CN103346686A - 一种基于电流互感器谐振取电的直流源 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于电流互感器谐振取电的直流源，包括：电流互感器、谐振单元、整流单元和控制单元，用于通过控制所述的整流单元以调节整流单元的直流输出电压。本发明通过在电流互感器输出端并联谐振电容，使并联的谐振电容与电流互感器激磁电感谐振，在相同的高压侧电流作用下，能够使感应获取的电能增加；特别是当高压侧电流较小时，能够保证感应取到足够的电能供负载使用，以提高直流源输出功率的稳定性。同时，由于互感器取电效率的提高，可使得直流源的体积减小至最优，有效降低互感器制造成本。另外，本发明通过一个可控整流桥，根据相应的控制策略使得输出电压可控，提高了互感器使用寿命。

Description

一种基于电流互感器谐振取电的直流源

技术领域

本发明属于电流互感和电力电子技术领域，具体涉及一种基于电流互感器谐振取电的直流源。

背景技术

随着城市化建设的快速发展，高压电缆已经成为电力网架的主要组成部分，对其运行状况进行在线监控成为提高电网可靠性的重要环节。在电缆运行监控系统中，供电电源的设计是其中的一个难点。如在地下井道或偏远地区一般不能提供220V交流市电，而采用光伏电池板供电受外部天气的影响太大，只有采用互感器从高压电缆上直接取电是一种较为可靠的供电方式。

专利号为200910045470.9的中国专利公开了一种基于互感器感应取电电源，其结构如图1，电流互感器输出电流经全桥整流滤波后，通过一个稳压器或DC/DC电源输出恒定的电压。电流互感器的电路模型可以用变压器表示，高压电压等效于交流电流源，折算到副边后，该电路的等效电路如图2。其中I_s为原边电流折算到副边的电流值，即I_s=I₀/n，I₀为原边电流，n为副边匝数；L_r为互感器漏感，L_m为互感器激磁电感。

根据图2，可知当电源输出空载时，激磁电感上的压降为2πfL_mI_s，整流电路输出的直流电压为

因互感器激磁电感L_m不可能无限大，整流电路输出电压达到U_s的启动电流为：

$I_{s\left(\min \right)}=U_s/\left(2\sqrt{2}\mathrm{\π}{\mathrm{fL}}_m\right)$

折算到原边为：

$I_{0\left(\min \right)}={\mathrm{nU}}_s/\left(2\sqrt{2}\mathrm{\πf}{L}_m\right)$

当电缆电流小于启动电流I₀(min)时，电源无法工作。在副边匝数不变的情况下，传统的互感器取电电路只能通过增加激磁电感的方法，即增大互感器磁芯体积，以减小启动电流实现输出电压U_s。

发明内容

针对现有技术所存在的上述技术缺陷，本发明提供了一种基于电流互感器谐振取电的直流源，能够大幅提高互感器取电电路在小电流情况下的输出功率，且结构简单体积小。

一种基于电流互感器谐振取电的直流源，包括：

电流互感器，用于获取穿过其磁芯的高压电缆上的感应电流；

谐振单元，与电流互感器的副边等效激磁电感谐振，并提高由所述的感应电流激励下产生的电压；

整流单元，用于将电流互感器与谐振单元谐振产生的交流感应电能转换为直流电能；

控制单元，用于通过控制所述的整流单元以调节整流单元的直流输出电压。

所述的谐振单元由一电容组成，所述的电容与电流互感器线圈并联。

所述的电容与电流互感器的副边等效激磁电感满足以下谐振条件：

$0.5\≤2\mathrm{\πf}\sqrt{L_{m}C}\≤2$

其中，C为电容的容值，L_m为副边等效激磁电感的电感值，f为感应电流的频率。

所述的整流单元由两个二极管D1～D2和两个带有反并二极管的开关管Q1～Q2组成；其中，二极管D1的阴极与二极管D2的阴极相连且为整流单元的正输出端，二极管D1的阳极与开关管Q1的一端相连且为整流单元的正输入端，二极管D2的阳极与开关管Q2的一端相连且为整流单元的负输入端，开关管Q1的另一端与开关管Q2的另一端相连且为整流单元的负输出端，开关管Q1的控制极和开关管Q2的控制极均接收控制单元提供的开关控制信号。

所述的反并二极管可以是外置的分立二极管，也可以是开关管体内的寄生二极管。所述的开关管可以采用MOS管，也可以采用大功率晶体管。

优选地，所述的整流单元输出侧两端并联有滤波电容；能够滤除整流单元直流输出电压的纹波。

所述的控制单元采集整流单元的直流输出电压以及整流单元中两个开关管Q1～Q2的端电压，进而根据上述采集到的电压信号通过开关控制策略输出两组开关控制信号S1～S2分别控制两个开关管Q1～Q2的通断。

所述的控制单元根据以下开关控制策略控制两个开关管Q1～Q2的通断：

当开关管Q1的端电压从正电压降至0时，使输出的开关控制信号S1为高电平以导通开关管Q1，持续时间T后使开关控制信号S1为低电平以关断开关管Q1；

当开关管Q2的端电压从正电压降至0时，使输出的开关控制信号S2为高电平以导通开关管Q2，持续时间T后使开关控制信号S2为低电平以关断开关管Q2。

所述的时间T通过以下方法确定：

首先，使预设的参考输出电压减去整流单元的直流输出电压，得到电压误差信号ΔU；

然后，根据以下公式对电压误差信号ΔU进行比例调节，得到时间T；

T＝T₀+K_pΔU

其中：T₀为上一控制周期所持续的时间，K_p为给定的比例系数。

所述的控制单元包括两个比较器B1～B2、一控制模块和一驱动模块；其中，比较器B1的正相输入端接收开关管Q1的端电压，比较器B2的正相输入端接收开关管Q2的端电压，比较器B1的反相输入端和比较器B2的反相输入端均接地，比较器B1的输出端和比较器B2的输出端分别与控制模块的第一输入端和第二输入端相连，控制模块的第三输入端接收整流单元的直流输出电压，控制模块的两个输出端分别与驱动模块的两个输入端相连，驱动模块的两个输出端分别与开关管Q1和开关管Q2的控制极相连。

本发明的有益效果在于：在相同的高压侧电流作用下，能够使感应获取的电能增加；特别是当高压侧电流较小时，能够保证感应取到足够的电能供负载使用，以提高直流源输出功率的稳定性。同时，由于互感器取电效率的提高，可使得直流源的体积减小至最优，有效降低互感器制造成本。另外，本发明通过一个可控整流桥，根据相应的控制策略使得输出电压可控，提高了互感器使用寿命。

附图说明

图1为现有基于电流互感器的直流源的结构示意图。

图2为图1的等效电路图。

图3为本发明直流源的结构示意图。

图4为控制单元的结构示意图。

图5为控制单元的控制时序示意图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案及其相关原理进行详细说明。

如图3所示，一种基于电流互感器谐振取电的直流源，包括：电流互感器CT、谐振单元、整流单元和控制单元；其中：

电流互感器CT用于获取穿过其磁芯的高压电缆上的感应电流；本实施方式中，电流互感器CT的副边匝数为500匝、激磁电感L_m为2.1H。

谐振单元用于与电流互感器CT的副边等效激磁电感L_m谐振，并提高由感应电流激励下产生的电压；本实施方式中，谐振单元由一电容C组成，电容C与电流互感器CT线圈并联，其采用4.7uF、耐压400V的CBB电容。电容C与副边等效激磁电感L_m满足以下谐振条件：

$0.5\≤2\mathrm{\πf}\sqrt{L_{m}C}\≤2$

其中，f=50Hz。

整流单元用于将电流互感器CT与谐振单元谐振产生的交流感应电能转换为直流电能；本实施方式中，整流单元由两个二极管D1～D2和两个带有反并二极管的NMOS管Q1～Q2组成；其中，二极管D1的阴极与二极管D2的阴极相连且为整流单元的正输出端，二极管D1的阳极与NMOS管Q1的漏极相连且为整流单元的正输入端，二极管D2的阳极与NMOS管Q2的漏极相连且为整流单元的负输入端，NMOS管Q1的源极与NMOS管Q2的源极相连并接地且为整流单元的负输出端，NMOS管Q1的栅极和NMOS管Q2的栅极均接收控制单元提供的开关控制信号。本实施方式中，两个二极管D1～D2采用HER155，两个NMOS管Q1～Q2采用IRF740。整流单元输出侧两端并联有滤波电容C₀，滤波电容C₀采用220uF/400V的电解电容。

控制单元用于通过控制整流单元以调节整流单元的直流输出电压U₀；其采集整流单元的直流输出电压U₀以及整流单元中两个NMOS管Q1～Q2的端电压U_Q1～U_Q2，进而根据上述采集到的电压信号通过以下开关控制策略输出两组开关控制信号S1～S2分别控制两个NMOS管Q1～Q2的通断。

如图5所示，当NMOS管Q1的端电压U_Q1从正电压降至0时，使输出的开关控制信号S1为高电平以导通NMOS管Q1，持续时间T后使开关控制信号S1为低电平以关断NMOS管Q1；

当NMOS管Q2的端电压U_Q2从正电压降至0时，使输出的开关控制信号S2为高电平以导通NMOS管Q2，持续时间T后使开关控制信号S2为低电平以关断NMOS管Q2。

其中，时间T根据以下比例调节算法确定：

T＝T₀+K_pΔU

ΔU＝U_ref-U₀

其中：T₀为上一控制周期所持续的时间，U_ref为预设的参考输出电压，K_p为给定的比例系数；本实施方式中，K_p=0.001，U_ref=12V。

本实施例中，控制单元包括两个比较器B1～B2、一控制模块和一驱动模块，如图4所示；其中，比较器B1的正相输入端接收NMOS管Q1的端电压U_Q1，比较器B2的正相输入端接收NMOS管Q2的端电压U_Q2，比较器B1的反相输入端和比较器B2的反相输入端均接地，比较器B1的输出端和比较器B2的输出端分别与控制模块的第一输入端和第二输入端相连，控制模块的第三输入端接收整流单元的直流输出电压U₀，控制模块的两个输出端分别与驱动模块的两个输入端相连，驱动模块的两个输出端分别与NMOS管Q1和NMOS管Q2的栅极相连。本实施方式中，比较器采用LM393，控制模块采用型号为ATtiny13的MCU芯片，驱动模块采用MC34152。

控制模块检测端电压U_Q1下降沿并触发内部锯齿波发生器产生一个频率大于或等于50Hz的锯齿波，作为Q1开关控制脉冲的起始；同时通过内部AD输入采样主电路的输出电压U₀，经内部PI算法计算出脉冲宽度后，产生一个幅度可变的调节电压与锯齿波进行比较并输出脉冲信号，该信号经驱动模块控制整流单元的开关管Q1；同理，控制模块通过检测端电压U_Q2经比较器B2后输出的过零点信号，经内部运算后控制主电路的开关管Q2，使输出电压U₀稳定。

本实施方式通过在电流互感器输出端并联谐振电容C，使并联的谐振电容C与激磁电感L_m谐振，且谐振频率约等于电网频率f，即满足条件：

$2\mathrm{\πf}\sqrt{L_{m}C}\≈1$

同理，本实施方式中，设互感器等效模型中等效电阻为R_m，且与激磁电感L_m相并联，则激磁电感阻抗和等效电阻R_m满足：

α＝R_m/2πfL_m

可知当电源输出空载时，整流电路输出的直流电压为

整流电路输出电压达到U_s的启动电流为：

$I_{s\left(\min \right)}=U_s/\left(\sqrt{2}{R}_m\right)$

折算到原边为：

$I_{0\left(\min \right)}={\mathrm{nU}}_s/\left(\sqrt{2}{R}_m\right)$

通过比较可以发现，在传统的取电方式下，由于励磁电感阻抗的存在，通过电流互感器感应得到的电流中，有相当一部分消耗在励磁电感上，最终流到负载的电流较低；当加入谐振电容后，C与L_m的并联阻抗相对于负载很大，感应得到的电流将主要送至负载，使得取电电流的效率大大提高。本实施方式所取得电流I₀是传统取电方式所取得电流I₀的α倍，此时可大幅提高互感器取电电路在小电流情况下的输出功率。

但是，通用的互感器取电电路要求能够适应电缆电流大范围变化的场合，因此取电电路必须同时具有稳压控制功能。现有技术一般采用高频电子开关对电路输入端间歇短路的方法，使输出端的电压保持在一个稳定值。但是，在输入端采用谐振方法后，由于谐振电容的存在，稳压控制电路不能采用高频开关管对谐振电容直接放电的方法。针对该问题，本实施方式采用可控整流电路及相应控制方法，改进后的电路原理图如图3所示，在全桥整流电路的下管D3和D4上并联功率开关管Q1和Q2，分别控制Q1和Q2的开通时间，达到控制输出电压目的。

Claims (9)

1.一种基于电流互感器谐振取电的直流源，其特征在于，包括：

电流互感器，用于获取穿过其磁芯的高压电缆上的感应电流；

谐振单元，与电流互感器的副边等效激磁电感谐振，并提高由所述的感应电流激励下产生的电压；

整流单元，用于将电流互感器与谐振单元谐振产生的交流感应电能转换为直流电能；

控制单元，用于通过控制所述的整流单元以调节整流单元的直流输出电压。

2.根据权利要求1所述的直流源，其特征在于：所述的谐振单元由一电容组成，所述的电容与电流互感器线圈并联。

3.根据权利要求2所述的直流源，其特征在于：所述的电容与电流互感器的副边等效激磁电感满足以下谐振条件：

$0.5\≤2\mathrm{\πf}\sqrt{L_{m}C}\≤2$

其中，C为电容的容值，L_m为副边等效激磁电感的电感值，f为感应电流的频率。

4.根据权利要求1所述的直流源，其特征在于：所述的整流单元由两个二极管D1～D2和两个带有反并二极管的开关管Q1～Q2组成；其中，二极管D1的阴极与二极管D2的阴极相连且为整流单元的正输出端，二极管D1的阳极与开关管Q1的一端相连且为整流单元的正输入端，二极管D2的阳极与开关管Q2的一端相连且为整流单元的负输入端，开关管Q1的另一端与开关管Q2的另一端相连且为整流单元的负输出端，开关管Q1的控制极和开关管Q2的控制极均接收控制单元提供的开关控制信号。

5.根据权利要求1或4所述的直流源，其特征在于：所述的整流单元输出侧两端并联有滤波电容。

6.根据权利要求4所述的直流源，其特征在于：所述的控制单元采集整流单元的直流输出电压以及整流单元中两个开关管Q1～Q2的端电压，进而根据上述采集到的电压信号，通过开关控制策略输出两组开关控制信号S1～S2分别控制两个开关管Q1～Q2的通断。

7.根据权利要求6所述的直流源，其特征在于：所述的控制单元根据以下开关控制策略控制两个开关管Q1～Q2的通断：

当开关管Q1的端电压从正电压降至0时，使输出的开关控制信号S1为高电平以导通开关管Q1，持续时间T后使开关控制信号S1为低电平以关断开关管Q1；

当开关管Q2的端电压从正电压降至0时，使输出的开关控制信号S2为高电平以导通开关管Q2，持续时间T后使开关控制信号S2为低电平以关断开关管Q2。

8.根据权利要求7所述的直流源，其特征在于：所述的时间T通过以下方法确定：

首先，使预设的参考输出电压减去整流单元的直流输出电压，得到电压误差信号ΔU；

然后，根据以下公式对电压误差信号ΔU进行比例调节，得到时间T；

T＝T₀+K_pΔU

其中：T₀为上一控制周期所持续的时间，K_p为给定的比例系数。

9.根据权利要求6或7所述的直流源，其特征在于：所述的控制单元包括两个比较器B1～B2、一控制模块和一驱动模块；其中，比较器B1的正相输入端接收开关管Q1的端电压，比较器B2的正相输入端接收开关管Q2的端电压，比较器B1的反相输入端和比较器B2的反相输入端均接地，比较器B1的输出端和比较器B2的输出端分别与控制模块的第一输入端和第二输入端相连，控制模块的第三输入端接收整流单元的直流输出电压，控制模块的两个输出端分别与驱动模块的两个输入端相连，驱动模块的两个输出端分别与开关管Q1和开关管Q2的控制极相连。

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