JP2010284031A - スイッチング電源装置及びそれを用いた照明装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力損失を低減し、且つ、力率を向上できるスイッチング電源装置及び、それを用いた照明装置を提供する。
【解決手段】本発明のスイッチング電源装置１は、１次側コイル１３Ａに印加される入力電圧をスイッチングするスイッチング素子１４と、スイッチング素子１４のオン／オフ動作を制御するスイッチング制御部２０と、１次側コイル１３Ａに印加される入力電圧を分圧し、スイッチング制御部２０に出力する分圧部１２とを備え、スイッチング制御部２０は、スイッチング素子１４に流れる１次電流の平均電流を電圧に変換し、その変換された変換電圧を出力する変換部１５と、変換電圧を基に平均電流に相当する変換電圧を検出し、前記検出電圧に対して分圧電圧との大小を比較する比較器１６と、変換電圧が分圧電圧を超えたとの比較結果に基づきスイッチング素子１４のオン期間を決定するＲＳフリップフロップ１８及び時間調節回路１９とを有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電源から安定な直流電源をつくるスイッチング方式の電源装置に関し、特に、力率改善機能を有するフォワード型スイッチング電源装置及びそれを用いた照明装置に関する。

従来、商用電源を直接受電し、電子機器のために安定化させた直流出力を供給する電源装置に関し、力率を改善しつつ装置の小型及び軽量化を図った電源装置が提案されている（例えば、特許文献１を参照）。

図１８に、この特許文献１に開示された従来の電源装置の概略構成を示す。このスイッチング電源装置１００は、交流電源１０１から供給される交流を整流する整流器１０２と、この整流器１０２の出力を所定周波数でスイッチングさせるスイッチ手段１０３と、このスイッチ手段１０３でスイッチングされる整流器１０２の出力を１次側に入力し、所定の変換を行って２次側に出力するトランス１０４と、このトランス１０４の２次側出力を平滑する平滑手段１０５と、この平滑手段１０５を流れる電流を検出する検出手段１０６と、この検出手段１０６により検出される電流と交流電源１０１の周波数とに応じて、スイッチ手段１０３を所定周波数でスイッチングさせるための信号を生成する制御手段１０７と、を備えている。

以下図１８及び図１９を用いて、従来の電源装置１００の動作を説明する。図１９は、電源装置１００の動作を説明するための波形図である。具体的には、（ａ）は、入力電圧の波形図、（ｂ）は、出力電圧の波形図、（ｃ）は、充電電流の波形図、（ｄ）は、出力コンデンサＣを充電するために必要な電力の波形図、（ｅ）は、入力電力の波形図、（ｆ）は、入力電流の波形図である。

制御手段１０７は、商用電源である交流電源１０１の正弦波電圧と、電流検出抵抗である検出手段１０６により検出される、トランス１０４の２次側にある出力コンデンサＣの充電電流とを取得する。そして、制御手段１０７は、これら交流電源１０１の正弦波電圧及び出力コンデンサＣの充電電流に基づいて、出力コンデンサＣの充電電流が正弦波状となるようにトランス１０４の１次側にあるスイッチ手段１０３のオン／オフ制御を行なう。

ここで、この電源装置１００は、スイッチ手段１０３のオン期間にトランス１０４を通して、電力をトランス１０４の１次側（入力側）から２次側（出力側）へ供給するフォワード回路方式を採用するものである。

この電源装置１００は、トランス１０４の２次側の出力コンデンサＣに流れ込む充電電流Ｉ_ＣＩＮをスイッチ手段１０３より、例えば数１０ｋＨｚ以上の周波数でスイッチングさせ、その平均値が正弦波状になるように制御する（図１９（ｃ）を参照）。この出力コンデンサＣを充電するために必要な電力Ｗ_ＣＩＮは、以下の式を用いて算出される。

Ｗ_ＣＩＮ＝Ｉ_ＣＩＮ×Ｖ_０…（１）
ここで、出力電圧Ｖ_０が一定となるように制御されているので（図１９（ｂ）参照）、充電電流Ｉ_ＣＩＮが正弦波状であれば、電力Ｗ_ＣＩＮも正弦波状となるように制御されることになる（図１９（ｄ）参照）。

この電源装置１００では、図１８に示したように、整流器１０２の後段には平滑回路が配置されていない。このため、入力電力を出力電力に変換する途中においては電気エネルギーを蓄える場所は存在しない。したがって、電力Ｗ_ＣＩＮが正弦波状であれば、入力電力Ｗ_ＩＮも正弦波状である（図１９（ｅ）参照）。

入力電力Ｗ_ＩＮは、以下の式を用いて算出される。

Ｗ_ＩＮ＝Ｉ_ＩＮ×Ｖ_ＩＮ…（２）
入力電圧Ｖ_ＩＮは正弦波状である（図１９（ａ）参照）。したがって、電力Ｗ_ＩＮが正弦波状であれば、入力電流Ｉ_ＩＮは矩形波状である（図１９（ｆ）参照）。

このようにして従来の電源装置１００では、入力電流Ｉ_ＩＮの導通角を拡大し、そうすることにより、力率をほぼ「１」に近づけることができる。

特許第２６４６８２４号公報（１９９７年５月９日）

一般に、力率は、入力電圧波形に対して入力電流波形が相似形である時に最良の値となることが知られている。したがって、力率を良くするためには、入力電流に相当するスイッチング電流の包絡線が入力電圧波形と相似形であることが好ましい。

ところで、従来の電源装置１００では、スイッチ手段１０３に流れるスイッチング電流の検出は行なわれていない。トランス１０４の２次側にある出力コンデンサＣの充電電流が正弦波状になるように制御されている。従来の電源装置１００においては、この出力コンデンサＣの充電電流が入力電圧波形に相当する。

電源装置１００は、フォワード回路方式を採用するため、スイッチ手段１０３がオン期間では、トランス１０４の１次巻き線に流れる電流と２次巻き線に流れる電流とは巻き線比の逆数で比例する。したがって、スイッチ手段１０３のオン期間においては、スイッチ手段１０３に流れるスイッチング電流と出力コンデンサＣの充電電流とは比例関係にある。

一方、スイッチ手段１０３がオフ期間では、スイッチング電流の流れが止まるにもかかわらず、トランス１０４の２次側のチョークコイルＬに蓄えられたエネルギーにより出力コンデンサＣの充電電流が流れ続ける。このため、オフ期間においては、出力コンデンサＣの充電電流とスイッチング電流とは比例関係にはない。すなわち、出力コンデンサＣの充電電流波形とスイッチング電流波形とは相似形ではなく、入力電圧波形に対してスイッチング電流波形、すなわち、入力電流波形が相似形ではない。そのため、電源装置１００においては、力率が劣化するおそれがある。

また、トランス１０４は、入力条件や出力条件によっては飽和、あるいは飽和に近い状態になることがある。この場合も、スイッチング電流と出力コンデンサＣの充電電流とは比例関係ではなくなり、力率が劣化する。

さらに、電子機器のための安定化電源は、商用電源（例えば交流１００Ｖ）を降圧（例えば直流１２Ｖ）するものが多く、２次側の電流はスイッチング電流に比較して１０倍程度大きい。このため、検出手段１０６として電流検出抵抗を用いた場合には、この電流検出抵抗による電力損失が無視できず、電力変換効率が低下することになる。

また、電源装置１００では、出力コンデンサＣの充電電流Ｉ_ＣＩＮが正弦波状になるように、例えば乗算器を用いることができる。しかし、乗算器は回路構成が複雑であり、内部素子のばらつき等により演算誤差を引き起こす要因を含んでいる。この演算誤差による入力電流波形の入力電圧波形に対する歪みが発生し、その結果、力率が劣化してしまう。

力率は、他の製品に及ぼすノイズの規制という観点と、電力の有効利用という観点とから、今後重視される項目である。したがって、力率を少しでも改善することが重要である。

また、充電器や電球型ＬＥＤ照明等のような電力が小さい製品についても、力率が規制される傾向にある。

さらに、電力が小さい製品においては、市場の要求コストが厳しく、コストダウンが強いられる。このため、できるだけ簡単な回路で力率を改善することが要求されている。

上記課題に鑑み、本発明は、電力損失を低減し、且つ、力率を向上させることができるスイッチング電源装置及び、それを用いた照明装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係るスイッチング電源装置は、スイッチング素子のオン期間にトランスの１次側コイルから２次側コイルに電力を供給するフォワード型のスイッチング電源装置であって、前記１次側コイルに接続され、前記１次側コイルに印加される入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、前記スイッチング素子のオン／オフ動作を制御するためのスイッチング制御部と、前記１次側コイルに印加される入力電圧を分圧し、その分圧された分圧電圧を前記スイッチング制御部に出力する分圧部とを備え、前記スイッチング制御部は、前記スイッチング素子のオン期間に前記トランスの１次側コイルから前記スイッチング素子に流れる１次電流を電圧に変換し、その変換された変換電圧を出力する変換部と、前記変換電圧を基に平均電流に相当する変換電圧を検出し、前記検出電圧に対して前記分圧電圧との大小を比較する第１比較器と、前記変換電圧が前記分圧電圧を超えたとの第１比較器による比較結果に基づき前記スイッチング素子のオン期間を決定する決定部とを有する。

上記のスイッチング電源装置では、スイッチング素子のオン期間にトランスの１次側コイルからスイッチング素子に流れる１次電流の平均電流を電圧に変換し、その変換電圧に対して分圧電圧との大小を比較する。そして、変換電圧が分圧電圧を超えたとの比較結果に基づきスイッチング素子のオン期間を決定する。

このため、スイッチング素子に流れる１次電流の平均電流が分圧電圧により制限されるので、スイッチング素子に流れる１次電流の平均電流の包絡線形状を、分圧電圧の電圧波形、すなわち、入力電圧の電圧波形と相似形とすることができる。

したがって、力率を向上させることができる。

また、上記のスイッチング電源装置では、トランスの２次側コイルに流れる２次電流を検出する必要がない。

このため、従来のような２次電流検出のための抵抗による電力損失が無くなる。

したがって、電力損失の低減化を図ることができる。

前記決定部は、前記スイッチング素子のオン期間に充放電されるコンデンサと、前記コンデンサへの電荷の充電及び前記コンデンサからの電荷の放電を同一の定電流を用いて行なう電流制御部と、前記スイッチング素子のオン期間が開始した時点の前記コンデンサの電圧値である初期電圧値に対して前記コンデンサの電圧値との大小を比較する第３比較器とを有し、前記電流制御部は、前記スイッチング素子のオン期間の開始に合わせて前記コンデンサへの電荷の充電を開始する一方、前記変換電圧が前記分圧電圧を超えたとの第１比較器による比較結果に基づき前記コンデンサからの電荷の放電を開始するとともに、前記第３比較器は、前記コンデンサの電圧値が前記初期電圧値以下となったときに、前記スイッチング素子のオン期間を終了させることが好ましい。

この場合、スイッチング素子がオンすると共にコンデンサの初期電圧値を記憶し、コンデンサへの電荷の充電を開始する。そして、変換電圧が分圧電圧を超えたと同時に、コンデンサからの放電を開始する。そして、コンデンサの電圧値が初期電圧値以下になったときに、スイッチング素子をオフする。

このため、スイッチング素子に流れる１次電流の平均電流が分圧電圧により制限されるので、スイッチング素子に流れる１次電流の平均電流の包絡線形状を、分圧電圧の電圧波形、すなわち、入力電圧の電圧波形と相似形とすることができる。

したがって、力率を向上させることができる。

前記分圧電圧の上限値があらかじめ設定されており、前記分圧電圧を前記分圧電圧の上限値以下に制限する電圧制限部をさらに備えていることが好ましい。

この場合、スイッチング素子のオン期間におけるスイッチング電流の平均値の取り得る最大値を制限することができる。

このため、スイッチング電源装置の出力電流の最大値を制限することができ、過電流による負荷の破壊を防ぐことができる。

前記分圧電圧の上限値があらかじめ設定されており、前記スイッチング制御部は、前記変換電圧に対して前記分圧電圧の上限値との大小を比較する第２比較器をさらに有し、前記決定部は、前記変換電圧が前記分圧電圧の上限値を超えたとの第２比較器による比較結果が出された場合には、前記第１比較器による比較結果の有無に関わらず、前記第２比較器による前記比較結果に基づき前記スイッチング素子のオン期間を決定することが好ましい。

この場合、スイッチング素子のオン期間におけるスイッチング電流の平均値の取り得る最大値を制限することができる。

このため、スイッチング電源装置の出力電流の最大値を制限することができ、過電流による負荷の破壊を防ぐことができる。

前記電流制御部は、前記変換電圧が前記分圧電圧の上限値を超えたとの第２比較器による比較結果が出された場合には、前記第１比較器による比較結果の有無に関わらず、前記第２比較器による前記比較結果に基づき前記コンデンサからの電荷の放電を開始することが好ましい。

この場合、スイッチング素子のオン期間におけるスイッチング電流の平均値の取り得る最大値を制限することができる。

このため、スイッチング電源装置の出力電流の最大値を制限することができ、過電流による負荷の破壊を防ぐことができる。

前記スイッチング電源装置の出力電圧の上限値があらかじめ設定されており、前記スイッチング電源装置の出力電圧を検出し、その検出された検出電圧に対して前記出力電圧の上限値との大小を比較する電圧検出部と、前記検出電圧が前記出力電圧の上限値を超えたとの前記電圧検出部による比較結果を前記スイッチング制御部に伝達する伝達機構とをさらに備え、前記スイッチング制御部は、前記伝達機構により前記電圧検出部による前記比較結果が伝達された場合には、前記決定部による前記スイッチング素子のオン期間決定の有無に関わらず、前記スイッチング素子のオン動作を停止させることが好ましい。

この場合、スイッチング電源装置の出力電圧が上昇したことを検出すると、その検出結果がスイッチング制御部に伝達され、スイッチング制御部はスイッチング素子のスイッチング動作を停止させる。

このため、スイッチング電源装置の出力電圧を制限することができ、過電圧による負荷の破壊を防ぐことができる。

本発明に係る照明装置は、前記スイッチング電源装置と、前記スイッチング電源装置の出力側に接続され、前記スイッチング電源装置の出力電圧が入力される光源と、前記スイッチング電源装置の入力側に接続され、交流電源から供給される前記入力電圧が入力される調光器とを備え、前記調光器は、交流電源から供給される前記入力電圧の電圧値及び位相のうちの少なくとも一方を制御することにより、前記光源から出射される光を調光する。

上記の照明装置では、交流電源から供給される入力電圧の電圧値及び位相のうちの少なくとも一方を制御することによって、光源の明るさを調光することが可能となる。

前記スイッチング制御部に定電圧を供給するための定電圧源をさらに備え、前記スイッチング制御部は、前記調光器により制御された前記入力電圧が直接入力されておらず、前記定電圧源は、前記調光器による前記入力電圧の電圧値の増減に関わらず、前記スイッチング制御部に定電圧を供給することが好ましい。

この場合、スイッチング制御部の電源供給手段として、２次電池等のＡＣ電源とは独立した定電圧源を設け、スイッチング制御部がこの定電圧源から電源の供給を受けることができる。

このため、調光器の出力電圧が増減した場合でも、スイッチング制御部に一定の電圧が供給されるので、スイッチング制御部を安定して動作させることができる。

したがって、調光器の出力電圧波形によって光源の明るさを可変することができる。

前記調光器により制御された前記入力電圧を全波整流し、その全波整流された前記入力電圧を出力する全波整流器をさらに備え、前記定電圧源は、前記全波整流器の出力に一端が接続された抵抗素子と、前記抵抗素子の他端と接地電圧源との間に接続された基準電圧源と、前記全波整流器の出力に接続されたコレクタと、前記スイッチング制御部に接続されたエミッタと、前記抵抗素子と前記基準電圧源との接続点に接続されたベースと、を有し、前記ベースと前記エミッタとの間に一定の電位差を持つＮＰＮトランジスタとから構成されており、前記ＮＰＮトランジスタは、前記抵抗素子と前記基準電圧源との接続点の電圧値及び、前記ベースと前記エミッタとの間の電位差に応じた定電圧を前記スイッチング制御部に供給することが好ましい。

この場合、調光器の出力電圧が増減した場合でも、スイッチング制御部に一定の電圧が供給されるので、スイッチング制御部を安定して動作させることができる。

したがって、調光器の出力電圧波形によって光源の明るさを可変することができる。

前記調光器により制御された前記入力電圧を全波整流し、その全波整流された前記入力電圧を出力する全波整流器をさらに備え、前記定電圧源は、前記全波整流器の出力に接続されたソースと、前記スイッチング制御部に接続されたドレインと、接地電源に接続されたゲートと、を有するデプレッション型ＦＥＴから構成されていることが好ましい。

この場合、調光器の出力電圧が増減した場合でも、スイッチング制御部に一定の電圧が供給されるので、スイッチング制御部を安定して動作させることができる。

したがって、調光器の出力電圧波形によって光源の明るさを可変することができる。

本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記１次側コイルに接続され、前記１次側コイルに印加される入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、前記スイッチング素子のオン／オフ動作を制御するためのスイッチング制御部と、前記１次側コイルに印加される入力電圧を分圧し、その分圧された分圧電圧を前記スイッチング制御部に出力する分圧部とを備え、前記スイッチング制御部は、前記スイッチング素子のオン期間に前記トランスの１次側コイルから前記スイッチング素子に流れる１次電流を電圧に変換し、その変換された変換電圧を出力する変換部と、前記変換電圧を基に平均電流に相当する変換電圧を検出し、前記検出電圧に対して前記分圧電圧との大小を比較する第１比較器と、前記変換電圧が前記分圧電圧を超えたとの第１比較器による比較結果に基づき前記スイッチング素子のオン期間を決定する決定部とを有する。

それゆえ、電力損失を低減し、且つ、力率を向上させることができるという効果を奏する。

本発明の実施の形態１に係るスイッチング電源装置の概略構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態２に係るスイッチング電源装置の概略構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態３に係るスイッチング電源装置の概略構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態４に係るスイッチング電源装置の概略構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態５に係るスイッチング電源装置の概略構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態６に係るスイッチング電源装置の概略構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態７に係る照明装置の概略構成を示す図である。 本発明の実施の形態８に係る照明装置の概略構成を示す図である。 本発明の実施の形態９に係る照明装置の概略構成を示す図である。 本発明の実施の形態１０に係る照明装置の概略構成を示す図である。 （ａ）は、全波整流器から出力される全波整流電圧の電圧波形、（ｂ）は、１次側コイルに流れる１次電流Ｉ１の電流波形である。 （ａ）は、１次側コイルに流れる１次電流Ｉ１の電流波形、（ｂ）は、２次側コイルに流れる２次電流Ｉ２の電流波形及びチョークコイルを流れるチョークコイル電流Ｉ３の電流波形である。 １次側コイルに流れる１次電流Ｉ１の電流波形である。 ２次側コイルに流れる２次電流Ｉ２の電流波形である。 チョークコイルを流れるチョークコイル電流Ｉ３の電流波形である。 時間調節回路の概略構成を示すブロック図である。 時間調節回路の具体的な回路構成を示す回路図である。 従来の電源装置の概略構成を示す回路図である。 図１８の電源装置の動作を説明するための波形図であり、（ａ）は、入力電圧の波形図、（ｂ）は、出力電圧の波形図、（ｃ）は、充電電流の波形図、（ｄ）は、出力コンデンサＣを充電するために必要な電力の波形図、（ｅ）は、入力電力の波形図、（ｆ）は、入力電流の波形図である。

以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。なお、以下の説明に用いる図面では、同一の部分には同一の符号を付してある。それらの名称及び機能も同一である。したがって、それらについての詳細な説明は繰り返さない。

（実施の形態１）
本実施の形態１に係るスイッチング電源装置は、スイッチング素子のオン期間にトランスを通して電力を出力側へ供給する、公知のフォワード回路方式を採用するものである。

図１は、本発明の実施の形態１に係るスイッチング電源装置の概略構成を示す回路図である。本実施の形態に係るスイッチング電源装置１は、全波整流器１１と、分圧部１２と、トランス１３と、スイッチング素子１４と、電流電圧変換部（変換部）１５と、スイッチング制御部２０と、平滑部２５と、を備えている。

全波整流器１１は、一対の入力端子（Ｌ端子）２６Ａ及び入力端子（Ｎ端子）２６Ｂと、接地電源２８と、が接続されている。入力端子２６Ａ、２６Ｂには、例えば商用電源が接続されており、この商用電源から印加される交流電圧が入力端子２６Ａ、２６Ｂを通して全波整流器１１に入力される。全波整流器１１は、接地電源２８から供給される接地電位を用いて、この交流電圧の全波整流を実行する。

分圧部１２には、全波整流器１１により全波整流された全波整流電圧が入力される。分圧部１２は、例えば直列接続された２つの抵抗素子１２Ａ、１２Ｂを用いることができる。これら２つの抵抗素子１２Ａ、１２Ｂは、全波整流器１１の出力と接地電源２８との間において直列接続されている。

また、分圧部１２は、これら２つの抵抗素子１２Ａ、１２Ｂの抵抗比に応じた分圧電圧を、抵抗素子１２Ａ、１２Ｂの接続点に出力する。この分圧電圧は、全波整流器１１から入力される全波整流電圧よりも低い電圧値を持つ。

さらに、分圧部１２は、公知のトランスを用いることもできる。

なお、スイッチング制御部２０は、半導体集積回路で構成されることから、低い電圧（例えば１０Ｖ程度）で動作するのが通常である。そのため、スイッチング制御部２０に全波整流器１１からの全波整流電圧（例えば１４０Ｖ程度）を直接に入力することは困難である。そこで、この分圧部１２は、高い電圧である全波整流電圧から低い電圧である分圧電圧を分圧し、その分圧電圧をスイッチング制御部２０に出力する。

もちろん、スイッチング制御部２０を構成する半導体集積回路が高耐圧プロセスによって製造されており、スイッチング制御部２０に全波整流電圧を直接入力可能であれば、分圧部１２による全波整流電圧の分圧を行なう必要はない。

トランス１３は、トランス１３の１次側に配置された１次側コイル１３Ａと、トランス１３の２次側に配置された２次側コイル１３Ｂと、を有している。トランス１３の１次側コイル１３Ａの巻き始め側端子には、全波整流器１１から出力される全波整流電圧が印加されている。一方、トランス１３の１次側コイル１３Ａの巻き終わり側端子は、スイッチング素子１４及び電流電圧変換部１５を通して、接地電源２８と接続する。

トランス１３では、１次側コイル１３Ａを流れる１次電流Ｉ１により発生する磁界を打ち消す方向に、１次側コイル１３Ｂに２次電流Ｉ２が流れる。そして、トランス１３は、１次側コイル１３Ａに印加される全波整流電圧を変圧し、２次側コイル１３Ｂに出力する。

スイッチング素子１４は、トランス１３の１次側コイル１３Ａの巻き終わり側端子に接続されている。そして、１次側コイル１３Ａには、スイッチング素子１４のオン期間に、直流電流である１次電流Ｉ１が流れる。そして、この１次側コイル１３Ａに１次電流Ｉ１が発生すると、その１次電流Ｉ１の発生に合わせて、２次側コイル１３Ｂに２次電流Ｉ２が発生する。

スイッチング素子１４には、自身のオン／オフ動作を制御するための制御信号が入力される制御端子を有している。この制御端子は、スイッチング制御部２０に接続されている。スイッチング素子１４には、スイッチング制御部２０から出力される制御信号が制御端子を通して入力されており、その制御信号に基づくオン／オフ制御が行なわれる。

スイッチング素子１４は、２つの入出力端子を有しており、一方の入出力端子がトランス１３の１次側コイル１３Ａの巻き終わり側端子に接続され、他方の入出力端子が電流電圧変換部１５を通して接地電源２８に接続されている。

スイッチング素子１４は、スイッチング制御部２０から出力される制御信号に基づき、２つの入出力端子間に流れる電流のオン／オフを切り替えるスイッチング素子である。

スイッチング素子１４は、例えばＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いることができる。スイッチング素子１４がｎ型ＦＥＴであれば、そのゲート端子はスイッチング制御部２０に接続され、そのドレイン端子はトランス１３の１次側コイル１３Ａの巻き終わり側端子に接続され、そのソース端子は電流電圧変換部１５を通して接地電源２８に接続される。

そして、スイッチング素子１４は、スイッチング制御部２０により生成され、ゲート端子に入力される制御信号に基づき、ソース端子とトレイン端子間のオン期間／オフ期間を切り替える。例えば、スイッチング素子１４は、スイッチング制御部２０からの制御信号がＨＩＧＨレベルであれば、ソース端子とドレイン端子間を導通させる。一方、制御信号がＬＯＷレベルであれば、ソース端子とドレイン端子間を遮断する。

スイッチング素子１４のオン期間では、トランス１３の１次側コイル１３Ａの巻き終わり側端子と接地電源２８とが、スイッチング素子１４及び電流電圧変換部１５を通して接続される。このため、トランス１３の１次側コイル１３Ａにより発生する１次電流Ｉ１がスイッチング素子１４、電流電圧変換部１５を通って、接地電源２８に流れ込むことになる。

一方、スイッチング素子１４のオフ期間では、トランス１３の１次側コイル１３Ａの巻き終わり側端子と接地電源２８とが遮断される。このため、トランス１３の１次側コイル１３Ａにより発生する１次電流Ｉ１がスイッチング素子１４、電流電圧変換部１５を通って、接地電源２８に流れ込むことがない。

なお、スイッチング素子１４は、ＦＥＴに代えて、ＢＪＴ（Ｂｉｐｏｌａｒ Ｊｕｎｃｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）、Ｊ-ＦＥＴ（接合型電界効果トランジスタ）、サイリスタ等を用いてもよい。

電流電圧変換部１５は、スイッチング素子１４を流れるスイッチング電流、すなわち、１次電流Ｉ１の電流を検出するためのものである。電流電圧変換部１５は、スイッチング電流Ｉ１の電流値を電圧値に変換し、その変換電圧を出力する。

電流電圧変換部１５は、例えば抵抗素子を用いることができる。電流電圧変換部１５が抵抗素子であれば、１次側コイル１３Ａに１次電流Ｉ１が流れたとき、この抵抗素子とスイッチング素子１４との接続点には、抵抗素子による電圧降下に見合った電圧値が現れることになる。したがって、その接続点に現れる電圧値と抵抗素子の抵抗値とを用いて１次電流Ｉ１の電流値を電圧値に変換し、出力することが可能となる。

スイッチング制御部２０は、スイッチング素子１４のスイッチング動作、つまり、オン／オフ動作を制御する。スイッチング制御部２０は、スイッチング素子１４のオン期間に流れる、トランス１３の１次側コイル１３Ａの１次電流Ｉ１を、電流電圧変換部１５を用いて取得する。そして、スイッチング制御部２０は、この電流電圧変換部１５から取得した１次電流Ｉ１に基づいて、スイッチング素子１４のオン期間及びオフ期間を決定する。

スイッチング制御部２０は、比較器（第１比較器）１６と、発振回路１７と、ＲＳフリップフロップ（決定部）１８と、時間調節回路（決定部）１９と、を有している。

比較器１６は、例えばオペアンプを用いることができる。比較器１６の非反転入力端子（“＋”端子）の電位が反転入力端子（“−”端子）の電位より高い場合に“Ｈｉｇｈ”を出力し、逆に、非反転入力端子の電位が反転入力端子の電位より低い場合に“Ｌｏｗ”を出力する。

また、比較器１６の反転入力端子は、スイッチング素子１４と電流電圧変換部１５との接続点に接続されている。比較器１６は、この反転入力端子を通して、スイッチング素子１４と電流電圧変換部１５との接続点に現れる電圧値を１次電流情報ＤＩとして取得する。

一方、比較器１６の非反転入力端子は、分圧部１２に接続されている。比較器１６は、この非反転入力端子を通して、分圧部１２から出力される分圧電圧ＶＢを取得する。

このように、比較器１６には、分圧電圧ＶＢと１次電流情報ＤＩとが入力されており、この分圧電圧ＶＢの電圧値に対する１次電流情報ＤＩが表わす電圧値の大小を比較する。

そして、比較器１６は、１次電流情報ＤＩが表わす電圧値が分圧電圧ＶＢの電圧値以上になると、時間調節回路１９にその比較結果を出力する。

発振回路１７は、方形波を出力する。そして、その方形波の発振周波数は、数十ｋＨｚから１５０ｋＨｚ程度が好ましい。

発振回路１７は、スイッチング素子１４を駆動するタイミングを生成する。具体的には、発振回路１７は、スイッチング素子１４がオンすべきタイミングにＳｅｔ信号をＲＳフリップフロップ１８及び時間調節回路１９に出力する。

ＲＳフリップフロップ１８は、自身の出力Ｑを発振回路１７からのＳｅｔ信号でセット（“Ｈｉｇｈ”）し、時間調節回路１９からのＲｅｓｅｔ信号でリセット（“Ｌｏｗ”）するように動作する。例えば、ＲＳフリップフロップ１８は、発振回路１７からＳｅｔ信号が入力されているときに、時間調節回路１９からＲｅｓｅｔ信号が入力されると、自身の出力をリセットする。

時間調節回路１９は、発振回路１７からのＳｅｔ信号が入力された時点を起点とし、比較器１６からの比較結果が入力されるまでの時間Ｔ１を記憶する。そして、時間調節回路１９は、比較器１６からの比較結果が入力された時点から上記の時間Ｔ１の経過後、Ｒｅｓｅｔ信号を出力する。

ここで、時間調節回路１９の構成について説明する。

図１６は、時間調節回路１９の概略構成を示すブロック図である。この時間調節回路１９は、図１６に示すように、電流制御回路（電流制御部）５１と、第１定電流源５２と、第２定電流源５３と、計測用コンデンサ（コンデンサ）５４と、初期電圧値記憶部５５と、比較器（第３比較器）５６と、を有している。

電流制御回路５１は、発振回路１７からＳｅｔ信号が入力されると、第１定電流源５２及び第２定電流源５３を用いて、計測用コンデンサ５４に蓄積される電荷量を制御する。

具体的は、電流制御回路５１は、第１定電流源５２を用いて計測用コンデンサ５４に定電流を流し込むことにより、計測用コンデンサ５４に電荷を蓄積する。

一方、電流制御回路５１は、第２定電流源５３を用いて計測用コンデンサ５４から定電流を引き抜くことにより、計測用コンデンサ５４に蓄積されている電荷を引き抜く。

初期電圧値記憶部５５は、計測用コンデンサ５４の初期電圧値を記憶する。具体的には、発振回路１７からＳｅｔ信号が入力されると、計測用コンデンサ５４の電圧値を取得し、計測用コンデンサ５４の初期電圧値として記憶する。

比較器５６は、この初期電圧値記憶部５５に記憶されている初期値と計測用コンデンサ５４の電圧値とが入力されており、この初期電圧値に対する計測用コンデンサ５４の電圧値の大小を比較する。

次に、時間調節回路１９の動作について説明する。

先ず、電流制御回路５１は、発振回路１７からＳｅｔ信号が入力されると、第１定電流源５２を用いて計測用コンデンサ５４への定電流の流し込みを開始する。その結果、計測用コンデンサ５４の電圧値は上昇を始める。

このとき、初期電圧値記憶部５５は、発振回路１７からＳｅｔ信号が入力された時点における、計測用コンデンサ５４の電圧値を取得し、計測用コンデンサ５４の初期電圧値として記憶している。

ここで、比較器１６は、１次電流情報ＤＩが表わす電圧値が分圧電圧ＶＢの電圧値以上になると、電流制御回路５１にその比較結果を出力する。

電流制御回路５１は、比較器１６から上記の比較結果が入力されると、第１定電流源５２を用いた計測用コンデンサ５４への定電流の流し込みを停止し、今度は、第２定電流源５３を用いた計測用コンデンサ５４からの定電流の抜き取りを開始する。

比較器５６は、計測用コンデンサ５４の電圧値を監視しており、第２定電流源５３による定電流の抜き取りにより計測用コンデンサ５４の電圧値が降下し、初期電圧値記憶部５５に記憶されている初期電圧値以下になると、上記のＲｅｓｅｔ信号を出力する。

このようにして時間調節回路１９は、発振回路１７からのＳｅｔ信号が入力された時点を起点とし、比較器１６からの比較結果が入力されるまでの時間Ｔ１を記憶し、比較器１６からの比較結果が入力された時点から上記の時間Ｔ１の経過後、Ｒｅｓｅｔ信号を出力する。

次に、時間調節回路１９の具体的な回路構成について説明する。図１７は、時間調節回路１９の具体的な回路構成を示す回路図である。

図１７に示すように、時間調節回路１９は、電流制御回路５１と、第１定電流源５２と、第２定電流源５３と、計測用コンデンサ５４と、初期電圧値記憶部５５である定電圧源５５Ａと、比較器５６と、を有している。

電流制御回路５１は、ＡＮＤ回路６１と、バイアス抵抗素子６２ａ、６２ｂ、６２ｃ及び６２ｄと、バイポーラトランジスタ６３及び６４と、を有している。

第１定電流源５２は、バイポーラトランジスタ６５及び６６からなるカレントミラー回路であり、第２定電流源５３は、バイポーラトランジスタ６８及び６９からなるカレントミラー回路である。

また、第１定電流源５２のバイポーラトランジスタ６６のコレクタ端子と第２定電流源５３のバイポーラトランジスタ６９のコレクタ端子との間には定電流回路６７が接続されている。

電流制御回路５１のＡＮＤ回路６１には、発振回路１７からＳｅｔ信号が入力される。先ず、１次電流Ｉ１が少ないときには比較器１６の出力はＨＩＧＨレベルになっているため、ＡＮＤ回路６１は、発振回路１７のＳｅｔ信号をバイアス抵抗素子６２ａ、６２ｂ、６２ｃ及び６２ｄに出力する。

このとき、バイアス抵抗素子６２ａ、６２ｂ、６２ｃ及び６２ｄの抵抗比から、バイポーラトランジスタ６３はオフし、バイポーラトランジスタ６４はオンする。

その結果、定電流回路６７から出力される定電流がバイポーラトランジスタ６６のコレクタ端子に流れ、バイポーラトランジスタ６９のコレクタ電流はゼロとなる。

このため、バイポーラトランジスタ６６のカレントミラー回路の対となっているバイポーラトランジスタ６５に定電流回路６７の定電流と同じ大きさの電流が流れ、計測用コンデンサ５４の充電が開始される。

初期電圧値記憶部５５である定電圧源５５Ａは、計測用コンデンサ５４の初期電圧値を記憶しており、計測用コンデンサ５４の充電が開始すると、比較器５６の出力がＬＯＷレベルになり、ＲＳフリップフロップ１８は、発振回路１７のＳｅｔ信号をそのまま出力する。

上記状態が続き、１次電流Ｉ１が次第に増加すると、１次電流情報ＤＩの電圧値が上昇し、分圧電圧ＶＢの電圧値以上になると、比較器１６はＬＯＷレベルを出力する。

この場合、ＡＮＤ回路６２は、ＬＯＷレベルをバイアス抵抗素子６２ａ、６２ｂ、６２ｃ及び６２ｄに出力する。このとき、バイアス抵抗素子６２ａ、６２ｂ、６２ｃ及び６２ｄの抵抗比から、バイポーラトランジスタ６３はＯＮし、バイポーラトランジスタ６４はＯＦＦする。

その結果、定電流回路６７の定電流がバイポーラトランジスタ６９のコレクタ端子に流れ、バイポーラトランジスタ６６のコレクタ電流はゼロとなる。

このため、バイポーラトランジスタ６９のカレントミラー回路の対となっているバイポーラトランジスタ６８に定電流回路６７の定電流と同じ大きさの電流が流れ、計測用コンデンサ５４の放電が開始される。

上記状態が続き、計測用コンデンサ５４の電圧が低下し、定電圧源５５Ａの電圧以下になると、比較器５６はＲｅｓｅｔ信号を出力し、ＲＳフリップフロップ１８はリセットされてＬＯＷを出力し、スイッチング素子１４がオフする。

図１に戻り、平滑部２５は、トランス１３の２次側コイル１３Ｂと、出力端子（Ｖ＋端子）２７Ａ及び出力端子（Ｖ−端子）２７Ｂとの間に接続されている。そして、平滑部２５は、トランス１３の２次側コイル１３Ｂに２次電流Ｉ２が流れることにより、トランス１３の２次側コイル１３Ｂに誘起される電圧を整流、平滑して、出力端子２７Ａ、２７Ｂに出力する。

平滑部２５は、整流用ダイオード２１及びフライホイールダイオード２２から構成された整流回路と、チョークコイル２３及び平滑用コンデンサ２４から構成された平滑回路と、を有している。

整流回路では、整流用ダイオード２１とフライホイールダイオード２２とが直列に接続されている。整流用ダイオード２１とフライホイールダイオード２２とは、スイッチング素子１４のオン期間に、２次側コイル１３Ｂに誘起される電圧で整流用ダイオード２１が導通し、フライホイールダイオード２２が遮断するよう方向付けられ、２次側コイル１３Ｂの両端子間に接続されている。

整流用ダイオード２１は、トランス１３の２次側巻き線１３Ｂに出力される交流電圧を整流する。フライホイールダイオード２２は、スイッチング素子１４のオフ期間に、チョークコイル２３に溜まったエネルギーを放出するためのダイオードである。

なお、整流回路は、整流用ダイオード２１及びフライホイールダイオード２２に代えて、バイポーラトランジスタや電界効果トランジスタ等の制御極付整流素子を用いることができる。制御極付整流素子を用いれば損失の少ない回路構成を実現できる。

平滑回路では、チョークコイル２３と平滑用コンデンサ２４とが直列に接続されている。そして、平滑回路は、フライホイールダイオード２２と並列に接続され、平滑用コンデンサ２４の両端子が出力端子２７Ａ、２７Ｂに接続されている。

チョークコイル２３は、スイッチング素子１４のオン期間に平滑用コンデンサ２４や出力端子２７Ａ、２７Ｂに電流を流しながらエネルギーを蓄え、スイッチング素子１４のオフ期間に平滑用コンデンサ２４や出力端子２７Ａ、２７Ｂに電流を流しながらエネルギーを放出する。

平滑用コンデンサ２４は、出力端子２７Ａ、２７Ｂに出力される電圧のリップルを抑えるためのフィルタである。平滑用コンデンサ２４は、例えばコンデンサ等が利用できる。リップルが問題とならないシステムについては、平滑用コンデンサ２４を廃止することも可能である。

出力端子２７Ａ、２７Ｂは、スイッチング電源装置１の出力端子である。出力端子２７Ａ、２７Ｂは、平滑部２５の出力に接続されており、平滑部２５により整流、平滑された直流電圧をスイッチング電源装置１の外部に出力する。通常、出力端子２７Ａ、２７Ｂには負荷が接続されており、この負荷に、出力端子２７Ａ、２７Ｂから出力される直流電圧が印加される。

出力端子２７Ａ、２７Ｂには、ＬＥＤ照明やＡＣアダプタといった電子機器等である負荷（図示省略）が接続されている。

次に、スイッチング電源装置１の動作について説明する。図１３は、トランス１３の１次側コイル１３Ａに流れる１次電流Ｉ１の電流波形である。図１４は、トランス１３の２次側コイル１３Ｂに流れる２次電流の電流波形である。図１５は、平滑部２５のチョークコイル２３を流れるチョークコイル電流Ｉ３の電流波形である。

スイッチング制御部２０がスイッチング素子１４の制御端子に制御信号を所定のデューティ比で出力し、スイッチング素子１４が、この制御信号に同期して、オン状態とオフ状態とを繰り返す。

この場合、先ず、スイッチング制御部２０がＨＩＧＨレベルの制御信号をスイッチング素子１４の制御端子に入力すると、その制御信号の入力に基づいてスイッチング素子１４がオンし、スイッチング素子１４のオン期間Ｔｏｎが開始する。

スイッチング素子１４のオン期間Ｔｏｎが開始すると、全波整流器１１、トランス１３の１次側コイル１３Ａ、スイッチング素子１４、電流電圧変換部１５及び接地電源２８に１次電流Ｉ１が流れる。この１次電流Ｉ１は、図１３に示すように、時間ｔの経過とともに増加する電流波形を持つ。

そして、１次側コイル１３Ａに１次電流Ｉ１が流れると、それと同時に、２次側コイル１３Ｂの両端子間に電圧が誘起される。２次側コイル１３Ｂに誘起される電圧の方向は、２次側コイル１３Ｂの巻き始め側端子が正の電位となり、整流用ダイオード２１に順方向電圧を印加する方向となる。

したがって、２次側コイル１３Ｂの巻き始め側端子から出力された２次電流Ｉ２は、整流用ダイオード２１、チョークコイル２３、出力端子２７Ａ、負荷、出力端子２７Ｂを通った後、２次側コイル１３Ｂの巻き終わり側端子に流れ込む。この２次電流Ｉ２は、図１４に示すように、１次電流Ｉ１と同様、時間ｔの経過とともに増加する電流波形を持つ。このとき、平滑用コンデンサ２４は、電流リップルを抑えるように機能する。

また、スイッチング素子１４のオン期間Ｔｏｎでは、チョークコイル２３を流れるチョークコイル電流Ｉ３は、図１５に示すように、２次電流Ｉ２と同様、時間ｔの経過とともに増加する電流波形を持つ。なお、このチョークコイル電流Ｉ３は、２次側コイル１３Ｂに流れる２次電流Ｉ２と等しいことは言うまでもない。

次に、スイッチング制御部２０がＬＯＷレベルの制御信号をスイッチング素子１４の制御端子に入力すると、その制御信号の入力に基づいてスイッチング素子１４がオフし、スイッチング素子１４のオフ期間Ｔｏｆｆが開始する。

スイッチング素子１４のオフ期間Ｔｏｆｆが開始すると、図１３に示すように、トランス１３の１次側コイル１３Ａの１次電流Ｉ１の流れは停止する。その結果、２次側コイル１３Ｂに誘起される電圧の方向は、スイッチング素子１４のオン期間Ｔｏｎの場合とは逆方向となる。すなわち、２次側コイル１３Ｂの巻き始め側端子が負の電位となり、整流用ダイオード２１に逆方向電圧を印加する方向となる。このため、図１４に示すように、２次側コイル１３Ｂに２次電流Ｉ２は流れない。

一方、チョークコイル２３には磁気エネルギーが蓄積されていることから、そのエネルギーに起因してチョークコイル２３にはチョークコイル電流Ｉ３が流れ続ける。したがって、チョークコイル２３の一方の端子から出力されたチョークコイル電流Ｉ３は、出力端子２７Ａ、負荷、出力端子２７Ｂ、フライホイールダイオード２２を通った後、チョークコイル２３の他方の端子に流れ込む。このチョークコイル電流Ｉ３は、チョークコイル２３に蓄積された磁気エネルギーに依存するため、図１５に示すように、時間ｔの経過とともに減少する電流波形を持つ。このとき、平滑用コンデンサ２４は、電流リップルを抑えるように機能する。

次に、スイッチング電源装置１の力率改善機能について説明する。

ここでは、図１の入力端子２６Ａと入力端子２６Ｂとの間に、交流電圧（例えば、ＡＣ１００Ｖ）を供給する商用電源が接続されている場合を例として説明する。

この場合、商用電源から供給される交流電圧が入力端子２６Ａ及び入力端子２６Ｂ間に印加される。そして、全波整流器１１は、この交流電圧を全波整流し、全波整流電圧（脈流）Ｖ１を出力する。図１１（ａ）に、その全波整流電圧Ｖ１の波形を示す。図１１（ａ）に示すように、全波整流電圧Ｖ１の波形は正弦波状となっている。

分圧部１２は、上述したように、比較器１６の非反転入力端子に、上記の全波整流電圧Ｖ１を分圧した分圧電圧ＶＢを印加する。その分圧電圧ＶＢの波形は全波整流電圧Ｖ１の波形と相似となり、その波形は図１１（ａ）に示した正弦波状と同様、正弦波状となる。

比較器１６は、この分圧電圧ＶＢの電圧値に対する１次電流情報ＤＩが表わす電圧値の大小を比較する。つまり、比較器１６による上記比較動作により、スイッチング素子１４がオン期間の開始から上記の時間Ｔ１経過後である中間時刻において、スイッチング素子１４に流れるスイッチング電流を電流電圧変換部１５で変換した電圧と、分圧部１２からの分圧電圧ＶＢとが等しくなる。

言い換えれば、分圧部１２の分圧電圧ＶＢで、スイッチング素子１４のオン期間の中間時刻におけるスイッチング電流が制御されることになる。

スイッチング電流は、トランス１３の１次側コイル１３Ａを流れる１次電流Ｉ１に等しい。そして、スイッチング素子１４のスイッチング時間（１０ｕｓｅｃ程度）は、商用電源の電圧変化時間（２０ｍｓｅｃ程度）に比較して非常に短い。したがって、スイッチング電流はほぼ直線的に変化し、その電流変化率は、全波整流電圧Ｖ１／１次側コイル１３Ａのインダクタンス、で与えられる。

スイッチング電流がほぼ直線的に変化することから、スイッチング素子１４がオン期間の中間時刻におけるスイッチング電流は、スイッチング素子１４がオン期間におけるスイッチング電流の平均値に等しくなる。

すなわち、分圧部１２の分圧電圧ＶＢにより、スイッチング素子１４がオン期間におけるスイッチング電流の平均値が制御される。

スイッチング素子１４のオン期間における平均電流は、スイッチング素子１４のオン期間の中間時間における電流値に等しい。したがって、各スイッチング電流波形の平均値の包絡線は、図１１（ｂ）の点線で示されたように、図１１（ａ）に示した全波整流電圧Ｖ１の波形と相似形になる、つまり、力率が改善される。

すなわち、ＲＩを電流電圧変換部１５の抵抗値、Ｄを分圧部１２の分圧比、Ｉ１_ＡＶをスイッチング素子１４のオン期間におけるスイッチング電流の平均値とすれば、
Ｄ×Ｖ１＝Ｉ１_ＡＶ×ＲＩ
となり、入力電圧である全波整流電圧Ｖ１と入力電流であるスイッチング電流とは比例関係（相似形）であり、力率が１に近く、力率が改善される。

（実施の形態２）
次に、本発明の実施の形態２について説明する。上記の実施の形態１の出力端子２７Ａ及び２７Ｂ間にＬＥＤ等の負荷を接続した場合、負荷に流れる電流値を負荷の許容値以上に流れないように制限する必要がある。

本発明の実施の形態２は、全波整流器１１の出力電圧である全波整流電圧Ｖ１を制限することにより、スイッチング素子１４のオン期間におけるスイッチング電流の平均値を制限する実施の形態である。

以下、図面を用いて、本発明の実施の形態２に係るスイッチング電源装置について説明する。図２は、本発明の実施の形態２に係るスイッチング電源装置の概略構成を示す回路図である。以下、上記の実施の形態１と同様の部分については、同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。

図２に示すように、本発明の実施の形態２に係るスイッチング電源装置２と上記の実施の形態１のスイッチング電源装置１とで異なる点は、分圧部１２により全波整流電圧Ｖ１から分圧された分圧電圧ＶＢを制限する電圧制限部２９をさらに備えている点である。

電圧制限部２９は、分圧部１２の分圧電圧ＶＢを制限するものであり、例えばツェナーダイオード等が利用できる。

本実施の形態においては、上記の実施の形態１と同様、スイッチング素子１４のオン期間におけるスイッチング電流の平均値は、全波整流器の全波整流電圧Ｖ１により制御されている。

ここで、本実施の形態のスイッチング電源装置２が、チョークコイル２３にチョークコイル電流Ｉ３が常時流れ続ける公知の「連続モード」で動作するフォワード型のスイッチング電源装置である場合、出力電流の平均値Ｉｏｕｔは２次側のチョークコイル２３に流れるチョークコイル電流Ｉ３の平均値と等しく、トランス１３の２次側コイル１３Ｂに２次電流Ｉ２が流れている期間、すなわちスイッチング素子１４のオン期間におけるトランス１３の２次側コイル１３Ｂに流れる２次電流Ｉ２の平均値に等しい。この電流波形を図１２に示す。図１２（ａ）は、１次電流Ｉ１の波形図、図１２（ｂ）は、２次電流Ｉ２及びチョークコイル電流Ｉ３の各波形図である。

ここで、Ｎ１をトランス１３の１次側コイル１３Ａの巻数、Ｎ２をトランス１３の２次側コイル１３Ｂの巻線とすると、
Ｉ２：Ｉ１＝（１／Ｎ２）：（１／Ｎ１）
という比例関係がある。

したがって、本実施の形態に係るスイッチング電源装置２においては、出力電流の平均値Ｉｏｕｔとスイッチング素子１４のオン期間におけるスイッチング電流の平均値との関係は、
Ｉｏｕｔ＝（Ｎ１／Ｎ２）×Ｉ１_ＡＶ
となる。

また、上記の実施の形態１と同様、
Ｄ×Ｖ１＝Ｉ１_ＡＶ×ＲＩ
であるから、
Ｉｏｕｔ＝（Ｎ１／Ｎ２）×Ｄ×Ｖ１／ＲＩ
となる。

本実施の形態においては、分圧部１２の出力電圧である分圧電圧ＶＢ（＝Ｄ×Ｖ１）は電圧制限部２９により制限されている。

ＶＺ１をその制限電圧とすると、出力電流の平均値Ｉｏｕｔは、
Ｉｏｕｔ＝（Ｎ１／Ｎ２）×ＶＺ１／ＲＩ
に制限されることになる。

なお、本実施の形態のスイッチング電源装置２が、チョークコイル２３に電流が０［Ａ］の区間が存在する公知の「不連続モード」で動作するフォワード型のスイッチング電源装置である場合、
Ｉｏｕｔ＜（Ｎ１／Ｎ２）×Ｉ１_ＡＶ
であり、出力電流の平均値Ｉｏｕｔが「連続モード」で設定した値より小さくなる。

そのため、出力電流の平均値Ｉｏｕｔを「連続モード」の条件で設定することにより、「連続モード」及び「不連続モード」の何れのモードが選択された場合であっても、負荷に流れる電流が設定値以上になることを防止できる。このことは、以下の実施の形態においても適応することができる。

（実施の形態３）
次に、本発明の実施の形態３について説明する。本発明の実施の形態３は、全波整流器１１の出力電圧である全波整流電圧Ｖ１を制限することにより、スイッチング素子１４のオン期間におけるスイッチング電流の平均値を制限する他の実施の形態である。

以下、図面を用いて、本発明の実施の形態３に係るスイッチング電源装置について説明する。図３は、本発明の実施の形態３に係るスイッチング電源装置の概略構成を示す回路図である。以下、上記の実施の形態１、２と同様の部分については、同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。

図３に示すように、本発明の実施の形態３に係るスイッチング電源装置３と上記の実施の形態１のスイッチング電源装置１とで異なる点は、上記の実施の形態１のスイッチング制御部２０にスイッチング電流を制限する機能を付加したスイッチング制御部２０Ａを備えている点である。これにより、スイッチング制御部２０Ａを集積回路で構成する場合に有利となる。

本実施の形態のスイッチング制御部２０Ａは、図３に示すように、比較器１６と、発振回路１７と、ＲＳフリップフロップ１８と、時間調節回路１９と、比較器（第２比較器）３０と、基準電圧源３１と、乗算器（ＡＮＤ回路）３２と、を有している。

本実施の形態のスイッチング電源装置３においては、電流電圧変換部１５からの１次電流情報ＤＩは、比較器１６の反転入力端子及び比較器３０の反転入力端子に入力されている。

基準電圧源３１は、比較器３０の非反転入力端子に接続されている。

乗算器３２は、その２つの入力の一方が比較器１６の出力に接続され、他方が比較器３０の出力に接続されている。そして、比較器１６及び比較器３０のいずれかの出力がＬＯＷレベルになると、そのレベルを時間調節回路１９に出力する。

スイッチング電流が増加し、電流電圧変換部１５の出力電圧が増加し、分圧部１２の分圧電圧ＶＢを超えると比較器１６の出力がＬＯＷになるが、電流電圧変換部１５の出力電圧が分圧部２の分圧電圧ＶＢを超えなくても、基準電圧源３１の電圧値を超えると、比較器３０の出力がＬＯＷになり、そのレベルが乗算器３２を通して、時間調節回路１９に出力される。

したがって、電流電圧変換部１５の出力電圧は、基準電圧源３１の電圧によって制限される。

ＶＺ２を基準電圧源３１の電圧とすると、出力電流の平均値Ｉｏｕｔは、
Ｉｏｕｔ＝（Ｎ１／Ｎ２）×ＶＺ２／ＲＩ
に制限される。

（実施の形態４）
次に、本発明の実施の形態４について説明する。上記の実施の形態１の出力端子２７Ａ及び２７Ｂ間にＬＥＤ等の負荷を接続した場合、負荷に印加される電圧値を負荷の許容値以上とならないように制限する必要がある。

本発明の実施の形態４は、トランス１３の２次側に電圧検出部を設け、負荷に印加される電圧を検出し、その電圧が負荷の許容値を超えた場合に、トランス１３の１次側のスイッチングを停止させ、負荷に許容値以上の電圧が印加されないようにする実施の形態である。

以下、図面を用いて、本発明の実施の形態４に係るスイッチング電源装置について説明する。図４は、本発明の実施の形態４に係るスイッチング電源装置の概略構成を示す回路図である。以下、上記の実施の形態１〜３と同様の部分については、同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。

図４に示すように、本発明の実施の形態４に係るスイッチング電源装置４と上記の実施の形態１のスイッチング電源装置１とで異なる点は、バイアス抵抗３３Ａを持つ受信回路３３と、第２の乗算器（ＡＮＤ回路）３４と、受光素子３５と、電圧検出部３６と、発光素子３７と、をさらに備えている点である。

本実施の形態のスイッチング制御部２０Ｂにおいては、乗算器３４は、２つある入力の両方がＨＩＧＨの時のみ出力がＨＩＧＨとなり、その他の場合、出力はＬＯＷとなる。

受光素子３５と発光素子３７は、装置本体と絶縁された信号伝達機構（伝達機構）を構成している。この信号伝達機構として、例えばフォトカプラが利用できる。その他、絶縁トランス等を用いても良い。この信号伝達機構では、発光素子３７が発光すると、受光素子３５の抵抗値が下がるようになっている。

バイアス抵抗３３Ａは、受光素子３５に接続されており、受光素子３５に電圧を印加する。発光素子３７が発光すると、バイアス抵抗３３Ａと受光素子３５との接続部の電圧が下がる。バイアス抵抗３３Ａのこのような動作により、受信回路３３を構成している。

電圧検出部３６は、出力端子２７Ａ及び２７Ｂ間の出力電圧を監視している。電圧検出部３６は、出力電圧があらかじめ設定された一定の電圧を超えると、ＬＯＷレベルを出力し、２次側の出力電圧の＋側ラインと電圧検出部３６の出力との間に接続された発光素子３７の両端に電圧を発生される。その電圧の発生により、発光素子３７は発光する。

入力電圧の変動や負荷の状態の変動等により、出力電圧が上昇し、その出力電圧が電圧検出部３６のあらかじめ設定された電圧を超えた場合、電圧検出部３６の出力はＬＯＷレベルになり、２次側の出力電圧の＋側ラインと電圧検出部３６の出力との間に接続された発光素子３７の両端に電圧が発生し、発光素子３７が発光する。

発光素子３７が発光すると、その光の受光により受光素子３５の抵抗値が低下する。その結果、受光素子３５とバイアス抵抗３３Ａとの接続点における電圧がＬＯＷになり、乗算器３４の出力がＬＯＷレベルに固定される。

このため、スイッチング素子１４がオフし、スイッチング電流が流れなくなる。そして、トランス１３の１次側コイル１３Ａの１次電流Ｉ１が０［Ａ］となり、２次側の電圧が低下する。

このようにして、出力電圧の上限が電圧検出部３６にあらかじめ設定された一定の電圧に制限されることになる。

なお、出力電圧が低下し、電圧検出部３６にあらかじめ設定された電圧以下になれば、電圧検出部３６の出力はＨＩＧＨレベルとなり、発光素子３７は消灯する。

このため、受光素子３５の抵抗値は上がり、乗算器３４の２つの入力のうち、バイアス抵抗３３Ａと受光素子３５との接続点が接続されているほうの入力がＨＩＧＨレベルとなる。

したがって、乗算器３４は、ＲＳフリップフロップ１８の出力をそのままスイッチング素子１４に伝達するようになる。そして、再びスイッチング素子１４がスイッチング動作する。その結果、入力電圧の大きさに従って、スイッチング素子１４のオン期間におけるスイッチング電流の平均値が変化し、出力端子２７Ａ、２７Ｂに出力電圧が発生する。

（実施の形態５）
次に、本発明の実施の形態５について説明する。上記の実施の形態１の出力端子２７Ａ及び２７Ｂ間にＬＥＤ等の負荷を接続した場合、負荷に流れる電流値を負荷の許容値以上に流れないように制限し、且つ、負荷に印加される電圧を負荷の許容値以上にかからないように制限する必要がある。

本発明の実施の形態５は、上記の実施の形態２の構成に加えて、上記の実施の形態４の構成の如く、２次側に電圧検出部を設け、負荷に印加される電圧を検出し、その電圧が許容値を超えた場合に、１次側のスイッチングを停止させ、負荷に許容値以上の電圧が印加されないようにする実施の形態である。

本実施の形態の基本的な動作は、上記の実施の形態２の動作と同様であり、また、出力電圧が上昇した場合の動作については、上記の実施の形態４の動作と同じであるので、それらの説明は省略する。

（実施の形態６）
次に、本発明の実施の形態６について説明する。

本発明の実施の形態６は、上記の実施の形態３の構成に加えて、上記の実施の形態４の構成の如く、２次側に電圧検出部を設け、負荷に印加される電圧を検出し、その電圧が許容値を超えた場合に、１次側のスイッチングを停止させ、負荷に許容値以上の電圧が印加されないようにする実施の形態である。

本実施の形態の基本的な動作は、上記の実施の形態３の動作と同様であり、また、出力電圧が上昇した場合の動作については、上記の実施の形態４の動作と同じであるので、それらの説明は省略する。

（実施の形態７）
次に、本発明の実施の形態７について説明する。

本実施の形態は、上記の実施の形態１〜６のスイッチング電源装置の出力に、ＬＥＤを接続し、商用電源で点灯するＬＥＤ照明装置に係る実施の形態である。図７は、本発明の実施の形態７に係る照明装置の概略構成を示すブロック図である。

本実施の形態に係る照明装置７は、調光器４１と、上記実施の形態１〜６のスイッチング電源装置４２と、照明用ＬＥＤ４３と、を備えている。

調光器４１は、上記の実施の形態１〜６の入力端子２６Ａ及び２６Ｂ間に接続された商用電源が供給する交流電圧及び位相のうちの少なくとも一方を制御する照明用の調光器である。

本実施の形態に係る照明装置７において、上記実施の形態１〜６のスイッチング電源装置を調光器４１に接続した場合、スイッチング電源装置に流れ込む電流、つまり、スイッチングのオン期間におけるスイッチング電流の平均値の包絡線は、調光器４１の出力電圧波形と相似形になる。

また、スイッチングのオン期間におけるスイッチング電流の平均値は、出力電流と比例していることから、調光器４１の出力電圧波形によって出力電流が制御される。

ＬＥＤ４３は、ＬＥＤ４３に流れる電流値とＬＥＤ４３の輝度とがほぼ比例関係にあることから、上記の実施の形態１〜６のスイッチング電源装置をＬＥＤ照明に用いることによって、調光器４１の出力電圧波形によってＬＥＤの輝度を可変することができる。

（実施の形態８）
次に、本発明の実施の形態８について説明する。

本発明の実施の形態８は、上記の実施の形態７の照明装置において、調光操作を行なうとその出力電圧が変動する調光器であっても、スイッチング電源装置を安定に動作させる実施の形態である。本実施の形態では、スイッチング電源装置のスイッチング制御部の電源供給を、２次電池等の交流電源とは独立した電源から供給する。

図８は、本実施の形態に係る照明装置８の概略構成を示す図である。図８に示すように、スイッチング制御部２０は、２次電池等の交流電源とは独立した定電圧源４４から電圧供給を受けている。

調光器４１による調光操作を行ない、ＬＥＤ４３の輝度を下げる場合、調光器４１の出力電圧が低下してしまう。

このような場合でも、スイッチング制御部２０は、定電圧源４４から一定の電圧が供給されているため、安定して動作する。

逆に、ＬＥＤ４３の輝度を上げる場合、調光器４１の出力電圧が上昇するが、この場合でも、スイッチング制御部２０は定電圧源４４から一定の電圧が供給されているため、安定して動作する。

このようにして、調光器４１の出力電圧波形によってＬＥＤの輝度を可変することができる。

（実施の形態９）
次に、本発明の実施の形態９について説明する。

本発明の実施の形態９は、スイッチング制御部２０の電圧供給として、全波整流器１１の出力電圧からレギュレータを通して一定の電圧を得るようにした実施の形態である。

図９は、本発明の実施の形態９に係る照明装置９の概略構成を示す図である。図９に示すように、バイアス回路（抵抗素子）４５は、基準電圧源４６にバイアス電流を流すためのもので、例えば抵抗を用いることが可能である。

基準電圧源４６は、一定の電圧を出力するもので、例えばツェナーダイオードを用いることが可能である。

ＮＰＮトランジスタ４７は、コレクタ−エミッタ間に高い電圧（例えば１４０Ｖ程度以上の電圧）が印加できる高耐圧トランジスタである。ＮＰＮトランジスタ４７は、その特性上ベース−エミッタ間に０．７［Ｖ］の電位差が発生する。

調光器４１の出力電圧が上昇し、全波整流器１１の出力電圧が基準電圧源４６の定電圧より高い場合、基準電圧源４６にはバイアス回路４５よりバイアス電流が供給され、基準電圧源４６から一定の電圧が出力される。その電圧をＶＺ２とすると、ＮＰＮトランジスタ４７のエミッタの電圧、すなわち、スイッチング制御部２０の電源電圧は、
ＶＺ２−０．７［Ｖ］
と表わされる。

この値は、全波整流器１１の出力電圧が基準電圧源４６の定電圧より高い場合はほぼ一定である。

これにより、全波整流器１１の出力電圧が基準電圧源４６の定電圧より高い場合、スイッチング制御部２０は安定して動作し、調光器４１の出力電圧波形によってＬＥＤの輝度を可変することができる。

なお、全波整流器１１の出力電圧が基準電圧源４６の定電圧より低い場合、ＮＰＮトランジスタ４７のエミッタ電圧はＶＺ２−０．７［Ｖ］よりも低下し、スイッチング制御部２０は印加電圧が足りず停止する。

一般的には、スイッチング素子１４にＦＥＴを用いることが多く、スイッチング制御部２０は、ＦＥＴをオンするに十分な電圧を出力するようになっている。ＦＥＴをオンするに十分な電圧は５〜１０［Ｖ］程度であり、これに合わせてスイッチング制御部２０の電源電圧も６〜１２［Ｖ］前後とすることが好ましい。

一方、商用電源の電圧は国内の場合ＡＣ１００［Ｖ］であるから、スイッチング電源装置が正常に動作する交流電圧範囲、すなわち調光器４１の出力電圧範囲は、およそ１０〜１００［Ｖ］程度の範囲となる。

したがって、ＬＥＤの輝度が最大の１０％程度以下の領域ではＬＥＤは点灯しないが、その輝度領域での照明装置の利用頻度は少なく、実用上は問題ない。

（実施の形態１０）
次に、本発明の実施の形態１０について説明する。

本発明の実施の形態１０は、上記の実施の形態９において、さらに部品点数を削減すべく、スイッチング制御部２０の電圧供給として、全波整流器１１の出力電圧のレギュレータとして、デプレッション型ＦＥＴを用いる実施の形態である。

図１０は、本発明の実施の形態１０に係る照明装置の概略構成を示す図である。図１０に示すように、デプレッション型ＦＥＴ４８のゲートは、接地電源２８に接続され、ドレインは全波整流器１１の出力に接続され、ソースはスイッチング制御部２０の電源供給端子に接続されている。

デプレッション型ＦＥＴ４８は、ソース電位に対しゲート電位が低く、ゲート‐ソース間の電位差がピンチオフ電圧以上の時、ドレイン‐ソース間の電流が遮断される。また、ソース電位に対しゲート電位が低く、ゲート‐ソース間の電位差がピンチオフ電圧以下の時、ドレイン‐ソース間に電流が流れる。

調光器４１の出力電圧が０［Ｖ］から徐々に上昇すると、調光器４１の出力電圧が低い時には、デプレッション型ＦＥＴ４８のゲートは接地電源２８に接続されているので、ゲート‐ソース間の電位差が小さく、ドレイン‐ソース間に電流が流れ、スイッチング制御部２０に電流が流れ電圧が印加される。

調光器４１の出力電圧の上昇に伴い、デプレッション型ＦＥＴ４８のドレインの電位が上昇し、ドレイン‐ソース間の電流が増加し、スイッチング制御部２０の電源供給端子の電圧が上昇し、同時にデプレッション型ＦＥＴ４８のソース電位も上昇する。

デプレッション型ＦＥＴ４８のゲートは、接地電源２８に接続されているので、ゲートの電位は０［Ｖ］である。調光器４１の出力電圧が上昇すると、ソースの電位に対し、ゲートの電位がピンチオフ電圧分下がった時点で、ドレイン‐ソース間に流れる電流が遮断され、その結果、スイッチング制御部２０の電源端子の電圧は、デプレッション型ＦＥＴ４８のピンチオフ電圧に固定される。

このようにして、調光器４１の出力電圧が変化しても、スイッチング制御部２０の電源電圧は一定となり、調光操作を行った際にスイッチング制御部２０は安定して動作し、調光器４１の出力電圧波形によってＬＥＤの輝度を可変することができる。

なお、調光器４１の出力電圧がピンチオフ電圧より低い時は、デプレッション型ＦＥＴ４８のソースの電位は電源電圧と等しく、スイッチング制御部２０は印加電圧が足りず停止する。一般的には、ピンチオフ電圧は、５〜１０［Ｖ］程度であり、調光器４１の出力電圧範囲は、およそ１０〜１００［Ｖ］程度の範囲で調光が可能となっている。

したがって、ＬＥＤの輝度が最大の１０％程度以下の領域ではＬＥＤは点灯しないが、その輝度領域での照明装置の利用頻度は少なく、実用上は問題ない。

本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

なお、本発明は、以下のようにも表現することができる。すなわち、本発明に係るＡＣ／ＤＣ電源回路は、１次側に全波整流器と、分圧手段と、トランスと、スイッチング素子と、スイッチング電流を電圧に変換する手段と、更に、第１の電圧比較器と、発振回路と、ＲＳフリップフロップと、発振回路から出力信号が出力されてから電圧比較器から出力信号が出力されるまでの時間Ｔ１を記憶し電圧比較器から出力信号が出力された時間からＴ１経過後リセット信号を出力する時間２倍回路と、からなる制御回路部と、を備え、２次側に第１の整流ダイオードと、第２の整流ダイオードと、チョークコイルと、平滑手段と、を備えるフォワード型ＡＣ／ＤＣ電源において、前記スイッチング素子のオン期間内におけるスイッチング電流の平均値を前記分圧手段による全波整流後の分圧電圧に応じて制限する。

上記のフォワード型ＡＣ／ＤＣ電源回路の分圧手段の出力に、電圧制限手段を設け、分圧手段から出力される分圧電圧の上限値を制限することにより、スイッチングのオン期間内におけるスイッチング電流の平均値の取り得る最大値を制限することによって、前記電源の出力電流の最大値を制限することが好ましい。

上記のフォワード型ＡＣ／ＤＣ電源回路の制御回路部に更に第２の電圧比較器と、基準電圧源と、乗算器（ＡＮＤ回路）と、を設け、前記スイッチング電流の電圧を電流に変換する手段の出力電圧が前記基準電圧源の電圧を越えた時か、或いは、前記スイッチング電流の電流を電圧に変換する手段の出力電圧が前記分圧手段による全波整流後の分圧電圧を越えた時に前記時間２倍回路に信号を出力しスイッチングのオン期間内におけるスイッチング電流の平均値の取り得る最大値を制限することによって、前記電源の出力電流の最大値を制限することが好ましい。

上記のフォワード型ＡＣ／ＤＣ電源回路に、２次側から１次側にまたがって絶縁された信号伝達手段を設け、２次側に前記絶縁された信号伝達手段の送信手段と、電圧検出手段と、を設け、１次側の制御回路部に前記絶縁された信号伝達手段の受信手段と、第２の乗算器（ＡＮＤ回路）と、を設け、前記電源の出力電圧が上昇したことを検出するとその情報を１次側制御回路部へ前記絶縁された信号伝達手段を介して伝達し、１次側の制御回路部は前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させ、前記電源の出力電圧を制限することが好ましい。

上記のフォワード型ＡＣ／ＤＣ電源回路に、２次側から１次側にまたがって絶縁された信号伝達手段を設け、２次側に電圧検出手段と、絶縁された信号伝達手段の送信手段と、を設け、１次側の制御回路部に前記絶縁された信号伝達手段の受信手段と、乗算器（ＡＮＤ回路）と、を設け、前記電源の出力電流の最大値を制限するとともに、前記電源の出力電圧が上昇したことを検出するとその情報を１次側制御回路部へ前記絶縁された信号伝達手段を介して伝達し、１次側の制御回路部は前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させ、前記電源の出力電圧を制限することが好ましい。

本発明に係るＬＥＤ照明装置は、上記のフォワード型ＡＣ／ＤＣ電源回路の出力にＬＥＤを接続したＬＥＤを光源とする照明装置において、出力のＡＣ電圧、或いは、位相、或いはＡＣ電圧と位相の両方を制御する照明用調光器に前記照明装置を接続することによって、前記調光器によりＬＥＤの明るさを調光可能とする。

上記のＬＥＤ照明装置において、上記のフォワード型ＡＣ／ＤＣ電源回路における制御回路部の電源供給手段として、２次電池等ＡＣ電源とは独立した電源を設け、制御回路部が前記電源供給手段から電源の供給を受け、上記の調光器の出力電圧が低い時でも高い時でも制御回路部の電源電圧が一定となるようにし、前記調光器で調光操作を行った時に制御回路部が安定して動作することが好ましい。

上記のＬＥＤ照明装置において、上記のフォワード型ＡＣ／ＤＣ電源回路における制御回路部の電源供給手段として、全波整流回路の後段にバイアス回路と、第２の基準電圧源と、ＮＰＮトランジスタと、を設け、制御回路部が前記電源供給手段から電源の供給を受け、上記の調光器の出力電圧が低い時でも高い時でも制御回路部の電源電圧が一定となるようにし、前記調光器で調光操作を行った時に制御回路部が安定して動作することが好ましい。

上記のＬＥＤ照明装置において、上記のフォワード型ＡＣ／ＤＣ電源回路における制御回路部の電源供給手段として、全波整流回路の後段にデプレッション型ＦＥＴを設け、制御回路部が前記電源供給手段から電源の供給を受け、上記の調光器の出力電圧が低い時でも高い時でも制御回路部の電源電圧が一定となるようにし、前記調光器で調光操作を行った時に制御回路部が安定して動作することが好ましい。

本発明のスイッチング電源装置は、高い力率が要求される商用電源を用いた製品に利用可能であり、また、ＬＥＤ照明に本発明のスイッチング電源装置を用いることによって、調光器による調光が可能となる。

１、２、３、４、５、６、４２、１００ スイッチング電源装置
１１ 全波整流器
１２ 分圧部
１２Ａ、１２Ｂ 抵抗素子
１３ トランス
１３Ａ １次側コイル
１３Ｂ 二次側コイル
１４ スイッチング素子
１５ 電流電圧変換部（変換部）
１６ 比較器（第１比較器）
１７ 発振回路
１８ ＲＳフリップフロップ（決定部）
１９ 時間調節回路（決定部）
２０、２０Ａ、２０Ｂ、２０Ｃ スイッチング制御部
２１ 整流用ダイオード
２２ フライホイールダイオード
２３ チョークコイル
２４ 平滑用コンデンサ
２５ 平滑部
２６Ａ 入力端子（Ｌ端子）
２６Ｂ 入力端子（Ｎ端子）
２７Ａ 出力端子（Ｖ＋端子）
２７Ｂ 出力端子（Ｖ−端子）
２８ 接地電源
２９ 電圧制限部
３０ 比較器（第２比較器）
３１ 基準電圧源
３２ 乗算器
３３ 受信回路
３３Ａ バイアス抵抗
３４ 乗算器
３５ 受光素子
３６ 電圧検出部
３７ 発光素子
４１ 調光器
４３ ＬＥＤ
４４ 定電圧源
４５ バイアス回路（抵抗素子）
４６ 基準電圧源
４７ ＮＰＮトランジスタ
４８ デプレッション型ＦＥＴ
５１ 電流制御回路（電流制御部）
５２ 第１定電流源
５３ 第２定電流源
５４ 計測用コンデンサ（コンデンサ）
５５ 初期電圧値記憶部
５５Ａ 定電圧源
５６ 比較器（第３比較器）
６１ ＡＮＤ回路
６２ａ、６２ｂ、６２ｃ、６２ｄ バイアス抵抗素子
６３、６４、６５、６６、６８、６９ バイポーラトランジスタ
６７ 定電流回路
６２ａ、６２ｂ、６２ｃ、６２ｄ バイアス抵抗素子
７０ 電源回路
１０１ 交流電源
１０２ 整流器
１０３ スイッチ手段
１０４ トランス
１０５ 平滑手段
１０６ 検出手段
１０７ 制御手段

Claims (10)

1. スイッチング素子のオン期間にトランスの１次側コイルから２次側コイルに電力を供給するフォワード型のスイッチング電源装置であって、
   前記１次側コイルに接続され、前記１次側コイルに印加される入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子のオン／オフ動作を制御するためのスイッチング制御部と、
   前記１次側コイルに印加される入力電圧を分圧し、その分圧された分圧電圧を前記スイッチング制御部に出力する分圧部と
   を備え、
   前記スイッチング制御部は、前記スイッチング素子のオン期間に前記トランスの１次側コイルから前記スイッチング素子に流れる１次電流の平均電流を電圧に変換し、その変換された変換電圧を出力する変換部と、
   前記変換電圧に対して前記分圧電圧との大小を比較する第１比較器と、
   前記変換電圧が前記分圧電圧を超えたとの第１比較器による比較結果に基づき前記スイッチング素子のオン期間を決定する決定部と
   を有することを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記決定部は、前記スイッチング素子のオン期間に充放電されるコンデンサと、
   前記コンデンサへの電荷の充電及び前記コンデンサからの電荷の放電を同一の定電流を用いて行なう電流制御部と、
   前記スイッチング素子のオン期間が開始した時点の前記コンデンサの電圧値である初期電圧値に対して前記コンデンサの電圧値との大小を比較する第３比較器と
   を有し、
   前記電流制御部は、前記スイッチング素子のオン期間の開始に合わせて前記コンデンサへの電荷の充電を開始する一方、前記変換電圧が前記分圧電圧を超えたとの第１比較器による比較結果に基づき前記コンデンサからの電荷の放電を開始するとともに、
   前記第３比較器は、前記コンデンサの電圧値が前記初期電圧値以下となったときに、前記スイッチング素子のオン期間を終了させることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記分圧電圧の上限値があらかじめ設定されており、
   前記分圧電圧を前記分圧電圧の上限値以下に制限する電圧制限部をさらに備えていることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記分圧電圧の上限値があらかじめ設定されており、
   前記スイッチング制御部は、前記変換電圧に対して前記分圧電圧の上限値との大小を比較する第２比較器をさらに有し、
   前記決定部は、前記変換電圧が前記分圧電圧の上限値を超えたとの第２比較器による比較結果が出された場合には、前記第１比較器による比較結果の有無に関わらず、前記第２比較器による前記比較結果に基づき前記スイッチング素子のオン期間を決定することを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記電流制御部は、前記変換電圧が前記分圧電圧の上限値を超えたとの第２比較器による比較結果が出された場合には、前記第１比較器による比較結果の有無に関わらず、前記第２比較器による前記比較結果に基づき前記コンデンサからの電荷の放電を開始することを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記スイッチング電源装置の出力電圧の上限値があらかじめ設定されており、
   前記スイッチング電源装置の出力電圧を検出し、その検出された検出電圧に対して前記出力電圧の上限値との大小を比較する電圧検出部と、
   前記検出電圧が前記出力電圧の上限値を超えたとの前記電圧検出部による比較結果を前記スイッチング制御部に伝達する伝達機構と
   をさらに備え、
   前記スイッチング制御部は、前記伝達機構により前記電圧検出部による前記比較結果が伝達された場合には、前記決定部による前記スイッチング素子のオン期間決定の有無に関わらず、前記スイッチング素子のオン動作を停止させることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
7. 請求項１〜６のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置と、
   前記スイッチング電源装置の出力側に接続され、前記スイッチング電源装置の出力電圧が入力される光源と、
   前記スイッチング電源装置の入力側に接続され、交流電源から供給される前記入力電圧が入力される調光器と
   を備え、
   前記調光器は、交流電源から供給される前記入力電圧の電圧値及び位相のうちの少なくとも一方を制御することにより、前記光源から出射される光を調光することを特徴とする照明装置。
8. 前記スイッチング制御部に定電圧を供給するための定電圧源をさらに備え、
   前記スイッチング制御部は、前記調光器により制御された前記入力電圧が直接入力されておらず、
   前記定電圧源は、前記調光器による前記入力電圧の電圧値の増減に関わらず、前記スイッチング制御部に定電圧を供給することを特徴とする請求項７に記載の照明装置。
9. 前記調光器により制御された前記入力電圧を全波整流し、その全波整流された前記入力電圧を出力する全波整流器をさらに備え、
   前記定電圧源は、前記全波整流器の出力に一端が接続された抵抗素子と、
   前記抵抗素子の他端と接地電圧源との間に接続された基準電圧源と、
   前記全波整流器の出力に接続されたコレクタと、前記スイッチング制御部に接続されたエミッタと、前記抵抗素子と前記基準電圧源との接続点に接続されたベースと、を有し、前記ベースと前記エミッタとの間に一定の電位差を持つＮＰＮトランジスタと
   から構成されており、
   前記ＮＰＮトランジスタは、前記抵抗素子と前記基準電圧源との接続点の電圧値及び、前記ベースと前記エミッタとの間の電位差に応じた定電圧を前記スイッチング制御部に供給することを特徴とする請求項８に記載の照明装置。
10. 前記調光器により制御された前記入力電圧を全波整流し、その全波整流された前記入力電圧を出力する全波整流器をさらに備え、
    前記定電圧源は、前記全波整流器の出力に接続されたソースと、前記スイッチング制御部に接続されたドレインと、接地電源に接続されたゲートと、を有するデプレッション型ＦＥＴから構成されていることを特徴とする請求項８に記載の照明装置。

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