CN102447407A - 将ac输入电压转换成经调节的输出电流的系统和方法 - Google Patents

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Abstract

根据一个实施例的转换器将AC电压转换成提供给Z型配置的DC负载的经调节的输出电流。滤波电容器被提供给流过负载的平均电流。转换器包括用于对AC电压整流并提供经整流的电压的整流器网络以及对经整流的电压平滑化的平滑电容器。转换器包括磁滞电流模式控制器，该磁滞电流模式控制器基于通过与负载串联耦合的电感器提供的感测的电压和感测的电流控制开关晶体管。当电流到达低波谷电平时晶体管导通，并且当电流到达峰值电平时晶体管截止。操作以这种方式反复，同时感测的电压高于预定电平。可提供波谷填充网络以保持感测的电压不落到预定最小电平之下。

Description

将AC输入电压转换成经调节的输出电流的系统和方法
相关申请的交叉引用
本申请要求2010年9月30日提交的美国临时申请S/N 61/388,353的权益，该申请的全部内容出于所有意图和目的通过引用结合于此。
附图简述
参考以下描述以及附图将能更好地理解本发明的益处、特征以及优点，在附图中：
图1是根据一个实施例实现的转换器的简化示意方框图；
图2是示出图1的转换器的操作的一连续的时序图；
图3是转换器的简化示意方框图，它是图1的转换器的更具体实施例，其中相同的组件用相同附图标记表示；
图4是转换器的简化示意方框图，它以与图1的转换器基本相同的方式配置，其中相同的组件用相同附图标记表示；
图5示出磁滞电流控制仿真电路和占空比控制仿真电路两者的传导EMI频谱的测量；
图6是示出与图3的转换器基本类似配置的转换器的仿真结果的时序图，除了用静态电阻器来代替LED外；
图7-10示出使用根据本文描述的任何一种配置实现的转换器的各种电子设备；以及
图11是包括以与图9所示相同的方式配置的转换器的电子设备的方框图，该转换器用于向一个或多个LED提供电流。
具体实施方式
本发明的益处、特征和优势参照下面的说明书和附图将变得更容易理解，下面的说明书使得本领域内普通技术人员能够作出和使用本发明，如同在特定场合及其需要的背景下提供的那样。然而，优选实施例的多种修改对本领域技术人员将会是明显的，而且可将本文所限定的一般原理应用于其它实施例。因此，本发明不旨在局限于本文中示出和描述的特定实施例，而应给予与本文中披露的原理和新颖特征一致的最宽范围。
根据本发明一个实施例的转换器(本文中又称调节器)是一种简单、低成本的转换器，该转换器将AC输入转换成经调节的输出电流。本文所述的转换器可用来驱动其中需要某一AC电流的多种负载。示例的非限制性列表包括电池充电器、发光二极管(LED)驱动器、电动机线圈的驱动器、一个或多个激光二极管等。根据一个实施例的转换器可使用标准电感器并省去惯常的变压器。不然的话，惯常的变压器是传统LED驱动器中常见使用的。在一个实施例中，转换器不需要缓冲电路以控制功率开关器件或电子开关器件上的过冲。功率开关器件或电子开关的示例包括金属氧化物半导体、场效应管(MOSFET)或其它类似形式(例如FET、MOS器件等)、双极结晶体管(BJT)等、绝缘栅双极晶体管(IGBT)等。可使用较小和较低廉的电容器来开关频率滤波，以避免使用一般具有短寿命、高成本和大尺寸特征的电解质电容。简单的磁滞电流控制器提供准确的电流调节和减小的电磁干扰(EMI)辐射。根据本发明一个实施例的系统和方法使用减少数量的组件，由此减小尺寸和成本。
图1是根据一个实施例实现的转换器100的简化示意方框图。转换器100是使用准Z源配置构造的并工作以将交流电(AC)输入电压VAC转化成输出电压VL，该输出电压VL跨负载电阻器RL相对于例如接地点(GND)的基准供电电压施加。VAC具有施加在节点101上的正极以及节点103上的负极。VAC施加于桥式整流器104，该桥式整流器104包括二极管D1、D2、D3和D4。D1的阴极和D2的阳极耦合于节点101，并且D3的阴极和D4的阳极耦合于节点103。D2和D4的阴极耦合于形成电压VC1的节点105。节点105耦合于滤波电容器C1的一端(正极端子)，耦合于电感器L1的一端以及电子开关Q的漏极。电子开关Q实现为N沟道MOSFET，尽管也可考虑替代的功率开关器件。
L1的另一端耦合于形成电压VC2的节点107，其中节点107进一步耦合于另一滤波电容器C2的一端(例如正极端子)，耦合于二极管D的阴极，并耦合于控制器115的输入。Q的源极、C2的另一端(例如负极端子)以及控制器115的另一输入耦合于节点109，该节点109进一步耦合于GND。负载电阻器RL耦合在节点109和另一节点111之间，并且滤波电容器CDC并联于RL地耦合。节点111形成输出电压VL(相对于GND)，并耦合于另一电感器L2的一端。L2的另一端耦合于节点113，该节点113进一步耦合于二极管D、D1和D3的阴极，并耦合于电容器C1的另一端(负极端子)。电流IL1从节点105经由电感器L1流至节点107。电流IL2从节点109流过负载(CDC和RL)并流过电感器L2进入节点113，并因此表现为流过电感器L2的电流。电流传感器117检测IL2并形成与之成比例的电压检测信号VS，该电压检测信号VS被提供给控制器115的另一输入。控制器115将栅极驱动信号GD断言至Q的栅极。负载电流IRL流过RL。
桥式整流器104将AC输入电压VAC转换成跨电容器C1的经整流DC电压VC1以及跨电容器C2的另一电压VC2。电感器(L1和L2)、电容器(C1和C2)、开关Q以及二极管D的配置一同形成准Z源调节器。在工作中，控制器115监视电容器C2的电压VC2并且电感器L2的电流IL2并通过使Q经由GD信号导通和截止调制Q的启动而调节负载。
图2是示出转换器100的操作的连续时序图，其中VACVC1，IL2，IRL和GD是相对于时间绘制的。VAC一般是在以0伏(V)或接地电位为中心的正、负波峰之间振荡的正弦信号。VC1是VAC的整流版本，由此VC1的大小跟随VAC，除了在每个周期的第二半个周期内VC1保持正，同时VAC变为负。电容器C1、C2使开关频率平滑化，而不是存储VAC频率能量或保持经整流的输入电压VC1。用于开关频率滤波的电容比用于线路频率能量存储的电容更小。因此转换器100可避免使用一般具有短寿命、高成本和大尺寸特征的电解质电容。
当VC1低于图示为VRUN的正电压阈值时，GD保持低，因此Q被截止。一旦VC1超出VRUN，控制器115断言GD为高，因此Q导通并且流过L2的电流IL2以与VC1加上负载电压VL的速率增大。要注意，VL相对于GND来说是负的。当IL2到达图示为IPK的波峰阈值电流时，控制器115断言GD为低以使Q截止。二极管D传导以提供IL2的路径，并且IL2以与VC2加上VL的速率减小。当IL2到达图示为IVAL的波谷阈值电流时，控制器115再次断言GD为高以使Q回到导通状态。开关循环重复，以使IL2在IVAL和IPK之间渐变，同时VC1高于VRUN。要注意，IL2渐变的斜率随着VC1改变(增大/减小)而改变(增大/减小)。当VC1减小至低于VRUN时，控制器115将GD拉低以保持Q截止。这种控制方法被成为磁滞电流模式或继电式控制。电容器CDC滤除开关频率波纹，因此流过负载RL的负载电流IRL一般为IPK的平均值，同时VC1高于VRUN。
尽管没有明确示出，电感器L1中的电流IL1的电流波形类似于IL2的电流波形。当Q导通时，IL1以与VC2的电平成比率的速率增大(例如变化速率或IL1的导数关联于或以其它方式近似等于VC2/L1)，并且当Q截止时，二极管D提供IL1的路径以与VC1成比例地减小。
图3是转换器300的简化示意方框图，它是图1的转换器100的更具体实施例，其中相同的组件用相同附图标记表示；VCA同样是跨节点101、103提供的，其中可熔电阻器FR为安全目的被设置在节点101和节点101A之间。EMI滤波电容器CEMI耦合在节点101A、103之间，并且二极管D1、D2的阳极则是耦合于节点101A。二极管D2、D3的阴极则耦合于节点105A，并且滤波电感器LEMI耦合在节点105和105A之间。LEMI、CEMI和C1一同作为EMI滤波器工作以减少辐射。器件C1、C2、L1、L2、D和Q以与转换器100相同的方式耦合于节点105、107、109、111和113。电流传感器117由耦合在节点109(GND)和节点109A之间的感测电阻器RS取代。RS通常为相对较小值的电阻，由此节点109、109A对负载来说具有基本相同的电压电平。负载滤波电容器CDC耦合在节点111和109A之间。负载电阻器RL用耦合在节点111、109A之间的多串LED来取代。流过LED的负载电流图示为电流ILED。D1和D3的阴极以相同方式耦合于节点I13。
控制器115由控制器315替代。在所示实施例中，控制器315包括倒相缓冲器301、比较器303、305和321、逻辑门307、309、置位-复位(SR)锁存器311、栅极驱动放大器313、频率开关(FSW)限制器317、偏压调节器319以及基准发生器323。缓冲器301的输入耦合于节点109A并且其输出耦合于两比较器303、305的非反相输入。比较器303的输出耦合于逻辑门307的一个输入，该逻辑门307被配置成2输入NOR门。比较器305的输出耦合于逻辑门309的一个输入，逻辑门309被配置为2输入OR门。NOR门307的输出耦合于SR锁存器311的置位输入，而OR门309的输出耦合于SR锁存器311的复位输入。SR锁存器311的Q输出耦合于放大器313的输入并耦合于FSW限制器317的输入。放大器313的输出形成被提供给Q的栅极的GD信号。FSW限制器317的输出被提供给NOR门307的另一输入。
形成VC2的节点107被提供给偏压调节器319的输入和比较器321的反相输入。偏压调节器319形成由电容器CB(相对于GND)滤波的电压VA并将其提供给放大器313的源电压输入，该放大器313同样以GND为基准(或其另一供电电压输入耦合于GND)。偏压调节器319也形成提供给基准发生器323的源电压，该基准发生器形成基准电压电平VMIN、VVAL和VPK。VMIN被提供给比较器321的非反相输入，VPK被提供给比较器305的反相输入，而VVAL被提供给比较器303的反相输入。
流过RS的电流IL2在节点109A上形成相对小的负电压电平，该负电压电平由缓冲器301反相和缓冲(并被放大，如果需要的话)，从而将成比例的检测电压VS提供给比较器303、305。VVAL对应于IVAL，VPK对应于IPK，而VMIN对应于VRUN。在一个实施例中，FSW限制器317工作以将Q的开关频率限制在一预定的最大水平。在一个实施例中，FSW限制器317是下降沿延时。当SR锁存器311置位时，其Q输出为高并且FSW限制器317的输出也为高。当SR锁存器311被复位并且其Q输出为低时，FSW限制器317的下降沿延时输出等待一预定时间以防止SR锁存器311被置位。在一个实施例中，该预定时间大约为1微秒(μs)。如此，开关限制功能将开关频率限制在大约1兆赫(MHz)的最大值，该最大值可通过50％的占空比向下变化至大约500千赫(kHz)。在这种情形下，开关限制功能作为最小截止时间功能工作并且不一定是精确的频率限制。
转换器100的操作基本类似于转换器100如图2的时序图所示的操作。电流IRL由流过各LED的LED电流ILED取代。VAC和VC1基本以相同方式工作。当VC1低于VRUN、VC2低于VMIN时，比较器321的输出为高，并且OR门的输出为高，这使SR锁存器311保持在复位状态以防止GD变高。当VC1上升至高于VRUN且VC2超出VMIN时，比较器321的输出变低，这使SR锁存器311脱离保持复位状态。由于VS低于VVAL，这意味着电流IL2低于IVAL，因此比较器303的输出为低。假设FSW限制器317的输出也为低，NOR门307的输出变高以置位SR锁存器311，从而将GD拉高以使开关Q导通。电流IL2以线性速率增大(如前所述)，直到VS上升至VPK为止，这意味着IL2到达IPK，此时比较器305的输出变高以将OR门309的输出拉高，从而使SR锁存器309复位。SR锁存器309将GD拉低以使Q截止，而IL2以线性速率向下减小回到IVAL。操作以图2所示的这种方式重复。
平均LED电流ILED由波峰和波谷阈值设定，IPK和IVAL分别由VPK和VVAL确定。控制器315允许简化的偏压、栅极驱动和电流感测。简单的偏压调节器319从VC2得到控制功率和栅极驱动功率。Q的源极也耦合于接地点，由此形成单端接的栅极驱动器。电流IL2形成跨RS的负电压(相对于接地点)并且无数种方法(包括倒相电压放大器或电压-电流放大器)可提供具有与IL2成比例的适当信号(例如VS)的控制。
图4是转换器400的简化示意方框图，它以与转换器100基本相同的方式配置，其中相同的组件用相同附图标记表示；转换器400还包括示例性波谷填充网络401，该波谷填充网络401包括附加的二极管D5、D6和D7以及电容器C3、C4。D5的阳极耦合于节点113，而其阴极耦合于D6的阳极并耦合于C3的一端。C3的另一端耦合于节点105。C4的一端耦合于节点113，而其另一端耦合于D6的阴极和D7的阳极。D7的阴极耦合于节点105。
将波谷填充网络401添加至经整流的准Z源转换器配置以在输出侧提供连续的负载功率。波谷填充网络401通过将VC1保持在VAC的过零位置附近而提供能量存储。在波谷填充网络401中的电容器D3和C3在VAC的波峰电压附近串联地充电，并联地放电以填充经整流的电压VC1的波谷。在需要连续负载调节的应用场合的过零期间，波谷填充网络401提供能量。磁滞电流控制提供调节负载电流的简单手段。如前面陈述的那样，负载电流是IPK和IVAL阈值之间的平均值。磁滞电流模式控制的另一优势是由于开关频率在VAC周期内的变化而具有减少的EMI。开关频率是电感L2和电压VC1、VC2和VL的函数。
图5示出磁滞电流控制仿真电路(未示出)和占空比控制仿真电路(未示出)两者的传导EMI频谱的测量，其每一个具有基本相同的功率分量。频谱是以相对于以赫兹为单位的频率以伏特为单位测量的(“k”代表千赫，而“M”代表兆赫)。第一频谱501是磁滞电流控制电路的传导EMI，而第二频谱503是占空比控制电路的传导EMI。固定开关频率占空比控制电路的第二频谱503的特征峰值显著大于磁滞电流控制电路的第一频谱501的特征峰值。
图6是示出与转换器300基本类似配置的转换器的仿真结果的时序图，除了用静态90Ω电阻器来代替LED外；电压VC1、VDS、VL和负载电流IRL相对于时间(毫秒或ms)绘制出。VDS是开关Q的漏极-源极电压。IRL是流过静态90Ω电阻器的负载电流(毫安或mA)。仿真结果很好地关联于相应的试验板结果(未示出)。
图7-10示出使用根据本文描述的任何一种配置实现的转换器700的各种电子设备。转换器700可如本文所描述的那样实现为准Z源转换器。如图7所示，转换器700接收VAC并驱动任何类型的DC负载703。如图8所示，转换器700接收AC并对电池或包含一个或多个可充电电池的电池组801进行充电。如图9所示，转换器700接收VAC并将电流提供给一个或多个发光二极管(LED)901。如图10所示，转换器700接收VAC并将电流提供给线圈1001等以产生针对电动机1003等的磁场。
图11是电子设备1100的方框图，该电子设备1100包括以与图9所示相同方式配置的转换器700，用以将电流提供给一个或多个LED 901。在这种情形下，传统的线路调光器1102接收VAC(例如AC线路电压)并提供经AC导电角调制的电压或“经斩波”电压VACMOD，该电压VACMOD被提供给转换器700的输入。在一个实施例中，线路调光器电路1102工作以在每个半周期(即180°)的0-180°之间的任何相位角下有选择地对如1101所表示的VAC的前沿和后沿中的一者或两者进行斩波，以提供VACMOD。VACMOD的一种示例形式表示在1103，其中每半个周期对前沿进行斩波。在一个实施例中，线路调光器电路1102使用三端双向可控硅开关(未示出)或类似装置以延迟VAC波形接近零，直到预定相位角为止。调光相位角越大，则更多VAC被斩波或调零以减小VACMOD的电压。一旦每半周期到达该相位角，VAC逐步上升至线路电压(例如三端双向可控硅开关传导)并且VAC的剩余部分被输出至转换器700。
转换器700相比传统线路调光器电路为调光操作提供某一优势。LED 901在过零位置附近在VAC的每个周期截止两次。转换器700调整LED电流。在这种情形下，平均LED电流和相应量的光输出与调光相位角成比例。传统LED调光器使用复杂控制来推导出调光相位角并随后与该相位角成比例地调整平均LED电流。转换器700不使用复杂控制并与相位角成比例地自动调整平均LED电流。
根据一个实施例的转换器将AC电压转换成提供给负载的经调节的输出电流。该转换器包括第一至第五节点和耦合于第一节点的基准节点。负载与滤波电容器并联地耦合在第一和第二节点之间。转换器进一步包括：用于对AC电压整流并在第三节点上提供经整流电压的整流器网络；耦合在第三节点和第四节点之间的第二电容器；耦合在第三和第五节点之间的第一电感器；耦合在第五节点和基准节点之间的第三电容器；耦合在第二节点和第四节点之间的第二电感器；以及具有耦合于第四节点的阳极和耦合于第五节点的阴极的第一二极管。转换器还包括电流感测器件，用来感测从基准节点通过第二电感器流至第四节点的电流并提供作为其指示的感测信号。转换器还包括开关晶体管，该开关晶体管具有耦合于第三节点的第一电流端子、耦合于基准节点的第二电流端子并具有控制端子。转换器包括磁滞电流模式控制器，该磁滞电流模式控制器耦合于第三节点并耦合于开关晶体管的控制端子，并接收感测信号。转换器基于感测信号控制开关晶体管以调整流过第二电感器的电流。
根据一个实施例的电子设备包括Z型转换器、电流传感器、DC负载和控制器。Z型转换器包括桥式整流器、第一和第二电容器、第一和第二电感器、第一电感器和电子开关。整流器对AC电压进行整流以在第一节点上提供经整流的电压。第一电容器耦合在第一节点和第二节点之间。第一电感器耦合在第一节点和第三节点之间。第二电容器耦合在第三节点和具有基准电压电平的第四节点之间。第二电感器耦合在第二节点和第五节点之间。第一二极管具有耦合于第二节点的阳极以及耦合于第三节点的阴极。电子开关具有耦合于第一节点的第一电流端子、耦合于第四节点的第二电流端子，并具有控制端子。电流传感器检测从第四节点流至第五节点并通过第二电感器的电流并提供成比例的检测信号。DC负载包括滤波电容器并耦合在第四和第五节点之间。控制器耦合于第三节点，接收感测信号，并耦合于电子开关的控制端子。控制器控制电子开关以维持通过第二电感器的相对恒定电流。
披露了一种使用转换器将AC输入电压转换成具有经调节的输出电流的DC输出的方法。转换器包括耦合在第一和第二节点之间的第一电感器、耦合在第二节点和基准节点之间的第一电容器、具有耦合于第三节点的阳极和耦合于第二节点的阴极的二极管、包括耦合在基准节点和第四节点之间的滤波电容器的负载网络、耦合在第三和第四节点之间的第二电感器以及具有耦合在第一和基准节点之间的电流端子并具有控制端子的开关。该方法包括：对AC输入电压整流以在第一和第三节点之间提供经整流的电压；监视第二节点的电压；监视流过第二电感器的第二电感器电流并提供指示其的感测信号；当感测信号指示第二电感器电流落到波谷电流电平而同时第二节点的电压处于至少预定的最小电平时使开关导通；以及当第二节点的电压小于预定最小电平并当感测信号指示该第二电感器电流上升至峰值电流电平且同时第二节点的电压为至少预定最小电平时使开关截止。
虽然已参考本发明的某些优选版本相当详细地描述了本发明，但可构想其它可能的版本和变型。本领域普通技术人员应当理解的是，他们能容易地利用所公开的理念和特定实施例作为基础来设计或修改其它结构以提供本发明的相同目的，这不背离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围。

Claims (20)

1.一种将AC电压转换成提供给负载的经调节输出电流的转换器，包括：
耦合于所述负载的第一端的第一节点以及耦合于所述负载的第二端的第二节点；
耦合在所述第一节点和所述第二节点之间的滤波电容器；
用于接收AC电压并在所述第三节点上提供经整流电压的整流器网络；
耦合在所述第三节点和第四节点之间的第二电容器；
耦合在所述第三节点和第五节点之间的第一电感器；
耦合在所述第五节点和基准节点之间的第三电容器，其中所述基准节点耦合于所述第一节点；
耦合在所述第二节点和所述第四节点之间的第二电感器；
具有耦合于所述第四节点的阳极和耦合于所述第五节点的阴极的第一二极管；
电流感测器件，所述电流感测器件用来感测从所述基准节点通过所述第二电感器流至所述第四节点的电流并提供作为其指示的感测信号；
开关晶体管，所述开关晶体管具有耦合于所述第三节点的第一电流端子、耦合于所述基准节点的第二电流端子，并具有控制端子；以及
磁滞电流模式控制器，所述磁滞电流模式控制器耦合于所述第三节点并耦合于所述开关晶体管的所述控制端子，所述磁滞电流模式控制器接收所述感测信号，所述磁滞电流模式控制器基于所述感测信号控制所述开关晶体管以调整流过所述第二电感器的所述电流。
2.如权利要求1所述的转换器，其特征在于，所述滤波器、第二和第三电容器是非电解质电容。
3.如权利要求1所述的转换器，其特征在于，当所述感测信号指示波谷电流电平时，所述磁滞电流模式控制器使所述开关晶体管导通，当所述感测信号指示大于所述波谷电流电平的波峰电流电平时，所述磁滞电流模式控制器使所述开关晶体管截止，并且所述滤波电容器被配置成滤除开关频率波纹以使流过所述负载的电流处于所述波谷电流电平和所述波峰电流电平的平均值。
4.如权利要求3所述的控制器，其特征在于，所述磁滞电流模式控制器包括：
第一比较器，所述第一比较器将所述感测信号与指示所述波谷电流电平的波谷值比较并提供作为其指示的置位信号；
第二比较器，所述第二比较器将所述感测信号与指示所述波峰电流电平的波峰值比较并提供作为其指示的复位信号；以及
逻辑网络，所述逻辑网络耦合于所述开关晶体管的所述控制端子并接收所述置位和复位信号，所述逻辑网络响应所述置位信号使所述开关晶体管导通并响应所述复位信号使所述开关晶体管截止。
5.如权利要求4所述的系统，其特征在于，还包括：
第三比较器，所述第三比较器将所述第五节点的电压电平与一预定最小电平相比较并提供使能信号；以及
所述逻辑网络使所述开关晶体管保持截止，同时所述使能信号指示所述第五节点的所述电压电平低于所述预定的最小电平。
6.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，还包括波谷填充网络，所述波谷填充网络耦合在所述第三节点和第四节点之间以保持所述第五节点高于预定的最小电平。
7.如权利要求6所述的控制器，其特征在于，所述波谷填充网络包括：
具有耦合于所述第四节点的阳极和耦合于第六节点的阳极的第二二极管；
具有耦合于所述第六节点的阳极和耦合于第七节点的阳极的第三二极管；
具有耦合于所述第七节点的阳极和耦合于所述第三节点的阳极的第四二极管；
耦合在所述第三节点和第六节点之间的第四电容器；以及
耦合在所述第四节点和第七节点之间的第五电容器。
8.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述电流感测器件包括耦合在所述基准节点和所述第一节点之间的感测电阻器以及放大器，所述放大器具有耦合于所述感测电阻器的输入以及提供所述感测信号的输出。
9.一种电子设备，包括：
Z型转换器，具有：
对AC电压进行整流以在第一节点上提供经整流电压的整流器网络；
耦合在所述第一节点和第二节点之间的第一电容器；
耦合在所述第一节点和第三节点之间的第一电感器；
耦合在所述第三节点和具有基准电压电平的第四节点之间的第二电容器；
耦合在所述第二节点和第五节点之间的第二电感器；
具有耦合于所述第二节点的阳极和耦合于所述第三节点的阴极的第一二极管；以及
电子开关，所述电子开关具有耦合于所述第一节点的第一电流端子、耦合于所述第四节点的第二电流端子并具有控制端子；
电流传感器，用于检测从所述第四节点流至所述第五节点并通过所述第二电感器的电流并提供成比例的感测信号；
耦合在所述第四节点和第五节点之间的DC负载，其中所述DC负载包括耦合在所述第四节点和第五节点之间的滤波电容器；以及
控制器，所述控制器耦合于所述第三节点、接收所述感测信号并耦合于所述电子开关的所述控制端子，所述控制器控制所述电子开关以维持流过所述第二电感器的相对恒定的电流。
10.如权利要求9所述的电子设备，其特征在于，所述DC负载包括至少一个发光二极管。
11.如权利要求9所述的电子设备，其特征在于，所述DC负载包括至少一个可充电电池。
12.如权利要求9所述的电子设备，其特征在于，还包括：
线路调光器，所述线路调光器接收AC线路电压并基于调光相位角将所述AC电压作为AC导电角调制的电压提供；以及
其中所述转换器、电流传感器和控制器一同基于所述调光相位角调节流过所述第二电感器的所述电流。
13.如权利要求9所述的电子设备，其特征在于，所述控制器包括磁滞电流模式控制器，当所述感测信号指示波谷电流电平时，所述磁滞电流模式控制器使所述电子开关导通，当所述感测信号指示大于所述波谷电流电平的波峰电流电平时，所述磁滞电流模式控制器使所述电子开关截止，并且所述滤波电容器被配置成滤除开关频率波纹以使流过所述负载的电流处于所述波谷电流电平和所述波峰电流电平的平均值。
14.如权利要求13所述的电子设备，其特征在于，在所述第三节点的电压电平低于一预定最小电压电平的同时，所述磁滞电流模式控制器保持所述电子开关截止。
15.如权利要求9所述的电子设备，其特征在于，还包括波谷填充网络，所述波谷填充网络耦合在所述第一节点和第二节点之间以保持所述第三节点高于预定的最小电平。
16.如权利要求9所述的电子设备，其特征在于，所述控制器包括：
第一比较器，所述第一比较器将所述感测信号与指示所述波谷电流电平的波谷值比较并提供作为其指示的置位信号；
第二比较器，所述第二比较器将所述感测信号与指示所述波峰电流电平的波峰值比较并提供作为其指示的复位信号；
第三比较器，所述第三比较器将所述第三节点的电压电平与一预定最小电平相比较并提供使能信号；以及
逻辑网络，所述逻辑网络耦合于所述电子开关的所述控制端子并接收所述置位、复位和使能信号，其中所述逻辑网络响应所述置位信号使所述电子开关导通并响应所述复位信号使所述电子开关截止，而所述使能信号指示所述第三节点是至少预定的最小电平，并且所述逻辑网络当所述使能信号指示所述第三节点低于所述预定最低电平时使所述电子开关保持截止。
17.一种使用转换器将AC输入电压转换成具有经调节的输出电流的DC输出的方法，其中，所述转换器包括耦合在第一和第二节点之间的第一电感器、耦合在第二节点和基准节点之间的第一电容器、具有耦合于第三节点的阳极和耦合于第二节点的阴极的二极管、包括耦合在基准节点和第四节点之间的滤波电容器的负载网络、耦合在所述第三节点和第四节点之间的第二电感器以及具有耦合在所述第一节点和基准节点之间的电流端子并具有控制端子的开关，所述方法包括：
对所述AC输入电压进行整流以在所述第一和第三节点之间提供经校正的电压；
监视所述第二节点的电压；
监视流过所述第二电感器的第二电感器电流并提供作为其指示的感应信号；以及
当所述感测信号指示第二电感器电流落到波谷电流电平且同时所述第二节点的电压处于至少预定最小电平时使所述开关导通，并当所述第二节点的电压小于所述预定最小电平并当所述感测信号指示所述第二电感器电流上升至峰值电流电平且同时所述第二节点处于至少预定最小电平时使所述开关截止，由此控制开关。
18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，还包括减少经整流电压的高频分量。
19.如权利要求17所述的方法，其特征在于，还包括填充所述经整流电压的电压波谷以保持所述第二节点的电压在正常操作过程中高于所述预定最小电平。
20.如权利要求17所述的方法，其特征在于，还包括滤除所述AC输入电压以减少电磁干扰。
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