KR101252398B1 - Ａｃ 입력 전압을 조정된 출력 전류로 변환하는 시스템 및 방법 - Google Patents

Ａｃ 입력 전압을 조정된 출력 전류로 변환하는 시스템 및 방법 Download PDF

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Abstract

일 실시예를 따르는 컨버터는 AC 전압을 Z-형 구성의 DC 부하에 제공되는 조정된 출력 전류로 변환한다. 필터 커패시터가 부하를 통해 흐르는 전류를 평균화하도록 제공된다. 컨버터는 AC 전압을 정류하기 위한 그리고 정류된 전압을 제공하기 위한 정류기 네트워크, 및 정류된 전압을 평활하기 위한 평활 커패시터를 포함한다. 컨버터는 부하와 직렬로 결합된 인덕터를 통해 제공되는 감지된 전압 및 감지된 전류에 기반해서 스위칭 트랜지스터를 제어하는 히스테리시스 전류 모드 제어기를 포함한다. 전류가 로우 밸리 레벨에 도달할 때 트랜지스터가 턴-온되고, 전류가 피크 레벨에 도달할 때 턴-오프된다. 감지된 전압이 정해진 레벨 위에 있는 동안 동작은 이 방법으로 토글링한다. 밸리 필 네트워크가 정해진 최저 레벨 이하로 강하하는 것으로부터 감지된 전압을 유지하도록 제공될 수 있다.

Description

ＡＣ 입력 전압을 조정된 출력 전류로 변환하는 시스템 및 방법{SYSTEM AND METHOD FOR CONVERTING AN AC INPUT VOLTAGE TO A REGULATED OUTPUT CURRENT}
본 발명은 AC 입력 전압을 조정된 출력 전류로 변환하는 간단한 저-비용 컨버터에 관한 것이다.
본 출원은 2010년 09월 30일에 출원된 미국 가출원 제 61/388,353호의 이익을 청구하고, 모든 의도 및 목적상 전체적으로 참조를 위해 여기 병합된다.
효율적이고 비용 효과적인 방식으로 AC 전압을 부하에 제공되는 조정된 출력 전류로 변환하는 것이 소망된다. 부하는 국한되는 것은 아니지만 몇몇 예를 들자면 배터리 충전기, 직류(DC) 모터, 하나 이상의 발광 다이오드(LED) 등과 같은 DC 부하 등일 수 있다.
하나의 특정 응용은 전구 대체물인 LED 라이트이다. 백열 전구는 보통 AC 입력 소스와 사용되고 TRIAC 디머 등과 같은 라인 디머와 사용될 수도 있다. 그렇지만, 백열 전구는 상대적으로 비효율적이여서 그들을 더 효율적인 LED 라이트로 대체하는 것이 소망된다. LED 라이트는 AC 입력 또는 현존 디머와 직접 잘 작동하지는 않아서 AC 전압과 LED 라이트 사이에 컨버터가 개재된다.
종래의 컨버터는 흔히 커스텀 마그네틱 부품 및/또는 전해 커패시터를 필요로 하였다. 종래의 컨버터는 흔히 구현 및 제어의 관점에서 비용이 들고 다소 복잡하다. 종래의 컨버터는 흔히 전압 오버슛을 제어하기 위해 스누버 회로 등을 요구한다. 커스텀 트랜스포머, 전해 커패시터 및 스누버 회로를 회피하는 저비용 단순 AC 컨버터를 제공하는 것이 소망된다.
본 발명은 AC 입력 전압을 조정된 출력 전류로 변환하는 간단한 저-비용 컨버터를 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명의 일 실시예를 따르는 컨버터(역시 여기서 레귤레이터로서 언급됨)는 단순하고, AC 입력을 조정된 출력 전류로 변환하는 저-비용 컨버터이다. 여기서 설명된 컨버터는 DC 전류가 소망되는 다양한 부하들을 구동하도록 사용될 수 있다. 예시들의 비-제한적인 리스트는 배터리 충전기, 발광 다이오드(LED) 드라이버, 전기 모터의 코일용 드라이버, 하나 또는 그이상의 레이저 다이오드 등을 포함한다.
일 실시예를 따르는 컨버터는 표준 인덕터들을 사용할 수 있고, 커스텀(custom) 트랜스포머를 회피한다. 그렇지 않으면 커스텀 트랜스포머는 종래의 LED 드라이버들에서의 사용에 일반적이다.
일 실시예에서, 컨버터는 파워 스위칭 디바이스 또는 전자 스위칭 디바이스 상의 오버슛을 제어하기 위해 스누버 회로를 필요로하지 않는다. 파워 스위칭 디바이스들 또는 전자 스위치들의 예시들은 금속-산화 반도체, 전계-효과 트랜지스터(MOSFET) 또는 다른 유사한 형태들(예, FETs, MOS 디바이스들 등), 바이폴라 접합 트랜지스터(BJTs)들 및 그와 유사한 것, 절연된-게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBTs)들 및 그와 유사한 것 등을 포함한다.
따라서 더 작거나 덜 비싼 커패시터들이 일반적으로 짧은 수명, 고 비용, 및 큰 크기에 의해 특징화되는 전해(electrolytic) 커패시터들이 회피될 수 있도록 스위치 주파수 필터링을 위해 사용될 수 있다. 단순한 히스테리시스 전류 제어기는 정확한 전류 레귤레이션 및 감소된 전자기 간섭(EMI) 방출(emissions)들을 제공한다.
본 발명을 따르는 시스템 및 방법은 감소된 수의 부품(component)들을 사용하여 크기 및 비용을 감소시킨다.
본 발명의 이익들, 특징들, 및 이점들이 다음의 설명, 및 첨부된 도면들과 관련해서 더 잘 이해될 것이고, 여기서:
도 1은 일 실시예를 따라서 실행된 컨버터의 단순화되고 도식화된 블록도이고;
도 2는 도 1의 컨버터의 동작을 도시하는 일련의 타이밍도들이며;
도 3은 컨버터의 도식화된 블록도이고, 그것은 도 1의 컨버터의 더 구체적인 실시예이고 여기서 유사한 부품들은 동일한 참조 부호들을 가정하고;
도 4는 컨버터의 도식화된 블록도이고, 도 1의 컨버터와 동일한 방법으로 구성되며, 여기서 유사한 부품들은 동일한 참조 부호들을 가정하며;
도 5는 히스테리시스 전류 제어 시뮬레이션 회로 및 듀티 라티오 제어 시뮬레이션 회로 모두에 관한 컨팅된 EMI 스펙트럼의 측정들을 나타내고,
도 6은 LED들을 스태틱 레지스터로 대체하는 것을 제외하고 도 3의 컨버터와 유사하도록 구성되는 컨버터를 초래하는 시뮬레이션을 도시하는 타이밍도이다.
도 7-10은 여기서 설명된 구성들 중 임의 하나에 따라서 실행되는 컨버터를 사용하는 다양한 전자 디바이스들을 도시한다.
도 11은 하나 또는 그 이상의 LED들로 전류를 제공하도록 도 9에서 도시된 바와 유사한 방법으로 구성되는 컨버터를 포함하는 전자 디바이스의 블록도이다.
본 발명의 이익들, 특징들, 및 이점들이 다음의 설명, 및 첨부된 도면들과 관련해서 더 잘 이해될 것이다. 다음의 설명은 해당 기술분야의 통상의 기술자가 소정 어플리케이션의 문맥 및 요구사항들 내에 제공되는 바와 같이 본 발명을 구성하고 사용하는 것이 가능할 수 있도록 제시된다.
그러나 바람직한 실시예에 대한 다양한 수정들이 해당 기술분야의 당업자에게 명백할 것이고, 여기서 정의된 일반적인 원칙들이 다른 실시예들에 적용될 수 있다. 그러므로 본 발명은 여기서 도시되고 설명된 소정 실시예들로 제한되도록 의도되지 않으나, 그러나 그것은 여기서 개시된 원칙들 및 신규한 특징들을 충족하는 가장 넓은 범위에 부합되어야 한다.
본 발명의 일 실시예를 따르는 컨버터(역시 여기서 레귤레이터로서 언급됨)는 단순하고, AC 입력을 조정된 출력 전류로 변환하는 저-비용 컨버터이다. 여기서 설명된 컨버터는 DC 전류가 소망되는 다양한 부하들을 구동하도록 사용될 수 있다. 예시들의 비-제한적인 리스트는 배터리 충전기, 발광 다이오드(LED) 드라이버, 전기 모터의 코일용 드라이버, 하나 또는 그이상의 레이저 다이오드 등을 포함한다.
일 실시예를 따르는 컨버터는 표준 인덕터들을 사용할 수 있고, 커스텀(custom) 트랜스포머를 회피한다. 그렇지 않으면 커스텀 트랜스포머는 종래의 LED 드라이버들에서의 사용에 일반적이다.
일 실시예에서, 컨버터는 파워 스위칭 디바이스 또는 전자 스위칭 디바이스 상의 오버슛을 제어하기 위해 스누버 회로를 필요로하지 않는다. 파워 스위칭 디바이스들 또는 전자 스위치들의 예시들은 금속-산화 반도체, 전계-효과 트랜지스터(MOSFET) 또는 다른 유사한 형태들(예, FETs, MOS 디바이스들 등), 바이폴라 접합 트랜지스터(BJTs)들 및 그와 유사한 것, 절연된-게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBTs)들 및 그와 유사한 것 등을 포함한다.
따라서 더 작거나 덜 비싼 커패시터들이 일반적으로 짧은 수명, 고 비용, 및 큰 크기에 의해 특징화되는 전해 커패시터들이 회피될 수 있도록 스위치 주파수 필터링을 위해 사용될 수 있다. 단순한 히스테리시스 전류 제어기는 정확한 전류 레귤레이션 및 감소된 전자기 간섭(EMI) 방출들을 제공한다. 본 발명의 일 실시예를 따르는 시스템 및 방법은 감소된 수의 부품들을 사용하고 그로써 크기 및 비용을 감소시킨다.
도 1은 일 실시예를 따라서 실행된 컨버터(100)의 단순화되고 도식화된 블록도이다. 컨버터(100)는 쿼지(quasi)-Z-소스 구성을 사용하여 구성되고 교류(AC) 입력 전압 VAC를 그라운드(GND)와 같은 기준 공급 전압과 관련된 부하 레지스터 RL을 가로질러 인가되는 출력 전압 VL로 변환하도록 동작한다. VAC는 노드(101) 상에 인가되는 포지티브 극성 및 노드(103) 상의 네거티브 극성을 가진다. VAC는 다이오드(D1, D2, D3, D4)들을 포함하는 브리지 정류기(104)에 인가된다. D1의 캐소드 및 D2의 애노드가 노드(101)에 결합되고, D3의 캐소드 및 D4의 애노드가 노드(103)에 결합된다. D2 및 D4의 캐소드들이 전압 VC1을 전개하는 노드(105)에 결합된다. 노드(105)가 필터 커패시터 C1의 일단(예, 포지티브 단자), 인덕터 L1의 일단, 및 전자 스위치 Q의 드레인에 결합된다. 대안적인 파워 스위칭 디바이스들이 심사숙고될 수 있음에도, 전자 스위치 Q가 N-채널 MOSFET로서 실행된다.
L1의 다른 단이 전압 VC2를 전개하는 노드(107)에 결합되고, 노드(107)는 또 다른 필터 커패시터 C2의 일단(예, 포지티브 단자), 다이오드 D의 캐소드, 및 제어기(115)의 일 입력에 더 결합된다. Q의 소스, C2(예, 네거티브 단자)의 다른 단 및 제어기(115)의 또 다른 입력이 노드(109)에 입력되고, 그것은 GND에 더 결합된다. 부하 레지스터 RL이 노드(109) 및 또 다른 노드(111) 사이에 결합되고, 필터 커패시터 CDC가 RL과 병렬로 결합된다. 노드(111)가 출력 전압 VL(GND와 관련됨)을 전개하고, 또 다른 인덕터 L2의 일단에 결합된다.
L2의 다른 단이 노드(113)에 결합되고, 다이오드 D, D1, 및 D3의 캐소드들 및 커패시터 C1의 다른 단(예, 네거티브 단자)에 더 결합된다. 전류 IL1은 인덕터 L1을 통해 노드(105)로부터 노드(107)로 흐른다. 전류 IL2는 노드(109)로부터 부하(CDC 및 RL)를 통해 그리고 인덕터 L2를 통해 노드(113)로 흐르고, 따라서 인덕터 L2를 통해 흐르는 전류를 나타낸다. 전류 센서(117)는 IL2를 감지하고, 비례 전압 감지 신호 VS를 전개하며, 제어기(115)의 또 다른 입력에 제공된다. 제어기(115)는 Q의 케이트에 대한 게이트 드라이브 신호 GD를 확인한다. 부하 전류 IRL은 RL을 통해 흐른다.
브리지 정류기(104)는 AC 입력 전압 VAC를 커패시터 C1을 가로지르는 정류된 DC 전압 VC1, 및 커패시터 C2를 가로지르는 또 다른 전압 VC2로 변환한다. 인덕터(L1 & L2)들, 커패시터(C1 & C2)들, 스위치 Q, 및 다이오드 D의 구성은 쿼지-Z-소스 레귤레이터를 집합적으로 형성한다. 동작에서, 제어기(115)는 커패시터 C2의 전압 VC2 및 인덕터 L2의 전류 IL2를 모니터링하고 Q의 활성화를 모듈레이팅하는 것에 의해, 예를 들어, GD 신호를 통해 Q를 턴-온 및 턴-오프하는 것에 의해 부하를 조정한다.
도 2는 컨버터(100)의 동작을 도시하는 일련의 타이밍도이고, VAC, VC1, IL2, IRL 및 GD가 시간에 대해 플로팅된다. VAC는 0 볼트(V) 또는 GND에서 센터링된 포지티브 및 네거티브 피크들 사이에서 오실레이팅하는 일반적인 사인곡선(sinusoidal) 신호이다. VC1은 VAC의 정류된 버전이고, 그래서 각각의 사이클의 제 2 하프 동안 VAC가 네거티브 고잉하는 동안 포지티브로 남겨지는 것을 제외하고 VC1의 크기는 VAC를 뒤따른다. 커패시터 C1 및 C2는 VAC 주파수 에너지를 저장하거나 또는 정류된 입력 전압 VC1을 홀딩 업하기 보다는 스위칭 주파수를 평활한다. 스위칭 주파수 필터링을 위해 사용된 커패시턴스는 라인 주파수 에너지 저장을 위해 사용된 커패시턴스보다 더 작다. 따라서 일반적으로 짧은 수명, 고 비용, 및 큰 크기로 특징화되는 전해 커패시터들은 컨버터(100)에 대해 회피될 수 있다.
VC1이 VRUN으로 나타난 포지티브 전압 임계 이하일 때, Q가 턴-오프되도록 GD는 로우로 홀딩된다. 일단 VC1이 VRUN을 초과하면, Q가 턴-온되고 L2를 통한 전류 IL2가 VC1 더하기 부하 전압 VL에 비례하는 비율로 증가하도록 제어기(115)는 GD가 하이임을 확인한다. VL이 GND와 관련해서 네거티브임이 언급된다. IPK로 도시된바와 같이 IL2가 피크 임계 전류에 도달할 때, 제어기(115)는 Q가 턴-오프되도록 GD가 로우임을 확인한다. 다이오드 D가 IL2를 위한 경로를 제공하도록 컨덕팅하고, IL2가 VC2 더하기 VL에 비례하는 비율로 감소한다.
IVAL로 도시되는 바와 같이 IL2가 밸리 임계 전류에 도달할 때, 제어기(115)는 Q가 다시 턴-온하도록 GD가 하이임을 다시 확인한다. 스위칭 사이클은 VC1이 VRUN 위에 있는 동안 IL2가 IVAL과 IPK 사이를 트랜지션하도록 반복한다. VC1이 변함(증가함/감소함)에 따라서 IL2의 트랜지션들의 슬로프가 변한다(증가한다/감소한다)는 것이 언급된다. VC1이 VRUN 이하로 감소할 때, 제어기(115)는 Q를 턴-오프로 유지하도록 GD를 로우로 풀링(pull)한다. 이 제어 방법은 히스테리시스 전류 모드 또는 뱅-뱅 제어로서 언급될 수 있다. VC1이 VRUN 위에 있는 동안 부하 RL을 통한 부하 전류 IRL이 일반적으로 IPK 및 IVAL의 평균이 되도록 커패시터 CDC는 스위칭 주파수 리플을 필터링한다.
명백하게 도시되지 않음에도, 인덕터 L1에서의 전류 IL1의 전류 웨이브 형상은 IL2의 것과 유사하다. Q가 턴-온될 때, IL1은 VC2의 레벨에 비례하는 비율로 증가하고(예, IL1의 변경 또는 데리베이티브(derivative)의 비율은 VC2/L1과 관련되거나 또는 그렇지 않으면 등가임), Q가 턴-오프 될 때, 다이오드 D는 VC1에 비례하여 감소하도록 IL1을 위한 경로를 제공한다.
도 3은 컨버터(300)의 도식화된 블록도이고, 그것은 도 1의 컨버터(100)의 더 구체적인 실시예이며, 여기서 유사한 부품들은 동일한 참조 부호들로 가정한다. VAC는 노드(101, 103)들을 가로질러 다시 제공되고, 여기서 가용성(fusible) 레지스터 FR이 안전 목적을 위해 노드(101) 및 노드(101A) 사이에 제공된다. EMI 필터 커패시터 CEMI가 노드(101A, 103)들 사이에 결합되고, 다이오드들 D1 및 D2의 애노드들이 노드 (101A)에 대신 결합된다. 다이오드들 D2 및 D4의 캐소들이 노드(105A)에 대신 결합되고, 필터 인덕터 LEMI가 노드(105, 105A)들 사이에 결합된다. LEMI, CEMI 및 C1은 방출을 감소시키도록 EMI 필터로서 집합적으로 동작한다. 디바이스들 C1, C2, L1, L2, D 및 Q가 컨버터(100)와 유사한 방법으로 노드(105, 107, 109, 111, 113)들에 결합된다.
전류 센서(117)가 노드(109)(GND) 및 노드(109A) 사이에 결합된 감지 레지스터 RS에 의해 대체된다. 노드(109, 109A)들이 부하의 목적을 위해 동일한 전압 레벨을 가지도록 RS는 일반적으로 상대적으로 스몰-밸류잉된(small-valued) 레지스턴스이다. 부하 필터 커패시터 CDC가 노드(111, 109A)들 사이에 결합된다. 부하 레지스터 RL이 노드(111, 109A)들 사이에 결합된 LED들의 직렬 스트링으로 대체된다. LED들을 통한 부하 전류가 전류 ILED로서 도시된다. D1 및 D3의 캐소드들이 유사한 방법으로 노드(113)에 결합된다.
제어기(115)가 제어기(315)에 의해 대체된다. 도시된 실시예에서, 제어기(315)는 반전(inverting) 버퍼(301), 비교기(303, 305, 321)들, 로직 케이트(307, 309)들, 셋-리셋(SR) 래치(311), 게이트 드라이브 증폭기(313), 주파수 스위칭(FSW) 리미터(317), 바이어스 레귤레이터(319), 및 기준 제너레이터(323)를 포함한다. 버퍼(301)의 입력이 노드(109A)에 결합되고 그것의 출력이 비교기(303, 305)들 모두의 비-반전 입력들에 결합된다. 비교기(303)의 출력이 로직 게이트(307)의 일 입력에 결합되고, 그것은 2-입력 NOR 게이트로서 구성된다.
비교기(305)의 출력이 로직 게이트(309)의 일 입력에 결합되고, 그것은 2-입력 OR 게이트로서 구성된다. NOR 게이트(307)의 출력이 SR 래치(311)의 설정 입력에 결합되고 OR 게이트(309)의 출력이 SR 래치(311)의 재설정 입력에 결합된다. SR 래치(311)의 Q 출력이 증폭기(313)의 입력 및 FSW 리미터(317)의 일 입력에 결합된다. 증폭기(313)의 출력이 Q의 게이트에 제공되는 GD 신호를 전개한다. FSW 리미터(317)의 출력이 NOR 게이트(307)의 다른 입력에 제공된다.
VC2를 전개하는 노드(107)가 바이어스 레귤레이터(319)의 일 입력 및 비교기(321)의 반전 입력에 제공된다. 바이어스 레귤레이터(319)는 GND에 대해 역시 기준화된(referenced)(또는 GND에 결합된 그것의 다른 공급 전압 입력을 가짐) 증폭기(313)의 소스 전압 입력에 대해 커패시터 CB(GND에 관련됨)에 의해 필터링된 전압 VA를 전개한다. 바이어스 레귤레이터(319)는 기준 레귤레이터(323)에 제공되는 소스 전압을 역시 전개하고, 그것은 기준 전압 레벨들 VMIN, VVAL 및 VPK를 전개한다. VMIN이 비교기(321)의 비-반전 입력에 제공되고, VPK가 비교기(305)의 반전 입력에 제공되고, VVAL이 비교기(303)의 반전 입력에 제공된다.
RS를 통한 전류 IL2는 노드(109A) 상에 상대적으로 작은 네거티브 전압 레벨을 전개하고, 그것은 비교기(303, 305)들로 비교 감지 전압 VS를 제공하도록 버퍼(301)에 의해 반전되고 버퍼링된다(그리고 소망된다면, 증폭된다). VVAL은 IVAL에 상응하고, VPK는 IPK에 상응하며, 그리고 VMIN은 VRUN에 상응한다. 일 실시예에서, FSW 리미터(317)는 정해진 최대 레벨로 Q의 스위칭 주파수를 제한하도록 동작한다.
일 실시예에서, FSW 리미터(317)는 폴링 에지 딜레이(falling edge delay)이다. SR 래치(311)가 설정될 때, 그것의 Q 출력은 하이이고 FSW 리미터(317)의 출력 역시 하이이다. SR 래치(311)이 재설정되고 그것의 Q 출력이 로우일 때, FSW 리미터(317)의 폴링 에지 딜레이 출력은 SR 래치(311)가 설정되는 것을 방지하도록 정해진 시간 동안 머문다. 일 실시예에서, 정해진 시간은 1 마이크로초(㎲)이다. 이 방법으로, 스위칭 리미트 펑션은 50% 듀티 사이클을 갖는 500 킬로헤르츠(kHz)로 하향 변화할 수 있는 1 메가헤르츠(MHz)의 최대치로 스위칭 주파수를 제한한다. 이 경우에, 스위칭 리미트 펑션은 최저 오프 타임 펑션으로서 동작하고 그것은 반드시 정확한 주파수 리미트는 아니다.
컨버터(100)의 동작은 도 2의 타이밍도들에 의해 도시되는 바와 같은 컨버터(100)의 것과 유사하다. 전류 IRL은 LED들을 통해 LED 전류 ILED에 의해 대체된다. VAC 및 VC1은 동일한 방법으로 동작한다. VC1이 VRUN 이하일 때, VC2는 VMIN이하이고, 비교기(321)의 출력은 하이이며, 그리고 OR 게이트(309)의 출력은 하이이고, 그것은 GD가 고잉 하이하는 것을 방지하도록 SR 래치(311)를 재설정 상태로 유지한다. VC1이 VRUN 위로 상승하고 VC2가 VMIN을 초과할 때, 비교기(321)의 출력은 SR 래치(311)가 헬드(held) 재설정 상태에서 릴리싱하며(releasing) 고잉 로우한다.
VS가 전류 IL2가 IVAL 아래임을 나타내는 VVAL 아래에 있기 때문에, 비교기(303)의 출력은 로우이다. FSW 리미터(317)의 출력 역시 로우임을 가정할 때, NOR 게이트(307)의 출력이 스위치 Q를 턴-온하도록 GD를 하이로 풀링하도록 SR 래치(311)를 설정하도록 고잉 하이한다. 비교기(305)의 출력이 SR 래치(309)를 재설정하도록 OR 게이트(309)의 출력을 하이로 풀링하도록 고잉 하이하는 시간에서, IL2가 IPK에 도달함을 나타내는 VPK까지 VS가 상승할 때까지 전류 IL2가 선형 비율로(앞서 설명된 바와 같음) 증가한다. SR 래치(309)는 Q를 턴-오프하도록 GD를 로우로 풀링하고 IL2는 IVAL로 다시 하향하는 선형 비율로 감소한다. 동작은 도 2에서 도시된 바와 같이 이 방법으로 반복한다.
평균 LED 전류 ILED가 VPK 및 VVAL 각각에 의해 결정된 바와 같이 피크 및 밸리 임계들, IPK 및 IVAL에 의해 설정된다. 제어기(315)는 단순화된 바이어싱, 게이트 드라이브 및 전류 감지를 인에이블링한다. 단순한 바이어스 레귤레이터(319)는 제어 및 게이트 드라이브 파워를 VC2로부터 유도한다. Q의 소스 역시 그라운드에 결합되고, 싱글-엔딩된 게이트 드라이버를 인에이블링한다. 전류 IL2는 RS(그라운드와 관련됨)를 가로질러 네거티브 전압을 생성하고 다양한 방법(반전 전압 증폭기 또는 전압-전류 증폭기를 포함)들이 IL2에 비례하여 적합한 신호(예, VS)로 제어를 제공한다.
도 4는 컨버터(400)의 도식화된 블록도이고, 그것은 컨버터(100)와 동일한 방법으로 구성되고, 여기서 유사한 부품들은 동일한 참조 부호들을 가정한다. 컨버터(400)는 예시적인 밸리 필(fill) 네트워크(401)를 더 포함하고, 부가적인 다이오드들 D5, D6 및 D7 및 커패시터들 C3 및 C4를 포함한다. D5의 애노드가 노드(113)에 결합되고, 그것의 캐소드가 D6의 애노드 및 C3의 일단에 결합된다. C3의 다른 단이 노드(105)에 결합된다. C4의 일단이 노드(113)에 결합되고, 그것의 다른 단이 D6의 캐소드 및 D7의 애노드에 결합된다. D7의 캐소드가 노드(105)에 결합된다.
밸리 필 네트워크(401)가 출력에서 계속적인 부하 파워를 제공하도록 정류된 쿼지-Z-소스 컨버터 구성에 부가된다. 밸리 필 네트워크(401)는 VAC의 제로 크로싱(zero crossing) 부근에서 VC1을 홀딩 업하는 것에 의해 에너지 저장을 제공한다. 밸리 필 네트워크(401) 내의 커패시터들 D3 및 C4는 VAC의 피크 전압 부근에서 직렬로 충전하고 정류된 전압 VC1의 밸리에서 필링하도록 병렬로 방전한다. 밸리 필 네트워크(401)는 계속적인 부하 레귤레이션을 요구하는 어플리케이션들에 대해제로 크로싱 동안 에너지를 제공한다.
히스테리시스 전류 제어는 부하 전류를 조정하기 위한 단순한 수단을 제공한다. 앞서 언급된 바와 같이, 부하 전류는 IPK 및 IVAL 임계 사이의 평균(mean)이다. 히스테리시스 전류 모드 제어의 또 다른 이점은 VAC의 사이클에 걸친 스위칭 주파수의 배리에이션(variation)으로인해 감소된 EMI이다. 스위칭 주파수는 인덕턴스 L2 및 전압들 VC1, VC2, 및 VL의 평션이다.
도 5는 각각이 동일한 파워 부품들을 갖는 히스테리시스 전류 제어 시뮬레이션 회로(미도시) 및 듀티 라티오 제어 시뮬레이션 회로(미도시) 모두에 관해 컨덕팅된 EMI 스펙트럼의 측정들을 나타낸다. 스펙트럼은 볼트(Volts)들 대 헤르츠(Hertz)("k"는 킬로헤르츠를 의미하고 "M"은 메가헤르츠를 의미함)에서의 주파수로 측정된다. 제 1 스펙트럼(501)은 히스테리시스 전류 제어 회로를 위해 컨덕팅된 EMI이고, 제 2 스펙트럼(503)은 듀티 라티오 제어 회로를 위해 컨덕팅된 EMI이다. 고정된 스위칭 주파수 듀티 라티오 제어 회로를 위한 제 2 스펙트럼(503)의 특징적인 피크들은 히스테리시스 전류 제어 회로를 위한 제 1 스펙트럼(501)의 특징적인 피크들보다 현저하게 더 크다.
도 6은 LED들을 스태틱 90Ω 레지스터로 대체한 점을 제외하고 컨버터(300)과 유사하도록 구성된 컨버터를 초래하는 시뮬레이션을 도시하는 타이밍도이다. 전압들 VC1, VDS, VL 및 부하 전류 IRL은 시간(밀리초 또는 ms에서의)에 대해 플로팅되는 것으로 도시된다. VDS는 스위치 Q의 드레인-소스 전압이다. IRL은 스태틱 90Ω 레지스터를 통한 부하 전류(밀리-Amp 또는 mA에서의)이다. 시뮬레이션은 상응하는 브레드보드(breadboard) 결과들(미도시)과 상관된 웰(well)을 초래한다.
도 7-10은 여기서 설명된 구성들 중 임의 하나를 따라서 실행된 컨버터(700)를 사용하는 다양한 전자 디바이스들을 도시한다. 컨버터(700)는 여기서 설명된 바와 같은 쿼지-Z-소스 컨버터로서 실행될 수 있다. 도 7에서 도시된 바와 같이, 컨버터(700)는 VAC를 수신하고, DC 부하(703)의 임의 유형을 구동한다. 도 8에서 도시된 바와 같이, 컨버터(700)는 VAC를 수신하고 하나 또는 그 이상의 재충전가능한 배터리들을 포함하는 배터리 또는 배터리 뱅크(801)를 충전한다. 도 9에서 도시된 바와 같이, 컨버터(700)는 VAC를 수신하고 하나 또는 그 이상의 발광 다이오드(LEDs)(901)들로 전류를 제공한다. 도 10에서 도시된 바와 같이, 컨버터(700)는 VAC를 수신하고 전기 모터(1003) 또는 그와 유사한 것을 위한 마그네틱 필드를 발생시키도록 코일(1001) 또는 그와 유사한 것에 전류를 제공한다.
도 11은 하나 또는 그이상의 LED(901)들로 전류를 제공하도록 도 9에서 도시된 바와 유사한 방법으로 구성되는 컨버터(700)를 포함하는 전자 디바이스(1100)의 블록도이다. 이 경우에, 종래의 라인 디머(1102)는 VAC(예, AC 라인 전압)를 수신하고 AC 전도성 각 모듈레이팅된 전압 또는 "초핑된" 전압 VACMOD를 제공하고, 그것은 컨버터(700)의 입력에 제공된다. 일 실시예에서, 라인 디머 회로(1102)는 VACMOD를 제공하도록 매 하프 사이클(즉, 180도) 동안 0과 180도 사이의 임의 위상 각에서, (1101)에서 묘사된, VAC의 리딩 에지 및 트레일링(trailing) 에지 중 하나 또는 모두를 선택적으로 초핑하도록 동작한다. VACMOD의 예시적인 형태가 (1103)에서 묘사되고, 여기서 리딩 에지가 매 하프 사이클 동안 초핑된다.
일 실시예에서, 라인 디머 회로(1102)는 정해진 위상 각까지 0 부근에서 VAC 웨이브 형상을 지연시키도록 TRIAC(미도시) 또는 그와 유사한 것을 사용한다. 디머 위상 각이 더 커질수록, VAC가 VACMOD의 전압을 감소시키도록 더 초핑되거나 제로화된다. 일단 위상 각이 하프 사이클마다 도달되면, VAC는 라인 전압으로 스텝핑 업하고(예, TRIAC가 컨덕팅한다) VAC의 남겨진 부분이 컨버터(700)로 출력된다.
컨버터(700)는 종래의 라인 디머 회로와 비교할 때 디밍 동작에 대한 이점을 제공한다. LED(901)들이 제로 크로싱 부근에서 VAC의 사이클마다 두번 턴-오프한다. 컨버터(700)는 LED 전류를 조정한다. 이 경우에, 평균 LED 전류 및 라이트 출력의 상응하는 양은 디머 위상 각에 비례한다. 종래의 LED 디머들은 디밍 위상 각을 유도하고 그때 위상 각에 비례해서 평균 LED 전류를 조정하기 위해 복잡한 제어를 사용한다. 컨버터(700)는 복잡한 제어를 사용하지 않고 위상 각에 비례해서 평균 LED 전류를 자동적으로 조정한다.
일 실시예를 따르는 컨버터는 AC 전압을 부하로 제공되는 조정된 출력 전류로 변환한다. 컨버터는 제 5 노드를 통한 제 1 노드 및 제 1 노드에 결합되는 기준 노드를 포함한다. 부하는 필터 커패시터와 병렬인 제 1 및 제 2 노드들 사이의 결합을 위한 것이다. 컨버터는 AC 전압을 정류하기 위한 그리고 제 3 노드 상에 정류된 전압, 제 3 및 제 4 노드들 사이에 결합된 제 2 커패시터, 제 3 및 제 5 노드들 사이에 결합된 제 1 인덕터, 제 5 노드 및 기준 노드 사이에 결합된 제 3 커패시터, 제 2 및 제 4 노드들 사이에 결합된 제 2 인덕터, 및 제 4 노드에 결합되는 애노드 및 제 5 노드에 결합되는 캐소드를 갖는 제 1 다이오드를 제공하기 위한 정류기 네트워크를 더 포함한다.
컨버터는 제 2 인덕터를 통해 기준 노드에서 제 4 노드로 흐르는 전류를 감지하기 위한 그리고 그것을 나타내는 감지 신호를 제공하기 위한 전류 감지 디바이스를 더 포함한다. 컨버터는 제 3 노드에 결합되는 제 1 전류 단자, 기준 노드에 결합되는 제 2 전류 단자를 갖고, 제어 단자를 갖는 스위칭 트랜지스터를 더 포함한다. 컨버터는 제 3 노드에 그리고 스위칭 트랜지스터의 제어 단자에 결합되고 감지 신호를 수신하는 히스테리시스 전류 모드 제어기를 포함한다. 컨버터는 제 2 인덕터를 통해 전류를 조정하도록 감지 신호에 기반해서 스위칭 트랜지스터를 제어한다.
일 실시예를 따르는 전자 디바이스는 Z-형 컨버터, 전류 센서, DC 부하, 및 제어기를 포함한다. Z-형 컨버터는 브리지 정류기, 제 1 및 제 2 커패시터들, 제 1 및 제 2 인덕터들, 제 1 인덕터 및 전자 스위치를 포함한다. 정류기는 제 1 노드 상에 정류된 전압을 제공하도록 AC 전압을 정류한다. 제 1 커패시터는 제 1 노드 및 제 2 노드 사이에 결합된다. 제 1 인덕터가 제 1 노드 및 제 3 노드 사이에 결합된다. 제 2 커패시터는 기준 전압 레벨을 갖는 제 3 노드 및 제 4 노드 사이에 결합된다. 제 2 인덕터가 제 2 노드 및 제 5 노드 사이에 결합된다. 제 1 다이오드는 제 2 노드에 결합되는 애노드 및 제 3 노드에 결합되는 캐소드를 가진다. 전자 스위치는 제 1 노드에 결합되는 제 1 전류 단자, 제 4 노드에 결합되는 제 2 전류 단자를 가지고, 제어 단자를 가진다.
전류 센서는 제 4 노드로부터 제 5 노드로 그리고 제 2 인덕터를 통해 전류를 감지하고 비교 감지 신호를 제공한다. DC 부하는 필터 커패시터를 포함하고 제 4 및 제 5 노드들 사이에 결합된다. 제어기는 제 3 노드에 결합되고, 감지 신호를 수신하고, 전자 스위치의 제어 단자에 결합된다. 제어기는 상대적으로 일정한 전류를 유지하도록 제 2 인덕터를 통해 전자 스위치를 제어한다.
AC 입력 전압을 컨버터를 사용하여 조정된 출력 전류를 갖는 DC 출력으로 변환하는 방법이 개시된다. 컨버터는 제 1 및 제 2 노드들 사이에 결합되는 제 1 인덕터, 제 2 노드 및 기준 노드 사이에 결합되는 제 1 커패시터, 제 3 노드에 결합되는 애노드 및 제 2 노드에 결합되는 캐소드를 갖는 다이오드, 기준 노드 및 제 4 노드 사이에 결합되는 필터 커패시터를 포함하는 부하 네트워크, 제 3 및 제 4 노드들 사이에 결합되는 제 2 인덕터, 및 제 1 및 기준 노드들 사이에 결합되는 전류 단자들을 갖고 제어 단자를 갖는 스위치를 포함한다.
본 발명의 방법은 제 1 및 제 3 노드들 사이에 정류된 전압을 제공하도록 AC 입력 전압을 정류하는 단계, 제 2 노드의 전압을 모니터링하는 단계, 제 2 인덕터를 통해 흐르는 제 2 인덕터 전류를 모니터링하고 그것을 나타내는 감지 신호를 제공하는 단계, 제 2 노드의 전압이 적어도 정해진 최저 레벨에 있는 동안 제 2 인덕터 전류가 밸리 전류 레벨로 강하하는 것을 감지 신호가 나타낼 때 스위치를 턴-온하는 단계, 및 제 2 노드의 전압이 정해진 최저 레벨보다 작을 때 그리고 제 2 노드의 전압이 적어도 정해진 최저 레벨에 있는 동안 제 2 인덕터 전류가 피크 전류 레벨로 상승하는 것을 감지 신호가 나타낼 때 스위치를 턴-오프하는 단계를 포함한다.
본 발명이 그것의 특정 바람직한 버전들에 대한 참조와 함께 고려할만한 세부사항에서 설명되었음에도, 다른 버전들 및 변형들이 가능하고 심사숙고된다. 해당 기술분야의 당업자들은 그들이 다음의 청구항(들)에 의해 정의된 바와 같이 본 발명의 사상 및 범위에서 벗어남 없이 본 발명의 동일한 목적을 제공하기 위해 다른 구조들을 설계하거나 또는 수정하기 위한 토대로서 개시된 개념 및 소정 실시예들을 용이하게 사용할 수 있다는 점을 인정해야 한다.
115: 제어기
317: FSW 리미터
319: 바이어스 레귤레이터
323: 기준 레귤레이터
700: 컨버터
703: DC 부하
1102: 디머

Claims (20)

  1. AC 전압을 부하에 제공되는 조정된 출력 전류로 변환하기 위한 컨버터로서, 상기 컨버터는:
    상기 부하의 제 1 단부에 결합하기 위한 제 1 노드 및 상기 부하의 제 2 단부에 결합하기 위한 제 2 노드;
    상기 제 1 및 제 2 노드들 사이에 결합되는 필터 커패시터;
    상기 AC 전압을 수신하기 위한 그리고 제 3 노드 상에 정류된 전압을 제공하기 위한 정류기 네트워크;
    상기 제 3 노드 및 제 4 노드 사이에 결합되는 제 2 커패시터;
    상기 제 3 노드 및 제 5 노드 사이에 결합되는 제 1 인덕터;
    상기 제 5 노드 및 상기 제 1 노드에 결합되는 기준 노드 사이에 결합되는 제 3 커패시터;
    상기 제 2 및 제 4 노드들 사이에 결합되는 제 2 인덕터;
    상기 제 4 노드에 결합되는 애노드 및 상기 제 5 노드에 결합되는 캐소드를 갖는 제 1 다이오드;
    상기 기준 노드로부터 상기 제 4 노드로 상기 제 2 인덕터를 통해 흐르는 전류를 감지하고 그리고 그것을 나타내는 감지 신호를 제공하기 위한 전류 감지 디바이스;
    상기 제 3 노드에 결합되는 제 1 전류 단자, 상기 기준 노드에 결합되는 제 2 전류 단자를 갖고, 제어 단자를 갖는 스위칭 트랜지스터; 및
    상기 제 3 노드에 그리고 상기 스위칭 트랜지스터의 상기 제어 단자에 결합되고, 상기 감지 신호를 수신하며, 그리고 상기 제 2 인덕터를 통해 상기 전류를 조정하도록 상기 감지 신호에 기반해서 상기 스위칭 트랜지스터를 제어하는 히스테리시스 전류 모드 제어기;를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 필터, 제 2 및 제 3 커패시터들은 비-전해 커패시터들인 것을 특징으로 하는 컨버터.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 히스테리시스 전류 모드 제어기는 상기 감지 신호가 밸리 전류 레벨을 나타낼 때 상기 스위칭 트랜지스터를 턴-온하고, 상기 히스테리시스 전류 모드 제어기는 상기 감지 신호가 상기 밸리 전류 레벨보다 더 큰 피크 전류 레벨을 나타낼 때 상기 스위칭 트랜지스터를 턴-오프하고, 상기 필터 커패시터는 상기 부하를 통한 전류가 상기 밸리 전류 레벨 및 상기 피크 전류 레벨의 평균이 되도록 스위칭 주파수 리플을 필터링하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 컨버터.
  4. 제 3항에 있어서,
    상기 히스테리시스 전류 모드 제어기는:
    상기 밸리 전류 레벨을 나타내는 밸리 값과 상기 감지 신호를 비교하고 그것을 나타내는 설정 신호를 제공하는 제 1 비교기;
    상기 피크 전류 레벨을 나타내는 피크 값과 상기 감지 신호를 비교하고 그것을 나타내는 재설정 신호를 제공하는 제 2 비교기; 및
    상기 스위칭 트랜지스터의 상기 제어 단자에 결합되고 상기 설정 및 재설정 신호들을 수신하는 로직 네트워크로서, 상기 설정 신호에 응답해서 상기 스위칭 트랜지스터를 턴-온하고 상기 재설정 신호에 응답해서 상기 스위칭 트랜지스터를 턴-오프하는 상기 로직 네트워크;를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터.
  5. 제 4항에 있어서,
    정해진 최저 레벨과 상기 제 5 노드의 전압 레벨을 비교하고 인에이블 신호를 제공하는 제 3 비교기를 더 포함하고,
    상기 제 5 노드의 상기 전압 레벨이 상기 정해진 최저 레벨 이하임을 상기 인에이블 신호가 나타내는 동안 상기 로직 네트워크는 상기 스위칭 트랜지스터가 턴-오프되도록 유지하는 것을 특징으로 하는 컨버터.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 제 5 노드를 정해진 최저 레벨 위로 유지하도록 상기 제 3 및 제 4 노드들 사이에 결합되는 밸리 필 네트워크를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 밸리 필 네트워크는:
    상기 제 4 노드에 결합되는 애노드 및 제 6 노드에 결합되는 애노드를 갖는 제 2 다이오드;
    상기 제 6 노드에 결합되는 애노드 및 제 7 노드에 결합되는 애노드를 갖는 제 3 다이오드;
    상기 제 7 노드에 결합되는 애노드 및 상기 제 3 노드에 결합되는 애노드를 갖는 제 4 다이오드;
    상기 제 3 및 제 6 노드들 사이에 결합되는 제 4 커패시터; 및
    상기 제 4 및 제 7 노드들 사이에 결합되는 제 5 커패시터;를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터.
  8. 제 1항에 있어서,
    상기 전류 감지 디바이스는 상기 기준 노드 및 상기 제 1 노드 사이에 결합되는 감지 레지스터 그리고 상기 감지 레지스터에 결합되는 입력 및 상기 감지 신호를 제공하는 출력을 갖는 증폭기를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터.
  9. 전자 스위치는:
    Z-형 컨버터로서,
    제 1 노드 상에 정류된 전압을 제공하도록 AC 전압을 정류하기 위한 정류기 네트워크;
    상기 제 1 노드 및 제 2 노드 사이에 결합되는 제 1 커패시터;
    상기 제 1 노드 및 제 3 노드 사이에 결합되는 제 1 인덕터;
    기준 전압 레벨을 갖는 상기 제 3 노드 및 제 4 노드 사이에 결합되는 제 2 커패시터;
    상기 제 2 노드 및 제 5 노드 사이에 결합되는 제 2 인덕터;
    상기 제 2 노드에 결합되는 애노드 및 상기 제 3 노드에 결합되는 캐소드를 갖는 제 1 다이오드; 및
    상기 제 1 노드에 결합되는 제 1 전류 단자를 갖고, 상기 제 4 노드에 결합되는 제 2 전류 단자를 갖고, 제어 단자를 갖는 전자 스위치;를 포함하는 상기 Z-형 컨버터;
    상기 제 4 노드로부터 상기 제 5 노드로 상기 제 2 인덕터를 통해 전류를 감지하고 비례하는 감지 신호를 제공하기 위한 전류 센서;
    상기 제 4 및 제 5 노드들 사이에 결합되는 DC 부하로서, 상기 제 4 및 제 5 노드들 사이에 결합되는 필터 커패시터를 포함하는 상기 DC 부하; 및
    상기 제 3 노드에 결합되고, 상기 감지 신호를 수신하며, 상기 전자 스위치의 상기 제어 단자에 결합되는 제어기로서, 상기 제 2 인덕터를 통해 상대적으로 일정한 전류를 유지하도록 상기 전자 스위치를 제어하는 상기 제어기;를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 디바이스.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 DC 부하는 적어도 하나의 발광 다이오드를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 디바이스.
  11. 제 9항에 있어서,
    상기 DC 부하는 적어도 하나의 재충전가능한 배터리를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 디바이스.
  12. 제 9항에 있어서,
    AC 라인 전압을 수신하고 디밍 위상 각에 기반해서 AC 전도성 각 모듈레이팅된 전압으로서 상기 AC 전압을 제공하는 라인 디머 회로를 포함하고,
    상기 컨버터, 전류 센서 및 제어기는 상기 디밍 위상 각에 기반해서 상기 제 2 인덕터를 통해 상기 전류를 집합적으로 조정하는 것을 특징으로 하는 전자 디바이스.
  13. 제 9항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 감지 신호가 밸리 전류 레벨을 나타낼 때 상기 전자 스위치를 턴-온하는 히스테리시스 전류 모드 제어기를 포함하고, 상기 히스테리시스 전류 모드 제어기는 상기 감지 신호가 상기 밸리 전류 레벨보다 더 큰 피크 전류 레벨을 나타낼 때 전자 스위치를 턴-오프하고, 상기 필터 커패시터는 상기 부하를 통한 전류가 상기 밸리 전류 레벨 및 상기 피크 전류 레벨의 평균이 되도록 스위칭 주파수 리플을 필터링하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 전자 디바이스.
  14. 제 13항에 있어서,
    상기 히스테리시스 전류 모드 제어기는 상기 제 3 노드의 전압 레벨이 정해진 최저 전압 레벨 이하인 동안 상기 전자 스위치가 턴-오프되도록 유지하는 것을 특징으로 하는 전자 디바이스.
  15. 제 9항에 있어서,
    정해진 최저 레벨 위로 상기 제 3 노드를 유지하도록 상기 제 1 및 제 2 노드들 사이에 결합되는 밸리 필 네트워크를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 디바이스.
  16. 제 9항에 있어서,
    상기 제어기는:
    밸리 전류 레벨을 나타내는 밸리 값과 상기 감지 신호를 비교하고 그것을 나타내는 설정 신호를 제공하는 제 1 비교기;
    피크 전류 레벨을 나타내는 피크 값과 상기 감지 신호를 비교하고 그것을 나타내는 재설정 신호를 제공하는 제 2 비교기;
    정해진 최저 레벨과 상기 제 3 노드의 전압 레벨을 비교하고 인에이블 신호를 제공하는 제 3 비교기; 및
    상기 전자 스위치의 상기 제어 단자에 결합되고 상기 설정, 재설정, 및 인에이블 신호들을 수신하는 로직 네트워크로서, 상기 제 3 노드가 적어도 정해진 최저 레벨임을 상기 인에이블 신호가 나타내는 동안 상기 설정 신호에 응답해서 상기 전자 스위치를 턴-온하고 상기 재설정 신호에 응답해서 상기 전자 스위치를 턴-오프하며, 상기 제 3 노드가 상기 정해진 최저 레벨 이하임을 상기 인에이블 신호가 나타낼 때 상기 전자 스위치를 턴-오프되도록 유지하는 상기 로직 네트워크;를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 디바이스.
  17. AC 입력 전압을 컨버터를 사용하여 조정된 출력 전류를 갖는 DC 출력으로 변환하는 방법으로서,
    상기 컨버터는 제 1 및 제 2 노드들 사이에 결합되는 제 1 인덕터, 상기 제 2 노드 및 기준 노드 사이에 결합되는 제 1 커패시터, 제 3 노드에 결합되는 애노드 및 상기 제 2 노드에 결합되는 캐소드를 갖는 다이오드, 상기 기준 노드 및 제 4 노드 사이에 결합되는 필터 커패시터를 포함하는 부하 네트워크, 상기 제 3 및 제 4 노드들 사이에 결합되는 제 2 인덕터, 및 상기 제 1 및 기준 노드들 사이에 결합되는 전류 단자들을 갖고 제어 단자를 갖는 스위치를 포함하고,
    상기 방법은:
    상기 제 1 및 제 3 노드들 사이에 정류된 전압을 제공하도록 상기 AC 입력 전압을 정류하는 단계;
    상기 제 2 노드의 전압을 모니터링하는 단계;
    상기 제 2 인덕터를 통해 흐르는 제 2 인덕터 전류를 모니터링하고 그것을 나타내는 감지 신호를 제공하는 단계; 및
    상기 제 2 노드의 상기 전압이 적어도 정해진 최저 레벨인 동안 상기 제 2 인덕터 전류가 밸리 전류 레벨로 강하함을 상기 감지 신호가 나타낼 때 상기 스위치를 턴-온하고, 상기 제 2 노드의 상기 전압이 상기 정해진 최저 레벨보다 작을 때 그리고 상기 제 2 노드의 상기 전압이 적어도 상기 정해진 최저 레벨인 동안 상기 제 2 인덕터 전류가 피크 전류 레벨로 상승함을 상기 감지 신호가 나타낼 때 상기 스위치를 턴-오프하는 것에 의해 상기 스위치를 제어하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 변환방법.
  18. 제 17항에 있어서,
    상기 정류된 전압의 고 주파수 성분들을 감소시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 변환방법.
  19. 제 17항에 있어서,
    정상 작동 동안 상기 정해진 최저 레벨 위로 상기 제 2 노드의 전압을 유지하도록 상기 정류된 전압의 전압 밸리들을 필링하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 변환방법.
  20. 제 17항에 있어서,
    전자기 간섭을 감소시키도록 상기 AC 입력 전압을 필터링하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 변환방법.
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