TWI527494B - 光源驅動電路、方法及控制器 - Google Patents

Description

光源驅動電路、方法及控制器

本發明係有關一種供電電路，特別是一種發光二極體光源的供電電路、電力轉換器及供電方法。

圖1所示為一種傳統光源驅動電路100的示意圖。光源驅動電路100用於驅動一光源(例如，發光二極體串108)。光源驅動電路100係由一電源102提供一輸入電壓VIN為驅動電路100供電。光源驅動電路100包含一降壓轉換器(Buck Converter)，其在一控制器104的控制下為發光二極體串108提供一調整後之電壓VOUT。降壓轉換器包含二極體114、電感112、電容116以及一開關106。一電阻110與開關106串聯耦接。當開關106導通，電阻110耦接電感112以及發光二極體串108，且產生一回授信號以指示流經電感112的電流。當開關106斷開，電阻110與電感112以及發光二極體串108斷開，因此無電流流經電阻110。

開關106係受控於控制器104。當開關106導通，一電流流經發光二極體串108、電感112、開關106、電阻110至地。在電感112的作用下此電流逐漸增加。當電流增加至達到一預設峰值電流位準時，控制器104斷開開關106。當開關106斷開，一電流流經發光二極體串108、電感112和二極體114。控制器104在一段時間後可再次導通開關106。因此，控制器104基於預設峰值電流位準控制降壓轉換器。然而，流經電感112和發光二極體串108之平均電流位準會隨電感112的電感值、輸入電壓VIN以及發光二極體串108兩端的電壓VOUT而變化，因此，流經電感112的平均電流位準(亦即流經發光二極體串108的平均電流)無法被精確地控制。

為解決上述技術問題，本發明提供了一種驅動電路，包括：一轉換器，接收一輸入電壓，並提供一調節電壓；一開關，耦接該轉換器，該開關交替地工作於一第一狀態和一第二狀態；一變壓器，耦接該轉換器和該開關，將該調節電壓轉換為一輸出電壓，以對一負載供電，其中，當該開關工作於該第一狀態時，流經該轉換器的一第一電流和流經該變壓器的一第二電流流過該開關；一第一感應器，耦接於該開關和一第一參考節點之間，提供指示該第一電流和該第二電流的一組合電流的一第一感應信號；以及一第二感應器，耦接於該第一參考節點和一第二參考節點之間，提供僅指示該第二電流的一第二感應信號。

本發明還提供了一種控制負載電能控制器，包括：一輸出接腳，產生一驅動信號使一開關交替地工作於一第一狀態和一第二狀態；一轉換器，耦接該開關，將一輸入電壓變換為一調節電壓；一變壓器，耦接該開關，將該調節電壓轉換為一輸出電壓，以為一負載供電，當該開關工作於該第一狀態時，流經該轉換器的一第一電流和流經該變壓器的一第二電流都流過該開關；一保護接腳，耦接一保護電路，該保護電路透過監測一第一感應器和一第二感應器上的一總電壓感應該第一電流和該第二電流的一組合電流，該第一感應器耦接於該開關和一第一參考節點之間，該第二感應器耦接於該第一參考節點和一第二參考節點之間；以及一感應接腳，耦接該第一參考節點，透過監測該第二感應器上的一電壓來感應該第二電流，其中，該控制器根據該感應接腳接收的一信號和該保護接腳接收的一信號控制該驅動信號。

本發明還提供了一種負載電能控制方法，包括：利用一轉換器將一輸入電壓變換為一調節電壓；利用一變壓器將該調節電壓轉換為一輸出電壓，以對一負載供電；根據一驅動信號使開關交替地工作於一第一狀態和一第二狀態，當該開關工作於該第一狀態時，流經該轉換器的一第一電流和流經該變壓器的一第二電流皆流過該開關；透過監測一第一感應器和一第二感應器上的一總電壓接收指示該第一電流和該第二電流的一組合電流的一第一感應信號，該第一感應器耦接於該開關和一第一參考節 點之間，該第二感應器耦接於該第一參考節點和一第二參考節點之間；透過監測該第二感應器上的一電壓接收僅指示該第二電流的一第二感應信號；以及根據該第一感應信號和該第二感應信號控制該驅動信號，以調節流經該負載的一電流。

100‧‧‧光源驅動電路

102‧‧‧電源

104‧‧‧控制器

106‧‧‧開關

108‧‧‧發光二極體串

110‧‧‧電阻

112‧‧‧電感

114‧‧‧二極體

116‧‧‧電容

200‧‧‧驅動電路

202‧‧‧電源

204‧‧‧整流器

206‧‧‧電力轉換器

208‧‧‧發光二極體串

210‧‧‧控制器

212‧‧‧濾波器

214‧‧‧儲能元件

218‧‧‧電阻

278‧‧‧電流感應器

288‧‧‧負載

300‧‧‧光源驅動電路

302、304‧‧‧電感

308‧‧‧電容

314‧‧‧二極體

316‧‧‧開關

318‧‧‧電容

320‧‧‧電阻

322‧‧‧電容

324‧‧‧電容

333‧‧‧共同節點

402‧‧‧誤差放大器

404‧‧‧比較器

408‧‧‧脈衝寬度調變信號產生器

602‧‧‧誤差放大器

604‧‧‧比較器

606‧‧‧鋸齒波信號產生器

608‧‧‧重置信號產生器

610‧‧‧脈衝寬度調變信號產生器

800‧‧‧光源驅動電路

802‧‧‧齊納二極體

804‧‧‧開關

900‧‧‧光源驅動電路

902‧‧‧鋸齒波信號產生器

906‧‧‧電力轉換器

910‧‧‧控制器

912‧‧‧電源線

920‧‧‧濾波器

960‧‧‧鋸齒波信號

962‧‧‧驅動信號

1000‧‧‧光源驅動電路

1008‧‧‧輸入電容

1012‧‧‧電阻

1014‧‧‧電容

1016‧‧‧電阻

1018‧‧‧二極體

1024‧‧‧輸出濾波器

1300‧‧‧流程圖

1302~1312‧‧‧步驟

1400‧‧‧光源驅動電路

1402‧‧‧電流濾波器

1406‧‧‧電力轉換器

1408‧‧‧光源

1410‧‧‧控制器

1420‧‧‧電壓濾波器

1422‧‧‧變壓器

1424‧‧‧開關

1462‧‧‧驅動信號

1464‧‧‧感應信號

1466‧‧‧監測信號

1500‧‧‧光源驅動電路

1502‧‧‧磁芯

1504‧‧‧初級繞組

1506‧‧‧次級繞組

1508‧‧‧輔助繞組

1512‧‧‧電感

1602‧‧‧鋸齒波信號產生器

1660‧‧‧鋸齒波信號

1700‧‧‧流程圖

1702、1704、1706、1708、1710、1712‧‧‧步驟

1800‧‧‧光源驅動電路

1808‧‧‧光源

1810‧‧‧控制器

1820‧‧‧轉換器

1822‧‧‧變壓器

1824‧‧‧初級繞組

1826‧‧‧次級繞組

1828‧‧‧輔助繞組

1830‧‧‧磁芯

1832‧‧‧分壓器

1834‧‧‧開關

1836‧‧‧保護電路

1838‧‧‧感應器

1840‧‧‧箝位電路

1842‧‧‧感應器

1850‧‧‧驅動信號

1852‧‧‧感應信號

1854‧‧‧監測信號

1856‧‧‧感應信號

1860‧‧‧波形圖

1900‧‧‧波形圖

2002‧‧‧採集電路

2004‧‧‧狀態檢測器

2006‧‧‧開關

2012‧‧‧運算放大器

2014‧‧‧鋸齒波產生器

2016‧‧‧比較器

2018‧‧‧緩衝器

2020‧‧‧運算轉導放大器

2022‧‧‧電容

2050‧‧‧信號產生器

2052‧‧‧驅動器

2060‧‧‧開關控制信號

2062‧‧‧方波信號

2100‧‧‧波形圖

2200‧‧‧電子系統

2202‧‧‧光源驅動電路

2204‧‧‧交流矽控閘流體(TRIAC)調光器

2206‧‧‧TRIAC元件

2208‧‧‧可變電阻

2210‧‧‧電容

2212‧‧‧二極體交流開關

2214‧‧‧洩流路徑

2216‧‧‧拉低電路

2218‧‧‧控制器

2220‧‧‧拉低信號

2222‧‧‧檢測信號

2250‧‧‧驅動信號

2402‧‧‧電容

2404‧‧‧開關

2502‧‧‧TRIAC監測器

2602‧‧‧比較器

2604‧‧‧濾波器

2606‧‧‧比較器

2608‧‧‧分壓信號

2610‧‧‧分壓器

2612‧‧‧方波信號

2700‧‧‧流程圖

2702、2704、2706、2708、2710、2712‧‧‧步驟

以下結合附圖和具體實施例對本發明的技術方法進行詳細的描述，以使本發明的特徵和優點更為明顯。其中：圖1所示為一種傳統光源驅動電路的示意圖。

圖2所示為根據本發明一實施例驅動電路示意圖。

圖3所示為根據本發明一實施例光源驅動電路電路示意圖。

圖4所示為根據本發明一實施例圖3中所示之控制器的示意圖。

圖5所示為根據本發明一實施例圖4中所示之控制器的波形圖。

圖6所示為根據本發明一實施例圖3中所示之控制器的另一種架構示意圖。

圖7所示為根據本發明一實施例圖6中所示之控制器的波形圖。

圖8所示為根據本發明另一個實施例的光源驅動電路光源驅動電路的示意圖。

圖9A所示為根據本發明另一實施例的光源驅動電路的示意圖。

圖9B所示為根據本發明的一個實施例圖9A中的光源驅動電路中的信號波形圖。

圖10所示為根據本發明的又一實施例的光源驅動電路的示意圖。

圖11所示為根據本發明的實施例的圖9A中控制器的結構示意圖。

圖12所示為根據本發明的實施例的光源驅動電路產生或接收的信號波形圖。

圖13所示為根據本發明的實施例的用於驅動負載的驅動電路的方法流程圖。

圖14A所示為根據本發明另一實施例的光源驅動電路的方塊示意 圖。

圖14B所示為根據本發明示於圖14A之光源驅動電路所產生或接收的信號波形圖。

圖15所示為根據本發明另一實施例之光源驅動電路的電路示意圖。

圖16所示為根據本發明一實施例之示於圖14A中之控制器的結構示意圖。

圖17所示為根據本發明實施例之驅動光源的方法流程圖。

圖18A所示為根據本發明另一實施例的光源驅動電路的電路示意圖。

圖18B所示為根據本發明一個實施例的光源驅動電路產生或接收的信號波形圖。

圖19所示為根據本發明一個實施例的光源驅動電路產生或接收的信號波形圖。

圖20所示為根據本發明一個實施例的圖18A所示控制器的結構示意圖。

圖21所示為根據本發明的實施例的圖18A所示控制器產生或接收的信號波形圖。

圖22所示為根據本發明另一個實施例的電子系統示意圖。

圖23所示為根據本發明一個實施例的圖22中TRIAC調光器產生或接收的信號波形圖。

圖24所示為根據本發明一個實施例的圖22中的光源驅動電路的電路示意圖。

圖25所示為根據本發明一個實施例的圖22中的控制器的結構示意圖。

圖26所示為根據本發明一個實施例的圖25中的TRIAC監測器的結構示意圖。

圖27所示為根據本發明一實施例於驅動負載的方法流程圖。

以下將對本發明的實施例給出詳細的說明。雖然本發明 將結合實施例進行闡述，但應理解這並非意指將本發明限定於這些實施例。相反地，本發明意在涵蓋由後附申請專利範圍所界定的本發明精神和範圍內所定義的各種變化、修改和均等物。

此外，在以下對本發明的詳細描述中，為了提供針對本發明的完全的理解，提供了大量的具體細節。然而，於本技術領域中具有通常知識者將理解，沒有這些具體細節，本發明同樣可以實施。在另外的一些實例中，對於大家熟知的方法、程序、元件和電路未作詳細描述，以便於凸顯本發明之主旨。

圖2所示為根據本發明一實施例驅動電路200的示意圖。光源驅動電路200包含整流器204，其可從一電源202接收一輸入電壓，並提供一調整後的電壓給電力轉換器206。電力轉換器206接收調整後的電壓並為負載288提供一輸出電力。在一實施例中，電力轉換器206可為降壓轉換器或者升壓(Boost)轉換器。在一實施例中，電力轉換器206包含一儲能元件214和一用於感應儲能元件214之電力狀況的電流感應器278(例如，一電阻)。電流感應器278提供一第一信號ISEN給控制器210，以指示流經儲能元件214的瞬間電流。驅動電路200還包含一濾波器212，基於第一信號ISEN產生一用於指示流經儲能元件214的平均電流之第二信號IAVG。在一實施例中，控制器210接收第一信號ISEN和第二信號IAVG，並控制流經儲能元件214的平均電流為一目標電流值位準。

圖3所示為根據本發明一實施例光源驅動電路300的電路示意圖。圖3中與圖2具有相同元件符號之元件具有類似的功能。在圖3的例子中，光源驅動電路300包含整流器204、電力轉換器206、濾波器212和控制器210。整流器204可為包含二極體D1-D4的橋式整流器。整流器204調整來自電源202的電壓。電力轉換器206接收經整流器204調整後的電壓並提供一輸出電力以對負載(例如，發光二極體串208)供電。

在圖3的例子中，電力轉換器206係為一降壓轉換器，其包含電容308、開關316、二極體314、電流感應器(例如，電阻218)、 相互耦接的電感302和電感304、以及電容324。二極體314係耦接於開關316和光源驅動電路300的地之間。電容324與發光二極體串208並聯耦接。在一實施例中，電感302和電感304彼此電磁耦接。更具體而言，電感302和電感304耦接一共同節點333。在圖3的例子中，共同節點333係介於電阻218和電感302之間。然而，本發明並不限於此架構，共同節點333也可位於開關316和電阻218之間。共同節點333為控制器210提供一參考接地。在一實施例中，控制器210的參考接地和光源驅動電路300的地不同。透過導通和斷開開關316，流經電感302的電流可被調整，進而調節供應至發光二極體串208的電力。電感304感應電感302的電力狀況，例如，監測流經電感302的電流是否降低至一預設電流位準。

電阻218的一端耦接開關316和二極體314之陰極之間的一節點，電阻218的另一端耦接電感302。當開關316導通和斷開時，電阻218提供一指示流經電感302的瞬間電流之第一信號ISEN。換言之，不論開關316為導通還是斷開，電阻218均能感應流經電感302的瞬間電流。濾波器212耦接電阻218並產生一指示流經電感302的平均電流的第二信號IAVG。在一實施例中，濾波器212包含電阻320和電容322。

控制器210接收第一信號ISEN和第二信號IAVG，並透過導通或斷開開關316以控制流經電感302的平均電流為一目標電流位準。電容324濾除流經發光二極體串208的漣波電流，進而使流經發光二極體串208的電流平滑且實質上相等於流經電感302的平均電流。因此，流經發光二極體串208的電流可實質上與目標電流相等。此處“實質上與目標電流相等"意指流經發光二極體串208的電流雖可能與目標電流有些許微小差別，但仍介於一可容許範圍內，因此可不考慮電路元件的不理想情況和且可忽略從電感304傳送至控制器210的電力。

在圖3的例子中，控制器210的端點包括ZCD、GND、DRV、VDD、CS、COMP和FB。端點ZCD耦接電感304，用於接收 一指示電感302之電力狀況(例如，流經電感302的電流是否降低至預設電流位準，例如，“0”)的檢測信號AUX。檢測信號AUX也能指示發光二極體串208是否處於開路狀態。端點DRV耦接開關316並產生一驅動信號(例如，脈衝寬度調變信號PWM1)以導通或斷開開關316。端點VDD耦接電感304並接收來自電感304的電力。端點CS耦接電阻218並接收一指示流經電感302的瞬間電流的第一信號ISEN。端點COMP透過電容318耦接控制器210的參考接地。端點FB透過濾波器212耦接電阻218耦接以接收一指示流經電感302的平均電流的第二信號IAVG。在圖3的例子中，端點GND(亦即控制器210的參考接地)耦接位於電阻218、電感302與電感304之間的共同節點333。

開關316可為N通道金屬氧化物半導體場效電晶體(NMOSFET)。開關316的導通狀態係基於開關316的閘極極電壓與端點GND的電壓(亦即共同節點333處的電壓)之間的一電壓差決定之。因此，端點DRV輸出的脈衝寬度調變信號PWM1決定了開關316的開或關狀態。當開關316導通，控制器210的參考接地的電壓位準高於光源驅動電路300的地的電壓位準，因此本發明的電路可適用於具有相對較高電壓的電源。

在操作中，當開關316導通，一電流流經開關316、電阻218、電感302、發光二極體串208至光源驅動電路300的地。當開關316斷開，一電流流經電阻218、電感302、發光二極體串208和二極體314。電感304磁性耦接電感302以檢測電感302的電力狀況，例如，檢測流經電感302的電流是否降低到預設電流位準。因此，控制器210透過檢測信號AUX、第一信號ISEN、和第二信號IAVG監測流經電感302的電流，並透過脈衝寬度調變信號PWM1控制開關316，以控制流經電感302的平均電流為一目標電流位準。因此，經過電容324濾波後之流經發光二極體串208的電流也可實質上相等於目標電流位準。

在一實施例中，控制器210基於檢測信號AUX判斷發 光二極體串208是否處於開路狀態。如果發光二極體串208開路，則電容324上的電壓增加。當開關316處於斷開狀態時，電感302兩端的電壓增大，且檢測信號AUX的電壓也相應增大。其結果是，透過端點ZCD流入控制器210的電流增大。因此，控制器210監測檢測信號AUX，如果當開關316斷開且流入至控制器210之電流增大致超過一電流臨限值，控制器210則判斷發光二極體串208處於開路狀態。

控制器210還可基於端點VDD處的電壓判斷發光二極體串208是否處於短路狀態。如果發光二極體串208短路，當開關316處於斷開狀態時，由於電感302兩端均耦接光源驅動電路300的地，所以電感302兩端的電壓將減小。電感304兩端的電壓和端點VDD處的電壓也相應減小。因此，當開關316處於斷開狀態時，如果端點VDD處的電壓低於一電壓臨限值，則控制器210判斷發光二極體串208處於短路狀態。

圖4所示為根據本發明一實施例圖3中所示之控制器210的示意圖。圖5所示為根據本發明一實施例圖4中所示之控制器210的波形圖。圖4將結合圖3和圖5進行描述。

在圖4的例子中，控制器210包含一誤差放大器402、一比較器404和一脈衝寬度調變信號產生器408。誤差放大器402基於一參考信號SET和第二信號IAVG之間的電壓差產生一誤差信號VEA。參考信號SET可指示目標電流位準。第二信號IAVG透過端點FB接收，可指示流經電感302的平均電流。誤差信號VEA可用以調整流經電感302的平均電流至目標電流位準。比較器404耦接誤差放大器402，並比較誤差信號VEA和第一信號ISEN。第一信號ISEN透過端點CS接收，指示流經電感302的瞬間電流。檢測信號AUX透過端點ZCD接收，指示流經電感302的電流是否降低到預設電流位準(例如，減小到零)。脈衝寬度調變信號產生器408耦接比較器404以及端點ZCD，且基於比較器404的輸出和檢測信號AUX產生脈衝寬度調變信號PWM1。脈衝寬度調變信號PWM1透過端點DRV控制開關316的導通狀態。

脈衝寬度調變信號產生器408產生具有第一位準(例如，邏輯1)的脈衝寬度調變信號PWM1以導通開關316。當開關316導通，一電流流經開關316、電阻218、電感302、發光二極體串208至光源驅動電路300的地。流經電感302的電流逐漸增大，使得第一信號ISEN的電壓逐漸增大。在一實施例中，當開關316導通時，檢測信號AUX的電壓為負值。在一實施例中，在控制器210內部，比較器404比較誤差信號VEA與第一信號ISEN。當第一信號ISEN的電壓超過誤差信號VEA的電壓，則比較器404輸出一邏輯0，否則比較器404輸出一邏輯1。換言之，比較器404的輸出為一系列的脈衝。脈衝寬度調變信號產生器408產生具有第二位準(例如，邏輯0)的脈衝寬度調變信號PWM1以回應比較器404的負緣(negative going)輸出，進而斷開開關316。當開關316斷開，檢測信號AUX的電壓變為正值。當開關316斷開，一電流流經電阻218、電感302、發光二極體串208和二極體314。流經電感302的電流逐漸減小，因此第一信號ISEN的電壓逐漸減小。當流經電感302的電流減小到預設電流位準(例如，減小到零)，檢測信號AUX的電壓會產生一個負緣，進而脈衝寬度調變信號產生器408產生具有第一狀態(例如，邏輯1)的脈衝寬度調變信號PWM1以導通開關316。

在一實施例中，脈衝寬度調變信號PWM1的責任週期比係由誤差信號VEA決定。如果第二信號IAVG的電壓小於參考信號SET的電壓，則誤差放大器402增加誤差信號VEA的電壓以增大脈衝寬度調變信號PWM1的責任週期比。相應地，流經電感302的平均電流增大，直到第二信號IAVG的電壓增加至參考信號SET的電壓位準。如果第二信號IAVG的電壓大於參考信號SET的電壓，則誤差放大器402減小誤差信號VEA的電壓以減小脈衝寬度調變信號PWM1的責任週期比，進而降低流經電感302的平均電流，直到第二信號IAVG的電壓降低至參考信號SET的電壓位準。因此，流經電感302的平均電流能夠被維持至與目標電流位準相等。

圖6所示為根據本發明一實施例圖3中所示之控制器 210的另一種架構示意圖。圖7所示為根據本發明一實施例圖6中所示之控制器210的波形圖。圖6將結合圖3和圖7進行描述。

在圖6的例子中，控制器210包含誤差放大器602、比較器604、鋸齒波信號產生器606、重置信號產生器608、以及脈衝寬度調變信號產生器610。誤差放大器602基於一參考信號SET和第二信號IAVG之間的一電壓差產生一誤差信號VEA。參考信號SET指示一目標電流位準。第二信號IAVG透過端點FB接收指示流經電感302的平均電流。誤差信號VEA可用於調整流經電感302的平均電流使之等於目標電流位準。鋸齒波信號產生器606產生一鋸齒波信號SAW。比較器604耦接誤差放大器602以及鋸齒波信號產生器606，並比較誤差信號VEA與鋸齒波信號SAW。重置信號產生器608產生一重置信號RESET，並提供重置信號RESET給鋸齒波信號產生器606和脈衝寬度調變信號產生器610。為回應重置信號RESET，開關316導通。脈衝寬度調變信號產生器610耦接比較器604以及重置信號產生器608，並基於比較器604的輸出和重置信號RESET產生一脈衝寬度調變信號PWM1。脈衝寬度調變信號PWM1透過端點DRV控制開關316的導通狀態。

在一實施例中，重置信號RESET係為一具有固定頻率的脈衝信號。在另一實施例中，重置信號RESET係為一使得開關316處於斷開狀態的時間為一常數的脈衝信號。重置信號RESET使得例如在圖5中之脈衝寬度調變信號PWM1為邏輯0的時間為一常數。

在操作中，脈衝寬度調變信號產生器610產生一具有第一狀態(例如，邏輯1)的脈衝寬度調變信號PWM1以導通開關316，並回應重置信號RESET。當開關316導通，一電流流經開關316、電阻218、電感302、發光二極體串208至光源驅動電路300的地。鋸齒波信號產生器606所產生的鋸齒波信號SAW的電壓從一初始位準INI開始增加，以回應重置信號RESET的脈衝。當鋸齒波信號SAW的電壓增大到誤差信號VEA的電壓，脈衝寬度調變信號產生器610產生一具有第二狀態(例如，邏輯0)的脈衝寬度調變信號PWM1以斷開開 關316，並且鋸齒波信號SAW的電壓被重置為初始位準INI，直到鋸齒波信號產生器606接收到重置信號RESET的下一個脈衝。待接收到重置信號RESET的下一個脈衝，鋸齒波信號SAW的電壓會再次從初始位準INI開始逐漸增加，以回應此脈衝。

在一實施例中，脈衝寬度調變信號PWM1的責任週期比係由誤差信號VEA決定。如果第二信號IAVG的電壓小於參考信號SET的電壓，則誤差放大器602增大誤差信號VEA的電壓以增大脈衝寬度調變信號PWM1的責任週期比。相應地，流經電感302的平均電流增大，直到第二信號IAVG的電壓增加至參考信號SET的電壓位準。如果第二信號IAVG的電壓大於參考信號SET的電壓位準，則誤差放大器602減小誤差信號VEA的電壓以減小脈衝寬度調變信號PWMI的責任週期比。相應地，流經電感302的平均電流減小，直到第二信號IAVG的電壓降低至參考信號SET的電壓位準。因此，流經電感302的平均電流能夠被維持至與目標電流位準相等。

圖8所示為根據本發明另一個實施例的光源驅動電路光源驅動電路800的示意圖。圖8中與圖2、圖3具有相同元件符號之元件具有類似的功能。

控制器210的端點VDD透過開關804耦接整流器204，並接收經過整流器204調整後的輸出電壓。耦接於開關804和控制器210之參考接地之間的一齊納二極體802用於保持端點VDD的電壓基本上恆定。圖8的例子中，控制器210的端點ZCD電性耦接電感302，接收指示電感302之電力狀況的檢測信號AUX。檢測信號AUX可指示流經電感302的電流是否降低至預設電流位準(例如，是否減小到零)。共同節點333可為控制器210提供一參考接地。

綜上所述，本發明提供了一種控制電力轉換器以對負載供電的電路。在一實施例中，電力轉換器為負載(例如發光二極體串)提供一實質上恆定之電流。在另一實施例中，電力轉換器提供一定電流以對電池充電。與圖1中的傳統電路相比，本發明的電路所提供給負載或電池的電流可得到更精確的控制。而且本發明的電路可適用於 具有相對較高電壓的電壓源。

圖9A所示為根據本發明另一個實施例的光源驅動電路900的方塊示意圖。圖9A中與圖2、圖3編號相同的元件具有類似的功能。在一實施例中，光源驅動電路900包括與電源202耦接的濾波器920、整流器204、電力轉換器906、負載288、鋸齒波信號產生器902和控制器910。電源202產生交流輸入電壓V_AC(例如，交流輸入電壓V_AC具有正弦波信號)和交流輸入電流I_AC。交流輸入電流I_AC流入濾波器920。電流I_AC'從濾波器920流出，並流入整流器204。整流器204透過濾波器920接收交流輸入電壓V_AC，並在電源線912上提供一整流電壓V_IN和一整流電流I_IN。電源線912耦接於整流器204和電力轉換器906之間。電力轉換器906將整流電壓V_IN轉換成一輸出電壓V_OUT，為負載288提供電能。控制器910與電力轉換器906耦接，用於控制電力轉換器906，以調節流過負載288的電流I_OUT，並校正光源驅動電路900的功率因數。

控制器910產生一驅動信號962。在一個實施例中，電力轉換器906包括一開關316。驅動信號962控制開關316，進而調節流經負載288的電流I_OUT。電力轉換器906還產生指示流經負載288的電流I_OUT的一感應信號IAVG。

在一個實施例中，與控制器910耦接的鋸齒波信號產生器902，根據驅動信號962產生一鋸齒波信號960。例如，驅動信號962可為脈衝寬度調變信號。在一個實施例中，當驅動信號962為邏輯高電位時，鋸齒波信號960增加；當驅動信號962為邏輯低電位時，鋸齒波信號960降低到預設電壓值(例如，降低到0V)。

有利之處在於，控制器910根據鋸齒波信號960和感應信號IAVG產生驅動信號962。驅動信號962控制開關316，使流經負載288的電流I_OUT保持在目標電流值，以提高電流控制的精確性。另外，驅動信號962控制開關316，調節整流電流I_IN的平均電流I_{IN_AVG}與整流電壓V_IN實質同相，以校正光源驅動電路900的功率因數。在本發明中，實質同相指兩波形理論上同相位，然而在實際應用中，由 於電路中電容的存在，造成兩波形存在細微的相差。光源驅動電路900的工作原理將在圖9B中進一步描述。

圖9B所示為根據本發明的一個實施例圖9A中的光源驅動電路900中的信號的波形圖，圖9B將結合圖9A描述。圖9B描述了輸入交流電壓V_AC、整流電壓V_IN、整流電流I_IN、整流電流的平均電流I_{IN_AVG}、電流I_AC’和輸入交流電流I_AC的波形。

為了描述的方便，輸入交流電壓V_AC為正弦波形，但並不以此為限。整流器204整流輸入交流電壓V_AC。在圖9B的實施例中，整流電壓V_IN具有整流後的正弦波形，即，輸入交流電壓V_AC的正向波形保留，其負向波形轉換成對應的正向波形。

在一個實施例中，控制器910所產生的驅動信號962控制整流電流I_IN。整流電流I_IN從一預設值(例如，0安培)開始增加。當整流電流I_IN達到與整流電壓V_IN成比例的一個值之後，整流電流I_IN降到預設值。如圖9B所示，整流電流I_IN的平均電流I_{IN_AVG}的波形與整流電壓V_IN的波形實質同相。

整流電流I_IN從整流器204流出並流入電力轉換器906。整流電流I_IN是流入整流器204的電流I_AC’整流後的電流。如圖9B所示，當輸入交流電壓V_AC為正值時，電流I_AC’的正向波形與整流電流I_IN的正向波形類似；當輸入電流電壓V_AC為負值時，電流I_AC’的負向波形與整流電流I_IN的波形對應。

在一個實施例中，透過耦接於電源202和整流器204之間的濾波器920，輸入交流電流I_AC與電流I_AC’的平均值相等或成比例。因此，如圖9B所示，輸入交流電流I_AC的波形與輸入交流電壓V_AC的波形實質同相。理論上，輸入交流電流I_AC與輸入交流電壓V_AC同相。然而，在實際應用中，由於濾波器920和電力轉換器906中存在電容，輸入交流電流I_AC與輸入交流電壓V_AC之間可能存在細微的相差。此外，輸入交流電流I_AC與輸入交流電壓V_AC波形也大致相似。因此，光源驅動電路900的功率因數得到了校正，進而提高了光源驅動電路900的供電品質。

圖10所示為根據本發明的又一實施例的光源驅動電路1000的示意圖。圖10中與圖2、圖3和圖9A編號相同的元件具有類似的功能。圖10將結合圖4、圖5和圖9A進行描述。

在圖10的例子中，光源驅動電路1000包含耦接電源202的濾波器920、整流器204、電力轉換器906、負載288、鋸齒波信號產生器902和控制器910。在一個實施例中，負載288包含發光二極體串208(例如，發光二極體鏈)。本發明並不局限於此，負載288可以包含其他類型的光源或者其他類型的負載(例如，電池組)。濾波器920可為包含一對電感和一對電容的電感-電容濾波器，但並不以此為限。在一個實施例中，控制器910包含多個埠，例如，ZCD埠、GND埠、DRV埠、VDD埠、FB埠、COMP埠和CS埠。

在一個實施例中，電力轉換器906包含耦接電源線912的輸入電容1008。輸入電容1008減少整流電壓V_IN的漣波，以平滑整流電壓V_IN的波形。在一個實施例中，輸入電容1008具有相對較小的電容值(例如，小於0.5微法拉)，以幫助消除或減小整流電壓V_IN波形的畸變。另外，在一個實施例中，由於輸入電容1008之電容值較小，流經輸入電容1008的電流可以忽略。因此，當開關316接通時，流經開關316的電流I₂₁₄與從整流器204流出的整流電流I_IN大致相等。

電力轉換器906與圖3中的電力轉換器206的操作類似。在一個實施例中，儲能元件214包含電感302和電感304，電感302電磁耦接電感304。電感302與開關316和發光二極體串208耦接。因此，根據開關316的導通狀態，電流I₂₁₄流經電感302。更具體地，在一個實施例中，控制器910在DRV埠上產生驅動信號962(例如，脈衝寬度調變信號)，以控制開關316接通或斷開。當開關316閉合，電流I₂₁₄從電源線912流出，流經開關316和電感302，並且不斷增加。電流I₂₁₄可以由方程式(1)得出：△I₂₁₄=(V_IN-V_OUT)*T_ON/L₃₀₂ (1)

其中，T_ON表示開關316導通的時間，△I₂₁₄表示電流I₂₁₄的變化量，L₃₀₂表示電感302的電感值。在一個實施例中，控制器910 控制驅動信號962，使得T_ON為一個恒定值。所以，若輸出電壓V_OUT基本恒定，在T_ON時間間隔內，電流I₂₁₄的變化量△I₂₁₄與整流電壓V_IN成比例。在一個實施例中，當電流I₂₁₄降低到預設值(例如，0安培)時，開關316閉合。因此，電流I₂₁₄的峰值與整流電壓V_IN成比例。

當開關316斷開時，電流I₂₁₄從地流出，並流經二極體314和電感302，流進發光二極體串208。相應地，電流I₂₁₄根據方程式(2)降低：△I₂₁₄=(-V_OUT)*T_OFF/L₃₀₂ (2)其中，T_OFF表示開關316的關斷時間。

在一個實施例中，當開關316導通時，電流I_IN與電流I₂₁₄相等，當開關316斷開時，電流I_IN等於0安培。

電感304感應電感302的狀況，例如，流經電感302的電流是否下降到預設電流值，例如0安培。結合圖5所述，在一個實施例中，在開關316閉合時，監測信號AUX為低電位，當開關316斷開時，監測信號AUX為高電位。當流經電感302的電流I₂₁₄降低到預設電流值，監測信號AUX的電壓產生一個負緣。控制器910的ZCD埠耦接於電感304，用來接收監測信號AUX。

在一個實施例中，電力轉換器906包含輸出濾波器1024。輸出濾波器1024可為具有相對較大電容值(例如，大於400微法拉)的電容。所以，流經發光二極體串208的電流I_OUT表示電流I₂₁₄的平均值。

電阻218產生指示流經電感302的電流的電流感應信號ISEN。在一個實施例中，濾波器212為包含電阻320和電容322的電阻-電容濾波器。濾波器212去除電流感應信號ISEN中的漣波，以產生電流感應信號ISEN的平均電流感應信號IAVG。所以，在圖10的實施例中，平均電流感應信號IAVG表示流經發光二極體串208的電流I_OUT。控制器910的埠FB用於接收平均電流感應信號IAVG。

鋸齒波信號產生器902耦接於DRV埠和CS埠。鋸齒波信號產生器902根據DRV埠的驅動信號962在CS埠上產生鋸齒波信 號960。例如，鋸齒波信號產生器902包含耦接於DRV埠和CS埠之間且相互並聯的電阻1016和二極體1018，還包含耦接於CS埠和地之間且相互並聯的電阻1012和電容1014。工作時，鋸齒波信號960根據驅動信號962而變化。更具體地，在一個實施例中，驅動信號962為脈衝寬度調變信號。當驅動信號962為邏輯高電位時，電流I1從DRV埠流出，經過電阻1016，流入電容1014。因此，電容1014被充電，鋸齒波信號960的電壓V₉₆₀增加。當驅動信號962為邏輯低電位時，電流I2從電容1014流出，經過二極體1018，並流入DRV埠。因此，電容1014放電，電壓V₉₆₀降低到0伏特。鋸齒波信號產生器902還可以包含其他元件，並不局限於圖10所示的實施例。

在一個實施例中，控制器910整合在一個積體電路晶片上。電阻1016和1012、二極體1018以及電容1014為積體電路晶片的週邊電路元件。在另一個實施例中，鋸齒波信號產生器902和控制器910也可以整合在一個積體電路晶片上。在該實施例中，可以省略CS埠，進而減小了光源驅動電路1000的尺寸和成本。電力轉換器906還可以具有其他結構，並不局限於圖10所示的實施例。

圖11所示為根據本發明的實施例的圖9A中控制器910的結構示意圖。圖11中與圖4和圖9A編號相同的元件具有類似的功能。圖11將結合圖4、圖5、圖9A和圖10進行描述。

在一個實施例中，控制器910與圖4中的控制器210有相似的結構，不同之處在於，CS埠接收鋸齒波信號960而不是電流感應信號ISEN。控制器910根據鋸齒波信號960、平均電流感應信號IAVG和監測信號AUX產生驅動信號962。控制器910包括誤差放大器402、比較器404和脈寬調變信號產生器408。誤差放大器402根據平均電流感應信號IAVG和表示目標電流值的參考信號SET之間的差值，產生誤差信號VEA。比較器404比較鋸齒波信號960和誤差信號VEA，以產生比較信號S。脈衝寬度調變信號產生器408根據比較信號S和監測測信號AUX產生驅動信號962。

在一個實施例中，當監測信號AUX表示流經電感302 的電流I₂₁₄降到預設值(例如，0安培)時，驅動信號962切換至第一電位(例如，邏輯高電位)，以閉合開關316。當鋸齒波信號960達到誤差信號VEA時，驅動信號962切換至第二電位(例如，邏輯低電位)，以斷開開關316。有利之處在於，由於CS埠接收鋸齒波信號960而不是電流感應信號ISEN，流經電感302的電流I₂₁₄的峰值不會受限於誤差信號VEA。因此，如方程式(1)所述，流經電感302的電流I₂₁₄根據整流電壓V_IN改變。例如，電流I₂₁₄的峰值與整流電壓V_IN成比例而不是與誤差信號VEA成比例。

控制器910控制驅動信號962，以使電流I_OUT保持在由參考信號SET表示的目標電流值。例如，如果電流I_OUT大於目標電流值(例如，由於整流電壓V_IN的變化)，誤差放大器402減小誤差信號VEA，以縮短開關316閉合的時間T_ON。所以，電流I₂₁₄的平均電流降低，以減小電流I_OUT。同樣的，如果電流I_OUT小於目標電流值，控制器910延長開關316閉合的時間T_ON，以增大電流I_OUT。

圖12所示為根據本發明的實施例的光源驅動電路(例如，光源驅動電路900或1000)產生或接收的信號波形圖。圖12將結合圖4、圖9A、圖9B和圖10進行描述。圖12描述了整流電壓V_IN、整流電流I_IN、整流電流I_IN的平均電流I_{IN_AVG}、流經發光二極體串208的電流I_OUT、表示流經電感302的電流I₂₁₄的感應信號ISEN、誤差信號VEA、鋸齒波信號960和驅動信號962。

如圖12所示，整流電壓V_IN是整流後的正弦波信號。在t1時刻，驅動信號962變為邏輯高電位。因此，開關316閉合，表示流經電感302的電流I₂₁₄的感應信號ISEN增加。同時，鋸齒波信號960根據驅動信號962增加。

在t2時刻，鋸齒波信號960增加到誤差信號VEA。相應地，控制器910調節驅動信號962為邏輯低電位，鋸齒波信號960降到0伏特。驅動信號962斷開開關316，因此，感應信號ISEN下降。換言之，鋸齒波信號960和誤差信號VEA決定了驅動信號962邏輯高電位的時間T_ON。

在t3時刻，電流I₂₁₄降低到預設電流值(例如，0安培)，由此，控制器910調節驅動信號962為邏輯高電位，以閉合開關316。

在一個實施例中，在整流電壓V_IN的一個週期內，流經發光二極體串208的電流I_OUT與電流I₂₁₄的平均值相等或成比例。結合圖11的描述，控制器910調節電流I_OUT至由參考信號SET表示的目標電流值。另外，如圖12所示，表示電流I₂₁₄的感應信號ISEN在t1至t4期間與t5至t6期間具有相同的波形。所以，電流I₂₁₄在t1至t4期間的平均值與在t5至t6期間的平均值相等。因此，電流I_OUT保持在目標電流值。在一個實施例中，T_ON由鋸齒波信號960和誤差信號VEA決定。由於在驅動信號962的每個週期內，鋸齒波信號960從0伏特上升到誤差信號VEA的時間都是相等的，所以T_ON是恒定的。根據方程式(1)，在T_ON時間內，電流I₂₁₄的變化量△I₂₁₄與整流電壓V_IN成比例。所以，如圖12所示，感應信號ISEN的峰值與輸入電壓V_IN成比例。

在一個實施例中，當開關316閉合時，電流I_IN的波形與電流I₂₁₄的波形相類似，當開關316斷開時，電流I_IN等於0安培。在t1至t6時間段內，整流電流I_IN的平均電流I_{IN_AVG}與整流電壓V_IN實質同相。結合圖9B所描述的，輸入電流I_AC與輸入電壓V_AC實質同相，進而校正了光源驅動電路的功率因數，進而提高了供電品質。

圖13所示為根據本發明的實施例的用於驅動負載的驅動電路(例如，用於驅動發光二極體串208的光源驅動電路900或1000)的方法流程圖1300。圖13將結合圖9A至圖12進行描述。圖13所涵蓋的具體步驟僅作為示例。也就是說，本發明也適用於執行其他合理的步驟或對圖13進行改進的步驟。

在步驟1302中，接收輸入電壓(例如，整流電壓V_IN)和輸入電流(例如，整流電流I_IN)。在步驟1304中，輸入電壓被轉換成輸出電壓，為負載(例如，發光二極體光源)提供電能。在步驟1306中，根據驅動信號(例如，驅動信號962)控制流經儲能元件(例如，儲能元件214)的電流，以調節流經負載的電流。

在步驟1308中，接收表示流經負載的電流的第一感應信號(例如，平均電流感應信號IAVG)。在一個實施例中，第一感應信號由表示流經儲能元件電流的第二感應信號濾波而得到。在步驟1310中，根據驅動信號產生鋸齒波信號。

在步驟1312中，由鋸齒波信號和第一感應信號控制驅動信號，以調節流經負載的電流至目標電流值，並透過控制輸入電流的平均電流與輸入電壓實質同相，以校正光源驅動電路的功率因數。在一個實施例中，根據第一感應信號和參考信號的差值產生誤差信號，參考信號表示流經發光二極體光源的目標電流值。比較鋸齒波信號和誤差信號，並接收指示儲能元件狀況的監測信號。若監測信號指示流經儲能元件的電流降低到預設值時，切換驅動信號到第一狀態，並根據鋸齒波信號和誤差信號的比較值，切換驅動信號到第二狀態。當驅動信號處於第一狀態，增加流經儲能元件的電流；驅動信號處於第二狀態時，減小流經儲能元件的電流。在一個實施例中，若流經發光二極體光源的電流保持在目標電流值，則鋸齒波信號從預設值增加到誤差信號的時間是恒定的。

圖14A所示為根據本發明另一實施例的光源驅動電路1400的方塊示意圖。圖14A中與圖2、圖3和圖9A編號相同的元件具有類似的功能。圖14B所示為根據本發明示於圖14A之光源驅動電路1400所產生或接收的信號波形圖。圖14A和圖14B將結合圖9A和圖9B進行描述。

在圖14A的例子中，光源驅動電路1400包括與電源202耦接的電流濾波器1402、整流器204、電力轉換器1406、光源1408和控制器1410。電源202產生交流輸入電壓V_AC(例如，V_AC具有正弦波信號)和交流輸入電流I_AC。交流輸入電流I_AC流入電流濾波器1402。電流I_AC’從電流濾波器1402流出，並流入整流器204。整流器204透過電流濾波器1402接收交流輸入電壓V_AC，並在電源線912上提供整流電壓V_IN和整流電流I_IN。電源線912耦接於整流器204和電力轉換器1406之間。

在一個實施例中，電力轉換器1406包含電壓濾波器1420、變壓器1422以及開關1424。電壓濾波器1420接收電壓V_IN，並過濾電壓V_IN以產生一個穩定電壓V_REG。例如，電壓V_IN中具有相對較高頻率的諧波分量被排除或消除。因此，如圖14B所示，穩定電壓V_REG的波形比電壓V_IN的波形更加穩定。變壓器1422將穩定電壓V_REG轉換為輸出電壓V_OUT，為光源1408提供電能。因此，輸出電壓V_OUT的波形不會受到輸入電壓V_IN(例如，正弦波)變化的影響。相應的，由輸入電壓V_IN的變化所產生之流經光源1408的電流I_OUT的漣波被减少或消除，進而進一步降低了光源1408所發出光線的行頻干擾。

控制器1410產生驅動信號1462以控制開關1424操作於第一狀態或第二狀態，進而進一步控制流入電壓濾波器1420的輸入電流I_IN和流經光源1408的輸出電流I_OUT。在一個實施例中，變壓器1422提供了一種指示輸出電流I_OUT的感應信號1464。基於感應信號1464，控制器1410控制開關1424的導通時間T_ON和關斷時間T_OFF的比例，以調節輸出電流I_OUT至一目標值。

在一個實施例中，在開關1424操作於第一狀態期間，輸入電流I_IN增大，且在開關1424操作於第二狀態期間，輸入電流I_IN减小。在第二狀態期間，控制器1410控制第二狀態的持續時間，以允許輸入電流I_IN减小到預設值(例如，零)。控制器1410進一步控制第一狀態的持續時間，以允許輸入電流從預設值增大到與輸入電壓V_IN成比例的值。輸入電流I_IN的平均電流I_{IN_AVG}與輸入電壓V_IN實質同相位。類似於圖9B中的討論，電流I_AC與輸入電壓V_AC實質同相位。在理想情況下，交流輸入電壓V_AC和交流輸入電流I_AC是同相的。然而，在實際應用中，由於電流濾波器1402和電力轉換器1406中存在一電容，可能會導致細微的相位差。此外，交流輸入電流I_AC的波形類似於交流輸入電壓V_AC的波形形狀。因此，可校正光源驅動電路1400的功率因數。

有利之處在於，透過將開關1424交替地於第一狀態和第二狀態之間切換，可校正光源驅動電路1400的功率因數，且將輸 出電流I_OUT調節至目標值。因此，光源驅動電路1400的供電品質電流控制的精確度均得到提高。由於僅控制開關1424，進而降低了光源驅動電路1400的尺寸和成本。

圖15所示為根據本發明另一實施例之光源驅動電路1500的電路示意圖。圖15中與圖2、圖3、圖9A和圖14A編號相同的元件具有類似的功能。圖15將結合圖14A和圖14B進行描述。在一個實施例中，控制器1410包含多個端點，例如VIN端點、COMP端點、GND端點、DRV端點、CS端點、VDD端點、ZCD端點和FB端點。

在一個實施例中，電壓濾波器1420包含電感1512、二極體D15和D16以及電容C15。變壓器1422可以是一個返馳轉換器，包含初級繞組1504、次級繞組1506、輔助繞組1508和磁芯1502。開關1424與二極體D16和初級繞組1504耦接，並操作在第一狀態(例如，導通狀態)和第二狀態(例如，關斷狀態)中，以控制流經電感1512的輸入電流I_IN和流經光源1408的輸出電流I_OUT。

在一個實施例中，控制器1410產生驅動信號1462(例如，脈衝寬度調變信號)，以控制開關1424。更具體的，在一個實施例中，當驅動信號1462具有邏輯高電位(例如，在導通狀態期間T_ON)，開關1424被導通，二極體D15被反向偏置，二極體D16被正向偏置。穩定電壓V_REG向變壓器1422供電。電流I_PRI流經初級繞組1504、開關1424至地。電流I_PRI增大以將能量儲存在磁芯1502中。此外，輸入電流I_IN流經電感1512、二極體D16和開關1424，且輸入電流I_IN增大以對電感1512充電，輸入電流I_IN可以由方程式(3)得出：△I_IN=V_IN * T_CH/L₁₅₁₂ (3)

其中，T_CH表示在開關1424的導通狀態期間，電感1512被充電的充電時間。△I_IN表示輸入電流I_IN的變化量，L₁₅₁₂表示電感1512的電感值。在一個實施例中，當開關1424導通時，持續時間T_CH等於持續時間T_ON。

當驅動信號1462具有邏輯低電位(例如，關斷狀態期 間T_OFF)時，開關1424被斷開，二極體D15被正向偏置，二極體D16被反向偏置。變壓器1422放電為發光二極體串208提供電能。因此，流經次級繞組1506的電流I_SE减小。此外，輸入電流I_IN流經電感1512、二極體D15和電容C15，且根據方程式(4)，輸入電流I_IN减小進而向電感1512放電：△I_IN=(V_IN-V_REG)* T_DISCH/L₁₅₁₂ (4)

其中，T_DISCH表示在開關1424的關斷狀態期間，電感1512放電的持續時間。由於一旦輸入電流I_IN减小到0安培，電感1512的放電終止，因此對於關斷狀態，時間T_DISCH與時間T_OFF會有所不同。

在一個實施例中，電感1512和電容C15構成一電感-電容濾波器。電感-電容濾波器過濾輸入電壓V_IN的高頻諧波分量。這樣，由輸入電壓V_IN的變化所導致的穩定電壓V_REG波形的漣波因此减少。變壓器1422將穩定電壓V_REG轉換為輸出電壓V_OUT。

在一個實施例中，輔助繞組1508透過ZCD端點與控制器1410耦接。輔助繞組1508提供監測信號1466，監測信號1466指示電流I_SE是否下降到預設值(例如，0安培)。控制器1410的FB端點接收感應信號1464，感應信號1464指示流經發光二極體串208的輸出電流I_OUT。在一個實施例中，控制器1410基於監測信號1466和感應信號1464控制驅動信號1462的責任週期，以調節流經發光二極體串208之輸出電流I_OUT至目標電流值。控制器1410的操作將在圖16中進一步描述。

在一個實施例中，控制器1410還控制驅動信號1462 T_ON和T_OFF的持續時間，以校正光源驅動電路1500的功率因數。更具體的，在一個實施例中，控制器1410將關斷狀態的持續時間T_OFF設置到大於一時間臨限值T_TH。透過重寫方程式(4)，電感1512的放電時間可以由方程式(5)得出：T_DISCH=△I_IN*L₁₅₁₂/(V_IN_V_REG) (5)

如圖14B所示，△I_IN在驅動信號1462不同的循環週期裡可以是不同的。在一個實施例中，時間臨限值T_TH可設置為等於或 大於電感1512最大放電時間T_{DISCH_MAX}的量。這樣，開關1424在關斷狀態的持續時間足以允許輸入電流I_IN减小至0安培。此外，控制器1410維持T_ON的持續時間在一個相同的值。於是，根據方程式(3)，輸入電流I_IN從預設值增大到與輸入電壓V_IN成比例的峰值。因此，如圖14A和圖14B所描述的，校正了光源驅動電路1500的功率因數以提高光源驅動電路1500的供電品質。

圖16所示為根據本發明一實施例之示於圖14A中之控制器1410的結構示意圖。圖16中與圖4和圖9A編號相同的元件具有類似的功能。圖16將結合圖4、圖5、圖10和圖11進行描述。

在一個實施例中，控制器1410除了包含產生鋸齒波信號1660的鋸齒波信號產生器1602之外，具有與圖11中的控制器910類似的結構。在一個實施例中，鋸齒波信號產生器1602的操作與圖10所示的鋸齒波信號產生器902類似。當驅動信號1462導通開關1424時，鋸齒波信號1660斜坡上升，當驅動信號1462關斷開關1424時，鋸齒波信號1660下降到0安培。

控制器1410基於鋸齒波信號1660、感應信號1464和監測信號1466，產生驅動信號1462。控制器1410還包含誤差放大器402、比較器404和脈衝寬度調變(PWM)信號產生器408。誤差放大器402放大感應信號1464與指示目標電流值的參考信號SET之間的差值，以產生誤差信號VEA。比較器404將鋸齒波信號1660與誤差信號VEA進行比較，產生一個比較信號S。脈衝寬度調變信號產生器408根據比較信號S和一監測信號1466產生驅動信號1462。T_ON對應於鋸齒波信號1660從預設值增大到誤差信號VEA的時間。

在一個實施例中，當監測信號1466指示流經次級繞組1506的電流I_SE下降到了預設值(例如，0安培)，驅動信號1462具有邏輯高電位以導通開關1424。當鋸齒波信號1660達到誤差信號VEA時，驅動信號1462具有邏輯低電位以關斷開關1424。

控制器1410控制驅動信號1462，以維持輸出電流I_OUT在由參考信號SET所表示的目標電流值。例如，如果輸出電流I_OUT大 於目標值(例如，由於不期望的雜訊)，誤差放大器402將减小誤差信號VEA以縮短開關1424的導通狀態持續時間T_ON。因此，驅動信號1462的責任週期减小，以减小輸出電流I_OUT。同樣地，如果輸出電流I_OUT小於目標值，則控制器1410將增大驅動信號1462的責任週期，以增大輸出電流I_OUT。在一個實施例中，如果輸出電流I_OUT維持在目標值，那麽持續時間T_ON維持在一個恒定值。

圖17所示為根據本發明實施例之驅動光源的方法流程圖1700。圖17將結合圖14A-圖16進行描述。圖17所涵蓋的具體步驟僅作為示例。也就是說，本發明也適用於執行其他合理的步驟或對圖17進行改進的步驟。

在步驟1702中，接收輸入電流(例比，輸入電流I_IN)和輸入電壓(例如，輸入電壓V_IN)。在步驟1704中，過濾輸入電壓以提供穩定電壓(例如，穩定電壓V_REG)。在步驟1706中，轉換穩定電壓為輸出電壓(例如，輸出電壓V_OUT)，為光源提供電能。在步驟1708中，產生驅動信號(例如，驅動信號1462)以控制開關(例如，開關1424)交替地操作在第一狀態和第二狀態之間。輸入電流在第一狀態期間增大，在第二狀態期間减小。在步驟1708中，可進一步包括步驟1710。

在步驟1710中，控制操作在第一狀態的持續時間和在操作在第二狀態的持續時間，使得輸入電流在第二狀態操作期間减小到預設值(例如，0安培)，且在第一狀態操作期間從預設值增大到與輸入電壓成比例的峰值。

在步驟1712中，控制第一狀態和第二狀態的時間比，以調節流經光源的輸出電流至一目標值。

圖18A所示為根據本發明另一實施例的光源驅動電路1800的電路示意圖。圖18A中與圖2、圖9A編號相同的元件具有類似的功能。圖18A將結合圖14A進行描述。

在圖18A的例子中，光源驅動電路1800包括電源202、濾波器920、整流器204、轉換器1820、變壓器1822、感應器1838、感應器 1842、開關1834、保護電路1836、光源1808(例如，LED)和控制器1810。電源202產生交流輸入電壓V_AC(例如，V_AC具有正弦波信號)和交流輸入電流I_AC。交流輸入電流I_AC流入濾波器920。電流I_AC’從濾波器920流出，並流入整流器204。整流器204透過濾波器920接收交流輸入電壓V_AC，並提供整流電壓V_IN和整流電流I_C至轉換器1820。轉換器1820提供調節電壓V_REG至變壓器1822。變壓器1822將調節電壓V_REG轉換為輸出電壓V_OUT以為光源1808供電。控制器1810控制輸出電流I_OUT以保持光源1808的亮度為一目標值，並控制整流電流I_C以校正光源驅動電路1800的功率因數。在一個實施例中，控制器1810包括多個接腳，例如，接腳DRV、接腳COMP、接腳CS、接腳FB、接腳GND和接腳VDD。

在一個實施例中，耦接至開關1834的轉換器1820包括電感1512、二極體D15、二極體D16和電容C18。在一個實施例中，耦接至開關1834的變壓器1822可為反馳式變壓器，包括初級繞組1824、次級繞組1826、輔助繞組1828和磁芯1830。整流器204具有參考地GND1。次級繞組1826具有參考地GND2。控制器1810具有參考地GND3。轉換器1820、初級繞組1824、輔助繞組1828、保護電路1836和箝位電路1840與控制器1810共享參考地GND3。在一個實施例中，參考地GND1、GND2和GND3具有不同的參考電壓值。

在一個實施例中，控制器1810在接腳DRV處產生驅動信號1850，以使開關1834交替地工作於第一狀態(例如，導通狀態)和第二狀態(例如，關斷狀態)。因此，開關1834控制流過轉換器1820的整流電流I_C和流過初級繞組1824的電流I_PR，進而控制流過光源1808的輸出電流I_OUT。

圖18B所示為根據本發明一個實施例的光源驅動電路1800產生或接收的信號波形圖1860。圖18B將結合圖18A進行描述。圖18B示出了驅動信號1850、流過轉換器1820的整流電流I_C、流過初級繞組1824的電流I_PR、感應信號1852、監測信號1854和感應信號1856的波形。

在圖18B的例子中，驅動信號1850為PWM信號。在導通時間T_ON內(如時間間隔從t1到t2、從t3到t4，或從t5到t6)，驅動信號1850具有第一狀態(例如，高電位)；在關斷時間T_OFF內(如時間間隔從t2 到t3、或從t4到t5)，驅動信號1850具有第二狀態(例如，低電位)。

當驅動信號1850為高電位時，如在導通時間T_ON內，開關1834導通，二極體D15被反向偏置，二極體D16被正向偏置。變壓器1822由調節電壓V_REG供電。電流I_PR流過電容C18、初級繞組1824和開關1834。如圖18B所示，電流I_PR增大，以從轉換器1820傳遞電能至磁芯1830，如方程式(6)所示：△I_PR=V_REG * T_ON/L₁₈₂₄ (6)

其中，△I_PR表示電流I_PR的變化量，L₁₈₂₄表示初級繞組1824的電感值。電流I_PR在開關1834關斷時刻達到峰值I_PK。另外，流過電感1512、二極體D16、開關1834的電流I_C增大以為電感1512充電，如方程式(7)所示：△I_C=V_IN * T_ON/L₁₅₁₂ (7)

其中，△I_C表示電流I_C的變化量，L₁₅₁₂表示電感1512的電感值。因此，當開關1834導通時，電流I_C和電流I_PR都流過開關1834。

當驅動信號1850為低電位時，如在關斷時間T_OFF內，開關1834關斷，二極體D15被正向偏置，二極體D16被反向偏置。流過次級繞組1826的電流I_SE下降，以從磁芯1830傳遞電能至光源1808，如方程式(8)所示：△I_SE=(-V_OUT)* T_DIS/L₁₈₂₆ (8)

其中，T_DIS表示電流I_SE下降的時間，L₁₈₂₆表示次級繞組1826的電感值。此外，電流I_C從整流器204流經電感1512、二極體D15和電容C18，並流至參考地GND3。如圖18B所示，電流I_C下降，使得電感1512放電，如方程式(9)所示：△I_C=(V_IN-V_REG)* T_DISCH/L₁₅₁₂ (9)

其中，T_DISCH表示電感1512的放電時間。由於當電流I_C减小到零安培時，電感1512停止放電，因此，放電時間T_DISCH可以與關斷時間T_OFF不同。如圖18B所示，放電時間T_DISCH小於關斷時間T_OFF。

在一個實施例中，輔助繞組1828提供監測信號1854。監測信號1854指示變壓器1822是否工作於預設狀態。在一個實施例中，控制器 1810的FB接腳透過分壓器1832(例如，分壓器1832為串聯耦接的電阻R1和R2)耦接至輔助繞組1828，接收監測信號1854。更具體地說，在一個實施例中，當開關1834處於關斷狀態，電流I_SE下降時(例如，在時間T_DIS內)，輔助繞組1828兩端的電壓為正電壓值。因此，如圖18B所示，監測信號1854具有正電壓值V₃。當監測信號1854的電壓值為V₃時，其指示變壓器1822工作於預設狀態。當電流I_SE下降至預設值(例如，零安培)，輔助繞組1828兩端的電壓為零伏特，此時監測信號1854具有電壓值V₄(例如，零伏特)。當開關1834處於導通狀態，電流I_PR上升時，輔助繞組1828兩端的電壓為負電壓值，此時監測信號1854具有負電壓值V₅。監測信號1854具有電壓值V₄或V₅時，均指示變壓器1822沒有工作於預設狀態。

在一個實施例中，由於開關1834、參考地GND1、參考地GND3、及感應器1838和1842之間的電性連接，在導通時間T_ON內，即使電流I_C和電流I_PR都流過開關1834，也可提供僅指示電流I_PR的感應信號1852。控制器1810利用感應信號1852來獲得關於流過光源1808的輸出電流I_OUT的資訊。因此，光源驅動電路1800二次側的感應器和光源驅動電路1800一次側與二次側之間的隔離器都可省去。

更具體地說，在一個實施例中，感應器1838以及1842為電阻，感應器1838耦接於開關1834和參考地GND1之間。感應器1842耦接於參考地GND1和參考地GND3之間。在一個實施例中，由於感應器1838串聯耦接至開關1834，在導通時間T_ON內，電流I_C和電流I_PR都流過感應器1838。因此，感應器1838感應電流I_C和電流I_PR的組合電流I_COMBINE。在一個實施例中，參考地GND1還耦接至電流I_C的電流路徑。舉例來說，電流I_C流過整流器204和電感1512，而不流過感應器1842。然而，由於參考地GND3耦接至電容C18，電流I_PR流過感應器1842。因此，當開關1834導通時，電流I_C從整流器204流經電感1512、二極體D16、開關1834、感應器1838、參考地GND1，並流回至整流器204。電流I_PR從電容C18流經初級繞組1824、開關1834、感應器1838、參考地GND1、感應器1842，並流回至電容C18。因此，感應器1838感應組合電流I_COMBINE(例如，組合電流I_COMBINE的電流值等於電流I_C和電流I_PR之和)。另外，感應器1842僅感應電流I_PR。

在一個實施例中，控制器1810的接腳CS耦接至參考地GND1。由於控制器1810具有參考地GND3，控制器1810能在接腳CS處接收指示電流I_PR的感應信號1852。在一個實施例中，感應信號1852可由感應器1842上的電壓表示。在一個實施例中，保護電路1836耦接至開關1834和感應器1838之間的一共同節點，並接收指示組合電流I_COMBINE的感應信號1856。一個實施例中，感應信號1856可由感應器1838和感應器1842上的總電壓V_TO表示，如方程式(10)所示：V_TO=I_C * R₁₈₃₈+I_PR *(R₁₈₃₈+R₁₈₄₂) (10)

其中，R₁₈₃₈表示感應器1838的阻值，R₁₈₄₂表示感應器1842的阻值。在另一個實施例中，保護電路1836包括耦接至感應器1838兩端的一對接腳。因此，保護電路1836的接腳接收僅由感應器1838上的電壓表示的感應信號，例如，I_COMBINE * R₁₈₃₈。

如圖18B所示，在導通時間T_ON內，電流I_C和電流I_PR均上升。相應地，指示電流I_PR的感應信號1852上升，且指示電流I_C和電流I_PR的組合電流I_COMBINE的感應信號1856上升。在關斷時間T_OFF內，電流I_C從電容C18流經感應器1842至參考地GND1。由於感應信號1852的電壓值等於感應器1842上的電壓，感應信號1852為負值，且與電流I_C成反比。

在一個實施例中，光源驅動電路1800還包括箝位電路1840。箝位電路1840將感應信號1852的電壓V₁₈₅₂箝位在一預設電壓值，以防止電壓V₁₈₅₂下降至低於預設臨限值V_TH1。在一個實施例中，箝位電路1840包括二極體D17和電阻R3。預設臨限值V_TH1可為與二極體D17相關的臨限值(例如，負0.7伏特)。如果電壓V₁₈₅₂大於V_TH1，二極體D17被反向偏置。此時電壓V₁₈₅₂由感應器1842上的電壓决定。如果電壓V₁₈₅₂小於V_TH1，二極體D17正向偏置並導通電流流過二極體D17和電阻R3。由於二極體D17兩端產生壓降，電壓V₁₈₅₂被箝位在預設電壓值，如負0.7伏特。因此，在一個實施例中，如18B所示，當感應器1842上的電壓小於電壓V_TH1時，感應信號1852被箝位在預設電壓值V_TH1；當感應器1842上的電壓大於電壓V_TH1時，感應信號1852與電流I_C呈反比上升。此外，沒有電流流過感應器1838。因此，當開關1834關斷時，感應信號1856的電壓值等於感應器1842上的電 壓值。

控制器1810透過FB接腳接收監測信號1854，並透過接腳CS接收指示流過初級繞組1824的電流I_PR的感應信號1852。在一個實施例中，基於感應信號1852和監測信號1854，控制器1810監測流過光源1808的輸出電流I_OUT。基於感應信號1852和監測信號1854，控制器1810產生方波信號。方波信號的平均電壓與輸出電流I_OUT成比例(將於圖20和圖21進一步描述)。據此，控制器1810產生驅動信號1850來控制開關1834，以調節輸出電流I_OUT至目標電流值I_TARGET。

有利之處在於，控制器1810能够根據由光源驅動電路1800一次側電路所產生的感應信號1852和監測信號1854感應輸出電流I_OUT。因此，光源驅動電路1800二次側的感應電路和耦接於光源驅動電路1800一次側與二次側之間的隔離電路都可省去，節省了光源驅動電路1800的尺寸和成本。

在一個實施例中，保護電路1836耦接至控制器1810的接腳COMP。保護電路1836比較感應信號1856和臨限值V_TH2，並根據比較結果將接腳COMP處的電壓拉至預設電壓值，如參考地GND3的電壓。更具體地說，在一個實施例中，保護電路1836可為電晶體(圖中未顯示)，但本發明並不以此為限。電晶體的閘極接收感應信號1856，汲極耦接至接腳COMP，源極耦接至參考地GND3。如果感應信號1856的電壓大於臨限值V_TH2(例如，與電晶體相關的臨限值)，電晶體使接腳COMP和參考地GND3之間導通。據此，控制器1810控制驅動信號1850，以防止光源驅動電路1800進入過電流狀態。在一個實施例中，如果接腳COMP處的電壓被拉至參考地GND3的電壓時，控制器1810保持開關1834處於斷開狀態，以下將於圖20進一步描述。此時，電流I_C和電流I_PR都被切斷。有利之處在於，感應信號1856指示組合電流I_COMBINE而非單獨的電流I_C或I_PR。因此，電流I_C或電流I_PR中任意一個的過電流狀態都將觸發保護電路1836來拉低接腳COMP處的電壓，以防止光源驅動電路1800損壞。

圖19所示為根據本發明一個實施例的光源驅動電路1800產生或接收的信號波形圖1900。圖19將結合圖14B、圖18A和圖18B進行描 述。圖19示出了整流電壓V_IN，調節電壓V_REG，輸出電壓V_OUT，電流I_C，電流I_C的平均值I_{C_AVG}和驅動信號1850的波形。

正如圖18A和圖18B所描述的，當開關1834導通時，電流I_C上升。當開關1834關斷時，電流I_C下降。電流I_C的波形與圖14B中整流電流I_IN的波形相似。因此，與圖14B的討論相似，交流輸入電流I_AC與交流輸入電壓V_AC實質同相。此外，交流輸入電流I_AC的波形形狀類似於交流輸入電壓V_AC的波形形狀。因此，校正了光源驅動電路1800的功率因數，提高了光源驅動電路1800的供電品質。此外，調節電壓V_REG的波形比整流電壓V_IN的波形更加穩定。因此，輸出電壓V_OUT的波形不會受到整流電壓V_IN(例如，正弦波)變化的影響。相應的，由於减小或消除了因整流電壓V_IN的變化而引起的流經光源1408的輸出電流I_OUT的漣波，進而進一步降低了光源1808發光的線頻干擾。

圖20所示為根據本發明一個實施例的圖18A所示控制器1810的結構示意圖。圖20中與圖18A編號相同的元件具有類似的功能。圖20將結合圖18A進行描述。

控制器1810包括信號產生器2050和驅動器2052。信號產生器2050與接腳CS和接腳FB相連，以接收感應信號1852和監測信號1854。根據感應信號1852和監測信號1854，信號產生器2050產生方波信號2062。驅動器2052根據方波信號2062在接腳DRV上產生驅動信號1850，以控制開關1834的導通和關斷，進而控制輸出電流I_OUT。

在一個實施例中，信號產生器2050包括採集電路2002、狀態檢測器2004和多工器(例如，開關2006)。採集電路2002與接腳CS相連，以接收感應信號1852。採集電路2002根據電流感應信號1852採集流過初級繞組1824的電流I_PR的峰值I_PK。在一個實施例中，採集電路2002具有採樣保持的功能，以產生峰值信號V_PK。也就是說，採集電路2002可以採樣電流I_PR的電流值並保持電流I_PR的峰值I_PK。因此，採集電路2002輸出與電流I_PR的峰值I_PK成比例的峰值信號V_PK。在一個實施例中，當電流I_PR出現峰值I_PK1以後，峰值信號V_PK恒定為與I_PK1成比例的電壓值V_PK1，直至電流I_PR出現另一峰值。

在一個實施例中，開關2006包括具有第一接腳、第二接腳和第三接腳。開關2006的第一接腳與採集電路2002的輸出端相連，用於接收峰值信號V_PK。開關2006的第二接腳與參考地GND3相連，用於接收預設電壓信號V_PRE，(例如，V_PRE為零伏特)。開關2006的第三接腳與驅動器2052的輸入端相連，用於提供方波信號2062。在另一個實施例中，開關的第二接腳也可連接至其他的信號發生器，接收預設恒定參考電壓。

狀態檢測器2004與接腳FB相連，以接收監測信號1854。狀態檢測器2004根據監測信號1854判斷變壓器1822是否工作於預設狀態，並產生開關控制信號2060以控制開關。更具體地說，在一個實施例中，當監測信號1854具有電壓值V₃時(表示變壓器1822工作於預設狀態)，開關控制信號2060具有第一狀態(例如，高電位)。此時，開關的第一接腳和第三接腳導通。由此，方波信號2062等於峰值信號V_PK。當監測信號1854具有電壓值V₄或V₅時(表示變壓器1822沒有工作於預設狀態)，開關控制信號2060具有第二狀態(例如，低電位)。此時，開關的第二接腳和第三接腳導通。由此，方波信號2062等於預設電壓信號V_PRE。

圖21所示為根據本發明的實施例的圖18A所示控制器1810產生或接收的信號波形圖2100。圖21將結合圖18A、圖18B和圖20進行描述。圖21示出了方波信號2062、電流I_SE、電流I_PR、監測信號1854和驅動信號1850的波形。

在圖21的實施例中，驅動信號1850是週期為T_S的PWM信號。在時間間隔T_ON(如t1至t2、t3至t4以及t5至t6)內，驅動信號1850具有第一狀態(例如，高電位)。因此，開關1834處於導通狀態。在時間間隔T_OFF(如t2至t3、t4至t5以及t6至t7)內，驅動信號1850具有第二狀態(如低電位)。因此，開關1834處於關斷狀態。

當監測信號1854具有電壓值V₃時(表示變壓器1822處於預設狀態)，方波信號2062具有與電流I_PR的峰值I_PK成比例的電壓值V_PK，如方程式(I1)所示：V_PK=A * I_PK (11)

其中，A表示電壓值V_PK和峰值I_PK之間的比例因子。當監測 信號1854具有電壓值V₄或V₅時(表示變壓器1822沒有工作於預設狀態)，方波信號2062切換至預設電壓值V_PRE(例如，零伏特)。

根據能量守恒原理，在時間間隔T_DIS中流經次級繞組1826的電流I_SE的平均值I_{SE_AVG}與在時間間隔T_ON中流經初級繞組1824的電流IPR的平均值I_{PR_AVG}成比例，如方程式(12)表示：I_{SE_AVG}=I_{PR_AVG} *(N_PR/N_SE)=1/2 * I_PK *(N_PR/N_SE) (12)

其中，N_PR/N_SE表示初級繞組1824和次級繞組1826之間的匝數比。此外，方波信號2062的平均電壓V_{SQ_AVG}可由方程式(13)表示：V_{SQ_AVG}=V_PK *(T_DIS/T_S) (13)

另外，輸出電流I_OUT的平均電流I_{OUT_AVG}等於在週期T_S內電流I_SE的平均值I_{SE_AVG}，如方程式(14)表示：I_{OUT_AVG}=I_{SE_AVG} *(T_DIS/T_S) (14)

結合方程式(11)、(12)、(13)和(14)，方波信號2062的平均電壓V_{SQ_AVG}可表示為：V_{SQ_AVG}=(2 * A/(N_PR/N_SE))* I_{OUT_AVG} (15)

因此，根據方程式(15)，本發明的光源驅動電路所產生的方波信號2052的平均電壓V_{SQ_AVG}與流經光源1808的輸出電流I_OUT的平均電流I_{OTU_AVG}成比例。

回到圖20，在一個實施例中，驅動器2052包括運算放大器2012、鋸齒波產生器2014、比較器2016和緩衝器2018。在一個實施例中，運算放大器2012包括運算轉導放大器(OTA)2020和電容2022。運算轉導放大器2020的非反相輸入端接收方波信號2062，反相輸入端接收參考信號REF。其中，參考信號REF表示輸出電流I_OUT的目標電流值I_TARGET。運算轉導放大器2020根據方波信號2062和參考信號REF之間的差值於輸出端產生電流I₂₀₂₀，以對電容2022充電或放電，進而產生誤差信號2064。由於電容2022過濾誤差信號2064上的漣波，誤差信號2064由方波信號2062的平均電壓V_{SQ_AVG}和參考信號REF之間的差值决定。在另一個實施例中，電容2022在控制器1810之外，透過控制器的一個接腳與運算轉導放大器2020相連。

鋸齒波產生器2014產生鋸齒波信號SAW。比較器2016比較誤差信號2064和鋸齒波信號SAW，並產生比較信號。緩衝器2018接收比較信號，並產生驅動信號1850(例如，脈衝寬度調變信號)。在圖20的實施例中，如果方波信號2062的平均電壓V_{SQ_AVG}增加，誤差信號2064隨之增大，鋸齒波信號SAW則需要更多的時間增加到誤差信號2064。由此，驅動信號1850的責任週期减小。同理，如果方波信號2062的平均電壓V_{SQ_AVG}减小，驅動信號1850的責任週期會增加。

結合圖18A和圖20，控制器1810和變壓器1822組成一負回授迴路。更具體地說，驅動信號1850的責任週期决定了輸出電流I_OUT的平均電流I_{OUT_AVG}。並且，方波信號2062的平均電壓V_{SQ_AVG}與平均電流I_{OUT_AVG}成比例。此外，方波信號2062的平均電壓V_{SQ_AVG}决定了驅動信號1850的責任週期。因此，包括控制器1810和變壓器1822的負回授迴路可以保持方波信號2062的平均電壓V_{SQ_AVG}等於參考信號REF，進而將平均電流I_{OUT_AVG}調節至目標電流值I_TARGET。

舉例說明，如果方波信號2062的平均電壓V_{SQ_AVG}大於參考信號REF(表示輸出電流I_OUT的平均電流I_{OUT_AVG}大於目標電流值I_TARGET)，則運算放大器2012增大誤差信號2064以减小驅動信號1850的責任週期，進而降低輸出電流I_OUT的平均電流I_{OUT_AVG}，直到方波信號2062的平均電壓V_{SQ_AVG}减小到參考信號REF。同理，如果方波信號2062的平均電壓V_{SQ_AVG}小於參考信號REF(表示輸出電流I_OUT的平均電流I_{OUT_AVG}小於目標電流值I_TARGET)，則運算放大器2012减小誤差信號2064以增大驅動信號1850的責任週期，進而增大輸出電流I_OUT的平均電流I_{OUT_AVG}，直到方波信號2062的平均電壓V_{SQ_AVG}增大到參考信號REF。這樣，輸出電流I_OUT的平均電流能够被調整到與目標電流值I_TARGET相等。

正如圖18A中所述，當光源驅動電路1800處於過電流狀態時，保護電路1836將接腳COMP處的電壓拉至預設電壓值，如參考地GND3。如圖20所示，如果接腳COMP處的電壓被拉至GND3，比較器2016和緩衝器2018保持開關1834斷開，進而切斷電流I_C和電流I_PR。控制器1810可具有其他結構，並不局限於圖20所示之的實施例。

圖22所示為根據本發明另一個實施例的電子系統2200的電路示意圖。圖22中與圖2、圖9A和圖18A編號相同的元件具有類似的功能。圖22將結合圖18A進行描述。

在圖22的例子中，電子系統2200包括電源202、交流矽控閘流體(TRIAC)調光器2204和光源驅動電路2202。在一個實施例中，光源驅動電路2202包括濾波器920、整流器204、轉換器1820、變壓器1822、開關1834、光源1808、洩流路徑2214、拉低電路2216和控制器2218。電源202在火線和中性線(Neutral)間產生交流輸入電壓V_AC。TRIAC調光器2204將交流輸入電壓V_AC轉換為交流電壓V_TRIAC。整流器204透過濾波器920接收交流電壓V_TRIAC，並提供整流電壓V_IN至轉換器1820。轉換器1820提供調節電壓V_REG至變壓器1822。變壓器1822將調節電壓V_REG轉換為輸出電壓V_OUT以為光源1808供電。控制器2218控制輸出電流I_OUT以保持光源1808的亮度為目標值。

TRIAC調光器2204可為安裝在牆壁上或燈座上的按鈕式開關或旋鈕式開關。在一個實施例中，TRIAC調光器2204包括耦接於電源202和濾波器920之間的TRIAC元件2206。TRIAC元件2206具有接腳A1、接腳A2和閘極G。TRIAC調光器2204還包括串聯耦接的可變電阻2208和電容2210，以及二極體交流開關(DIAC)2212。二極體交流開關2212的一端耦接至電容2210，另一端耦接至TRIAC元件2206的閘極G。TRIAC元件2206為雙向開關，一旦被觸發可在任一方向導通電流。TRIAC元件2206可由施加至閘極G的正電流或負電流觸發。一旦被觸發，TRIAC元件2206將在流過接腳A1和接腳A2的電流下降至臨限值(例如，保持電流I_H)之前保持導通。

圖23所示為根據本發明一個實施例的圖22中TRIAC調光器2204產生或接收的信號波形圖。圖23將結合圖22進行描述。圖23示出了交流輸入電壓V_AC、TRIAC元件2206接腳A1和接腳A2間的電壓V_A2-A1、流過二極體交流開關2212的電流I_DIAC、交流電壓V_TRIAC和整流電壓V_IN的波形。

在圖23的例子中，交流輸入電壓V_AC具有正弦波波形。在 時刻T₀至時刻T₁間，TRIAC元件2206被關斷，接腳A1和接腳A2間的電壓V_A2-A1隨著交流輸入電壓V_AC的增大而增大。此時，充電電流I_CH流過電阻2208和電容2210，以為電容2210充電。電容2210上的電壓據此上升。當電容2210上的電壓在時刻T₁達到與二極體交流開關2212相關的電壓臨限值時，二極體交流開關2212導通，進而產生施加至TRIAC元件2206的閘極G的電流脈衝。TRIAC元件2206由該電流脈衝觸發導通。因此，電流I₁從火線流經TRIAC元件2206、濾波器920、洩流路徑2214至中性線(Neutral)。另外，電流I₂從火線流經TRIAC元件2206、濾波器920至整流器204。因此，流過TRIAC元件2206的電流I₃等於電流I₁和I₂之和。在時刻T₁至時刻T₂間，洩流路徑2214導通電流I₁，以保持流過TRIAC元件2206的電流I₃大於保持電流I_H。因此，在時刻T₁至時刻T₂間，TRIAC元件2206保持導通。所以，在時刻T₁至時刻T₂間，交流電壓V_TRIAC的波形與交流輸入電壓V_AC的波形一致。

在接近交流輸入電壓V_AC的第一半週期結束的時刻T₂，由於流過TRIAC元件2206的電流I₃下降至低於TRIAC元件2206的保持電流I_H，TRIHC元件2206關斷。

在交流輸入電壓V_AC的第二半週期中，當電容2210上的電壓在時刻T₃導通二極體交流開關2212時，TRIAC元件2206再次導通。同理，在時刻T₃至時刻T₄間，交流電壓V_TRIAC的波形與交流輸入電壓V_AC的波形一致。

在一個實施例中，使用者可調整可變電阻2208的阻值R₂₂₀₈，例如，旋轉TRIAC調光器2204的旋鈕以調整可變電阻2208的阻值R₂₂₀₈。可變電阻2208的阻值R₂₂₀₈决定TRIAC元件2206在交流輸入電壓V_AC的每個半週期中的導通時刻。更具體地說，在一個實施例中，如果可變電阻的阻值R₂₂₀₈增大，在時刻T₀後為電容2210充電的充電電流I_CH的平均值减小。因此，電容2210上的電壓需要更多的時間達到與二極體交流開關2212相關的電壓臨限值。所以，TRIAC元件2206的導通時刻被延遲，例如，晚於時刻T₁。同理，如果可變電阻的阻值R₂₂₀₈减小，TRIAC元件2206的導通時刻被提早，例如，早於時刻T₁。因此，透過調整可變電阻2208的阻值R₂₂₀₈， 每個半週期中TRIAC元件2206的導通時刻得到相應的調整，例如，導通時刻被延遲或提早。TRIAC調光器2204可具有其他結構，並不局限於圖22和圖23的實施例。在另一個實施例中，如果可變電阻2208的阻值R₂₂₀₈變化，例如，阻值R₂₂₀₈被使用者調整，每個半週期中TRIAC元件2206的關斷時刻得到調整。為舉例說明，在以下的描述中，TRIAC調光器2204調整TRIAC元件2206的導通時刻。然而，本發明並不局限於此，本發明的TRIAC調光器2204還適用於調整TRIAC元件2206的關斷時刻。

在一個實施例中，整流器204可為橋式整流器。整流器204保留交流電壓V_TRIAC的正值部分並將交流電壓V_TRIAC的負值部分轉換為對應的正值，進而產生整流電壓V_IN。在某些情況下，由於轉換器1820和變壓器1822中的電容性元件能够儲存電能，進而導致整流電壓V_IN的波形的扭曲，在交流輸入電壓V_AC的半週期結束時，整流電壓V_IN可能無法降至零伏特。在一個實施例中，控制器2218將指示整流電壓V_IN的檢測信號2222和臨限值電壓V_TH3進行比較，並根據比較結果產生拉低信號2220。拉低電路2216響應拉低信號2220將整流電壓V_IN拉至預設值，例如，參考地GND1。在一個實施例中，每個半週期結束時(例如，當整流電壓V_IN低於臨限值電壓V_TH3時)，整流電壓V_IN被拉低。因此，消除或避免了由轉換器1820和變壓器1822中之電容性元件造成的整流電壓V_IN的波形扭曲。

回到圖22，轉換器1820、變壓器1822和開關1834的操作與圖18A中對應元件的操作相似。有利之處在於，控制器2218接收指示整流電壓V_IN的檢測信號2222，並據此檢測TRIAC元件2206的導通狀態。控制器2218根據TRIAC元件2206的導通狀態產生驅動信號2250。驅動信號2250使開關1834交替地工作於第一狀態(例如，導通狀態)和第二狀態(例如，關斷狀態)，進而調整流過光源1808的平均電流。更具體地說，在一個實施例中，控制器2218基於檢測信號2222來檢測每個週期中TRIAC元件2206的導通時刻。如果可變電阻2208的阻值R₂₂₀₈增大，每個週期中TRIAC元件2206的導通時刻延遲。由此，控制器2218控制開關1834以降低流過光源1808的平均電流。同理，如果可變電阻2208的阻值R₂₂₀₈减小，控制器2218控制開關1834以提高流過光源1808的平均電流。因此，控制器2218 根據TRIAC調光器2204的操作實現了對光源1808的調光控制。控制器2218的操作將結合圖25做進一步描述。

圖24所示為根據本發明一個實施例的圖22中的光源驅動電路2202的電路示意圖。圖22中與圖2、圖9A、圖18A和圖22編號相同的元件具有類似的功能。圖24將結合圖18A和圖22進行描述。

除了洩流路徑2214、拉低電路2216和控制器2218之外，光源驅動電路2202和圖18A中的光源驅動電路1800具有相似的結構。在一個實施例中，洩流路徑2214包括串聯耦接的電阻R4和電容2402。拉低電路2216包括串聯耦接的開關2404和電阻R5。

控制器2218包括多個接腳，例如，接腳CLP、接腳HV、接腳DRV、接腳COMP、接腳CS、接腳FB、接腳GND和接腳VDD。在一個實施例中，控制器2218透過接腳CS接收指示電流I_PR的感應信號1852，透過接腳COMP接收指示電流I_C和電流I_PR的組合電流I_COMBINE的感應信號1856，透過接腳FB接收指示變壓器1822是否工作於預設狀態的監測信號1854，透過接腳HV接收指示整流電壓V_IN的檢測信號2222，透過接腳DRV產生驅動信號2250，並透過接腳CLP產生拉低信號2220。

圖25所示為根據本發明一個實施例的圖22中的控制器2218的結構示意圖。圖25中與圖20和圖24編號相同的元件具有類似的功能。圖25將結合圖20和圖24進行描述。

在圖25的例子中，控制器2218包括信號產生器2050、TRIAC監測器2502和驅動器2052。驅動器2052耦接於信號產生器2050和TRIAC監測器2502。信號產生器2050產生監測信號(例如，方波信號2062)。監測信號的平均電壓與流過光源1808的平均電流(例如，平均電流I_{OUT_AVG})成比例。TRIAC監測器2502根據檢測信號2222產生參考信號REF。參考信號REF以指示流經光源1808的平均電流的目標電流值(例如，目標電流值I_TARGET)。相應地，驅動器2052基於方波信號2062和參考信號REF產生驅動信號2250。與圖20的討論相似，信號產生器2050、驅動器2052和變壓器1822組成負回授迴路。該負回授迴路保持方波信號2062的平均電壓等於參考信號REF，進而保持流經光源1808的平均電流等於目標電流值I_TARGET。

有利之處在於，TRIAC監測器2052能够根據TRIAC調光器2204來調整參考信號REF。更具體地說，在一個實施例中，如果檢測信號2222指示TRIAC元件2206在每個週期中的導通時刻被提前，則TRIAC監測器2502增大參考信號REF。由此，流過光源1808的平均電流增大。同理，如果檢測信號2222指示TRIAC元件2206在每個週期中的導通時刻被延遲，則TRIAC監測器2502减小參考信號REF。由此，流過光源1808的平均電流减小。控制器2218可具有其他結構，並不局限於圖25的實施例。

圖26所示為根據本發明一個實施例的圖25中的TRIAC監測器2502的結構示意圖。圖26將結合圖25進行描述。在圖26的例子中，TRIAC監測器2502包括比較器2602、比較器2606、分壓器2610和濾波器2604。在一個實施例中，分壓器2610包括串聯耦接的電阻R6和電阻R7。分壓器2610接收檢測信號2222，並提供指示整流電壓V_IN的分壓信號2608。比較器2606將分壓信號2608和臨限值電壓V_TH4進行比較，並根據比較結果產生方波信號2612。濾波器2604過濾方波信號2612，以產生參考信號REF。

更具體地說，在一個實施例中，在時刻T₁至時刻T₂的導通時間T_{TRI_ON}內，分壓信號2608大於臨限值電壓V_TH4(例如，零伏特)，方波信號2612被切換至高電位。在時刻T₂至時刻T₃的關斷時間T_{TRI_OFF}內，分壓信號2608小於臨限值電壓V_TH4，方波信號2612被切換至低電位。當TRIAC元件2206的導通時刻發生變化時，方波信號2612的平均電壓相應變化。濾波器2604過濾方波信號2612，進而提供與方波信號2612的平均電壓成比例的參考信號REF。因此，透過調節參考信號REF可調整流經光源1808的平均電流，進而實現了根據TRIAC調光器2204對光源1808的調光控制。

此外，比較器2602將指示整流電壓V_IN的檢測信號2222和臨限值電壓V_TH3進行比較，以控制接腳CLP的拉低信號2220。更具體地說，在一個實施例中，當檢測信號2222低於臨限值電壓V_TH3時，拉低信號2220具有高電位以導通開關2404。當檢測信號2222高於臨限值電壓V_TH3時，拉低信號2220具有低電位以關斷開關2404。TRIAC監測器2502可具有其他結構，並不局限於圖26的實施例。

值得注意的是，雖然以上實施例中是以驅動發光二極體光源 為例對本發明進行說明，但本發明並不局限於此，本發明的驅動電路也可以驅動其他負載，例如可以驅動其他類型的光源或者電池組。

圖27所示為根據本發明一實施例於驅動負載(例如，光源1808)的方法流程圖2700。圖27將結合圖18A至圖26進行描述。圖27所涵蓋的具體步驟僅作為示例。也就是說，本發明也適用於執行其他合理的步驟或對圖27進行改進的步驟。

在步驟2702中，轉換器(例如，轉換器1820)將輸入電壓(例如，整流電壓V_IN)變換為調節電壓(例如，調節電壓V_REG)。

在步驟2704中，變壓器(例如，變壓器1822)將調節電壓轉換為輸出電壓(例如，電壓V_OUT)，以為負載(例如，光源1808)供電。

在步驟2706中，根據驅動信號(例如，驅動信號1850或驅動信號2250)使開關(例如，開關1834)交替地工作於第一狀態(例如，導通狀態)和第二狀態(例如，關斷狀態)。當開關工作於第一狀態時，流過轉換器的第一電流(例如，電流I_C)和流過變壓器的第二電流(例如，電流I_PR)流過開關。在一個實施例中，變壓器包括初級繞組(例如，初級繞組1824)和次級繞組(例如，次級繞組1826)。當開關工作於第一狀態時，流過初級繞組的第二電流上升。當開關工作於第二狀態時，流過次級繞組的第三電流(例如，電流I_SE)下降，直至下降到預設值(例如，零安培)。在一個實施例中，當開關工作於第二狀態且第三電流下降時(例如，在時間間隔T_DIS中)，變壓器工作於預設狀態。

在步驟2708中，透過監測第一感應器(例如，感應器1838)和第二感應器(例如，感應器1842)上的總電壓接收指示第一電流和第二電流的組合電流(例如，電流I_COMBINE)的第一感應信號(例如，感應信號1856)。第一感應器耦接於開關和第一參考節點之間。第二感應器耦接於第一參考節點和第二參考節點之間。在一個實施例中，第一參考節點為整流器的參考地，第二參考節點為控制器的參考地，其中整流器用於產生輸入電壓，控制器用於控制驅動信號。

在步驟2710中，透過監測第二感應器上的電壓接收僅指示第二電流的第二感應信號(例如，感應信號1852)。在一個實施例中，基於 第二感應信號提供第一方波信號(例如，方波信號2062)，第一方波信號的平均電壓(例如，方波信號的平均電壓值V_{SQ_AVG})與流經負載的平均電流(輸出電流I_OUT的平均電流I_{OUT_AVG})成比例。在一個實施例中，當變壓器工作於預設狀態時，調節第一方波信號至與第二電流的峰值成比例的第一電壓值(例如，電壓值V_PK)。當變壓器沒有工作在預設狀態，調節第一方波信號至第二電壓值(例如，預設電壓值V_PRE)。

在步驟2712中，根據第一感應信號和第二感應信號控制驅動信號以調整流經負載的電流。在一個實施例中，基於第一方波信號控制驅動信號以調整流經負載的平均電流至目標電流值(例如，目標電流值I_TARGET)。在一個實施例中，比較第一感應信號和第一臨限值(例如，臨限值V_TH2)，並根據比較結果將控制器的接腳(例如，接腳COMP)處的電壓拉至預設電壓值(例如，參考地GND3)。當該接腳處的電壓被拉至預設電壓值時，控制驅動信號以保持開關工作於第二狀態。在一個實施例中，由TRIAC元件(例如，TRIAC元件2206)將交流輸入電壓(例如，交流輸入電壓V_AC)轉換為交流電壓(例如，交流電壓V_TRIAC)，由整流器(例如，整流器920)將交流電壓轉換成輸入電壓(例如，整流電壓V_IN)。根據指示輸入電壓的檢測信號(例如，檢測信號2222)檢測TRIAC元件的導通狀態。根據檢測信號產生指示流過負載的平均電流的目標電流值的參考信號(例如，參考信號REF)。根據參考信號控制驅動信號，以使開關交替工作於第一狀態和第二狀態，進而控制流過負載的平均電流。在一個實施例中，根據檢測信號檢測交流輸入電壓每個週期中TRIAC元件的導通時刻是否變化。根據該導通時刻的變化調整參考信號。

本發明的實施例提供了驅動負載(例如，光源)的驅動電路。驅動電路包含轉換器、變壓器、第一感應器和第二感應器。轉換器接收輸入電壓並提供調節電壓。變壓器將調節電壓轉換為輸出電壓以給負載供電。當開關工作於第一狀態時，流經轉換器的第一電流和流經變壓器的第二電流都流過開關。耦接於開關和第一參考節點間的第一感應器提供指示第一電流和第二電流的組合電流的第一感應信號。耦接於第一參考節點和第二參考節點間的第二感應器提供僅指示第二電流的第二感應信號。本發 明的負載驅動電路、方法及控制器，不僅可省去電路二次側的感應器和電路一次側與二次側之間的隔離器，降低了電路的尺寸和成本，而且校正了電路的功率因數，提高了供電品質。

上文具體實施方式和附圖僅為本發明之常用實施例。顯然，在不脫離後附申請專利範圍所界定的本發明精神和保護範圍的前提下可以有各種增補、修改和替換。本技術領域中具有通常知識者應該理解，本發明在實際應用中可根據具體的環境和工作要求在不背離發明準則的前提下在形式、結構、佈局、比例、材料、元素、元件及其它方面有所變化。因此，在此披露之實施例僅用於說明而非限制，本發明之範圍由後附申請專利範圍及其合法均等物界定，而不限於先前之描述。

202‧‧‧電源

204‧‧‧整流器

920‧‧‧濾波器

1512‧‧‧電感

1800‧‧‧光源驅動電路

1808‧‧‧光源

1810‧‧‧控制器

1820‧‧‧轉換器

1822‧‧‧變壓器

1824‧‧‧初級繞組

1826‧‧‧次級繞組

1828‧‧‧輔助繞組

1830‧‧‧磁芯

1832‧‧‧分壓器

1834‧‧‧開關

1836‧‧‧保護電路

1838‧‧‧感應器

1840‧‧‧箝位電路

1842‧‧‧感應器

1850‧‧‧驅動信號

1852‧‧‧感應信號

1854‧‧‧監測信號

1856‧‧‧感應信號

Claims (34)

1. 一種驅動負載的光源驅動電路，包括：一轉換器，接收一輸入電壓，並提供一調節電壓；一開關，耦接該轉換器，該開關交替地工作於一第一狀態和一第二狀態；一變壓器，耦接該轉換器和該開關，將該調節電壓轉換為一輸出電壓，以對一負載供電，其中，當該開關工作於該第一狀態時，流經該轉換器的一第一電流和流經該變壓器的一第二電流流過該開關；一第一感應器，耦接於該開關和一第一參考節點之間，提供指示該第一電流和該第二電流的一組合電流的一第一感應信號；以及一第二感應器，耦接於該第一參考節點和一第二參考節點之間，提供僅指示該第二電流的一第二感應信號。
2. 如申請專利範圍第1項的驅動負載的光源驅動電路，進一步包括：一控制器，耦接該開關，產生一驅動信號使該開關交替地工作於該第一狀態和該第二狀態；以及一保護電路，耦接該控制器之一接腳，接收該第一感應信號，該保護電路比較該第一感應信號和一第一臨限值，並根據一比較結果將該接腳的一電壓拉升至一第一預設電壓值。
3. 如申請專利範圍第2項的驅動負載的光源驅動電路，其中，當該接腳的該電壓保持在該第一預設電壓值時，該控制器控制該驅動信號，以保持該開關工作於該第二狀態。
4. 如申請專利範圍第1項的驅動負載的光源驅動電路，其中，當該開關工作於該第一狀態時，該第一電流和該第二電流皆流過 該第一感應器，該第二電流只有流過該第二感應器。
5. 如申請專利範圍第1項的驅動負載的光源驅動電路，其中，該第一參考節點耦接該第一電流的一電流路徑，該第一電流不流過該第二感應器。
6. 如申請專利範圍第1項的驅動負載的光源驅動電路，其中，該第一感應信號的一電壓值等於該第一感應器上的一電壓和該第二感應器上的一電壓之和，該第二感應信號的一電壓值等於該第二感應器上的該電壓。
7. 如申請專利範圍第1項的驅動負載的光源驅動電路，進一步包括：一整流器，提供該輸入電壓；以及一控制器，產生一驅動信號使該開關交替地工作於該第一狀態和該第二狀態，該整流器和該控制器具有不同的參考地，該第一參考節點為該整流器的參考地，該第二參考節點為該控制器的參考地。
8. 如申請專利範圍第1項的驅動負載的光源驅動電路，進一步包括：一控制器，耦接該開關，產生一驅動信號使該開關交替地工作於該第一狀態和該第二狀態，該控制器包括接收該第二感應信號的一接腳；以及一箝位電路，耦接於該第一參考節點和該接腳之間，當該第二感應器上的一電壓下降至低於一第二臨限值時，該箝位電路將該接腳處的一電壓箝位在一第二預設電壓值。
9. 如申請專利範圍第1項的驅動負載的光源驅動電路，進一步包括： 一控制器，耦接該開關，基於該第二感應信號提供一第一方波信號，該第一方波信號的一平均電壓與流經該負載的一平均電流成比例，該控制器基於該第一方波信號提供一驅動信號以控制該開關，進而控制該平均電流。
10. 如申請專利範圍第9項的驅動負載的光源驅動電路，其中，當該變壓器工作於一預設狀態時，該第一方波信號具有與該第二電流的一峰值成比例的一第一電壓值；當該變壓器沒有工作在該預設狀態時，該第一方波信號具有一第二電壓值。
11. 如申請專利範圍第10項的驅動負載的光源驅動電路，其中，該變壓器包括一初級繞組和一次級繞組，其中，在該開關的該第一狀態中，流經該初級繞組的該第二電流上升；在該開關的該第二狀態中，流經該次級繞組的一第三電流下降，其中，當流經該次級繞組的該第三電流下降時，該變壓器工作於該預設狀態。
12. 如申請專利範圍第9項的驅動負載的光源驅動電路，其中，該控制器包括：一驅動器，產生該驅動信號以控制該開關；一採集電路，根據該第二感應信號採集該第二電流的該峰值，並產生一峰值信號，該峰值信號具有與該峰值成比例的一第一電壓值；及一多工器，如果該變壓器工作在該預設狀態，該多工器傳送該峰值信號至該驅動器；如果該變壓器沒有工作在該預設狀態，該多工器傳送預設信號至該驅動器，該預設信號具有一第二電壓值。
13. 如申請專利範圍第9項的驅動負載的光源驅動電路，其中，該控制器和該變壓器構成一負回授迴路，該負回授迴路保持該第 一方波信號的該平均電壓等於一參考信號，以保持流經該負載的該平均電流等於一目標電流值。
14. 如申請專利範圍第1項的驅動負載的光源驅動電路，進一步包括：一交流矽控閘流體，接收一交流電壓，該交流矽控閘流體在該交流電壓的每個週期中交替地導通和關斷，產生該輸入電壓；該驅動電路進一步包括：一控制器，接收指示該輸入電壓的一檢測信號，該控制器根據該檢測信號檢測該交流矽控閘流體之一導通狀態，並根據該導通狀態產生一驅動信號，該驅動信號使該開關交替地工作於該第一狀態和該第二狀態。
15. 如申請專利範圍第14項的驅動負載的光源驅動電路，其中，該控制器進一步包括：一信號產生器，產生一監測信號，該監測信號的一平均電壓與流經該負載的一平均電流成比例；一交流矽控閘流體監測器，根據該檢測信號產生一參考信號，該參考信號指示流經該負載的該平均電流的一目標電流值；及一驅動器，耦接該信號產生器和該交流矽控閘流體監測器，基於該監測信號和該參考信號產生該驅動信號，以控制該開關，進而調整該平均電流至該目標電流值。
16. 如申請專利範圍第15項的驅動負載的光源驅動電路，其中，該交流矽控閘流體監測器根據該檢測信號檢測該交流矽控閘流體在該交流輸入電壓的每個週期中的一導通時刻是否變化，並根據該導通時刻的變化調整該參考信號。
17. 如申請專利範圍第15項的驅動負載的光源驅動電路，其 中，該交流矽控閘流體監測器根據該檢測信號產生一第二方波信號，並過濾該第二方波信號以產生與該第二方波信號的一平均電壓成比例的該參考信號。
18. 一種控制負載電能控制器，包括：一輸出接腳，產生一驅動信號使一開關交替地工作於一第一狀態和一第二狀態；一轉換器，耦接該開關，將一輸入電壓變換為一調節電壓；一變壓器，耦接該開關，將該調節電壓轉換為一輸出電壓，以為一負載供電，當該開關工作於該第一狀態時，流經該轉換器的一第一電流和流經該變壓器的一第二電流都流過該開關；一保護接腳，耦接一保護電路，該保護電路透過監測一第一感應器和一第二感應器上的一總電壓感應該第一電流和該第二電流的一組合電流，該第一感應器耦接於該開關和一第一參考節點之間，該第二感應器耦接於該第一參考節點和一第二參考節點之間；以及一感應接腳，耦接該第一參考節點，透過監測該第二感應器上的一電壓來感應該第二電流，其中，該控制器根據該感應接腳接收的一信號和該保護接腳接收的一信號控制該驅動信號。
19. 如申請專利範圍第18項的控制負載電能控制器，進一步包括：一回授接腳，耦接該變壓器的一輔助繞組，該回授接腳接收的一信號指示該變壓器是否工作於一預設狀態，該控制器基於該感應接腳接收的該信號和該回授接腳接收的該信號產生一第一方波信號，該第一方波信號的一平均電壓與流經該負載的一平均電流 成比例。
20. 如申請專利範圍第19項的控制負載電能控制器，其中，當該變壓器工作於該預設狀態時，該第一方波信號具有與該第二電流的峰值成比例的一第一電壓值；當該變壓器沒有工作在該預設狀態時，該第一方波信號具有一第二電壓值。
21. 如申請專利範圍第19項的控制器，其中，該變壓器包括一初級繞組和一次級繞組，在該開關的該第一狀態中，流經該初級繞組的該第二電流上升；在該開關的該第二狀態中，流經該次級繞組的一第三電流下降，其中，當流經該次級繞組的該第三電流下降時，該變壓器工作於該預設狀態。
22. 如申請專利範圍第18項的控制負載電能控制器，其中，當該第一感應器和該第二感應器上的該總電壓大於一第一臨限值，該保護電路將該保護接腳處的一電壓拉至一第一預設電壓值；如果該保護接腳處的該電壓被拉至該第一預設電壓值，該控制器控制該驅動信號以保持該開關工作於該第二狀態。
23. 如申請專利範圍第18項的控制負載電能控制器，其中，該第一參考節點為一整流器的參考地，該整流器產生該輸入電壓，該第二參考節點為該控制器的參考地。
24. 如申請專利範圍第18項的控制負載電能控制器，進一步包括：一交流矽控閘流體，接收一交流電壓，該交流矽控閘流體在該交流輸入電壓的每個週期中交替地導通和關斷，產生該輸入電壓；該控制器進一步包括：一檢測接腳，接收指示該輸入電壓的一檢測信號，該控制器根據該檢測信號檢測該交流矽控閘流體的一導通狀態，並根據該導通 狀態控制該驅動信號。
25. 如申請專利範圍第24項的控制負載電能控制器，進一步包括：一信號產生器，產生一監測信號，該監測信號的一平均電壓與流經該負載的一平均電流成比例；一交流矽控閘流體監測器，根據該檢測信號產生一參考信號，該參考信號指示流經該負載的一平均電流的一目標電流值；以及一驅動器，基於該監測信號和該參考信號產生該驅動信號，以控制該開關，進而調整該平均電流至該目標電流值。
26. 如申請專利範圍第25項的控制負載電能控制器，其中，該控制器根據該檢測信號檢測該交流矽控閘流體在該交流電壓的每個週期中的一導通時刻是否變化，並根據該導通時刻的變化調整該參考信號。
27. 一種負載電能控制方法，包括：利用一轉換器將一輸入電壓變換為一調節電壓；利用一變壓器將該調節電壓轉換為一輸出電壓，以對一負載供電；根據一驅動信號使開關交替地工作於一第一狀態和一第二狀態，當該開關工作於該第一狀態時，流經該轉換器的一第一電流和流經該變壓器的一第二電流皆流過該開關；透過監測一第一感應器和一第二感應器上的一總電壓接收指示該第一電流和該第二電流的一組合電流的一第一感應信號，該第一感應器耦接於該開關和一第一參考節點之間，該第二感應器耦接於該第一參考節點和一第二參考節點之間；透過監測該第二感應器上的一電壓接收僅指示該第二電流的一第二感應信號；以及 根據該第一感應信號和該第二感應信號控制該驅動信號，以調節流經該負載的一電流。
28. 如申請專利範圍第27項的方法，進一步包括：基於該第二感應信號提供一第一方波信號，該第一方波信號的一平均電壓與流經該負載的一平均電流成比例；以及基於該第一方波信號控制該驅動信號，以調節該平均電流至一目標電流值。
29. 如申請專利範圍第28項的方法，進一步包括：當該變壓器工作於一預設狀態時，調節該第一方波信號至一第一電壓值，該第一電壓值與該第二電流的一峰值成比例；以及當該變壓器沒有工作在該預設狀態時，調節該第一方波信號至一第二電壓值。
30. 如申請專利範圍第28項的方法，其中，該變壓器包括一初級繞組和一次級繞組，在該開關的該第一狀態中，流經該初級繞組的該第二電流上升；在該開關的該第二狀態中，流經該次級繞組的一第三電流下降直至達到一預設值，該方法進一步包括：如果在該開關的該第二狀態中，當該第三電流下降時，判斷該變壓器工作於該預設狀態。
31. 如申請專利範圍第27項的方法，其中，該第一參考節點為一整流器的參考地，該整流器產生該輸入電壓，該第二參考節點為一控制器的參考地，該控制器控制該驅動信號。
32. 如申請專利範圍第27項的方法，進一步包括：比較該第一感應信號和一第一臨限值；根據一比較結果將一控制器的一接腳的一電壓拉至一第一預設電壓值；及 如果該接腳的該電壓被拉至該第一預設電壓值，控制該驅動信號以保持該開關工作於該第二狀態。
33. 如申請專利範圍第27項的方法，進一步包括：利用一交流矽控閘流體將一交流電壓轉換為該輸入電壓；根據指示該輸入電壓的一檢測信號檢測該交流矽控閘流體的一導通狀態；根據該檢測信號產生一參考信號，該參考信號指示流經該負載的一平均電流的一目標電流值；以及根據該參考信號控制該驅動信號，以控制該開關交替工作於該第一狀態和該第二狀態。
34. 如申請專利範圍第33項的方法，進一步包括：根據該檢測信號檢測該交流矽控閘流體在該交流電壓的每個週期中的一導通時刻是否變化；以及根據該導通時刻的變化調整該參考信號。