CN112928808B - 一种GaN充电器控制电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种GaN充电器控制电路，包括：充电电路和GaN驱动电路，所述充电电路与GaN驱动电路电连接；其中，所述GaN驱动电路包括PWM控制器和GaN MOS管；其中，所述PWM控制器用于控制所述充电电路的运行频率；所述GaN MOS管用于根据所述运行频率驱动所述充电电路启动。本发明有益效果在于：本发明为一种GaN(第三代器件)氮化镓搭配高频率高效率PWM驱动芯片控制电路，实现了一种更低的驱动损耗，更低的米勒效应/更低的开关损耗，很小振荡，相应的开关损耗及EMI会更好。将氮化镓技术运用到高功率充电器中具有转换效率更高93％以上，更快的开关速度及工作频率100‑500KHZ以上，以达到高效节能目的。采用氮化镓技术可以精简元件的规格设计，达到更小的尺寸外观。

Description

一种GaN充电器控制电路
技术领域
本发明涉及充电技术领域，特别涉及一种GaN充电器控制电路。
背景技术
目前，随着技术的发展，电子产品及器件得到了广泛的应用，并且随着便携式电子产品的普及，大功率高密度高效率的充电器是未来的趋势。
为了达到大功率高效率的充电器需求，目前市面上通常采用如下控制方案解决需求：
1>PWM控制器+MOSFET金属氧化物半导体场效应管开关损耗高导通电阻较大；工作效率低。
2>PFC+PWM控制器+MOSFET金属氧化物半导体场效应管效率较高，但成本高，体积大。
发明内容
本发明提供一种GaN充电器控制电路，用以解决现有技术中充当建设被开关损耗高、导通电阻大、工作效率低、成本高、体积大的问题的情况。
一种GaN充电器控制电路，包括：充电电路和GaN驱动电路，所述充电电路与GaN驱动电路电连接；其中
所述GaN驱动电路包括PWM控制器和GaN MOS管；其中，
所述PWM控制器用于控制所述充电电路的运行频率；
所述GaN MOS管用于根据所述运行频率驱动所述充电电路启动。
作为本发明的一种实施例：所述充电电路包括：AC市电接入端、整流滤波电路、EMI电路、变压器、输出整流电路、TYPE-C控制器和充电器输出接口；其中，
所述AC市电接入端与整流滤波电路的输入端电连接，所述整流滤波电路用于将所述AC市电接入端输入的交流电进行整流滤波，输出直流电；
所述整流滤波电路的输出端与EMI电路的输入端电连接，所述EMI电路用于进行电磁滤波；
所述EMI电路的输出端与变压器的输入端电连接，所述的变压器用于进行降压变压；
所述变压器的输出端与所述输出整流电路电连接，所述输出整流电路用于将所述变压器变压后的电压进行整流，并输出；
所述输出整流电路的输出端与所述充电器输出接口电连接，所述充电器输出接口用于进行充电；
所述输出整流电路和充电器输出接口均与所述TYPE-C控制器电连接，所述TYPE-C控制器用于控制所述充电器输出接口进行充电。
作为本发明的一种实施例：所述GaN驱动电路包括：高压绕组供电电路、低压绕组供电电路、和驱动控制电路；其中，
所述PWM控制器的电压输出端口分别与所述高压绕组供电电路和低压绕组供电电路，所述PWM控制器的电压输出端口用于为所述高压绕组供电电路和低压绕组供电电路提供供电电源；
所述高压绕组供电电路用于控制所述充电电路高压输出；
所述低压绕组供电电路用于控制所述充电电路低压输出；
所述PWM控制器的信号输出口与所述驱动控制电路电连接，所述PWM控制器的信号输出端口与所述驱动控制电路电连接，所述PWM控制器的信号输出端口用于向所述驱动控制电路提供驱动控制信号。
作为本发明的一种实施例：所述PWM控制器连接于所述整流滤波电路和EMI电路之间，所述PWM控制器通过所述整流滤波电路输出的直流电控制所述GaN驱动电路运行。
作为本发明的一种实施例：所述高压绕组供电电路包括：第一二级管、第二二极管、第一三极管、第一稳压二极管和第一电阻；其中，
所述PWM控制器与所述第一稳压二极管的正极连接，所述第一稳压二极管的负极连接所述第一电阻的一端，所述第一电阻的另一端连接所述第一三级管的基极；
所述PWM控制器的电压输出端口分别与所述第一二极管和第二二极管的负极电连接，所述第二二极管的正极与所述第一三极管的发射极电连接，所述第一三极管的集电极与所述第一三极管的基极电连接；其中，
所述第一三极管的集电极外接第三二极管电连接。
作为本发明的一种实施例：所述低压绕组供电电路包括：第三二极管、第四二极管、第二三极管、第二稳压二极管和第三稳压二极管；其中，
所述PWM控制器与所述第三二极管的正极电连接，所述第三二极管的负极与所述第四二极管的负极电连接；
所述第二三极管的集电极和发射极通过第三二极管电连接；
所述第二三极管的基极与所述第三稳压三极管电连接，所述第三稳压二极管的负极与所述第四二极管的正极电连接，所述第四二极管的正极与所述变压器电连接。
作为本发明的一种实施例：所述驱动控制电路包括：第一驱动电阻、第二驱动电阻、第五二极管、第一电容和第三驱动电阻；其中，
所述第一驱动电阻和第二驱动电阻并列连接，所述第一驱动电阻的与所述第五二极管电连接；
所述第五二极管的正极与所述第二驱动电阻的另一端电连接；
所述第五二极管的正极通过所述第一电容与所述GaN MOS管的栅极电连接；
所述第二驱动电阻通过所述第三驱动电阻连接于所述第一电容和GaN MOS管之间。
作为本发明的一种实施例：所述充电电路还连接有报警电路；其中，
所述报警电路包括电路检测芯片和报警器，所述电路检测芯片和报警器电连接；其中，
所述电路检测芯片的检测过程如下：
步骤1：通过所述电路检测芯片采集所述充电电路的电流和电压，确定所述充电电路的实时功率Pt，并基于阈值功率PF，确定功率变化集合PB：
Figure BDA0002921948460000041
其中，所述Pt表示t时刻所述充电电路的功率；bt表示t时刻所述充电电路的功率变化比；
步骤2：根据所述电路检测芯片，获取每一时刻所述PWM控制器的输出信号，确定所述PWM控制器的动态控制特征：
Figure BDA0002921948460000051
其中，fi表示PWM控制器第i次调节时电路的运行频率；Ti表示第i次控制时电路对应的时刻；Ei表示PWM控制器第i次调节时电路的总势能；Pi表示PWM控制器第i次调节时电路的总功率；
步骤3：基于所述动态控制特征和功率变化集合PB，确定所述充电电路的电流和电压是否需要进行报警：
Figure BDA0002921948460000052
其中，γi表示PWM控制器第i次调节时电路的功率系数；PF检测时功率检测阀值；当所述H＜1时，通过所述报警器执行报警，当所述H≥1时，通过所述报警器执行报警。
作为本发明的一种实施例：所述电路检测芯片还用于根据所述PWM控制器判断运行频率是否超过临界阈值；其判断过程如下：
步骤S1：基于电路的实时电压和运行频率，确定电路能耗：
Figure BDA0002921948460000053
其中，If表示负载电流；
Figure BDA0002921948460000054
表示PWM控制器调节时的平均功率系数；f表示PWM控制器调节的运行频率；Uf表示负载电压；PM表示电路总功率；
步骤S2:根据所述电路能耗，通过下式判断判断运行频率是否超过临界阈值：
Figure BDA0002921948460000061
其中，当LF＝0时，Fmin＝f表示运行频率的最高临界阈值。
本发明有益效果在于：本发明为一种GaN(第三代器件)氮化镓搭配高频率高效率PWM驱动芯片控制电路，实现了一种更低的驱动损耗，更低的米勒效应/更低的开关损耗，很小振荡，相应的开关损耗及EMI会更好。将氮化镓技术运用到高功率充电器中具有转换效率更高93％以上，更快的开关速度及工作频率100-500KHZ以上，以达到高效节能目的。采用氮化镓技术可以精简元件的规格设计，达到更小的尺寸外观。
本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在所写的说明书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例一起用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中：
图1为本发明实施例中一种GaN充电器控制电路的电路结构图；
图2为本发明实施例中一种GaN充电器控制电路的电路原理图；
图3为本发明实施例中GaN驱动电路的电路原理图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的优选实施例进行说明，应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。
本发明提供了一种GaN充电器控制电路。包括：充电电路和GaN驱动电路，所述充电电路与GaN驱动电路电连接；其中，所述GaN驱动电路包括PWM控制器和GaN MOS管；其中，所述PWM控制器用于控制所述充电电路的运行频率；所述GaN MOS管用于根据所述运行频率驱动所述充电电路启动。本发明有益效果在于：本发明为一种GaN(第三代器件)氮化镓搭配高频率高效率PWM驱动芯片控制电路，实现了一种更低的驱动损耗，更低的米勒效应/更低的开关损耗，很小振荡，相应的开关损耗及EMI会更好。将氮化镓技术运用到高功率充电器中具有转换效率更高93％以上，更快的开关速度及工作频率100-500KHZ以上，以达到高效节能目的。采用氮化镓技术可以精简元件的规格设计，达到更小的尺寸外观。
如附图1所示，一种GaN充电器控制电路，包括：充电电路和GaN驱动电路，所述充电电路与GaN驱动电路电连接；其中
所述GaN驱动电路包括PWM控制器和GaN MOS管；其中，
所述PWM控制器用于控制所述充电电路的运行频率；
所述GaN MOS管用于根据所述运行频率驱动所述充电电路启动。
上述技术方案的工作原理为：本发明靠两部分组成，一部分是现有技术中的充电电路，而另一部分是GaN驱动电路，通过两者组合视线充电电路的控制。GaN驱动电路用于控制充电电路的运行频率，并通过运行频率驱动所述充电电路启动，实现高压充电和低压充电。
上述技术方案的有益效果在于：本发明为一种GaN(第三代器件)氮化镓搭配高频率高效率PWM驱动芯片控制电路，实现了一种更低的驱动损耗，更低的米勒效应/更低的开关损耗，很小振荡，相应的开关损耗及EMI会更好。将氮化镓技术运用到高功率充电器中具有转换效率更高93％以上，更快的开关速度及工作频率100-500KHZ以上，以达到高效节能目的。采用氮化镓技术可以精简元件的规格设计，达到更小的尺寸外观。
作为本发明的一种实施例：所述充电电路包括：AC市电接入端、整流滤波电路、EMI电路、变压器、输出整流电路、TYPE-C控制器和充电器输出接口；其中，
所述AC市电接入端与整流滤波电路的输入端电连接，所述整流滤波电路用于将所述AC市电接入端输入的交流电进行整流滤波，输出直流电；
所述整流滤波电路的输出端与EMI电路的输入端电连接，所述EMI电路用于进行电磁滤波；
所述EMI电路的输出端与变压器的输入端电连接，所述的变压器用于进行降压变压；
所述变压器的输出端与所述输出整流电路电连接，所述输出整流电路用于将所述变压器变压后的电压进行整流，并输出；
所述输出整流电路的输出端与所述充电器输出接口电连接，所述充电器输出接口用于进行充电；
所述输出整流电路和充电器输出接口均与所述TYPE-C控制器电连接，所述TYPE-C控制器用于控制所述充电器输出接口进行充电。
上述技术方案的工作原理为：上述技术方案为充电电路的整体结构，AC市电接入端用于接入市电交流电流。整流滤波电路用于将交流电变为直电流，EMI电路为电磁滤波电流，滤除充电时的杂波，变压器用于在变压后进行变压充电，输出整流电路用于将输出的电压进行输出电压的整流控制，TYPE-C控制器用于控制充电器输出接口进行充电。
上述技术方案的有益效果为：通过充电电路实现稳定，滤波充电。
如附图3所示，作为本发明的一种实施例：所述GaN驱动电路包括：高压绕组供电电路、低压绕组供电电路、和驱动控制电路；其中，
所述PWM控制器的电压输出端口分别与所述高压绕组供电电路和低压绕组供电电路，所述PWM控制器的电压输出端口用于为所述高压绕组供电电路和低压绕组供电电路提供供电电源；
所述高压绕组供电电路用于控制所述充电电路高压输出；
所述低压绕组供电电路用于控制所述充电电路低压输出；
所述PWM控制器的信号输出口与所述驱动控制电路电连接，所述PWM控制器的信号输出端口与所述驱动控制电路电连接，所述PWM控制器的信号输出端口用于向所述驱动控制电路提供驱动控制信号。
上述技术方案的工作原理为：在本发明中GaN驱动电路包括：高压绕组供电电路、低压绕组供电电路、和驱动控制电路三个电路组成。PWM控制器,运行频率可以达到500K，与GaN MOS管搭配设计实现了一种更低的驱动损耗，更低的米勒效应/更低的开关损耗
作为本发明的一种实施例：所述PWM控制器连接于所述整流滤波电路和EMI电路之间，所述PWM控制器通过所述整流滤波电路输出的直流电控制所述GaN驱动电路运行。PWM控制器用于控制高压充电和低压充电的转换效率和工作频率
如附图3所示，作为本发明的一种实施例：所述高压绕组供电电路包括：第一二级管D1、第二二极管D2、第一三极管Y1、第一稳压二极管W1和第一电阻R1；其中，
所述PWM控制器与所述第一稳压二极管W1的正极连接，所述第一稳压二极管W1的负极连接所述第一电阻R1的一端，所述第一电阻R1的另一端连接所述第一三级管Y1的基极；
所述PWM控制器的电压输出端口分别与所述第一二极管D1和第二二极管D2的负极电连接，所述第二二极管D2的正极与所述第一三极管Y1的发射极电连接，所述第一三极管Y1的集电极与所述第一三极管Y1的基极电连接；其中，
所述第一三极管Y1的集电极外接第三二极管D3电连接。
本发明中：VCC采用两绕组供电，低压5V输出时，高压绕组供电；输出20V时，低压绕组供电。这样设计目的是为了让辅助绕组供电电路减少损耗。高压供电由第一二级管D1、第二二极管D2、第一三极管Y1、第一稳压二极管W1和第一电阻R1组成，实现高压供电。
如附图3所示，作为本发明的一种实施例：所述低压绕组供电电路包括：第三二极管D3、第四二极管D4、第二三极管Y2、第二稳压二极管W2和第三稳压二极管W3；其中，
所述PWM控制器与所述第三二极管D3的正极电连接，所述第三二极管D2的负极与所述第四二极管D4的负极电连接；
所述第二三极管Y2的集电极和发射极通过第三二极管D3电连接；
所述第二三极管Y2的基极与所述第三稳压二极管W3电连接，所述第三稳压二极管W3的负极与所述第四二极管D4的正极电连接，所述第四二极管D4的正极与所述变压器电连接。
VCC采用两绕组供电，低压5V输出时，高压绕组供电；输出20V时，低压绕组供电。这样设计目的是为了让辅助绕组供电电路减少损耗。低压供电由第三二极管D3、第四二极管D4、第二三极管Y2、第二稳压二极管W2和第三稳压二极管W3组成。
如附图3所示，作为本发明的一种实施例：所述驱动控制电路包括：第一驱动电阻q1、第二驱动电阻q2、第五二极管D5、第一电容C1和第三驱动电阻q3；其中，
所述第一驱动电阻q1和第二驱动电阻q2并列连接，所述第一驱动电阻q1的与所述第五二极管D5电连接；
所述第五二极管D5的正极与所述第二驱动电阻q2的另一端电连接；
所述第五二极管D5的正极通过所述第一电容C1与所述GaN MOS管的栅极电连接；
所述第二驱动电阻q2通过所述第三驱动电阻q3连接于所述第一电容C1和GaN MOS管之间。
上述技术方案的工作原理为：GaN驱动电路由：第一驱动电阻q1、第二驱动电阻q2、第五二极管D5、第一电容C1和第三驱动电阻q3提供驱动电压；GaN电压钳位在6.2V，U1第7脚出来的幅值12VPWM被分压电阻分压于GaN Gate，第一电容C1用于加快驱动波形上升沿时间和下降沿时间。
作为本发明的一种实施例：所述充电电路还连接有报警电路；其中，
所述报警电路包括电路检测芯片和报警器，所述电路检测芯片和报警器电连接；其中，
所述电路检测芯片的检测过程如下：
步骤1：通过所述电路检测芯片采集所述充电电路的电流和电压，确定所述充电电路的实时功率Pt，并基于阈值功率PF，确定功率变化集合PB：
Figure BDA0002921948460000121
其中，所述Pt表示t时刻所述充电电路的功率；bt表示t时刻所述充电电路的功率变化比；
步骤2：根据所述电路检测芯片，获取每一时刻所述PWM控制器的输出信号，确定所述PWM控制器的动态控制特征：
Figure BDA0002921948460000122
其中，fi表示PWM控制器第i次调节时电路的运行频率；Ti表示第i次控制时电路对应的时刻；Ei表示PWM控制器第i次调节时电路的总势能；Pi表示PWM控制器第i次调节时电路的总功率；
步骤3：基于所述动态控制特征和功率变化集合PB，确定所述充电电路的电流和电压是否需要进行报警：
Figure BDA0002921948460000123
其中，γi表示PWM控制器第i次调节时电路的功率系数；PF检测时功率检测阀值；当所述H＜1时，通过所述报警器执行报警，当所述H≥1时，通过所述报警器执行报警。
上述技术方案中，(t＝ti)的含义是PWM控制器第i次调节时，时间对应bt变化额时间，本发明通过电路检测芯片采集所述充电电路的电流和电压，但是电压的电流的单一检测，检测情况复杂，因此本发明以充电时的功率来确定调节功率。最后生成调节功率的集合。在步骤2中，本发明基于电路检测芯片，确定所述充电电路的动态控制系数(即，每一时刻的变化的功率和动态控制特征的比值)，动态控制系数表示在动态调节时电路的变化系数。而在最后判断是否需要进行报警时，本发明基于总的调节次数和调节功率集合Q和动态控制系数W，基于它们的变化幅度确定最终是否需要继续进行报警。
作为本发明的一种实施例：所述电路检测芯片还用于根据所述PWM控制器判断运行频率是否超过临界阈值；其判断过程如下：
步骤S1：基于电路的实时电压和运行频率，确定电路能耗：
Figure BDA0002921948460000131
其中，If表示负载电流；
Figure BDA0002921948460000132
表示PWM控制器调节时的平均功率系数；f表示PWM控制器调节的运行频率；Uf表示负载电压；PM表示电路总功率；
步骤S2:根据所述电路能耗，通过下式判断判断运行频率是否超过临界阈值：
Figure BDA0002921948460000133
其中，当LF＝0时，Fmin＝f表示运行频率的最高临界阈值。
本发明为了计算在PWM控制器调节运行频率时是否超过预设的调节阈值，首先通过计算负载端和电路端两端的能耗，进而判断出电路总的能耗，然后在调节时将运行频率带入，知道电路的能耗为0的时候，运行频率到了最高的临界阈值，无法在进行调节运行频率。此时电路已经断电，停止充电。
显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (7)

1.一种GaN充电器控制电路，其特征在于，包括：充电电路和GaN驱动电路，所述充电电路与GaN驱动电路电连接；其中
所述GaN驱动电路包括PWM控制器和GaNMOS管；其中，
所述PWM控制器用于控制所述充电电路的运行频率；
所述GaNMOS管用于根据所述运行频率驱动所述充电电路启动；
AC市电接入端、整流滤波电路、EMI电路、变压器、输出整流电路、TYPE-C控制器和充电器输出接口；其中，
所述AC市电接入端与整流滤波电路的输入端电连接，所述整流滤波电路用于将所述AC市电接入端输入的交流电进行整流滤波，输出直流电；
所述整流滤波电路的输出端与EMI电路的输入端电连接，所述EMI电路用于进行电磁滤波；
所述EMI电路的输出端与变压器的输入端电连接，所述的变压器用于进行降压变压；
所述变压器的输出端与所述输出整流电路电连接，所述输出整流电路用于将所述变压器变压后的电压进行整流，并输出；
所述输出整流电路的输出端与所述充电器输出接口电连接，所述充电器输出接口用于进行充电；
所述输出整流电路和充电器输出接口均与所述TYPE-C控制器电连接，所述TYPE-C控制器用于控制所述充电器输出接口进行充电；
所述充电电路还连接有报警电路；其中，
所述报警电路包括电路检测芯片和报警器，所述电路检测芯片和报警器电连接；其中，
所述电路检测芯片的检测过程如下：
步骤1：通过所述电路检测芯片采集所述充电电路的电流和电压，确定所述充电电路的 实时功率
Figure 726545DEST_PATH_IMAGE001
，并基于阈值功率
Figure 154116DEST_PATH_IMAGE002
，确定功率变化集合
Figure 684454DEST_PATH_IMAGE003
：
Figure 234384DEST_PATH_IMAGE004
；
其中，所述
Figure 850173DEST_PATH_IMAGE001
表示
Figure 845549DEST_PATH_IMAGE005
时刻所述充电电路的功率；
Figure 292711DEST_PATH_IMAGE006
表示
Figure 685646DEST_PATH_IMAGE005
时刻所述充电电路的功率变化 比；
步骤2：根据所述电路检测芯片，获取每一时刻所述PWM控制器的输出信号，确定所述PWM控制器的动态控制特征：
Figure 851048DEST_PATH_IMAGE007
（t=
Figure 886000DEST_PATH_IMAGE008
）；
其中，
Figure 390931DEST_PATH_IMAGE009
表示PWM控制器第
Figure 17084DEST_PATH_IMAGE010
次调节时电路的运行频率；
Figure 873045DEST_PATH_IMAGE008
表示第
Figure 446109DEST_PATH_IMAGE010
次控制时电路对应的 时刻；
Figure 602283DEST_PATH_IMAGE011
表示PWM控制器第
Figure 602600DEST_PATH_IMAGE010
次调节时电路的总势能；
Figure 680278DEST_PATH_IMAGE012
表示PWM控制器第
Figure 119349DEST_PATH_IMAGE010
次调节时电路的 总功率；
步骤3：基于所述动态控制特征和功率变化集合
Figure 849406DEST_PATH_IMAGE003
，确定所述充电电路的电流和电压 是否需要进行报警：
Figure 286204DEST_PATH_IMAGE013
其中，
Figure 647915DEST_PATH_IMAGE014
表示PWM控制器第
Figure 562782DEST_PATH_IMAGE010
次调节时电路的功率系数；
Figure 693549DEST_PATH_IMAGE002
表示阈值功率；当所述
Figure 35668DEST_PATH_IMAGE015
时，通过所述报警器执行报警，当所述
Figure 87938DEST_PATH_IMAGE016
时，通过所述报警器不执行报警。
2.如权利要求1所述的一种GaN充电器控制电路，其特征在于，所述GaN驱动电路包括：高压绕组供电电路、低压绕组供电电路、和驱动控制电路；其中，
所述PWM控制器的电压输出端口分别与所述高压绕组供电电路和低压绕组供电电路，所述PWM控制器的电压输出端口用于为所述高压绕组供电电路和低压绕组供电电路提供供电电源；
所述高压绕组供电电路用于控制所述充电电路高压输出；
所述低压绕组供电电路用于控制所述充电电路低压输出；
所述PWM控制器的信号输出口与所述驱动控制电路电连接，所述PWM控制器的信号输出端口与所述驱动控制电路电连接，所述PWM控制器的信号输出端口用于向所述驱动控制电路提供驱动控制信号。
3.如权利要求1所述的一种GaN充电器控制电路，其特征在于，所述PWM控制器连接于所述整流滤波电路和EMI电路之间，所述PWM控制器通过所述整流滤波电路输出的直流电控制所述GaN驱动电路运行。
4.如权利要求2所述的一种GaN充电器控制电路，其特征在于，所述高压绕组供电电路包括：第一二极管、第二二极管、第一三极管、第一稳压二极管和第一电阻；其中，
所述PWM控制器与所述第一稳压二极管的正极连接，所述第一稳压二极管的负极连接所述第一电阻的一端，所述第一电阻的另一端连接所述第一三极管的基极；
所述PWM控制器的电压输出端口分别与所述第一二极管和第三二极管的负极电连接，所述第一二极管的正极与所述第一三极管的发射极电连接，所述第一三极管的集电极与所述第一三极管的基极电连接；其中，
所述第一三极管的集电极外接第二二极管电连接。
5.如权利要求2所述的一种GaN充电器控制电路，其特征在于，所述低压绕组供电电路包括：第三二极管、第四二极管、第二三极管、第二稳压二极管和第三稳压二极管；其中，
所述PWM控制器与所述第三二极管的正极电连接，所述第三二极管的负极与所述第四二极管的负极电连接；
所述第二三极管的集电极和发射极通过第三二极管电连接;
所述第二三极管的基极与所述第三稳压二极管电连接，所述第三稳压二极管的负极与所述第四二极管的正极电连接，所述第四二极管的正极与所述变压器电连接。
6.如权利要求2所述的一种GaN充电器控制电路，其特征在于，所述驱动控制电路包括：第一驱动电阻、第二驱动电阻、第五二极管、第一电容和第三驱动电阻；其中，
所述第一驱动电阻和第二驱动电阻并列连接，所述第一驱动电阻的与所述第五二极管电连接；
所述第五二极管的正极与所述第二驱动电阻的另一端电连接；
所述第五二极管的正极通过所述第一电容与所述GaNMOS管的栅极电连接；
所述第二驱动电阻通过所述第三驱动电阻连接于所述第一电容和GaNMOS管之间。
7.如权利要求1所述的一种GaN充电器控制电路，其特征在于，所述电路检测芯片还用于根据所述PWM控制器判断运行频率是否超过临界阈值；其判断过程如下：
步骤S1：基于电路的实时电压和运行频率，确定电路能耗：
Figure DEST_PATH_IMAGE017
其中，
Figure 806495DEST_PATH_IMAGE018
表示负载电流；
Figure 57348DEST_PATH_IMAGE019
表示PWM控制器调节时的平均功率系数；
Figure 835948DEST_PATH_IMAGE020
表示PWM控制器调 节的运行频率；
Figure 109935DEST_PATH_IMAGE021
表示负载电压；
Figure 428921DEST_PATH_IMAGE022
表示电路总功率；
步骤S2:根据所述电路能耗，通过下式判断运行频率是否超过临界阈值：
Figure 970498DEST_PATH_IMAGE023
其中，当
Figure 716737DEST_PATH_IMAGE024
时，
Figure 478020DEST_PATH_IMAGE025
表示运行频率的最高临界阈值。
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