CN103856086A - 一种电流互感器取电控制方法及系统 - Google Patents

Abstract

一种电流互感器取电控制方法，包括：对电流互感器绕组中产生的交变电动势进行整流和储能；检测整流后的储能电容电压，并与基准电压进行比较，根据比较输出控制信号；根据所述控制信号对电流互感器进行控制器输入耗能调节；根据所述控制信号对控制器输出电压进行输出调节控制。本发明还提出一种电流互感器取电控制系统，包括：整流单元、储能单元、控制单元、输入调节单元、以及输出调节单元，整流单元、储能单元、以及输出调节单元依次连接，输入调节单元与整流单元连接，控制单元分别与储能单元、输入调节单元、以及输出调节单元连接。本发明的电流互感器取电控制方法及系统，既可以提高电流互感器取电的效率和稳定性，又可以保护磁芯。

Description

一种电流互感器取电控制方法及系统

技术领域

本发明涉及应用电力电子和磁芯耦合取电技术的输电线路高压感应取电技术，特别是，一种电流互感器取电控制方法及系统。

背景技术

高压电缆送电，已经普及到大中小城市了。为了高压电缆的安全，往往需要在电缆旁边安装监控设备。为了供电方便通常使用磁芯电流互感器取电在高压电缆上直接取电。传统的电流互感器取电，将电流互感器取电电源整流降压后直接供给用电设备。这样就会导致很多不稳定情况。1当负载与电流互感器取电电源不匹配时，电流互感器取电效率低下。2当负载突然接入电流互感器取电电源时，导致电流互感器取电崩溃，而不能启动。3当高压电缆电流减小时，电流互感器取电电源的效率下降。而导致电流互感器取电崩溃，不能再次启动设备。4当高压电缆电流增大时，导致电流互感器取电输出电压提高，而使得电流互感器取电磁芯饱和，电流互感器取电磁芯易损坏。

申请号为CN201120306310.8的中国专利，提供了一种高压感应取电装置，由取电线圈和感应取能电源模块组成。取电线圈等电位固定安装在高压输电线缆上，通过高饱和磁导率铁基非晶合金软磁材料磁芯汇聚交变磁通，产生交变电动势；感应取能电源模块将取电线圈产生的交变电动势经取能功率调节部分、整理滤波稳压支路、DC-DC直流-直流变换器为蓄电池和负载提供电能。本装置采用可变直径的取电线圈，通过组合拼装各种不同直径的电磁感应线圈，方便用户使用。本技术方案利用输电线路本身的能量解决了现有高压侧设备传统供电方式的不足，体积小，安装方式简单，可广泛用于中高压配电电网运行、监测等领域。

CN201120306310.8的中国专利中提到的取电控制器采用传统的控制方法。附图1为该专利的取电电路原理图，从图中可以看出，取电电路包括整流器和DCDC降压器，再辅助一些滤波电路。该电路存在下述问题：

第一：当负载较轻，取电电流较大时。电容602电压直线升高，直到电流互感器取电效率下降。输入功率与输出功率匹配时，电路正常工作。输入电压过高时，磁芯处于饱和状态，磁芯寿命减少，稳定性降低。

第二：当负载较大，电缆电流较小时，DCDC输入电压下降。为了维持同样电压输出，需要加大DCDC输入电流，而输入电压恶性降低，越低效率越低，导致电路死掉，无功率输出。

第三；负载电路有电容的情况，上电时，取电电路对负载电容进行充电，由于负载电容充电电流瞬间很大，将电流互感器取电输出电压拉低到效率最低的零电压点，导致负载启动效率低，需要非常高的电缆电流。对于带有电容的负载，启动时，需要启动电缆电流为正常工作电流的二到三倍。

因此，传统的取电电路，只能工作在磁芯饱和区。并要求较大的启动电缆电流。

申请号为CN201210201919.8的中国专利，提供了基于电流互感器取电的电源系统，包括：供电式电流互感器、电流互感器测试模块、滤波模块、整流模块、开关电源模块、储能模块、控制模块、电源输出模块。供电式电流互感器与电流互感器测试模块连接，测试电流互感器的非线性工作特性，获取电流互感器电流及功率传输特性，得到其传输特性曲线；滤波模块、整流模块与开关电源模块连接，处理电流互感器的输入信号；储能模块、控制模块与电源输出模块连接，控制模块通过高性能微处理器控制储能模块的充电电路和放电电路，通过电源输出模块输出平滑稳定电源。该发明也是基于传统电流互感器取电的控制系统上做了些改进，没有提出根本性解决电流互感器取电系统效率低下，稳定性不好的问题的方案。

发明内容

本发明的目的在于创新电流互感器取电控制方式，优化电流互感器取电效率，提高电流互感器取电工作稳定性。高压电流互感器取电已经使用了多年，但是传统的电流互感器取电控制系统简单，效率底下，稳定性不好，常常伴随有，发热严重。接入负载时，取电控制器反复启动，不能正常工作，最后导致坏掉。因此对电流互感器取电控制系统而言，既能提高其取电效率，又能提高其取电稳定性的方法，就显得尤为迫切。

为了解决上述种种问题，本发明提供一种电流互感器取电控制方法及系统，既可以提高电流互感器取电的效率和稳定性，又可以保护磁芯。

本发明的具体技术方案如下。

本发明的第一方面涉及一种电流互感器取电控制方法，包括以下步骤，

对电流互感器取电绕组中产生的交变电流互感器取电电动势进行整流和储能；

检测整流后的储能电压，并与基准电压进行比较，根据比较输出控制信号；

根据所述控制信号对电流互感器进行输入耗能调节；

根据所述控制信号对输出电压进行输出调节控制。

优选的是，当整流后的所述电流互感器取电储能电压大于基准电压时，控制单元输出耗能调节的控制信号。

优选的是，当整流后的所述储能电压小于基准电压时，控制单元输出电压调节的控制信号。

优选的是，所述基准电压的取值范围以最优取电工作电压值V₀为中心，上下有10V的浮动空间。

本发明的第二方面还提出一种电流互感器取电控制系统，包括，用于对电流互感器取电绕组中产生的交变电流互感器取电电动势进行整流的整流单元、用于储存经整流单元整流的电流互感器取电绕组中的电能的储能单元、用于比较储能单元的储能电压与基准电压并根据比较输出控制信号的控制单元、用于根据控制单元的控制信号对所述电流互感器取电电动势进行输入耗能调节的输入调节单元、用于根据控制单元的控制信号对储能电能进行输出调节的输出调节单元，整流单元、储能单元、以及输出调节单元依次连接，输入调节单元与整流单元连接，控制单元分别与储能单元、输入调节单元、以及输出调节单元连接。

优选的是，所述整流单元采用四个二极管实现。

优选的是，所述整流单元与所述输入调节单元合并，采用两个二极管和两个功率管实现。

优选的是，所述整流单元的所述二极管采用MOSFET（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）管的寄生二极管。

优选的是，所述储能单元采用储能电容实现。

优选的是，所述基准电压的取值范围以最优取电工作电压值V₀为中心，上下有10V的浮动空间。

优选的是，控制单元采用比较器实现。

优选的是，控制单元采用单片机实现。

优选的是，当整流后的电流互感器取电储能电压大于基准电压时，所述控制单元将耗能调节的控制信号发送给控制所述输入调节单元。

优选的是，当整流后的电流互感器取电储能电压小于基准电压时，所述控制单元将电压调节的控制信号发送给所述输出调节单元。

优选的是，所述输入调节单元采用功率管实现。

优选的是，所述输出调节单元采用功率管实现。

优选的是，所述输出调节单元采用开关电源实现。

优选的是，所述开关电源包括PWM（Pulse Width Modulation）控制芯片、变压器、功率管，所述比较器的反相输入端与PWM控制芯片的时钟引脚连接，比较器的输出端与PWM控制芯片的COMP引脚连接，PWM控制芯片的输出引脚与功率管的栅极连接，变压器的输入端与功率管连接，以达到实现了逐周期电流控制的目的。

优选的是，所述控制单元采用BUCK电路实现。

优选的是，所述控制单元）对所述输出调节单元的控制是通过BUCK电路使能脚实现。

本发明通过控制电流互感器取电电源的输出电压，提高电流互感器取电效率和稳定性。当高压电缆取电电流较大时，采用输入耗能的方法短路电流互感器取电输出绕组，使电流互感器取电进入“休眠”状态即低功耗状态，保护了磁芯。对于带有电容的负载，本发明通过输出调压的方法，启动时，缓慢对负载电容充电，即使负载电容再大，负载也能够正常启动，克服了传统取电电路反复重启的弊端。本专利的PWM逐周期调压控制方法，使输出功率稳定，输出电流波动小，并减少了负载的电磁干扰。

附图说明

图1为传统的取电系统示意图。

图2为电流互感器取电原理示意图。

图3为电流互感器取电功率测试电路示意图。

图4为本发明电流互感器取电控制系统的一系统示意图。

图5为本发明电流互感器取电控制系统的第一实施方式的示意图。

图6为本发明电流互感器取电控制系统的第二实施方式的示意图。

图7为本发明电流互感器取电控制系统的第三实施方式的示意图。

图8为本发明电流互感器取电控制系统的第四实施方式的示意图。

图9为图5中输入调节部分的一实施方式电路图。

图10为图6中输入调节部分的一实施方式电路图。

图11为本发明电流互感器取电控制系统的输出调节部分的第一实施方式的电路图。

图12为本发明电流互感器取电控制系统的输出调节部分的第二实施方式的电路图。

图13为本发明电流互感器取电控制系统的输出调节部分的第三实施方式的电路图。

图14为图13中的脉宽调制（PWM）波形图。

图15为本发明电流互感器取电控制系统的输出调节部分的第四实施方式的电路图。

图16为本发明电流互感器取电控制系统的一实施方式的电路图。

图17为传统取电控制系统中储能电容电压、负载电压、以及输出电流的波形图。

图18为本发明的取电控制系统中储能电容电压、负载电压、以及输出电流的波形图。

具体实施方式

 为了能够更加清楚地理解本发明，下面结合附图和具体实施方式对本发明做进一步说明。

首先，需要对电流互感器取电原理，进行深入了解。图2为一个电流互感器取电示意图，如图所示，电流互感器取电由闭合磁环102和缠绕在磁芯上面的铜线绕组103组成。高压电缆101从闭合的磁环102里面穿过。铜线绕组103输出与高压电缆成比例的电流。因此，电流互感器取电可以看作一个恒流源。

理论上恒流源的输出电压越高，输出功率越大。而输出电压越高，磁芯耦合系数越小，磁芯越容易饱和。对于具有指定磁芯和线圈匝数的电流互感器取电而言，其最优取电工作电压值可采用做实验的方式来确定。这里提供一组实测的实验数据。图3为电流互感器取电功率测试电路图，电流互感器取电输出端连接整流桥，整流桥的输出端并联电容，电容的正负极端并联功率计。实验分别在电缆电流是50A和100A的两种状态下测试电容电压和功率。

实验条件如下。

电流互感器取电磁芯材料：硅钢片； 

电流互感器取电磁芯直径：14cm；  

电流互感器取电磁芯截面积：11cm²；

电流互感器取电线圈匝数：160匝。  

从上表可以看出，当电容电压在中间段的电压（20V~45V）时，取电效率最高。输出短路时输出效率最低，此时，磁芯磁通量最少，磁芯发热最少，达到了保护磁芯的目的。输出电压越高，效率反而下降。磁芯磁通量增加，能量跑到了磁芯里面，磁芯发热严重。因此控制电流互感器取电输出电压，是提高取电效率和取电稳定性的有效方法。

本发明提供一种既可以提高电流互感器取电的效率和稳定性，又可以保护磁芯的电流互感器取电控制方法及系统。

本发明的第一方面涉及一种电流互感器取电控制方法，包括，

对电流互感器取电绕组中产生的交变电流互感器取电电动势进行整流和储能的步骤；

检测整流后的储能电压，并与基准电压进行比较，根据比较输出控制信号；

根据所述控制信号对电流互感器进行输入耗能调节；

根据所述控制信号对输出电压进行输出调节控制。

如图4所示，本发明第二方面提出一种电流互感器取电控制系统，包括，用于对电流互感器取电绕组中产生的交变电流互感器取电电动势进行整流的整流单元（10），其特征在于，还包括，  用于储存经整流单元（10）整流的电流互感器取电绕组中的电能的储能单元（20）、用于比较储能单元（20）的储能电压与基准电压，根据比较输出控制信号的控制单元（30）、用于根据控制单元（30）的控制信号对所述电流互感器取电电动势进行输入耗能调节的输入调节单元（40）、用于根据控制单元（30）的控制信号对储能电能进行输出调节的输出调节单元（50）整流单元（10）、储能单元（20）、以及输出调节单元依次连接，输入调节单元（40）与整流单元（10）连接，控制单元（30）分别与储能单元（20）、输入调节单元（40）、以及输出调节单元（50）连接。

为了便于理解，如下给出几种本发明的实施方式。

图5至图8，给出了电流互感器取电控制系统的整体实现示意图。图9和图10给出了输入调节部分的电路示意图，图11至图15为输出调节部分的电路示意图，其中，图14为PWM控制的波形图，图16为一个完整的取电控制系统的电路图，最后通过比较图17和图18说明本专利区别于传统方法的有益效果。

附图5的实施方式中，电流互感器取电控制系统包括整流桥 、二极管D5、储能电容C1、耗能功率管Q1、限流功率管Q2、以及控制电路80。电流互感器取电与整流桥连接，整流桥包括四个二极管D1、D2、D3、D4。整流桥的输出端并接耗能功率管Q1，串接二极管D5，并接储能电容C1，当功率管Q1短路时，二极管D5防止C1被放电。在负载前端串接限流功率管Q2。控制电路与储能电容C1的正极、耗能功率管Q1的栅极、以及限流功率管Q2的栅极连接。

储能电容C1的工作电压，其稳定值在基准电压附近。

控制电路80检测储能电容C1的电压值，与基准电压比较。

当电缆取电充足，电流过大使得电容C1电压过高时，输出电路80控制耗能功率管Q1，Q1导通后，短路电流互感器取电，起到保护磁芯的作用。

当电缆取电不足，电容C1电压过低时，控制电路80截止限流功率管Q2或半开通功率管Q2，起到维持高效率，并缓启动负载的作用。

又如图6所示，图5的整流单元与输入调节单元合并，也就是图5中整流桥、功率管Q1，以及二极管D5组成的部分用两只功率管（Q3和Q4）与两个二极管（D1和D2）实现。图5的整流桥下管D3，D4，由图6的功率管Q3和Q4的寄生二极管替换。因此，功率管Q3和Q4短路时，不会引起电容C1放电，从而省掉了图5的二极管D5。

在图5和图6中给出的输出调节单元采用控制功率管Q2的方式。当负载工作在大功率状态时，如图7所示功率管Q2用开关电源代替。对于输出功率较大，需要用到开关电源的电流互感器取电控制系统。详细的实现方式参见图12和图13的说明。

本发明的控制单元可用单片机或比较器实现。如图8所示，给出用单片机90实现控制的示意图。采用单片机控制的优点在于，能够消除高压电缆带来的50Hz的干扰。

在图9、图10和图11中给出了采用比较器实现控制单元的电路图。图9和图10的控制电路采用比较器IC3B，用于控制输入调节单元。图11的控制电路采用比较器IC1B，用于控制输出调节单元。

在图9中，比较器IC3B同相输入端（“+”）位于电阻R6与电阻R7的串联线路上，以采集储能电容C1的电压值。比较器IC3B反相输入端（“-”）位于电阻R8与稳压二极管D8串联线路上，以设置基准电压。比较器IC3B的输出端与功率管Q1的栅极连接。

储能电容C1的工作电压，其稳定值在电流互感器取电的基准电压附近。

比较器IC3B采集储能电容C1的电压值，与基准电压比较。

当电缆取电充足，电流过大使得电容C1电压过高时，耗能功率管Q1导通，短路电流互感器取电，达到保护磁芯的作用。

在图10中前端采用图6中描述的整流方式，比较器IC3B的输出端与功率管Q3、Q4的栅极连接。比较器IC3B采集储能电容C1的电压值，与基准电压比较。当电缆取电充足，电流过大使得电容C1电压过高时，耗能功率管Q3和Q4导通，短路电流互感器取电，达到保护磁芯的作用。

在图11中，比较器IC1B同相输入端（“+”）位于电阻R1与电阻R2的串联线路上，以采集储能电容C1的电压。比较器IC1B反相输入端（“-”）位于电阻R3与稳压二极管D7串联线路上，以设置基准电压。比较器IC1B的输出端经电阻R5与功率管Q2的栅极连接，在功率管Q1的栅极与源极间连接有电阻R4，电阻R4用于截止功率管Q2。

为了使系统更加稳定，建议控制输入调节单元的基准电压大于控制输出调节单元的基准电压，二者相差2~20V。

当电缆取电不足，电容C1电压过低时，比较器IC1B将电容C1的电压与预先设定的电压比较，截止限流功率管Q2或半开通功率管Q2，达到维持高效率，并缓慢启动负载。

图12和图13中给出输出调节单元是开关电源的输出控制的实现方式。

如图12所示，电阻R1与电阻R2串联形成对电容C1的分压电路，电阻R3与电容C2串联组成RC时钟电路，电阻R3又与芯片IC2的VE引脚连接以提供恒定的电压，比较器IC1B同相输入端（“+”）位于电阻R1与电阻R2的串联线路上，比较器IC1B反相输入端（“-”）位于电阻R3与电容C2串联线路上，并与芯片IC2的RT引脚连接，比较器IC1B输出端与芯片IC2的COMP引脚连接通过对COPM引脚输出PWM信号，以控制PWM控制芯片IC2。PWM控制芯片IC2的OUT引脚与功率管Q5连接，PWM控制芯片IC2的SENCE引脚位于电阻R4与Q5串联线路上，变压器T1（如果是BUCK电路，则T1为电感，这里以反激电路为例）的输入端与功率管Q5、电阻R4串联。变压器的输出端与二极管D6串联，负载端与电容C3并联。芯片7脚接12V的VCC工作电压。

本电路巧妙地应用了PWM控制芯片的 RT 时钟信号。通过对储能电容C1电压的检测，与时钟信号的比较，实现了逐周期控制。达到了，限定功率输出的目的。保证了电容C1电压工作在最优工作点。

本发明采用的PWM逐周期输出调压电路，其优点是，跟随PWM控制芯片工作，做到逐周期控制，调节非常线性。输出功率稳定，不会波动，输出纹波小，对负载电磁干扰小。

为了便于理解上述PWM逐周期电流控制方式，图14给出了本实施方式中比较器IC1B的输入与输出的波形图。

图14中，波形110是比较器反相输入端电压比较信号的波形，波形111是同相输入端RT时钟信号的波形，波形112是比较器输出端PWM控制信号的波形。PWM逐周期控制中，波形11是信号波，波形110是载波，经调制得到方波波形112，以控制PWM芯片的工作。

图13在图12电路的基础上，在IC1B同相输入端（“+”）采集到储能电容C1的电压值后引入了单片机MCU95。引入单片机MCU95的作用在于，因高压电缆电网使用的是50Hz的交流电，对电容C1的充电频率也为50Hz。而PWM控制芯片通常使用的频率为20KHz。这样就会造成，当功率较大，电容C1较小时，系统输出电压不稳定，引起输出电压周期性震动的问题。为了使控制更加平顺、精确和智能，将单片机MCU95引入到控制系统中。这样输出比较信号由单片机MCU95对电容电压采用计算得来。不会比较器正极输入信号受到50Hz干扰。

单片机MCU95通过检测电容C1的电压值与内设的基准电压比较。输出控制信号到IC2，实现了IC2调压输出的功能。

图15给出使用BUCK（降压斩波器）降压控制芯片完成输出调节的方式，单片机MCU95通过R1,R2的分压采集到电容C1的电压值。BUCK控制芯片与电感L1，二极管D6电容C3组成标准BUCK降压电路。其中IC2芯片典型型号为LM2596。

以上描述的是组成电流互感器取电控制系统的各组成部分的不同实现方式，当整合成一个完整的取电控制系统时，根据实际情况可进行任意的组合。下面给出其中一完整取电控制系统的实施方式。

如图16所示，整流单元采用4个二极管整流桥的方式，储能单元采用储能电容C1实现，输入调节单元采用功率管Q1实现，控制单元采用比较器IC3B、IC1B与单片机MCU95相结合的方式，输出调节单元采用开关电源方式。

最后，对比传统取电控制方式说明该发明对带电容负载的启动帮助。

图17给出传统取电控制电路中的储能电压波形120、负载电压波形121，输出电流的波形122的示意图。在图17中，当电缆电流刚好能够满足工作时，负载带有电容，导致无法启动。当储能电容电压达到DCDC电源启动点时，DCDC电源开始工作，为了给负载电容充电，将储能电容电量耗尽。储能电容电压被拉低，电流互感器取电效率降低，负载得不到启动。从而进入反复启动不能正常工作的状态。

图18给出本发明的电流互感器取电控制电路中的储能电压波形130、负载电压波形131，输出电流的波形132的示意图。图18中，储能电容电压达到最优工作点时才开始有输出，此时输出电流被限制住，负载电容电压缓慢上升，最后正常工作。整个充电过程中，储能电容电压一直稳定在最优功率点，从而提高了系统稳定性，对于多样化负载也能够做到稳定控制。

尽管具体地参考其优选实施例来示出并描述了本发明，但本领域的技术人员可以理解，可以做出形式和细节上的各种改变而不脱离所附权利要求书中所述的本发明的范围。以上结合本发明的具体实施例做了详细描述，但并非是对本发明的限制。凡是依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改，均仍属于本发明技术方案的范围。

Claims (10)

1.一种电流互感器取电控制方法，包括：对电流互感器取电绕组中产生的交变电流互感器取电电动势进行整流和储能的步骤；其特征在于，还包括以下步骤，

检测整流后的储能电压，并与基准电压进行比较，根据比较输出控制信号；

根据所述控制信号对电流互感器进行输入耗能调节；

根据所述控制信号对输出电压进行输出调节控制。

2.根据权利要求1所述的电流互感器取电控制方法，其特征在于，当所述电流互感器取电储能电压大于基准电压时，控制单元输出耗能调节的控制信号。

3.根据权利要求1所述的电流互感器取电控制方法，其特征在于，当所述储能电压小于基准电压时，控制单元输出电压调节的控制信号。

4.根据权利要求1所述的电流互感器取电控制方法，其特征在于，所述基准电压的取值范围以最优取电工作电压值V₀为中心，上下有10V的浮动空间。

5.一种电流互感器取电控制系统，包括，用于对电流互感器取电绕组中产生的交变电流互感器取电电动势进行整流的整流单元（10），其特征在于，还包括，用于储存经整流单元（10）整流的电流互感器取电绕组中的电能的储能单元（20）、用于比较储能单元（20）的储能电压与基准电压并根据比较输出控制信号的控制单元（30）、用于根据控制单元（30）的控制信号对所述电流互感器取电电动势进行输入耗能调节的输入调节单元（40）、用于根据控制单元（30）的控制信号对储能电能进行输出调节的输出调节单元（50），整流单元（10）、储能单元（20）、以及输出调节单元依次连接，输入调节单元（40）与整流单元（10）连接，控制单元（30）分别与储能单元（20）、输入调节单元（40）、以及输出调节单元（50）连接。

6.根据权利要求5所述的电流互感器取电控制系统，其特征在于，整流单元（10）采用四个二极管实现。

7.根据权利要求5所述的电流互感器取电控制系统，其特征在于，整流单元（10）与输入调节单元（40）合并，采用两个二极管和两个功率管实现。

8.根据权利要求7所述的电流互感器取电控制系统，其特征在于，整流单元（10）的所述二极管采用MOSFET（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）管的寄生二极管。

9.根据权利要求5所述的电流互感器取电控制系统，其特征在于，储能单元（20）采用储能电容实现。

10.根据权利要求5所述的电流互感器取电控制系统，其特征在于，所述基准电压的取值范围以最优取电工作电压值V₀为中心，上下有10V的浮动空间。

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