第一个延迟是负值，第二个延迟是正值。
作为补充或替换，通过控制QBOOST的平均切换电流，可以确保在t4具有预期的目标电压差值。作为示例，该处理可以通过针对QBOOST切换的脉冲宽度调制(PWM)和/或脉冲频率调制(PFM)来执行。
在间隔t1到t2，升压转换器的输出电压+HT有时会达到其峰值VHTPK。通过控制该峰值电压值，可以确保在时间t4达到预期目标电压差值。作为示例，如果调光角度很小，那么可能需要较高的峰值电压VHTPK，以便能在时间t2在CBOOST中提供足够电荷，从而同时满足对于目标电压差值的需要以及对于来自输出级的相对较大的电流的需要。在此类环境中，由于电压额定值较高的电容器可能价格偏贵和/或体积较大，因此，CBOOST的电压额定值有可能会成为一种约束。
为了满足对于跨越较大范围的调光角度的目标电压差值的需要，有必要对以下各项的一项或多项进行控制：(i)QBOOST切换的持续时间，(ii)QBOOST的平均切换电流，以及(iii)峰值+HT电流。
以下的优选瞬时约束条件可以对CBOOST分别施加最大和最小电容：(i)输出级在小调光角度上消耗的电流，以及(ii)在三端双向可控硅启动时，电压+HT必须降至与Vin相比低目标电压差。对某些调光角度和电源电压组合来说，该处理可能需要一个比通常用于升压转换器的PFC应用的电容更小的电容CBOOST，以使电压+HT能够足够快地降低。该处理的一个优点是可以用一个或多个体积小成本低的组件来提供CBOOST，例如电解质之外的电容器类型。
三端双向可控硅启动时的最优目标电压差(VINON-VHTMIN)并不是至关重要的。非常有利的是，二极管DSURGE(同样5)将会长时间开启，以使升压电容器成为衰减电路的一部分；一旦DSURGE二极管关闭，则升压电容器被去耦合，并且不再是阻尼电路的一部分。
在本申请中可以发现一个串联LCR电路，在该电路中，电感器可以是三端双向可控硅调光器(组件L1，图1C)的一部分，电容器和/或电阻器可以出现在固态照明设备的调光器接口电路中(图5中的CIN、CBOOST以及RDAMP)，并且该串联LCR电路可以通过提供足够的串联电阻而被衰减。
用于衰减串联LCR电路的优选电阻与L/C的平方根成比例；大电容器有可能需要较低的串联电阻器。输入电容器Cin仅仅是一个很小的电容器，由此需要高值电阻来衰减振荡。通过将Cboost包含在谐振电路中，可以显著增大LCR电路中的总电容，由此减小所需要的串联电阻。应该注意的是，由于串联电阻可能导致效能损失，因此，低串联电阻是非常有利的。
大的目标电压差可以确保在Dsurge在较长时间之后才会关闭；由此不但可以确保较好的衰减处理，而且还可以确保较高的峰值输入电流。低目标电压差值有可能减小峰值输入电流，但是会在恰当衰减LCR电路的能量之前从谐振电路中去耦合升压电容器。
在三端双向可控硅启动时，最优的目标电压或最优的目标电压差值(VINON-VHTMIN)取决于多个变量，其示例包括：
-时间t1的电源电压；
-CBOOST的电容；
-三端双向可控硅和/或其他调光器组件的细节；
-LED驱动器的额定功率；和/或
-衰减电阻器RDAMP的值。
然而，目前尚未发现CBOOST对振荡产生的衰减作用的效果总是会因为三端双向可控硅启动事件对这些变量非常敏感。例如，额定值为8W的LED驱动器可以使用30V到80V的目标电压差值来为大量的三端双向可控硅调光器提供良好的衰减处理。调整环路可被设计成调整至一个精确电压值，或者将目标电压调整成落在某个范围以内，例如3080V。
在三端双向可控硅启动时，在一些调光角度上不需要达到最优目标电压差值(VINON-VHTMIN)，例如，当三端双向可控硅在很小和很大的调光角度上启动时，瞬时的升压转换器输入电压VIN有可能会降至50V。如果控制升压转换器的输出电压+HT而使之假定降至VHTMIN＝(VINON-50)＝0V，那么有可能向输出级呈现一个不适宜的低输入电压。作为示例，这种情况可以通过不设置低于大约50V的最小值的目标电压来避免。作为替换或补充，当电压+HT降低或是低于某个阈值时，输出级可以减小其功耗。这种情况会导致电压+HT以相对缓慢的速度降低，和/或以更加缓慢的速率降低，并且有可能暂时导致光输出减少(但其在一个实施例中可以提供一种用于在升压电容器CBOOST中保持一些能量的方式)，一旦三端双向可控硅再次启动并且电压+HT上升到相同或不同的阈值以上，输出级将会返回到其正常模式。
在其他状况中，输出级可用于控制升压转换器的输出电压+HT：例如，在处于大调光角度(光输出很低)时，这时很难确保VHTMIN低到足以实现用于恰当衰减的目标电压差值。如上所述，升压转换器有可能根本不需要通过切换来确保电压+HT在时间t4降至足够低，即(t2-t1)→0。在大调光角度上，即使升压电容器CBOOST很小，在三端双向可控硅下次启动之前，输出级仍旧不会消耗足够电流来充分减小电压+HT。在这些环境中，如果以减小电压+HT的“分流模式”来使用输出级，那么将会是非常理想的。在一个实施例中，电压+HT可以通过在输出级中消耗电力来减小，且不会对光输出产生显著影响。
为了最佳地兼容多种调光器，有必要调整介于时间t1与t2之间的QBOOST的平均切换电流的形式。如上所述，为了防止三端双向可控硅关闭，有必要通过三端双向可控硅来消耗最小锁存电流以及最小保持电流。该处理可以如下实现：在三端双向可控硅启动之后，立即以相对较高的平均电流操作升压转换器，然后，一旦锁存了三端双向可控硅，则立即减小平均电流。应该指出的是，在三端双向可控硅首次启动之后，其不必在电源半周期的整个持续时间中都被开启。所述三端双向可控硅只需要在其将足够电荷存入升压电容器CBOOST的过程中处于开启，即时间t2之前。
使用上述技术的三端双向可控硅的锁存处理内在是很强大的：当三端双向可控硅启动时，目标电压差值(VINON-VHTMIN)会出现在二极管DSURGE上。由此会向通过三端双向可控硅以及LED驱动器输入电路的电流呈现一个很低的阻抗，直至升压电容器CBOOST被充电至输入电压VIN(减去二极管DSURGE两端的很小的电压降)。然而，这个持续时间很短的箝位电流本身无法确保用于所有三端双向可控硅类型的可靠的三端双向可控硅锁存处理。
在箝位电流瞬变之后，这时可以采用多种方式来提供一个较高的平均QBOOST切换电流，以便确保可靠的三端双向可控硅锁存处理。对于指定尺寸(电感)的升压电感器LBOOST，通过以连续导电模式(CCM)来操作升压转换器，可以提供最高的平均电流。在该模式中，在通过升压电感器LBOOST和升压二极管DBOOST到达升压电容器CBOOST的电流衰减到零值前的每个周期，升压开关QBOOST都是闭合的。由此，紧跟在三端双向可控硅启动之后的这个CCM操作的周期可以提供最优的三端双向可控硅锁存处理。这与额定功率被假设成小于15W的低功率LED驱动器非常相关，对此类LED驱动来说，其所需要的大约100mA的三端双向可控硅锁存电流代表了一个较大的平均电流需求。应该指出的是，由于升压电感器LBOOST两端的电压+HT-VIN很小，因此可以在一开始就依照调光角度来限制平均QBOOST锁存电流幅度。
为了将功率损耗降至最低，较为优选的是在锁存三端双向可控硅时立即减小平均QBOOST切换电流。如上所述，在选择QBOOST切换持续时间、平均QBOOST切换电流以及峰值+HT电压的适当组合的过程中，该处理同样可以提供某种灵活性。升压转换器可以采用断续模式或是其他任何可以提供大约40mA的必要三端双向可控硅保持电流的模式来操作。
在上述实施例中，在三端双向可控硅启动时，优选是通过调整升压转换器的输出电压来获取亮度控制信号与转换器输出电压之间的预期电压差值的。非常有利的是，在三端双向可控硅启动时(时间＝t1)，由于升压电压被调整成小于输入电源电压，因此，输入电压的任何振荡都会被升压电容器箝位。
参考图6，关于接口电路的一个实施例可以不接收除“亮度控制电压”(即图6中描述的实线)之外的来自调光器电路的任何信息。在时刻t1，优选基于在该时刻测量得到的电压差来决定应该在多长的时间里操作升压转换器(间隔t1到t2的长度)，并且优选确定所需要的升压输入电流。然后，在时刻t2，升压转换器将被关闭。在该实施例中，将在时刻t4获得的升压电压还不是已知的。只有在时刻t4，接口电路才会知道其是否达到预期电压差值。然后，如有必要，接口电路会调整升压持续时间和/或升压电流，以便在下一个周期取得更好的结果。
在一个示例中，来自调光器(可选地经由诸如电阻器、滤波器、整流器和/或电容器)的亮度控制电压VIN在时刻t1发生变换(该变换通常对应于三端双向可控硅启动，并且优选用于启动受控光源，例如LED)，然后，该电压通常会跟随提供给调光器的电源交流电压半周期的剩余部分，直至在t3达到零。非常有利的是，转换器输出电压+HT是相对于亮度控制电压VIN而被升压的。升压程度取决于转换器执行了多长时间的操作来提升该输出电压，例如转换器开关Qboost工作了多长时间。该时间可以对应于时间t1到t2。持续时间t1-t2可以确定转换器输出电压+HT在亮度控制电压VIN下一次变换时所具有的电平。优选地，控制电路(例如图5的控制器)将会确定每一个这样的持续时间，以使亮度控制电压与转换器输出电压之间的差值在下次变换时(t4)更接近于目标差值，例如50V。由此，一个实施例可以确保转换器输出电压不会在重复的调光周期中降至预期电平以下。转换器输出电压+HT通常与转换器的输出电容器Cboost上的电压相对应，并且该电压被认为是待调整的。当接口电路上的负载包括驱动一个或多个LED的开关模式电源(SMPS——例如反激和/或降压转换器)时，如果亮度控制电压VIN变换，那么，通过亮度控制电压对转换器输出电压+HT的箝位作用，可以减小或阻止SMPS的电抗组件和/或调光器的电抗组件的谐振所造成的亮度控制电压振荡。如果该谐振涉及调光器的电抗组件，那么，通过减少或阻止这种振荡，还可以防止非预期地关闭三端双向可控硅。作为示例，该效果意味着可以改善LED控制，并且由此减少SMPS和/或LED的闪烁和/或延长其寿命。
非常有利的是，此类实施例在以下情况中将会发挥作用：(i)在关闭升压转换器之后，三端双向可控硅不允许在相同周期中将其打开；和/或(ii)在间隔t3到t4中不能从电源获得能量。
为了实施所描述的实施例，控制器需要感测很多信号。如以上参考图5所述，控制器能够感测或估计升压转换器输出电压+HT以及升压转换器输入电压VIN。控制器可以直接连接到电路上的恰当位置，例如经由电阻器进行连接，以便将控制器输入信号的电压和/或电流扩展至恰当的低值。然而，为了将控制器的成本降至最低，其优选应该包含数量最少的管脚(即与电路的连接)。因此，最经济的做法是间接和/或使用执行别的功能的管脚来执行某些信号的测量。图7的下述实施例通过提供采用8管脚IC封装的控制器示出了关于该方法的一些示例。
该实施例的例示输入电路包括与输入电阻器并联的滤波电感器LFILT、连接在一起形成桥接整流器的二极管D1、D2、D3和D4，输入二极管DIN从输入电压中去耦合输入电容器CIN上的电压。这样则允许通过RHT来执行输入电压测量(在升压转换器没有运行时)。很多其他输入电路也适用于该实施例，图7中的实施例只是一个示例。除了参考图5描述的组件之外，在这里还可以包括以下组件：
-LFBB是升压电感器LBOOST上的辅助或反馈线圈，由此允许控制器优选经由电阻分压器RFBBI和RFBB2而在管脚FBB上感测LBOOST的电压。该升压电感器的反馈信号提供了升压电感器去磁检测和/或升压转换器输入电压感测。
-升压开关QBOOST是作为发射极开关双极性晶体管(BJT)嵌入的，所述发射极开关优选处于控制器内部，并且作为示例，其被耦合在管脚ED与GND之间。
-连接在电源输入与BJT的基极端子之间的电阻器RHT允许快速启动控制器。由此，该实施例可以包括一个自举电路。非常有利的是，在未从管脚BD驱动BJT基极端子时，电阻器RHT还可以向控制器管脚DB提供电源输入电压VIN感测信号，并且从中可以提取信息。特别地，该电源输入电压感测信号优选以上述方式使用，以便测量时间t2与t3之间即三端双向可控硅调光器启动之后的瞬时电源电压。这样则不需要使用用于感测电源输入电压的专用管脚来实施如上所述的三端双向可控硅的实施例。电阻器RHT可以具有介于1MΩ与50MΩ之间的电阻；较低的电阻可以允许更快启动控制器，但是有可能增大功率消耗。应该注意的是，较低的电阻器值还会简化对于输入电源电压的测量。
更一般地说，我们注意到，对于在实施例中提供自举电路而言，此类电路可以实施一种用于自举开关模式功率转换器(SMPC)的方法，该SMPC具有：用于接收关于所述功率转换器的电力的输入；从在所述输入上接收的所述电力得到的内部电源；用于提供DC输出电压的输出；电源开关；用于控制所述电源开关的控制器，所述控制器具有一个阈值操作电压；具有初级线圈以及耦合在所述输入和所述输出之间的次级线圈的变压器；所述次级线圈被耦合成提供用于所述DC输出的电力；所述初级线圈与所述功率开关串联耦合，并且被耦合成接收来自所述输入的电力；辅助电源被配置成向所述控制器提供电源；该SMPC还包括一个用于在所述SMPC的工作过程中存储源自所述辅助电源的电荷的控制器电源电容器，以便为所述控制器提供一个电源，该方法包括：将来自所述内部电源的电流泄放到电流整流器的输入中；以及经由一个无源电路来从所述电流放大器的电流输出为所述控制器电源电容器充电，由此，当源于所述辅助电源的所述控制器电源电容器上的电荷电压小于所述阈值工作电压时，通过从所述电流放大器的所述电流输出对所述控制器电源电容器实施所述充电来向所述控制器提供所述电源，其中所述无源电路会大幅限制离开所述控制器电源电容器的电流流向地面。辅助电源可以包括变压器的一个辅助线圈。举例来说，对如上所述的通过从所述电流放大器的所述电流输出来为所述控制器电源电容器执行所述充电，以便向所述控制器提供电源供应的处理来说，该处理可以在辅助电源关闭或者至少没有完全运作的时候进行，例如在辅助电源的电压/电流为零时。
同样描述的一个实施例可以包括：用于开关模式电源的自举电路，所述开关模式电源转换输入电源导轨的电压，该开关模式电源包括：具有被耦合成接收源自所述输入电源导轨的电力的初级线圈；辅助电源；内部电源；双极性电源开关；具有电源输入和与双极性电源开关的发射极串联的控制开关的控制器；被配置成接收来自辅助电源的电流以及确定控制器的电源输入上的电压的存储电容器，所述自举电路包括：用于泄放来自内部电源电流的电流泄放阻抗；用于将来自内部电源的电流经由电流泄放阻抗递送到电源开关的基极，以使电源开关能够通过操作来放大内部电源递送的电流的电路；用于将经过放大的电流提供给存储电容器的无源电路；以及该无源电路还会充分阻止来自电源输入的反向电流流至电源开关的发射极。
在本产品中使用自举技术的优点可以包括以下任何的一项或多项：
a.短启动时间有利于照明产品，但是通常需要值相对较低的启动电阻器或是别的装置来启动转换器，例如有源开关；
b.使用相同输入而在功率损失很低的情况下快速启动转换器，以及在某个间隔t0..t3中感测输入电压(感测输入电压的处理可以只在转换器关闭时进行。也就是在间隔t2到t3中)。由此，该处理连同用于在其他间隔区间t0..t3中测量输入电压的装置一起可以省去控制IC上的专用VIN测量管脚。
4.3优选地，接口电路在间隔t2..t3中消耗的电力(＝调光器消耗的电力)是很低的。由于Rht电阻器可以是一个高值电阻，因此，该自举技术可以允许该处理。由此，感测和启动处理可以与单个电阻器相结合；而其原本有可能是需要两个电阻器的。这样做可以省去一个电阻器。
图7实施例的输出级被显示成是一个反激转换器。其优选包括MOSFET开关Q2以及电流感测电阻器RCS，用初级、辅助和输出线圈表征的变压器T1，辅助和输出电路，以及可选的初级线圈缓冲器电路。该辅助电路经由电阻分压器RFB1和RFB2向控制器管脚FBF提供反馈信号。当反激开关Q2打开时，该反馈信号可用于提供对于反激转换器的输出电压的初级侧感测处理。相关示例可以参见我们的美国专利申请11/445,473、12/405,618和/或12/752,611(作为替换或补充，通过在反激开关周期的不同阶段感测FBF波形，可以使用该反馈信号来提供关于反激转换器的输出电流的初级侧感测和/或输出电流的初级侧估计。关于这一点，应该注意的是，由于LED通常是使用经过调整的恒定电流驱动的，因此，较为有利的是同时感测输出电压和电流)。(作为示例，用于固态照明产品的初级侧感测可以提供以下优点：减少组件数量，降低成本，尺寸变小和/或更加可靠。然而，至少类似的功能也可以用次级侧的反馈反激控制器来实现)。非常有利的是，反馈信号还可以提供一个升压转换器输出电压，即+HT，由此在反激开关Q2闭合的时候感测针对控制器的FBF管脚的信号。该处理可以使用变压器T1，其中当开关Q2闭合并且电流通过初级线圈且经由RCS流到Gnd时，该变压器会在辅助线圈上引入一个与初级线圈上的电压成比例的电压，也就是与+HT成比例。由此，在实施上文描述的关于三端双向可控硅衰减方案的实施例的过程中不需要用于感测升压转换器的输出电压的专用管脚。
通过使用升压开关电流感测信号，可以为升压转换器控制提供帮助。作为示例，该处理可以通过在导电路径开关QBOOST闭合时感测该开关中的电阻电压来执行。虽然在图7中没有显示，但是这种电流感测装置可以处于IC控制器封装内部，并且介于ED与GND管脚之间，这样既不会增加IC控制器的管脚数量，也不会增加应用电路的组件数量。
图7的上述实施例使用了一个管脚数量很少的IC控制器。然而，由于这一点是通过将感测能力降至最低限度实现的，因此有可能需要专门适配一些控制方面。例如，较为理想的在诸如185V到264V或者85V到132V的电源输入电压范围中保持近似恒定的平均QBOOST开关电流。这样做可以在指定的电源电压范围中为最普及的调光器确保最优的三端双向可控硅锁存和保持行为。该控制在理论上使用了在打开升压开关QBOOST之后对通过升压电感器LBOOST的电流所实施的感测处理。在当前设想的八管脚实施例中，该感测处理未必会很方便，因此有可能改为使用前馈技术。
特别地，有鉴于上述内容，任一实施例都可以具有以下的任一优点或多个优点：
消耗低(例如在衰减中使用少量的电阻或分流)；
有效(例如，衰减能量被保持在升压电容器中，并且由输出级来消耗)；
材料清单少(例如在8管脚的IC中实施，最低限度的应用组件数量和/或成本)；
寿命长(例如不使用高压电解质电容器)；和/或
灵活(例如，在不需要调光时，升压转换器可以在高PFC中或是一个或多个功率因数模式中运行)。
毫无疑问，本领域技术人员可以想到其他众多的有效替换方案。应该理解的是，本发明并不局限于所描述的实施例，其包含了落入附加于此的权利要求的实质和范围以内且对本领域技术人员而言显而易见的修改。

Claims (21)

1.一种用于控制固态发光设备的亮度的调光器接口电路，该接口电路具有一个用于接收来自调光器电路的亮度控制电压的输入，并且包括：
电压转换器，用于提供转换器输出电压并且具有电感组件和电荷存储器，该电荷存储器被可控地耦合成接收来自电感组件的电荷，由此将亮度控制电压转换成转换器输出电压；以及
控制电路，包括：
用于接收亮度控制电压的电压电平指示的输入；
用于接收转换器输出电压的电压电平指示的输入；
用于将所述接收到的亮度控制电压电平指示与所述接收到的转换器输出电压电平指示相比较的比较电路；以及
用于检测亮度控制信号变换的变换检测器，所述变换用于打开所述固态发光设备，
其中该控制电路被配置成在亮度控制电压的第一个周期中依照对在所述变换时接收的所述电平指示的所述比较来控制电压转换器，由此，在晚于所述周期的第二个周期，处于所述变换时间的亮度控制电压与转换器输出电压之间的差值与第一个周期中处于该变换时间的所述差值相比更接近于目标电压差值。
2.权利要求1的调光器接口电路，包括：电压箝位电路，用于将亮度控制电压箝位到转换器输出电压以及将接收自输入的电流传导到电荷存储器，以便接收亮度控制电压。
3.前述任一权利要求的调光器接口电路，其中比较电路被配置成通过执行所述比较来指示在第一个周期中的变换时间接收的电平指示之间的差值，以及该控制电路被配置成依照所指示的差值来执行转换器控制。
4.前述任一权利要求的调光器接口电路，其中该控制电路被配置成在亮度控制电压的所述周期中控制从电感组件递送到电荷存储器的电荷量，由此执行所述转换器输出电压控制。
5.权利要求4的调光器接口电路，包括：用于提供所述可控耦合的开关，该控制电路被配置成控制所述开关的至少一个切换周期，由此控制所述电荷量。
6.权利要求5的调光器接口电路，该控制电路被配置成对开关的多个切换周期进行控制，以便控制电荷存储器从电感组件接收的平均电流，由此控制所述电荷量。
7.权利要求4-6中任一权利要求的调光器接口电路，变换检测器被配置成触发向电荷存储器递送电荷的处理。
8.权利要求4-7中任一权利要求的调光器接口电路，被配置成控制电荷递送的持续时间，由此对电荷量进行控制。
9.权利要求8的调光器接口电路，包括：被配置成在经过该持续时间时结束电荷递送的定时电路，该定时电路被配置成基于亮度控制电压来指示电源电流的零交叉点，并且对从所述零交叉点开始的持续时间进行计时。
10.权利要求4-9中任一权利要求的调光器接口电路，被配置成对电荷递送进行控制，以使所述电荷递送持续时间贯穿亮度控制电压的峰值。
11.权利要求4-10中任一权利要求的调光器接口电路，被配置成向电荷存储器递送第一平均电流，之后递送较低的第二平均电流，由此递送所述电荷量。
12.前述任一权利要求的调光器接口电路，被配置成对转换器输出电压的峰值电压进行控制，由此执行所述转换器输出电压控制。
13.前述任一权利要求的调光器接口电路，其中电荷存储器包括非电解质电容器。
14.前述任一权利要求的调光器接口电路，包括：用于指示所述变换中的电源电压值的电压指示器电路，该控制电路被配置成基于所指示的电源电压值来控制目标电压差值。
15.一种固态照明设备，包括：前述任一权利要求的调光器电路以及调光器接口电路，该调光器电路包括三端双向可控硅，并且能够通过操作来控制三端双向可控硅切换的相位角，由此控制亮度控制电压。
16.一种固态照明设备驱动器，包括前述任一权利要求中的调光器接口电路以及用于驱动固态发光设备的输出级，该调光器接口电路被耦合成向输出级提供转换器输出电压，该输出级具有被配置成响应于转换器输出电压降低阈值电压以下而减小输出级的功耗的功率控制器。
17.一种固态照明设备驱动器，包括前述任一权利要求中的调光器接口电路以及用于驱动固态发光设备的输出级，所述调光器接口电路被耦合成向输出级提供转换器输出电压，该输出级被配置成依照亮度控制电压所指示的调光角度来分流源自电荷存储器的电荷，所述分流减小转换器输出电压。
18.一种用于减小针对固态照明设备的驱动信号上的振荡的方法，该方法包括：
对AC调光器电路的三端双向可控硅切换的相位角度进行控制，由此提供一个用于确定照明设备亮度的照明控制信号；
检测亮度控制电压在亮度控制信号的第一个周期中的变换，所述变换是将所述固态发光设备打开；
将亮度控制信号的电平与转换器输出电压的电平相比较，该亮度控制和输出控制电压具有处于所述检测到的变换的时间的电平；
调整升压转换器输出电压，以便使得与在包含检测到的变换的周期中测得的亮度控制和输出控制电压之间的差值相比，其在以后的亮度控制信号周期中的所述变换时间上更接近于目标电压差值；
使用转换器输出信号来驱动照明设备。
19.权利要求18的方法，包括：基于以下至少一项来确定目标电压差值：
关于在所述检测到的变换时间上的电源电压的指示；
电荷存储器的电容值；
与升压转换器的输出耦合的LED驱动器的额定功率。
20.权利要求18或19的方法，其中目标电压差值介于30V与80V之间，优选是至少50V。
21.一种用于控制固态发光设备的亮度的调光器接口电路，该接口电路具有用于接收来自调光器电路的亮度控制电压的输入，并且包括：
电压转换器，用于提供转换器输出电压，并且具有电感组件和电荷存储器，该电荷存储器被可控地耦合成接收来自电感组件的电荷，由此将亮度控制电压转换成转换器输出电压；以及
控制电路，包括：
用于接收亮度控制电压的电压电平指示的输入；
用于接收转换器输出电压的电压电平指示的输入；
用于将所述接收到的亮度控制电压电平指示与所述接收到的转换器输出电压电平指示相比较的比较电路；以及
用于检测亮度控制信号变换的变换检测器，所述变换是打开所述固态发光设备打开，
其中该控制电路被配置成在依照对在亮度控制电压的第一个周期中的所述变换时间接收的所述电平指示的所述比较来控制电压转换器，由此，在晚于所述周期的第二个周期，处于所述变换时间的亮度控制电压与转换器输出电压之间的差值与第一个周期中处于该变换时间的所述差值相比更接近于目标电压差值。
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