CN102158069A - 一种功率因数校正电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种功率因数校正电路，其包括：电感电流采样电路，用以采样流过电感的电感电流，并据以产生正弦半波电流信号和正弦半波电压信号；中间信号发生电路，接收正弦半波电压信号，以产生一斜坡信号和一时钟信号；电流调制电路，接收正弦半波电流信号和输出电压反馈信号以产生一调节信号，调节信号与作为载波的斜坡信号进行比较，从而产生调制信号；控制驱动电路，接收调制信号和时钟信号，以产生相应的控制信号，以控制功率开关管的以变化的工作频率工作，保证电感电流波形与所述正弦半波电压波形一致，并且输出电压维持基本恒定。本发明通过将频率抖动技术与功率因数校正电路的集成，可在实现抗电磁干扰的同时降低电路实现成本。

Description

一种功率因数校正电路

技术领域

本发明涉及电源领域，更具体地说，涉及一种集成频率抖动技术的功率因数校正电路。

背景技术

现有技术中的交/直流电源一般包括：EMI(Electromagnetic Interference，电磁干扰)滤波网络、整流电路、功率因数校正电路和功率级电路，图1为现有技术中交/直流电源的工作原理框图。交流电AC经EMI滤波网络11进行滤波，消除电磁干扰后，由EMI滤波网络11输出的电压经全桥整流电路12进行整流，之后从全桥整流电路12输出的电压再经功率因数校正电路13进行功率因数校正，最后将进行功率因数校正后的电压输入至负载14，以驱动负载14正常工作。图1中的交/直流电源为了降低电磁干扰，在整流桥前增加了EMI干扰滤波网络，从而增大了电路板体积，增加了生产电源的成本。

另一种降低EMI干扰的方法是采用频率抖动技术，即让开关频率在一个范围内漂移，使得谐波干扰能量得以分散，以满足电源电路对电磁干扰程度的要求。为了实现开关频率的可变性，通常采用频率综合技术，如采用单独的产生可变频率的专用芯片，但是采用单独的产生可变频率的专用芯片的方法，也会大大增加系统实现成本，且不利于电路的小型化和集成化。

发明内容

本发明实施例提供一种功率因数校正电路，通过将频率抖动技术与功率因数校正电路集成，从而在实现抗电磁干扰的同时降低电源电路的实现成本，实现电路的小型化和集成化。

为实现上述目的，本发明实施例提供了如下技术方案：

一种功率因数校正电路，应用于一交/直流电源，所述交/直流电源还包括整流电路和功率级电路，所述整流电路接收交流电压，以获得一正弦半波电压，所述功率级电路包括电感、功率开关管、整流管和输出滤波电路，用以接收整流电路输出的正弦半波电压，其特征在于，该功率因数校正电路包括：

电感电流采样电路，用以采样流过所述电感的电感电流，形成采样电压信号，并根据所述采样电压信号产生正弦半波电流信号和正弦半波电压信号；

中间信号发生电路，接收所述正弦半波电压信号，以产生频率按照所述正弦半波电压波形规律变化的一斜坡信号和一时钟信号；

电流调制电路，接收所述正弦半波电流信号和表征所述功率级电路的输出电压的电压反馈信号以产生一调节信号，所述调节信号与作为载波的所述斜坡信号进行比较，从而产生调制信号；

控制驱动电路，接收所述调制信号和所述时钟信号，以产生相应的控制信号，以控制所述功率开关管的以变化的工作频率工作，保证电感电流波形与所述正弦半波电压波形一致，并且输出电压维持基本恒定。

优选地，所述电感电流采样电路包括：

第一电压电流转换电路，用于将所述采样电压信号转换为正弦半波电流信号；

滤波电路，用于将所述采样电压信号滤波为一正弦半波电压信号。

优选地，所述第一电压电流转换电路包括：

第一差分放大器，所述第一差分放大器的反相输入端接地，同相输入端接收所述采样电压信号，并输出第一差分放大信号；

第一电流镜电路，所述第一电流镜电路包括，第一晶体管、第二晶体管和第三晶体管，三个晶体管采用共栅共源连接方式，所述第一差分放大信号为所述第一晶体管、第二晶体管和第三晶体管的栅极驱动信号，所述第一晶体管的漏极输出电流作为反馈信号输入至第一差分放大器的同相输入端，所述第三晶体管的漏极输出信号为所述正弦半波电流信号。

优选地，所述滤波电路包括第一电阻和第一电容，所述第一电阻的第一端与所述第二晶体管的漏极相连，第二端输出所述正弦半波电压信号，所述第一电容第一端与所述第一电阻的第二端相连，第二端接地。

优选地，所述中间信号发生电路包括：

第二电压电流转换电路，用于将所述正弦半波电压信号转换为调制电流信号；

斜坡信号产生电路，用于利用所述调制电流信号产生一频率可变的斜坡电压信号；

第一比较器，用于将所述斜坡电压信号与一上限基准电压进行比较，产生一置位信号；

第二比较器，用于将所述斜坡电压信号与一下限基准电压进行比较，产生一复位信号；

第一触发器，用于利用所述复位信号和置位信号，产生一频率可变的时钟信号，所述时钟信号用于控制所述斜坡电压信号的频率。

优选地，所述第二电压电流转换电路包括：

第二差分放大器，所述第二差分放大器的同相输入端通过第二电阻接地，反相输入端接收所述正弦半波电压信号，输出一第二差分放大信号；

第二电流镜电路，所述第二电流镜电路包括第四晶体管和第五晶体管，所述第四晶体管和所述第五晶体管共栅共源连接，所述第二差分放大信号为所述第四晶体管和第五晶体管的栅极驱动信号，所述第四晶体管和所述第五晶体管的源极均输入第一基准电压，所述第四晶体管漏极串联所述第二电阻后接地，所述第四晶体管的漏极与所述第二电阻的公共连接端的输出信号为所述第二差分放大器的同相输入端的输入信号，所述第五晶体管的漏极输出所述调制电流信号。

优选地，所述斜坡信号产生电路包括第一基准电流源、第二电容、第一开关和第二基准电流源，其中，

所述第一基准电流源的一端接入所述第一基准电压，另一端与所述第二电容的第一端相连，所述第二电容的第二端接地；

所述第一开关与所述第二电容并联设置，其一端与所述第二基准电流源的第一端连接，另一端与所述第二电容的第一端相连，用于控制所述第二电容的充放电动作；

所述第二基准电流源的第二端接地；

所述调制电流信号与所述第一基准电流源的输出信号共同作为所述第二电容的充电电流，所述第二基准电流源的输出信号作为所述第二电容的放电电流，所述时钟信号用于控制所述第一开关的开关动作，以在所述第一基准电流源与所述第二电容第一端的连接点处产生一频率可变的斜坡电压信号。

优选地，所述斜坡信号产生电路包括第一基准电流源、第二电容、第一开关和第二基准电流源，其中，

所述第一基准电流源的一端接入所述第一基准电压，另一端与所述第二电容的第一端相连，所述第二电容的第二端接地；

所述第一开关与所述第二电容并联设置，其一端与所述第二基准电流源的第一端连接，另一端与所述第二电容的第一端相连，用于控制所述第二电容的充放电动作；

所述第二基准电流源的第二端接地；

所述第一基准电流源的输出信号作为所述第二电容的充电电流，所述第二基准电流源的输出信号作为所述第二电容的放电电流，所述时钟信号用于控制所述第一开关的开关动作，以在所述第一基准电流源与所述第二电容第一端的连接点处产生一频率可变的斜坡电压信号。

优选地，所述上限基准电压为一可变上限电压，所述中间信号发生电路还包括：

可变上限电压发生电路，所述可变上限电压发生电路包括第三基准电流源和第三电阻，所述第三基准电流源的第一端接入所述第一基准电压，第二端与所述第三电阻的第一端相连，所述第三基准电流源与所述第三电阻的连接点处接入所述调制电流信号，所述第三电阻的第二端接地；所述调制电流信号与所述第三基准电流源的输出电流共同作为所述第三电阻的采样电流，以在所述第三基准电流源与所述第三电阻的连接点处输出所述可变上限电压信号。

优选地，所述控制驱动电路包括：

第二触发器，接收所述调制信号和所述时钟信号，以产生相应的控制信号；

缓冲级电路，用于接收所述控制信号以控制所述功率开关管进行开关动作。

从上述的技术方案可以看出，本发明实施例中的中间信号发生电路可产生一频率可变的时钟信号，使得经过控制驱动电路输出的控制信号的频率也是可变的，从而使功率开关管的工作频率也是可变的，进而实现了整个交/直流电源的工作频率的可变，即实现了频率抖动技术，并且通过采样输出电压和输入电流，并通过电流调制电路，保证电感电流波形与所述正弦半波电压波形一致，实现功率因数校正的目的，并且输出电压维持基本恒定。由于所述中间信号发生电路以及电流调制电路等电路均是集成在功率因数校正控制器中的，即本发明实施例有效的实现了频率抖动技术与功率因数校正电路的集成，使整个交/直流电源电路更加的集成化、微型化，从而在实现抗电磁干扰的同时降低电源电路的实现成本。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有技术中交/直流电源的电路结构图；

图2为本发明实施例公开的功率因数校正电路的原理框图；

图3为本发明实施例公开的功率因数校正电路应用在升压型功率级电路中一实施例的原理框图；

图4为本发明实施例公开的功率因数校正电路应用在升压型功率级电路中一实施例的工作波形图；

图5为本发明实施例公开的电流调制电路的电路结构图；

图6为本发明另一实施例公开的电感电流采样电路的结构图；

图7为本发明另一实施例公开的中间信号发生电路的结构图；

图8为本发明另一实施例公开的中间信号发生电路的工作波形图；

图9为本发明另一实施例公开的中间信号发生电路的结构图；

图10为本发明另一实施例公开的中间信号发生电路的工作波形图。

具体实施方式

本发明实施例公开了一种功率因数校正电路，通过在功率因数校正电路中集成了电感电流采样电路、电流调制电路以及中间信号发生电路等，在实现功率因数校正的同时，使功率开关管的频率也是可变的，进而实现了频率抖动技术与功率因数校正电路的集成，使整个交/直流电源电路更加的集成化、微型化，从而在实现抗电磁干扰的同时降低电源电路的实现成本。

下面结合附图对本发明实施例进行进一步描述，需要说明的是，本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。

正如背景技术所述，现有技术中的交/直流电源电路中需要增加单独的滤波网络或单独的产生可变频率的专用芯片，这就势必增加了电路板的体积，增加了生产成本，但是为了达到抗电磁干扰的要求，滤波过程或频率抖动技术又是必不可少的，发明人研究发现，所谓频率抖动技术就是使电源的工作频率周期性变化，而功率因数校正电路中的功率开关管的作用就是控制功率级电路的工作状态，从而控制电源的工作状态，如图1所示，增加滤波网络的交/直流电源中的功率因数校正电路中的功率开关管的开关动作是由PWM控制器控制的，由于PWM控制器的频率固定，因此功率开关管的工作频率是固定的，进而导致功率级电路的工作频率也是固定的；若不增加滤波网络，现有技术中的另一种实现方法是在PWM控制器的输入端外接产生可变频率的专用芯片，这样就增加了系统成本。

因此，发明人考虑，若在不增加滤波网络和产生可变频率的专用芯片的情况下，将功率开关管的工作频率改为可变频率，即可使整个交/直流电源的工作频率也可变，可实现频率抖动技术与功率因数校正电路的集成。

基于上述思想，本发明实施例公开了一种功率因数校正电路，将频率抖动技术集成在功率因数校正电路中，实现了电源电路的小型化和集成化，降低了生产成本。

具体的，本发明实施例公开的功率因数校正电路的原理框图如图2所示，该功率因数校正电路应用于一交/直流电源，所述交/直流电源包括整流电路21、功率因数校正电路22和功率级电路23，其中，所述功率因数校正电路22包括：

电感电流采样电路24，用以采样流过所述电感的电感电流I_L，形成采样电压信号V_CS，并根据所述采样电压信号V_CS产生正弦半波电流信号I_sin和正弦半波电压信号V_sin；

中间信号发生电路25，接收所述正弦半波电压信号V_sin，以产生频率按照所述正弦半波电压波形规律变化的一斜坡信号V_ramp和一时钟信号CLK，即所述斜坡信号V_ramp和时钟信号CLK的频率均是可变的；

电流调制电路27，接收所述正弦半波电流信号I_sin和表征所述功率级电路的输出电压的电压反馈信号V_FB以产生一调节信号V_M，所述调节信号V_M与作为载波的所述斜坡信号V_ramp进行比较，从而产生调制信号TERM；

控制驱动电路26，接收所述调制信号TERM和频率可变的所述时钟信号CLK，以产生相应的频率可变的控制信号V_ctrl，以控制所述功率开关管的以变化的工作频率工作，保证电感电流波形与所述正弦半波电压波形一致，并且输出电压V_out维持基本恒定。

以上结合电路原理框图对本发明实施例的主体思想进行了概述，在以下实施例中将结合具体应用情境下的电路图对本发明公开的功率因数校正电路的工作原理和工作方式进行详细描述。

实施例一

本实施例中以交流电源为例对本发明的具体思想进行说明，下面结合图图3，图4和图5以一升压型功率级电路为例的交/直流电源电路对本实施例中的功率因数校正电路的工作过程进行详细描述，图3为具有一升压型功率级电路的交/直流电源电路，图4为该交/直流电源中的功率因数校正电路的工作波形图，图4为电流调制电路27的电路结构示意图。

参见图3和图4，整个交/直流电源电路的工作过程为：外部正弦交流输入AC经桥式整流电路21输出全上半周期正弦电压V_IN，流向电感L₂₁的电感电流I_L的变化情况由功率开关管M₂₂的开关动作控制，电感电流I_L为锯齿波，如图4所示。

具体的，功率开关管M₂₂接通时，电感L₂₁、功率开关管M₂₂、电阻R₂₁以及桥式整流电路21间形成通路，电感L₂₁进入储能状态，电感电流I_L增大；功率开关管M₂₂关断时，电感L₂₁、输出二极管D₀、电容C₀、负载等效电阻R_L、电阻R₂₁以及桥式整流电路21间形成通路，电感L₂₁进入放电状态。

当负载等效电阻R_L增大时，提供给负载等效电阻R_L的电流增大，流向输出电容C_o的电流相对减小，输出电压V_out相对降低，相反，当负载等效电阻R_L减小时，提供给负载等效电阻R_L的电流减小，流向输出电容C_o的电流相对增大，输出电压V_out相对升高。

功率因数校正控制器22的工作过程为：通过电阻R₂₁和R₂₂对流经电感L₂₁的输入电流I_L进行采样，形成采样电压信号V_cs，采样电压信号V_cs经电感电流采样电路24处理后，输出一正弦半波电流信号I_sin和一正弦半波电压信号V_sin；正弦半波电流信号I_sin经电流调制电路27处理后，输出一调制信号TERM，正弦半波电压信号V_sin经中间信号发生电路25处理后，输出一频率可变的时钟信号CLK；调制信号TERM作为控制驱动电路中RS触发器的置位端信号，时钟信号CLK作为RS触发器的复位端信号，之后由RS触发器的输出端输出一控制信号V_ctrl，控制信号V_ctrl经缓冲级电路29处理后输出，以控制功率开关管M₂₂的开关动作。

由于频率可变的时钟信号CLK作为RS触发器的输入信号，从而使得由RS触发器输出的控制信号V_ctrl的频率也是可变的，进而使功率开关管M₂₂的导通和关断的频率也是可变的，进而实现了整个交/直流电源的工作频率的可变，即实现了频率抖动技术，从而降低了电磁干扰。

并且，电流调制电路27可实现功率因数校正的功能，进行功率因数校正的目的是使电感电流I_L的波形，即功率因数校正电路的输入电流的波形跟随整流后的输入电压V_IN的波形，也就是使电感电流I_L的相位角与输入电压V_IN的相位角相同。

参见图5，电流调制电路27的工作过程为：首先由电阻R₃₁和R₃₂组成的采样电路对输出电压V_out进行采样，形成反馈电压信号V_FB，将采样后的反馈电压V_FB与一预先设定的基准输出电压V_ref进行比较后，由误差放大器31输出误差信号V_E，之后将表征输入电流的正弦半波电流信号I_sin与误差信号V_E输入一乘法器32，从而得到一调节信号V_M＝I_sin*V_E，因此V_M可同时反映输出电压V_out和输入电流的变化，然后将调节信号V_M与中间信号发生电路产的的作为载波的斜坡信号V_ramp进行比较，产生一调制信号TERM进行比较，之后驱动控制电路根据调制信号TERM和时钟信号CLK生成控制信号V_ctrl，从而通过控制功率开关管M₂₂的通断，来控制电感L₂₁的充放电，以达到稳定输出电压的目的。

下面对实现功率因数校正过程进行分析：

功率开关管M₂₂的开关周期为T_sw，导通占空比

一个开关周期T_sw内电感电流的峰值为：

电感电流在一个开关周期T_sw  内的平均值为：

等效输入阻抗为：

在功率开关管M₂₂的一个开关周期内，L、T_on、D都为数值量，因此输入电流I_IN和输入电压V_IN成一定的比例关系，输入电流I_IN可以很好的跟随输入电压V_IN，从而实现功率因数校正的目的。

需要说明的是，本发明实施例中可采用的电流调制电路的电路结构包括但不限于图5所公开的电路结构图，只要能够实现电流调制的作用即可。

综上所述，本发明实施例公开的功率因数校正电路同时实现了频率抖动及功率因数校正目的，即将频率抖动技术集成在了功率因数校正控制器中，进而使整个交/直流电源电路更加的集成化、微型化，从而在实现抗电磁干扰的同时降低电源电路的实现成本。

实施例二

本发明实施例公开的功率因数校正电路以及交/直流电源的整体电路结构图与上一实施例类似，不同的是，本发明实施例公开了电感电流采样电路24以及中间信号发生电路25的结构图，如图6和图7所示，图6为本实施例公开的电感电流采样电路24的电路结构图，图7为本实施例公开的中间信号发生电路25的电路结构图，图8为中间信号发生电路25的工作波形图。

如图6所示，电感电流采样电路包括：

第一电压电流转换电路41，用于将所述采样电压信号V_cs转换为正弦半波电流信号I_sin；

滤波电路42，用于将所述采样电压信号V_cs滤波为一正弦半波电压信号V_sin。

其中，所述第一电压电流转换电路41包括：

第一差分放大器411，所述第一差分放大器411的反相输入端接地，同相输入端接收所述采样电压信号V_cs，并输出第一差分放大信号；

第一电流镜电路412，所述第一电流镜电路412包括第一晶体管M₄₁、第二晶体管M₄₂和第三晶体管M₄₃，三个晶体管采用共栅共源连接方式，所述第一差分放大信号为所述第一晶体管M₄₁、第二晶体管M₄₂和第三晶体管M₄₃的栅极驱动信号，所述第一晶体管M₄₁的漏极输出电流作为反馈信号输入至第一差分放大器411的同相输入端，所述第三晶体管M₄₃的漏极输出信号为所述正弦半波电流信号I_sin。

其中，第一晶体管M₄₁、第二晶体管M₄₂和第三晶体管M₄₃之间具有比例系数K₁∶K₂∶K₃，本实施例中对所述比例系数的大小不做具体限定，只要能够满足后级比较器的共模范围即可，所述后级比较器为下述中间信号发生电路25中的比较器511。

所述滤波电路42包括第一电阻R₄₂和第一电容C₄₁，所述第一电阻R₄₂的第一端与所述第二晶体管M₄₂的漏极相连，第二端输出所述正弦半波电压信号V_sin，所述第一电容C₄₁第一端与所述第一电阻R₄₂的第二端相连，第二端接地。

如图7所示，本实施例中所述中间信号发生电路25包括：

第二电压电流转换电路51，用于将所述正弦半波电压信号V_sin转换为调制电流信号I_mod；

斜坡信号产生电路55，用于利用所述调制电流信号I_mod产生一频率可变的斜坡电压信号V_ramp；

第一比较器52，用于将所述斜坡电压信号V_ramp与一上限基准电压V_H进行比较，产生一置位信号；

第二比较器53，用于将所述斜坡电压信号V_ramp与一下限基准电压V_L进行比较，产生一复位信号，所述上限基准电压V_H与下限基准电压V_L以及斜坡电压信号V_ramp的波形如图8所示，其中对于所述上限基准电压V_H和下限基准电压V_L的设定并不做具体要求，其取值只需满足第一比较器以及第二比较器的输入共模范围即可；

第一触发器54，用于利用所述复位信号和置位信号，产生一频率可变的时钟信号CLK，所述时钟信号CLK用于控制所述斜坡电压信号V_ramp的频率。

如上一实施例所述，所述第二触发器为RS触发器28，并且，优选的，本实施例中的第一触发器为RS触发器54，其置位端信号为所述置位信号，其复位端信号为所述复位信号，但是，第一触发器种类的选择也并不能用来作为对本发明实施例保护范围的限制。

其中，参见图7，所述第二电压电流转换电路51包括：

第二差分放大器511，所述第二差分放大器511的同相输入端通过第二电阻R₅₁接地，反相输入端接收所述正弦半波电压信号V_sin，用于输出一第二差分放大信号；

第二电流镜电路512，所述第二电流镜电路512包括第四晶体管M₅₁和第五晶体管M₅₂，所述第四晶体管M₅₁和所述第五晶体管M₅₂共栅共源连接，所述第二差分放大信号为所述第四晶体管M₅₁和第五晶体管M₅₂的栅极驱动信号，所述第四晶体管M₅₁和所述第五晶体管M₅₂的源极均输入第一基准电压V_DD，所述第四晶体管M₅₁漏极串联所述第二电阻R₅₁后接地，所述第四晶体管M₅₁的漏极与所述第二电阻R₅₁的公共连接端的输出信号为所述第二差分放大器511的同相输入端的输入信号，所述第五晶体管M₅₂的漏极输出所述调制电流信号I_mod。

所述斜坡信号产生电路55包括第一基准电流源I_ref1、第二电容C₅₁、第一开关K₅₁和第二基准电流源I_ref2，其中，

所述第一基准电流源I_ref1的一端接入所述第一基准电压V_DD，另一端与所述第二电容C₅₁的第一端相连，所述第二电容C₅₁的第二端接地；

所述第一开关K₅₁一端与所述第二基准电流源I_ref2的第一端连接，另一端与所述第二电容C₅₁的第一端相连，用于控制所述第二电容C₅₁的充放电动作；

所述第二基准电流源I_ref2的第二端接地；

所述调制电流信号I_mod与所述第一基准电流源I_ref1的输出信号共同作为所述第二电容C₅₁的充电电流，所述第二基准电流源I_ref2的输出信号作为所述第二电容C₅₁的放电电流，所述时钟信号CLK用于控制所述第一开关K₅₁的开关动作，以在所述第一基准电流源I_ref1与所述第二电容C₅₁第一端的连接点处产生一频率可变的斜坡电压信号V_ramp。

参见图8，起始时刻，第一基准电流源I_ref1的电流作为第二电容C₅₁充电的基准电流信号，当第二电容C₅₁充电至上限基准电压V_H时，通过RS触发器54，时钟信号CLK变为高电平输出，之后，第二电容C₅₁开始放电，在第二基准电流源I_ref2的作用下，第二电容C₅₁迅速放电至下限基准电压V_L，通过RS触发器54，时钟信号CLK变为低电平输出。由于调制电流信号I_mod为一正弦半波电流信号，因此每次充电至V_H所需要的时间会有所变化，其中，时钟信号CLK频率f_CLK可依据下式计算：

$f_{\mathrm{CLK}}=\frac{I_{\mathrm{mod}}+I_{\mathrm{ref}1}}{(V_H-V_L)\·C_{41}}$

其中心频率

频率振荡范围

从图8中可以看出时钟信号CLK的频率也以正弦形式变化，与正弦半波电压信号V_sin的变化形式类似，二者的变化频率成正比关系。

由于RS触发器28(第二触发器)的复位端输入的为时钟信号CLK，因此其输出端输出的控制信号V_ctrl的频率也是可变的，其频率的变化方式即为图8中的功率开关管M₂₂的栅极输入端GATE的输入信号的频率变化方式相同。

实施例三

与上一实施例不同的是，本实施例中的中间信号发生电路的电路结构图如图9所示，本实施例中的上限基准电压为一可变上限电压，因此，该中间信号发生电路25还包括：

可变上限电压发生电路56，所述可变上限电压发生电路56包括第三基准电流源I_ref3和第三电阻R₅₂，所述第三基准电流源I_ref3的第一端接入所述第一基准电压V_DD，第二端与所述第三电阻R₅₂的第一端相连，所述第三基准电流源I_ref3与所述第三电阻R₅₂的连接点处接入所述调制电流信号I_mod，所述第三电阻R₅₂的第二端接地；所述调制电流信号I_mod与所述第三基准电流源I_ref3的输出电流共同作为所述第三电阻R₅₂的采样电流，以在所述第三基准电流源I_{ref 3}与所述第三电阻R₅₂的连接点处输出所述可变上限电压信号V_H’。

并且，与上一实施例不同的是，本实施例中的斜坡信号产生电路57包括第一基准电流源I_ref1、第二电容C₅₁、第一开关K₅₁和第二基准电流源I_ref2，其中，

所述第一基准电流源I_ref1的一端接入所述第一基准电压V_DD，另一端与所述第二电容C₅₁的第一端相连，所述第二电容C₅₁的第二端接地；

所述第一开关K₅₁与所述第二电容C₅₁并联设置，其一端与所述第二基准电流源I_ref2的第一端连接，另一端与所述第二电容C₅₁的第一端相连，用于控制所述第二电容C₅₁的充放电动作；

所述第二基准电流源I_ref2的第二端接地；

所述第一基准电流源I_ref1的输出信号作为所述第二电容C₅₁的充电电流，所述第二基准电流源I_ref2的输出信号作为所述第二电容C₅₁的放电电流，所述时钟信号CLK用于控制所述第一开关K₅₁的开关动作，以在所述第一基准电流源I_ref1与所述第二电容C₅₁第一端的连接点处产生一频率可变的斜坡电压信号V_ramp。

参见图10，为本实施例中的中间信号发生电路的工作波形图，起始时刻，第一基准电流源I_ref1的输出电流作为第二电容C₅₁充电的基准电流信号，第二电容C₅₁充电至上限基准电压V_H’时，通过RS触发器54，时钟信号CLK变为高电平输出，之后，第二电容C₅₁开始放电，在基准电流源I_ref2的作用下，第二电容C₅₁迅速放电至下限基准电压V_L，通过RS触发器54，时钟信号CLK变化为低电平输出，其中，对于所述上限基准电压V_H’和下限基准电压V_L的设定并不做具体要求，其取值只需满足第一比较器以及第二比较器的输入共模范围即可。

此方案中，上限基准电压V_H’为由第三电阻R₅₂采样调制电流信号I_mod与第三基准电流源I_ref3的电流而来，由于调制电流信号I_mod为一正弦半波电流信号，因此上限基准电压V_H’的值在每一充放电周期内随时间也呈正弦情况变化。其中，时钟信号CLK频率f_CLK及其变化依据下式计算：

$f_{\mathrm{CLK}}=\frac{I_{\mathrm{ref}1}}{[(I_{\mathrm{ref}2}+I_{\mathrm{mod}})R-V_L)]\·C_{41}}$

其中心频率

频率振荡范围

$\mathrm{\Δf}\≈\frac{I_{\mathrm{ref}1}\·I_{\mathrm{mod}-\mathrm{pk}}\·R}{{(I_{\mathrm{ref}2}\·R-V_L)}^2\·C}$

与上一实施例类似，由于RS触发器234的置位端输入的为时钟信号CLK，因此其输出端输出的控制信号V_ctrl的频率也是可变的，功率开关管M₂₂的输入信号的频率也是可变的，从而整个交/直流电源的频率也是可变的，从而实现了频率抖动技术与功率因数校正器的集成。

需要说明的是，本发明各个实施例间名称相同的器件功能也相同，且改进行性的实施例可分别与上述多个相关实施例进行结合，但说明时仅已在上一实施例的基础上举例说明。并且，以上仅是以如图5、图7和图9所示的电路为例对本实施例中的电感电流采样电路和中间信号发生电路进行说明，但这两种电路的结构包括但并不限定于以上公开的形式，只要能够实现本发明实施例所述的相关电路的功能即可，因此，本领域技术人员在本发明实施例公开的电路的基础上所做的相关的改进，也在本发明实施例的保护范围之内。

另外，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个......”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

本领域技术人员可以理解，可以使用许多不同的工艺和技术中的任意一种来表示信息、消息和信号。例如，上述说明中提到过的消息、信息都可以表示为电压、电流、电磁波、磁场或磁性粒子、光场或以上任意组合。

专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

结合本文中所公开的实施例描述的方法或算法的步骤可以直接用硬件、处理器执行的软件模块，或者二者的结合来实施。软件模块可以置于随机存储器(RAM)、内存、只读存储器(ROM)、电可编程ROM、电可擦除可编程ROM、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或技术领域内所公知的任意其它形式的存储介质中。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (10)

1.一种功率因数校正电路，应用于一交/直流电源，所述交/直流电源还包括整流电路和功率级电路，所述整流电路接收交流电压，以获得一正弦半波电压，所述功率级电路包括电感、功率开关管、整流管和输出滤波电路，用以接收整流电路输出的正弦半波电压，其特征在于，该功率因数校正电路包括：

电感电流采样电路，用以采样流过所述电感的电感电流，形成采样电压信号，并根据所述采样电压信号产生正弦半波电流信号和正弦半波电压信号；

中间信号发生电路，接收所述正弦半波电压信号，以产生频率按照所述正弦半波电压波形规律变化的一斜坡信号和一时钟信号；

电流调制电路，接收所述正弦半波电流信号和表征所述功率级电路的输出电压的电压反馈信号以产生一调节信号，所述调节信号与作为载波的所述斜坡信号进行比较，从而产生调制信号；

控制驱动电路，接收所述调制信号和所述时钟信号，以产生相应的控制信号，以控制所述功率开关管以变化的工作频率工作，保证电感电流波形与所述正弦半波电压波形一致，并且输出电压维持基本恒定。

2.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述电感电流采样电路包括：

第一电压电流转换电路，用于将所述采样电压信号转换为正弦半波电流信号；

滤波电路，用于将所述采样电压信号滤波为一正弦半波电压信号。

3.根据权利要求2所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述第一电压电流转换电路包括：

第一差分放大器，所述第一差分放大器的反相输入端接地，同相输入端接收所述采样电压信号，并输出第一差分放大信号；

第一电流镜电路，所述第一电流镜电路包括，第一晶体管、第二晶体管和第三晶体管，三个晶体管采用共栅共源连接方式，所述第一差分放大信号为所述第一晶体管、第二晶体管和第三晶体管的栅极驱动信号，所述第一晶体管的漏极输出电流作为反馈信号输入至第一差分放大器的同相输入端，所述第三晶体管的漏极输出信号为所述采样电流信号。

4.根据权利要求2所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述滤波电路包括第一电阻和第一电容，所述第一电阻的第一端与所述第二晶体管的漏极相连，第二端输出所述正弦半波电压信号，所述第一电容第一端与所述第一电阻的第二端相连，第二端接地。

5.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述中间信号发生电路包括：

第二电压电流转换电路，用于将所述正弦半波电压信号转换为调制电流信号；

斜坡信号产生电路，用于利用所述调制电流信号产生一频率可变的斜坡电压信号；

第一比较器，用于将所述斜坡电压信号与一上限基准电压进行比较，产生一置位信号；

第二比较器，用于将所述斜坡电压信号与一下限基准电压进行比较，产生一复位信号；

第一触发器，用于利用所述复位信号和置位信号，产生一频率可变的时钟信号，所述时钟信号用于控制所述斜坡电压信号的频率。

6.根据权利要求5所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述第二电压电流转换电路包括：

第二差分放大器，所述第二差分放大器的同相输入端通过第二电阻接地，反相输入端接收所述正弦半波电压信号，输出一第二差分放大信号；

第二电流镜电路，所述第二电流镜电路包括第四晶体管和第五晶体管，所述第四晶体管和所述第五晶体管共栅共源连接，所述第二差分放大信号为所述第四晶体管和第五晶体管的栅极驱动信号，所述第四晶体管和所述第五晶体管的源极均输入第一基准电压，所述第四晶体管漏极串联所述第二电阻后接地，所述第四晶体管的漏极与所述第二电阻的公共连接端的输出信号为所述第二差分放大器的同相输入端的输入信号，所述第五晶体管的漏极输出所述调制电流信号。

7.根据权利要求5所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述斜坡信号产生电路包括第一基准电流源、第二电容、第一开关和第二基准电流源，其中，

所述第一基准电流源的一端接入所述第一基准电压，另一端与所述第二电容的第一端相连，所述第二电容的第二端接地；

所述第一开关与所述第二电容并联设置，其一端与所述第二基准电流源的第一端连接，另一端与所述第二电容的第一端相连，用于控制所述第二电容的充放电动作；

所述第二基准电流源的第二端接地；

所述调制电流信号与所述第一基准电流源的输出信号共同作为所述第二电容的充电电流，所述第二基准电流源的输出信号作为所述第二电容的放电电流，所述时钟信号用于控制所述第一开关的开关动作，以在所述第一基准电流源与所述第二电容第一端的连接点处产生一频率可变的斜坡电压信号。

8.根据权利要求5所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述斜坡信号产生电路包括第一基准电流源、第二电容、第一开关和第二基准电流源，其中，

所述第一基准电流源的一端接入所述第一基准电压，另一端与所述第二电容的第一端相连，所述第二电容的第二端接地；

所述第一开关与所述第二电容并联设置，其一端与所述第二基准电流源的第一端连接，另一端与所述第二电容的第一端相连，用于控制所述第二电容的充放电动作；

所述第二基准电流源的第二端接地；

所述第一基准电流源的输出信号作为所述第二电容的充电电流，所述第二基准电流源的输出信号作为所述第二电容的放电电流，所述时钟信号用于控制所述第一开关的开关动作，以在所述第一基准电流源与所述第二电容第一端的连接点处产生一频率可变的斜坡电压信号。

9.根据权利要求8所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述上限基准电压为一可变上限电压，所述中间信号发生电路还包括：

可变上限电压发生电路，所述可变上限电压发生电路包括第三基准电流源和第三电阻，所述第三基准电流源的第一端接入所述第一基准电压，第二端与所述第三电阻的第一端相连，所述第三基准电流源与所述第三电阻的连接点处接入所述调制电流信号，所述第三电阻的第二端接地；所述调制电流信号与所述第三基准电流源的输出电流共同作为所述第三电阻的采样电流，以在所述第三基准电流源与所述第三电阻的连接点处输出所述可变上限电压信号。

10.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述控制驱动电路包括：

第二触发器，接收所述调制信号和所述时钟信号，以产生相应的控制信号；

缓冲级电路，用于接收所述控制信号以控制所述功率开关管进行开关动作。

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