CN202759383U - 一种高功率因数开关电源 - Google Patents
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Abstract
本实用新型公开了一种高功率因数开关电源。其交流输入端串联有保险丝电阻F1进行过流保护，同时并联有氧化锌压敏电阻VR1进行浪涌电压吸收，然后接入桥式整流电路ZL，再串联接入电感L1的一端，电感L1的另一端连接两个二极管D1，D2的阳极，其中一个二极管D1的阴极接电容C1滤波后，再连接变压器T1初级绕组的一端，另一个二极管D2的阴极接开关管Q1和变压器T1初级绕组的另一端，开关管的驱动由控制集成电路IC1或分立器件组成的自激振荡电路控制输出能满足输出要求的占空比信号作开关驱动信号，变压器T1的副边绕组和输出整流滤波电路组成开关电源的直流输出部分。本实用新型优点是低成本、高功率因数、低输出直流纹波。
Description
技术领域
本实用新型涉及一种用于LED驱动的开关电源，具体是指一种交流变换为交流或直流的高功率因数开关电源。
背景技术
目前，市场上已有各种不同类型的高功率因数开关电源，有先采用非隔离的功率因数校正电路，后端再接功率转换开关电路组成的两级变换式高功率因数开关电源，但此类电源采用两级变换，增加了开关电源的成本。
也有采用单开关变换的高功率因数开关电源，但此类开关电源由于输入电压，电流均是正弦形式，在开关电源的直流输出端有很高幅值的低频纹波，在许多要求高的场合则无法满足用电器具对电源的要求，如在LED照明驱动的领域，会造成LED灯具的频闪，严重损伤人的眼睛。
上述论述内容目的在于向读者介绍可能与下面将被描述和/或主张的本实用新型的各个方面相关的技术的各个方面，相信该论述内容有助于为读者提供背景信息，以有利于更好地理解本实用新型的各个方面，因此，应了解是以这个角度来阅读这些论述，而不是承认现有技术。
实用新型内容
本实用新型的目的在于避免现有技术中的不足而提供一种低成本、高功率因数、低输出直流纹波的高功率因数开关电源。
本实用新型的目的通过以下技术方案实现：
提供一种高功率因数开关电源，所述开关电源的交流输入端串联有保险丝电阻F1进行过流保护，同时并联有氧化锌压敏电阻VR1进行浪涌电压吸收，然后接入桥式整流电路ZL，再串联接入电感L1的一端，电感L1的另一端连接两个二极管D1，D2的阳极，其中一个二极管D1的阴极接电容C1滤波后，再连接变压器T1初级绕组的一端，另一个二极管D2的阴极接开关管Q1和变压器T1初级绕组的另一端，开关管的驱动由控制集成电路IC1或分立器件组成的自激振荡电路控制输出能满足输出要求的占空比信号作开关驱动信号，电感L1、二极管D1、D2组成功率因数校正的线路部分，变压器T1的副边绕组和输出整流滤波电路组成开关电源的直流输出部分。
其中，所述控制集成电路IC1为采用他激或自激式控制的PWM或PFM的驱动方式的集成电路，所述开关管Q1为晶体管或功率场效应管或IGBT。
其中，所述开关电源包括功率高频变换电路，功率高频变换电路的拓扑结构为反激、正激、桥式变换电路。
一种高功率因数开关电源，所述开关电源的交流输入端串联有保险丝电阻F1进行过流保护，同时并联有氧化锌压敏电阻VR1进行浪涌电压吸收，然后接入桥式整流电路ZL，再串联接入变压器T2初级绕组的一端，变压器初级绕组的另一端接一个二极管D2的阳极，二极管D2的阴极接变压器T1初级绕组的一端和开关管Q1，变压器T2的次级绕组的一端接二极管D1的阴极，另一端接地，二极管D1的阳极接滤波电容C1和变压器T1的初级绕组的一端，开关管Q1的驱动由控制集成电路IC1或分立器件组成的自激振荡电路控制输出能满足输出要求的占空比信号作开关驱动信号，变压器T2、二极管D1、D2组成功率因数校正的线路部分，变压器T1的副边绕组和输出整流滤波电路组成开关电源的直流输出部分。
一种高功率因数开关电源，所述开关电源的交流输入端串联有保险丝电阻F1进行过流保护，同时并联有氧化锌压敏电阻VR1进行浪涌电压吸收，然后接入桥式整流电路ZL，再串联接入变压器T2初级绕组的一端，变压器初级绕组的另一端接一个二极管D2的阳极，二极管D2的阴极接变压器T1初级绕组的一端和开关管Q1，变压器T2的次级绕组一端接二极管D1的阴极，二极管D1的阳极接地，变压器T2的次级绕组的另一端接滤波电容C1和变压器T1的初级绕组的一端，开关管的驱动由控制集成电路IC1或分立器件组成的自激振荡电路控制输出能满足输出要求的占空比信号作开关驱动信号，变压器T2、二极管D1、D2组成功率因数校正的线路部分，变压器T1的副边绕组和输出整流滤波电路组成开关电源的直流输出部分。
本实用新型的有益效果：
1、实现了高功率因数开关电源的低成本，在原先的开关电源的基础上只增加一个电感和两个二极管便达到高功率因数开关电源的要求。
2、减小了高压滤波电容的纹波电流，延长电解电容的使用寿命。
3、实现了高功率因数开关电源的直流输出端有很低幅值的纹波和良好的动态特性。
4、能实现在各种不同的开关电源拓扑电路中改善开关电源的功率因数。
附图说明
利用附图对本实用新型作进一步说明，但附图中的实施例不构成对本实用新型的任何限制，对于本领域的普通技术人员，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据以下附图获得其它的附图。
图1为高功率因数开关电源电路图。
图2为采用反激功率高频变换电路的开关电源电路图。
图3为采用正激功率高频变换电路的开关电源电路图。
图4为采用桥式功率高频变换电路的开关电源电路图。
图5为高功率因数开关电源用变压器元件的一种实施例的电路图。
图6为高功率因数开关电源用变压器元件的另一种实施例的电路图。
具体实施方式
为了使本领域的技术人员更好地理解本实用新型的技术方案，下面结合附图和具体实施例对本实用新型作进一步详细的描述，需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
本实用新型的核心在于提供一种高功率因数开关电源，其包括输入整流电路，经电感L1，二极管D1，D2，电容C1组成的功率因数校正电路（APFC）后，接反激，正激，桥式高频开关变换器，进行功率能量的变换。
如图1所示，本实用新型所述的一种高功率因数开关电源，电源的交流输入端串联有保险丝电阻F1进行过流保护，同时并联有氧化锌压敏电阻VR1进行浪涌电压吸收，然后接入桥式整流电路ZL，再串联入电感L1，电感L1的一端接有两个二极管D1，D2的阳极，其中二极管D1的阴极接滤波高压电容C1和变压器T1初级绕组的一端，二极管D2的阴极接变压器初级绕组的另一端和开关管的一端。开关管可以是三极管，MOS场效应管或IGBT（绝缘栅双极型晶体管）器件。
开关管的驱动可有控制集成电路或自激振荡电路根据输出电压的状态而产生的占空比变化的驱动信号驱动。
变压器副边输出电路由变压器副边绕组，整流输出二极管和滤波电容组成。
当开关管Q1导通时，二极管D1截止，D2导通，电感L1和变压器原边线圈均由电流流过，此时电感L1中的电流递增，其规律为：
式中：
为输入正弦电压；
DTs为高频开关管开关工作时的导通时间；
L1为电感L1的电感量。
变压器原边绕组的励磁电流递增，其规律为：
。
式中：
DTs为高频开关管开关工作时的导通时间；
Lm为变压器原边励磁电感的电感量；
Vc1为电容C1两端的电压。
当开关管Q1关闭时，二极管D1导通，D2截止，电感L1中的电流通过二极管D1对电容C1充电，电感L1中的电流线性减少。
而变压器励磁电感中的电流针对不同的拓扑作不同的变化。对反激而言，励磁电流转到变压器副边输出，提供负载能量。而对正激而言，励磁电流在去磁电路中流动。
由于电容器C1的电感量很大，在稳态工作时，电容器C1两端的电压几乎恒定不变，因而在稳态工作时，开关管的DTs即导通时间几乎没有变化。而固定的开关管的导通时间，使得电感L1中的电流和电压波形一致，呈正弦波变化规律，高频开关电源的功率因数得到提高。
高功率因数开关电源的控制电路IC1可采用通用的PWM控制集成电路，也可采用通用的PFM控制集成电路，更可采用自激振荡的控制方式。
图2是高功率因数开关电源的反激拓扑电路的应用。
电源的交流输入端串联有保险丝电阻F1进行过流保护，同时并联有氧化锌压敏电阻VR1进行浪涌电压吸收，然后接入桥式整流电路ZL，再串联入电感L1，电感L1的一端接有两个二极管D1，D2的阳极，其中二极管D1的阴极接滤波高压电容C1和变压器T1初级绕组的一端，二极管D2的阴极接变压器初级绕组的另一端和开关管的一端。开关管可以是三极管，MOS场效应管或IGBT器件。
开关管的驱动可有控制集成电路或自激振荡电路根据输出电压的状态而产生的占空比变化的驱动信号驱动。
变压器副边输出电路由变压器副边绕组，整流输出二极管D3和滤波电容C2组成。
当开关管Q1导通时，二极管D1截止，D2导通，电感L1和变压器原边线圈均由电流流过，此时电感L1中电流递增，其变化规律为：
式中：
DTs为高频开关管开关工作时的导通时间；
L1为电感L1的电感量。
变压器原边绕组励磁电流递增，其变化规律为：
式中：
DTs为高频开关管开关工作时的导通时间；
Lm为变压器原边励磁电感的电感量；
Vc1为电容C1两端的电压。
当开关管关闭时，二极管D1导通，D2截止，电感L1中的电流通过二极管D1，滤波电容C1继续流动，对滤波电容C1充电。此时电感L1中的电流递减，其变化规律为：
。
而变压器原边励磁电感的电流则转移至变压器副边绕组，输出整流二极管D3和负载中流动，此时开关电源输出能量给负载，而变压器原边中的励磁电流递减，其变化规律为：
。
综合以上公式及分析，可以得到在稳态时，高功率因数开关电源在反激拓扑中的应用时，其传递电压的变比为：
图3是高功率因数开关拓扑应用于正激开关电源。
交流输入端串联有保险丝电阻F1进行过流保护，同时并联有氧化锌压敏电阻VR1进行浪涌电压吸收，然后接入桥式整流电路ZL，再串联入电感L1，电感L1的一端接有两个二极管D1，D2的阳极，其中二极管D1的阴极接滤波高压电容C1和变压器T1初级绕组的一端，二极管D2的阴极接变压器初级绕组的另一端和开关管的一端。开关管可以是三极管，MOS场效应管或IGBT器件。
开关管的驱动可有控制集成电路或自激振荡电路根据输出电压的状态而产生的占空比变化的驱动信号驱动。
变压器副边输出电路由变压器副边绕组，整流输出二极管D3和滤波电容C2组成，二极管D4和电感L2组成电流续流电路。
控制电路IC1的工作电源由D5，C3组成的辅助电源提供。
二极管D6和变压器的另一去磁绕组组成变压器的去磁电路。
图4是高功率因数开关拓扑应用于桥式开关电源。
电源的交流输入端串联有保险丝电阻F1进行过流保护，同时并联有氧化锌压敏电阻VR1进行浪涌电压吸收，然后接入桥式整流电路ZL，再串联入电感L1，电感L1的一端接有两个二极管D1，D2的阳极，其中二极管D1的阴极接滤波高压电容C1，C2串联电路，并和开关管Q2的一端相连接，Q2的另一端接变压器T1初级绕组的一端和开关管Q1的一端，开关管Q1，Q2相串联，形成一公共连接端。二极管D2的阴极接变压器初级绕组的一端和开关管Q2，Q1的公共连接端。开关管可以是三极管，MOS场效应管或IGBT器件。
开关管Q1，Q2以互补的方式工作，即Q1导通时Q2关闭，Q2导通时Q1关闭。
开关管的驱动可有控制集成电路或自激振荡电路根据输出电压的状态而产生的占空比变化的驱动信号驱动。
变压器副边输出电路由变压器副边绕组，整流输出二极管D3，D4，电感L2，滤波电容C2共同组成输出整流滤波及电流续流电路。
控制电路IC1的工作电源由D5，C3组成的辅助电源提供。
当开关管Q1导通，Q2关闭时，电感L1中流过电流并线性增加，二极管D1反偏截止，D2导通。变压器原边加载有反向电压，此时变压器副边整流二极管D4导通，D3截止，变压器副边通过D4，L2为负载提供能量。
当开关管Q2导通，Q1关闭时，二极管D1导通，电感L1中电流对电容C1和C2充电，使电容C1，C2中的电荷恒定，此时电感L1中的电流线性递减。变压器原边加载正向电压，变压器副边整流二极管D3导通，D4截止。变压器副边通过D3，L2为负载提供能量。
图5、图6是高功率因数开关电源采用变压器元件的电路。
图5的接法：电源的交流输入端串联有保险丝电阻F1进行过流保护，同时并联有氧化锌压敏电阻VR1进行浪涌电压吸收，然后接入桥式整流电路ZL，再串联入变压器T2初级绕组的一端，变压器T2初级绕组的另一端接一个二极管D2的阳极，其中二极管D2的阴极接变压器T1的初级线圈的一端和开关管Q2的一端。变压器T2次级绕组的一端接地，另一端接二极管D1的阳极，二极管D1的阴极接滤波电容和变压器T1的初级绕组。
图6接法：电源的交流输入端串联有保险丝电阻F1进行过流保护，同时并联有氧化锌压敏电阻VR1进行浪涌电压吸收，然后接入桥式整流电路ZL，再串联入变压器T2初级绕组的一端，变压器T2初级绕组的另一端接一个二极管D2的阳极，其中二极管D2的阴极接变压器T1的初级线圈的一端和开关管Q2的一端。变压器T2次级绕组的一端接二极管D1的阴极，二极管D1的阳极接地，变压器T2的次级绕组的另一端接滤波电容和变压器T1的初级绕组。
此方法用变压器T2代替的电感L1，其工作原理为：
开关管Q1导通时，变压器T2的初级绕组有励磁电流流过，而次级绕组由于二极管D1的阻断作用并无电流产生，变压器T2储存能量， 而变压器T1由滤波电容C1提供能量，在变压器T1的初级绕组中也产生励磁电流并储存能量。
开关管Q2关断时，变压器T2次级绕组连接的二极管D1导通，变压器T2原先储存的能量通过次级绕组和二极管D1对滤波电容C1充电。变压器T1中储存的能量也通过变压器T1的副边绕组，整流输出二极管D3，滤波电容C2共同组成的输出整流滤波电路和负载。
开关管的驱动可有控制集成电路或自激振荡电路根据输出电压的状态而产生的占空比变化的驱动信号驱动。
上面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本实用新型，但是，本实用新型还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，不能理解为对本实用新型保护范围的限制。
总之，本实用新型虽然例举了上述优选实施方式，但是应该说明，虽然本领域的技术人员可以进行各种变化和改型，除非这样的变化和改型偏离了本实用新型的范围，否则都应该包括在本实用新型的保护范围内。
Claims (9)
1.一种高功率因数开关电源，其特征在于，所述开关电源的交流输入端串联有保险丝电阻（F1）进行过流保护，同时并联有氧化锌压敏电阻（VR1）进行浪涌电压吸收，然后接入桥式整流电路（ZL），再串联接入电感（L1）的一端，电感（L1）的另一端连接两个二极管（D1、D2）的阳极，其中一个二极管（D1）的阴极接电容（C1）滤波后，再连接变压器（T1）初级绕组的一端，另一个二极管（D2）的阴极接开关管（Q1）和变压器（T1）初级绕组的另一端，开关管的驱动由控制集成电路（IC1）或分立器件组成的自激振荡电路控制输出能满足输出要求的占空比信号作开关驱动信号，电感（L1）、二极管（D1、D2）组成功率因数校正的线路部分，变压器（T1）的副边绕组和输出整流滤波电路组成开关电源的直流输出部分。
2.根据权利要求1所述的一种高功率因数开关电源，其特征在于：所述控制集成电路（IC1）为采用他激或自激式控制的PWM或PFM的驱动方式的集成电路，所述开关管（Q1）为晶体管或功率场效应管或IGBT。
3.根据权利要求1或2所述的一种高功率因数开关电源，其特征在于：所述开关电源包括功率高频变换电路，功率高频变换电路的拓扑结构为反激、正激、桥式变换电路。
4.一种高功率因数开关电源，其特征在于：所述开关电源的交流输入端串联有保险丝电阻（F1）进行过流保护，同时并联有氧化锌压敏电阻（VR1）进行浪涌电压吸收，然后接入桥式整流电路（ZL），再串联接入变压器（T2）初级绕组的一端，变压器（T2）初级绕组的另一端接一个二极管（D2）的阳极，二极管（D2）的阴极接变压器（T1）初级绕组的一端和开关管（Q1），变压器（T2）的次级绕组的一端接二极管（D1）的阴极，另一端接地，二极管（D1）的阳极接滤波电容（C1）和变压器（T1）的初级绕组的一端，开关管（Q1）的驱动由控制集成电路（IC1）或分立器件组成的自激振荡电路控制输出能满足输出要求的占空比信号作开关驱动信号，变压器（T2）、二极管（D1、D2）组成功率因数校正的线路部分，变压器（T1）的副边绕组和输出整流滤波电路组成开关电源的直流输出部分。
5.根据权利要求4所述的一种高功率因数开关电源，其特征在于：所述控制集成电路（IC1）为采用他激或自激式控制的PWM或PFM的驱动方式的集成电路，所述开关管（Q1）为晶体管或功率场效应管或IGBT。
6.根据权利要求4或5所述的一种高功率因数开关电源，其特征在于：所述开关电源包括功率高频变换电路，功率高频变换电路的拓扑结构为反激、正激、桥式变换电路。
7.一种高功率因数开关电源，其特征在于：所述开关电源的交流输入端串联有保险丝电阻（F1）进行过流保护，同时并联有氧化锌压敏电阻（VR1）进行浪涌电压吸收，然后接入桥式整流电路（ZL），再串联接入变压器（T2）初级绕组的一端，变压器（T2）初级绕组的另一端接一个二极管（D2）的阳极，二极管（D2）的阴极接变压器（T1）初级绕组的一端和开关管（Q1），变压器（T2）的次级绕组一端接二极管（D1）的阴极，二极管（D1）的阳极接地，变压器（T2）的次级绕组的另一端接滤波电容（C1）和变压器（T1）的初级绕组的一端，开关管的驱动由控制集成电路（IC1）或分立器件组成的自激振荡电路控制输出能满足输出要求的占空比信号作开关驱动信号，变压器（T2）、二极管（D1、D2）组成功率因数校正的线路部分，变压器（T1）的副边绕组和输出整流滤波电路组成开关电源的直流输出部分。
8.根据权利要求7所述的一种高功率因数开关电源，其特征在于：所述控制集成电路（IC1）为采用他激或自激式控制的PWM或PFM的驱动方式的集成电路，所述开关管（Q1）为晶体管或功率场效应管或IGBT。
9.根据权利要求7或8所述的一种高功率因数开关电源，其特征在于：所述开关电源包括功率高频变换电路，功率高频变换电路的拓扑结构为反激、正激、桥式变换电路。
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