CN103532347B - 一种脉宽调制型开关电源电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种脉宽调制型开关电源电路，其包括振荡器、PWM比较器、电源转换电路、反馈电路、误差放大器和频率控制模块。所述振荡器生成并输出参考信号；所述PWM比较器基于参考信号及误差放大器输出的误差放大电压输出与该参考信号相同频率的PWM控制信号；所述电源转换电路在PWM控制信号的控制下将一输入电压转换成输出电压；所述频率控制模块根据该开关电源电路的负载电流调节所述振荡器输出的参考信号的频率。与现有技术相比，本发明中的脉宽调制型开关电源电路根据负载电流的大小实时、连续的调整其调制频率。在负载较轻时，该开关电源电路的调制频率随之下降，从而降低在较轻负载时的开关损耗，提高整个开关电源电路在较轻负载时的转换效率。

Description

一种脉宽调制型开关电源电路

【技术领域】

本发明涉及电源管理电路领域，特别涉及一种频率连续可调的脉宽调制（PulseWidthModulation，PWM）型开关电源电路。

【背景技术】

脉宽调制型开关电源电路包括升压（BOOST）和降压（BUCK）两种结构，由于其外围线路简单，转换效率高等优点应用非常广泛。目前的开关电源电路其调制频率越来越高，从以前的20kHz、100kHz到现在的500kHz、1MHz、2MHz甚至更高。不断提高调制频率的原因在于开关电源电路可以使用体积更小的器件（包括电感和滤波电容），并且更高的调制频率也增强了整个开关电源电路系统的环路响应。

但是，调制频率提高之后带来的一个主要问题就是开关电源电路的开关损耗增大。开关损耗包括开关管从导通到关断以及从关断到导通两个时段的所有损耗。因为开关管只在开关转换的瞬间产生能量损失（即开关损耗），因此，开关损耗和调制频率精确的成比例。这种情况在负载电流很大的场合影响并不大，比如在负载电流为1A的情况下，如果开关管的平均开关电流为5mA，只占到负载电流的5‰，其开关损耗对于整个开关电源电路系统的转换效率影响不大。但是如果在负载电流很小（即处于轻载状态）的情况下，开关损耗问题就会变得十分严重，比如在负载电流为5mA的情况下，如果开关管的平均开关电流还是为5mA，其开关损耗对整个系统的转换效率的影响就会变得非常严重。

为了解决开关电源电路在轻载时的转换效率问题，目前大多数的开关电源电路都加入了一个跳周检测模块。该跳周检测模块的主要作用是用来监测开关电源电路中的误差放大器的输出信号（即误差放大电压），当误差放大器的输出信号电压过低时（例如小于0.5V时）表示此时开关电源电路的负载电流很小，整个系统的转换效率处于很低的水平，需要进行调整。这时，跳周检测模块会暂时让开关电源电路中的振荡器等模块停止工作，使开关管始终维持在关断状态，暂停向该开关电源电路的输出端输送电能，直到输出端电压下降到一定程度之后，误差放大器的输出信号电压恢复到正常水平（例如0.5V以上）时，该开关电源电路重新进入正常的工作状态，开关管开始正常的开关操作，恢复给输出端输送电能。也就是说，加入跳周检测模块之后，在轻载情况下，开关电源电路会周期性的停止正常工作而维持开关管关断状态，通过这样的方式降低开关损耗，实现轻载下提高转换效率的目的。

通过增加跳周检测模块来降低开关损耗的方法虽然可以使开关电源电路在较轻负载下的转换效率得到提高，但是由于跳周检测模块使得电路周期性的在正常工作状态和跳周工作状态中来回切换，导致开关电源电路的输出端输出的直流电压会出现周期性的波动，相当于在输出的直流电压上叠加了一个谐波分量，这个谐波分量的频率为正常调制频率的几分之一到几十分之一。这个叠加在输出电压上的谐波分量不仅会造成输出电压的上下波动，影响输出稳定性；而且由于这个谐波分量的频率由具体的负载情况决定，具有不可控性，在某些情况下谐波分量的频率会落在音频范围内，对开关电源电路周边的音频处理电路造成干扰和影响。

另外，如果负载电流的突然变化导致开关电源电路从正常工作状态切换到跳周工作状态以后，想要重新回到正常的工作状态必需经由一系列的反馈过程：输出电压的改变，改变量反馈给误差放大器，误差放大器输出重新恢复正常。

这一系列的反馈过程加长了开关电源电路的暂态响应时间，不利于输出电压的稳定。

因此，有必要提供一种改进的技术方案来克服上述问题。

【发明内容】

本发明的目的在于提供一种脉宽调制型开关电源电路，其可以降低在较轻负载时的开关损耗，提高整个开关电源电路在较轻负载时的转换效率。

为了解决上述问题，本发明提供一种脉宽调制型开关电源电路，其包括振荡器、PWM比较器、电源转换电路、反馈电路、误差放大器和频率控制模块。所述振荡器生成并输出参考信号；所述PWM比较器基于所述参考信号及误差放大器输出的误差放大电压，输出与所述参考信号相同频率的PWM控制信号；所述电源转换电路在所述PWM控制信号的控制下将一输入电压转换成输出电压；所述反馈电路采样所述电源转换电路的输出电压并形成反映所述输出电压的反馈电压；所述误差放大器将一基准电压和所述反馈电压的差放大之后得到误差放大电压；所述频率控制模块根据该开关电源电路的负载电流调节所述振荡器输出的参考信号的频率，当负载电流增大时，所述频率控制模块控制所述参考信号的频率随之增加；当负载电流减小时，所述频率控制模块控制所述参考信号的频率随之减小。

进一步的，所述振荡器包括第一电流源、第二电流源、电容和充放电控制模块。所述充放电控制模块用于对所述电容的充放电过程进行控制，当所述电容上的电压小于等于预先设定的低门限电压时，所述充放电控制模块控制第一电流源对所述电容进行充电，直到所述电容上的电压等于预先设定的高门限电压；当所述电容上的电压大于等于所述高门限电压时，所述充放电控制模块控制第二电流源对所述电容进行放电，直到所述电容上的电压等于所述低门限电压，所述电容上的电压为所述振荡器输出的振荡信号，当所述负载电流增大时，所述频率控制模块控制所述第一电流源输出的电流值或/和所述第二电流源输出的电流值随之增加；当所述负载电流减小时，所述频率控制模块控制所述第一电流源输出的电流值或/和所述第二电流源输出的电流值随之减小。

进一步的，所述充放电控制模块包括开关和充放电控制单元，所述电容连接于所述第一节点和第二节点之间，所述开关和第二电流源依次串联于第一节点和第二节点之间，所述第一电流源的输出端与所述第一节点相连，所述第二电流源的输出端与所述第二节点相连，所述第一节点与所述振荡器的输出端相连，该输出端输出所述参考信号，所述充放电控制单元基于第一节点上的电压控制所述开关的导通或者关断，当所述第一节点上的电压小于等于所述低门限电压时，所述充放电控制单元控制所述开关关断，直到所述电容上的电压等于所述高门限电压；当所述电容上的电压大于等于所述高门限电压时，所述充放电控制单元控制所述开关导通，直到所述电容上的电压等于所述低门限电压。

进一步的，所述第一电流源包括第一恒流源和第一可变电流源，所述第一恒流源的输出端与第一节点相连，所述第一可变电流源的一端与第一节点相连，当负载电流增大时，所述频率控制模块控制所述第一可变电流源输出的电流值随之增加；当负载电流减小时，所述频率控制模块控制所述第一可变电流源输出的电流值随之减小。

进一步的，所述频率控制模块和所述第一可变电流源共同组成跨导放大器，所述跨导放大器的正相输入端为所述频率控制模块的输入端，该输入端输入反映负载电流大小的控制电压；跨导放大器的反相输入端连接一个参考电压；跨导放大器的输出端为第一可变电流源与第一节点相连的一端，其输出的电流等于所述第一可变电流源的电流，所述跨导放大器将参考电压与所述反映负载电流大小的控制电压的差值进行放大并转换为相应的电流后输出，该电流为所述第一可变电流源的电流。

进一步的，所述第一电流源包括第二恒流源和第二可变电流源，所述第二恒流源的输出端与第二节点相连，所述第二可变电流源的一端与第二节点相连，当负载电流增大时，所述频率控制模块控制所述第二可变电流源输出的电流值随之增加；当负载电流减小时，所述频率控制模块控制所述第二可变电流源输出的电流值随之减小。

进一步的，所述频率控制模块和所述第二可变电流源共同组成跨导放大器，

所述跨导放大器的正相输入端为所述频率控制模块的输入端，该输入端输入反映负载电流大小的控制电压；跨导放大器的反相输入端连接一个参考电压；跨导放大器的输出端为第二可变电流源与第一节点相连的一端，其输出的电流等于所述第二可变电流源的电流，所述跨导放大器将参考电压与所述反映负载电流大小的控制电压的差值进行放大并转换为相应的电流后输出，该电流为所述第二可变电流源的电流。

进一步的，所述误差放大电压能够反映所述负载电流，所述控制电压为所述误差放大电压。

更进一步的，所述误差放大电压能够反映所述负载电流，所述频率控制模块根据所述误差放大电压调节所述参考信号的频率。

与现有技术相比，本发明中的脉宽调制型开关电源电路根据负载电流的大小实时、连续的调整其调制频率。在负载较轻时，该开关电源电路的调制频率随之下降，从而降低在较轻负载时的开关损耗，提高整个开关电源电路在较轻负载时的转换效率。

【附图说明】

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。其中：

图1为本发明在一个实施例中的脉宽调制型开关电源电路的电路示意图；

图2为本发明在一个实施例中的振荡器的电路示意图；

图3为本发明中的跨导放大器的示意图，其中该跨导放大器包括频率控制模块和第一可变电流源I1’；

图4为图3中的跨导放大器典型的输入输出特性曲线图。

【具体实施方式】

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

此处所称的“一个实施例”或“实施例”是指可包含于本发明至少一个实现方式中的特定特征、结构或特性。在本说明书中不同地方出现的“在一个实施例中”并非均指同一个实施例，也不是单独的或选择性的与其他实施例互相排斥的实施例。除非特别说明，本文中的连接、相连、相接的表示电性连接的词均表示直接或间接电性相连。

本发明中的脉宽调制型开关电源电路可以基于负载电流实时、连续的调整其调制频率。当负载电流增大（其反映该开关电源电路的负载加重）时，该开关电源电路的调制频率随之增加；当负载电流减小（其反映该开关电源电路的负载减轻）时，该开关电源电路的调制频率随之减小，从而降低在较轻负载时的开关损耗，提高整个开关电源电路在较轻负载时的转换效率。

请参考图1所示，其为本发明在一个实施例中的脉宽调制型开关电源电路100的电路示意图。

所述脉宽调制型开关电源电路100包括振荡器110、PWM比较器120、电源转换电路130、频率控制模块140、反馈电路150和误差放大器160。

所述振荡器110生成并输出参考信号，通常所述参考信号为三角波振荡信号Ramp。

所述PWM比较器120基于所述参考信号Ramp和所述误差放大器160输出的误差放大电压Vea，生成并输出与所述参考信号Ramp相同频率的PWM控制信号PWMO，其中，所述PWM控制信号PWMO的频率可以被称为该开关电源电路的调制频率。

所述电源转换电路130在所述PWM控制信号的控制下将一输入电压Vin转换成输出电压Vout。具体为，通过所述PWM控制信号控制所述电源转换电路130中的开关器件（或称开关管）的导通或者关断，从而将输入电压Vin转换成输出电压Vout，其中，所述开关器件的开关频率等于所述PWM控制信号的调制频率，也等于所述参考信号Ramp的振荡频率。

所述反馈电路150采样电源转换电路130的输出电压Vout并形成反映所述输出电压Vout的反馈电压Vfb。

所述误差放大器160将一基准电压Vref1和所述反馈电压Vfb的差放大之后得到误差放大电压Vea。

所述频率控制模块140根据该开关电源电路的负载电流调节所述振荡器110输出的参考信号Ramp的频率。当负载电流增大时，所述频率控制模块140控制所述参考信号Ramp的频率随之增加，从而使该开关电源电路的调制频率和开关频率也随之增加；当负载电流减小时，所述频率控制模块140控制所述参考信号Ramp的频率随之减小，从而使该开关电源电路的调制频率和开关频率也随之减小，从而降低在较轻负载时的开关损耗，提高整个开关电源电路在较轻负载时的转换效率。

由于所述误差放大电压Vea能够反映所述负载电流，因此，所述频率控制模块140可以根据所述误差放大电压Vea调节所述参考信号Ramp的频率。当所述误差放大电压Vea增大（表示负载电流增大）时，所述频率控制模块140控制所述参考信号Ramp的频率随之增加；当所述误差放大电压减小（表示负载电流减小）时，所述频率控制模块140控制所述参考信号Ramp的频率随之减小。

易于思及的是，所述频率控制模块140还可以根据该开关电源电路中的其它能够反映所述负载电流的物理量调节所述参考信号的频率。

由于本发明的侧重点为所述频率控制模块140根据该开关电源电路的负载电流调节所述振荡器110输出的参考信号Ramp的振荡频率，因此，以下将通过具体实施例对此进行详细介绍。

请参考图2所示，其为本发明在一个实施例中的振荡器200的电路示意图。所述振荡器200包括第一电流源210、第二电流源220、电容C和充放电控制模块230。

所述充放电控制模块230用于对所述电容C的充放电过程进行控制，当所述电容C上的电压小于等于预先设定的低门限电压VL时，所述充放电控制模块230控制第一电流源210对所述电容C进行充电，直到所述电容C上的电压等于预先设定的高门限电压VH；当所述电容C上的电压大于等于所述高门限电压VH时，所述充放电控制模块230控制第二电流源220对所述电容C进行放电，直到所述电容C上的电压等于所述低门限电压VL，所述电容C上的电压为所述振荡器200输出的振荡信号Ramp。这样，就可以通过对电容C进行周期性的充放电而获得振荡信号Ramp。所述低门限电压VL的电压值小于所述高门限电压VH的电压值，所述高门限电压VH和低门限电压VL可以是电路其他部分产生的基准电压，其用来设定电容C上形成的振荡信号Ramp的高、低门限。

在图2所示的实施例中，所述充放电控制模块230包括开关K和充放电控制单元232。所述电容C连接于所述第一节点A和第二节点B（在本实施例中为接地节点）之间，所述开关K和第二电流源220依次串联于第一节点A和第二节点B之间，所述第一电流源210的输出端与所述第一节点A相连，所述第二电流源的220的输出端与所述第二节点B相连，所述第一节点A与所述振荡器200的输出端相连，该输出端输出所述参考信号RAMP。

所述充放电控制单元232基于第一节点A上的电压（即所述振荡器200输出的所述参考信号RAMP的电压值）控制所述开关K的导通或者关断。当所述第一节点A上的电压小于等于预先设定的低门限电压VL时，所述充放电控制单元232控制所述开关K关断，使第一电流源210对所述电容C进行充电，直到所述电容C上的电压等于预先设定的高门限电压VH；当所述电容C上的电压大于等于所述高门限电压VH时，所述充放电控制单元232控制所述开关K导通，使第二电流源220对所述电容C进行放电，直到所述电容C上的电压等于所述低门限电压VL。需要说明的是，在第二电流源220对所述电容C进行放电的过程中，所述第一电流源210同时对所述电容C进行充电，由于第二电流源220的电流值一般远大于第一电流源210的电流值，通常为10倍或以上，因此，所述第一电流源210对电容C的放电过程影响很小。

在其他实施例中，所述充放电控制模块230还可以在第一节点A和第一电流源210的输出端之间再增加一个开关，并相应增加所述充放电控制单元232的内部逻辑，使其也可以控制增加开关的导通或者关断，以使得在电容C的充电过程中，仅第一电流源210对电容C充电，在电容C的放电过程中，仅第二电流源220对电容C放电。这样，就可以避免图2所示的实施例中，第一电流源210对电容C的放电过程的影响，但由于增加了开关并增加所述充放电控制单元232的内部逻辑，从而增加了电路的制造成本。

请继续参考图2所示，所述充放电控制单元232包括第一比较器COM1、第二比较器COM2和RS触发器2322。所述第一比较器COM1的正相输入端与第一节点A相连，其负相输入端与所述高门限电压VH相连，其输出端与RS触发器2322的S端（SET，置位端）相连；所述第二比较器COM2的负相输入端与第一节点A相连，其正相输入端与所述低门限电压VL相连，其输出端与RS触发器2322的R端（reset，复位端）相连，RS触发器2322的输出端为所述充放电控制单元232的输出端，其与所述开关K的控制端相连。所述RS触发器2322的有效输入信号为高电平信号，当R端输入高电平时，其输出端输出0；当S端输入高电平时，其输出端输出1。

所述振荡器200的工作循环如下：初始时电容C上的电压为“0”，比较器COM1的输出为“0”，比较器COM2的输出为“1”，RS触发器2322被复位输出“0”，控制开关K断开，第一电流源210向电容C充电，电容C上的电压缓慢上升，上升的速率和电容C的大小和第一电流源210的电流值的大小有关。当电容C上的电压上升到高于低门限电压VL时，比较器COM1的输出依然为“0”，比较器COM2的输出变为“0”，RS触发器2322的输出维持原来状态即输出仍为“0”，控制开关K仍然断开，电容C继续充电；当电容上得电压上升到高于高门限电压VH时，比较器COM1的输出变为“1”，比较器COM2的输出为“0”，RS触发器2322被置位输出为“1”，控制开关K闭合，第二电流源220被接入，由于第二电流源220的电流值远大于第一电流源210的电流值（一般第二电流源220的电流值为第一电流源210的电流值的10倍），所以电容C进入快速放电阶段，电容C上的电压快速下降；当电容C上的电压下降到低于高门限电压VH时，比较器COM1的输出变为“0”，比较器COM2的输出为“0”，RS触发器2322的输出维持原来状态即输出依然为“1”，控制开关K还是闭合，电容C继续放电；当电容C上的电压下降到低于低门限电压VL时，比较器COM1的输出为“0”，比较器COM2的输出变为“1”，RS触发器2322被复位输出变为“0”，控制开关K断开，重新进入第一电流源210对电容的充电阶段。

综上对图2所示的振荡器200的描述可知，可以通过增大第一电流源210的电流值或者/和第二电流源210的电流值，使所述参考信号Ramp的频率增大；也可以通过减小第一电流源210的电流值或者/和第二电流源220的电流值，使所述参考信号Ramp的频率减小。

在一个实施例中，所述频率控制模块140可以通过控制所述第一电流源210输出的电流值的变化，从而改变所述振荡器110输出的参考信号Ramp的频率。具体为，当所述负载电流增大时，所述频率控制模块140控制所述第一电流源210输出的电流值随之增加，从而使所述振荡器110输出的参考信号Ramp的频率增加；当所述负载电流减小时，所述频率控制模块140控制所述第一电流源210输出的电流值随之减小，从而使所述振荡器110输出的参考信号Ramp的频率减小。该实施例的具体实现方方式可参照图1和图2。在图2所示的实施例中，所述第一电流源210包括第一恒流源I1和第一可变电流源I1’，所述第二电流220源为恒流源I2。所述第一恒流源I1的输出端与第一节点A相连，所述第一可变电流源I1’的一端与第一节点A相连。当负载电流增大时，所述频率控制模块140控制所述第一可变电流源I1’输出的电流值随之增加，从而使所述振荡器110输出的参考信号Ramp的频率增加；当负载电流减小时，所述频率控制模块140控制所述第一可变电流源I1’输出的电流值随之减小。从而降低在较轻负载时的开关损耗，提高整个开关电源电路在较轻负载时的转换效率。

在一个较佳的实施例中，当负载电流逐渐增加时，第一可变电流源I1’的电流值也随之线性（或者近似线性）的增大；当负载电流逐渐减小时，第一可变电流源I1’的电流值也随之线性（或者近似线性）的减小。这样可以使得本发明中的脉宽调制开关电源电路的调制频率的调整连续且均匀，从而使得该开关电路的输出具有更好的稳定性。在负载电流突然变化的情况下有更短的暂态恢复过程。在良好补偿的情况下，出现次谐波振荡的可能性要比普通的开关电源低。

由于跨导放大器有较大的线性控制范围，其输入和输出在较大范围内维持线性关系，因此，可以使用的跨导放大器实现所述频率控制模块140和所述第一可变电流源I1’的功能（也可以说由所述频率控制模块140和所述第一可变电流源I1’共同组成跨导放大器）。请参考图3所示，其为由所述频率控制模块140和所述第一可变电流源I1’共同组成跨导放大器300的示意图。所述跨导放大器300的正相输入端为所述频率控制模块140的输入端，该输入端输入反映负载电流大小的控制电压Vcon(比如采用图1中的误差放大器160输出的误差放大电压Vea)；跨导放大器300的反相输入端连接一个参考电压Vref2（例如1V）；跨导放大器300的输出端为第一可变电流源I1’与第一节点A相连的一端，其输出的电流等于所述第一可变电流源I1’的电流。具体为，所述跨导放大器300将参考电压Vref2与所述误差放大电压Vea的差值进行放大并转换为相应的电流后输出，该电流为所述第一可变电流源I1’的电流。

请参考图4所示，其为图3中的跨导放大器典型的输入输出特性曲线图。x轴表示输入控制电压Vcon和参考电压Vref2的差值，y轴表示输出的第一可变电流I1’。特性曲线中的M1到M2段表示线性控制区，在这个区域中跨导放大器300输出的第一可变电流I1’和控制电压Vcon呈线性关系，在M1处第一可变电流I1’达到最大值，振荡器110振荡频率最高，在M2处第一可变电流I1’达到最小值，振荡器110振荡频率最低。

同理，所述频率控制模块140还可以通过控制所述第二电流源220输出的电流值的变化，从而改变所述振荡器110输出的参考信号Ramp的频率。具体为，当所述负载电流增大时，所述频率控制模块140控制所述第二电流源220输出的电流值随之增加，从而使所述振荡器110输出的参考信号Ramp的频率增加；当所述负载电流减小时，所述频率控制模块140控制所述第二电流源220输出的电流值随之减小，从而使所述振荡器110输出的参考信号Ramp的频率减小。

对应的，所述第二电流源220包括第二恒流源和第二可变电流源，所述第一电流210源为恒流源。所述第二恒流源I1的输出端与第二节点B相连，所述第二可变电流源的一端与第二节点B相连。当负载电流增大时，所述频率控制模块140控制所述第二可变电流源的电流值随之增加，从而使所述振荡器110输出的参考信号Ramp的频率增加；当负载电流减小时，所述频率控制模块140控制所述第二可变电流源I输出的电流值随之减小。

对应的可以使用的跨导放大器实现所述频率控制模块140和所述第二可变电流源的功能（也可以说由所述频率控制模块140和所述第二可变电流源共同组成跨导放大器）。所述跨导放大器的正相输入端为所述频率控制模块140的输入端，该输入端输入反映负载电流大小的控制电压Vcon(比如采用图1中的误差放大器160输出的误差放大电压Vea)；跨导放大器的反相输入端连接一个参考电压Vref2（例如1V）；跨导放大器的输出端为第二可变电流源与第二节点B相连的一端，其输出的电流等于所述第二可变电流源的电流。具体为，所述跨导放大器将参考电压Vref2与所述误差放大电压Vea的差值进行放大并转换为相应的电流后输出，该电流为所述第二可变电流源的电流。

综上所述，本发明中的脉宽调制型开关电源电路设置有所述频率控制模块140，所述频率控制模块140根据该开关电源电路的负载电流调节所述振荡器110输出的参考信号Ramp的频率。当负载电流增大时，所述频率控制模块140控制所述振荡器110中的第一电流源210的电流值增加，以使所述所述振荡器110输出的参考信号Ramp的频率随之增加，从而使该开关电源电路的调制频率和开关频率也随之增加；当负载电流减小时，所述频率控制模块140控制所述振荡器110中的第一电流源210的电流值减小，以使所述振荡器110输出的参考信号Ramp的频率随之减小，，从而使该开关电源电路的调制频率和开关频率也随之减小，从而降低在较轻负载时的开关损耗，提高整个开关电源电路在较轻负载时的转换效率。由于本发明中的脉宽调制型开关电源电路的调制频率根据负载电流的大小可以进行实时调整，因此，拥有更大的负载调整能力；在负载较轻时，开关电源电路的调制频率随之下降，电路的工作电流和开关损耗减小，提高了整个开关电源在较轻负载时的转换效率；由于调制频率的调整是连续的，因此，开关电源电路的输出有着更好的稳定性，在负载电流突然变化的情况下有更短的暂态恢复过程，在良好补偿的情况下，出现次谐波振荡的可能性要比普通的开关电源低；由于调制频率可以根据实际负载情况进行调整，在相同情况下可以使用更小的电感，有利于节约成本，减小模块体积。

需要指出的是，熟悉该领域的技术人员对本发明的具体实施方式所做的任何改动均不脱离本发明的权利要求书的范围。相应地，本发明的权利要求的范围也并不仅仅局限于前述具体实施方式。

Claims (3)

1.一种脉宽调制型开关电源电路，其特征在于，其包括振荡器、PWM比较器、电源转换电路、反馈电路、误差放大器和频率控制模块，

所述振荡器用于生成并输出参考信号；

所述PWM比较器用于根据所述参考信号及误差放大器输出的误差放大电压，输出与所述参考信号相同频率的PWM控制信号；

所述电源转换电路用于通过所述PWM控制信号的控制将一输入电压转换成输出电压；

所述反馈电路用于采样所述电源转换电路的输出电压并形成反映所述输出电压的反馈电压；

所述误差放大器用于放大一基准电压和所述反馈电压的差值以得到误差放大电压；

所述频率控制模块用于根据该开关电源电路的负载电流调节所述振荡器输出的参考信号的频率，当负载电流增大时，所述频率控制模块控制所述参考信号的频率随之增加；当负载电流减小时，所述频率控制模块控制所述参考信号的频率随之减小，

所述误差放大电压能够反映所述负载电流，所述频率控制模块用于根据所述误差放大电压调节所述参考信号的频率，

所述振荡器包括第一电流源、第二电流源、电容和充放电控制模块，

所述充放电控制模块用于对所述电容的充放电过程进行控制，当所述电容上的电压小于等于预先设定的低门限电压时，所述充放电控制模块控制第一电流源对所述电容进行充电，直到所述电容上的电压等于预先设定的高门限电压；当所述电容上的电压大于等于所述高门限电压时，所述充放电控制模块控制第二电流源对所述电容进行放电，直到所述电容上的电压等于所述低门限电压，所述电容上的电压为所述振荡器输出的振荡信号，

当所述负载电流增大时，所述频率控制模块控制所述第一电流源输出的电流值或/和所述第二电流源输出的电流值随之增加；当所述负载电流减小时，所述频率控制模块控制所述第一电流源输出的电流值或/和所述第二电流源输出的电流值随之减小，

所述充放电控制模块包括开关和充放电控制单元，

所述电容连接于第一节点和第二节点之间，所述开关和第二电流源依次串联于第一节点和第二节点之间，所述第一电流源的输出端与所述第一节点相连，所述第二电流源的输出端与所述第二节点相连，所述第一节点与所述振荡器的输出端相连，该输出端输出所述参考信号，

所述充放电控制单元用于根据第一节点上的电压控制所述开关的导通或者关断，当所述第一节点上的电压小于等于所述低门限电压时，所述充放电控制单元控制所述开关关断，直到所述电容上的电压等于所述高门限电压；当所述电容上的电压大于等于所述高门限电压时，所述充放电控制单元控制所述开关导通，直到所述电容上的电压等于所述低门限电压，

所述第一电流源包括第一恒流源和第一可变电流源，所述第一恒流源的输出端与第一节点相连，所述第一可变电流源的一端与第一节点相连，

当负载电流增大时，所述频率控制模块控制所述第一可变电流源输出的电流值随之增加；当负载电流减小时，所述频率控制模块控制所述第一可变电流源输出的电流值随之减小，

所述频率控制模块和所述第一可变电流源共同组成跨导放大器，

所述跨导放大器的正相输入端为所述频率控制模块的输入端，该输入端输入反映负载电流大小的控制电压；跨导放大器的反相输入端连接一个参考电压；跨导放大器的输出端为第一可变电流源与第一节点相连的一端，其输出的电流等于所述第一可变电流源的电流，

所述跨导放大器用于放大参考电压与所述反映负载电流大小的控制电压的差值并将该放大后的电压差值转换为相应的电流后输出，该电流为所述第一可变电流源的电流。

2.一种脉宽调制型开关电源电路，其特征在于，其包括振荡器、PWM比较器、电源转换电路、反馈电路、误差放大器和频率控制模块，

所述振荡器用于生成并输出参考信号；

所述PWM比较器用于根据所述参考信号及误差放大器输出的误差放大电压，输出与所述参考信号相同频率的PWM控制信号；

所述电源转换电路用于通过所述PWM控制信号的控制将一输入电压转换成输出电压；

所述反馈电路用于采样所述电源转换电路的输出电压并形成反映所述输出电压的反馈电压；

所述误差放大器用于放大一基准电压和所述反馈电压的差值以得到误差放大电压；

所述频率控制模块用于根据该开关电源电路的负载电流调节所述振荡器输出的参考信号的频率，当负载电流增大时，所述频率控制模块控制所述参考信号的频率随之增加；当负载电流减小时，所述频率控制模块控制所述参考信号的频率随之减小，

所述误差放大电压能够反映所述负载电流，所述频率控制模块用于根据所述误差放大电压调节所述参考信号的频率，

所述振荡器包括第一电流源、第二电流源、电容和充放电控制模块，

所述充放电控制模块用于对所述电容的充放电过程进行控制，当所述电容上的电压小于等于预先设定的低门限电压时，所述充放电控制模块控制第一电流源对所述电容进行充电，直到所述电容上的电压等于预先设定的高门限电压；当所述电容上的电压大于等于所述高门限电压时，所述充放电控制模块控制第二电流源对所述电容进行放电，直到所述电容上的电压等于所述低门限电压，所述电容上的电压为所述振荡器输出的振荡信号，

当所述负载电流增大时，所述频率控制模块控制所述第一电流源输出的电流值或/和所述第二电流源输出的电流值随之增加；当所述负载电流减小时，所述频率控制模块控制所述第一电流源输出的电流值或/和所述第二电流源输出的电流值随之减小，

所述充放电控制模块包括开关和充放电控制单元，

所述电容连接于第一节点和第二节点之间，所述开关和第二电流源依次串联于第一节点和第二节点之间，所述第一电流源的输出端与所述第一节点相连，所述第二电流源的输出端与所述第二节点相连，所述第一节点与所述振荡器的输出端相连，该输出端输出所述参考信号，

所述充放电控制单元用于根据第一节点上的电压控制所述开关的导通或者关断，当所述第一节点上的电压小于等于所述低门限电压时，所述充放电控制单元控制所述开关关断，直到所述电容上的电压等于所述高门限电压；当所述电容上的电压大于等于所述高门限电压时，所述充放电控制单元控制所述开关导通，直到所述电容上的电压等于所述低门限电压，

所述第二电流源包括第二恒流源和第二可变电流源，所述第二恒流源的输出端与第二节点相连，所述第二可变电流源的一端与第二节点相连，

当负载电流增大时，所述频率控制模块控制所述第二可变电流源输出的电流值随之增加；当负载电流减小时，所述频率控制模块控制所述第二可变电流源输出的电流值随之减小，

所述频率控制模块和所述第二可变电流源共同组成跨导放大器，

所述跨导放大器的正相输入端为所述频率控制模块的输入端，该输入端输入反映负载电流大小的控制电压；跨导放大器的反相输入端连接一个参考电压；跨导放大器的输出端为第二可变电流源与第一节点相连的一端，其输出的电流等于所述第二可变电流源的电流，

所述跨导放大器用于放大参考电压与所述反映负载电流大小的控制电压的差值并将该放大后的电压差值转换为相应的电流后输出，该电流为所述第二可变电流源的电流。

3.根据权利要求1或者2任一所述的脉宽调制型开关电源电路，其特征在于，所述误差放大电压能够反映所述负载电流，所述控制电压为所述误差放大电压。