CN101295927B - 改进型振荡器及使用该振荡器的降压电源转换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种振荡器，其包括分压电路、充电电阻、电容、比较电路和放电电路。所述分压电路与电源相连，并提供反映电源电压的分压电压。所述电源通过所述充电电阻对所述电容进行充电。所述比较电路比较电容的压降与所述分压电压，在所述电容的压降大于或等于所述分压电压时，所述比较电路输出放电控制信号控制所述放电电路对所述电容进行放电，在所述电容的压降小于所述分压电压时，所述比较电路输出非放电控制信号控制所述放电电路停止对所述电容的放电。这样，所述振荡器生成了幅度与电源电压成正比的振荡信号。

Description

改进型振荡器及使用该振荡器的降压电源转换器

技术领域

本发明涉及低压工作的振荡器，尤其涉及一种改进型振荡器及使用该振荡器的降压电源转换器。 

背景技术

DC-DC电路被广泛应用于移动电子设备中电源管理电路中，其中降压电源转换器(Buck Power converter)就是非常常用的一种DC-DC电路。 

图1A、1B分别是两种降压电源转换电路的示意图。所述降压电源转换电路通常包括降压输出电路(Buck Output Circuit)、由电阻R1和电阻R2组成的分压网络、误差放大器(Error Amplifier)、振荡器(Oscillator，简称OSC)、脉宽调制比较器(Pulse Width ModulationComparator，简称PWM Comparator)、脉宽调制控制器(PMWController)。 

所述降压输出电路用于接收输入电压VIN并根据所述脉宽调制控制器的控制生成输出电压VO。由于是降压输出电路，所述输出电压VO一般要小于输入电压VIN，所述输出电压VO用于为负载提供稳定电源。所述分压网络提供一个反映输出电压VO大小的反馈电压Vfb给所述误差放大器。所述误差放大器比较所述反馈电压Vfb与参考电压Vref并将两者之差放大输出信号Ve。所述振荡器OSC生成一定频率的三角波信号RAMP。所述脉宽调制比较器用于比较所述三角波信号RAMP与所述误差放大信号Ve以生成脉宽调制方波信号PWMO。图2示出了所述方波信号(Square Wave)的形成原理图，这里在Vramp＜Ve时生成方波的高电平，在Vramp＞Ve时生成方波的低电平。所述降压输出电路中的降压开关根据所述脉宽调制方波信号交替的接通或关断输入电压VIN从而生成输出电压VO。因此，可以看出通过控制误差放大信号Ve可以调节所述方波信号的占空比，进而可以调整输出电压VO的值。在降压电源转换电路系统稳定后，误差放大信号Ve将会稳定在一定值 上，这样脉宽调制比较器输出一固定占空比的脉宽调制信号。上述电路形成一个闭环负反馈控制系统，通过控制误差放大信号Ve可以调整输出电压VO稳定于与参考电压Vref相适应的一定值上。 

在现有降压电源转换器中，通常采用输出频率及幅度(VM的值)不随输入电压VIN变化的振荡器，这样环路只能通过调整Ve的值才能调整方波信号的占空比。环路对Ve的调整速度受环路带宽和误差放大器的输出电流限制，通常很慢，远低于开关频率。在输入电压VIN发生变化时，需要较长的时间才能将VO调整至预定的输出值。 

图3示出了一种输出频率及幅度不随输入电压VIN变化的振荡器。所述振荡器包括有PMOS晶体管MP1、MP2、MP3和MP4、NMOS晶体管MN1、MN2、MN3和MN4、电阻R1和电容C1。晶体管MP1、MP2、MP3和MP4形成电流镜，MP1上的电流经过晶体管MN1流入地，MP2上的电流经过晶体管MN2与电阻R1流入地，MP3上的电流给电容C1充电，当电容C1上的压降超过预定值时，所述晶体管MN4导通，这样晶体管MN4的漏极电压就被拉低，其作为开关信号经过反相器U1后开启晶体管MN3，这样晶体管MN3就开始对电容C1进行放电直至地。然后，另外一个充电周期又重新开始。很显然，这个振荡器的振荡信号的周期与电源电压VDD无关，振荡信号的幅度也与电源电压VDD无关。 

因此，亟待提出一种改进的振荡器及使用该振荡器的降压电源转换电路。 

发明内容

本发明的目的之一在于提供一种改进型振荡器，其输出三角波的幅度与输入电压成正比。 

本发明的目的之二在于提供一种使用改进型振荡器的降压电源转换器，通过采用输出幅度与输入电压成正比的振荡器，可以大大提高其对输入电源电压变化的瞬态响应。 

为了达到上述目的，根据本发明的第一方面，本发明提供了在一个实例中提出了一种振荡器，其包括分压电路、充电电阻、电容、比较电路和放电电路。所述分压电路与电源相连，并提供反映电源电压的分压电压；所述电源通过所述充电电阻对所述电容进行充电；所述比 较电路比较电容的压降与所述分压电压，在所述电容的压降大于或等于所述分压电压时，所述比较电路输出放电控制信号控制所述放电电路对所述电容进行放电，在所述电容的压降小于所述分压电压时，所述比较电路输出非放电控制信号控制所述放电电路停止对所述电容的放电。 

进一步的，所述比较电路经配置使得其输出的控制信号在到达放电电路的过程中经过预定时间的延迟。更进一步的，该延迟经配置足以保证在非放电控制信号到达放电电路时，所述放电电路已彻底完成对所述电容的放电。 

进一步的，所述分压电路包括相互串联的第一电阻和第二电阻，所述第一电阻和所述第二电阻的中间节点用于引出分压电压。 

进一步的，所述放电电路是NMOS晶体管。 

根据本发明的第二方面，本发明提供了在另一个实例中提出了一种振荡器，其包括：依次串联的第一电阻、第二电阻和第三电阻，所述第一电阻的一端与电源相连，所述第三电阻的一端与地相连，所述第二、三电阻的中间节点提供一分压电压；串联相连的第四电阻和电容，所述第四电阻的一端与所述第一、二电阻的中间节点相连，所述电容的一端与地相连，所述电源通过第一电阻及第四电阻对所述电容进行充电；比较电路及放电电路。其中所述比较电路比较电容的压降与所述分压电压，在所述电容的压降大于或等于所述分压电压时，所述比较电路输出放电控制信号控制所述放电电路对所述电容进行放电，在所述电容的压降小于所述分压电压时，所述比较电路输出非放电控制信号控制所述放电电路停止对所述电容的放电。 

进一步的，所述比较电路经配置使得其输出的控制信号在到达放电电路的过程中经过预定时间的延迟。更进一步的，该延迟经配置足以保证在非放电控制信号到达放电电路时，所述放电电路已彻底完成对所述电容的放电。 

进一步的，所述放电电路是NMOS晶体管。 

根据本发明的第三方面，提供一种降压电源转换电路，其包括如第一方面或第二方面所述的振荡器。 

根据本发明的第四方面，本发明提供了一种降压电源转换电路，其包括：降压输出电路、分压网络、误差放大器、振荡器、脉宽调制比 较器、脉宽调制控制器。所述降压输出电路接收输入电压并根据所述脉宽调制控制器的控制生成输出电压。所述分压网络提供一反映输出电压大小的反馈电压。误差放大器接收所述反馈电压、比较所述反馈电压与一参考电压并输出两者的误差放大信号。振荡器生成与幅度输入电压成正比的三角波信号。脉宽调制比较器用于比较所述三角波信号与所述误差放大信号以生成脉宽调制方波信号。脉宽调制控制器，根据所述脉宽调制方波信号控制所述降压输出电路生成输出电压。 

进一步的，所述振荡器包括分压电路、充电电阻、电容、比较电路和放电电路。其中所述分压电路与所述输入电压相连，并提供反映输入电压的分压电压；所述输入电压通过所述充电电阻对所述电容进行充电；所述比较电路比较电容的压降与所述分压电压，在所述电容的压降大于或等于所述分压电压时，所述比较电路输出放电控制信号控制所述放电电路对所述电容进行放电，在所述电容的压降小于所述分压电压时，所述比较电路输出非放电控制信号控制所述放电电路停止对所述电容的放电。 

进一步的，所述振荡器包括：依次串联的第一电阻、第二电阻和第三电阻，所述第一电阻的一端与输入电压相连，所述第三电阻的一端与地相连，所述第二、三电阻的中间节点提供一分压电压；串联相连的第四电阻和电容，所述第四电阻的一端与所述第一、二电阻的中间节点相连，所述电容的一端与地相连，所述输入电压通过第一电阻及第四电阻对所述电容进行充电；比较电路及放电电路。其中所述比较电路比较电容的压降与所述分压电压，在所述电容的压降大于或等于所述分压电压时，所述比较电路输出放电控制信号控制所述放电电路对所述电容进行放电，在所述电容的压降小于所述分压电压时，所述比较电路输出非放电控制信号控制所述放电电路停止对所述电容的放电。 

与现有技术相比，在本发明的技术方案中，采用振荡幅度与输入电压成正比的振荡器，可以大大提高对输入电源电压VIN变化的瞬态响应。同时，所述振荡器的体积也可以做的比较小。 

附图说明

下面将参照附图对本发明的具体实施方案进行更详细的说明，附图中： 

图1A为一种降压电源转换器的电路图； 

图1B为另一种降压电源转换器的电路图； 

图2示出了脉宽调制方波信号的形成原理图； 

图3为现有技术中降压电源转换器的振荡器的具体实施电路图； 

图4为本发明中降压电源转换器的改进振荡器的第一实施例的电路图； 

图5为本发明中降压电源转换器的改进振荡器的第二实施例的电路图；和 

图6是本发明中使用改进振荡器后的脉宽调制方波信号的形成原理图。 

具体实施方式

本发明是对图1A和1B的改进。因此，有必要了解图1A和1B的具体细节和工作过程。 

图1A和1B为两种降压电源转换器的电路图，两者的区别在于降压输出电路的实现上。如背景技术中所描述的那样，所述降压电源转换电路通常包括降压输出电路(Buck Output Circuit)、由电阻R1和电阻R2组成的分压网络、误差放大器(Error Amplifier)、振荡器(Oscillator，简称OSC)、脉宽调制比较器(Pulse Width Modulation Comparator，简称PWMComparator)、脉宽调制控制器(PMW Controller)。为了清楚简明，上述各模块的功能这里就不再重复赘述了。 

参看图1A所示，所述降压输出电路包括一PMOS晶体管MP1、二极管D1、输出电感L1和输出电容C1。其中晶体管MP1的源极与输入电压VIN相连，所述二极管D1的正极与地相连，所述二极管D1的负极与晶体管MP1的漏极相连，输出电感L1的第一端与晶体管MP1的漏极相连，所述输出电感L1的第二端与所述输出电容C1的第一端相连，所述输出电容C1的第二端与地相连。所述晶体管MP1的栅极连接所述脉宽调制控制器的输出端，所述输出电容C1的第一端作为输出电压VO输出端。这样，所述脉宽调制控制器根据脉宽调制方波信号PWMO可以控制所述晶体管MP1的导通和截止。 

参看图1B所示，所述降压输出电路包括一PMOS晶体管MP1、一NOMOS晶体管MN1、输出电感L1和输出电容C1。其中晶体管MP1的源极与输入电压VIN相连，所述晶体管MN1的漏极与晶体管MP1的漏极相连，所述晶体管MN1的源极与地相连，输出电感L1的第一端与晶体管MP1的漏极相连，所述输出电感L1的第二端与所述输出电容C1的第一端相连，所述输出电容C1的第二端与地相连。所述晶体管MP1的栅极与所述脉宽调制控制器的正相输出端相连，所述晶体管MP1的栅极与所述脉宽调制控制器的反相输出端相连，所述输出电容C1的第一端作为输出电压VO输出端。所述脉宽调制控制器根据脉宽调制方波信号PWMO可以控制所述晶体管MP1和MN1的开关状态，其中MP1的开关状态与MN1的开关状态相反，即MP1导通时，MN1截止；MP1截止时，MN1导通。MP1和MN1的导通时间之间还有一定的间隔来确保MP1和MN1不会同时导通，这一间隔时间也被称为死区时间(dead time)。 

图1A所示的是异步整流的降压型电源转换器，图1B所示的是同步整流的降压型电源转换器。一般而言，同步整流的降压型电源转换器具有更高的效率，原因是当晶体管MN1导通时的电压降很小，在其上的能量损耗更小，而异步整流的降压型电源转换器中二极管D1在导通时的电压降更大，其上的能量损耗更大，效率较低。 

为了提高对输入电源电压VIN变化的瞬态响应，本发明采用了幅度与输入电源电压VIN成正比的三角波信号RAMP来替代传统的恒定幅度的三角波信号RAMP。由于降压电源转换电路的稳定脉宽调制信号的占空比应该等于： 

$D=\frac{\mathrm{VO}}{\mathrm{VIN}}=\frac{\mathrm{Ve}}{\mathrm{VM}}$

其中，VO为稳定后的输出电压，VIN为输入电源电压，Ve为误差电压，VM为三角波的幅度。 

由上式可以看出，如果VM正比于VIN，即满足： 

VM＝α·VIN 

则当VIN变化时，VM会迅速随之变化，如Ve不变，则占空比直接变 化到最终所需要的稳态值，如图6所示。即当VIN变化时，Ve不需改变，系统即可稳定。这样对输入电源电压VIN的变化就不依赖于环路对Ve的调整速度，实现快速响应的效果。与环路对Ve的调整速度远低于开关频率的情况相比，本发明采用具有前馈效应振荡器的降压电源转换系统的输入响应在一个开关周期内即可完成。 

图4为本发明中降压电源转换器的改进振荡器的第一实施例的电路图。所述改进振荡器的振荡信号的频率与输入电压VIN无关，该改进振荡器的振荡信号的幅度与输入电压VIN成正比。 

如图4所示，所述振荡器包括电阻R1、R3和R4、电容C1、比较器、NMOS晶体管MN3。其中，所述电阻R1和R3依次串联于电源电压VDD与地之间，电阻R1和R3之间的中间节点连接至比较器的反相输入端，电阻R4与电容C1依次串联于电源电压VDD与地之间，C1的与电阻R4连接的一端，即电容C1的第一连接端与比较器的正相输入端相连，所述比较器的输出端与晶体管MN3的栅极相连，所述晶体管MN3的漏极与所述电容的第一连接端相连，所述晶体管MN3的源极与地相连。 

其中电阻R1与R3形成一个分压电路，通过中间节点提供一个分压电压给比较器的反相输入端，电源电压VDD通过所述电阻R4给所述电容C1充电。所述比较器通过其正向输入端检测电容C1上的压降，即电容C1的第一连接端上的电压。在电容C1的第一连接端上的电压大于等于分压电压时，所述比较器发生翻转输出高电平，所述晶体管MN3导通其源极和漏极以给所述电容C1进行放电。在电容C1的第一连接端上的电压小于分压电压时，所述比较器发生翻转输出低电平，所述晶体管MN3截止以停止给所述电容C1进行放电，下一个充电周期开始。在一个例子中，放电电流远大于充电电流，并且所述比较器发生翻转后输出信号需要经过一定的延迟才能到达MN3的栅极，因此MN3放电时会将电容C1的第一连接端上的电压放至地。在另一个例子中，MN3放电并不将电容C1上的电压放至地，而是下降为原电平的一个分数，例如0.5倍。 

所述电容C1的第一连接端上的电压就是所述振荡器的三角波信号RAMP，其中所述电容C1的第一连接端上的电压的最大值就是三角波信号RAMP的幅度VM。所述分压电压作为比较器的参考电压，其直接决定了三 角波信号的幅度VM。 

因此，三角波信号的幅度VM与电源电压VDD满足下面的公式： 

$\mathrm{VM}=\frac{\mathrm{VDD}*R3}{R1+R3}=\mathrm{\α}*\mathrm{VDD}$

其中VDD就相当于前文中提到的VIN，这样该振荡器输出的三角波信号的幅度VM就与电源电压VDD成正比关系。 

下面再求取图4中振荡器的三角波信号的周期。 

根据流过R3的电流等于流过R1的电流，可知： 

$\frac{V3}{R3}=\frac{\mathrm{VIN}}{R1+R3}$

则 $V3=\frac{R3}{R1+R3}.\mathrm{VIN}=\mathrm{Vx}{|}_{t=T}$

其中Vx|_t＝T是指在T时刻的Vx的值。 

列出电容C1的电容电压方程为： 

$\frac{\mathrm{VIN}-\mathrm{Vx}}{R4}=C1\·\frac{\mathrm{dVx}}{\mathrm{dt}}$

变形为： $\mathrm{dt}=\frac{R4\·C1\·\mathrm{dVx}}{\mathrm{VIN}-\mathrm{Vx}}$

等式两边求积分可得： 

$T=R4\·C1\·\ln \frac{\mathrm{VIN}}{\mathrm{VIN}-\mathrm{Vx}{|}_{t=T}}=R4\·C1\·\ln \frac{N}{N-1}$

其中 $N=\frac{R1+R3}{R3},$ 一般N＝7左右，T为三角波信号的周期。 

一般降压电源转换器中设计的振荡频率为100KHz～2MHz，便携式电子设备中的降压电源转换器一般使用1MHz的频率，则周期为1uS。对于图4的实施方案，如果R4为1Mohm，N为7，则，C1需6.49pF。为了实现较好的线性度，需采用poly-poly电容，一般1pF电容需要4个20um×20um的电容，6.49pF则需要很大的芯片面积(26个20um×20um)，1Mohm的电阻也将消耗非常大的芯片面积。总体来讲，上述方案虽能达到设计要求， 但占用芯片面积较大。 

因此，本发明又提出了一种较佳的实施方式以克服上述占用芯片面积大的问题。图5是本发明中降压电源转换器的改进振荡器的第二实施例的电路图。所述该进振荡器的振荡信号的频率与输入电压VIN无关，该改进振荡器的振荡信号的幅度与输入电压VIN成正比。 

如图5所示，所述振荡器包括电阻R1、R2、R3和R4、电容C1、比较器、NMOS晶体管MN3。其中，所述电阻R1、R2和R3依次串联于电源电压VDD与地之间，电阻R2和R3的中间节点连接至比较器的反相输入端，电阻R4与电容C1依次串联于电阻R1和R2的中间节点与地之间，C1的与电阻R4连接的一端，即电容C1的第一连接端与比较器的正相输入端相连，所述比较器的输出端与晶体管MN3的栅极相连，所述晶体管MN3的漏极与所述电容的第一连接端相连，所述晶体管MN3的源极与地相连。 

其中电阻R1、R2与R3形成一个分压电路，通过R2和R3的中间节点提供一个分压电压V3给比较器的反相输入端，电源电压VDD通过所述电阻R1、R4给所述电容C1充电。所述比较器通过其正向输入端检测电容C1上的压降，即电容C1的第一连接端上的电压Vx。在电容C1的第一连接端上的电压Vx大于等于所述分压电压V3时，所述比较器发生翻转输出高电平，所述晶体管MN3导通其源极和漏极以给所述电容C1进行放电。在电容C1的第一连接端上的电压Vx小于分压电压V3时，所述比较器发生翻转输出低电平，所述晶体管MN3截止以停止给所述电容C1进行放电，下一个充电周期开始。通常，放电电流远大于充电电流，并且所述比较器发生翻转后输出信号需要经过一定的延迟才能到达MN3的栅极，因此MN3放电时会将电容C1的第一连接端上的电压放至地。 

所述电容C1的第一连接端上的电压就是所述振荡器的三角波信号RAMP，其中所述电容C1的第一连接端上的电压的最大值就是三角波信号RAMP的幅度VM。所述分压电压V3作为比较器的参考电压，其直接决定了三角波信号的幅度VM。 

下面介绍一下所述三角波的幅度VM的求取过程。 

根据流过R1的电流等于流过R2、R3的电流加上流过R4的电流，则： 

$\frac{\mathrm{VIN}-V2}{R1}=\frac{V3}{R3}+\frac{V2-\mathrm{Vx}}{R4}$

根据流过R2的电流等于流过R3的电流，则： 

$\frac{V2-V3}{R2}-\frac{V3}{R3}$

求解上述公式，可得： 

$V2=(1+\frac{R2}{R3})\·V3,$ $V3=(\frac{R3\·\mathrm{VIN}}{R1}+\frac{R3\·\mathrm{Vx}}{R4})\·\frac{1}{1+\frac{R2+R3}{R1}+\frac{R2+R3}{R4}}$

当V3＝Vx时，Vx＝Vx|_t＝T，则有： 

$Vx{|}_{t=T}=V3=\mathrm{VM}=\frac{\mathrm{VIN}\·R3}{R1+R2+R3+\frac{R1\·R2}{R4}}=\mathrm{\α}*\mathrm{VIN}$

这样可以看出，该振荡器输出的三角波信号的幅度VM与电源电压VIN成正比关系。 

下面再介绍一下图5中振荡器的三角波信号的周期的计算过程。 

根据流过R1的电流等于流过R2、R3的电流加上流过R4的电流，则： 

$\frac{\mathrm{VIN}-V2}{R1}=\frac{V3}{R3}+\frac{V2-\mathrm{Vx}}{R4}$

根据流过R2的电流等于流过R3的电流，则： 

$\frac{V2-V3}{R2}=\frac{V3}{R3}$

求解上述公式，可得： 

$V2=(1+\frac{R2}{R3}).V3,$ $V3=(\frac{R3\·\mathrm{VIN}}{R1}+\frac{R3\·\mathrm{Vx}}{R4}).\frac{1}{1+\frac{R2+R3}{R1}+\frac{R2+R3}{R4}}$

当V3＝Vx时，Vx＝Vx|_t＝T，则有： 

$\mathrm{Vx}{|}_{t=T}=V3=\frac{\mathrm{VIN}\·R3}{R1+R2+R3+\frac{R1\·R2}{R4}}$

设V2＝A·VIN+B·Vx 

其中： 

$A=\frac{(R2+R3)}{R1+R2+R3+\frac{R1\·(R2+R3)}{R4}}$

$B=\frac{(R2+R3)}{R4+R2+R3+\frac{R4.(R2+R3)}{R1}}$

列出电容C1的电容电压方程为： 

$\frac{V2-\mathrm{Vx}}{R4}=C1.\frac{\mathrm{dVx}}{\mathrm{dt}}$

变形为： 

$\mathrm{dt}=\frac{R4\·C1\·\mathrm{dVx}}{A\·\mathrm{VIN}-(1-B)\·\mathrm{Vx}}$

等式两边求积分可得： 

$T=\frac{R4\·C}{1-B}\·\{\ln (A\·\mathrm{VIN})-\ln [A\·\mathrm{VIN}-(1-B)\·\mathrm{Vx}{|}_{t=T}\left]\right\}=\frac{R4\·C}{1-B}\·\ln \frac{A\·\mathrm{VIN}}{A\·\mathrm{VIN}-(1-B)\·\mathrm{Vx}{|}_{t=T}}$

$T=\frac{R4\·C}{1-B}\·\ln K$

其中， $K=\frac{(R2+R3)\·(R1+R2+R3+\frac{R1\·R2}{R4})}{(R2+R3)\·(R1+R2+\frac{R1\·R2}{R4})-R1\·R3}$

可以看出，K的值可以被设计得比较大，这样R4·C的值就可以设计得相对较小。对于图5的实施方案，可设计R1＝2Mohm，R2＝1/30Mohm，R3＝7/20Mohm，R4＝1Mohm，那么Vx|_t＝T＝(1/7).VIN，1/(1-B)＝189/143，K＝2.19，实现T＝1uS，仅需C1＝0.345pF，与图4中需要C1＝6.49pF相比，约为原C1的1/18.8，极大的节省了面积。 

这样可在达到设计要求的同时，也可以明显降低芯片的占用面积。 

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。 

Claims (13)

1.一种振荡器，其特征在于，其包括分压电路、充电电阻、电容、比较电路和放电电路，其中：

所述分压电路与电源相连，并提供反映电源电压的分压电压；

所述电源通过所述充电电阻对所述电容进行充电；其中

所述比较电路比较电容的压降与所述分压电压，在所述电容的压降大于或等于所述分压电压时，所述比较电路输出放电控制信号控制所述放电电路对所述电容进行放电，在所述电容的压降小于所述分压电压时，所述比较电路输出非放电控制信号控制所述放电电路停止对所述电容的放电。

2.如权利要求1所述的振荡器，其特征在于：所述比较电路经配置使得其输出的控制信号在到达放电电路的过程中经过预定时间的延迟。

3.如权利要求2所述的振荡器，其特征在于：所述延迟经配置足以保证在非放电控制信号到达放电电路时，所述放电电路已彻底完成对所述电容的放电。

4.如权利要求1所述的振荡器，其特征在于：所述分压电路包括相互串联的第一电阻和第二电阻，所述第一电阻和所述第二电阻的中间节点用于引出分压电压。

5.如权利要求1所述的振荡器，其特征在于：所述放电电路是NMOS晶体管。

6.一种振荡器，其特征在于，其包括：

依次串联的第一电阻、第二电阻和第三电阻，所述第一电阻的一端与电源相连，所述第三电阻的一端与地相连，所述第二、三电阻的中间节点提供一分压电压；

串联相连的第四电阻和电容，所述第四电阻的一端与所述第一、二电阻的中间节点相连，所述电容的一端与地相连，所述电源通过第一电阻及第四电阻对所述电容进行充电；

比较电路及放电电路；其中

所述比较电路比较电容的压降与所述分压电压，在所述电容的压降大于或等于所述分压电压时，所述比较电路输出放电控制信号控制 所述放电电路对所述电容进行放电，在所述电容的压降小于所述分压电压时，所述比较电路输出非放电控制信号控制所述放电电路停止对所述电容的放电。

7.如权利要求6所述的振荡器，其特征在于：所述比较电路经配置使得其输出的控制信号在到达放电电路的过程中经过预定时间的延迟。

8.如权利要求7所述的振荡器，其特征在于：所述延迟经配置足以保证在非放电控制信号到达放电电路时，所述放电电路已彻底完成对所述电容的放电。

9.如权利要求6所述的振荡器，其特征在于：所述放电电路是NMOS晶体管。

10.一种降压电源转换电路，其特征在于包括如权利要求1-5之一所述的振荡器或权利要求6-9之一所述的振荡器。

11.一种降压电源转换电路，其特征在于，其包括：降压输出电路、分压网络、误差放大器、振荡器、脉宽调制比较器、脉宽调制控制器，其中

所述降压输出电路接收输入电压并根据所述脉宽调制控制器的控制生成输出电压；

所述分压网络提供一反映输出电压大小的反馈电压；

误差放大器接收所述反馈电压、比较所述反馈电压与一参考电压并输出两者的误差放大信号；

振荡器生成幅度与输入电压成正比的三角波信号；

脉宽调制比较器用于比较所述三角波信号与所述误差放大信号以生成脉宽调制方波信号；和

脉宽调制控制器，根据所述脉宽调制方波信号控制所述降压输出电路生成输出电压。

12.如权利要求11所述的降压电源转换电路，其特征在于：所述振荡器包括分压电路、充电电阻、电容、比较电路和放电电路，其中：

所述分压电路与所述输入电压相连，并提供反映输入电压的分压电压；

所述输入电压通过所述充电电阻对所述电容进行充电；

所述比较电路比较电容的压降与所述分压电压，在所述电容的压 降大于或等于所述分压电压时，所述比较电路输出放电控制信号控制所述放电电路对所述电容进行放电，在所述电容的压降小于所述分压电压时，所述比较电路输出非放电控制信号控制所述放电电路停止对所述电容的放电。

13.如权利要求11所述的降压电源转换电路，其特征在于：所述振荡器包括：

依次串联的第一电阻、第二电阻和第三电阻，所述第一电阻的一端与输入电压相连，所述第三电阻的一端与地相连，所述第二、三电阻的中间节点提供一分压电压；

串联相连的第四电阻和电容，所述第四电阻的一端与所述第一、二电阻的中间节点相连，所述电容的一端与地相连，所述输入电压通过第一电阻及第四电阻对所述电容进行充电；

比较电路及放电电路；其中

所述比较电路比较电容的压降与所述分压电压，在所述电容的压降大于或等于所述分压电压时，所述比较电路输出放电控制信号控制所述放电电路对所述电容进行放电，在所述电容的压降小于所述分压电压时，所述比较电路输出非放电控制信号控制所述放电电路停止对所述电容的放电。 

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