KR20110049682A - 개방 루프 디밍 제어를 갖는 ｌｅｄ 드라이버 - Google Patents

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KR20110049682A
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잔 샤오동
에프. 그린펠드 프레드
유 시앙수
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인터실 아메리카스 인코포레이티드
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Abstract

개방 루프 디밍을 갖는 LED 드라이버는 풀 웨이브 정류기 회로, 직류/직류 컨버터, 및 발진기 회로를 포함한다. 정류기는 교류 전도성 각 변조 전압의 형태로 입력 전압을 수신하도록 및 정류 전압을 제공하도록 구성된다. 직류/직류 컨버터는 정류 전압을 출력 전압 및 출력 전류로 변환하고, 출력 전류가 입력 전압에 대한 2차 평균의 제곱을 갖고 비례하여 변화하는 크기를 갖는다. 발진기 회로는 일정한 주파수 및 고정 듀티 사이클을 갖는 직류/직류 컨버터에 대한 스위칭을 제어한다. 직류/직류 컨버터는 플라이백 컨버터일 수 있고, DCM에서 작동하는 변압기를 포함할 수 있다. 드라이버는 출력 전압 및/또는 출력 전류 제한을 포함할 수 있다. 출력 전류는 입력 전압이 발생된 교류 라인 전압의 정상 작동 범위 이내일 때 제한될 수 있다.

Description

개방 루프 디밍 제어를 갖는 ＬＥＤ 드라이버{LED DRIVER WITH OPEN LOOP DIMMING CONTROL}
이 출원은 2009년 11월 3일에 출원된 미국 출원 제61/257,803호의 우선권을 청구하고, 여기에서 그 내용이 모든 의도와 목적들을 위해 전체가 참조를 위해 병합된다.
본 발명은 개방 루프 디밍 제어를 갖는 LED 드라이버에 대한 것으로서, 보다 상세하게는 개방 루프 디밍 제어를 갖는 LED 드라이버, 개방 루프 드라이버 회로를 포함하는 발광 다이오드 제어회로, 및 개방 루프 디밍 제어를 갖는 발광 다이오드(LED)의 구동 방법에 대한 것이다.
본 발명의 목적은, 개방 루프 디밍 제어를 갖는 LED 드라이버, 개방 루프 드라이버 회로를 포함하는 발광 다이오드 제어회로, 및 개방 루프 디밍 제어를 갖는 발광 다이오드(LED)의 구동 방법을 제공하는 것이다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예를 따르는 개방 루프 디밍 제어를 갖는 LED 드라이버는, 풀 웨이브 정류기 회로, 직류/직류 컨버터 및 발진기 회로를 포함한다. 풀 웨이브 정류기 회로는 교류 전도성 각도 변조 전압의 형태로 입력 전압을 수신하고 상응하는 정류 전압을 제공하도록 구성된다. 직류/직류 컨버터는 정류 전압을 출력 전압 및 출력 전류로 변환하고, 여기에서 출력 전류는 입력 전압에 대한 평방평균(또는 실효값)의 제곱을 갖고 비례적으로 변화하는 크기를 갖는다. 발진기 회로는 고정 주파수 및 고정 듀티 사이클을 갖는 직류/직류 컨버터의 스위칭을 제어한다.
본 발명의 일 실시예에서 입력 전압은 공칭 전압 수준을 갖는 교류 라인 전압을 변조하는 것에 기반한다. 주파수와 듀티 사이클 중 어느 하나는 입력 전압이 공칭 전압 수준에 있을 때 출력 전류가 선결된 크기를 갖도록 결정된다. 예를 들어, 출력 전류의 선결된 크기는 특정 개수 및 LED 드라이버에 의해 구동되는 LED의 결합 구성에 기반할 수 있다. 드라이버는 최대 수준으로 출력 전압을 제한하기 위한 과전압 보호 회로를 갖출 수 있다. 따라서, 출력 전압이 최대 수준에 이를 때, 주파수 및 듀티 사이클 중 어느 하나는 출력 전압을 제한하도록 제어된다.
또한, 대안적으로, 드라이버 회로는 최대 수준으로 출력 전류를 제한하기 위해 최대 전류 제어 회로를 갖출 수 있다. 최대 출력 전류 수준은 특정 개수 또는 LED 드라이버에 의해 구동되는 LED의 결합 구성에 기반하여 결정된다. 최대 전류 수준일 때, 주파수 또는 듀티 사이클 중 어느 하나는 최대 수준으로 전류를 유지하기 위해 제어된다. 최대 출력 전류 수준은 교류 라인 전압의 최소 정상 작동 전압에 기반할 수 있다. 따라서, 전도성 각도 변조 입력 전압이 교류 라인 전압의 정상 작동 범위의 최소 전압 수준에 이를 때, 입력 전압이 이 최소 수준보다 상승할 때 전류는 변하지 않는다. 직류/직류 컨버터는 DCM에서 작동한다. 직류/직류 컨버터는 플라이백 작동을 위해 구성되는 변압기 및 스위치 회로를 사용하여 실행되는 플라이백 컨버터일 수 있다. 발진기는 불연속 전류 모드로 변압기를 작동하기 위해 고정 주파수와 고정 듀티 사이클을 갖는 스위치 회로를 제어한다.
본 발명의 다른 일 실시형태를 따르는 LED 제어 회로는 조광기 회로 및 개방 루프 드라이버 회로를 포함한다. 조광기 회로는 교류 라인 전압을 수신하는 입력 및 교류 전도성 각도 변조 전압을 제공하는 출력을 갖는다. 개방 루프 드라이버 회로는 교류 전도성 각도 변조 전압을 수신하는 입력을 갖고, 상대적으로 일정한 출력 전압을 제공하며, 교류 전도성 각도 변조 전압에 대한 평방평균의 제곱을 갖고 비례적으로 변화하는 출력 전류를 제공하는 출력을 갖는다. 트라이액 조광기 또는 그와 유사한 것으로서 조광기 회로는 실행될 수 있다.
본 발명의 또 다른 일 실시예에서, 개방 루프 드라이버 회로는 풀 웨이브 정류기 회로, 변압기, 스위치 회로, 및 출력 회로 및 발진기 회로를 포함한다. 풀 웨이브 정류기 회로는 교류 전도성 각도 변조 전압을 수신하는 입력 및 정류된 전압을 제공하는 출력을 갖는다. 변압기는 1차 권선 및 2차 권선을 갖는다. 스위치 회로는 전류 경로 및 제어 단자를 갖고, 여기에서 상기는 전류 경로가 정류 전압과 기준 전압 간에 변압기의 1차 권선으로 직렬로 결합되는 곳이다. 출력 회로는 변압기의 2차 권선에 결합된 출력 정류기와 필터 회로를 포함하고, 개방 루프 드라이버 회로의 출력을 형성한다. 변압기, 스위치 회로, 및 출력 회로는 플라이백 컨버터 작동을 위해 구성될 수 있다. 발진기 회로는 스위치 회로의 제어 단자에 제어 신호를 제공하고, 여기에서 제어 신호는 플라이백 컨버터 작동 동안 불연속 전류 모드로 변압기를 작동하기 위해 고정 주파수 및 고정 듀티 사이클을 갖는다.
본 발명의 일 실시예에 따라 개방 루프 디밍 제어를 갖는 LED 회로가 구동하는 방법은 교류 전도성 각도 변조 전압을 정류하며, 고정 주파수 및 고정 듀티 사이클을 갖는 제어 신호를 사용하여 정류된 전압을 출력 전압 및 출력 전류로 변환하는 것을 포함한다. 출력 전압은 상당히 일정하고, 출력 전류는 교류 전도성 각도 변조 전압에 대한 2차 평균의 제곱을 갖고 비례적으로 변화하는 크기를 갖는다.
상기 방법은 교류 전도성 각도 변조 전압을 제공하기 위해 교류 라인 전압을 변조하는 것을 포함할 수 있고, 여기에서 교류 라인 전압은 공칭 전압 수준을 갖고, 다시 여기에서 상기는 교류 전도성 각도 변조 전압이 교류 라인 전압의 공칭 전압 수준과 동일한 전압 수준일 때 출력 전류가 선결된 크기를 갖기 위해 제어신호의 주파수 및 듀티 사이클의 하나를 고정하고 그 나머지를 결정한다. 상기 방식은 교류 전도성 각도 변조 전압을 제공하도록 교류 라인 전압을 변조하는 것을 포함할 수 있고, 여기에서 교류 라인 전압은 최소 전압 수준과 최대 전압 수준 간에 정상 작동 범위를 갖고, 다시 여기에서 상기는 교류 전도성 각도 변조 전압이 최소 전압 수준을 초과할 때 출력 전류를 선결된 최대 전류 수준으로 제한하기 위해 제어신호의 주파수 및 듀티 사이클 중 하나를 조정하고, 작동 동안, 교류 전도성 각도 변조 전압이 최소 전압 수준일 때, 출력 전류가 선결된 최대 전류 수준을 갖기 위해 제어 신호의 주파수 및 듀티 사이클의 하나를 고정하고 그 나머지는 결정한다. 이 방법은 불연속 전류 모드로 변압기를 작동하고 플라이백 컨버터에 대한 변압기의 일차 전류를 스위칭하기 위한 스위치에 제어신호를 제공하는 것을 포함할 수 있다.
본 발명에 따르면, 개선된 우수한 개방 루프 디밍 제어를 갖는 LED 드라이버, 개방 루프 드라이버 회로를 포함하는 발광 다이오드 제어회로가 제공될 수 있다.
본 발명의 이점, 특징, 및 이득들은 다음 설명, 및 첨부 도면과 관련하여 더 잘 이해될 것이다:
도 1은 일 실시형태에 따라서 실행되는 LED 드라이버 회로를 포함한 발광 다이오드(LED) 제어 회로의 간소화된 블록도이다.
도 2는 VIN을 수신하고 VOUT를 제공하는 도 1의 드라이버 회로로서 사용될 수 있으며, 더 나아가 VIN의 전압 수준에 기반하여 출력 전류 IOUT을 제어하는데 사용될 수 있는 일 실시형태에 따른 개방 루프 드라이버 회로의 간소화된 개략적인 블록도이다.
도 3은 DCM 모드 동작에 따른 시간 대 도 2에 있어서의 변압기의 일차 전류를 좌표로 나타낸 타이밍도이다.
도 4는 도 2 또는 도 6의 드라이버 회로에 대한 주파수(F)의 조정과 함께 일정한 듀티 사이클에 대한 IOUT 대 VIN을 좌표로 나타낸 그래픽도이다.
도 5는 도 2 또는 도 6의 드라이버 회로에 대한 듀티 사이클(D)의 조정과 함께 일정한 주파수(F)에 대한 IOUT 대 VIN을 좌표로 나타낸 그래픽도이다.
도 6은 VIN을 수신하고 VOUT를 제공하는 도 1의 드라이버 회로로서 사용될 수 있으며, 더 나아가 VIN의 전압 수준에 기반하여 출력 전류 IOUT을 제어하는데 사용될 수 있는 일 실시형태에 따른 개방 루프 드라이버 회로의 더욱 간소화된 개략적인 블록도이다.
도 7은 도 1의 드라이버 회로로서 사용될 수 있으며, 더 나아가 전류를 소정의 최대 전류 수준으로 제한하기 위해 출력 전류 제어 루프를 더 포함하는 또 다른 실시형태에 따른 개방 루프 드라이버 회로의 간소화된 개략적인 블록도이다.
도 8은 도 7의 드라이브 회로에 대한 주파수(F)의 조정과 함께 일정한 최대 듀티 사이클에 대한 IOUT 대 VIN을 좌표로 나타낸 그래픽도이다.
도 9는 도 7의 드라이버 회로에 대한 DMAX 조정과 함께 일정한 주파수(F)에 대한 IOUT 대 VIN을 좌표로 나타낸 그래픽도이다.
도 10은 도 1의 드라이버 회로로서 사용될 수 있는 더욱 개략적인 실시형태에 따른 개방 루프 드라이버 회로의 간소화된 블록도이다.
이하의 설명은 본 기술분야의 당업자가 특정 응용 및 그의 요건들의 문맥 내에서 제공되는 본 발명을 제조하고 사용할 수 있게 제시된다. 그러나, 바람직한 실시형태에 대한 다양한 변형들은 본 기술분야의 당업자에게 명백할 것이며, 여기 정의된 일반 원리들은 다른 실시형태들에 적용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 여기 도시 및 설명된 특정 실시형태들에 제한되는 것을 의도로 하는 것이 아니며, 여기 개시된 새로운 특징들 및 윈리들과 일관되는 최대한 넓은 범위를 따른다.
도 1은 일 실시형태에 따라 실행되는 LED 구동 회로(105)를 포함한 발광 다이오드(LED) 제어 회로(100)의 간략화된 블록도이다.
상기 LED 제어 회로(100)는, 조광기 회로(103)의 입력이 교류(AC)원(101)에 결합되고, LED 드라이버 회로의 출력이 "N"이 0보다 큰 양의 정수(N은 하나 이상)인, N개의 개별적인 LED들을 구비한 LED 회로(111)에 결합되는 조광기 회로(103)와 LED 구동 회로(105)를 포함한다.
상기 LED 회로(111)는 LED 구동 회로(105)의 출력 전압(VOUT)과 접지(GND)와 같은 기준전압 노드(node) 사이에 직렬로 결합된 LED들과 함께 도시된다. 상기 LED 회로(111)는 단일 LED를 구비할 수 있거나, 또는 본 기술분야의 당업자에 의해 이해되는 바와 같이 임의의 직렬 및/또는 병렬 결합의 조합과 같은, 임의의 다수의 상이한 구성들에서 결합되는 복수의 LED들을 포함할 수 있다는 것이 언급된다.
상기 교류원(101)은 일반적으로 (102)로 도시된 것 같은, 정현파형 교류 라인 전압을 조광기 회로(103)의 입력에 제공한다. 상기 교류 라인 전압은 최소 제곱 평균(RMS) 전압(이미 알려진 바와 같이 2차 평균 전압)과 최대 RMS 전압 사이에서 정상 작동 범위를 가지며, 상기 최소 RMS 전압과 상기 최대 RMS 전압 사이에서 공칭 작동 범위를 가진다. 미국에서는, 예를 들어, 표준 콘센트(OUTLET)에 의해 제공되는 교류 라인 전압은 약 120V의 공칭 RMS 전압, 약 104V의 최소 RMS 전압, 및 140V의 최대 RMS 전압을 갖는다. 상기와 같은 전압 범위는, 단지 예시적이며 이는 위치나 관할구역에 의해 달라질 수 있다. 유럽에서 상기 전압들은, 예를 들어, 일반적으로 미국의 약 2배이다. 조광기 회로(103)는 일반적으로 교류 라인 전압을 교류 전도 각도 변조 전압으로 변환하는 교류 전도 각도 변조 조광기이다. 일 실시형태에서, 예를 들어, 상기 조광기 회로(103)는 트라이액 조광기 등으로서 실행된다. 상기 조광기 회로(103)는 매 반 사이클(즉, 180도) 동안에 0 내지 180도 사이의 임의의 각도로 상기 교류 라인 전압의 선단 에지 및 후단 에지 중의 하나 또는 모두를 선택적으로 초핑(chop) 동작하며, 양극(+)과 음극(-)을 가지는 (104)로 묘사되는 것과 같은, "초핑된" VIN 전압 또는 교류 전도 각도 변조 전압을 제공한다.
종래의 구성들에서, 상기 조광기(103) 출력에서의 교류 전도 각도 변조전압이 적어도 하나의 백열전구(미도시)에 직접적으로 인가되었다. 상기 백열전구는 LED 회로(111)에 의해 교체되었으며, 상기 조광기 회로(103)와 상기 LED 회로(111) 사이에 배치된다. 상기 구동 회로(105)는 조광기 회로(103)의 출력을 LED 회로(111)를 구동하기에 바람직한 출력으로 변환하기 위해 몇 가지 기능들을 수행한다. 상기 구동 회로(105)는 LED 회로(111)의 수와 구성에 따라 전압 감소를 수행할 것이다. IOUT로 보이는 바와 같은, 구동 회로(105)의 출력 전류는 조광기 회로(103)의 출력에서 제공되는 VIN 변화들에 반응하여 구동 회로(105)에 의해 조정된다. 위에서 언급되었듯, 조광기 회로(103)는 VIN을 생성하기 위해 디밍 기능의 적용으로 교류라인 전압의 선단 에지 및/또는 후단 에지를 선택적으로 초핑한다. 따라서, 디밍 혹은 초핑 기능이 증가함에 따라, VIN의 RMS 전압은 초핑되는 것이 있거나 거의 없는 상부 RMS 전압으로부터 초핑이 증가하는 감소한 RMS 전압으로 낮아진다.
폐쇄-루프 LED 드라이버(미도시)들이 공지되었다. 상기 교류 라인 전압(예, (102))이 교류 전도 각도 변조 전압(예, (104))을 제공하기 위해 교류 라인 전압(예, 102)은 전압을 조절하는 교류 전도 각도(예, 104)를 제공하기 위해 왜곡되며, 매 사이클 동안에 적어도 한번 고 전압 변화(dV/dt)를 초래한다. IIN으로서 도시되는 상기 구동(105)에 대한 입력 전류는 고 충전 전류로 결과하는 유사한 변조 형태를 가진다. 폐쇄-루프 LED 드라이버들에 대하여, 대응하는 고 충전 전류는 LED 회로(111)의 소망하지 않는 명멸뿐만 아니라, 조광기 회로(103)의 오작동, 소망하지 않는 가청 소음과 같은, 조광기 회로(103)와 폐쇄-루프 LED 드라이버 간의 소망하지 않은 상호작용을 야기할 수 있다. 폐쇄-루프 LED 드라이버의 문제점은 그것이 안정화되기 어렵고, 제한된 듀티 사이클을 가지며, 일반적으로 효율성이 감소하면서 전력 손실을 나타낸다는 것이다. 그러나, 상기 구동 회로(105)는, 개방-루프 드라이버 회로로서 구성되며, 폐쇄-루프 LED 드라이버의 결함들을 극복한다.
도 2는 VIN을 수신하고 VOUT을 제공하는 구동 회로(105)로서 사용될 수 있으며, 더 나아가 VIN의 전압 수준에 기반하여 출력 전류(IOUT)를 제어하는, 일 실시 형태에 따른 개방 루프 드라이버 회로(200)의 간략화된 개략적인 블록도이다. VIN의 양극 및 음극이 대응 전압들(VIN+,VIN-)을 제공하는 출력 단자들을 구비하는 입력 회로(201)의 각 입력들에 제공된다. VIN+ 및 VIN-는 노드(205)에 결합하는 (+) 출력 단자와 노드(207)에 결합하는 (-)출력 단자를 구비하는, H 브릿지 풀 웨이브 정류기(203)의 각 입력 단자들에 제공된다. "정류된" 입력 전압(VINR)을 출력하는 노드(205)는 더 나아가 필터 커패시터(C1)의 일 단부와, 레지스터(R)의 일 단부에, 또 다른 커패시터(C2)의 일 단부 및 변압기(T1)의 1차 권선(P) 일 단자에 결합한다. 상기 1차 권선(P)의 다른 단자는 다이오드(D1)의 애노드 및 전자 스위치 Q1의 드레인에 결합한다. D1의 음극은 레지스터 R의 다른 단부 및 커패시터 C2의 다른 단부에 결합한다. 스위치 Q1의 전원은 더 나아가 PGND(primary ground)에 결합하는 노드(207)에 결합한다. 필터 커패시터 C1의 다른 단부는 PGND에 결합한다. 변압기T1은 노드(211)에 결합하는 첫 번째 단자 및 또 다른 노드(215)에 결합하는 두 번째 단자를 지니는 2차권선(S)을 가진다. 노드(211)는 출력 전압 VOUT의 양극을 전개하는, 출력 노드(213)에 결합하는 음극을 가지는 다이오드(D2)의 애노드에 결합한다. 노드(213)는 더 나아가 SGND(secondary ground)에 결합하며 노드(215)에 결합하는 다른 단부를 지닌 결합 필터 커패시터 C3의 일 단부에 결합한다.SGND는 VOUT의 음극을 형성한다.
도2에 미도시되었으나, 드라이버 회로(200)가 구동 회로(105)로 사용되었을 때, LED 회로(111)는 VOUT와 SGND 간에 결합한다. 발진기(217)는 DSET 값들을 수신하는 입력 및 Q1 스위치 게이트(gate)에 제공된, 구형파 신호 SQW를 제공하는 출력을 갖는다.
VIN+와 VIN-이 교차하는(또는 VIN+/-) 교류 전압은 각기 거의 똑같은 RMS 또는 이차 평균 전압 수준을 지니는, 교류 전도 각도 변조 입력 전압 VIN의 필터된 버전이다. VINR 은 VIN+/- 의 정류된 버전이다. 일 실시형태에서, C1의 커패시턴스는 고주파 전자파장애(EMI) 필터링 및/또는 스위칭 주파수 필터링에 비해 상대적으로 낮다. 그래서 VIN의 RMS 전압은 대체로 VIN+/-의 RMS 전압과 같다. 예컨대, VINR의 RMS 전압은 대체로 VIN의 RMS 값과 똑같다. 이런 식으로, 드라이버 회로(200)는 고역률 또는 PF
Figure pat00001
1을 획득한다.
드라이버 회로(200)의 개략적인 블록도는 간략화되어 있으며, 많은 변형들이 가능하다. 기술분야의 당업자로서, 유입전류(inrush current) 제한과 EMI 보호와 같은 다른 가능한 기능들 가운데, 입력 회로(201)는 다양한 기능들을 병합할 수 있다. 다이오드 D1, 레지스터 R 및 커패시터 C1은 스위치(Q1)의 작동에 영향을 줄 수 있는, 전압 스파이크를 걸려내는 스너버 회로를 형성한다. P형 소자들 또 FET의 다른 타입들 및 기타 다른 종류의 것과 같은, 전기 스위치들의 다른 타입들이 고려되고 있음에도 불구하고, Q1 스위치는 N형 MOSFET로 나타난다. 일반적으로, 스위치 Q1은 변압기 T1의 1차 권선 P를 구비한 직렬로 결합한 전류경로(예, 드레인-소스 또 소스-드레인)와 제어 출력(예, 게이트)를 가진다. 변압기 T1의 이차권선 또 출력부는 간소화되고, 부가 필터 커패시터, 스너버 회로, 전류 센서 등과 같은, 회로의 다른 타입들을 포함할 것이다.
이 기술분야의 당업자로서, 출력 커패시터 C3는 감소하거나 그렇지 않으면 출력전압 리플을 제거하고, 다양한 타입 및 다양한 커패시턴스를 지닌 복수 커패시터들에 의해 실행될 것이다. 변압기 T1은 입력과 출력 간에 분리를 제공한다. 비 절연 인덕터(미도시)가 변압기 T1을 대체하는 상황에서, SEPIC(single-ended primary inductor converter)와 같은 비 절연 실시형태들이 고려된다. 발진기(217)는 간략화된 형태로 나타난다.
일 실시형태에서, 발진기(217)는 고정 주파수(F)와 고정 듀티 사이클(D)로 된 SQW 신호를 출력한다. 또 다른 실시형태에서, 주파수(F)와 듀티 사이클(D)은 FSET와 DSET 값들에 의해 선택적으로 조정되고, 여기에 설명된 대로 작동한 후, 정상 작동 동안 고정된 상태로 유지하기 위해, 회로구현 및 파라미터에 기반하여 선험적으로 밝혀진다. 미도시되었음에도 불구하고, 비정상적인 상태 동안 주파수 및/또 듀티 사이클을 수정하는 과전류 보호 및/또 과전압 보호 회로와 같은 다양한 보호회로는 부가될 것이다(예, 과전류, 과전압 등). 더 나아가 이하 설명되듯이, 최대 수준으로 출력 전류를 제한하기 위한 듀티 사이클 및/또 SQW 주파수를 조정하는 출력 전류 제어 회로는 부가될 것이다.
스위치(Q1), 변압기(T1) 및 드라이버 회로(200)의 다른 회로는 플라이백 컨버터로 작동하도록 구성된다. 한 실시형태에 따르면, 변압기(T1)는 불연속 전류 모드(DCM)로 작동한다. 스위치(Q1)의 매 스위칭 사이클의 바로 끝 또는 직전에 변압기(T1)를 통해 동요전류가 0까지 내려가는 것을 의미한다.
좀 더 상세하게, ⅠP 에서 나타나는 바와 같이, 변압기(T1)의 1차 권선(P)을 통한 전류는 스위치(Q1)가 SQW에 의해 켜지는 동안에 증가한다. 상기 SQW는 전류를 야기함에 따라서 에너지가 증가하기 위해 변압기(T1)의 일차권선(P)에 저장된다. 스위치(Q1)가 켜진 동안, 출력 정류 다이오드(D2)는 꺼진다. 그래서 전류는 거의 또는 전혀 없고, 따라서 변압기(T1)의 2차 권선에 저장된 에너지도 거의 또는 전혀 없다. 스위치(Q1)가 SQW에 의해 꺼졌을 때, 다이오드(D2)는 켜진다. 변압기(T1)의 1차 권선(P)에 있는 전류 따라서 에너지가 변압기(T1)의 2차 권선(S)으로 이동함에 따라서 그것들은 커패시터(C3)와 출력 전류(Ⅰout )처럼 부하(예, LED 회로(111))로 제공된다. 또한 스위치(Q1)가 꺼지는 동안, 위에서 설명되었듯이 DCM에 따라서, 1차 권선(P)을 통해 1차 전류(Ⅰp)는 0까지 내려간다.
도3은 변압기(T1)를 통해 1차 전류(Ⅰp )의 단지 일 예를 도시하는 동작이 DCM 모드를 따르는 1차 전류(Ⅰp ) 대 시간을 좌표로 나타내는 타이밍도이다. 스위치(Q1)가 켜졌을 때, 1차 전류(Ⅰp )는 노드(205)로 VIN의 전압을 기반으로 하여 상대적으로 직선 속도로 상승한다. 스위치(Q1)는 스위치(Q1)가 또 다시 켜지기 전에 1차 전류(Ⅰp )를 완전히 0으로 돌아가도록 야기하는 매 사이클마다 꺼진다.
도시되듯 DCM 모드에서, 1차 전류(Ⅰp )가 0이 될 때와 스위치(Q1)가 다시 켜질 때 사이에는 지연이 있다. 따라서 1차 전류(Ⅰp )는 스위치(Q1)가 다시 켜지기 전에 0이 된다. 미도시되었음에도 불구하고, 스위치(Q1)가 켜져 있는 동안에, 2차 권선(S)을 통해 2차 전류는 컨버터가 DCM에서 작동하는 것을 유지하고 0에 머물도록 하기 위해 0으로 돌아간다. 이 시간 동안, 커패시터(C3)의 전압은 출력 전류(Ⅰout)을 부하로 몰아넣는다. 이는 SQW의 매 스위칭 사이클마다 반복된다. 여기에 추가 설명되었듯이, 다른 스위칭 주파수들이 고려됨에도 불구하고, 모범적이며 비 제한적인 SQW의 스위칭 주파수는 50kHz이다.
플라이백 컨버터의 스위칭하는 일정한 듀티 사이클과 일정한 주파수는 명멸 없는 디밍을 제공한다. 이제부터 설명될 내용대로, DCM 제어를 사용할 때, 고 역률(PF)은 획득될 수 있다. 드라이버 회로(200)에 대해, 스위치(Q1)의 Ton(the on time)은 라인 사이클이 교류 라인 전압이라는 상황에서 매 라인 사이클에 대해 기본적으로 일정하다. 이는 SQW의 주파수(F)와 듀티 사이클(D)이 일정하기 때문이다.
각 스위칭 사이클에 대해, 변압기(T1)의 1차 권선(P)에서의 평균전류(Iavg)는 방정식 Iavg=0.5·Ipeak·D=0.5·VIN·D2/F/Lp=VIN/RE 을 사용하여 결정된다. 여기에서 Ipeak는 Ip의 최대치이며, Lp는 변압기(T1)의 1차 권선(P)의 인덕턴스이고, Re는 드라이버 회로(200)의 등가저항이며, 점 기호 "·"는 곱셈을 의미한다. 그리고 또한, "/"는 나누기를 의미한다. D,F 그리고 Lp는 일정하기 때문에, 이 식은 "K"가 일정한 상황에서, Iavg=K·VIN으로 다시 쓰일 수 있다. 이 관계는 Re=2·Lp·F/D2로 이끈다. 각 라인 사이클 동안, RE는 일정하며, 출력전류 IIN=VIN/RE이다. 따라서 드라이버 회로(200)의 유효한 입력 임피던스로서 역률(PF1)은 전적으로 저항과 관련된다. 더 나아가 등가 LED 입력 임피던스 RE는 원 라인 사이클(one line cycle)에 대해서뿐만 아니라 다른 입력 전압에 대해서도 일정하기 때문에, LED 회로(111)는 (역시 레지스터로서 작동하는) 진짜 백열전구와 어느 정도 비슷하게 흐려질 것이다.
드라이버 회로(200)에 대해, 입력전원(PIN)=VIN2/RE=POUT/EFF=IOUT*VOUT/EFF 이다. 여기에서 "EFF"는 드라이버 회로(200)의 효율성이다. 따라서 출력 전류 ⅠOUT=(VIN2*Eff/RE)/VOUT 이다. 효율성, 등가저항 그리고 출력 전압은 상수에 가깝기 때문에, 그래서 IOUT=K*VIN2 이다.
도 4는 주파수(F)의 조정과 함께 일정한 듀티 사이클 D에 대해서 IOUT 대 VIN을 좌표로 나타내는 그래픽도이다. 고효율성을 획득하기 위해 D는 소정의 최대값 DMAX로 설정될 수 있다. 한 실시형태에서, DMAX는 50% 이다.
또한, 일 실시형태에 따라서, 주파수(F)는 "최저" 입력 전압 VMIN과 "최고" 입력 전압 VMAX 사이에 있는 공칭 입력 전압(VNOM)에서 소망되는 출력 전류 ⅠOUT으로 설정된다. VMIN, VNOM 그리고 VMAX는 조광기(103)의 입력에 교류 전원(101)에 의해 제공되는 교류 라인 전압과 관련된 전압 값이라고 언급된다. 교류 라인 전압은 VNOM의 공칭 전압 수준을 지닌 VMIN과 VMAX 사이에서 정상적인 작동 범위를 갖는다.
일 실시형태에서 앞서 설명했듯이, 예를 들어, 교류 라인 전압의 공칭 입력 전압은 120V이다. 만일 조광기(103)가 완전히 설정된다면(무 디밍 기능) 그러면 VIN은 실질적으로 교류 라인 전압과 같다. 조광기(103)의 디밍 기능이 증가되면서(예, 교류 라인 전압의 변조가 증가되는), VIN의 RMS 전압 수준은 교류 라인 전압의 RMS 전압 수준에 비례해서 감소한다. 이런 식으로, VIN의 최저 수준은 교류 라인 전압의 VMIN 이하이다. VIN은, 예를 들어, 0V 또는 거의 0V 에서 VMAX까지의 범위일 것이다.
도 4에서 도시되듯, 더 높은 출력 전류를 위해, ⅠOUT1에서 도시되듯, F는 보다 낮은 주파수 수준(F2)에서 설정된다. 그리고 더 낮은 출력 전류를 위해서, ⅠOUT2에 도시되듯, F는 더 높은 주파수 수준(F1)에 설정된다. ⅠOUT1 의 소망되는 수준은 타입, 수 및 출력에서 구동되는 LED 회로(111)의 연결 구성에 기반하여 선택된다. 한 가지 단순하고 비제한적인 예에서, 만일 부하가 직렬로 연결된 6 LED를 포함하고, 소망이 100W 백열전구에 의해 제공되는 빛에 상당하는 빛을 제공받는 것이라면, ⅠOUT은 약 700mA 가 되도록 선택된다. 이 예에서 상수 D를 가정한다면, F는 IOUT이 교류 라인 전압의 공칭전압인 수준 약 700mA 가 되도록 조정될 것이다.
RE=2·Lp·F/D2 이기 때문에, 소망되는 ⅠOUT 또한 일정한 주파수 F에 대한 듀티 사이클(D)를 설정함으로써 획득될 수 있다. 도 5는 듀티 사이클(D)의 조정과 함께 일정한 주파수(F)에 대한 IOUT 대 VIN을 좌표로 나타내는 그래픽도이다. 다시, VMIN, VNOM 그리고 VMAX는 교류 라인 전압과 관련되어 있다. 이 경우에, 듀티 사이클(D)는 공칭전력 수준 VNOM인 소망되는 출력 전류(ⅠOUT)으로 설정된다. 도 5에 도시되었듯, 더 높은 출력 전류를 위해, IOUT2에 도시되듯, D는 더 낮은 D2에 설정된다. 다시, ⅠOUT의 소망되는 수준은 타입, 수 및 출력에서 구동되는 LED 회로(111)의 연결 구성에 기반하여 선택된다.
일 실시 형태에 따라서, 정상 작동 상태 동안 DCM 작동을 보장하기 위해, 변압기(T1)은 스위치(Q1)의 오프 타임 동안 완전히 재설정된다. 이를 보장하기 위해, VOUT>VINPEAK*NSEC*D/NPRI/(1-D)에서 VINPEAK은 입력 전압 VIN의 최대치이며, NSEC은 변압기(T1)의 2차 권선(S)에서 권취 권선의 수이고, NPRI는 변압기(T1)의 1차 권선(P)에서 권취 권선의 수이다. 이 경우에는, VOUT는 부하로써 연결되는 LED 회로(111)의 LED의 최소 수로 결정된다. 부가적으로, 정상 작동 상태 동안 DCM 작동을 보장하기 위해, 변압기(T1)은 최소 스위칭 주파수에서 포화되어서는 안 된다. 이를 염두에 두고, 권선의 수(예, NPRI)와 1차 권선(P)의 인덕턴스(Lp)가 결정된다.
도 6은 VIN을 수신하고 VOUT을 제공하는 구동 회로(105)로서 사용될 수 있는 일 실시형태를 따르는 개방 루프 드라이버 회로(600)의 보다 구체화된 계통도이다.
VIN의 양극과 음극은 퓨즈(F), 돌입전류 제한회로(601) 그리고 EMI 필터(603)를 통해 제공된다. 그리고 H 브릿지 전파 정류(605)의 입력 단자에 VIN+/- 로서 제공된다. 전파 정류(605)의 (-)단자는 PGND에 결합되어 있다. 정류 입력 전압(VINR)을 전개하는 노드(607)에 결합된다. 그리고 전파 정류(605)의 (+)단자는 정류 입력 전압(VINR)을 전개하는 노드(607)에 결합된다. 노드(607)는 필터 커패시터(C3)의 한 단부에, 스너버 회로(609)의 한 단부에, 변압기(T1)의 1차 권선(P1)의 한 단자 및 바이어스 회로(611)의 한 입력에 결합된다. 커패시터(C3)의 다른 단부는 PGND에 결합된다. 1차 권선(P1)의 다른 단부는 스너버 회로(609)의 다른 단부, 및 전자 스위치(Q1)의 드레인에 결합된다. 변압기(T1)은 PGND와 바이어스 회로(611)의 다른 입력 간에 결합 된 2차 권선(P2)을 포함한다. 변압기(T1)은 노드(613)과 노드(615) 간에 결합된 더 나아가 출력 회로(616)에 결합된 2차 권선(S)를 포함한다. 노드(615)는 SGND에 결합된다. 이 경우에 출력 회로(616)는 출력 스너버 회로(617), 정류 다이오드(D1), 및 출력 필터(621)를 포함한다. 다이오드(D1)의 음극은 출력 전압(VOUT)를 전개하는 출력 노드(619)에 결합 된다. 출력 필터(621)는 VOUT와 SGND 간에 결합된다.
스위치(Q1)의 소스는 센스 레지스터(R4)의 다른 단부가 PGND에 결합된 상황에서 센스 레지스터(R4)의 한 단부, 및 또 다른 레지스터(R17)의 한 단부에 결합된다. 레지스터(R17)의 다른 단부가 컨트롤러(U1)의 전류센스(CS) 입력에 결합된다. 바이어스 회로는 PGND에 결합된 GND 입력을 지닌, 컨트롤러(U1)의 VDD 입력에 제공되는 소스 전압(VDD)를 전개한다. 레지스터(R13)는 VDD와 에러 전압(VERR)을 전개하는 노드(623) 간에 결합된다. 정전압 다이오드(D11)는 PGND에 결합된 애노드와 그 노드(623)에 결합된 음극을 갖는다. 노드(623)는 U1이 VERR 전압을 감지하도록 컨트롤러(U1)의 VERR 에러 입력에 결합된다. 컨트롤러(U1)은 제어 신호(SQW)를 전개하는 노드(625)에 결합 된 그 다른 단부를 갖는, 레지스터(R11)의 한 단부에 결합된 출력을 갖는다. 노드(625)는 스위치(Q1)의 게이트에 및 PGND에 결합된 다른 단부를 갖는 또 다른 레지스터(R60)의 한 단부에 결합된다.
유사한 방법으로 앞서 설명되었듯, VIN은 교류 라인 전압을 변조한 혹은 초핑한 교류 전도 각도이다. 그리고 LED 회로(111)와 같은 부하는 VOUT와 SGND 간에 제공된다. 드라이버 회로(200)에 대해 앞서 설명했듯, VOUT은 부하 및 LED 회로(111)를 작동하기 위한 VIN의 RMS 값에 기반한 출력 전류 ⅠOUT 를 전개하는 드라이버 회로(600)에 전압을 제공한다.
이 기술분야의 당업자에 의해 이해되었듯, 유입전류 제한회로(601)는 EMI 필터(603)로부터 조광기 회로(103)를 분리시키는 조광기 회로(103)에 의해 야기된 진동을 약화시키고 입력 전류를 일반적으로 제한하는 직렬 레지스터를 포함한다.
이 기술분야의 당업자들에 의해 이해되었듯, EMI 필터(603)는 인덕터 및 커패시터 및 기타 같은 종류의 것과 같은 다양한 필터 구성들을 포함한다. 더 나아가 회로(601)와 회로(603)의 세부사항들은 설명되지 않았다. H 브릿지 전파 정류(605)는 노드(607)로 입력 전력(VINR)을 제공하기 위한 EMI 출력(603)의 출력으로부터 VIN+/-를 완전히 정류시킨다.
일 실시예에서 커패시턴스(C3)는 더 높은 주파수(EMI) 필터링 및/또 스위칭 주파수 필터링에 비해 상대적으로 낮다. 그래서 VINR의 RMS 전압은 VIN의 필터된 버전인 VIN+/- 의 RMS 전압과 실질적으로 등가이다. 따라서, VINR의 RMS 전압은 실질적으로 VIN의 RMS 값과 같다. 이런 방식으로, 드라이버 회로(600) 또한 고 역률(PF
Figure pat00002
1)을 획득한다.
VINR은 기동 시 컨트롤러(U1)에 공급 전원 VDD를 전개하는 바이어스 회로(611)에 제공된다. 이 기술분야의 당업자들에 의해 이해되듯, 스위치(Q1)을 제어하기 위해 SQW를 전개하는 컨트롤러(U1)가 구동되면서, 변압기(T1)의 2차 권선(P2)은 VDD를 유지하기 위한 부가적인 소스 전압을 바이어스 회로(611)에 공급한다.
바이어스 회로(611)에 대한 부가적인 세부사항들은 더 설명되지 않는다. 이 기술분야의 당업자에 의해 이해되듯, 스너버 회로(609)는 스위치(Q1)의 작동에 영향을 줄 수 있는 전압 스파이크를 걸러낸다. 스너버 회로(609)의 부가적인 세부사항들은 더 설명되지 않는다. 기술분야의 당업자에 의해 이해되듯, 스너버 회로(617)는 변압기(T1)의 2차 권선(S)에서 전압 스파이크를 걸러낸다. 스너버 회로(617)의 부가적인 세부사항들은 더 설명되지 않는다.
출력 필터(621)는 VOUT의 전압 리플을 감소하거나 그렇지 않으면 실질적으로 제거하기 위해 사용된다. 다른 구성들이 사용됨에도 불구하고, 이 기술분야의 당업자들에 의해 이해되듯, 출력 필터(621)는 필터링 기능을 실행하기 위해 다양한 종류와 사이즈의 하나 또는 그 이상의 커패시터를 일반적으로 포함한다. 변압기(T1)의 불연속 전류 모드(DCM) 작동 동안 변압기(T1)의 2차 권선(S)에 전류가 없을 때, 출력 필터(621)의 커패시터 역시 부하(예, LED 회로(111))에 전류를 제공한다. 출력필터(621)의 커패시턴스는 LED 회로(111)와 같은 부하의 특성들, 양 또는 구성에 기반해서 선택된다. 일 실시형태에서, 출력 필터(621)의 커패시턴스는 더블 라인 주파수 전압 리플, 따라서 LED 회로(111)에 있는 전류 리플을 허용 수준으로 감소시킬만큼 충분히 높다.
정상 작동 동안, 컨트롤러(U1)은 일정한 주파수와 일정한 듀티 사이클을 갖기 위해 그 출력(OUT)에서 SQW를 제어한다. 따라서 Q1의 게이트에서 SQW 신호는 발진기(217)에 대해 위에서 설명된 바와 유사한 방식으로 일정한 주파수와 일정한 듀티 사이클을 가진 구형파 신호이다. 일정한 듀티 사이클과 주파수는 LED 회로(111)의 명멸 없는 디밍을 준비한다.
예를 들어, 컨트롤러(U1)는 캘리포니아, 밀피타스 소재의 인터실 인코포레이션에서 제조한 자유로운 그러나 거기에 제한되지 않는 정밀 부동 시간 제어와 함께 ISL6745 브릿지 컨트롤러를 사용해서 실행될 수 있다. SQW의 듀티 사이클은 스위치(Q1)의 Ton을 차례 차례 제어하는 VERR의 전압 수준에 기반하여 조정된다. VERR의 정상 작동 동안, 제너 다이오드(D11)은 상대적으로 일정한 수준에서 VERR의 전압 수준을 설정한다.
그래서 SQW의 듀티 사이클 역시 정상 작동 동안 상대적으로 일정하다. 타이머 회로(627)는 도시되었듯 본 발명에 대해 완전하고 완벽한 이해를 필요하지 않은 것으로 더 설명되지 않은 여러 개의 다른 장치들과 구성들을 포함한다. 일반적으로 타이머 회로(627)는 컨트롤러(U5)의 CT 입력에 결합된 발진기 타이밍 커패시턴스를 제어하도록 조정된다. RTD 입력과 (타이머 회로(627)를 통해 조정된) 발진기 타이밍 커패시턴스에 결합된 타이밍 레지스터(R5)는 정상 작동 동안 SQW 신호의 주파수를 선택으로 결정한다.
드라이버 회로(600)의 구조와 정상 작동은 드라이버 회로(200)에 대해 위에서 설명한 바와 실질적으로 유사하다. 컨트롤러(U1), 타이머 회로(627) 및 보조 회로는 SQW가 고정 듀티 사이클과 고정 주파수를 갖도록 구성되거나 조정된다.
이런 관계를 고려할 때, 출력 전류(ⅠOUT)는 드라이버 회로(200)에 대해 앞서 설명한 방식과 유사한 방식으로 입력 전압(VIN)에 대한 제곱의 기능 또는 ⅠOUT=K*VIN2 으로 달라진다. VIN의 알려진 공칭 수준과 대응하는 전압범위 및 (예, LED 회로(111)) 소망되는 부하에 기반한 공칭 출력 전류ⅠOUT의 결정을 고려할 때, 주파수(F) 및/또 듀티 사이클(D)은 도 4와 도 5의 그래프에 도시된 관계에 기반하여 결정되거나 그렇지 않으면 조정된다.
정상 작동 주파수가 일정하게 설정되고 듀티 사이클이 도 5에 도시되었듯 조정될 것임에도 불구하고, 드라이버 회로(600)의 주파수는 보다 쉽게 프로그램될 것이다. 도시되었듯, 제너 다이오드(D11)의 문턱전압은 앞서 설명된 바와 같이 정상작동 동안 고정값으로 듀티 사이클을 설정하는 VERR의 전압수준을 설정한다. 듀티 사이클의 고정값에 기반하여, 도4의 그래프에 의해 도시된 바에 따르는 IOUT과 VIN간의 관계는 소망되는 작동 주파수를 결정하도록 고려되어 진다. 그리고 나서 타이밍 회로(627)는 소망되는 작동 주파수를 획득하도록 조정되거나 그렇지 않으면 프로그램된다.
드라이버 회로(600)는 과전압 상태가 발견되었을 때, VERR의 전압수준을 조정하는 과전압보호(OVP) 회로(629)를 더 포함한다. VOUT는 광 결합기(U2)의 제 1 입력 단자에 결합된 그 다른 한 단부를 구비한 레지스터(R59)의 한 단부에 결합된다. 제너 다이오드(D10)는 SGND에 결합된 양극 및 광 결합기(U2)의 제 2 입력 단자에 결합된 음극을 구비한다. 광학 커플러는 노드(623)에 결합된 제 1 출력 단자 및 PGND에 결합된 제 2 출력 단자를 구비한다. 광 결합기(U2)는 이 기술 분야의 당업자들에 의해 이해되듯(출력 또 2차 그라운드 SGND가 입력 또는 1차 그라운드 PGND로부터 분리되는 상황에서)드라이버 회로(600)의 입력과 출력 간의 분리를 제공한다. 제너 다이오드(D10)의 문턱전압은 VOUTMAX와 같은 VOUT의 최대 전압 수준을 발견하도록 선택되어 진다.
정상 작동 동안, VOUT 는 VOUTMAX 이하이며, D10은 행동하지 않고, 광 결합기(U2)는 꺼져 있고, VERR의 전압은 D11에 의해 결정된다. VOUT의 전압이 VOUTMAX에 도달했거나 그렇지 않으면 초과하기 시작했을 때, D10은 VERR의 전압을 감소시키는 광 결합기(U2)가 켜져서 행동하기 시작한다. 광 결합기(U2)가 켜졌을 때, 그것은 SQW의 듀티 사이클을 차례 차례 감소시키는 VERR의 전압 수준을 감소시키는 경향이 있다. 이것은 VOUTMAX에서 또는 근처에서 전압 수준에 대해 VOUT 클램핑(clamping)의 효과를 구비한다. 비제한적인 예로서, 21V의 D10에 대한 문턱 전압 더하기 광 결합기(U2)의 입력에서 2V의 포토다이오드 전압강하는 대략 23V에서 VOUTMAX를 설정한다.
드라이버 회로(600)는 컨트롤러(U1)의 전류 센스(CS) 입력에 연결된 전류 센스 레지스터(R4)와 레지스터(R17)을 포함하는 과전류보호(OCP) 회로(631)를 포함한다. 일 실시형태에서, CS에서 전압이 소정의 전압 수준을 초과했을 때, 컨트롤러( U1)은 펄스별로 전류 제한을 실행하기 위한 SQW의 듀티 사이클을 감소시킨다.
만일 과전류 문턱이 작동 동안 초과했다면, 컨트롤러(U1)은 지연된 종료 순서를 시작한다. 일단 과전류 상태가 발견되면, SS(soft-start) 충전 전류 소스는 비활성화된다. 부가적으로, 컨트롤러(U1)의 SS 입력과 PGND 간에 결합된 SS 커패시터(C9)은 방전되기 시작한다. 그리고 만일 소정의 지속 후에 과전류 문턱 이하로 방전된다면, 종료 상태가 발생한다. 그리고 컨트롤러(U1)의 OUT 출력은 낮아진다. SS 전압이 소정의 리셋 문턱에 도달했을 때, SS 사이클은 시작한다. 만일 과전류 상태가 중단되고나서 종료 문턱이 도달하기 전에 부가적인 소정의 기간이 흐른다면, 종료는 일어나지 않는다. 이는 SS 전압이 회복되도록 하기 위해 재활성화되는 전류를 충전하는 SS 충전전류에서 결론지어진다.
드라이버 회로(200)와 드라이버 회로(600)의 작동은 출력 전류ⅠOUT이 LED 제어 회로(100)의 구동 회로(105)로 사용되었을 때, 도 4와 도 5에 도시된 바와 같이, 입력 전압(VIN)의 제곱에 따라 달라진다는 점에서 유사하다. 디밍 회로(103)의 디밍 기능이 특정 수준에 설정되는 동안, 입력 전압(VIN)의 RMS 전압은 일반적으로 교류라인 전압의 RMS 전압을 따른다.
그러나 도 4와 도 5가 나타내듯, 교류 라인 전압이 VMIN과 VMAX 사이에서 변화하면서, LED의 회로(111)의 상대 채도 역시 변화하도록 출력 전류(ⅠOUT) 역시 달라진다. 조광기 회로(103)가 최소의 디밍 또는 디밍 없이 최대(full)로 설정되는 동안, 교류 라인 전압이 VMIN과 VMAX 사이의 임의 값에 있을 때 그것은 LED 회로(111)을 최대 채도의 동일 수준을 유지하도록 소망된다.
도 7은 구동 회로(105)로서 사용될 수 있는 또 다른 실시형태를 따르는 개방 루프 드라이버 회로(700)의 간략화된 개략적인 블록 다이어그램이다. 드라이버 회로(700)는 개방 루프 드라이버 회로(200)와 유사하나, 출력 전류(IOUT)을 선결된 최대 전류 수준으로 제한하기 위해 출력 전류 제어 루프(702)를 더 포함한다.
개방 루프 드라이버 회로(700)는 개방 루프 드라이버 회로(200)와 유사하고, 여기에서 그것은 유사한 구성요소들이 동일한 참조 번호라는 점에서 그러하다. 이 경우에, 입력 회로(201), H 브릿지 풀 웨이브 정류기(203), 변압기(T1), 커패시터 (C1, C2, C3), 레지스터(R), 다이오드(D1, D2) 및 전자 스위치(Q1)는 실질적으로 유사한 방식으로 포함되고 구성된다.
출력 전류 제어 루프(702)는 센스 레지스터(RSEN), 게인 블록(703), 비교기(705), 절연 모듈(707) 및 PWM 컨트롤러(709)를 포함한다. PWM 컨트롤러(709)는 발진기(217)를 대체하고, SQW 신호를 Q1 게이트에 제공한다. RSEN은 SGND 및 노드(701) 간에 결합되고, 여기에서 상기는 VOUT에 대한 음의 극성을 나타낸다. 노드(701)는 전류 센스 전압(VSEN)을 전개하고, 여기에서 상기는 게인 블록(703)의 입력에 제공된다. 게인 블록(703)은 VSEN에 상수 K1을 곱하고, 전압 K1·VSEN을 비교기(705)의 일 입력에 제공한다. 비교기(705)의 다른 입력은 전압(VIOUTMAX)를 수신하고, 비교기(705)의 출력은 절연 회로(707)의 입력에 제공된다.
절연 회로(707)의 출력은 전류 제어 전압(ICTL)을 전개하고, 여기에서 그것은 PWM 컨트롤러(709)의 입력에 제공된다. PWM 컨트롤러(709)는 SQW를 제공하는 출력을 갖고, 여기에서 상기는 값(FSET) 및 최대 듀티 사이클(DMAX)에 의해 결정된 주파수를 갖고, 다시 여기에서 상기는 값(DSET)에 의해 결정된다.
작동에서, 출력 전류(IOUT)은 LED 회로(111)와 같은 부하를 통해 및 센스 전압(VSEN)을 전개하는 센스 레지스터(RSEN)을 통해 흐른다. 게인 블록(703)은 VSEN을 K1에 곱하고, 비교기(705)는 K1·VSEN을 VIOUTMAX 과 비교한다. 전압(VIOUTMAX )은 정상작동 동안 IOUT 에 대한 최대 수준을 나타낸다. 절연 회로(707)는 드라이버 회로(600)의 광결합기(U2)에 대해 상기 설명된 것과 같은 유사한 방식으로 출력(이차)으로부터 입력(일차)을 절연한다.
대안적인 비절연 실시예에서, 절연 회로(707)는 생략될 수 있다. 드라이버 회로(600)에 의해 사용되는 VERR에 대해 앞서 설명된 바와 유사한 방식으로, ICTL은 PWM 컨트롤러(709)가 DSET에 의해 지시된 DMAX의 듀티 사이클로 SQW를 어서트하기 위해 최대 전압을 홀드할 수 있다. 출력 전류(IOUT)은 VIOUTMAX 에 의해 지시되 바와 같이 선결된 최대 수준을 초과하는데 이르거나 시도할 때, 비교기(705)는 SQW의 듀티 사이클을 감소시키기 위해 절연 회로(707)를 통해 ICTL을 조절한다. 반응에서, PWM 컨트롤러(709)는 IOUT이 선결된 최대 수준을 초과하는 것을 막기 위해 SQW의 듀티 사이클을 감소시킨다.
이하에 더 설명되는 바와 같이, IOUT의 최대 수준을 한정하는 VIOUTMAX의 값은 VMIN의 수준에 기반하여 설정되고, 그래서 LED 회로(111)는 최대 밝기를 달성하고, 여기에서 그것은 교류 라인 전압이 VMIN 또는 그 이상일 때 그러하고, 또 다시 여기에서 그것은 조광기 회로(103)가 최소 또는 무 디밍인 동안 그러하다.
도 8은 드라이버 회로(700)에 대해 주파수(F)의 조정과 함께 일정한 최대 듀티 사이클(DMAX) 동안 IOUT 대 VIN을 플로팅하는 그래픽 다이어그램이다. 더 나아가, 실시예에 따라서, 주파수(F)는 고정된 최대 듀티 사이클 DMAX 동안 VMIN의 전압 수준에서 소망되는 최대 출력 전류(IOUT)으로 설정된다.
도 8에서 도시되는 바와 같이, 더 높은 최대 출력 전류IOUT2 에서 F는 더 높은 주파수 수준(F1)에서 설정된다. IOUT의 최대 수준은 유형, 개수 및 출력에서 구동되는 LED 회로(111)의 구성 결합에 기반하여 선택된다. 기준 전압 VIOUTMAX는 IOUT의 소망되는 최대 수준에 기반하여 설정된다. 출력 전압 VIN이 VIN이 VMIN보다 낮은 디밍 작동에 대해 초핑하는 동안, 개방 루프 디밍 작동이 지배하고, IOUT은 앞서 설명된 것처럼 VIN의 제곱으로 변한다. VIN이 VMIN에 이르거나 초과할 때, 출력 전류는 폐쇄 루프 전류 작동에 따라 상기 선결된 최대 수준에서 상수로 남는다. 만일 최대 전류가 F1에 대해 IOUT2라면, 그때 IOUT은 (803)에서 도시된 VMIN을 초과한 VIN에 대한 IOUT1에서 상수로 남는다.
도 9는 드라이버 회로(700)에 대해 DMAX의 조절을 갖는 고정 주파수(F)에 대한 IOUT 대 VIN을 플로팅하는 그래픽 다이어그램이다. 이 경우에, DMAX는 고정 주파수(F)에 대한 최소 입력 전류(VMIN)에 대해 소망된 최대 출력 전류 IOUT으로 설정된다.
도 9에서 도시되듯, 더 높은 출력 전류에 대해 IOUT1에서 도시되듯, DMAX는 더 높은 수준(DMAX1)으로 설정되고, 더 낮은 출력 전류에 대해, IOUT2로 도시되듯, DMAX는 더 낮은 수준 DMAX2로 설정된다. 다시, IOUT의 최대 수준은 유형, 개수 및 출력에서 구동되는 LED 회로(111)의 구성 결합에 기반하여 선택된다. 기준 전압 VIOUTMAX는 IOUT의 소망된 최대 수준 기반하여 설정된다. 입력 전압 VIN이 VIN이 VMIN 이하인 디밍 작동 동안 초핑되는 반면에, 개방 루프 디밍 작동이 지배하고, IOUT은 앞서 설명되었듯 VIN의 제곱으로 변한다. VIN이 VMIN에 이르거나 초과할 때, 출력 전류 IOUT은 폐쇄 루프 전류 작동을 따라 그 선결된 최대 수준에서 상수로 남는다. 만일 최대 전류가 DMAX에 대해 IOUT2 라면, 그때 IOUT은 (901)에서 도시되듯 VMIN을 초과하는 VIN에 대한 IOUT2에서 상수로 남는다. 만일 최대 전류가 DMAX1에 대해 IOUT1 이라면, 그때 IOUT은 (903)에서 도시되듯 VIMIN을 초과하는 VIN에 대한 IOUT1에서 상수로 남는다.
도 10은 구동 회로(105)로 사용될 수 있는 더 일반화된 실시예를 따르는 개방 루프 구동 회로(1000)의 간소화된 블록도이다. 구동 회로(1000)의 작동은 앞서 설명된 드라이버 회로와 유사하나, 더 일반화된 포맷으로 도시된다.
회로(103)에서의 VIN(교류 전도각 변조 전압)은 풀 웨이브 정류 회로(1001)의 입력에 제공되고, 여기에서 상기는 그라운드(GND)와 관련해서 정류된 입력 전압 (VINR)을 제공한다. 구동 회로(1000)는 절연 및 비절연 포맷 모두로 도시되고, 여기에서 GND는 비 절연 포맷에 대한 입력과 출력 모두에 통상적이고, 비절연된 경우에 대해서 1차 그라운드 PGND 및 2차 그라운 SGND로 분리된다. VINR은 DCM 직류/ 직류 컨버터(1003)의 입력에 제공되고, 여기에서 상기는 절연 또는 비절연 포맷에 대해 실행된다.
일 실시예에서, DCM 직류/직류 컨버터(1003)는 싱글 스테이지 액티브 역률 보정(power factor correction; PFC) 컨버터로 구성된다. DCM 직류/직류 컨버터 (1003)는 VOUT이 일반적으로 상수인 GND에 관련한 상기 출력에서 VOUT을 제공한다. 출력은 앞서 설명된 것과 유사한 방식으로 출력 전류 K·VIN2을 제공하는 것으로 도시된다. 발진기/PWM(OSC/PWM)회로(1005)는 직류/직류 변환을 제어하기 위해 제어 신호 SQW를 DCM 직류/직류 컨버터(1003)의 또 다른 입력에 제공하는 것으로 도시된다. OSC/PWM 회로(1005)는 상기 설명된 것처럼 최소 전압 수준(VNOM) 동안 소망되는 수준에서 출력 전류(또는 전력)를 설정하기 위해 듀티 사이클 및 주파수를 갖는 SQW를 제공하는 상대적으로 단순한 발진기 회로로 실행될 수 있다. 듀티 사이클 및 주파수는 발진기에 의해 고정될 수 있다.
또 다른 실시예에서, 하나 또는 상기 파라미터 두 가지 모두는 앞서 설명된 바와 같이 입력(DSET)를 설정하는 듀티 사이클 및/또는 입력(FSET)를 설정하는 주파수를 사용하여 조정될 수 있다. 또한, 상기 파라미터 중 하나는 설정될 수 있고, 그 나머지는 VNOM에서 소망된 출력 전류를 획득하도록 조정될 수 있다.
구동 회로(1000)는 출력 전류가 입력 전압의 수준에 의해 결정되는 개방 루프 방식으로 작동한다. 앞서 설명되었듯이, 그것은 최대 수준의 출력 전류 및/또는 출력 전압을 제한하도록 소망될 수 있다. 구동 회로(1000)는 대쉬라인을 사용하는 각 도시된 출력 센서(1009), 출력 감지회로(1011), 비교기 회로(1013) 및 절연회로(1015)를 포함하는 제어 회로(1007)를 더 포함할 수 있다.
출력 센서(1009)는 출력 전압 및 출력전류 중 하나 또는 두 가지 모두를 탐지하고, 출력 감지회로(1011)에 최소한 하나의 센스 신호를 제공한다. 출력 감지회로(1011)는 비교기 회로(1013)에 최소한 하나의 센스 신호를 제공하도록 감지 신호를 증폭하거나 기준화한다. 비교기 회로(1013)는 각 감지신호를 하나 또는 그 이상의 에러 신호(ERR)을 결정하기 위해 상응하는 기준값과 비교한다. 예를 들어, 출력 전류 또는 전압을 지시하는 전류 또는 전압 감지신호는 각각 최대전류 또는 전압 기준값과 비교될 수 있다. 비교기 회로(1013)는 출력 파라미터와 기준 값 간의 차이를 지시하는 ERR 신호를 보장한다. ERR 신호는 출력 파라미터의 최대 수준을 제어하기 위해 최소 듀티 사이클 또는 SQW의 주파수 중 하나를 제어하기 위한 OSC/PWM 회로(1005)(비절연 구성을 위한)에 또는 절연 회로(1015)(절연 구성을 위한)를 통해 직접 제공된다.
앞서 설명되었듯, 예를 들어, VIN이 VIN과 VMAX 간에 변화할 때 출력 LED(111)의 밝기 수준이 변하지 않기 위해 일단 입력 전압이 VMIN에 이르면, 일 실시예에서 출력 전류 IOUT은 최대 수준으로 제한된다.
본 발명의 바람직한 실시예를 참조하여 상당히 구체적으로 설명됨에도 불구하고, 다른 실시예들과 변형들은 가능하고 심사숙고된다. 이 기술 분야의 당업자들은 다음의 청구항에 의해 정의된 대로 발명의 사상 또는 범위로부터 벗어나는 것 없이 본 발명의 동일한 목적을 제공하기 위한 다른 구조를 구성하거나 수정하기 위한 기초로서 공개된 개념 및 특정 실시예를 쉽게 이용할 수 있다는 것을 이해해야 한다.
100: LED 제어회로
101: 교류원
103: 조광기 회로
105: 구동 회로
201: 입력회로
203: 풀 웨이브 정류기
205, 207, 211, 213, 215: 노드
217: 발진기

Claims (15)

  1. 개방 루프 디밍 제어를 갖는 발광 다이오드(LED) 드라이버로서:
    교류 전도성 각도 변조 전압을 포함하는 입력 전압을 수신하고 정류 전압을 제공하도록 구성되는 풀 웨이브 정류기 회로;
    상기 정류 전압을 출력 전압 및 상기 입력 전압에 대한 2차 평균의 제곱과 비례하여 변화하는 크기를 갖는 출력 전류로 변환하는 컨버터; 그리고
    일정한 주파수 및 일정한 듀티 사이클로서 상기 컨버터의 스위칭을 제어하는 발진기 회로를 포함하는 개방 루프 디밍 제어를 갖는 발광 다이오드 드라이버.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 정류 전압은 상기 입력 전압과 동일한 2차평균 전압 수준을 갖는 발광 다이오드 드라이버.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 출력 전압은 상대적으로 일정한 발광 다이오드 드라이버.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 입력 전압은 공칭 전압 수준을 갖는 교류 라인 전압을 변조하는 것을 기초로 하고, 상기 주파수 및 상기 듀티 사이클의 하나는 고정되고 나머지는 상기 입력 전압이 상기 공칭 전압 수준일 때 상기 출력 전류가 일정한 크기를 갖도록 결정되는 발광 다이오드 드라이버.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 출력 전류를 감지하고 상기 출력 전류를 표시하는 전류제어신호를 제공하는 최대 전류 제어회로를 또한 구비하며; 그리고
    상기 발진기 회로는 상기 전류 제어신호를 수신하고 상기 출력 전류가 상기 일정한 최대 전류 수준을 초과해서 상승하는 것을 방지하기 위해 상기 주파수 및 상기 듀티 사이클의 하나를 제어하는 펄스 폭 변조 제어신호를 포함하는 발광 다이오드 드라이버.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 입력 전압은 최소 전압 수준과 최대 전압 수준 사이에 정상 작동 범위를 갖는 교류 라인 전압을 변조하는 것을 기초하며; 그리고
    상기 펄스 폭 변조 제어회로는 상기 입력 전압이 상기 교류 라인 전압에 대해 상기 정상 작동 범위 이내의 수준을 갖는 동안 상기 출력 전류에 대해 상기 일정한 최대 전류 수준을 유지하도록 상기 주파수 및 상기 듀티 사이클의 하나를 제어하는 발광 다이오드 드라이버.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 컨버터는 플라이백 컨버터를 포함하며,
    상기 플라이백 컨버터는,
    1차 권선 및 2차 권선을 갖는 변압기;
    상기 정류 전압과 기준 전압 간에 상기 변압기의 상기 1차 권선과 직렬로 결합되는 전류 경로 및 제어 단자를 갖는 스위치 회로;
    상기 변압기의 상기 2차 권선에 결합된 입력과 출력을 가지며, 출력 정류기 및 필터 회로를 포함하는 출력 회로를 포함하며; 그리고
    상기 발진기 회로는 불연속 전류 모드로 상기 변압기를 작동하기 위해 일정한 주파수 및 일정한 듀티 사이클을 갖는 제어 신호를 상기 스위치 회로의 상기 제어 단자에 제공하는 발광 다이오드 드라이버.
  8. 발광 다이오드 제어 회로로서:
    교류 라인 전압을 수신하는 입력 및 교류 전도성 각도 변조 전압을 제공하는 출력을 갖는 디머 회로; 그리고
    상기 교류 전도성 각도 변조 전압을 수신하는 입력과, 상대적으로 일정한 출력 전압을 제공하고 상기 교류 전도성 각도 변조 전압에 대한 2차 평균의 제곱을 갖고 비례하여 변화하는 출력 전류를 제공하는 출력을 갖는 개방 루프 드라이버 회로를 포함하는 발광 다이오드 제어회로.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 교류 라인 전압은 공칭 전압 수준을 갖고, 상기 전도성 각도 변조 전압이 상기 공칭 전압 수준일 때 상기 주파수 및 상기 듀티 사이클의 하나는 고정되고 나머지는 상기 출력 전류가 선결된 수준이 되도록 결정되는 발광 다이오드 제어회로.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 개방 루프 드라이버 회로는, 상기 개방 루프 드라이버 회로의 상기 출력 전류를 탐지하고 그것을 표시하는 전류 제어 신호를 제공하는 최대 전류 제어 회로를 포함하며;
    상기 개방 루프 드라이버 회로는 상기 출력 전류가 상기 선결된 최대 전류 수준을 초과하여 상승하는 것을 방지하기 위해 동작하는 동안 상기 전류 제어 신호를 수신하고, 상기 주파수 및 상기 듀티 사이클의 하나를 조정하며;
    상기 교류 라인 전압은 최소 작동 전압 수준과 최대 작동 전압 수준 사이에 정상 작동 전압 범위를 가지며; 그리고
    상기 교류 전도성 각도 변조 전압이 상기 정상 작동 전압 범위 이내인 동안 상기 출력 전류에 대한 상기 선결된 최대 전류 수준이 유지되도록 상기 주파수 및 상기 듀티 사이클의 하나는 고정되고 나머지는 상기 개방 루프 드라이버 회로에 의해 제어되는 것을 특징으로 하는 발광 다이오드 제어회로.
  11. 개방 루프 디밍 제어를 갖는 발광 다이오드(LED)의 구동 방법으로서;
    교류 전도성 각도 변조 전압을 정류하고 정류 전압을 제공하며; 그리고
    정류 전압을 일정한 주파수 및 일정한 듀티 사이클을 갖는 제어 신호를 사용하여 일정한 출력 전압 및 상기 교류 전도성 각 변조 전압에 대한 2차 평균의 제곱에 비례하여 변화하는 크기를 갖는 출력 전류로 변환하는 것을 포함하는 개방 루프 디밍 제어를 갖는 것을 특징으로 하는 발광 다이오드(LED)의 구동 방법.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 교류 전도성 각도 변조 전압을 제공하도록 공칭전압 수준을 갖는 교류 라인 전압을 변조하며; 그리고
    상기 교류 전도성 각도 변조 전압이 교류 라인 전압의 공칭 전압 수준과 같은 전압 수준일 때 출력 전류가 선결된 크기를 갖도록 제어신호의 주파수 및 듀티 사이클의 하나를 고정하고 나머지를 결정하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 발광 다이오드(LED)의 구동 방법.
  13. 제 11 항에 있어서,
    선결된 최대 전류 수준으로 출력 전류를 제한하는 것을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 발광 다이오드(LED)의 구동 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 교류 전도성 각도 변조 전압을 제공하도록 최소 전압 수준 및 최대 전압 수준 간에 정상 작동 범위를 갖는 교류 라인 전압을 변조하며;
    상기 교류 전도성 각도 변조 전압이 최소 전압 수준일 때 출력 전류를 선결된 최대 전류 수준으로 제한하기 위해 제어 신호의 주파수 및 듀티 사이클의 하나를 고정하고 나머지를 결정하며; 그리고
    동작 동안, 상기 교류 전도성 각도 변조 전압이 최저 전압 수준을 초과할 때 선결된 최대 전류 수준으로 출력 전류를 제한하기 위해 제어신호의 주파수 및 듀티 사이클의 하나를 조정하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 발광 다이오드(LED)의 구동 방법.
  15. 제 11 항에 있어서,
    상기 정류 전압을 변환하는 것은 플라이백 컨버터에 대한 변압기의 1차 전류를 스위칭하며, 불연속 전류 모드로 변압기를 동작시키는 스위치에 제어신호를 제공하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 발광 다이오드(LED)의 구동 방법.
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