CN102056378B - 具有开环调光控制的led驱动器 - Google Patents

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Abstract

一种包括开环调光的LED驱动器，该LED驱动器包括全波整流电路、DC/DC变换器和振荡电路。整流器配置成接收AC导电角调制电压形式的输入电压并提供经整流的电压。DC/DC变换器将经整流的电压变换成输出电压和输出电流，其中输出电流具有与输入电压的均方值的平方成比例变化的振幅。振荡电路控制具有恒定频率和恒定占空比的DC/DC变换器的切换。DC/DC变换器可以是逆向变换器并可包括工作在DCM的变压器。驱动器可包括输出电压和/或输出电流限制。当输入电压落在由此推得输入电压的AC线电压的正常工作范围内时输出电流受到限制。

Description

具有开环调光控制的LED驱动器
关联申请的交叉引用
本申请要求2009年11月3日提交的美国临时申请S/N.61/257,803的权益，该文献以各种目的和需要全篇地援引包含于此。
技术领域
本申请涉及LED驱动器，尤其涉及具有开环调光控制的LED驱动器及其驱动方法。
背景技术
参照图1，在传统配置中，调光电路103输出端的AC导电角调制电压被直接施加于至少一个白炽灯泡(未示出)。该白炽灯泡由LED电路111取代并且驱动电路105被插入到调光电路103和LED电路111之间。驱动电路105执行若干功能以将调光电路103的输出转换成用于驱动LED电路111的合意输出。驱动电路105可根据LED电路111的数目和配置实现电压降压。示为IOUT的驱动电路105输出电流响应在调光电路103输出侧提供的VIN的变化而被驱动电路105调节。如上面提到的，调光电路103应用调光功能对AC线电压的前沿和/或尾沿选择性地斩波以形成VIN。因此，随着调光或斩波功能增强，RMS电压的VIN电压从具有很小或甚至没有斩波的上RMS电压减小至具有增大斩波的经缩减RMS电压。随着VIN的RMS电压减小，驱动电路105使IOUT减小。
闭环LED驱动器(未示出)是已知的。AC线电压(例如102)被歪斜以提供AC导电角调制的电压(例如104)，这导致每个循环至少一次的高电压变化(dv/dt)。图示为IIN的驱动器105输入电流具有导致高充电电流的相似调制形式。对于闭环LED驱动器，相应的高充电电流可能造成调光电路103和闭环LED驱动器之间不合需的相互影响，例如调光电路103的故障、不合需的可听噪声以及LED电路111不合需的闪烁。伴随闭环LED驱动器的一个问题是它们难以稳定、具有有限的占空比并通常表现出效率降低的功率损失。然而，驱动电路105配置成开环驱动电路并克服闭环LED驱动器的不足。
发明内容
本申请揭示了一种具有开环调光控制的发光二极管驱动器，包括：全波整流电路，所述全波整流电路配置成接收输入电压并提供经整流的电压，其中所述输入电压包括AC导电角调制的电压；变换器，所述变换器将所述经整流的电压变换成输出电压和输出电流，其中所述输出电流具有与所述输入电压的均方值的平方成比例变化的大小；以及振荡电路，所述振荡电路在正常工作期间在恒定频率和恒定占空比下控制所述变换器的切换。
本申请还揭示了一种发光二极管控制电路，包括：调光电路，所述调光电路具有接收AC线电压的输入和提供AC导电角调制电压的输出；以及开环驱动电路，所述开环驱动电路具有接收所述AC导电角调制电压的输入并具有提供相对恒定输出电压以及提供与所述AC导电角调制电压的均方值的平方成比例变化的输出电流的输出。
此外，本申请又揭示了一种驱动具有开环调光控制的发光二极管电路的方法，包括：对AC导电角调制电压进行整流并提供经整流的电压；以及在正常工作期间使用具有恒定频率和恒定占空比的控制信号将经整流的电压转换成输出电压和输出电流，其中所述输出电压基本恒定且所述输出电流具有与所述AC导电角调制电压的均方值的平方成比例变化的大小。
附图说明
参见下面的说明和附图，本发明的益处、特征和优势将变得更容易理解，在附图中：
图1是包括根据一个实施例实现的LED驱动电路的发光二极管(LED)控制电路的简化方框图；
图2是根据一个实施例的开环驱动电路的简化示意方框图，该开环驱动电路可用作接收VIN和提供VOUT并进一步基于VIN的电压电平控制输出电流IOUT的图1的驱动电路；
图3是描绘出根据DCM操作模式的图2中的变压器的初级电流相对于时间的时间图；
图4是描绘出针对图2或图6驱动电路于恒定占空比D下调节频率F的情况下的IOUT相对于VIN的曲线图；
图5是描绘出针对图2或图6驱动电路于恒定频率F下调节占空比D的情况下的IOUT相对于VIN的曲线图；
图6是根据一个实施例的开环驱动电路的更为详细的示意图，该开环驱动电路可作为接收VIN和提供VOUT的图1的驱动电路并进一步基于VIN的电压电平控制输出电流IOUT的图1的驱动电路；
图7是根据另一实施例的开环驱动电路的简化示意图和方框图，该开环驱动电路可用作图1的驱动电路，该开环驱动电路进一步包括将电流限流至预定最大电流水平的输出电流控制环；
图8是标绘出针对图7的驱动电路于恒定最大占空比DMAX下调节频率F的情况下的IOUT相对VIN的曲线图；
图9是标绘出针对图7驱动电路于恒定频率F下调节DMAX的情况下的IOUT相对VIN的曲线图；
图10是可用作图1的驱动电路的根据更一般实施例的开环驱动电路的简化方框图。
具体实施方式
给出下面的说明以允许本领域内普通技术人员如特定应用及其要求的背景中提供的那样作出和利用本发明。然而，优选实施例的各种修改对本领域内技术人员而言是明显的，且本文中定义的一般原理也可适用于其它实施例。因此，本发明不打算局限于本文所示和描述的特定实施例，而是遵循与本文披露的原理和新颖性特征一致的最宽范围。
图1是包括根据一个实施例实现的LED驱动电路105的发光二极管(LED)控制电路的简化方框图。LED控制电路100包括调光电路103和LED驱动电路105，其中调光电路103的输入耦合于交流电(AC)源101而LED驱动电路的输出耦合于包含N个单独LED的LED电路111，其中“N”是大于零的正整数(N为1或更大的数)。LED电路111图示为具有串联耦合在LED驱动电路105的输出电压VOUT和例如接地点(GND)的基准电压节点之间的数个LED。要注意，LED电路111可包括单个LED或包括以多种不同配置中的任何一种配置耦合的多个LED，例如本领域内技术人员熟知的串联和/或并联的任意组合。AC源101通常将例如在102所示的正弦AC线电压提供至调光电路103的输入。AC线电压具有在最小均方根(RMS)电压(又名均方值电压)和最大RMS电压之间的正常工作范围并具有在最小和最大RMS电压之间的标称工作电压电平。在美国(US)，例如由标准插座提供的AC线电压可具有大约120V的标称RMS电压、大约104V的最小RMS电压以及大约140V的最大RMS电压。这些电压和范围仅为示例，它们可随地点或辖区而变化。例如，欧洲的电压一般大约为美国的两倍。调光电路103一般是将AC线电压转换成AC导电角调制电压的AC导电角调制调光器。在一个实施例中，例如调光电路103实现为三端双向可控硅开关调光器或类似调光器。调光电路103操作成在每半个循环(即180°)的0－180度的任意角对AC线电压的前沿和尾沿中的一者或两者选择性地进行斩波，从而提供AC导电角调制的电压或“经斩波”的电压VIN，例如在104示出的具有正极性(+)和负极性(-)的电压。
图2是根据一个实施例的开环驱动电路200的简化示意方框图，该开环驱动电路可用作接收VIN和提供VOUT并进一步基于VIN的电压电平控制输出电流IOUT的驱动电路105。VIN的正极性和负极性被提供给输入电路201的各个输入，该输入电路201具有提供相应电压VIN+和VIN－的输出端。VIN+和VIN－被提供给H桥式全波整流器203的各输入端，该H桥式全波整流器203具有耦合于节点205的正输出端以及耦合于节点207的负输出端。形成“经整流”的输入电压VINR的节点205进一步耦合于滤波电容器C1的一端，耦合于电阻器R的一端，耦合于另一电容器C2的一端并耦合于变压器T1的初级绕组P的一个端子。初级绕组P的另一端子耦合于二极管D1的阳极并耦合于电子开关Q1的漏极。D1的阴极耦合于电阻器R的另一端并耦合于电容器C2的另一端。开关Q1的源极耦合于节点207，节点207进一步耦合于主接地点(PGND)。滤波电容器C1的另一端耦合于PGND。变压器T1具有次级绕组S，其具有耦合于节点211的第一端子以及耦合于另一节点215的第二端子。节点211耦合于二极管D2的阳极，该二极管D2的阴极耦合于形成输出电压VOUT正极的输出节点213。节点213耦合于输出滤波电容器C3的一端，输出滤波电容器C3的另一端耦合于节点215，该节点215进一步耦合于次接地点(SGND)。SGND形成VOUT的负极性。尽管图2中未示出，当驱动电路200用作驱动电路105时，LED电路111耦合在VOUT和SGND之间。振荡器217具有接收值DSET和FSET的输入并具有将方波信号SQW提供给开关Q1的栅极的输出。
VIN+和VIN－两侧的AC电压是AC导电角调制的输入电压VIN的经滤波版本，其中每个电压具有近似相同的RMS或均方值电压电平。VINR是VIN+/-的经整流形式。在一个实施例中，C1的电容对于较高频率的电磁干扰(EMI)滤波和/或开关频率滤波而言相对低，因此VIN的RMS电压基本等于VIN+/-的RMS电压。因此，VINR的RMS电压基本等于VIN的RMS值。如此，驱动电路200获得高功率因数(PF)，或PF≈1。
驱动电路200的示意方框图被简化并且可以有许多变例。输入电路201可包括本领域内技术人员已知的多种功能，尤其浪涌电流限流和EMI保护。二极管D1、电阻器R和电容器C1形成缓冲电路，该缓冲电路滤除可能影响开关Q1工作的电压尖峰。各种不同类型的缓冲电路是已知的和预期的。开关Q1图示为N型金属氧化物半导体、场效应管(MOSFET)，尽管也预期其它类型的电子开关，例如P型器件或其它类型的FET等。总的来说，开关Q1具有串联耦合于变压器T1的初级绕组P的电流路径(例如漏极-源极或源极-漏极)并具有控制输入(例如栅极)。变压器T1的次级端或输出部分被简化并可包括多种其它类型的电路，例如附加滤波电容器、缓冲电路、电流传感器等。输出电容器C3削减或以其它方式去除输出电压脉动，并可通过本领域内技术人员熟知的不同类型并具有各种电容值的多个电容器实现。变压器T1提供输入和输出之间的隔离。也预期非隔离实施例，例如单端主电感器变换器(SEPIC)，其中非隔离电感器(未示出)取代变压器T1。振荡器217以简化形式示出。在一个实施例中，振荡器217以固定频率(F)和固定占空比(D)输出SQW信号。在另一实施例中，频率F和占空比D是分别根据值FSET和DSET调节的，并基于电路结构和参数被先验地确定以如本文所述地工作，并随后在正常工作期间保持固定。尽管未示出，但可新增多种保护电路，例如过电流保护和/或过电压保护电路，这些保护电路可在异常状态(例如过电流、过电压等)下修正频率和/或占空比。如下面进一步描述的那样，可新增输出电流控制电路，该输出电流控制电路调节SQW的占空比和/或频率以将输出电流限流至最大水平。
驱动电路200的开关Q1、变压器T1和其它电路被配置成作为逆向变换器工作。根据一个实施例，变压器T1工作在不连续电流模式(DCM)，这意味着通过变压器T1的波动电流在开关Q1的每个切换循环结束前或就在结束时下降至零。更具体地说，当开关Q1通过SQW导通时，通过变压器T1的初级绕组P的电流——图示为IP——增大，这引起电流并因此使存储在变压器T1的初级绕组P中的能量增大。当开关Q1导通时，输出整流二极管D2截止，并具有很少或甚至没有电流并因此很少或甚至没有能量存储在变压器T1的次级绕组S中。当开关Q1通过SQW截止时，二极管D2导通，变压器T1的初级绕组P中的电流因此能量被传递至变压器T1的次级绕组S，并因此提供到电容器C3中并作为提供给负载(例如LED电路111)的输出电流IOUT。另外，当开关Q1截止时，通过初级绕组P的初级电流IP根据前述DCM下降至零。
图3是标绘出根据DCM工作模式的初级电流IP相对时间的时序图，其仅示出通过变压器T1的主电流IP的一个例子。当开关Q1导通时，主电流IP基于节点205上的电压VIN以相对线速度上升。开关Q1在每个循环截止，这造成初级电流IP在开关Q1再次导通之前完全归零。在图示DCM模式中，在初级电流IP归零时至开关Q1再次导通时之间存在延迟。因此，主电流IP在开关Q1再次导通之前归零。尽管未示出，但通过次级绕组S的次级电流归零以使变换器保持工作在DCM并且在开关Q1导通时保持为零。此时，电容器C3中的电压将输出电流IOUT驱动进入负载。在SQW的每个切换循环中重复这个动作。SQW的一种示例性和非限定性切换频率为大约50千赫(kHz)，尽管如本文进一步描述那样也预期其它的切换频率。
逆向变换器切换的恒定占空比和恒定频率提供无闪烁的调光。当使用DCM控制时，可获得高功率因数(PF)，如当前所解释的那样。对于驱动电路200，开关Q1的导通时间(Ton)对每个线循环来说一般是固定的，其中线循环是AC线电压的循环。这是因为SQW的频率(F)和占空比(D)是恒定的。对于每个切换循环，变压器T1的初级绕组P中的平均电流(Iavg)是使用等式Iavg=0.5·Ipeak·D=0.5·VIN·D2/F/Lp=VIN/RE确定的，其中Ipeak（I峰值）是IP的峰值，LP是变压器T1的初级绕组P的电感，RE是驱动电路200的等效电阻，点标记“·”表示乘，而正斜杠“/”表示除。由于D、F和LP是常数，该等式可改写为Iavg=K·VIN，其中“K”是常数。这种关系得出RE=2·Lp·F/D2。在每个线循环内，RE是恒定的，而输入电流IIN=VIN/RE。因此，当驱动电路200的有效输入阻抗为纯阻性时，功率因数PF≈1。此外，由于不只对一个线循环还有对不同输入电压而言，等效LED输入电阻RE都是恒定的，因此LED电路111可以类似于真实白炽灯泡(也充当电阻器)的方式调光。
对于驱动电路200，输入功率(PIN)=VIN2/RE=POUT/EFF=IOUT*VOUT/EFF，其中“EFF”是驱动电路200的效率。因此，输出电流IOUT=(VIN2*Eff/RE)/VOUT。既然该效率、等效电阻和输出电压接近常数，那么IOUT=K*VIN2。图4是描绘出于固定占空比D下调节频率F的情况下的IOUT相对于VIN的曲线图。D可设定为预定的最大值DMAX以达到高效率。在一个实施例中，DMAX为50％。此外，根据一个实施例，针对公称输入电压(VNOM)下的合意输出电流IOUT设定频率F，该公称输入电压在“最小”输入电压VMIN和“最大”输入电压VMAX之间。注意VMIN、VNOM和VMAX是与由AC源101提供至调光器103输入端的AC线电压关联的电压值。AC线电压有在VMIN和VMAX之间的正常工作范围，它具有公称电压电平VNOM。如前所述，例如，在一个实施例中，AC线电压的公称输入电压例如为120V。如果调光器103被设定为完全导通(无调光功能)，则VIN与AC线电压大致相同。随着调光器103的调光功能增强(例如增大的AC线电压的调制)，则VIN的RMS电压电平相对AC线电压的RMS电压电平减小。如此，VIN的最小电平低于AC线电压的VMIN。VIN例如可从0V或接近0V向上至VMAX地变动。
如图4所示，对于图示为IOUT1（I输出1）的较高输出电流，F设定在较低频率水平F2，而对于图示为IOUT2（I输出2）的较低输出电流，F设定在较高的频率水平F1。IOUT（I输出）的合意电平是基于在输出侧正被驱动的LED电路111的类型、数目和耦合配置来选择的。对于简单的非限定例子，如果负载包括6个串联的LED，并且希望提供等效于由100瓦(W)白炽灯泡提供的等量的光，则将IOUT选为大约700毫安(mA)。假设该例中D为常数，调节F以使IOUT在AC线电压的公称电压电平下为大约700mA。
由于RE=2·Lp·F/D2，因此也可通过针对恒定频率F设定占空比(D)来获得所要求的IOUT。图5是描绘出于固定频率F下调节占空比D调节的情况下的IOUT相对于VIN的曲线图。同样，VMIN、VNOM和VMAX关联于AC线电压。在这种情形下，针对在公称电压电平VNOM下的合意输出电流IOUT设定占空比D。如图5所示，对于图示为IOUT1的较高输出电流，D设定在较高的水平D1，而对于图示为IOUT2的较低输出电流，D设定在较低的水平D2。同样，合意IOUT电平是基于在输出侧正被驱动的LED电路111的类型、数目和连接结构选择的。
根据一个实施例，为了确保在正常工作状态下的DCM操作，变压器T1在开关Q1截止时间内完全重置。为了保证这样，要求VOUT>VINPEAK*NSEC*D/NPRI/(1-D)，其中VINPEAK（VIN峰值）是输入电压VIN的峰值电平，NSEC是变压器T1的次级绕组S的绕组匝数，而NPRI是变压器T1的初级绕组P的绕组匝数。在这种情形下，针对连接作为负载的LED电路111的最小数目的LED确定VOUT。另外，为了确保正常工作状态下的DCM操作，变压器T1应当在最小切换频率下不饱和。有鉴于此，确定初级绕组P的绕组数(即NPRI)和电感LP。
图6是根据一个实施例的开环驱动电路600的更详细示意图，该开环驱动电路600可用作接收VIN和提供VOUT并进一步基于VIN的电压电平控制输出电流IOUT（I输出）的驱动电路105。VIN的正极性和负极性通过保险丝F、浪涌电流限流电路601和EMI滤波器603提供并作为VIN+/-被提供到H桥式全波整流器605的输入端。全波整流器605的负极端耦合于主接地点(PGND)，而全波整流器605的正极端耦合于形成经整流的输入电压VINR的节点607。节点607耦合于滤波电容器C3的一端，耦合于缓冲电路609的一端，耦合于变压器T1的第一初级绕组P1的一个端子，并耦合于偏压电路611的一个输入。电容器C3的另一端耦合于PGND。第一初级绕组P1的另一端耦合于缓冲电路609的另一端并耦合于电子开关Q1的漏极。变压器T1包括耦合在PGND和偏压电路611另一输入之间的第二初级绕组P2。变压器T1包括耦合在节点613和615之间并进一步耦合于输出电路616的次级绕组S。节点615耦合于次级及地点(SGND)。这种情形下的输出电路616包括输出缓冲电路617、整流二极管D1、输出滤波器621。输出缓冲电路617耦合在节点613和615之间且节点613耦合于整流二极管D1的阳极。二极管D1的阴极耦合于形成输出电压VOUT的输出节点619。输出滤波器621耦合在VOUT和SGND之间。
开关Q1的源极耦合于感测电阻器R4的一端并耦合于另一电阻器R17的一端，其中感测电阻器R4的另一端耦合于PGND。电阻器R17的另一端耦合于控制器U1的电流感测(CS)输入。偏压电路形成源电压VDD，该源电压VDD被提供给控制器U1的VDD输入，该控制器U1具有耦合于PGND的GND输入。电阻器R13耦合在VDD和节点623之间，节点623形成误差电压VERR。齐纳二极管D11的阳极耦合于PGND而其阴极耦合于节点623。节点623耦合于控制器U1的VERR误差输入以使U1感测出VERR电压。控制器U1具有耦合于电阻器R11一端的输出，该电阻器R11的另一端耦合于形成控制信号SQW的节点625。节点625耦合于开关Q1的栅极以及另一电阻器R69的一端。节点625耦合于开关Q1的栅极并耦合于另一电阻器R60的一端，电阻器R60的另一端耦合于PGND。
如之前描述类似的方式，VIN是AC导电角调制或斩波的AC线电压，而例如LED电路111的负载设置在VOUT和SGND之间。VOUT向负载提供电压且驱动电路600基于VIN的RMS值形成输出电流IOUT以如之前针对驱动电路200所述那样运作LED电路111。浪涌电流限流电路601包括串联的电阻器，这些电阻器将调光电路103与EMI滤波器603解耦合，吸收由调光电路103引起的振荡，并通常如本领域内技术人员理解的那样限制输入电流。EMI滤波器603包括各滤波器组件，例如本领域内技术人员所理解的电感器和电容器。电路601和603的进一步细节未予以描述。H桥式全波整流器605对来自EMI滤波器603输出的VIN+/–进行全波整流。在一个实施例中，C3的电容对于较高频率的EMI滤波和/或开关频率滤波而言相对较低，以使VINR的RMS电压基本等于VIN+/–的RMS电压，这是VIN的经滤波版本。因此，VINR的RMS电压与VIN的RMS值基本相同。如此，驱动电路600能获得高的功率因数(PF≈1)。
VINR被提供给偏压电路611，该偏压电路611在控制器U1启动时形成供电电压VDD。随着控制器U1开始形成SQW以控制开关Q1，变压器T1的第二初级绕组P2向偏压电路611提供附加电压源以维持VDD，如本领域内技术人员理解的那样。偏压电路611的附加细节未予以进一步描述。缓冲电路609如本领域内技术人员所理解的那样滤除可能影响开关Q1工作的电压尖峰。缓冲电路609的附加细节未予以进一步描述。缓冲电路617如本领域内技术人员理解的那样滤除变压器T1的次级绕组S处的电压尖峰。缓冲电路617的附加细节未予以进一步描述。
输出滤波器621用来减小或以其它方式基本消除VOUT的电压脉动。输出滤波器621基本包括用于执行本领域内技术人员所理解的滤波功能的不同类型和尺寸的一个或多个电容器，尽管也可使用其它配置。当在变压器T1的不连续电流模式(DCM)工作期间变压器T1的次级绕组S中不存在电流时，输出滤波器621的电容器也向负载(例如LED电路111)提供电流。输出滤波器621的电容器是基于例如LED电路111的负载的特征、数量和配置来选择的。在一个实施例中，输出滤波器621的电容足够高以减小双线频率电压脉动并因此将LED电路111的电流脉动减小至可接受的程度。
在正常工作中，控制器U1控制其输出端的SQW以使其具有恒定的频率和恒定的占空比。因此，在Q1栅极的SQW信号是与前面针对振荡器217描述的相同方式具有恒定披露和恒定占空比的方波信号。恒定占空比和频率提供LED电路111的无闪烁调光。控制器U1可例如采用从加利福尼亚的米尔皮塔斯的Intersil公司购得的具有精确死时间控制的ISL6745电桥控制器来实现，但不仅限于此。SQW的占空比是基于VERR电压电平调节的，该VERR电压电平进而控制开关Q1的导通时间。在正常工作中，齐纳二极管D11将VERR的电压电平设定在相对恒定的水平，以使SQW的占空比在正常工作中也相对恒定。定时电阻器R5耦合在控制器U1的RTD输入和PGND之间。定时电路627具有通过电容器C6耦合于控制器U1的CT输入的控制端。定时电路627图示为包括定时模块U5，例如本领域内技术人员熟知的555型定时装置。在一个实施例中，定时器模块是可从加利福尼亚的圣何塞的Micrel公司购得的MIC1555定时器，尽管也可使用其它类型的定时装置。定时电路627包括如图所示的若干其它装置和器件，由于对本发明的完整和全部理解并非必要，因此不予以进一步说明。总的来说，调节定时电路627以控制耦合于控制器U5的CT输入的振荡器定时电容。耦合于RTD输入的定时电阻器R5和振荡器定时电容(通过定时电路627予以调节)共同决定正常工作期间SQW的频率。
驱动电路600的配置和正常操作基本类似于前面针对驱动电路200，描述的那些。控制器U1、定时电路627和支持电路被配置或以其它方式调节以使SQW具有固定的占空比和固定的频率。给定这种关系，输出电流IOUT以输入电压VIN的平方为函数而变化，或如之前针对驱动电路200描述的那样IOUT=K*VIN2。给定VIN的已知公称电平和相应电压范围以及基于合意负载(例如LED电路111)确定输出电流IOUT，基于图4或图5的曲线图所示的关系而确定或以其它方式调节频率F和/或占空比D。尽管正常工作频率可以设定为恒定并如图5所示地调节占空比，然而驱动电路600的频率更易于编程。如图所示，齐纳二极管D11的阈值电压设定正常工作中的VERR电压电平，这如前所述地将占空比设定为固定值。基于占空比的固定值，根据图4曲线图所示的IOUT和VIN之间的关系被考虑以确定合意工作频率。然后调节或以其它方式编程定时电路627以获得要求的工作频率。
驱动电路600还包括过电压保护(OVP)电路629，该过电压保护电路629当检测到过电流状态时调节VERR的电压电平。VOUT耦合于电阻器R59的一端，该电阻器R59的另一端耦合于光耦合器U2的第一输入端。齐纳二极管D10具有耦合于SGND的阳极以及耦合于光耦合器U2的第二输入端的阴极。光耦合器具有耦合于节点623的第一输出端以及耦合于PGND的第二输出端。光耦合器U2如本领域内技术人员理解的那样在驱动电路600的输入和输出之间提供隔离(其中输出或次级接地点SGND与输入或主接地点PGND分离)。选择齐纳二极管D10的电压阈值以检测VOUT的最大电压电平，例如VOUTMAX。在正常工作中，VOUT低于VOUTMAX，D10不导通，光耦合器U2截止且VERR的电压由D11来决定。当VOUT的电压到达或以其它方式开始超出VOUTMAX，D10开始导通在光耦合器U2上，这倾向于减小VERR电压电平，VERR电压电平进而减小SQW的占空比。这具有将VOUT钳位在VOUTMAX或其附近的电压电平的效果。作为一个非限定例，21V的D10阈值电压加上光耦合器U2输入侧的2V的光电二极管压降将VOUTMAX设定在大约23V。
驱动电路600包括过电流保护(OCP)电路631，该过电流保护电路631包括电流感测电阻器R4以及耦合于控制器U1的电流感测(CS)输入的电阻器R17。在一个实施例中，当CS侧的电压超出预定电压电平时，控制器U1减小SQW的占空比以实现逐脉冲的电流限流。如果在工作中超出过电流阈值，控制器U1发起经延迟的停机序列。一旦检测到过电流状态，软启动(SS)充电电流源被禁用。另外，耦合在控制器U1的SS输入和PGND之间的软启动电容器C9开始放电，如果放电至低于预定维持的过电流阈值，则发生停机情况发生并且控制器U1的输出OUT被拉低。当软启动电压到达预定重置阈值时，软启动循环开始。如果过电流状态终了，则在到达停运阈值前经过附加预定时段，没有停机发生。这导致软启动充电电流被重新启用以使软启动电压允许恢复。
驱动电路200和600的操作是相似的，因为当用作LED控制电路100的驱动电路105时，输出电流IOUT随着图4和图5所示的输入电压VIN的平方而变化。尽管调光电路103的调光功能被设定在特定水平，然而输入电压VIN的RMS电压一般遵循AC线电压的RMS电压。然而如图4和图5所指出的那样，当AC线电压在VMIN和VMAX内变化时，输出电流IOUT也变化以使LED电路111的相对亮度也变化。在调光电路103设定为具有最小调光或无调光的完全导通时，当AC线电压处于VMIN和VMAX之间的任何值时，期望LED电路111保持相同程度的满亮度。
图7是根据另一实施例的开环驱动电路700的简化示意图和方框图，该开环驱动电路700可用作驱动电路105。驱动电路700类似于开环驱动电路200，但进一步包括用于将输出电流IOUT限流在预定最大电流水平的输出电流控制环702。开环驱动电路700类似于开环驱动电路200，其中相似部件用相同附图标记表示。在这种情形下，基本以相同方式包括和配置输入电路201、H桥式全波整流器203、变压器T1、电容器C1、C2和C3、电阻器R、二极管D1和D2以及电子开关Q1。输出电流控制环702包括感测电阻器RSEN、增益模块703、比较器705、隔离模块707和PWM控制器709。PWM控制器709取代振荡器217并将SQW信号提供给Q1的栅极。RSEN耦合在SGND和代表VOUT的负极性的节点701之间。节点701形成电流感测电压VSEN，该电流感测电压VSEN被提供给增益模块703的输入。增益模块703将VSEN与常数K1相乘，并将电压K1·VSEN提供给比较器705的一个输入。比较器705的另一输入接受电压V1OUTMAX，而比较器705的输出被提供给隔离电路707的输入。隔离电路707的输出形成电流控制电压ICTL，该电流控制电压ICTL被提供给PWM控制器709的输入。PWM控制器709具有提供SQW的输出，该SQW具有由值FSET确定的频率以及由值DSET确定的最大占空比DMAX。
在工作中，输出电流IOUT流过例如LED电路111的负载，并流过形成感测电压VSEN的感测电阻器RSEN。增益模块703将VSEN乘以K1而比较器705将K1·VSEN与VIOUTMAX（VI输出最大值）比较。电压VIOUTMAX代表正常工作中IOUT的最大电平。隔离电路707以前面针对驱动电路600的光耦合器U2的相同方式将输入(初级)与输出(次级)隔离。在替代性非隔离实施例中，可省去隔离电路707。以如同之前针对由驱动电路600使用的VERR描述的那样相类似的方式，ICTL可保持在最大电压以使PWM控制器709断言具有由DSET指示的占空比DMAX的SQW。当输出电流IOUT达到或试图超出由VIOUTMAX指示的预定最大电平时，比较器705经由隔离电路707调节ICTL以减小SQW的占空比。作为响应，PWM控制器709减小SQW的占空比以防止IOUT超出预定的最大电平。如下文进一步描述的那样，规定IOUT最大电平的值VIOUTMAX是基于VMIN的电平设定的，从而在调光电路103设定在最小或无调光时，当AC线电压等于或高于VMIN时使LED电路111达到最大亮度。
图8是标绘出针对驱动电路700于恒定最大占空比DMAX下调节频率F的情况下的IOUT相对VIN的曲线图。此外，根据一个实施例，在固定的最大占空比DMAX下，针对在VMIN电压电平下的合意最大输出电流IOUT设定频率F。如图8所示，对于图示为IOUT1的较高最大输出电流，F被设定在较低的频率水平F2，而对于图示为IOUT2的较低最大输出电流，F被设定在较高的频率水平F1。IOUT的最大电平是基于在输出侧驱动的LED电路111的类型、数目和耦合配置来选择的。基准值VIOUTMAX是基于IOUT的合意最大电平来设定的。当输入电压VIN因调光操作而被斩波以使VIN低于VMIN时，开环调光操作起主导作用且IOUT如前所述那样随VIN的平方而变化。VIN到达或超出VMIN时，输出电流保持恒定在根据闭环电流操作的预定最大电平下。如果对于F1的最大电流为IOUT2，则如图示在801的高于VMIN的VIN下，IOUT保持恒定在IOUT2。如果对于F2的最大电流为IOUT1，则如图示在803的高于VMIN的VIN下，IOUT保持恒定在IOUT1。
图9是标绘出针对驱动电路700于恒定频率F下调节DMAX的情况下的IOUT相对VIN的曲线图。在这种情形下，在固定频率F下针对最小输入电压VMIN下的合意最大输出电流IOUT设定DMAX。如图9所示，对于图示为IOUT1的较高输出电流，DMAX被设定在较高水平DMAX1，而对于图示为IOUT2的较低输出电流，DMAX被设定在较低水平DMAX2。同样，IOUT的最大电平是基于在输出侧驱动的LED电路111的类型、数目和耦合配置来选择的。基准值VIOUTMAX是基于IOUT的合意最大电平来设定的。当输入电压VIN因调光操作而被斩波以使VIN低于VMIN时，开环调光操作起主导作用且IOUT如前所述那样随VIN的平方而变化。当VIN到达或超出VMIN时，输出电流IOUT保持恒定在根据闭环电流操作的预定最大电平下。如果对于DMAX2的最大电流为IOUT2，则如图示在901的高于VMIN的VIN下，IOUT保持恒定在IOUT2。如果对于DMAX1的最大电流为IOUT1，则如图示在903的高于VMIN的VIN下，IOUT保持恒定在IOUT1。
图10是可用作驱动电路105的根据更一般实施例的开环驱动电路1000的简化方框图。驱动电路1000的操作类似于之前描述的驱动电路但以更一般的方式示出。来自电路103的VIN(AC导电角调制电压)被提供给全波整流电路1001的输入，该全波整流电路1001提供相对于接地点GND的经整流的输入电压VINR。针对隔离和非隔离两种形式示出驱动电路1000，其中对于非隔离情形GND是输入和输出的共同接地点，而对于隔离情形GND被分成主接地点PGND和次级接地点SGND。VINR被提供给DCM DC/DC变换器1003的输入，这对于隔离或非隔离形式都可行。在一个实施例中，DCM DC/DC变换器1003配置成单级有源功率因数校正(PFC)变换器。DCM DC/DC变换器1003在其输出提供相对于GND的VOUT，其中VOUT是大致恒定的。输出图示为以如前所述的相同方式提供输出电流IOUT=K·VIN2。振荡器/PWM(OSC/PWM)电路1005图示为将控制信号SQW提供给DCM DC/DC变换器1003的另一输入以控制DC/DC变换。OSC/PWM电路1005可实现为相对简单的振荡电路，该电路提供具有占空比和频率的SQW以如前所述地将输出电流(或功率)设定在公称电压电平VNOM的合意水平。占空比和频率可通过振荡器固定下来。在另一实施例中，这些参数中的一者或两者可如前所述地使用占空比设定输入DSET和频率设定输入FSET予以调节。另外，可设定这些参数中的一个并调节另一参数以在VNOM下获得要求的输出电流。
驱动电路1000以开环方式工作，其中输出电流是由输入电压电平确定的。如前所述，可能要求将输出电流和/或输出电压限定在最大电平。驱动电路1000还可包括控制电路1007，该控制电路1007包括输出传感器1009、输出感测电路1011、比较器电路1013以及隔离电路1015，它们都以虚线表示。输出传感器1009感测输出电压和输出电流中的一者或两者并将至少一个感测信号提供给输出感测电路1011。输出感测电路1011放大或缩放感测信号以将至少一个感测信号提供给比较器电路1013。比较器电路1013将每个感测信号与相应基准值比较以确定一个或多个误差信号ERR。例如，可将指示输出电流或电压的电流或电压感测信号分别与最大电流或电压基准值比较。比较器电路1013给出指示输出参数和基准值之间的差的ERR信号。ERR信号被直接提供给OSC/PWM电路1005(对非隔离配置而言)或通过隔离电路1015(对隔离配置而言)，用于控制SQW的占空比或频率中的至少一者以控制输出参数的最大水平。如前所述，例如在一个实施例中，一旦输出电压达到VMIN，输出电流IOUT被限制在最大电平，从而当VIN在VMIN和VMAX之间变化时使输出LED111的亮度水平保持恒定。
根据本发明具有开环调光控制的发光二极管驱动器包括全波整流电路、DC/DC变换器以及振荡电路。全波整流电路配置成接收AC导电角调制电压形式的输入电压并提供相应的经整流电压。DC/DC变换器将经整流电压变换成输出电压和输出电流，其中该电流具有与输入电压的均方值(或RMS)的平方成比例变化的大小。振荡电路在恒定频率和恒定占空比下控制DC/DC变换器的切换。
在一个实施例中，输入电压是基于调制具有公称电压电平的AC线电压。确定频率或占空比中的任意一个以使得当输入电压处于公称电压电平时输出电流具有预定的大小。例如，预定大小的输出电流可基于由LED驱动器驱动的LED的具体数目和连接配置。驱动器可配有过电压保护电路以将输出电压限制在最大电平。因此，当输出电压达到最大电平时，频率和占空比中的任意一个受到控制以限制输出电压。
作为附加或选择，驱动电路可配有最大电流控制电路以将输出电流限制在最大电平。最大输出电流水平可基于正由LED驱动器驱动的LED的具体数目和连接配置来确定。当达到最大电流水平时，频率或占空比中的一者受到控制以将电流保持在最大电平。最大输出电流水平可基于AC线电压的最小正常工作电压。因此，当AC导电角调制的输入电压达到AC线电压的正常工作范围的最小电压电平时，当输入电压上升且高于该最小电平时，电流保持恒定。DC/DC变换器可工作在DCM下。DC/DC变换器可以是采用配置成逆向操作的变压器和开关电路实现的逆向变换器。振荡器控制具有恒定频率和恒定占空比的开关电路从而以不连续电流模式运作变压器。
根据一个实施例的发光二极管控制单元包括调光电路和开环驱动电路。调光电路具有接收AC线电压的输入和提供AC导电角调制电压的输出。开环驱动电路具有接收AC导电角调制电压的输入并具有提供相对恒定的输出电压并提供与AC导电角调制电压的均方值的平方成比例地变化的输出电流的输出。调光电路可实现为三端双向可控硅开关调光器或类似调光器。
在一个实施例中，开环驱动电路包括全波整流电路、变压器、开关电路和输出电路以及振荡电路。全波整流电路具有接收AC导电角调制电压的输入和提供经整流电压的输出。变压器具有初级绕组和次级绕组。开关电路具有电流路径和控制端，其中电流路径串联耦合于经整流电压和基准电压之间的变压器初级绕组。输出电路包括耦合于变压器次级绕组的输出整流和滤波电路，并形成开环驱动电路的输出。变压器、开关电路和输出电路可配置以提供逆向变换器操作。振荡电路向开关电路的控制端提供控制信号，其中该控制信号具有恒定频率和恒定占空比以在逆向变换器操作中使变压器工作在不连续电流模式下。
根据一个实施例的用开环调光控制驱动发光二极管电路的一种方法包括：整流AC导电角调制电压并提供经整流的电压，并使用具有恒定频率和恒定占空比的控制信号将经整流的电压转换成输出电压和输出电流。输出电压基本恒定且输出电流具有与AC导电角调制电压的均方值的平方成比例变化的大小。
该方法可包括：调制AC线电压以提供AC导电角调制电压，其中AC线电压具有公称电压电平；并使控制信号的频率和占空比中的一个固定而确定另一个从而当AC导电角经调制的电压是等于AC线电压的公称电压电平的电压电平时使输出电流具有预定大小。该方法可包括将输出电流限制在预定最大电流水平。该方法可包括：调制AC线电压以提供AC导电角调制的电压，其中AC线电压具有在最小电压电平和最大电压电平之间的正常工作范围；使控制信号的频率和占空比中的一个固定而确定另一个从而当AC导电角经调制的电压处于最小电压电平时使输出电流具有预定最大电流水平；并在工作中调节控制信号的频率和占空比中的一者以当AC导电角调制电压高于最小电压电平时限制预定最大电流水平的输出电流。该方法可包括向切换逆向变换器的变压器的初级电流的开关提供控制信号并以不连续电流模式运作变压器。
尽管已参照其某些优选形式对本发明进行了非常详细地说明，然而其它形式和变化也使可能的并供考虑。本领域内技术人员应当理解他们能轻易地利用所披露的理念和特定实施例作为设计或修正其它结构的基础，这样做是为了实现本发明相同的目的而不脱离如下面权利要求书定义的本发明的精神和范围。

Claims (15)

1.一种具有开环调光控制的发光二极管驱动器，包括：
全波整流电路，所述全波整流电路配置成接收输入电压并提供经整流的电压，其中所述输入电压包括AC导电角调制的电压；
变换器，所述变换器将所述经整流的电压变换成输出电压和输出电流，其中所述输出电流具有与所述输入电压的均方值的平方成比例变化的大小；以及
振荡电路，所述振荡电路在正常工作期间在恒定频率和恒定占空比下控制所述变换器的切换。
2.如权利要求1所述的发光二极管驱动器，其特征在于，所述经整流的电压与所述输入电压具有大约相同的均方值电压电平。
3.如权利要求1所述的发光二极管驱动器，其特征在于，所述输入电压保持相对恒定。
4.如权利要求1所述的发光二极管驱动器，其特征在于，所述输入电压是基于具有公称电压电平调制AC线电压，并且其中使频率和占空比中的一个固定而先验地确定另一个以使得当所述输入电压处于所述公称电压电平时使所述输出电流具有预定大小。
5.如权利要求1所述的发光二极管驱动器，其特征在于，还包括：
最大电流控制电路，所述最大电流控制电路感测所述输出电流并提供指示所述输出电流的电流控制信号；以及
其中所述振荡电路包括脉宽调制控制电路，所述脉宽调制控制电路接收所述电流控制信号并控制所述频率和所述占空比中的一个以防止所述输出电流上升至高于预定的最大电流水平。
6.如权利要求5所述的发光二极管驱动器，其特征在于：
所述输入电压是基于调制具有在最小电压电平和最大电压电平之间的正常工作范围的AC线电压；以及
其中所述脉宽调制控制电路控制所述频率和所述占空比中的一个以使得当所述输入电压具有落在所述AC线电压的所述正常工作范围内的电平时维持所述输出电流的所述预定最大电流水平。
7.如权利要求1所述的发光二极管驱动器，其特征在于，所述变换器包括逆向变换器，所述逆向变换器包括：
具有初级绕组和次级绕组的变压器；
具有电流路径和控制端的开关电路，其中所述电流路径串联耦合于在所述经整流电压和基准电压之间的所述变压器的初级绕组；
具有耦合于所述变压器的所述次级绕组的输入并具有输出的输出电路，其中所述输出电路包括输出整流和滤波电路；以及
其中所述振荡电路将控制信号提供给所述开关电路的所述控制端，其中所述控制控制信号具有恒定频率和恒定占空比从而以不连续电流模式运作所述变压器。
8.一种发光二极管控制电路，包括：
调光电路，所述调光电路具有接收AC线电压的输入和提供AC导电角调制电压的输出；以及
开环驱动电路，所述开环驱动电路具有接收所述AC导电角调制电压的输入并具有提供相对恒定输出电压以及提供与所述AC导电角调制电压的均方值的平方成比例变化的输出电流的输出。
9.如权利要求8所述的发光二极管控制电路，其特征在于，所述AC线电压具有公称电压电平，且频率和占空比中的一个是固定的而另一个是被确定的，从而当所述AC导电角调制电压处于所述公称电压电平时使所述输出电流处于预定电平。
10.如权利要求8所述的发光二极管控制电路，其特征在于，所述开环驱动电路还包括：
最大电流控制电路，所述最大电流控制电路感测所述开环驱动电路的所述输出电流并提供指示所述输出电流的电流控制信号；
所述开环驱动电路接收所述电流控制信号并在工作中调节频率和占空比中的一个以防止所述输出电流上升高于预定最大电流水平；
其中所述AC线电压具有在最小工作电压电平和最大工作电压电平之间的正常工作电压范围；以及
所述频率和所述占空比中的一个是固定的而另一个是在工作中由所述开环驱动电路控制的，以使得在所述AC导电角调制电压落在所述正常工作电压范围内时保持所述输出电流的所述预定最大电流水平。
11.一种驱动具有开环调光控制的发光二极管电路的方法，包括：
对AC导电角调制电压进行整流并提供经整流的电压；以及
在正常工作期间使用具有恒定频率和恒定占空比的控制信号将经整流的电压转换成输出电压和输出电流，其中所述输出电压基本恒定且所述输出电流具有与所述AC导电角调制电压的均方值的平方成比例变化的大小。
12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，还包括：
调制AC线电压以提供AC导电角调制的电压，其中所述AC线电压具有公称电压电平；以及
固定所述控制信号的频率和占空比中的一个而先验地确定另一个，从而当AC导电角调制的电压是等于AC线电压公称电压电平的电压电平时所述输出电流具有预定大小。
13.如权利要求11所述的方法，其特征在于，还包括将所述输出电流限流至预定的最大电流水平。
14.如权利要求13所述的方法，其特征在于，还包括：
调制AC线电压以提供AC导电角调制的电压，其中所述AC线电压具有在最小电压电平和最大电压电平之间的正常工作范围；
固定所述控制信号的频率和占空比中的一个而确定另一个，以当所述AC导电角调制电压处于最小电压电平时使所述输出电流具有预定的最大电流水平；以及
在工作中，调节所述控制信号的频率和占空比中的一个以使得当所述AC导电角调制的电压高于所述最小电压电平时将所述输出电流限流在预定最大电流水平。
15.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述转换经整流的电压包括将所述控制信号提供给开关，所述开关切换逆向变换器的变压器的初级电流，并以不连续电流模式使所述变压器工作。
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