CN102624228B - 一种pwm控制dc-dc转换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种电压反馈型PWM控制DC-DC转换器，它包括PWM控制电路，驱动电路，反馈回路，功率级以及软启动电路。PWM控制电路使用一种新型转换电路实现误差信号由电压域至电流域最后至时域的转换，替代传统结构中的误差放大器和比较器，从而消除了误差放大器输出高阻节点产生的极点，增强了环路稳定性，同时扩展了电路的工作带宽，工作频率的提高减少了片外电感、电容，更有利于系统集成；此外，通过周期性的控制跨导放大器的工作，降低了控制电路的平均静态功耗，进一步提高了转换器的效率；最后，由于PWM控制方式工作在固定的频率下，具有更好的噪声性能。适用于便携设备、消费电子及对噪声性能要求较高的射频收发芯片等领域。

Description

一种PWM控制DC-DC转换器

技术领域

本发明属于集成电路设计与系统应用领域，涉及一种高效率低噪声的DC-DC转换器，特别涉及采用PWM控制方式的DC-DC转换器。

背景技术

电源管理模块是芯片设计中的关键电路，它决定了整颗芯片的工作状态，DC-DC转换器是开关电源的一种，一般由主电路和控制电路构成。构成开关电源主电路的元件，包括输入电源、开关管、整流管以及储能电感、滤波电容和负载，它们共同完成电能的转换和传递，合称为功率级。控制电路则通过控制功率开关管的通断，实现调节输出电压恒定在设定值的要求，从而控制主电路的工作状态，使主电路从输入电源处获得的能量和传送到负载的能量维持平衡。通常，当输入电压及输出端的负载在一定范围内变化时，负载电压可以维持恒定。

DC-DC转换器主要的特点是高效率(最高可达到90％以上)、低功耗及输出电压变换灵活(降压、升压、负压)。但是，与此同时，DC-DC电源稳压器的输出纹波和开关噪声较大、成本相对较高、且容易产生EMI干扰。

降压型DC-DC转换器可以有多种调制方式，调制方式是指为实现想要的输出电压，产生开关信号的控制方式。为使开关电源输出电压稳定在一定的精度，开关电源普遍采用反馈控制技术。目前主流的调制方式有脉冲宽度调制方式(Pulse Width Modulation，PWM)、脉冲频率调制方式(Pulse Width Modulation，PFM)，还有一种介于两者之间的跨周期调制方式(Pulse cycle Skip Modulation，PSM)。

PWM控制方式是在脉冲频率一定的情况下，通过调整脉冲的占空比来控制功率管的开和关，由于脉冲频率固定，降低了片外LC滤波网络的设计难度，具有更好的噪声性能，但是，在轻载的状态下，由于仍然维持较高的工作频率，驱动损耗和功率管的开关损耗占据主导地位，大大降低了工作效率。近年来，学术界对提高轻载状态下PWM控制的效率也做了研究，如S.Musunuri和P.Chapman在IEEE Power Electronics Letters发表的论文“Improvement oflight-load efficiency using width-switching scheme for CMOS transistors”。

PFM调制方式是将脉冲宽度固定，通过改变开关频率来调节占空比，PFM控制最大的优点是在轻载的条件下，工作频率非常低，电路长时间处于空闲状态，静态电流很小，大幅提高了工作效率，如J.Xiao等在IEEE Journal ofSolid-State Circuits上发表的论文“A 4-uA quiescent current dual-mode digitallycontrolled buck converter IC for cellular phone applications”。

H.W.Huang等人在2007年在IEEE Journal of Solid-State Circuits上发表了论文“Dithering skip modulation，width and dead time controllers in highly efficientdc-dc converters for system-on-chip applications”，提出了PSM工作方式，这种控制方式介于PWM和PFM之间，通过采用高低不同的电压门限将输出电压限制在预先设好的电压波动范围内。

发明内容

本发明目的是为了克服已有技术的缺陷，提出一种PWM控制DC-DC转换器，实现了一种高效率低噪声的降压型DC-DC转换器。

本发明目的是通过以下的技术方案来实现：所述PWM控制DC-DC转换器包括：第七PMOS管源级接电源电压，栅极接正向时钟控制信号，漏极接电流偏置管的栅极，电流偏置管漏极接跨导放大器，控制跨导放大器的周期性工作；第一PMOS管和第二PMOS管构成差分对，作为将误差电压转化为误差电流的跨导放大器的主放大管；第一NMOS管、第三NMOS管和第二NMOS管、第四NMOS管连接成低压共源共栅的形式，作为跨导放大器的负载；跨导放大器的负载连接可配置电流镜，所述可配置电流镜将误差电流按照一定的比例镜像至后级电路，可配置的电流比例用来适应不同工作频率的需要；后级电路包括：第三PMOS管、第四PMOS管、第五PMOS管为开关管，第三PMOS管和第五PMOS管的源级接至电源电压，栅极接正向时钟控制信号，漏极接第四PMOS管的漏级，第四PMOS管的源级接至所述可配置电流镜的输出，第四PMOS管漏极接至第六PMOS管的栅极；电容一端接到电源，另外一端接到第六PMOS管的栅极，第六PMOS管源级接电源电压，漏极连接第五NMOS管漏极，第四PMOS管栅极和第五NMOS管栅极接反向时钟控制信号，第六PMOS管和第五NMOS管的漏极连接点输出PWM控制信号至功率级电路，功率级电路连接片外滤波电路、负载和电压反馈电路。

所述功率级电路包括：PWM控制信号经逻辑电路处理后产生控制信号连接PMOS功率管栅极，控制PMOS功率管的开启和关闭，所述PMOS功率管漏极连接至片外二极管整流电路，以及片外滤波电路、负载和电压反馈电路；所述PMOS功率管上并联有一个第零PMOS管，第零PMOS管对流过PMOS功率管的电流进行采样，送至软启动电路进行判决，软启动电路再输出到所述逻辑电路形成反馈。

所述功率级电路包括：PWM控制信号经逻辑电路处理后分别产生第一路控制信号和第二路控制信号，分别连接PMOS功率管栅极和NMOS功率管栅极，控制PMOS功率管和NMOS功率管的开启和关闭，PMOS功率管和NMOS功率管的漏极连接点接至片外滤波电路、负载和电压反馈电路；所述PMOS功率管上并联有第零PMOS管，NMOS功率管上并联有第零NMOS管，所述第零PMOS管和第零NMOS管对流过PMOS功率管和NMOS功率管的电流进行采样，送至软启动电路进行判决，软启动电路再输出到所述逻辑电路形成反馈。

所述软启动电路采用电压限制或采用电流限制，防止芯片上电时浪涌电流和过冲电压。

所述跨导放大器的一端输入VREF是由片内集成的带隙基准电路产生的基准电压，另一端输入VFB是DC-DC转换器输出电压经过片外电压反馈电路后的电压，所述可配置电流镜为跨导放大器提供偏置电流I_bias，当VFB和VREF相等的时候，流经跨导放大器的两路负载的电流也相等，均为0.5I_bias，而当存在一个误差电压V_err＝VREF-VFB时，流经跨导放大器的两路负载的电流便均带有了误差信号，电流大小分别为0.5(I_bias-G_mV_err)和0.5(I_bias+G_mV_err)，其中G_m是第一PMOS管和第二PMOS管的小信号跨导。

本发明的优点是：

1，采用频率固定的PWM作为开关电源的调制模式，使电路具有更好的噪声性能。

2，具有更高的工作频率，避免了工作频率的谐波对射频接收机等电源敏感电路的影响，减小了输出电压纹波，并可以使用更小的片外电感电容元件，节省了成本和面积。

3，将误差电压转换为误差电流的跨导放大器周期性工作，节省了误差电流被旁路至电源电压半个周期内的功耗，使平均静态功耗减小一半，进一步提高了转换器的效率。

4，跨导放大器不存在输出高阻节点，具有更宽的带宽，因而在较高的工作频率下仍保持很小的静态功耗，使DC-DC转换器无论在轻载还是重载状态下均保持较高效率。

5，由于跨导放大器不存在输出高阻节点，从系统的角度上减少了一个极点，增强了环路的稳定性，同时也不再需要零极点补偿电路，降低了电路的复杂度。

附图说明

图1为本发明PWM控制DC-DC转换器电路图。

图2为本发明的PWM型DC-DC转换器的小信号模型系统图。

图3为本发明的DC-DC转换器效率随负载的变化曲线。

图4为本发明DC-DC转换器效率随工作频率的变化曲线。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的说明。

对于对电源非常敏感的无线通信应用来说，开关电源的噪声性能是系统设计时需要考虑的重要因素，由于PWM的工作频率固定，具有更低的电磁干扰(EMI，electromagnetic interference)，因此本发明选择了PWM作为调制方式。

另外，当DC-DC转换器应用于低中频接收机时，其工作频率的谐波有可能会落在中频带内，从而影响整个接收机的性能，因此，设计的DC-DC转换器应尽可能的工作在较高频率。同时，由于Buck型开关电源的输出电压纹波为：

$\mathrm{\ΔVout}=\frac{\frac{1}{2}\×\frac{V_{\mathrm{in}}\·D(1-D)\·T}{2\·L}\×\frac{T}{2}}{C}=\frac{V_{\mathrm{out}}}{{8\mathrm{LCf}}^2}(1-\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}})---\left(1\right)$

式中V_out为输出电压，V_in为输入电压，L、C分别为片外滤波电路的电感、电容值，f为工作频率，因此提高DC-DC的工作频率还有利于降低输出电压纹波，或者在输出纹波一定的情况可以使用更小的片外LC元件，节省PCB板的面积。

为实现在较高的工作频率下，仍保持较高的转换效率，本发明提出了一种新型的PWM控制方式，控制电路主要包括两部分，一是将误差电压转化为误差电流的跨导放大器，二是使用误差电流调制开关信号占空比的电路。跨导放大器的一端输入VREF是由片内集成的带隙基准电路产生的基准电压，另一端输入VFB是DC-DC转换器输出电压经过片外电压反馈网络后的电压，可配置电流镜为跨导放大器提供偏置电流I_bias，当VFB和VREF相等的时候，流经跨导放大器的两路负载的电流也相等，均为0.5I_bias，而当存在一个误差电压V_err＝VREF-VFB时，流经两路负载的电流便均带有了误差信号，电流大小分别为0.5(I_bias-G_mV_err)和0.5(I_bias+G_mV_err)，G_m是跨导放大器输入管的小信号跨导。由于两路负载管均工作在饱和区，且只通过共源共栅电流镜结构连接至后级电路，所以跨导放大器的不存在输出高阻节点，因而跨导放大器的带宽较宽，当我们使用较高频率的时钟时，不必通过增加功耗来换取跨导放大器的带宽，这也是我们需要的在较高的工作频率下仍保持较高效率的先决条件。此外，从零极点分析的角度考虑，由于主极点位于极高频率处，跨导放大器具有非常好的环路稳定性。

由于后级控制电路在半个时钟周期内将误差电流旁路至电源，因此在这半个周期内跨导放大器可以停止工作，以减小平均静态电流，通过控制跨导放大器的尾电流，实现其周期性的工作，从而进一步提高了转换器的效率。跨导放大器的增益主要由放大管的跨导决定，为获得足够大的增益，本发明使用了宽长比较大的PMOS管作为放大管，另外增大偏置电流可以获得更大的增益，但代价是增加了电路的静态功耗，因此在设计时需要在二者之间进行trade-off分析，找到最优的平衡点。

DC-DC转换器的输入电压范围同样是一个重要指标。本发明中大部分MOS管使用耐压3.3V的管子，可保证在最高5V的电源电压下仍可正常工作；当电源电压降低时，由于多个管子堆叠，电压余度限制了每个管子都能正常工作在饱和区，为解决此问题，本发明使用了耐压1.8V的管子作为跨导放大器的放大管，由于它具有更小的阈值电压，因而提高了电压余度，另外共源共栅电流镜使用了低电压结构，在保证镜像电流精度的同时尽可能的节省了电压余度。

误差电流到功率管开关信号的转换电路由逻辑控制开关管和一个电容组成，固定频率的正向和反向时钟信号分别加在开关管的栅极控制它们的开启或关断，并通过对电容的充放电来控制Control信号的产生。当CLKP为低电平，CLKN为高电平时，误差电流信号经可配置镜像电流镜后被旁路到电源，电容C0的B端连接到电源上，输出控制信号的PMOS管关断，Control信号为低；当CLKP为高电平，CLKN为低电平时，误差电流信号对电容C0的B端放电，B端电压逐渐下降，当电压下降超过PMOS管的阈值电压时，PMOS管导通，Control信号输出高电平，只要在PWM控制信号占空比M和电压误差信号之间建立负反馈关系，便可得到一个稳定的环路。

本发明所述的PWM控制DC-DC转换器包括PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)控制电路、驱动电路、具有软启动功能的限流电路、功率级以及反馈回路。如图1所示，第七PMOS管MP7源级接电源电压，栅极接正向时钟控制信号CLKP，漏极接电流偏置管MP0的栅极，控制跨导放大器的周期性工作；第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2构成差分对，作为将误差电压转化为误差电流的跨导放大器的主放大管；第一NMOS管M1、第二NMOS管M2和第三NMOS管M3，第四NMOS管M4连接成低压共源共栅电流镜的形式，作为跨导放大器的负载；可配置电流镜将误差电流按照一定的比例镜像至后级电路，可配置的电流比例用来适应不同工作频率的需要；第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第五PMOS管MP5为开关管，第三PMOS管MP3和第五PMOS管MP5的源级接至电源电压，栅极接正向时钟控制信号CLKP，漏极接第四PMOS管MP4的漏级，第四PMOS管MP4的源级接至所述可配置电流镜的输出，第四PMOS管MP4漏极接至第六PMOS管MP6的栅极；电容C0一端接到电源，另外一端接到第六PMOS管MP6的栅极，当第四PMOS管MP4打开，对电容C0进行放电，B端电压会以镜像误差电流的斜率下降。第六PMOS管MP6和第五NMOS管M5接成类似反相器的形式，第六PMOS管MP6源级接电源电压，漏极连接第五NMOS管M5漏极，第四PMOS管MP4栅极和第五NMOS管M5栅极接反向时钟控制信号CLKN，第六PMOS管MP6和第五NMOS管M5的漏极连接点输出PWM控制信号至功率级电路，功率级电路连接DC-DC转换器的片外元件，该片外元件由电感和电容组成的滤波电路、负载和电压反馈电路组成。

功率级可采用PMOS管加片外二极管整流电路，也可以使用片内有源功率NMOS管来代替片外二极管，起到整流的作用，这样不仅节省了片外元件，还可以降低整流损耗，提高芯片效率。两种方案分别为：(1)PWM控制信号经逻辑电路处理后产生控制信号连接PMOS功率管栅极，控制PMOS功率管的开启和关闭，所述PMOS功率管漏极连接至片外二极管整流电路，以及片外滤波电路、负载和电压反馈电路；所述PMOS功率管上并联有一个第零PMOS管，第零PMOS管对流过PMOS功率管的电流进行采样，送至软启动电路进行判决，软启动电路再输出到所述逻辑电路形成反馈。(2)PWM控制信号经逻辑电路处理后分别产生第一路控制信号VCTRLP和第二路控制信号VCTRLN，分别连接PMOS功率管MP栅极和NMOS功率管MN栅极，控制PMOS功率管MP和NMOS功率管MN的开启和关闭，PMOS功率管MP和NMOS功率管MN的漏极连接点接至片外滤波电路、负载和电压反馈电路；所述PMOS功率管MP上并联有第零PMOS管MPS，NMOS功率管MN上并联有第零NMOS管MNS，所述第零PMOS管MPS和第零NMOS管MNS对流过PMOS功率管MP和NMOS功率管MN的电流进行采样，送至软启动电路进行判决，软启动电路再输出到所述逻辑电路形成反馈。即图1所示的电路。当使用片内有源功率管代替片外二极管时，产生的PWM控制信号需要通过所述逻辑电路内的死区产生电路，再送给驱动级电路，死区时间保证了功率级PMOS管和NMOS管不会同时打开，防止出现过大的电流尖峰，并避免了额外功耗的损失。

片上集成了软启动电路以防止芯片上电时浪涌电流和过冲电压的出现，软启动电路即可采用电压限制的方法，也可以采用电流限制的方法。

下面结合图1、图2进一步说明获得高性能的具体实施方案。

图1上半部分是本发明的PWM控制方式电路。MP1，MP2，M1，M3，M2，M4组成了一个将误差电压转化为误差电流的跨导放大器，跨导放大器的一端输入VREF是由片内集成的带隙基准电路产生的基准电压，另一端输入VFB是DC-DC转换器输出电压经过反馈网络后的电压，PMOS管MP0提供偏置电流I_bias，跨导放大器的增益主要由放大管的跨导决定，为获得足够大的增益，MP1和MP2管的宽长比被设定为很大，同时使用耐压1.8V的管子，由于它具有更小的阈值电压，因而提高了电压余度，扩展了输入电压的范围。当VFB和VREF相等的时候，流经两路负载M1，M3和M2，M4的电流均为0.5I_bias，当存在一个误差电压V_err＝VREF-VFB时，流经M1，M3的电流为0.5(I_bias-G_mV_err)，流经M2，M4的电流为0.5(I_bias+G_mV_err)，两支路的电流均带有误差信号，M2、M4支路的误差电流经过可配置电流镜后被送给后级电路。

固定频率的正向和反向时钟信号分别加在MP3，MP5，MP4管的栅极和MP6，M5管的栅极，当CLKP为低电平，CLKN为高电平时，MP3管导通，MP4管关断，误差电流信号经可配置镜像电流镜后被旁路到电源，MP5管导通，电容C0的B端充电至电源电压，同时M5管开启，PWM信号输出低电平；当CLKP为高电平，CLKN为低电平时，MP3，MP5管关断，MP4管打开，误差电流信号0.5(I_bias+G_mV_err)经MP4管后对电容C0的B端放电，B端电压逐渐下降，当电压下降超过MP6管的阈值电压时，MP6管导通，PWM信号输出高电平，由公式：

V_THP·C0＝I_err·M·T_clk(2)

得到：

$M=\frac{V_{\mathrm{THP}}\·C0}{I_{\mathrm{err}}\·T_{\mathrm{clk}}}=\frac{V_{\mathrm{THP}}\·C0}{0.5(I_{\mathrm{bias}}+G_m\·V_{\mathrm{err}})\·T_{\mathrm{clk}}}---\left(3\right)$

式中V_THP为PMOS管MP6的阈值电压，T_clk为时钟的周期，M为PWM信号占空比，G_m是跨导放大器输入管的小信号跨导。由(3)式看出，只要在M和电压误差信号之间建立负反馈关系，便可得到一个稳定的环路。

注意到当CLKP为低电平时，误差电流被旁路至电源电压，此时跨导放大器的功耗被浪费掉，因此MP7管在此时开启，将跨导放大器的尾电流管关闭，这样使跨导放大器的平均静态电流减小了一半，进一步提高了转换器的效率。

本发明的输出功率级电路以及片外元件如图1下半部分所示，逻辑控制电路将生成的PWM控制信号经过一定的逻辑处理后产生驱动信号，主要由死区生成电路和驱动电路组成。为软启动电路防止在上电过程中产生浪涌电流和过冲电压。MPS、MNS管检测功率级的输出电流，用于过流保护和软启动。PMOS管MP和NMOS管MN为功率级输出管，使用片内NMOS管MN来代替片外二极管，起到整流的作用。当PMOS功率管MP打开时，电流流经片外电感26到负载，同时能量以磁能的形式储存在电感26中，当功率管关闭，由于电感电流不能突变，电感储存的能量释放出来，片外电容27起到储能元件和滤波的作用。虚线框内电阻R1、R2为片外电压反馈电路28，将输出电压按照一定比例分压后送回芯片，与片内基准电压进行比较，从而获得不同的输出电压值。

本发明基于小信号模型的DC-DC转换器系统如图2所示，反馈电压与基准电压的比较电路传递函数30，产生误差电压V_err。T_C是将误差电压转换为误差电流的跨导放大器的传递函数，T_M是误差电流转换为PWM控制信号的传递函数，T_S是PWM控制信号作用到功率管产生稳定的输出电压的传递函数。

由前述分析可得：

$T_C=\frac{{\∂I}_{\mathrm{err}}}{{\∂V}_{\mathrm{err}}}=0.5\·G_m---\left(4\right)$

$T_M=\frac{\∂M}{{\∂I}_{\mathrm{err}}}=-\frac{V_{\mathrm{THP}}\·C0}{{I_{\mathrm{err}}}^2\·T_{\mathrm{clk}}}=\frac{V_{\mathrm{THP}}\·C0}{0.25{(I_{\mathrm{bias}}+G_m\·V_{\mathrm{err}})}^2\·T_{\mathrm{clk}}}---\left(5\right)$

从(4)和(5)两式中看出，将误差电压转换为PWM控制信号的负反馈环路的系统函数中没有主极点的存在，因而其带宽被展宽，在较高的频率下仍然可以正常工作。由于工作频率的提高，可以使用更小的片外LC元件，节省了PCB面积，或者，由(1)式，在相同大小的LC元件下获得更小的电源纹波电压，有效降低噪声。同时，对于低中频接收机等应用场合，较高的工作频率有效降低了对中频带内的干扰。

对于PWM型DC-DC转换器，限制其效率的主要因素在于固定频率下的驱动损耗和开关损耗，以及在较高工作频率下的静态电流损耗，而本发明的有高带宽特点保证了其可以在较高的工作频率下仍仅消耗几十uA的静态工作电流，同时经过对驱动电路和功率管尺寸的优化，本发明可实现最高93.1％的工作效率。图3和图4分别为本发明实施例的DC-DC转换器效率随负载和工作频率的变化曲线。可以看出，本发明实施例在轻载条件下具有极高的转换效率，在负载小于100mA范围内均高于85％；随着工作频率的增加，转换效率会逐渐下降，但在16MHz的工作频率下，仍可保持80％以上的转换效率。

本发明使用一种新型的转换电路实现误差信号由电压域至电流域最后至时域的转换：

(1)由一个无高阻输出节点的差分跨导放大器将误差电压转化为误差电流，此跨导放大器的输入级使用低耐压管，以减小阈值电压，增加电压余度，使电路在2.4V到5V的输入电源电压范围以内均能正常工作。输入级两端分别接基准电压和反馈电压，基准电压由内部bandgap电路生成，反馈电压为输出电源电压经电阻分压网络后反馈回来。跨导放大器的负载为两管堆叠的共源共栅结构，两个管子均工作在饱和区，因此跨导放大器的输出节点并非高阻，跨导放大器仅起到将误差电压转化为误差电流的作用，具有很高的带宽。其中，共栅管的漏极接到共源管的栅极，以保证在输入电源电压较低的时候负载依然可以工作在饱和区。

(2)负载的一路通过共源共栅电流镜将误差电流镜像至后级电路，RC滤波电路加在电流镜的栅极以消除后级电路的时钟串扰。电流镜像比例为1∶2^N-2(1≤N≤5且为整数)可配置，以满足不同工作频率的要求，工作频率越高，就需要越高的镜像电流，可配置电流镜使电路可以工作在500K至20M的频率范围内。

本发明的DC-DC转换器中，后级电路通过时钟控制对电容的充放电产生PWM控制信号，电容的A端接输入电源电压，B端接反相器中PMOS管的栅极。当时钟电平为低时，镜像误差电流接入开关关闭，镜像误差电流被旁路至输入电源，电容B端被拉高到电源电压，PMOS管处于关断状态，输出低电平；当时钟电平为高时，镜像误差电流接入开关开启，误差电流被接到电容B端，对电容放电，电容B端的电压逐渐下降，由C·V＝I·t，电压下降斜率等于I/C，当电压下降超过V_THP时，PMOS管开启，输出高电平，可见输出信号高低电平的宽度和误差电流的大小有关，这样便产生了PWM控制信号。反相器中NMOS管栅极控制接反相时钟信号，以防止PMOS管和NMOS管同时导通产生不必要的电流损耗。

当输出电压偏小，电压误差经过跨导放大器转换后，使镜像误差电流变大，进而使PWM控制信号的高电平脉宽更宽，功率管导通更久的时间，使输出电压增大，形成一个稳定的负反馈回路。

和传统结构相比，由于没有使用误差放大器和比较器，消除了误差放大器输出高阻节点引入的极点，提高了环路稳定性，且不再需要片内补偿网络，降低了电路复杂度，同时，此结构的环路带宽得到扩展，可以工作在更高的频率，从而减小片外电感、电容，节省了PCB板上的面积。

本发明通过周期性的控制跨导放大器的工作和关断，降低了控制电路的平均静态功耗，进一步提高了转换器的效率。

Claims (5)

1. 一种PWM控制DC-DC转换器，其特征是，包括：第七PMOS管（MP7）源极接电源电压，栅极接正向时钟控制信号（CLKP），漏极接电流偏置管（MP0）的栅极，电流偏置管（MP0）漏极接跨导放大器，控制跨导放大器的周期性工作；第一PMOS管（MP1）和第二PMOS管（MP2）构成差分对，作为将误差电压转化为误差电流的跨导放大器的主放大管；第一NMOS管（M1）、第三NMOS管（M3）和第二NMOS管（M2）、第四NMOS管（M4）连接成低压共源共栅的形式，作为跨导放大器的负载；跨导放大器的负载连接可配置电流镜，所述可配置电流镜将误差电流按照一定的比例镜像至后级电路，可配置的电流比例用来适应不同工作频率的需要；后级电路包括：第三PMOS管（MP3）、第四PMOS管（MP4）、第五PMOS管（MP5）为开关管，第三PMOS管（MP3）和第五PMOS管（MP5）的源极接至电源电压，栅极接正向时钟控制信号（CLKP），第三PMOS管（MP3）的漏极接第四PMOS管（MP4）的源极，第五PMOS管（MP5）的漏极接第四PMOS管（MP4）的漏极，第四PMOS管（MP4）的源极接至所述可配置电流镜的输出，第四PMOS管（MP4）漏极接至第六PMOS管（MP6）的栅极；电容（C0）一端接到电源，另外一端接到第六PMOS管（MP6）的栅极，第六PMOS管（MP6）源极接电源电压，漏极连接第五NMOS管（M5）漏极，第四PMOS管（MP4）栅极和第五NMOS管（M5）栅极接反向时钟控制信号（CLKN），第六PMOS管（MP6）和第五NMOS管（M5）的漏极连接点输出PWM控制信号至功率级电路，功率级电路连接片外滤波电路、负载和电压反馈电路。

2.根据权利要求1所述的PWM控制DC-DC转换器，其特征在于，所述功率级电路包括：PWM控制信号经逻辑电路处理后产生控制信号连接PMOS功率管栅极，控制PMOS功率管的开启和关闭，所述PMOS功率管漏极连接至片外二极管整流电路，以及片外滤波电路、负载和电压反馈电路；所述PMOS功率管上并联有一个第零PMOS管，第零PMOS管对流过PMOS功率管的电流进行采样，送至软启动电路进行判决，软启动电路再输出到所述逻辑电路形成反馈。

3.根据权利要求1所述的PWM控制DC-DC转换器，其特征在于，所述功率级电路包括：PWM控制信号经逻辑电路处理后分别产生第一路控制信号（VCTRLP）和第二路控制信号（VCTRLN），分别连接PMOS功率管（MP）栅极和NMOS功率管（MN）栅极，控制PMOS功率管（MP）和NMOS功率管（MN）的开启和关闭，PMOS功率管（MP）和NMOS功率管（MN）的漏极连接点接至片外滤波电路、负载和电压反馈电路；所述PMOS功率管（MP）上并联有第零PMOS管（MPS），NMOS功率管（MN）上并联有第零NMOS管（MNS），所述第零PMOS管（MPS）和第零NMOS管（MNS）对流过PMOS功率管（MP）和NMOS功率管（MN）的电流进行采样，送至软启动电路进行判决，软启动电路再输出到所述逻辑电路形成反馈。

4.根据权利要求2或3所述的PWM控制DC-DC转换器，其特征在于，所述软启动电路采用电压限制或采用电流限制，防止芯片上电时浪涌电流和过冲电压。

5.根据权利要求1所述的PWM控制DC-DC转换器，其特征在于，所述跨导放大器的一端输入VREF是由片内集成的带隙基准电路产生的基准电压，另一端输入VFB是DC-DC转换器输出电压经过片外电压反馈电路后的电压，所述可配置电流镜为跨导放大器提供偏置电流I _bias ，当VFB和VREF相等的时候，流经跨导放大器的两路负载的电流也相等，均为0.5I _bias ，而当存在一个误差电压V _err = VREF-VFB时，流经跨导放大器的两路负载的电流便均带有了误差信号，电流大小分别为0.5（I _bias  - G _m V _err）和0.5（I _bias  + G _m V _err），其中G _m 是第一PMOS管（MP1）和第二PMOS管（MP2）的小信号跨导。

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