CN115706528A - 谐振运行的开关式隔离功率转换器和其深度调光方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种谐振运行的开关式隔离功率转换器和其深度调光方法。为了降低以开关式电子功率转换器作为功率部分的受控电源的输出功率，可以改变该功率部分的节拍，特别是提高其频率。出于同样的目的，本发明给出了一种功率转换器和方法，其中，功率部分的节拍从特定的输出功率开始保持恒定。从该输出功率开始，周期性地切换功率部分的拓扑，特别是将可切换的旁路电容器周期性地耦合和再次解耦。这种耦合特别优选与作为谐振半桥的组成部分的变压器的初级绕组并联地进行，以便通过可切换的旁路电容器的电容传导出如此多的电流，使得只要旁路电容耦合，则整流器和负载实际上解耦。本发明同样涉及一种用于运行开关式电子功率转换器的方法。

Description

谐振运行的开关式隔离功率转换器和其深度调光方法

技术领域

本发明涉及一种用于对作为开关式电子功率转换器的谐振半桥进行深度调光的电路和方法，由于在这些电子功率转换器的拓扑中有意地设置的谐振电路，这些电子功率转换器的节拍(Taktung)可能难以中断。这种中断通常用于非常深度的调光，即用于在非谐振开关式功率转换器的情况下设置非常小的输出功率或输出电流。替代地，这里给出了一种电路和相关方法，以便即使在不中断节拍的情况下也能够设置非常小的输出功率或输出电流。开关式电子功率转换器尤其包含在插入式电源单元、简单电源、开关式电源、实验室电源、DC转换器、DC-DC转换器、有源电流源、有源电压源或用于光源、优选用于发光二极管的操作装置中。

背景技术

所有开关式电子功率转换器分别包括至少一个存储电容器和至少一个存储电感或存储线圈或存储电感器以及至少一个整流二极管和至少一个有源可控的功率晶体管。这已经概述了降压转换器、升压转换器和降压-升压(电池升压或反激式)转换器三种最简单的功率转换器拓扑结构。后者强制性地需要两个存储电容器，第二个存储电容器与其输出并联；作为进一步说明的基础，在前者的情况下，输出存储电容器不是强制性的，但通常存在。如果改为使用两个存储电感，它们也可以耦合，并且如果存储电容器中的一个移动到功率晶体管和整流二极管之间，则由此可以构造

转换器。zeta转换器和SEPIC(single-ended primary inductor converter，单端初级电感转换器)均衍生自

转换器，并且附加地需要另一个存储电容器，zeta转换器位于其输入端，SEPIC位于其输出端。显然只是从降压转换器衍生而来的正激转换器，除了这个非常简单的转换器之外，还需要另外两个二极管和一个三绕组变压器。如果在同一功率转换器拓扑中使用两个有源可控的功率晶体管，这尤其形成改进的正激转换器、改进的降压-升压转换器或其组合，上述从降压转换器到SEPIC的六种简单转换器拓扑的同步变体或其相关的电流双向转换器、推挽电路或半桥，包括由两个串联连接的功率晶体管构成的所谓桥支路。它的中心点将“上”功率晶体管的参考电位连接到“下”功率晶体管的工作电极，“上”功率晶体管的工作电极连接到(正)电源电压，“下”功率晶体管的参考电位连接到至少具有低电阻的电路地。

除了存储电感的功能变化(其也将在下面进一步描述)之外，并且除了至少一个附加的整流二极管(其与已经存在的整流二极管一起产生适用于全波整流的整流器)之外，半桥至少还需要与存储电感串联的一个第三存储电容，该电容吸收桥支路的中心点处的输出电压的直流电压分量。如果该第三存储电容器与在半桥的情况下有利地至少部分地由变压器实现的存储电感一起形成谐振电路，其固有频率刚好低于桥支路的中心点处的输出电压的最低开关频率(Taktfrequenz)，则这形成具有ZVS开关负荷释放的谐振LLC转换器。LLC的特点是与至少一部分参与谐振电路的电感并联的功率的输出耦合。如果纯谐振电容器附加地与所述变压器并联连接，特别是在次级侧与整流器的输入并联连接，并且如果同时上述第三存储电容器具有非常高的电容，因此不或者近似不参与谐振，这产生所谓的谐振LCC转换器，在所谓的谐振LCC转换器中，与所述谐振电容器并联地耦合输出功率，并且在上述其固有频率的设置的情况下，同样具有ZVS开关负荷释放。后者意味着开关式功率转换器中涉及的功率晶体管的每个导通过程，即这里一个桥支路的两个功率晶体管的每个导通过程都在零电压下发生，其结果是，避免了导通损耗并且无线电干扰因此也减少。每个负载的纯电阻部分、即来自连接在整流器的输出中的所有非电抗元件的降频效果，被允许一起用于使连接到桥支路的中心点的所有元件都低于开关频率。与上述从降压转换器到SEPIC的六种相对简单的功率转换器拓扑相比，在半桥的情况下，有意义的是，从功率流方向来看，可以说“逆变器”基本上由半桥的一个桥支路构成，其中心点是逆变器的输出，而“整流器”至少由两个或四个整流二极管以及第二存储电容器构成。在四个整流二极管的情况下，这些整流二极管布置成Graetz电路，即像经典的全波整流器一样，但是，这里其必须适合用于桥支路的中心点处的输出电压的高开关频率。已经提到的谐振电路位于其之间，其不仅使ZVS开关负荷减轻明显更容易，而且尤其是使得可以通过开关频率和谐振电路特性之间的比来控制整个开关式电子功率转换器。为了实现有利的ZVS开关负荷减轻，从其桥支路几乎总是以过谐振的方式向谐振电路和与其连接的整流器提供能量，因此其至少表现为是轻微电感性的。为了降低要传输的功率，原则上增大谐振电子ZVS功率转换器的开关频率。在此，谐振电路表现为越来越具有电感性，其结果是，最终使可以传输的有功功率降低。

对于希望显著低于半桥功率转换器或简称为半桥的输入电压的输出电压，作为整流器，仅Graetz电路或者特别有利地在对整流器供应能量的电感的中心处具有抽头的中心抽头电路是有意义的。由于所提到的两个整流器拓扑的输入不能以地为参考，因此为整流器供电的电感必须是变压器的次级绕组，如已经提到的，其初级绕组特别有利地形成谐振半桥的谐振电路的电感的至少一部分。如果该变压器具有特别高的漏电感，则其初级绕组可能足以作为谐振电路的整个电感部分。换言之，当半桥功率转换器应当是降压转换器时，必不可少的变压器的漏电感是用于将半桥功率转换器设计为是谐振的触发器。由于为此所需的谐振电路从功率流方向看位于逆变器和整流器之间，并且同时包含变压器，因此特别有利地被设计为是谐振的降压半桥功率转换器自动也是被隔离的转换器或隔离转换器。因此，输出电压<200V(对于欧洲；例如对于美国，<100V)并且功率在50W和1000W之间的开关式电子功率转换器经常被设计为谐振半桥，有时功率也低于或高于其，即使除了电压转换之外，在它们的输出和它们的输入之间也不一定需要隔离。在EP 3 095298B1中公开了用于该输出电压范围的没有隔离的几个已知的半桥电路之一。在那里，代替变压器，给出了共模扼流圈(Gleichtaktdrossel)，以便能够恢复刚才排除的接地参考。

在半桥的情况下，从降压转换器到SEPIC的六种相对简单的功率转换器拓扑中的存储电感(其中可能存储有具有直流电流的电流，有或者时甚至可能存储有仍然仅具有处于开关频率的波纹的不间断或连续的直流电流)转变为具有因此明显降低的亨利值的谐振电感或谐振电路的电感部分。这是因为至少在该谐振电感的变压器部分中，现在在桥支路的中心点处以输出电压的频率流动纯交流电流。变压器的漏电感通常不足以形成谐振电感，因此为此通常必须串联连接分立的谐振线圈。替换地或附加地，至少一个线圈可以串联连接在整流器的输出和整个半桥功率转换器的输出、即第二存储电容器之间，其于是进行滤波、因此进行存储，以及同时当其值足够小时，还参与谐振过程。

此外，所有被设计是谐振的半桥功率转换器可以特别有利地以自激振荡的方式运行，其中，桥支路的中心点处的一小部分输出功率直接用于在相反的方向上控制同一桥支路的两个功率晶体管。这通常比首先费力地建立部分无电位的辅助电压源更高效，相应地部分由该辅助电压源对功率晶体管供电，以使其导通和关断。在双极功率晶体管的情况下，这一小部分输出功率甚至是同相的(phasenrichtig)，因此励磁绕组与桥支路的中心点串联的简单的控制变换器可能足以用于通过作为基本电路的两个反向地定向的控制绕组来正确地控制两个功率晶体管。以这种方式立即一起完成对两个功率晶体管中的上功率晶体管的控制的所需要的电流解耦。可以在DE 10 2020 130 728.4中找到关于这些自激振荡装置的很好的总结。在此应当特别注意特别是这些自激振荡装置从外部的可控性，其形成能够将自激振荡装置用作受控电流源中的开关式电子功率转换器的基本要求。对于桥支路中的双极晶体管，在所述控制变换器上具有明显更多匝的第四绕组已被证明是理想方式，相应地在当前导通的双极功率晶体管的实际关断时间点之前不久将第四绕组短路。这在EP 1705 961 A2和EP 2 111 730 B1中示例性地示出。这种自激振荡装置也可以通过第四绕组以比通过传统的DIAC启动电路更受控制的方式启动。

在桥支路中为MOS场效应功率晶体管的情况下，两个控制绕组适合用于控制栅极，这两个控制绕组甚至可以以相反地定向的方式耦合到分立的谐振电感。省去了上述控制变换器。然而，于是需要相位校正，如例如在EP 781 077 B1中所公开的。

由于在所有这些自激振荡装置中部分存在正反馈，因此它们的频繁停止和重新启动是特别不利的，正如在开头已经作为解决方案可能性针对所谓的深度调光所提到的。自激振荡装置最好永久振荡，这里将这假设为边界条件。谐振功率转换器的优选的自然工作点由其所包括的谐振电路的阻抗

相对于其固有频率的开关频率

和输入电压来定义。

对于作为负载的发光二极管(其工作电压在本质上是定义的，并且旨在以可变电流工作，尤其是以这种方式进行调光)，在对其供电的谐振功率转换器的输出端处具有尽可能自然的电流源特性是最有利的。上述谐振电感(经常可以作为分立元件来添加)-变压器-逆变器和整流器之间的第三存储电容器的布置已经相当好地实现了这一目标。在这一点上需要提到的是，上述的“至少一个第三”存储电容器在桥式电路中由于相应的减少而成为谐振电容器。

实际上，与这里一样，通常存在瞬时输出电压到要调节的输出电流的自然反馈，或者相反。这经常是逆变器和整流器之间的无功功率最小化的结果，并且另外通过逆变器的开关频率使得这两种类型的输出参量、即电压和电流都可控。然而，于是需要对输出进行调节，以便对未调节的电输出参量到要调节的电输出参量的这些反馈进行补偿。本发明在这里具有其第一个出发点。

所给出的谐振半桥功率转换器的发展的第二个出发点是对谐振半桥功率转换器在初级侧的整体控制和调节的位置。因为也要从那里对桥支路的两个功率晶体管进行控制。因此也出现在照明技术中常用的一些数字控制方法、例如DALI与它们所控制的照明设备各自的能量供应网络有关。

有利地避免在其次级侧对同一功率转换器进行第二控制和调节，以降低复杂性并因此节省成本，并提高可靠性。然而，用来对经常连接到半桥功率转换器的发光二极管进行操作和调光的重要的参量、即负载电流或输出电流以及要以可靠并且彼此独立的方式永久测量的输出电压落在该次级侧。这些测量的结果作为反馈参量用于输入到集中在初级侧的控制和调节中，因此必须跨越隔离屏障与上述形成谐振电路的一部分的变压器独立地进行传输。

为此，至少需要光耦合器或小型测量变压器或者同时需要两者。这也要尽可能避免，因为这两者都相对较大、昂贵且受到公差误差的严重困扰。此外，随着不断地老化，光耦合器变得不准确，因此变得不可靠。

在DE 10 2020 203 531.8中公开了一种使用特别有利的测量变压器跨越隔离屏障进行电流测量的方法；在EP 2 840 696 B1中、在US 10 390 404 B2中和在EP 3 399 636B1中公开了用于传输测量参量的光耦合器的特别抗干扰的操作的几种方法。

代替所有这些，要在谐振半桥的初级侧测量两个重要的输出参量。例如也可以足够准确地直接经由用来为半桥供电的输入电流来确定为所连接的发光二极管供电的输出电流，直至大约10％的调光水平。将调光水平的该范围称为第一范围。在DE 10 2021 203742.9中公开了一种用于在第一范围内进行电流测量的特别有利的方法。输出电压经常通过经由变压器从次级侧反射回初级侧的电压的峰值整流来测量。为了减少损耗，这也可以通过同一变压器上的辅助绕组来进行，该辅助绕组的匝数明显少于变压器的初级绕组所具有的匝数。

在该10％以下，无功值、特别是一起测量的损耗开始占主导地位，因此不再产生谐振半桥的初级侧的这种简单的测量所需的精度。该小的调光水平的范围在下文中也称为第二范围。附加地，在10％以下，各个调光级别之间的步长变得越来越窄，因为眼睛具有对数亮度敏感度(logarithmische Helligkeitsempfindlichkeit)。10％和1％之间的范围例如不具有0.1％级别的线性特性曲线将产生的90个步长，而是根据对此又仅用作示例的DALI标准，具有大约200步长。如果在相关控制特性曲线上的最大电流的10％的输出电流附近，上述0.1％级别仍然足够，则在最大电流的1％附近，需要仅四分之一的级别，即0.025％。

发明内容

本发明要解决的技术问题是，给出一种谐振功率转换器，其不仅能够被控制到非常小的输出电流，而且能够可靠和准确地测量相同的非常小的输出电流。因为借助准确的测量值作为反馈参量，可以由上述控制建立调节。

此外，给出一种可以由半桥功率转换器执行的方法。

在此，既不在所考虑的半桥功率转换器的次级侧安装任何信号处理单元(例如控制器和/或调节器)，也不在次级侧和初级侧之间使用常见的信号传输部件、例如光耦合器或者测量变压器。

根据本发明，上述技术问题利用如下的谐振运行的开关式隔离功率转换器来解决，该谐振运行的开关式隔离功率转换器具有用于运行能够连接的负载的输出功率范围，其中，输出功率范围由允许的输出电压范围和允许的输出电流范围得到，所述开关式隔离功率转换器具有：交替接通和断开的以半桥配置的至少两个开关，用于使位于电路中的至少一个电感磁化和退磁，其中，位于电路中的至少一个电感和至少一个旁路电容参与用于谐振运行的谐振电路，其中，在第一运行模式下，旁路电容被解耦，并且其中，通过调整开关式功率转换器的开关频率，在第一输出电流范围内针对负载减小其输出电流，第一输出电流范围从100％的最大输出电流延伸到减小的输出电流，其中，开关式功率转换器在第二运行模式下被配置为，基本上保持开关频率，并且与开关频率同步地周期性地改变谐振电路的至少一个旁路电容，即借助半导体开关将至少一个可切换的旁路电容器周期性地耦合和解耦，以改变工作点，由此在第二输出电流范围内针对负载进一步减小开关式转换器的输出电流，第二输出电流范围从减小的输出电流延伸至最小输出电流。下文中，“隔离”是指输入(例如功率转换器的电网输入)和输出(即所提到的负载能够连接的位置)之间的电流隔离。这种隔离可以符合SELV(Safety Extra Low Voltage＝安全超低电压)标准或对应于用于防止电击的其它标准。这种电流隔离例如可以借助变压器来进行，变压器将功率转换器分成具有输入和逆变器的初级侧以及具有整流器和输出的次级侧。这里，可连接的负载优选是LED负载，即一个LED或通常是多个LED，它们特别优选串联连接成至少一组。通过根据本发明借助可切换的旁路电容器改变工作点，可以使转换器的功率范围明显向低功率扩展，从而例如能够实现连接的LED的深度调光。在谐振转换器的情况下，这不能容易地实现，因为这样的转换器不能简单地在其振荡中中断，而是必须始终保持运行。通过以与开关频率同步的方式对旁路电容器进行周期性的耦合和解耦，可以有利地在这两个工作点之间设置任意的功率，如果旁路电容器连续地解耦或连续地耦合，则得到该功率。

在一个优选的实施方式中，谐振运行的开关式隔离功率转换器具有两个电感，其中一个电感为谐振电感，另一个为变压器的初级绕组，并且其中，功率转换器被配置为，借助与变压器的该初级绕组并联的半导体开关对旁路电容进行切换。旁路电容器的这种接线提供了对开关晶体管的简单的控制以及功率转换器的工作点的良好的可调节性的优点。

在谐振运行的开关式隔离功率转换器的另一个优选的实施方式中，旁路电容的大小为，只要至少一个旁路电容被耦合，则功率转换器的输出电流变为零。该措施使得输出功率能够从第一运行模式下的输出功率的最小值有利地几乎降低到零，而不需要停止功率转换器，因为在该第二运行模式下，功率转换器于是主要产生无功功率，无功功率保持功率转换器运行，而不使其损坏，因为功率转换器被设计为是谐振的。

在另一个实施方式中，谐振运行的开关式隔离功率转换器的旁路电容的尺寸被设计成，使得在旁路电容耦合的情况下，当从设计值出发，至少一个可切换的旁路电容器的电容减小1.01到5倍，优选减小1.1到1.5倍时，功率转换器的输出电流尤其是不再变为零。该措施是旁路电容器的安全尺寸确定，其将在构件中以所有可以想到的公差工作。

在谐振运行的开关式隔离功率转换器的另一个实施方式中，以与至少一个能够切换的旁路电容并联的方式存在不能切换的旁路电容，其中，能够切换的旁路电容与不能切换的旁路电容的比在1、…、20的范围内，优选在2、…、10的范围内。不能切换的旁路电容可以全部或部分是寄生电容，其例如由变压器的匝电容和整流二极管的并联电容形成。通过该措施，不可避免的寄生电容有利地参与功率转换器的运行，并且在此有助于优化成本，因为可以节省实际构件。

在谐振运行的开关式隔离功率转换器的再一个实施方式中，其被配置为，基本上通过调整功率转换器的开关频率，使输出电流从功率转换器的100％的最大输出电流值减小到最大输出电流的40％至4％的第一减小的输出电流值，其中，在第一减小的输出电流值以下，开关频率基本上保持恒定，并且基本上借助占空比(D)来使输出电流减小，在所述占空比下使能切换的旁路电容暂时不耦合或者解耦。占空比D是能切换的旁路电容暂时解耦的持续时间除以周期持续时间。周期持续时间与旁路电容的周期性的耦合和解耦有关。通过使用周期性的脉冲模式来切换工作点，可以有利地设置第一和第二工作模式的工作点之间的任意的工作点，从而实现精确的输出电流调节。

为此，在另一个实施方式中，谐振运行的开关式隔离功率转换器从第一减小的输出电流值起，使占空比逐步从100％减小到最小占空比。这有利地确保了非常简单、但是仍然精确的针对负载的输出电流的调节。

在该另一个实施方式的一个特别的设计方案中，在可能的最小输出电流范围内，谐振运行的开关式隔离功率转换器的最小占空比在30％到0％的范围内，优选在20％到1％的范围内。通过该优选的最小占空比的定义，尽管不再可能实现到输出电流的0％的调光，但有利地实现了在没有旁路电容的情况下运行的最小持续时间，这可以用于测量相关的转换器参量。

因此，优选确定谐振运行的开关式隔离功率转换器的最小占空比的大小，使得Tmess在10μs到5000μs的范围内，优选在50μs至1000μs的范围内。需要最小持续时间，以便可以稳定用于测量功率转换器的相关参量的测量滤波器。理论上最短的持续时间Tmeas是谐振功率转换器的一个完整开关周期，其中，实际持续时间可能更长，并且也不一定是谐振功率转换器的开关周期的整数倍。在60W LED驱动器的情况下，持续时间Tmess的长度例如为150μs。

也就是说，在持续时间Tmess期间，谐振运行的开关式隔离功率转换器被配置为，测量作为输入参量对功率转换器进行电流调节所需的参量，特别是功率转换器的初级侧的输入电流和输入电压以及输出电压的值。输入电压是功率转换器的整流部分下游的电压，其上游电压是电网电压，并且输入电流是从输入端流入功率转换器的电流。这有利地确保了对功率转换器的简单且精确的调节。

在另一个优选的实施方式中，谐振运行的开关式隔离功率转换器被配置为，总是正好在耦合时间点施加在关断的耦合晶体管上的电压变为最小时，耦合旁路电容。通过该措施，在耦合时间点流入可切换的旁路电容的补偿电流有利地被最小化。这又有利地使开关中的开关损耗最小化，因为其几乎使得能够实现零电压开关，也称为ZVS或者zerovoltage switching(零电压开关)。

在另一个实施方式中，谐振运行的开关式隔离功率转换器具有第一和第二能够耦合和解耦的旁路电容，其中，谐振运行的开关式隔离功率转换器被配置为，在开关式转换器的预先确定的输出电流以下将第二能够耦合和解耦的旁路电容持续耦合，并且对应地在所述预先确定的输出电流以上将第二能够耦合和解耦的旁路电容解耦，其中，所述预先确定的输出电流在最大输出电流的95％至4％的范围内，优选在最大输出电流的90％至50％的范围内

第二能够耦合和解耦的旁路电容和其耦合电路尤其是适用于针对60W或更高的功率设计的设备。这种支路的接线，即第二能够耦合和解耦的旁路电容和其耦合电路，于是与第一能够切换的旁路电容和其耦合电路的串联电路并联。电容的大小与不能耦合和解耦的旁路电容的大小在同一范围内。可以以与在第一可切换的旁路电容的情况下相同的方式构造耦合电路。然而，由于耦合和解耦仅以静态的方式进行，因此以下的更简单的实施方式也是可以的，即，该实施方式具有比用于第一能够耦合和解耦的旁路电容的耦合电路具有更慢的耦合和解耦。通过该措施，可以更简单地对输出电流进行调节，因为由此有利地不再需要对转换器的开关频率进行如此之大的调整，这种大的调整经常难以实现，并且对功率转换器调节的鲁棒性产生负面的影响。

在另一个优选的实施方式中，在谐振运行的开关式隔离功率转换器中，除了变压器之外，另外的电感和/或另外的电容参与用于谐振运行的谐振电路。这种转换器拓扑具有一些已知的优点，这里优选也可以使用这些优点。更准确地说，根据该实施方式的转换器是所谓的LLCC转换器，因为于是两个电容和两个电感参与转换器的谐振，因为经常不能以成本中性的方式消除寄生电容和电感。因此，将其作为参与谐振电路的电抗而用于功率转换器的优势，以减轻劣势并且从这种情况中获得优势。

在另一个优选的实施方式中，谐振运行的开关式隔离功率转换器包括具有4个绕组的控制变换器(Ansteuerübertrager)，其中，第一绕组布置在功率转换器的电流路径中，其中，第二和第三绕组以半桥配置控制两个开关，并且功率转换器被配置为，相应地在当前导通的开关的实际断开时间点之前不久使第四绕组短路，其中，具有半桥配置的至少两个开关由双极晶体管构成。在本申请中公开的自激振荡拓扑有利地特别适合用于双极晶体管，因为它们非常具有成本效益，并且因为对于作为开关的MOSFET，存在其它有利的拓扑。

在一个特别优选的实施方式中，谐振运行的开关式隔离功率转换器的负载由一个或多个LED构成，所述一个或多个LED串联或并联连接或者具有串联电路和并联电路的混合电路。这里提出的拓扑特别适合用于LED驱动器的制造，并且本发明也基于申请人对新的LED驱动器平台的开发。

因此，本发明还涉及一种用于运行至少一个LED的运行设备，其具有根据上面公开的特征中的一个或多个的转换器，其中，所述运行设备被配置为，调节其输出电流并且根据SELV标准保持电流隔离。在LED驱动器的情况下，对输出电流的调节由于LED的特性曲线而是特别有利的，并且根据SELV标准的设计确保了运行设备的特殊的安全特征。

本发明同样涉及一种用于运行根据上面公开的特征中的一个或多个的谐振运行的开关式隔离功率转换器的方法，其特征在于以下步骤：

-在第一运行模式下，调整开关式功率转换器的开关频率，以针对连接负载减小输出电流，

-在第二运行模式下，保持在第一运行模式下最后设置的开关频率，并且与开关频率同步地借助半导体开关将谐振电路的至少一个旁路电容周期性地耦合和解耦，以改变功率转换器的工作点，由此针对负载进一步减小输出电流。

如上面已经描述的，通过根据本发明借助可切换的旁路电容改变工作点，可以使转换器的功率范围明显向低功率扩展，从而例如能够对连接的LED进行深度调光。在谐振转换器的情况下，这不能容易地实现，因为这样的转换器不能简单地在其振荡中中断，而是必须始终保持运行，特别是当转换器是自激振荡转换器时。通过以与开关频率同步的方式对旁路电容进行周期性的耦合和解耦，可以有利地设置这两个工作点之间的任意的功率。

在下面的描述中找到优选实施方式，其以特别有利的方式扩展本发明的中心思想以及整个公开，其中，在进行说明时并不总是在具体细节上在设备和使用方面之间进行区分；在任何情况下都应就所有类别隐含地解读本公开。

从下面的描述中得到根据本发明的谐振运行的开关式隔离功率转换器的其它有利的扩展方案和设计方案。

附图说明

根据下面对实施例的描述，并且根据附图，得到本发明的其它优点、特征和细节，在附图中相同或者功能相同的元素设置有相同的附图标记。在此，在附图中：

图1a示出了具有与中心抽头整流器的输入并联的旁路电容器的谐振功率转换器(现有技术)，

图1b示出了具有与Graetz整流器的输入并联的旁路电容器的谐振功率转换器(现有技术)，

图1c示出了具有中心抽头整流器并且具有与其变压器的初级绕组并联的旁路电容器的谐振功率转换器(现有技术)，

图1d示出了具有Graetz整流器并且具有与其变压器的初级绕组并联的旁路电容器的谐振功率转换器(现有技术)，

图1e示出了具有中心抽头整流器并且具有与其变压器的初级绕组并联的可切换的旁路电容器的谐振功率转换器，

图1f示出了具有Graetz整流器并且具有与其变压器的初级绕组并联的可切换的旁路电容器的谐振功率转换器，

图2a示出了具有旁路电容器的次级侧的Graetz整流二极管上的截止电压，该旁路电容器根据图1b与根据图1的整流器的输入永久地直接并联连接(现有技术)，

图2b示出了同一整流二极管上的截止电压，其Graetz电路由变压器供电，变压器的初级绕组根据图1d与旁路电容器永久并联连接(现有技术)，

图2c示出了中心抽头电路的整流二极管上的截止电压，该中心抽头电路由变压器供电，变压器的初级绕组根据图1c与旁路电容器永久并联连接(现有技术)，

图3a示出了具有用于对具有可切换的旁路电容器的谐振半桥功率转换器进行深度调光的第一和第二范围的特性曲线，

图3b示出了具有用于对具有可切换的旁路电容器的谐振半桥功率转换器进行深度调光的第一和第二范围的特性曲线，

图4a示出了在第二范围的第一工作点处运行的谐振半桥功率转换器中的测量曲线，

图4b示出了在第二范围的中间工作点处运行的谐振半桥功率转换器中的测量曲线，

图4c示出了在第二范围的最后的工作点处运行的谐振半桥功率转换器中的测量曲线，

图5a示出了与其变压器的初级绕组并联的用于将谐振半桥功率转换器中的旁路电容器耦合和再次解耦的耦合电路，

图5b示出了在没有变压器和整流器的情况下示出的谐振的和自激振荡的半桥功率转换器的整体电路，

图6示出了用于可切换的旁路电容器的耦合的同步，

图7a示出了用于可切换的旁路电容器的解耦的同步，

图7b示出了不进行同步的情况下的旁路电容器的解耦，

图8示出了整个调光范围内的第一和第二范围。

具体实施方式

图1a示出了谐振开关式半桥功率转换器拓扑600a的已知基本结构，其逆变器100包括桥支路以及第一存储电容器或输入滤波电容器7和电流测量装置8。除了从存储电感到谐振电感的功能改变之外(这里谐振电感特别优选地由变压器5a+5b形成并且经常由纯谐振电感4补充)，并且除了至少一个附加的快速整流二极管之外(快速整流二极管与已经存在于降压转换器中的快速整流二极管一起产生适合用于全波整流的整流器200a)，该半桥拓扑600a还需要与谐振电感4+5a+5b串联的至少一个第三存储电容器3，该至少一个第三存储电容器3吸收桥支路的中心点10处的输出电压的直流电压分量。像逆变器100中的桥支路一样，被视为“部件施予者(Bauteilespender)”的降压转换器对于其正常功能同样强制性地需要第一存储电容器或输入滤波电容器7，与降压转换器相比，逆变器100包括附加的有源可控的第二功率晶体管。输入滤波电容器7的优点是，任意功率晶体管，无论是在降压转换器中，还是在半桥中，总是仅必须最大程度地阻断将该输入滤波电容器7当前充电到的电压。第二存储电容器或输出滤波电容器6在降压转换器中通常也与负载并联连接，然而，这里其对于整流器200a的正常功能是必需的。整流器200a具有中心抽头电路，中心抽头电路的返回路径从输出滤波电容器6经由作为变压器5a+5b的次级绕组5b的第三触点的中心抽头形成。

由于仅需要两个整流二极管并且由于其固有电压减半，因此优选使用中心抽头电路200a作为整流器，因为大多数开关式功率转换器必须将根据其几百伏的输入电压测量的其输出电压大大降低或者大大减小。该优点通过如下方式来得到，即，整流器200a的两个整流二极管分别必须阻断双倍的输出电压，还要对其添加振荡电压尖峰，这些振荡电压尖峰尤其是由整流器200a中的次级绕组5b的两半之间的漏电感产生，漏电感在整流二极管每次关断之后与其并联电容一起振荡，并联电容由于两个变压器绕组的寄生匝数电容而附加地增大。

如果此处所示的“传统”位置中的第三存储电容器3(通常也称为DC或直流解耦电容器或仅简称为耦合电容器)，与谐振电感4+5a+5b一起在逆变器100和整流器200a之间形成谐振电路300，谐振电路300具有刚好低于中心点10处输出电压的最低开关频率的固有频率，则形成具有ZVS开关负荷减轻的谐振半桥转换器拓扑600a。谐振电路300可以说作为“弹性”的、同时无损耗的匹配网络来工作，并且不仅显著促进ZVS开关负荷减轻，而且尤其是通过开关频率与其谐振电路特性之间的比而使整个开关式电子功率转换器600a可控。这是因为半桥通常通过其开关频率来控制，因为PWM作为控制参量

不太适合。

在半桥功率转换器600a的情况下，例如降压转换器中的原先的存储电感已变成谐振电感4+5a+5b或谐振电路300的电感部分，因此亨利值显著降低。因为至少在该谐振电感的变压器部分5a中，在桥支路的中心点10处以输出电压的频率流动交流电流。一般来说，变压器5a+5b的漏电感不足以形成谐振电感，因此通常必须与其串联连接分立的谐振线圈4。对于第三存储电容器3使用相反的情况，尽管第三存储电容器3也是直流解耦的，但是其特别是形成谐振电路300的谐振电容器3，为此它可以具有比传统的耦合电容器小得多的电容。

为了实现有利的ZVS开关负荷减轻，谐振电路300几乎总是由其逆变器100提供以过谐振方式(überresonant)提供能量；因此其至少表现出轻微的感性，在低输出功率的情况下甚至表现出很大的感性。为了减少要传输的功率，原则上增加谐振电子ZVS功率转换器的开关频率。ZVS开关负荷减轻意味着，参与开关式功率转换器600a的功率晶体管的每个导通过程，即这里为桥支路的两个功率晶体管的每个导通过程，在零电压下进行，因此避免任意的导通损耗，从而也减少了无线电干扰。允许与其一起使用连接到整流器200a的输出U_A的每个负载的纯欧姆部分的频率降低效果，并且连接到中心点10的所有元件达到开关频率以下。

对于要显著小于半桥功率转换器600a的输入电压的输出电压，中心抽头整流器几乎是唯一可能且有意义的变形方案。由于该整流器的输入由于其相反的电压曲线而不能以地为参考，因此为整流器供电的电感必须是变压器的次级绕组5b，如已经提到的，其初级绕组5a特别有利地形成半桥功率转换器600a的谐振电路300的电感的至少一部分。也就是说，用于谐振半桥功率转换器的变压器不需要进行泄漏优化，这特别是在初级和次级绕组之间的隔离方面的大厚度要求的情况下是特别有利的。如果该变压器具有特别高的漏电感，则其初级绕组5a可能足以作为谐振电路的整个电感部分，并且外部谐振电感4于是将是多余的。换言之，当半桥功率转换器600a要成为降压转换器时，强制的变压器5a+5b的漏电感是以谐振方式设计半桥功率转换器600a的触发器。由于为此所需的谐振电路300必须包含变压器，因此特别有利地以谐振方式设计的降压半桥功率转换器600a也自动是被隔离的转换器或进行隔离的转换器，即使除了它们的输出和它们的输入之间的电压转换之外，不一定需要进行隔离。开关式谐振半桥转换器拓扑600a的主要优点是功率晶体管和整流二极管的良好利用以及针对功率晶体管的可靠的电压限制。所有这些使得谐振半桥拓扑600a可用于直至几kW的输出功率。由于谐振电容器3，可以特别有利地根据DE 10 2021 203 742.9实施的电流测量装置8在逆变器100中测量整个拓扑600a的输入电流的整体直流分量，因为没有这样的直流分量可以进入谐振电路300，并且将该测量的结果作为点9处的电压输出。这对于输入功率确定至关重要，如稍后还要描述的。

图1a中的中心抽头电路形式的整流器200a在其整流二极管关断时具有电压过冲的问题，这是由其皮法范围内的并联电容以及由变压器的两个绕组5a和5b的各个匝之间的相似的电容引起的。该问题通过以下方式来有效地避免，即，通过在结构上增大并联电容来特别是显著降低该过冲的幅度。为此目的，对整流器200a的输入并联连接所谓的旁路电容器2b，该旁路电容器2b的电容完全可以是几纳法。因此，谐振电路300和整流器200a重叠，因为每当两个整流器二极管截止时，次级绕组5b和旁路电容器2b都属于两者，甚至仅属于谐振电路300。

图1b示出了相同的逆变器100，谐振电路300连接到其，并且整流器200b又以具有四个整流二极管的格雷茨电路(Graetz-Schaltung)的形式又与其连接，所有这些整流二极管都必须适合用于中心点10处的逆变器的输出电压的高的开关频率。与降压转换器相比，半桥拓扑600b于是需要三个附加的快速整流二极管，即总共需要四个。

如图1b所示，也可以对Graetz整流器200b的输入并联连接旁路电容器2b，以便至少为谐振电路300实现与图1a相同的状态。

Graetz电路的主要优点是，参与其中的所有四个整流二极管必须最大程度地阻断输出滤波电容器6当前充电到的电压。该电压也大致对应于次级绕组5b上的峰值电压。如果整流器200b中的次级绕组5b在其两个外部连接之间具有与来自图1a中的对应的次级绕组相同的匝数，则在这里的输出滤波电容器6中形成图1a中的两倍的输出电压，但作为回报，如果转换器600b的设计在其它方面与转换器600a相同，则只有一半的电流可以在其输出处输出，但是对此，在否则转换器600b的设计与转换器600a的设计相同的情况下，则在其输出端仅能够输出一半的电流。

尽管该次级侧的旁路电容器2b绝对精确地承载整流二极管的截止电压16(也参见图2a)，因为其之间根本没有漏电感，但是去其造成了附加的电流，并且(由于这些电流是纯电容性的)造成了附加的无功功率，两者都必须通过变压器5a+5b传输。这在那里产生附加的损耗，这些损耗特别是在高输出功率的情况下产生干扰，不仅仅是因为总体上紧凑的功率损耗储备，而且还因为在此谐振电路以小的电感运行，即本身产生相对小的无功功率。如果此时附加地出现旁路无功功率，则其不会被其它无功功率“吞噬”或补偿，而是以矢量的形式相加形成更大的视在功率。

由于该问题，在图1c中，旁路电容器从其旧位置2b移动到与变压器的初级绕组5a直接并联的新位置2a。在此，根据下式来调整其电容：

C_(2a)/C_(2b)＝[n_(5b)/n_(5a)]²

其中，n_(x)描述由x表示的变压器绕组的匝数，C_(y)描述由y表示的旁路电容器的电容。这两者，即旁路电容器的新位置和新电容，是这里的图1c与图1a相比的唯一的电路技术上的差异。

外部谐振电感4的存在使这种位置调整受益，因为其电感比主电感小几个数量级，同时通常显著大于变压器5a+5b的漏电感。因此，整流二极管并联电容、绕组并联电容以及(如果像在图1b中一样以与其并联的方式存在)旁路电容器2b不仅与变压器的漏电感一起振荡，而且与在功能上与其串联连接的外部谐振电感4一起振荡。由于其大小通常大大超过漏电感的大小，因此该寄生振荡的电压的同样相当大的一部分施加在谐振电感4上，而仅其一小部分施加在漏电感上。如果将旁路电容器移动到其新位置2a，则不再考虑该小部分，因此整流二极管截止电压36上的振荡保持可见(也参见图2c)。在此，考虑到上式，谐振电路参数大致保持不变。在两个整流二极管都截止的阶段期间，谐振电路300仅附加地获得由漏电感和整流二极管并联电容构成的第二网格(Masche)，旁路电容器2a上的电压从外部施加到所述第二网格上，并且所述第二网格相对于谐振电路300的第一网格完全中断，第一网格在该阶段由谐振电感4以及谐振电容器3和旁路电容器2a的串联连接构成，返回路径经由公共的电路地和逆变器100。一旦存在的整流二极管中的至少一个再次导通，则旁路电容器2a就从谐振电路300的第一网格消失，并且在该位置存在大小大约为2U_A＊n_(5a)/n_(5b)的恒定电压，作为从变压器反射回初级侧的输出电压，这尤其是取决于整流二极管以正方向、还是以负方向导通。在此，n_(5b)描述次级绕组5b的外部结构之间的匝数。

在图1d中，从先前描述的附图出发，仅用Graetz电路形式的整流器来代替中心抽头整流器。这两个电路600d和600c之间的差异尤其是对应于关于图1b与图1a相比所描述的600b和600a之间的差异。进一步的差异在这里以整流二极管截止电压26的形式出现，其由图2c和2b的比较得到，并且稍后还要更详细地解释。以较大的以6结尾的编号16、26和36来表示所选择的整流二极管上的截止电压，以便建立对相应的电路的参考。这三个截止电压的时间曲线将在后面示出并且进行解释。

图1e在图1c之外还包括另一个旁路电容器1和与其串联的耦合电路11。特别是由于该耦合电路，但是也由于上述变压器中的无功功率降低的优点，原则上，该另一个可耦合和解耦、因此可切换的旁路电容器1位于初级侧。在大多数情况下，该可切换的旁路电容器1明显大于其固定或不可切换的相邻电容器2a，由于相同的优点，相邻电容器2a同样优选位于初级侧。该可切换的旁路电容器1的效果可能不仅在位于次级侧的整流器的各个导通阶段中消失，而且实际上总是在其解耦时完全消失。于是在任意情况下，可以测量到大于零的整流器输出电流46，因此也可以测量到通过输出滤波电容器平滑的输出电流47。与其相反，旁路电容器1的大小可以选择为，当耦合时，它防止整流二极管进一步完全导通，因此它在半桥节拍的整个时间段内保持有效，并且只要旁路电容器1耦合，则谐振半桥就一直转换为纯无功振荡器。在此，可以设置所提供的最小输出电压，在宽范围LED运行设备的情况下例如为15V，因为该电压也作为整流器的输入处的摆动(Hub)中的因子而存在。这种摆动(由变压器传输回到初级侧并且在点19处的电压中可见)必须在耦合的旁路电容器1中产生足够的电流，以便不再有电流通过变压器进入整流器，因此将负载解耦。换句话说，对于中心抽头整流器来说适用，这种摆动作为耦合的旁路电容器1的情况下的点19处的最大电压和最小电压的差必须小于4U_A＊n_(5a)/n_(5b)，其中，U_A表示所提供的最小输出电压。该摆动必须越小，则至少一个可切换的旁路电容器1必须越大，以便能够通过其耦合而将负载解耦。通过逻辑信号21来耦合旁路电容器1，逻辑信号21也被预先反相和放大。只要该信号21具有其高电平，旁路电容器因此被解耦并且负载因此被耦合。

与前面已经描述的所有附图一样，图1e除了可以根据DE102021203742.9特别有利地实施的电流测量装置8之外，还示出了针对由半桥汲取的初级电流的测量电压9，并且第一次示出了用于反射回初级侧的输出电压的测量抽头19和用于输入电压的测量抽头29。在此，以9结尾的三个标记不仅描述相应的接头、节点或线路，而且描述分别关于电路地施加在其上的电压。因此，在图1e中首次描述了两个标记19和29，并且以前没有描述，因为第一次引入了可切换的旁路电容器1，而且其可以如此之大，使得当其本身耦合时，其将负载断开，其使得能够实现需要这三个测量抽头的特殊测量方法，稍后也将进一步详细说明。

这里，第一次描绘了未经滤波的输出电流46和通过第二存储电容器或输出滤波电容器6滤波的输出电流47。尽管在稍后的附图中才对这些参量进行详细解释，但是为了建立它们与电路的关系，它们已经在此处注明。未滤波的输出电流46对应于从下面的附图中可以看到的中心抽头电路形式和Graetz电路形式的整流器的输出电流。

此外，如虚线所示，与整流器输入直接并联连接的旁路电容器2b再次出现。这与可切换的旁路电容器1相关，可切换的旁路电容器1通常具有比所有不可切换的、即所谓的“固定”的旁路电容器加起来明显更高的电容。后者尤其是包括例如在图1c中首次示出的旁路电容器2a。所有固定的旁路电容器和电容都会使整流二极管截止电压削平，由此也总是在主旁路电容器1解耦时限制整流二极管截止电压的峰值。在这些时间片段中，固定的旁路电容器或固定的旁路电容处于变压器5a+5b的哪一侧仅扮演次要的角色。这也可以同时在两侧给出，如这里所示出的。虚线的旁路电容器2b例如表示变压器5a+5b的绕组并联电容和所有整流二极管的并联电容，其中，与次级绕组并联的所有电容进一步与项[n_(5b)/n_(5a)]²相乘，以描述它们对初级侧的固定的旁路电容的贡献。该图1e和所有前面的附图中的所有标记的含义同样适用于下文的全部内容。

最后，也可以使得该另一个旁路电容器2a是可切换的(未示出)，因为其位于初级侧。朝向电路地，可以将另一个耦合电路与该另一个旁路电容器串联连接。然后，该另一个旁路电容器获得标记Cs2。

在DE 20 2011 107 797 U1中公开了在谐振半桥中容纳旁路电容器的另一种可能性。在那里，旁路电容器与谐振电感(这里为4)并联连接，并且那里的变压器的初级绕组根本不与电容并联连接。此外，在那里不将旁路电容器解耦。

在图1f中，中心抽头整流器200e再次被Graetz电路200f代替，如在图1b和1d中对应地已示出的。由此得到的谐振半桥600f和600e之间的差异正好对应于谐振半桥600d和600c之间的差异。

图2a示出了相对小的旁路电容器的效果的消失，该旁路电容器根据图1b的Graetz电路200b中的四个整流二极管中的一个上的截止电压16，放大了两个变压器绕组5a和5b的匝并联电容以及所有整流二极管的并联电容。与Graetz整流器的输入直接并联连接的旁路电容器2b的效果可以从截止电压16的曲线中的梯形的平滑斜坡中辨别出来，其对应于谐振电路的振荡部分，谐振电路于是作为电容部分相应地包含谐振电容器3和旁路电容器2b的串联连接(加上匝并联电容和二极管并联电容)。截止电压完全被限制在输出电压U_A的值上，输出滤波电容器6刚刚以恒定方式充电到该值。在电压曲线16为水平的所有时间片段中，旁路电容器的效果以及匝并联电容和二极管并联电容的效果消失。

对于图2b，旁路电容器已经移动到Graetz电路200d的位置2a，也就是说，现在如图1d所示，与变压器的初级绕组5a并联连接。整流二极管截止电压的基本形状保持，但是在整流二极管中的一个的截止电压的曲线26中小的高频振荡叠加在斜坡上，这些小的高频振荡源自于变压器5a+5b的漏电感和整流二极管并联电容加上匝并联电容的相互作用。借助电压曲线的不变的基本形状，可以很好地看到这种高频振荡的潜在的关系，因为这种高频振荡不能以任何方式篡改基本形状。一旦两个整流二极管导通，则电压曲线26是水平的，并且不仅像在图2a中一样，旁路电容器2a和不同的并联电容的效果消失，而且图2b中的高频振荡也消失。这是因为对于每个截止的整流二极管，在Graetz整流器的同一桥支路中，都存在导通的反向的二极管，其不仅完全排空了高频振荡，而且还可靠地将截止电压固定在当前的输出电压U_A。

如果例如对于图2c，Graetz电路200d被中心抽头整流器200c代替，则同样的潜在的关系仍然适用。也就是说，在电路技术上，我们现在处于图1c中。与图2b相比，这里在图2c中输出电压U_A减半，并且由于此处的整流二极管之一始终“断开”，因此在整流二极管之一上的截止电压的曲线36中的小的高频振荡持续更长的时间。准确地来说，仅当所考虑的整流二极管当前导通时，即，当其截止电压为零时，振荡才停止，因为这里与Graetz电路不同，相应地不存在可以确定截止电压的导通的相对的整流二极管。

图3a使用实线示出了当谐振半桥功率转换器为至少一个LED提供电流时的谐振半桥功率转换器的典型的控制特性曲线。对于布置在纵坐标上的所有各种平滑的输出电流47，输出电压大致恒定，并且电流通过布置在横坐标上的用于控制半桥的开关频率f_HB来调整。如对于ZVS操作是常见的并且上面已经说明的，为了降低负载电流或输出功率，提高用来控制谐振功率转换器的开关频率。

任意原始形式的谐振半桥转换器，即没有任何旁路电容器(参见图1，没有电容器1以及2a和2b)，在随后的整流器中对流入其变压器的次级绕组的任何交流电流(无论多么小)进行整流，因此对再次直接连接到整流器输出端的输出滤波电容器6充电。仅当与至少两个整流二极管并联以及与变压器的两个绕组5a和5b的各个匝并联的寄生电容必须以对应于仍然如此小的电流的电流进行反转充电时，也就是说，偶尔在空载输出电压很高的情况下，该充电过程才结束。也就是说，原始形式的谐振半桥转换器不是空载稳定的，这在图3a的右手端很容易辨别，此时的控制特性曲线仅以非常平坦的方式趋于零，即不仅需要绝对值非常高的开关频率f_HB，而且对于非常小的电流变化也需要非常大的频率变化。

对此的一种一般的解决方案在于有意地在结构上增大如图1a所示的与整流二极管和变压器匝并联的这些寄生电容。为此，将旁路电容器2b与整流器的输入并联连接，该旁路电容器2b将整流器上游的次级绕组中的交流电流(无论多么小)导走，因此防止对没有负荷或(如果进行了非常深的调光)具有弱负荷的输出滤波电容器6进行充电。旁路电容器越大，利用在其它情况下保持不变的谐振半桥可实现的空载输出电压越低，实现相同的小的输出电压所需的开关频率f_HB越低。在此，旁路电容器2b如图1a所示与整流器输入直接并联连接，即位于次级侧，还是如图1c所示作为2a是否仅间接地并联连接，即位于初级侧，不重要。具有(放大的)旁路电容器的谐振半桥的控制特性曲线，朝着更高的开关频率f_HB不仅变得更低，而且变得更陡峭。通过旁路电容器，才使谐振半桥变得空载稳定。

这种效果在图3a中由虚线控制特性曲线示出。与实线控制特性曲线的区别在于旁路电容器的电容更大，即虚线控制特性曲线的有效旁路电容更大。也就是说，在没有旁路电容器或具有小电容(例如1nF)的固定旁路电容器的情况下形成实线特性曲线，而当在完全没有旁路电容器的情况下形成了实线特性曲线时在具有旁路电容器的情况下，或者当在具有小的固定的旁路电容器的情况下形成了实线特性曲线时在具有增大的旁路电容器的情况下，形成虚线特性曲线。如在图3a的左侧可以看到的，(增大的)旁路电容器的效果随着负载电流的增加并且随着开关频率的降低而减小并最终完全消失。

然而，如上面已经说明的，由于无功功率而产生的附加损耗仍然存在。因此，显然应当减小本来就不起作用的位置处的旁路电容器的电容。如已经在图1c中以主旁路电容器1的形式所示出的，其中至少一个是可切换的。特别有利地，在图3a的控制特性曲线上的点C或E的左侧，旁路电容器1解耦，由此表征第一范围，在第一范围内，工作点当前位于控制特性曲线上，如果希望以虚线方式描绘的控制特性曲线，则在右侧将旁路电容器1耦合，这是可能的工作点的第二范围。因此，也将点C和E称为接缝点。与当前有效的旁路电容无关，谐振半桥始终由其开关频率f_HB来控制。

两个接缝点C和E在控制特性曲线上的如下位置处相当精确地彼此靠近，即，在该位置(增大的)旁路电容开始起作用，即，例如在同一控制特性曲线上最大电流的大约30％处。这是因为对于相关最大值一半以下的所有功率或输出电流，旁路电容器的负面影响可以忽略不计。也就是说，即使旁路电容在接缝点的右侧还没有表现出明显的效果，旁路电容也已经可以耦合或增大。

这是因为实际上希望从旁路电容器获得的输出电压限制效果在所述接缝点C或E处仍然是微不足道的。即使不进行调节，如果在那里将旁路电容器解耦或耦合，并且如果至少一个发光二极管用作负载，则亮度也几乎不会有明显差异。

在所述接缝点C或E处，整个系统在外部周围(未示出)的调节动态仍然具有上限电流或功率范围的紧密特性；范围切换的影响被迅速纠正。效果本身的微小性在此也有帮助。

在此，对于下降的输出电流，较小和较大的旁路电容之间的接缝点C或E甚至可以位于控制特性曲线的另一个位置，而不是在同一控制特性上用于上升的输出电流的相应的接缝点E或C，以避免围绕其中一个接缝点的极限循环。如果任意调节回路由于旁路电容器的切换而必须重新稳定，则任意调节回路都可以捕获这样的极限循环，即两个相邻范围之间的来回稳定跳跃。由此产生的切换滞后甚至可以在两个方向上进行。如果输出电流减小，则具有高旁路电容的范围例如在最大电流的大约28％处才开始，而如果输出电流再次增加，则针对其在最大电流的大约32％处才结束，或者如果输出电流减小，则例如在32％处已经开始，而如果输出电流再次增加，则针对其在28％处已经结束。

总之，图3a传达的信息是，有效旁路电容越大，为至少一个LED提供电流的谐振半桥的控制特性曲线朝向更高的开关频率f_HB并且朝向更小的LED电流47，越低并且越陡峭。这种效果也可能以时间离散的方式发生，因为一旦将图1e中的至少一个可切换的旁路电容器1被耦合时，这种效果立即发生。然后或仅恰好此时谐振半桥处于所给出的运行方法的第二范围内，例如位于工作点B'上。然而，相同的旁路电容器的(再次)解耦同样在任何时候和任何地方都是可能的，从而对于第二范围的虚线特性曲线上的每个工作点B'，一旦至少一个可切换的旁路电容器被解耦，则在实线特性曲线上在其垂直上方产生相应的工作点A'。这是因为半桥的开关频率在该耦合动作期间保持不变，无论在哪个方向上。也就是说，所给出的谐振半桥功率转换器的运行方法的第一范围仅由例如图3a中的实线控制特性曲线上的C、E或A'的工作点构成，其由此表征仅最小且固定的旁路电容或根本没有旁路电容对此有效。同一运行方法的第二范围包括实线控制特性曲线下方的多个工作点，其借助图3a中的虚线特性曲线上的工作点B'示例性地示出，其尤其全部表征，通过耦合至少一个可切换的旁路电容器，旁路电容的效果或者持续更长时间或者以时间分段的方式增大。

所述效果也可能如此之高，使得在旁路电容增大的情况下，例如通过耦合至少一个可切换的旁路电容器1，变压器次级电流根本不再到达整流器，也就是说，负载实际上与谐振半桥解耦。与其相反，旨在保持耦合超过20ms的可切换的旁路电容器1不能太大，以至于其效果实际上会断开负载，以便在由此供电的至少一个LED的光中不会出现闪烁。然而，如果要将该可切换的旁路电容器的耦合时间显著缩短并且周期性地耦合，则其电容必须如此之大，使得结合不断存在的二极管并联电容和匝并联电容以及可能不断存在的另外的固定的旁路电容相结合，其足以将所有变压器电流引导通过整流器，并将负载与半桥实际解耦。对于上述图1e，可切换的旁路电容器1在这方面的尺寸指示关于输出电压U_A给出。

图3b详细示出了负载的这种解耦：前面的附图的右端完全被切掉，而工作点B位于输出电流47＝0处。所述工作点B和与其对应的在原始控制特性曲线上垂直位于其上方的另一工作点A之间的垂直虚线示出了使用相同的谐振半桥产生非常小的或者甚至消失的输出电流47的替代方式在此，图1e中的至少一个可切换的且相对较大的旁路电容器1被周期性地耦合和再次解耦。在此，半桥的开关频率f_HB保持不变，例如频率为160kHz，而整个功率转换器替代地在两个工作点A和B之间周期性地来回跳跃。在此，至少一个可切换的旁路电容器相应地在点A处解耦并且相应地在点B处耦合。垂直虚线上的工作点的实际大小是由旁路电容器解耦的时间相对于将旁路电容器周期性地耦合的周期持续时间得出的，以下称为“旁路周期”。可切换的旁路电容器相应地解耦的持续时间与所考虑的同一旁路周期的总持续时间的该比率是占空比D。

虽然在点A的正下方，占空比D在这样的旁路周期内已经小于1，但是仍有最大幅值。随着占空比D减小，当前工作点在虚直线上向下移动到点B的正上方，这标记使用这种方法可实现的最小输出电流。该点处的占空比D对应于可能的最小占空比，稍后将更详细地对这进行解释。

如从图3a中已知的同一实线控制特性曲线针对第一范围的工作点在不增大旁路电容的情况下被扩展到更小的电流，也就是说，用于进行调光的谐振半桥的开关频率f_HB进一步增加，例如直至160kHz。在该范围内，旁路电容是恒定的并且非常小，即对控制特性曲线的影响可以忽略不计，控制特性曲线在图3b中的点A处突然结束。与其对应的输出电流对应于减小的输出电流。为了获得进一步更小的输出电流，与上述相反，开关频率不再进一步增加，而是保持基本恒定。在图3b的图示中，点A大约是在最小开关频率f_HB下出现的最大输出电流47的25％处。实际上，点A，即减小的输出电流，可以在属于该控制特性曲线的相应的最大输出电流的4％到40％之间。这里垂直排列在点A和B之间的、在该控制特性曲线下方的所有工作点的第二范围，被至少一个可切换的旁路电容器的越来越强的周期性的耦合贯穿，其中，该旁路电容器至少必须足够大，使得其耦合使半桥实际上与其整流器断开，如关于图1e所描述的，在提供最小输出电压的情况下这也是如此。在图形上，这意味着，对于两个点A和B，开关频率f_HB必须高于如下频率点，在该频率点处，具有相同电容的持续耦合的旁路电容器将产生零输出电流，如在虚线与f_HB轴的交点处可以看到的。针对该第二范围固定并且恒定的谐振半桥的开关频率f_HB的实际断开和正常运行之间的这种急剧变化，对于伴随所给出的由谐振半桥进行的深度调光方法的输出电流测量方式是必不可少的。

即，这种测量间接地进行，因为通过隔离屏障传输测量信号本身，例如由谐振降压半桥的变压器所提供的，昂贵、复杂、占用空间并且从运行持续时间来看不可靠。其已知解决方案例如提供电流测量变压器和光耦合器，其中，前者体积大、价格昂贵且易受公差影响，而后者同样昂贵、几乎同样大、不是绝对可靠、非线性且容易漂移或老化。所给出的功率转换器和运行方法的一个重要的次要方面是，避免用于将测量信号传输回初级侧的所有这些元件。

由于这种功率转换器拓扑的效率eta是已知的，并且尤其是在其工作窗口的宽的范围内是恒定的，因此特别是也可以间接地测量输出电流。为此，同时使用图1e中首次示出的测量接头19和29，并且除了使用测量接头9之外，还评估其相应地相对于初级电路地的电压。由此，当前输出电流根据公式：输出电流＝占空比D、效率、输入电压和输入电流的乘积并且将所有这些除以输出电压来计算得出。例如针对要利用其来供电的至少一个LED的输出电流的确定因此满足下式(假设相应的缩放比例)：

I_LED＝D＊eta＊U₍₂₉₎＊U₍₉₎/U₍₁₉₎，

其中，D＝1适用于图3a和3b中的实线控制特性曲线上的所有工作点，并且对于其以下的所有其它工作点，D<1。在此实线控制特性曲线和零线(f_HB轴)之间的工作点的相对垂直距离与当前存在的占空比D完全对应。

正如在引言中详细描述的那样，这种测量方法可以为从所考虑的控制特性曲线的最大输出电流到降低的输出电流、例如例如其约10％的所有输出电流产生足够精确的结果。在更小的电流的情况下，要单独测量的三个信号的相位也会出现分歧，从而由此产生的误差变得太大。这是因为实际上只有峰值被使用和相乘，因此例如产生输入视在功率，而不是所需的输入有功功率。其次，在这些小输出电流的情况下，一起测量的损耗失控，这附加地使测量误差增大。

图3b中的点A的位置，因此减小的输出电流的值，实际上是由这种间接测量方法的测量精度来确定的，并且如在那里所示出的，大约为属于该控制特性曲线的最大输出电流的25％，或者一般为其10％。但是也可能存在如下情况，即，这种测量方法足够精确地运行到最大输出电流的4％，特别是在高输出电压的情况下，或者也可能存在如下情况，即，在相关控制特性曲线的最大输出电流的40％的情况下已经达到所述方法的精度极限，特别是在提供最低输出电压的情况下。

从这一点开始，不再进一步增大谐振半桥的开关频率，因此所有这些点(40％、25％、10％、4％)都相应地标记相关控制特性曲线上的最小输出电流，对于其仍然给出D＝1；因此，至少一个可切换的旁路电容器仍然永久解耦。在图3b中，这例如在大约160kHz的开关频率f_HB下为25％。

图4a示出了朝着更小的输出电流47路径上的位于点A正下方的工作点。开关频率不变，例如为160kHz，但迄今为止实际上也连续解耦的至少一个可切换的旁路电容器首次在相应地很短的时间内周期性地耦合。从顶部开始的第二个测量曲线21上可以明显看出耦合，其在旁路电容器耦合时相应地显示一个低值，而在旁路电容器解耦时显示一个恒定的高值。两个连续耦合活动之间的时间间隔，即测量曲线21的两个下降沿之间的时间间隔，是旁路周期。同一曲线示出了该工作点所需的最大占空比D，即用“低”示出了解耦的负载，用“高”示出了由谐振半桥正常供电的负载。这正是从最上面的测量曲线46中明显看出的，其示出了流出整流器的电流：一旦将旁路电容器耦合，则电流每次突然变为零。第三测量曲线47示出了输出电流，而最底部或第四测量曲线9示出了整个谐振半桥的输入电流，其由于为此所需的低欧姆测量和同时高测量增益而非常嘈杂。在y轴左侧由0₄₆、0₂₁和0₄₇标记了相关的零电平，在随后的两个图中也是如此。测量曲线9的零电平位于窗口的下边缘或低于该下边缘，因此未示出。

对于图4b，占空比D从上图中的最大值降低到大约40％。可以很好地看到的是，流出整流器的“最上面”的电流46中长得多的零停顿，以及与此对应的至少一个可切换的旁路电容器的更长的耦合阶段，从顶部开始的第二曲线21中在相应的低电平处可以看到。与前面的附图不同，看起来输出电流的曲线47进一步远离测量曲线21，因为毕竟所述电流已经按需要减小了。如上面所示出的，最底部的曲线9表示整个谐振半桥的输入电流。

输出电流47的波纹在该工作点处明显高于在前面的附图中的工作点处。其效果将在下面更详细地描述。

此外，可以清楚地看到，当将至少一个可切换的旁路电容器耦合时，整个半桥的输入电流9绝不会突然变为零。其毕竟减小，但是以清晰可见的斜坡。由于半桥在这些阶段虽然继续运行，在这些阶段，整流器和负载由于于是相应的大的有效旁路电容而实际解耦，因此产生大于零的该输入电流9的峰值。由于在相同的阶段，负载被旁路电容代替，因此在桥支路的中心点10处输入电流和输出电压之间相位偏移(图1*和5*)。测得的视在功率于是几乎仅对应于无功功率，因此上述间接测量方法因与负载电流非常小的情况相同的原因而失败。这些阶段期间的另一个问题是除以接近于零的值，因为耦合的旁路电容器1将图1e中的反射回的输出电压19近似短路。过高的“输入功率”将附加地除以过低的“输出电压”。

这个问题可以通过以下方式优雅地解决，即，在至少一个可切换的旁路电容器1耦合的阶段期间根本不执行测量。这是因为在这些阶段也不需要进行测量，因为整流器电流由于电路尺寸而无论如何都为零，并且因为开关频率保持恒定。替代地，总是仅当至少一个可切换的旁路电容器实际上也解耦时才进行测量。由于由此确定的结果对应于D＝1的第一范围的相应的工作点，因此如上述等式中已经预期的那样，其还必须乘以当前的D<1，以便考虑旁路电容的耦合动作的影响。

最后，图4c示出了关于根据图3b的、即刚好在那里的点B上方的最低可能工作点的测量曲线。与前面的两个图相比，这里的时间分辨率明显更精细，因此在整流器输出电流46中并且在半桥输入电流9中可以看到各个半桥节拍，但是另一方面也不再能够示出完整的旁路周期。输出电流47根据需要进一步向下移动，并且其波纹再次与在图4a中一样小。占空比D在4％到1％之间；从电流曲线46中可以很容易地看出，负载几乎是永久解耦的。从该图4c中可以清楚地看出所给出的方法的另一个特点：

至少一个可切换的旁路电容器总是以如下的方式解耦和再次耦合，即，其在此尽可能少地干扰谐振半桥的实际功率转换。这从整流器输出电流46中的完整的峰值46a和逻辑信号21中的边沿上可以明显看出，即，相应地在这样一个完整的峰值之前被充分解耦，然后才再次耦合。原则上在这样的峰值46a期间不存在耦合动作。如果每次选择旁路电容器的耦合时间点，使得其耦合电路11上的电压同时最小，则这将自动得到，这也将在下面进一步详细解释。

作为在图4c中示出的最小占空比D、因此可能的最小持续时间Tmess的第一条件(在该可能的最小持续时间Tmess期间，旁路电容器必须至少解耦，以符合所给出的运行方法所需的间接的输出电流测量的准确性)，因此得到由此运行的半桥的整个节拍的周期持续时间。看起来整流器输出电流46的两个峰值正好出现在逻辑信号21中的两个边沿之间，其中的第一边沿再现至少一个可切换的旁路电容器1的解耦，而其中的第二边沿再现再次耦合。这是因为谐振半桥是推挽式转换器，而中心抽头电路是全波整流器。因此，在从逆变器经由谐振电路一直到整流器的整个转换器链中，每个开关周期总是存在两个能量传输阶段。

其次，图1e中的点9、19和29处的测量值必须相应地是稳定的(eingeschwungen)，以便能够为每个解耦周期的当前输出电流获得至少一个有意义的值。这是因为，在其之间，在所有现在相对非常长的耦合周期中，根本不进行任何测量。从关于接下来的附图的描述中获得关于此的进一步的细节。相对短的解耦周期Tmess必须长于10μs，或者优选长于50μs，或者如在另一个实施例中，长于150μs。这在作为示例性的最大开关频率的160kHz下，对应于1.6或8或24个完整的开关周期，因此相应地同样遵守第一条件“至少一个完整的开关周期”。在此，解耦周期Tmess仅必须长于半桥节拍的周期持续时间，但是其不一定是其整数倍。

图5a示出了一种可能的有利的耦合电路11，用于使至少一个可切换的旁路电容器1实际上能够根据所给出的方法周期性地解耦和再次耦合。与所述旁路电容器串联的耦合电路11优选地在其另一端连接到电路地，特别是连接到逻辑地，并且包括简单的电压双向开关以及与其反并联连接的续流二极管12。由于只有交流电流可以在旁路电容器中流动，即使它至少有时被解耦，并且由于只有正电流流过上述双向开关，所以续流二极管12是必要的。同时，为了能够控制整个旁路电容器1，仅控制其中一个电流方向就足够了。

因为，在半桥拓扑的谐振电路中，该半桥拓扑在示例性实施例中被更详细地研究并且特别适合作为用于指定运行方法的功率转换器拓扑，在该点处，至少一个可切换旁路电容1固定连接，即在变压器初级电压处，可能会出现超过600V的电压摆动，该摆动由解耦旁路电容器1传递而不会改变到其另一端，即，尤其对于续流二极管12的阴极，首先后者本身必须能够阻挡至少600V，优选800V或者甚至1000V，并且是快速二极管。其次，推荐的解耦开关13是一种晶体管，它可以精确地阻挡这种电压，并且由于它具有集成在其中的至少一个内部反向二极管13a(即使在作为解耦开关13的垂直MOS场效应晶体管的情况下本质上也是如此)，二极管的阳极连接到参考电位(源极或发射极)，二极管的阴极连接到解耦开关或耦合晶体管13的工作电极(漏极或集电极)。所述反向二极管13a可以形成上述续流二极管。然而，如果整个电路11旨在能够在任意时间关闭，则使用内部或集成反向二极管13a作为续流二极管是不寻常的，因为集成反向二极管通常非常慢。因此应该防止载流，这就是为什么正向二极管14与耦合晶体管13串联连接，所述二极管的阴极连接到所述晶体管的工作电极，并且所述二极管的阳极连接到耦合晶体管13的原因。外部续流二极管12的阴极和旁路电容器1的开关端。简单的电压双向开关就是这样产生的。被正向二极管14阻断的电流被外部耦合的续流二极管12接受，因为它在外部周围。

出于成本原因，耦合晶体管13特别优选地是NPN双极晶体管。在该实施例中，需要700V的介电强度，这例如由构件3DD4243BT来遵守。在这种电压和电流等级中，这种晶体管通常包括集成的反向二极管13a，正如这里的实际情况。为其通电是特别不可取的，因为除了其自身通常较差的开关行为之外，它还会使其相关的晶体管更慢，因为在其自身通电的情况下，它还会使所述晶体管的基极充满电荷载流子。因此，它首先被正向二极管14禁用，然后通过外部续流二极管12再次使得电流方向丢失。

为了使双极晶体管13足够快以在第二范围内周期性间歇地旁路电容器操作，所述双极晶体管的发射极31相对于电路接地，或者特别是相对于逻辑地升高3V至5V。以这种方式，可以用负电压耗尽所述双极晶体管的基极，即使这里也和通常情况一样，在逻辑范围中不存在任何负电压，例如，用于逻辑信号21。外部续流二极管12可以简单地产生发射极电位31的这种增加。

因为由于所述续流二极管12和由于正向二极管14，平均只有DC电流在作为耦合晶体管13的NPN双极晶体管中流动，因此齐纳二极管15足以作为电压升高的最小解决方案，所述齐纳二极管沿齐纳方向连接在晶体管的发射极31和电路或逻辑地之间，并且特别有利地，具有大电容的快速缓冲电容器17也直接与所述齐纳二极管并联连接。在该实施例中，齐纳电压为3.6V，快速缓冲电容器17是具有4.7μF值的多层陶瓷电容器。

作为耦合晶体管13的NPN双极晶体管的基极通过具有作为中心元件的反相晶体管23的简单双极反相级相对于逻辑地被驱动。由此得出逻辑地和电路地必须相同，但是逻辑范围和电源范围之间的该接地布局中的连接有利地仅在该处引出并且准确地通过耦合电路的参考点。用于逻辑信号21的反相级的输入通过基极串联电阻22通向反相晶体管23的基极，其集电极直接连接到耦合晶体管13的基极。通过相对于逻辑地具有非常低电阻的发射极电阻器24，反相晶体管23受到过电流保护并且通过连接到内部12VDC电压源的上拉电阻器25被提供能量。由于耦合晶体管13由于其高阻断能力而仅具有10至20的低电流增益，因此值例如为1kΩ的上拉电阻25必须具有相当低的电阻。基极串联电阻22的值例如为820Ω，并且发射极电阻器24具有例如10Ω的值。

根据图1e的谐振半桥功率转换器600e具有作为逆变器100的桥支路、具有变压器5a+5b的谐振电路300以及具有输出滤波电容器6的整流器200e，其特别适用于上述情况如果至少一个可切换的旁路电容器1是第一旁路电容器并且连同其耦合电路一起与变压器的初级绕组5a并联连接，则至少一个可切换的旁路电容器1连同其相关联的耦合电路11，并且如果有一个固定的旁路电容器2a，它特别有利地只是间接地与整流器的输入并联，即不位于次级侧，而是像可切换的旁路电容器1一样位于变压器的初级侧。

来自图5a的该固定旁路电容器2a具有例如1nF的电容，如在所检查的示例性实施例中。正如关于图1e已经解释的并且根据图系列4中的测量曲线证明是有利的，可切换的旁路电容器1旨在足够大，以便在其耦合的情况下，整流器和负载特别有利地与经历进一步节拍的半桥完全解耦。为此，旁路电容器1必须具有至少与固定旁路电容器2a相同的电容，最好是两倍，甚至十倍。在所检查的示例性实施例中，它具有固定旁路电容器2a的3至5倍的电容。此外，可切换的旁路电容器1的值可能是固定旁路电容器2a的20倍，特别是如果后者可以非常小，因为谐振半桥的其余部分对寄生振荡有很好的阻尼，或者如果同一个半桥的阻尼非常好，以至于根本不需要在其中安装分立的固定旁路电容器。在这种情况下，整流二极管的并联电容被两个变压器绕组的并联电容扩大的一半算作参考旁路电容，否则可切换的旁路电容器1的电容不再以相对方式规定，而仅以绝对方式规定条款。

除了可切换旁路电容外，还可以有第二个可切换旁路电容，此处未示出。第二个可切换的旁路电容器及其耦合电路主要适用于为60W或更高功率设计的设备。该分支的互连，即第二可切换的旁路电容器及其耦合电路，然后与“第一”可切换的旁路电容器1及其耦合电路11的串联连接并联。第二可切换的旁路电容器的尺寸与固定旁路电容器2a的尺寸在相同的范围内。耦合电路的设置方式与“第一”可切换的旁路电容器的情况相同。然而，由于仅以静态方式进行切换，因此比用于“第一”可切换的旁路电容器1的耦合电路11具有更慢切换的更简单实施例也是可能的。这可以只是一个BJT，例如，其基极通过串联电阻直接连接到调节电路500的管脚，从而受调节电路500的控制。在这种情况下，串联电阻的值被确定为使1mA到20mA范围内的电流流入基极(取决于BJT的电流增益)，从而完全开启BJT。通过调节电路500处的低电平实现关断。

在图5b中，将上图与图1e结合，后者仅示出了谐振半桥600e的基本示意图，此处以逆变器100和谐振电路3、4、1、2a的部分作为交流电压发生器50的形式提取细节的方式描述，它特别有利地是自振荡和可控的。在这种情况下，在桥支路的中心点10处的输出AC功率的一部分，特别是其无功分量，被直接用于以相反的方式驱动其中涉及的两个功率晶体管104和111，其中，通过驱动变压器的初级绕组127，半桥输出电流被测量并在相位方面通过基极绕组107或通过基极绕组117正确传输到预定的功率晶体管的基极根据通过中心点10的相应电流方向，当前处于开启状态。这通常比首先费力地设置辅助电压源更有效，然后从该辅助电压源在每种情况下分段地接通和关断由其供电的功率晶体管。在双极功率晶体管的情况下，输出AC功率甚至以正确的相位存在，使得具有与中心点10串联的励磁绕组127的简单驱动变压器可能足以正确驱动两个功率晶体管104和111通过与两个基极-集电极二极管105和112并联的两个驱动绕组107和117(最简单的基极电路)。上功率晶体管111的驱动的必要电流解耦也以这种方式立即执行。可以在DE 10 2020 130 728.4中找到对双极自振荡器的一个很好的总结。在此应特别注意双极自振荡器的外部可控性，这构成了能够将这种自振荡器用作交流电压发生器50中的开关模式电子功率转换器以用于受控的基本先决条件。对此的理想方式证明是第四绕组137在所述驱动变压器上具有明显更多的匝数，该绕组在每种情况下都在当前双极功率晶体管104或111的实际期望的关断时间点之前不久短路处于开启状态。这在EP 1 705 961 A2和EP 2 111 730 B1中作为示例示出。如果在调节电路500中控制短路动作的控制环在其补偿或负反馈中具有积分分量，则补偿功率晶体管的存储时间的临时容限是自动建立的。

该所谓的控制器绕组137作为驱动变压器上的第四绕组，它是典型的自振荡桥式支路，配备两个双极晶体管作为功率晶体管104和111，并且始终具有至少三个绕组107、117和127上述自激振荡器原理是通过两个功率晶体管的所有导通相位的外部可输入端对桥支路输出电流进行正反馈。其结果是，自振荡半桥600e的开关频率变得可外部控制，特别是可增加。在没有控制干预的情况下，桥支路以其固有频率和最低频率振荡，除了谐振电路构件3、4、1、2a和5a+5b(未示出)以及存储在第一存储电容器7中的输入电压之外，该频率主要取决于驱动变压器的固有磁化。根据在用于交流电压发生器50的谐振半桥功率转换器拓扑中将这种自振荡桥支路用作逆变器100，以该自然和最低开关频率传输最高功率。执行的外部干预越频繁(即随着时间的推移平均越多)并因此结束一个阶段，开关频率越高，可传输功率越低。因此可以实现的闭环控制因此具有制动效果，这在闭环控制技术方面是有利的，因为负反馈，即制动，必须在任何闭环控制中占主导地位，以便控制循环实际上可以变得稳定。相反，以这种方式控制的自振荡桥支路非常适合作为交流电压发生器50中的谐振半桥的逆变器100。

实际的桥式支路仅由串联的双极功率晶体管104和111及其各自的续流或反向二极管104a和111a组成。可以包括具有四个绕组107、117、127和137在高磁导率低损耗软磁芯(未示出)上的驱动变压器，特别是因为这导致了两个最简单的可能的基本电路。这种基极电路由低侧的基极绕组107和基极-发射极二极管105以及高侧的基极绕组117和基极-发射极二极管112组成。然而，只有当中心点10作为其输出，并且两个功率晶体管的两个外部电极，即高侧功率晶体管111的集电极和低侧功率晶体管的发射极时，反相器100才会由此产生。104，被第一存储电容器7阻挡。其间串联的电流测量装置8，根据DE 10 2021 203742.9，由平均值电容器101、第一电流测量电阻器102和第二电流测量电阻器103组成，并且仅在此描述例如，由于它具有非常低的电阻，特别是对于交流电流，因此几乎不会干扰所述阻塞。凭借其缓冲输入电压U_E并通过输入电流I_E再充电的事实，具有其较高电势29和其较低电势在电路接地处的第一存储电容器7终止逆变器“正向”。逆变器100由梯形电容器113构成，该梯形电容器113将两个功率晶体管和驱动变压器之间的节点连接到第一存储电容器7的一端；到其上端的连接仅以示例的方式示出。梯形电容器113对逆变器输出电压进行梯形整形。由于它们对于整个交流电压发生器50的可控性的重要性，耗尽电阻器106、控制整流器108和控制器绕组137同样被认为包括在逆变器100中。

AC电压发生器50的另一个重要组成部分是调节电路500，其中描绘了一些输入和输出。调节电路500的边界的部分虚线图示表明，除了图示之外，该电路可以具有进一步的输入和输出，例如为其编程。调节电路500可以实现为微控制器或微处理器、FPGA或ASIC。部分或完全模拟的实施例是可能的，但不太可行。在具有相同名称的调节电路500的输出处的上述信号21通过反相晶体管23控制耦合电路11。同样重要的是输出f_HB*2，通过它来确定反相器的频率被控制。为此目的，该输出端的电压必须在每个期望开关周期长度瞬时处于高电平两次，从而频率控制晶体管406因此同样瞬时接通。所述晶体管通过串联耗尽电阻器106和电路接地闭合控制整流器108的DC电压输出。因此，最后提到的三个构件产生了与控制器绕组137并联的四象限开关，并且其内部电阻与耗尽电阻器106的值相同。这是因为控制整流器108的AC电流输入直接连接到控制器绕组137，在此电压和电流方向都可以出现。由于该控制绕组旨在能够随时短路，以便在不久之后结束瞬时导通阶段(无论哪个功率晶体管)，因此需要这种四象限开关。

在频率控制晶体管406导通之后，控制器绕组137两端的电压以整流形式存在于耗尽电阻器106处。该电压对应于当前处于导通状态的功率晶体管的基极电压乘以系数n₁₃₇/n₁₀₇。为了以可切换的方式获得低基极电压，选择该因数大于1是有利的，即分别为控制器绕组137获得比基极绕组107或117之一更多的匝数，哪一个当然有相同的匝数。在示例性实施例中，该因数为3，也可以更高。上限由连接到控制器绕组137的所有构件的阻断或反向电压能力强加。处于导通状态的功率晶体管以所谓的高电平注入运行，即通常处于饱和状态。在这种情况下，与基极电流的瞬时方向无关，基极电压以恒定的方式对应于大约0.7V的基极-发射极饱和电压。在高水平注入的情况下，只要其电荷载流子没有完全耗尽，基极就像一个小电池。一旦与其串联的频率控制晶体管406被接通，这个小电池的电压就被相应地转换并传送到耗尽电阻器106。然后，要关断的功率晶体管的存储时间开始，在该时间结束时，所述功率晶体管关断，并且这发生得越准确，基极耗尽电流就越准确地适应于瞬时集电极电流。特别地，该耗尽电流不能变得大于要被关断的集电极电流，耗尽电阻器106对此负责。假定上述因数n₁₃₇/n₁₀₇＝3，10欧姆和15欧姆之间的值已被证明作为耗尽电阻器106的电阻是值得的。这导致在存储时间内近似恒定的负基极电流，它小于相关的集电极电流。这对于双极晶体管的关断速度很重要。作为耗尽电阻器106的替代方案，也可以将两个电阻器串联地插入到两个基极电路(未示出)中，然后这些电阻器具有相应的较低值。此外，两个基极电路可以包含与功率晶体管的基极-发射极二极管105和112并联的小型缓冲器或更具体的电路布置，例如在DE 10 2020 130 728.4(未图示)中所公开的。

调节电路500的另一个重要输出称为“启动”。由于此时的瞬间高电平，自激式逆变器开始启动，然后自动进行振荡。很明显，这个启动命令，就像上面的频率控制一样，通过控制器绕组137输出到桥支路，为此需要两个开关元件，因为所述绕组在其两端分别以相反的方式执行电压变化在两个方向。因此，启动信号被分流并同时传递到电平移位晶体管496和第二启动晶体管499，其可能存在的慢速反相二极管不会代替控制整流器108的左下快速二极管，但无论如何不会阻碍它。电平移位晶体管496接通第一启动晶体管498，因为后者是PNP晶体管，并且因为从其基极提取小电流。这个小的负基极电流由与电平移位晶体管496的源极串联的限流电阻495设置，因此通过第一启动晶体管498的电流增益，也可以从电源电压3.3V用于调节电路500，目的是通过498、137和499在其路径上启动整个谐振半桥。放电电阻器497确保第一启动晶体管498在工作完成后可靠地保持不活动。与控制器绕组137结合的最后描述的布置495至499的整体替换了启动电路，该启动电路否则通常用于具有双极功率晶体管的自振荡桥分支并且在没有控制器绕组的情况下进行管理，其典型元件是作为触发元件的DIAC。特别地，该布置495至499使得启动过程能够通过调节电路500的精确定时控制来执行，并且如果驱动变压器上的控制器绕组137另外由低内部辅助电压供电用于启动。

如果控制器绕组比相应的基础绕组“长”，即具有更多匝数，则将启动命令输入到控制器绕组137中是特别有利的。应该这样理解图5b中驱动变压器的绕组1*7的不同长度。初级绕组127具有最少的匝数，通常只有一匝，基极绕组107和117分别具有例如6匝，控制器绕组137具有例如18匝。这是因为启动桥支路需要高基极电流，并且它们只能以不利的方式从辅助电源通过小型辅助元件495到499输送。控制绕组的输入导致启动升压桥支路的电流。为了后者能够完全启动，其中心点电压10在启动时必须大于零。为此目的，提供具有高电阻的启动电阻器109，其在启动调节电路500的同时升高中心点电压10。

除输出之外，任何调节电路还需要测量输入。由于开关频率AC开关频率电压发生器开关频率50开关频率中的整个谐振半桥的效率开关频率eta开关频率是已知的，因此在其自然工作范围的广泛部分内是恒定的，并且非常高，特别是只有三个测量值，即开关频率V_IN、V_OUT开关频率和开关频率CS开关频率作为输入开关频率调节电路500足以分别确定输入和输出的四个电压和电流变量。输出电流开关频率I_LED开关频率的值根据以下公式计算得出：

I_LED＝D＊eta＊V_IN＊CS/V_OUT，

如上所述。由第一存储电容器7滤波的输入电压U_E通过分压器在电位29和电路地之间降低，分压器包括上分压电阻292和下分压电阻291，两个分压电阻之间的抽头连接到测量输入调节电路500的V_IN。V_IN和电路接地之间不需要额外的平滑电容器。包括上分压电阻192和下分压电阻191的分压器同样用于测量输出电压。由于为此可获得的唯一电压是反射回初级侧的变压器输出电压19，所述变压器输出电压与输入电压29相比是纯交流变量，因此有必要测量电压19的峰值，由于已经从所述峰值中消除了已经解释的寄生振荡，这首先需要峰值二极管194，其阳极与上部分压电阻器192串联。所述峰值二极管的阴极连接到下分压电阻器191和测量输入VOUT。其次，峰值电容193必须与下分压电阻191并联，该峰值电容不仅可以暂时缓冲所需的峰值，还可以与分压器191+192一起滤除所述寄生振荡。为了降低分压器191+192中的测量损耗，电压19也可以在变压器5a+5b(未示出)的辅助绕组处分接，所述变压器的辅助绕组的匝数明显少于变压器的初级绕组5a。最后，作为第三个测量输入的CS表示“电流感测”，正如预期的那样。根据DE 10 2021 203 742.9可以特别有利地实施的由电流测量装置8产生的测量电压9或多或少地直接连接到该连接，所述测量电压代表输入电流整个半桥的I_E。这是因为通过上分压电阻器292的对输出电流I_LED没有贡献的测量电流流过电流测量装置8，谐振电容器3防止电流在输出方向连续流走，第一存储电容器7在输入方向上具有相同的作用，通过启动电阻109的电流可以忽略不计。

包括下驱动绕组107和下基极-发射极二极管105的下基极电路特别有利地通过同一节点9闭合，而不是像通常那样通过电路接地。除了在其绕组117和127之间，驱动变压器的所有绕组之间的隔离因此在这里被利用，特别是在下驱动绕组107和控制器绕组137之间。结果，由附加基极电流引起的损耗在电流测量装置8被取消，并且作为同一枚硬币的另一面，输入电流测量不会被基极电流破坏。

3.3V和12V的两个辅助电压优选地由控制功率因数校正器(PFC)的控制构件产生，其输出与第一存储电容器7相同，因此通过链接电路电压U_E和输入电流I_E为AC电压发生器50中的整个谐振半桥提供来自公共AC电压系统的能量。

从前面的两个图中可以明显看出，耦合电路11包括“高于一切”的续流二极管12，使得旁路电容器1的下端处的电势永远不会低于电路接地。也就是说，电压U₁₁一般为正。解耦旁路电容器1中的电压U₁因此总是对应于来自最后一个开关周期的初级绕组5a处的电压19的负峰值，如果所述值具有比来自倒数第二个开关周期的值更高的幅度，为此原因续流二极管必须短暂导通，以便将旁路电容器充电到更高的峰值。一般而言，解耦旁路电容器1中的电压U₁对应于变压器初级电压19的负峰值，该负峰值具有自上次解耦以来的最高幅度。解耦旁路电容器1原则上是带负电的，也就是说，它与耦合电路11相连的下端处于比其上端更高的电位，与变压器初级绕组5a相连的时间与耦合电路11为高欧姆的时间一样长。

如果变压器初级电压19的幅度在解耦阶段减小，则其负峰值变得不那么负，因此解耦旁路电容器的下端始终保持相对于电路接地的正电位，即使上端19当前具有局部最大负电位。然而，在这种情况下，与上述局部最大负电位同时穿过最小值。如果旁路电容器被耦合，这必须迅速发生，以便从图4c清楚地看出，实际谐振半桥的工作开关周期不会因此受到干扰。刚刚耦合的旁路电容器同样快速地充电到当前的变压器初级电压19，从而在初级电路中产生电流尖峰，该电流尖峰不仅导致损耗和无线电干扰，而且甚至可以带来特别有利的自振荡谐振半桥失步，导致其计时失败，即桥支路停止。

该电流尖峰，也特别是外部“不可见”地出现在耦合晶体管13内作为所谓的“电荷倾销”，变得越来越小，在这种情况下后者在旁路电容器1处在其耦合时所经历的电压变化越小。因此很明显，当存储在其中的电压尽可能接近变压器初级电压19时，精确地耦合所述旁路电容器。由于自从所述旁路电容器最后一次解耦以来最小初级峰值电压已经存储在所述旁路电容器中，第一个可能的由此得出用于所述旁路电容器耦合的最佳时间点的标准，即每当初级电压19在每种情况下都处于时间上的局部最小值时。由存储在旁路电容器中的电压U₁向上升高的整体导致用于耦合的最佳时间点的第二个可能标准，这正是耦合电路11两端的电压U₁₁变为零或具有时间上的局部最小值的地方。这些用于耦合的最佳时间点可以通过计量来检测，或者可以关于半桥节拍提前计算，如在所检查的示例性实施例中的情况。这里有必要考虑从以控制耦合电路的逻辑信号21的下降沿形式的耦合命令到耦合晶体管13的实际导通的时间延迟，该时间延迟在实际检验的实施例中为1.66μs。

图6示出了旁路电容器1的耦合与交流发电机50的活动之间的同步。在这种情况下，曲线U₁₁显示了可切换的旁路电容器1的下端相对于电路接地的电位，即整个耦合电路11上的电压U₁₁。该曲线的左侧显示了不同的电压值，因此旁路电容器1相对于该时间段是解耦的。正是在该曲线通过最小值之后，同一曲线U₁₁保持在接近零的非常低的电压值。旁路电容器1因此在相关的时间段中耦合。耦合晶体管13实际获得低电阻的时间点13on正是图6中的轮廓U₁₁具有其第二时间局部最小值的地方。为了以这种方式发生这种情况，逻辑信号21必须从它的高电平切换到它的低电平，例如从高电平切换到低电平早1.66μs。信号I₁₃₇以某种扭曲的方式对应于通过控制器绕组137的电流(正凸点显示得太小)。每个周期的两个凸点以及其双极性都可以清楚地辨别出来，因为高侧功率晶体管111和低侧功率晶体管104要在每种情况下交替地关断。控制整流器108使得两个电流方向可以由一个且相同的频率控制晶体管406切换，并且耗尽电阻器106限制所述凸起的高度并因此限制两个功率晶体管的基极耗尽电流的水平。凸起的宽度对应于功率晶体管的存储时间。换言之，相关的功率晶体管在每种情况下都在凸起结束的时间点被有效地关断。

只要U₁₁的曲线明显偏离零，则在U₁₁的潜在的大振荡的最大值和最小值处的小“峰值振荡”分别指示整流器200e的相应接通时间点，如图1e所示。潜在的大振荡的频率对应于逆变器的开关频率。这与来自当前图6的I137的曲线相比意味着恰好当来自中心抽头电路200e的整流二极管导通时，逆变器100的功率晶体管在每种情况下已经再次关断。这示出了整个电路50或600e在大约160kHz作为减小的输出电流所需的开关频率时已经非常大的电感特性。

随后的两个图显示，可切换的旁路电容器1的解耦时间点也很关键。它显著影响下一个后续耦合动作是否在恒定开关频率的时间范围内进行。此外，检查了非同步耦合时间点的影响。

图7a示出了可切换的旁路电容器1的两个耦合时间点的完美同步。后者根据上图在时间点13on在整个耦合电路11上的电压U₁₁的最小值处耦合，如已经详细解释的。U₁₁的曲线然后保持为零，这表示耦合电路已接通，因此是耦合的旁路电容器1。同时，下图显示了一个旁路电流I_C1，它根据图5a流过可切换的旁路电容器1并且在所述旁路电容器1解耦期间逻辑为零。在本图7a中标识为I₁₄的正电流分量在每种情况下流过正向二极管14并因此同样流过耦合晶体管13，标识为I₁₂的负电流分量流过续流二极管12。旁路电流I_C1从上图领先现在正弦的初级电压19 90°，从而证实了上述陈述，即整个电路在旁路电容器1的耦合期间基本上只处理无功功率。此外，由于初级电压19的电压分布失去其小峰值振荡的事实，证实了作为旁路电容器1的耦合结果的整流器的解耦以及因此的负载的解耦的进一步上述陈述，如上图所示，表示中心抽头整流器的开启，只要耦合旁路电容即可。此外，初级电压19的幅值和由其包围的电压-时间积分则比之前和之后的要小，由此再次证明了负载的解耦。耦合晶体管13在时间点13on的及时导通所需的时间余量已在前面的图中进行了说明，因此在此不再赘述。

关于最佳解耦时间点13off存在不同的情况，在此之后必须有效地关断耦合晶体管13。由于用作上述耦合最小标准的测量值的耦合电压U₁₁现在定义为零，因此它也无法获得进一步的最小值，并且现在必须使用初级电压19来代替所述耦合电压，即暂时的等待的局部最小值。在此之前初级电压下降，因此旁路电流I_C1只能在13off之前的半个开关周期内流过续流二极管12。如果此时耦合晶体管13已经获得了足够高的电阻，则以自然方式出现最佳解耦时间点13off。为了这以这种方式发生，逻辑信号21的解耦命令(即上升沿)必须在允许的时间窗口Z内的某个时间点到达。因此，最晚可能的时间点在13off之前有时间延迟(例如1.66μs)最早可能的时间点比旁路电流I_C1的下降过零早大约1/4个周期。在时间延迟之后，尽管耦合晶体管13最早允许关断，但旁路电流已经为负，并根据需要流过续流二极管12，并且考虑到如果耦合晶体管13必须在该过程中主动阻断其正集电极电流，则耦合晶体管13倾向于更快地关断。当施加到更易于测量的初级电压19时，这意味着在每种情况下允许解耦的时间窗口Z在19的轮廓的上升过零时开始并且在其随后的最大值之后不久再次结束。

从同一个图7a还可以估计旁路电容器1的异步耦合、特别是过早耦合的影响。在耦合的理想时间点13on存储在所述旁路电容器中的差分电压U1对应于在差分电压U₁恒定的所有时间段中以阴影方式标识的初级电压19的最小值。由于耦合，电压U₁随后发生变化，阴影消失。然而，如果是在13on之前进行耦合的情况，即只要耦合电压U₁₁仍然大于零，根据图5a，相对较大的旁路电容器1会将耦合电压U₁₁的跃迁带到零，并且将其施加到初级电压19，最多通过其相对于固定旁路电容器2a的分压比衰减，因为这个电压跳变通过谐振线圈4与半桥输出10解耦。由于该电压跳变而从固定旁路电容器2a汲取的一半能量在此过程中丢失。将这个电压跳回到当前的图7a意味着在过早耦合后初级电压立即变得如此负值，从而整流器最后一次接通(与同步耦合的情况完全一样，只是过早地接通)。于，如上所述，整流器的每次开启都应该在逆变器关闭之前，逆变器100的相应缩短的开关周期是由旁路电容器1的过早耦合引起的，因为所述开关周期由过早耦合结束。如果以谐振和自激方式构建的半桥在逆变器中运行，在这种情况下它可能会失步。此外，在这种情况下，由于旁路电容器的强制充电反转以及由于耦合晶体管13在耦合电压U₁₁＞零时导通(“电荷转储(chargedump)”)而出现损耗。

图7b示出了如下情况下的一种可能的情况，其中虽然旁路电容器1的耦合同步是正确的，但是它的解耦没有同步。如图所示，旁路电容器过早解耦，例如如果旁路电流I'C1仍然为正并且被耦合晶体管13主动阻断，则在时间点13'关闭。初级电压19'当前处于上升分支上。由于在该时间点整流器还不能接通，因此只有明显较小的固定的旁路电容器2a(由变压器绕组5a+5b的并联电容和整流二极管的并联电容放大-所有这些都包含在旁路电容器2b下)保持为负载。结果，当前仅连接到逆变器100的谐振电路的固有频率显著增加，并且与谐振相关的电压和电流曲线的曲率和梯度随之显著增加。因为在解耦时间点13'off，旁路电流仅从旁路电容器1转移到2a(+2b)，也就是说，因为根本没有额外的能量被馈入，因此在这个时间点，初级电压19'甚至以连续可微地上升的方式继续运行。然而，在13'off之后，由于共振频率的增加，它更加强烈地弯曲，即它没有达到其最后的最大值，并且也更快地弯曲成下降的分支。同时，耦合电压U'₁₁形成一个小凸起，其曲率与初级电压19'的曲率相同，并且与旁路电容器1在解耦时间13'刚刚充电到的电压U'₁相距恒定的距离，并且小于上图中的电压U₁。通过谐振线圈4的电流在U₁₁的这个凸起期间改变其符号，因此耦合电压U₁₁可以完全回落到零，而且这也快得多，因为谐振频率的增加存在。续流二极管12立即再次导通，然后通过谐振线圈4的负谐振电流以及通过可切换的旁路电容器1的I'_C1＝I'₁₂的形式将电压U'₁反射为负。与同步解耦相比，两者都导致初级电压19'的周期更短，幅度显著降低，如上图所示。如果谐振和自振荡半桥在逆变器100中如上那样工作，它可能会失步。

在时间点13”off，初级电压19'在电压U'1处达到其减小的最小值，该电压U'1反射到负值，在该点续流二极管12自然地关断。随后是具有解耦旁路电容器1的第一正常开关周期。因为初级电压19'的最后一个最小值在绝对值方面比通常要小，所以当整流器第一次再次接通时的摆动(可通过右侧边缘上的小峰值振荡来识别)也更小。在U'11的过程中在该第一个正常开关周期期间出现的电压增加正好对应于该摆动，因此在同一开关周期结束时，在耦合电压U'11已相应地再次降低到零之后，电压增加也较小，尽管可切换的旁路电容器1实际上已经解耦以便将其从其较低电压U'1再充电到从上面已知的电压U₁，但续流二极管12再次非常短地导通。因为驱动所有东西的初级电压19'同时运行它的全摆动。

如果要避免所有这些，特别是为了防止作为逆变器100的自激谐振半桥失步，则会产生一个不允许的时间窗Z'，在该时间窗内不应有以上升的形式到达的解耦命令逻辑信号21的边缘，并且恰好位于两个允许的时间窗口Z之间。不允许的时间窗口Z'因此在初级电压19'的最大值之后不久开始并且在相同电压的随后上升的零交叉处结束。Z'比Z稍长的事实说明了一个明显的安全方面。

图8示出了来自图4a至4c的输出电流47的波纹W作为在相关控制特性的最大电流处测量的相同输出电流的百分比PS的函数。只要通过增加谐振半桥的开关频率来降低该百分比，这个波纹就是恒定的并且非常小。该上部由指定运行方法的第一范围形成，在此示例中向下延伸至PS＝最大电流的10％时的减小输出电流，其特征在于常数D＝100％。可切换的旁路电容器1在该范围内永久解耦。例如，对于小于10％的百分比，即对于低于减小的输出电流的实际输出电流，运行方法会更改到其第二范围，如图3b的两个点A和B所示，在这两个点之间来回跳跃通过周期性地连接和断开至少一个可切换的旁路电容器1来实现恒定的半桥开关频率f_HB。旁路电容器1耦合的持续时间越长，由此设置的工作点在图中越往下或在当前图8中越靠左。在该运行方法的下部或第二范围中，输出电流47的波纹W明显大于在上部或第一范围中，这可以从图4a中特别看出：在下一个更高的工作点，即在D＝1或100％处，其开始值和结束值定义了平滑输出电流47随时间变化的波纹的周期性重复小下降根本不存在。因此，尤其是在输出电流的百分比PS处，例如10％，即在由减小的输出电流定义的点处，W过程中的阶跃从小于1％到大约5％的原因之一。

刚刚概述的下部或第二范围中的输出电流47的这种较大波纹W甚至是合乎需要的，因为具有许多串联连接的发光二极管并因此以相同电流操作的照明装置在相同电流被调光时会出现粗糙的外观下降很远，它绝对将是平滑的。原因是LED晶体的缺陷，它对每个单独的发光二极管施加了一个单独的最小电流，该电流仍然是正的，当电流低于此值时，相关的发光二极管首先会完全变暗时间。一些发光二极管是第一个做到这一点的，而另一个可能是唯一一个一直亮到最后的。结果，配备有许多发光二极管并以这种方式运行的照明装置的光学外观受到很大影响。由于在这些低亮度水平下发光二极管电流的波纹W较大，同一照明装置中涉及的所有发光二极管都以大致相同的亮度发光，但可以说是微脉冲的，并且众所周知，进一步变暗通过减少占空比发生，其被眼睛平滑成连续降低的亮度。还有积极的闪光效果，因为人眼习惯于在非常低的亮度水平下轻微闪烁的光源，例如自然星空。

一旦使用至少一个可切换的旁路电容器1来进一步降低输出电流，即一旦进入指定运行方法的第二范围，输出电流波纹最初会增加到高达最大为瞬时平均输出电流值的5％或10％，例如在图4a所示的工作点。从同一附图中也可以看出的，可以使用非常大且互补性非常小的占空比D原则上只引起非常小的波纹，以便选择最大可能的旁路周期或最低可能的旁路频率。在图4a所示的工作点，例如，旁路频率仅为400Hz。该工作点对应于图4a的波纹W下曲线中的阶跃，因此在其上端在扭结处出现在旁路电容器占空比D的上部曲线中。

另一方面，在中等脉冲占空因数的情况下，由此引起的波纹原则上更高，这在图4b中与图4a相比可以清楚地看出。这部分地用于上述闪光效果，如在图8的波纹曲线W中的点“5％”处的峰值处可见，即在D＝50％处。然而，必须使用旁路频率来抵消这种情况，以使那里的波纹不会变得太高。那里400Hz已经不够用了。例如，为了将波纹限制在降低的输出电流的40％，旁路频率必须在PS＝5％时增加到2.5kHz，但至少增加到1.25kHz。

除此之外，旁路频率会再次降低，因为随着占空比D进一步降低，自然波纹形成也会再次降低。在输出电流尽可能小的工作点，如图4c所示，旁路频率仅为250Hz，甚至(未示出)那里也只有100Hz。由于那里更可能出现闪烁现象，对于由具有指定运行方法的指定谐振电子功率转换器供电和控制的LED模块，应避免较低的旁路频率，即低于100Hz的旁路频率。

例如，如图8所示，波纹W过程中的水平梯田的值约为5％或10％，这是由于输出电流因减小的输出电流而进一步减小，即从PS＝10％，平行于占空比D从例如99％到例如80％，旁路周期也减少，即旁路频率相应增加，或者当输出电流从零并联增加通过占空比D从例如1％到例如30％，旁路频率也会增加。波纹曲线W的峰值在D＝50％或PS＝5％处达到最大值，这是由于在D＝80％和D＝30％之间的范围内，旁路频率为有利地设置为1.25kHz到2.5kHz的值保持恒定。首先，这增强了上述积极的闪光效果，其次，它有效地抑制了安装了由具有指定运行方法的指定谐振电子功率转换器供电和控制的LED模块的灯具组件的声谐振，第三，由此有效地避免了同一个LED模组照明范围的频闪效应。

附图标记列表

1 可切换的旁路电容器

2a 初级侧的可能的固定的旁路电容器

2b 次级侧的可能的固定的旁路电容器

3 谐振半桥的第三存储电容器或谐振电容器

4 谐振半桥的谐振电感

5a 谐振半桥的变压器的初级绕组

5b 谐振半桥的变压器的次级绕组

6 谐振半桥的第二存储电容器或输出滤波电容器或其输出电压

16 具有直接旁路电容的Graetz电路中的整流二极管上的截止电压

26 没有直接旁路电容的Graetz电路中的整流二极管上的截止电压

36 没有直接旁路电容的中心抽头电路中的整流二极管上的截止电压

7 谐振半桥的第一存储电容器或输入滤波电容器

8 谐振半桥的电流测量装置

9 输入电流的电流测量抽头或测量电压

19 反射回初级侧的输出电压的测量点

191 用于输出电压测量的下分压电阻

192 用于输出电压测量的上分压电阻

193 峰值电容器

194 峰值二极管

29 谐振半桥的输入电压的测量点

291 用于输入电压测量的下分压电阻

292 用于输入电压测量的上分压电阻

10 桥支路的中心点或该中心点的输出电压

11 可切换的旁路电容器的耦合电路

12 续流二极管

13 耦合晶体管或(有源)耦合开关

13a 耦合晶体管的内部反向二极管

14 正向二极管

15 齐纳二极管

17 缓冲电容器

21 作为调节电路500的输出的用于控制可切换的旁路电容器的逻辑信号

22 基极串联电阻

23 反相晶体管

24 发射极电阻

25 上拉电阻

46 整流器输出电流

47 谐振半桥的平滑的输出电流

50 具有谐振半桥的交流电压发生器

100 包含桥支路的谐振半桥的逆变器

101 平均值电容器

102 第一电流测量电阻

103 第二电流测量电阻

104 低端的双极功率晶体管

104a 功率晶体管104的续流或反向二极管

105 功率晶体管104的基极-发射极二极管

106 耗尽电阻

107 低侧的基极绕组

108 控制整流器

109 启动电阻

111 高端的双极功率晶体管

111a 功率晶体管111的续流或反向二极管

112 功率晶体管111的基极-发射极二极管

113 梯形电容器

117 高端的基极绕组

127 控制变换器的初级绕组

137 控制变压器的调节器绕组

200a,

220c,

220e 谐振半桥的中心抽头电路形式的整流器

200b,

200d,

200f 谐振半桥的Graetz电路形式的整流器

300 谐振半桥的逆变器和整流器之间的具有变压器的谐振电路

406 频率控制晶体管

495 限制电阻

496 水平移位晶体管

497 放电电阻

498 第一启动晶体管

499 第二启动晶体管

500 调节电路

600a,

600b 具有次级侧旁路电容器的整个谐振半桥

600c,

600d 具有初级侧旁路电容器的整个谐振半桥

600e,

600f 具有可切换的旁路电容器的整个谐振半桥

Claims (17)

1.一种谐振运行的开关式隔离功率转换器(50)，具有用于运行能够连接的负载的输出功率的允许范围，其中，输出功率的允许范围由输出电压(U_A)的允许范围和输出电流(47)的允许范围得到，所述开关式隔离功率转换器具有：

-用于将输入功率输入的初级侧，

-用于将输出功率范围内的输出功率输出的次级侧，

-交替接通和断开的以半桥配置的至少两个开关(104、111)，用于

-使位于电路中的至少一个电感(4、5a)磁化和退磁，

-其中，位于电路中的至少一个电感(4、5a)和至少一个旁路电容(1)参与用于谐振运行的谐振电路，

-其中，在第一运行模式下，至少一个旁路电容(1)被解耦，并且其中，通过调整开关式功率转换器的开关频率(f_HB)，在第一输出电流范围内针对负载减小其输出电流(47)，第一输出电流范围从100％的最大输出电流延伸到减小的输出电流，

其特征在于，

功率转换器(50)在第二运行模式下被配置为，保持开关频率(f_HB)，或仅在+/-5％的范围内稍微改变开关频率，并且与开关频率(f_HB)同步，借助耦合电路(11)将谐振电路的至少一个旁路电容(1)周期性地耦合和解耦，以改变工作点，由此在第二输出电流范围内针对负载进一步减小功率转换器的输出电流，第二输出电流范围从减小的输出电流延伸至最小输出电流。

2.根据权利要求1所述的谐振运行的开关式隔离功率转换器，其特征在于，其具有两个电感(4、5a)，其中一个电感为谐振电感(4)，另一个为变压器的初级绕组(5a)，并且功率转换器被配置为，借助与变压器的初级绕组(5a)并联的耦合电路(11)将至少一个旁路电容(1)耦合和解耦。

3.根据权利要求1或2所述的谐振运行的开关式隔离功率转换器，其特征在于，至少一个旁路电容(1)的尺寸被设计成，使得只要至少一个旁路电容(1)被耦合，则功率转换器的输出电流变为零。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的谐振运行的开关式隔离功率转换器，其特征在于，至少一个旁路电容(1)的尺寸被设计成，使得在旁路电容(1)耦合的情况下，当至少一个旁路电容(1)减小1.01到5倍，优选减小1.1到1.5倍时，功率转换器的输出电流(47)尤其是不再变为零。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的谐振运行的开关式隔离功率转换器，其特征在于，其以与至少一个能够耦合和解耦的旁路电容(1)并联的方式具有不能耦合和解耦的旁路电容(2a)，其中，能够耦合和解耦的旁路电容(1)与不能耦合和解耦的旁路电容(2a)的比在1、…、20的范围内，优选在2、…、10的范围内。

6.根据权利要求1至5中任一项所述的谐振运行的开关式隔离功率转换器，其特征在于，其被配置为，基本上通过调整功率转换器(50)的开关频率(f_HB)，使输出电流(47)从功率转换器的100％的最大输出电流值减小到最大输出电流的40％至4％的第一减小的输出电流值，并且在第一减小的输出电流值以下，开关频率(f_HB)基本上保持恒定，并且基本上借助占空比(D)来使输出电流减小，在所述占空比下使能够耦合和解耦的旁路电容(1)暂时解耦。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的谐振运行的开关式隔离功率转换器，其特征在于，其被配置为，从第一减小的输出功率值起，占空比(D)逐步从100％减小到最小占空比(Dmin)。

8.根据权利要求1至7中任一项所述的谐振运行的开关式隔离功率转换器，其特征在于，在可能的最小输出电流(47)下，最小占空比(Dmin)在30％到0％的范围内，优选在20％到1％的范围内。

9.根据权利要求1至8中任一项所述的谐振运行的开关式隔离功率转换器，其特征在于，确定最小占空比(Dmin)的大小，使得旁路电容(1)不耦合的持续时间(Tmess)在10μs到5000μs的范围内，优选在50μs至1000μs的范围内。

10.根据权利要求2至9中任一项所述的谐振运行的开关式隔离功率转换器，其特征在于，功率转换器(50)被配置为，在持续时间(Tmess)期间测量作为输入参量对功率转换器进行电流调节所需的参量，特别是功率转换器的初级侧的输入电流(I_E)和输入电压(U_E)以及功率转换器的次级侧的输出电压(U_A)，其中，功率转换器(50)被配置为，借助占空比(D)，并且借助在功率转换器的初级侧和次级侧之间出现的损耗的模型，计算输出电流(47)，并且通过调整占空比(D)来调节输出电流(47)。

11.根据权利要求1至10中任一项所述的谐振运行的开关式隔离功率转换器，其特征在于，其被配置为，总是正好在耦合时间点之前不久施加在耦合电路(11)上的电压(U₁₁)的值变为最小时，耦合旁路电容(1)，并且总是正好在旁路电容(1)上的电压(U₁)的值与耦合时间点时的值大小相同时，将该旁路电容(1)再次解耦。

12.根据权利要求1至11中任一项所述的谐振运行的开关式隔离功率转换器，其特征在于，至少一个能够耦合和解耦的旁路电容由第一和第二能够耦合和解耦的旁路电容构成，并且所述谐振运行的开关式隔离功率转换器被配置为，在开关式转换器的预先确定的输出电流以下将第二能够耦合和解耦的旁路电容持续耦合，并且对应地在所述预先确定的输出电流以上将第二能够耦合和解耦的旁路电容解耦，其中，所述预先确定的输出电流在最大输出电流的95％至4％的范围内，优选在最大输出电流的90％至50％的范围内。

13.根据权利要求2至12中任一项所述的谐振运行的开关式隔离功率转换器，其特征在于，除了变压器之外，另外的电感(4)和/或另外的电容(3)参与用于谐振运行的谐振电路，以形成LLC或LCC功率转换器。

14.根据权利要求1至13中任一项所述的谐振运行的开关式隔离功率转换器，其特征在于，其包括具有4个绕组(117、127、107、137)的控制变换器，其中，第一绕组(127)布置在功率转换器的电流路径中，其中，第二和第三绕组(107、117)以半桥配置控制两个开关(104、111)，并且相应地在当前导通的开关的实际断开时间点之前不久使第四绕组(137)短路，其中，具有半桥配置的至少两个开关(104、111)由双极晶体管构成。

15.根据权利要求2至14中任一项所述的谐振运行的开关式隔离功率转换器，其特征在于，负载由一个或多个LED构成，所述一个或多个LED串联或并联连接或者具有串联电路和并联电路的混合电路。

16.一种用于运行至少一个LED的运行设备，其具有根据权利要求1至15中任一项所述的转换器，其中，所述运行设备被配置为，调节其输出电流并且根据SELV标准保持电流隔离。

17.一种用于运行根据权利要求1至16中任一项所述的谐振运行的开关式隔离功率转换器(50)的方法，其特征在于以下步骤：

-在第一运行模式下，调整开关式功率转换器(50)的开关频率，以针对连接负载减小输出电流，

-在第二运行模式下，保持在第一运行模式下最后设置的开关频率(f_HB)，并且与开关频率(f_HB)同步地借助耦合电路(11)将谐振电路的至少一个旁路电容(1)周期性地耦合和解耦，以改变功率转换器的工作点，由此针对负载进一步减小输出电流。

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