CN102332814B - 一种降低emi的功率因数校正控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种降低EMI的功率因数校正控制电路，所述控制电路包含有一电感电流阈值，当电感电流小于所述电感电流阈值时，控制电感电流的峰值跟随输入电压变化；当电感电流达到所述电感电流阈值时，则限制电感电流为所述电感电流阈值。通过此方式减小了电感电流的最大峰值，从而减小了电感纹波电流，在保证功率因数的同时降低了电路EMI，使得电路滤波任务变得简单和易行，十分适用于中小功率场合。并且该电路的峰值电流应力低，使得开关管和其他元件损耗较小，进一步提高了电源利用效率。本发明满足高功率因数、IEC61000-3-2对电源谐波要求，且成本低，体积小。

Description

一种降低EMI的功率因数校正控制电路

技术领域

本发明涉及电源领域，更具体的说，涉及一种降低EMI的功率因数校正控制电路。

背景技术

在AC/DC电源应用中，为了实现高功率因数，一般在电路中设计功率因数校正(PowerFactor Correction，简称PFC)功能，目前较常用的为临界导通模式功率因数校正电路。从实现方式上看，现有的临界导通模式有2种解决方案：一种是峰值电流模式，另一种是电压模式。前一种方案采用的是调制电感电流的峰值跟随输入电压信号的变化，实现输入电流正弦化，达到与输入电压同相的目的；后一种方案采用的是在整个线路周期使导通时间保持恒定，控制输入电流跟随输入电压呈正弦变化。

现有技术中，无论采取上述哪种方案，其得到的输入电流波形都跟输入电压波形完全一致，如图1所示为现有技术的功率因数校正电路的电压电流的波形图。从图1中可以看出其不足之处在于电感电流的峰值均较高，这样就会使得电感纹波电流较大，导致电路中的电磁干扰(Electro Magnetic Interference，简称EMI)滤波需要加强，增加了输入EMI滤波器电路的复杂性。而且较高的峰值电流会使得半导体器件的导通损耗较大。因此，在中低功率应用场合中，如果要得到最优的性能，势必造成成本高、体积大，不易于推广使用。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种降低EMI的功率因数校正控制电路，通过限制电感电流的最大峰值来降低电路的纹波电流，从而降低了EMI电路设计成本和重量，其不但能满足高功率因数以及IEC61000-3-2对电源谐波的要求，而且成本低，体积小，性价比高。

本发明所述的一种降低EMI的功率因数校正控制电路，应用于一交流-直流变换器，所述交流-直流变换器的交流输入电压经由一整流电路，获得一正弦半波输入电压，所述功率因数校正控制电路控制所述交流-直流变换器中的功率开关管的状态，进而调节所述交流-直流变换器的电感电流，其特征在于，所述功率因数校正控制电路包括一电感电流阈值；当所述电感电流小于所述电感电流阈值时，控制所述电感电流的峰值跟随所述正弦半波输入电压；当所述电感电流达到所述电感电流阈值时，则将电感电流的峰值限制为所述电感电流阈值。

依据本发明一实施例的功率因数校正控制电路，其包括限幅电路、第一乘法器和第一比较器；所述限幅电路设定有一上限电压，所述限幅电路接收所述正弦半波输入电压，当所述正弦半波输入电压小于所述上限电压值时，所述限幅电路的输出电压跟随所述正弦半波输入电压；

当所述正弦半波输入电压大于所述上限电压值时，所述限幅电路的输出电压被限制在所述上限电压；所述第一乘法器接收所述限幅电路的输出电压和表征所述交流-直流变换器的输出电压的电压反馈误差信号，产生第一基准信号，所述第一基准信号的上限幅值即为所述电感电流阈值；

所述第一比较器的反相输入端接收所述第一基准信号，同相输入端接收表征所述电感电流的电感电压信号，当电感电压信号到达第一基准信号时，产生一复位信号用以控制功率开关管的关断。

依据本发明另一实施例的功率因数校正控制电路，其包括一恒定导通时间控制电路、第二比较器、第三比较器和第一或门，所述恒定导通时间控制电路用以控制功率开关管的导通时间为一固定值，其包括一恒流源、第一电容和第一开关管，所述恒流源用以给第一电容提供充电电流，第一电容与第一开关管并联，通过控制第一开关管的关断与导通以控制第一电容的充放电动作，使得第一电容两端产生第一斜坡电压信号；

所述第二比较器同相输入端接收所述第一斜坡电压信号，其反相输入端接收表征所述交流-直流变换器的输出电压的电压反馈误差信号，当第一斜坡电压上升到所述电压反馈误差信号时，产生第一比较信号；

所述第三比较器同相输入端接收表征所述电感电流的电感电压信号，其反相输入端接收第二基准信号，当所述电感电压信号到达所述第二基准信号时，产生第二比较信号；

所述第一或门接收所述第一比较信号和所述第二比较信号，产生一复位信号用以控制功率开关管的关断。

优选的，预先设定一电压阈值，所述电感电流阈值与所述电压阈值成正比，其比例系数为导通时间与所述电感的数值的比值，所述电感电流阈值作为所述第二基准信号。

优选的，当电感电流没有达到所述电感电流阈值时，所述控制电路根据所述第一比较信号控制功率开关管的关断，以控制功率开关管的导通时间恒定；当电感电流到达所述电感电流阈值时，即所述电感电压信号到达第二基准信号时，所述控制电路根据所述第二比较信号控制功率开关管的关断，以限制电感电流的峰值。

依据本发明的又一实施例的功率因数校正控制电路，其包括峰值信号调制电路、第二乘法器和第四比较器，所述峰值信号调制电路接收输入电压信号和一串行信号，产生一峰值参考信号，其中，所述串行信号包含有一数据信号和一时钟信号；

所述第二乘法器接收所述峰值参考信号和表征所述交流-直流变换器的输出电压的电压反馈误差信号，产生第三基准信号，所述第三基准信号的上限幅值即为所述电感电流阈值；

所述第四比较器反相输入端接收所述第三基准信号，其同相输入端接收表征所述电感电流的电感电压信号，当电感电压信号到达所述第三基准信号时，产生一复位信号用以控制功率开关管的关断。

进一步的，所述峰值信号调制电路包括数字通讯电路、模数转换器、第三乘法器和数模转换器，所述数字通讯电路接收所述串行信号，得到一数字参考电压信号，并传输至第三乘法器；

所述模数转换器接收输入电压信号，并将其转换为与模拟输入电压信号对应的数字信号；所述第三乘法器接收所述参考电压信号和所述数字输入电压信号，产生一数字峰值参考信号；所述数模转换器接收所述数字峰值参考信号，并将其转换为与数字峰值参考信号对应的模拟信号。

优选的，所述串行信号通过外部编程设置，以使由其得到的数字参考电压信号与数字输入电压相乘后得到的峰值参考信号与输入电压同相。

进一步的，本发明所述控制电路还包括零电流检测电路和RS触发器，

所述零电流检测电路用以检测电感电流，当检测到电感电流到达零值时，输出一过零信号；

所述RS触发器的复位端接收上述三种控制电路中产生的所述复位信号，其置位端接收所述过零信号，产生开关信号以控制功率开关管的关断和导通。

本发明的有益效果：

(1)根据本发明的技术方案，PFC电路中最大峰值电流较现有技术的方案大大减小，而其输入电流与输入电压仍保持同相，在保证电路功率因数的同时，减轻了EMI的滤波负担，使EMI滤波简单易行。

(2)根据本发明的技术方案，由于调制后的输入电流顶部平坦，在输入电流最大时，功率开关管的开关频率也较原先提高，进一步减小了EMI滤波器体积，降低了实现成本和重量。

(3)由于电路最大峰值电流比传统的方案要低，因此在同样的输出功率下，其开关和电路元件的导通损耗更小，提高了利用效率。

附图说明

图1所示为现有技术的功率因数校正电路的电压电流波形图；

图2所示为本发明的降低EMI的功率因数校正控制电路的第一实施例的电路图；

图3所示为图2所示电路的电压电流波形图；

图4所示为本发明的降低EMI的功率因数校正控制电路的第二实施例的电路图；

图5所示为图4所示电路的工作波形图；

图6所示为本发明的降低EMI的功率因数校正控制电路的第三实施例的电路图；

图7所示为图6所示电路的主要波形图；

具体实施方式

以下结合附图对本发明的几个优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。

功率因数校正控制电路主要应用于交流-直流变换器中，交流-直流变换器的交流输入电压经由一整流电路，获得一正弦半波输入电压，功率因数校正控制电路用来控制所述交流-直流变换器中的功率开关管的状态，进而调节所述交流-直流变换器的电感电流，以调制输入电流波形，使其跟随输入正弦电压变化，正如背景技术中所描述，现有的控制方案实现的效果都是调节输入电流与输入电压波形完全一致，这种控制方式会存在较大的电感电流纹波，而使电路的EMI滤波变得繁重复杂。因此为解决上述问题，发明人提出一种新的控制方案，本发明所述的控制电路目的在于调制输入电流的波形，限制输入电流的最大峰值，使得其与输入电压仍保持同相，但其波形的幅值大大减小。其不但能满足中小功率场合对功率因数的要求，且可得到最小的纹波电流，从而也使电路的EMI达到最小。本发明根据已知技术中输入电流平均值和电感电流的关系，即输入电流平均值为电感电流峰值一半，通过调制电感电流，并限制电感电流的峰值大小，以实现调制输入电流波形的目的，调制电感电流的具体过程为：控制电路包含有一电感电流阈值，当电感电流小于所述电感电流阈值时，控制所述电感电流的峰值跟随所述正弦半波输入电压变化；当电感电流达到所述电感电流阈值时，则将电感电流的峰值限制为所述电感电流阈值。

发明人根据现有技术的发展提出了三种解决方案，对应本发明的三个实施例，以下详细说明采用本发明的降低EMI的功率因数校正控制电路的各个实施例。

参考图2，所示为本发明的降低EMI的功率因数校正控制电路的第一实施例的电路图。在该实施例中，临界导通模式的控制方案采用峰值电流控制技术，本实施例的控制电路21包括限幅电路201、第一乘法器202、第一比较器203、零电流检测电路204和RS触发器205。

所述限幅电路201预先设有一上限电压值V₁，所述的上限电压值V₁低于取样后的输入电压波形的峰值。输入的交流正弦电压经整流桥整流后得到V_IN，V_IN通过电阻取样后传输到限幅电路201，限幅电路201对接收的电压信号进行削顶处理，使电压波形中幅值高于上限电压值的部分降低为设定的上限值V₁，得到一顶部平坦的电压信号V_IN1，具体为：当输入电压低于所述上限电压值时，限幅电路输出电压信号将跟随输入电压的变化；当输入电压达到或超过所述上限电压值时，输出电压将被限制在限幅电平(即上限电压值)上，不再随输入电压而变，这样，输出电压信号幅度即在输出端受到限制，从而得到一顶部平坦的电压信号V_IN1。本实施例的限幅电路为一稳压二极管，本领域技术人员可知，限幅电路也可以由任何其它合适的电路来实现。

由上述描述可知，限幅电路201输出的电压信号V_IN1与输入电压信号V_IN仍保持同相，将限幅电路201输出的电压信号V_IN1作为第一乘法器202的一个输入信号，第一乘法器202另一输入端接收表征所述交流-直流变换器的输出电压的电压反馈误差信号V_comp，产生第一基准信号。在稳定状态下，输出电压的电压反馈误差信号V_comp在半个工频周期内将保持恒定，这样乘法器输出的第一基准信号将跟随电压信号V_IN1的变化，所述第一基准信号的上限幅值即为所述的电感电流阈值。第一电流比较器203的反相输入端接收所述第一基准信号，其同相输入端接收功率开关管Q上的电流取样信号，即表征所述电感电流的电感电压信号，当电感电压信号到达第一基准信号时，第一比较器203产生一复位信号。RS触发器205复位端接收上述复位信号，产生一开关信号以控制功率开关管Q的关断，使电感电流开始下降。当零电流检测电路204检测到电感电流下降到零时，产生一过零信号，RS触发器205置位端接收上述过零信号，产生一开关信号以控制功率开关管Q的导通，电感电流开始上升。

参考图3，所示为图2所示电路的电压电流波形图，从图3中可以看出，通过此方式调制的电感电流将跟随电压信号V_IN1的变化，由于电压信号V_IN1波形幅值被限制，从而电感电流的最大峰值也将被限制在一定值，这样得到的电感电流的峰值包络线也将为一与输入电压同相且顶部平坦的包络线。获得的平均输入电流波形如图3中所示，从而实现了限制输入电流幅值的目的，减小了输入电流纹波，降低了电路EMI。

本实施例中上限电压值V₁由用户自定义设置，一般来说，若V₁设置的较低，得到的电感电流阈值也会较低，电路的功率因数会减小，但电感纹波电流也会减小，利于电路EMI的设计；如V₁设置的较高(低于输入电压的峰值)，电感电流阈值也会较高，电路的功率因数较高，但电感纹波电流也会增大，电路EMI的设计需增强，用户可根据实际电路的需要，设置恰当的V₁值，使电路既满足功率因数要求，而能达到最小EMI。

参考图4，为本发明的降低EMI的功率因数校正控制电路的第二实施例的电路图。在该实施例中，临界导通模式的控制方案采用电压控制技术，本实施例的控制电路21包括恒定导通时间控制电路401、第二比较器402、第三比较器403和第一或门404、零电流检测电路405和RS触发器406，其中恒定导通时间控制电路404包括第一恒流源404-1，第一电容404-2和第一开关管404-3，第一恒流源用以给第一电容提供充电电流I_S，第一电容与第一开关管并联，通过控制第一开关管的关断与导通以控制第一电容的充放电动作，使得第一电容两端产生第一斜坡电压信号V_ramp。第二比较器402同相输入端接收所述第一斜坡电压信号V_ramp，其反相输入端接收表征所述交流-直流变换器的输出电压的电压反馈误差信号V_comp，当第一斜坡电压上升到所述电压反馈误差信号时，产生第一比较信号；第三比较器403同相输入端接收表征所述电感电流的电感电压信号，其反相输入端接收第二基准信号，当电感电压信号到达第二基准信号时，产生第二比较信号。

预先设定的一电压阈值V_inth，所述电感电流阈值I_lim与所述电压阈值V_inth成正比，其比例系数为导通时间T_on与电感的数值L的比值，其表达公式为：

$I_{\lim }=\frac{T_{\mathrm{on}}}{L}\·V_{\mathrm{inth}}...\left(1\right)$

以所述电感电流阈值I_lim作为第二基准信号。

第一或门404接收所述第一比较信号和所述第二比较信号，产生一复位信号用以控制功率开关管的关断，参考图5为图4所示电路的主要波形图，其具体控制过程为：当电感电流没有达到电感电流阈值时，所述控制电路根据所述第一比较信号产生的复位信号来控制功率开关管的关断，以控制功率开关管的导通时间保持恒定；当电感电流到达电感电流阈值时，即所述电感电压信号到达第二基准信号时，所述控制电路根据所述第二比较信号产生的复位信号来控制功率开关管的关断，以限制电感电流的峰值大小。

RS触发器的一输出端Q端连接到功率开关管Q，其另一输出端

连接到第一开关管404-3。当RS触发器置位端接收到所述复位信号时，其Q端输出低电平开关信号，关断功率开关管Q，电感电流开始下降；

端输出高电平开关信号，导通第一开关管404-3，对第一电容404-2进行放电。当零电流检测电路检测到电感电流下降到零值时，产生一过零信号传电容404-2进行放电。当零电流检测电路检测到电感电流下降到零值时，产生一过零信号传输至RS触发器的置位端，此时RS触发器Q端输出高电平开关信号，导通功率开关管Q，电感电流开始上升；端输出低电平开关信号，关断第一开关管404-3，对第一电容404-2进行充电。

本实施例不需对输入电压进行感测，通过电感电流阈值来对电感电流的峰值大小进行限制，从上述阐述可知，电感电流的峰值大于电感电流阈值的部分就被降低为所述电感电流阈值。其对应的电压电流波形图与实施例1中对应的图3相同，因此也可达到与实施例1同样的技术效果。本实施例中的电压阈值V_inth由用户自定义设置，用户可根据实际电路要求设置合适的V_inth，使电路PF能满足要求，且EMI最小。

参考图6，所示为本发明的降低EMI的功率因数校正控制电路的第三实施例的电路图。本实施例的临界导通模式的控制方案也采用峰值电流控制技术，与实施例1不同的是，本实施例电感电流峰值的调制基准采用数字实现方式。本实施例的控制电路21包括峰值信号调制电路601、第二乘法器602、第四比较器603、零电流检测电路604和RS触发器605。

所述峰值信号调制电路601包括数字通讯电路601-1、模数转换器601-2、第三乘法器601-3、数模转换器601-4，具体工作过程为：设置一串行信号，所述串行信号包含有一数据信号和一时钟信号，数字通讯电路601-1接收所述串行信号，得到一参考电压信号V_REF，并传输至第三乘法器601-3，所述模数转换器601-2接收输入电压信号V_IN，并将其转换为与模拟电压信号对应的数字信号，所述第三乘法器601-3接收所述参考电压信号V_REF和所述数字电压信号V_IN，产生一数字峰值参考信号；数模转换器601-4接收所述数字峰值参考信号，并将其转换为与数字峰值参考信号对应的模拟信号V_PREF。

参考图7为图6所示电路的主要波形图，所述串行信号通过外部编程设置，得到的数字参考电压信号对应的模拟信号波形如图7中V_REF所示，数字参考电压信号与数字输入电压相乘后得到的峰值参考信号V_PREF与输入电压同相且幅值被限定，具体波形如图7中V_PREF所示。

然后，第二乘法器602接收所述峰值参考信号V_PREF和表征所述交流-直流变换器的输出电压的电压反馈误差信号V_comp，产生第三基准信号，同理，在稳定状态下，输出电压的电压反馈误差信号在半个工频周期内将保持恒定，这样第二乘法器602的输出信号将跟随峰值参考信号V_PREF的变化，第三基准信号的上限幅值即为所述电感电流阈值。第四比较器603反相输入端接收所述第三基准信号，其同相输入端接收表征所述电感电流的电感电压信号，当电感电压信号到达所述第三基准信号时，产生一复位信号。

之后，RS触发器605复位端接收所述复位信号，产生一开关信号控制功率开关管Q关断，电感电流开始下降。当零电流检测电路604检测到电感电流下降到零时，产生一过零信号，RS触发器605置位端接收所述过零信号，产生一开关信号控制功率开关管的导通，电感电流开始上升。

本实施例中峰值参考信号采用数字控制方式实现，其控制策略更加灵活，可根据用户端对输入电流谐波的要求来得到峰值参考信号。同样的，本实施例中的电感电流幅值也被限制在所述的电感电流阈值，其峰值包络线与实施例1对应的电压电流波形图相同，因此，图3所示的波形图同样也适用于本实施例，本实施例中的技术方案同样也能达到减小输入电流纹波，减轻EMI滤波的技术效果。

本发明的上述的各控制电路实现简单，仅需较少的元器件即可达到最佳的技术效果，实现成本低，效果好。另外，根据上述描述的各控制方案可知，被限制后的电感电流的峰值包络线幅值较小且顶部平坦，因此电路的电流应力会大大降低，从而电路的元器件导通损耗也会相应减小，进一步提高了电路的利用效率。

依照本发明的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (3)

1.一种降低EMI的功率因数校正控制电路，应用于一交流-直流变换器，所述交流-直流变换器的交流输入电压经由一整流电路，获得一正弦半波输入电压，所述功率因数校正控制电路控制所述交流-直流变换器中的功率开关管的状态，进而调节所述交流-直流变换器的电感电流，其特征在于，包括一恒定导通时间控制电路、第二比较器、第三比较器和第一或门，

所述恒定导通时间控制电路用以控制所述功率开关管的导通时间为一固定值，其包括一恒流源、第一电容和第一开关管，所述恒流源用以给所述第一电容提供充电电流，所述第一电容与所述第一开关管并联，通过控制所述第一开关管的关断与导通以控制所述第一电容的充放电动作，使得所述第一电容两端产生第一斜坡电压信号；

所述第二比较器的同相输入端接收所述第一斜坡电压信号，反相输入端接收表征所述交流-直流变换器的输出电压的电压反馈误差信号，当所述第一斜坡电压信号上升到所述电压反馈误差信号时，产生第一比较信号；

所述第三比较器的同相输入端接收表征所述电感电流的电感电压信号，反相输入端接收第二基准信号，当所述电感电压信号到达所述第二基准信号时，产生第二比较信号；所述第二基准信号与一设定的电压阈值成正比，比例系数为所述导通时间与所述交流-直流变换器中的电感的数值的比值；

所述第一或门接收所述第一比较信号和所述第二比较信号，产生一复位信号用以控制功率开关管的关断。

2.根据权利要求1所述的降低EMI的功率因数校正控制电路，其特征在于，当所述电感电流没有达到所述第二基准信号时，所述功率因数校正控制电路根据所述第一比较信号控制所述功率开关管的关断，以控制所述功率开关管的导通时间恒定；

当所述电感电流到达所述第二基准信号时，所述功率因数校正控制电路根据所述第二比较信号控制所述功率开关管的关断，以限制所述电感电流的峰值。

3.根据权利要求1所述的降低EMI的功率因数校正控制电路，其特征在于，还包括零电流检测电路和RS触发器，

所述零电流检测电路用以检测所述电感电流，当检测到所述电感电流到达零值时，输出一过零信号；

所述RS触发器的复位端接收所述复位信号，置位端接收所述过零信号，产生开关信号以控制所述功率开关管的关断和导通。

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