CN101647182B - 包括升压电感式开关前置调节器和电容式开关后置转换器的高效dc/dc电压转换器 - Google Patents

Abstract

一种DC/DC转换器，其包括：前置调节器级，其可以包括boost转换器；以及后置转换器级，其可以包含电荷泵。由从前置调节器级或后置转换器级的输出端子延伸的反馈路径来控制该前置调节器级的占空因子。取决于该占空因子，前置调节器以一可变量来对输入的DC电压进行升压，并且后置转换器以正或负的整数或分数值来对前置调节器的输出处的电压进行升压或降压。即使在单位输入与输出电压转换比的附近，该转换器也克服了噪声毛刺、较差调节以及不稳定的问题。

Description

包括升压电感式开关前置调节器和电容式开关后置转换器的高效DC/DC电压转换器

相关申请的交叉引用

本申请要求均于2006年12月30日提交的临时申请第60/877952号和第60877720号的优先权，通过引用其整体而将其每一个均合并于此。

技术领域

本发明有关于用在DC/DC转换和电压调节中的开关电源的设计、工作和性能，并且有关于这种转换器中所使用的半导体组件。

背景技术

为了防止对各种微电子组件(诸如数字IC、半导体存储器、显示模块、硬盘驱动器、RF电路、微处理器、数字信号处理器和模拟IC)进行供电的电源电压的变化，尤其是防止电池供电应用(诸如蜂窝电话、笔记本计算机和消费产品)中的变化，通常需要电压调节。

由于通常必须将产品的电池或DC输入电压升高到更高的DC电压，或者降低至更低的DC电压，因此将这种调节器称为DC-DC转换器。每当电池的电压大于期望负载电压时，使用通常称为“Buck转换器”的降压转换器。降压转换器可包括电感式开关调节器、电容式电荷泵和线性调节器。相反，每当电池的电压低于对其负载供电所需的电压时，需要通常称为“boost转换器”的升压转换器。升压转换器可包括电感式开关调节器或电容式电荷泵。

另一种转换器可依据输入至该转换器的电源具有高于还是低于其输出电压的电压而作为升压或降压转换器来工作。每当调节器的输入和输出的电压相似时(在这种情况下，输入电压的变化使得简单的boost或Buck转换器的使用变得不可能)，需要通常称为Buck-boost转换器的这种电路。

需要升压和降压转换两者的这种应用的一个示例是从锂离子(LiIon)电池提供受调节的3.3V输出。LiIon电池呈现从4.2V(完全充电时)衰减至低于3V(放电时)的端子电压。由于初始的电池电压高于3.3V，而最后的电池电压低于3.3V，因此转换器必须能够在最初降压，并在稍后升压。

电感式开关转换器

对于上述的电压调节器，电感式开关转换器可以在电流、输入电压和输出电压的最宽范围之上取得优异的性能。在通过引用其整体而合并于此的、名称为“High-Efficiency DC/DC Voltage Converter Including Down InductiveSwitching Pre-Regulator And Capacitive Switching Post-Converter”的申请No.[代理人案号No.AATI-19-DS-US]中，详细描述了电感式开关调节器的工作原理。

图1A和1B中分别示出了非隔离电感式开关调节器的两个示例：同步Buck降压转换器和同步boost升压转换器。

图1A中示出了同步Buck转换器1的示例。转换器1包括：功率MOSFET3、电感器5、具有本征整流二极管8的同步整流功率MOSFET 4、以及电容器6。由脉宽调制(PWM)控制器2通过驱动MOSFET 3的栅极来控制MOSFET3的工作。取决于MOSFET 3是N沟道还是P沟道MOSFET，栅极驱动可以在极性和电压方面进行改变。与MOSFET 3异相地驱动同步整流MOSFET4(其通常为N沟道MOSFET)，但是MOSFET 4并不必然在MOSFET 3截止时的全部时间上都导通。通常，MOSFET 4仅在二极管8导通的时间期间导通。

虽然将控制转换器的工作的控制电路称作PWM控制器(其意味着频率固定脉宽可变的工作)，但是其可替换地工作在可变频率模式下，其中在可变频率模式下，取决于负载和输入状况，允许时钟周期变化，亦或时钟周期在变化与固定的频率模式之间进行交替。

通过MOSFET 3来切换或选通(gate)从电源、电池或功率输入所输入到DC/DC转换器的能量。在其正端子连接至电池或输入的情况下，MOSFET 3如同用于控制电感器5中的电流的“高压侧(high side)”开关那样动作。二极管7是与晶体管的漏极和源极并联的、寄生于MOSFET 3的PN结，其在通常的Buck转换器工作之下保持反向偏置。由于二极管7在通常的工作下并不传送电流，因此通过点划线将其示出。

利用通过控制MOSFET 3的开关和导通时间来控制电感器5中的电流，可以动态地调整电感器5的磁场中存储的能量，以便控制输出滤波电容器6上的电压。因此，输出电压V_out被反馈至PWM控制器2(其通过MOSFET 3的重复开关来控制电感器5中的电流I_L)的输入。与转换器的输出相连接的电气负载未被示出。

受到与MOSFET 3异相地驱动的同步整流MOSFET 4在MOSFET 3截止时的某部分时间内导通。在将其正端子连接至电感器5(即，节点V_x)并且将其负端子连接至电路参考地的情况下，MOSFET 4如同将二极管8中的电流旁路的“低压侧(low side)”开关那样动作。二极管8是与晶体管的漏极和源极相并联的、寄生于同步整流MOSFET 4的PN结。二极管8仅在两个MOSFET均截止的间隔期间导通相当大的电感器电流。

两个MOSFET在每一开关转变期间均同时截止以防止将输入电源短路至参考地。这种所谓的“先断后接”(BBM，break-before-make)间隔通过保证两个晶体管不会同时导通以及将转换器的输入和电源短路或“急剧短路(crow-bar)”而防止了直通(shoot through)导通。

在该短暂的BBM间隔期间，与同步整流MOSFET 4并联的二极管8必须连同与二极管8相关联的任何寄生电容一起来传送通过电感器5的负载电流I_L。在与BBM工作相关联的转换期间可能出现不想要的噪声。

如果我们将转换器的占空因子D定义为能量从电池或其它电源流入DC/DC转换器的时间(即，MOSFET开关3导通的时间期间)，那么Buck转换器1中的输出与输入电压比的比值正比于其占空因子，即

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=D\≡\frac{t_{\mathrm{sw}}}{T}$

其中，t_sw是MOSFET 3在每个时钟周期T期间导通的时间段。

通过图2A中图形15的曲线17来图示Buck或同步Buck转换器的这种关系。注意，Buck转换器不能在不于D的极值(extreme)处呈现某种不连续19和21的情况下来平稳地到达零点或者单位传输特性。该现象是由于功率MOSFET开关和其控制与栅极驱动电路中的开关延迟所引起的。

只要Buck转换器的功率MOSFET 3仍然在开关，那么t_sw尤其由于MOSFET开关和其控制回路内的导通和截止延迟而被限制至时钟周期T的某个部分(例如，5％＜D＜95％)。例如，对于95％的占空因子和3MHz的时钟，高压侧MOSFET 3的截止时间仅为333nsec时间段的5％，或16nsec。这意味着高压侧MOSFET 3必须在仅仅16nsec内截止并返回-太快而难以对高于95％的输出与输入转换比进行调节。该最小截止时间问题影响同步或非同步Buck转换器两者。由于没有剩余时间来用于同步整流MOSFET 4导通并随后再次截止且仍然呈现BBM操作，因此该问题在同步DC/DC转换器中进一步恶化。

再次参考图2A中的图形15，如不连续21所示，在某个最大占空因子D_max以上，没有足够的时间来维持开关操作并且转换器从D_max跳转到100％的占空因子。在D_max以上，转换器将MOSFET 3开启，并且在整个时间段T之内使其处于导通。突变(abrupt transistion)21引起输出电压中的毛刺。因此，在100％的占空因子之处，只要停止开关，那么将失去如线16所示的V_out＝V_in以及所有的调节。

图1B中所示的同步boost转换器10包含低压侧功率MOSFET 12、连接电池的传感器13、滤波电容器15、以及具有并联整流二极管16的“浮空”同步整流MOSFET 14。MOSFET 12和14的栅极由先断后接电路(未示出)来驱动，并且由PWM控制器11响应于来自滤波电容器15两端的输出电压V_out的电压反馈V_FB来对其进行控制。为了防止输出电容器15短路，需要BBM操作。

就其源极与漏极端子均不会永久地连接至任何电源轨线(即，参考地或V_batt)的意义来说，将同步整流MOSFET 14(其可以是N沟道或P沟道MOSFET)认为是浮空的。二极管16是同步整流MOSFET 14固有的PN二极管，而无论该同步整流MOSFET 14是P沟道还是N沟道器件。可以与MOSFET 16并联地包括肖特基二极管，但在串联的的情况下电感不能足够快地工作以便从正向偏置的本征二极管16转移电流。二极管17表示N沟道低压侧MOSFET12所固有的PN结二极管，其在通常的boost转换器工作下保持为反向偏置。由于二极管17在通常的工作下不导通，将其表示为虚线。

如果我们再次将转换器的占空因子D定义为能量从电池或电源流到DC/DC转换器中的时间(即，在低压侧MOSFET开关12导通并且电感器13被励磁的时间期间)，那么boost转换器的输出与输入电压比正比于1与其占空因子之差的倒数，即

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{1}{1-D}\≡\frac{1}{1-t_{\mathrm{sw}}/T}$

图2A中图形15的曲线18图示了关于boost或同步boost转换器的这种关系。注意，Boost转换器不能在不于D的极值处呈现某种不连续的情况下来平稳地到达单位传输特性。该现象是由于功率MOSFET开关和其控制与栅极驱动电路中的开关延迟所引起的。

只要boost转换器的功率MOSFET 12仍然在开关，t_sw就尤其由于MOSFET 12和其控制回路内的导通和截止延迟而被限制至时钟周期T的某个部分(例如，5％＜D＜95％)。例如，对于5％的占空因子和3MHz的时钟，低压侧MOSFET 12的导通时间仅为333nsec时间段的5％，或16nsec。这意味着低压侧MOSFET12必须在仅仅16nsec内导通并回到截止-太快而难以对低于5％的输出与输入转换比进行调节。该最小导通时间问题影响同步或者非同步boost转换器。

再次参考图2A中的图形15，如不连续20所示，在某个最小占空因子D_min以下，没有足够的时间来维持开关操作并且转换器必须从D_min跳转到0％的占空因子。在D_min以下，转换器将同步整流MOSFET 14导通，并且在整个时间段T内使其处于导通。突变20引起boost转换器的输出电压中的毛刺。此外，在100％的占空因子之处，只要停止开关，则失去了如线16所示的V_out＝V_in及所有调节。

因此，在同步Buck转换器1与同步boost转换器10两者之中，对于Buck或boost转换器，在线16所示的单位传输特性附近(即，当V_out≈V_in时)的工作会有问题。

电压转换器的效率η可以由下面的式子给出

$\mathrm{\η}=\frac{P_{\mathrm{out}}}{P_{\mathrm{in}}}=\frac{I_{\mathrm{out}}\·V_{\mathrm{out}}}{I_{\mathrm{in}}\·V_{\mathrm{in}}}$

在上面引用的申请No.[代理人案号No.AATI-19-DS-US]中，详细描述了对于电感式开关调节器效率的分析。

图2B的图形25图示了作为转换器的电压转换比V_out/V_in的函数的、关于同步Buck和同步boost转换器的典型转换效率的示例。如所示那样，线26表示单位转换状况(其中，V_out＝V_in)。在图形25中线26的左侧，转换比小于单位1，其表示降压转换。效率曲线27表示执行降压电压转换的Buck转换器的示例。在线26的右侧，转换比大于单位1，其表示升压转换。效率曲线28表示用于执行升压电压转换的boost转换器的示例。

通常，如曲线27和28所图示的那样，对于相当的负载电流，boost调节器比Buck调节器呈现了更低的效率。这主要是由于boost调节器比Buck调节器呈现了更高的峰值电流这一事实而引起的。如曲线28在更高电压转换比之处的下降所图示的那样，对于高的V_out/V_in电压转换比，尤其对于接近十倍于输入电压的输出电压，该问题进一步加重。

在图形25中，对于低于0.1或高于0.9的转换比，未示出Buck转换器(曲线27)的效率，同样，对于低于1.1或高于1.0的转换比，未示出boost转换器(曲线28)的效率，这是由于这些转换比需要转换器工作在低于10％或高于90％的占空因子下，其为难以实现的工作状况(尤其在高的开关频率处)。

Buck-Boost开关转换器

在输入电压可能改变至高于或低于期望的输出电压时的应用中，在单位传输附近的非隔离DC/DC开关转换器工作的问题尤其困难。这种应用的示例包括有噪音的AC适配器或电路(其在主电源已故障时的紧急状况期间必须通过备用的电池来工作)的输出。

需要单位转换比的另一场合出现在电池的工作电压范围延伸至高于或低于期望的输出电压时。例如，LiIon电池的放电特性开始于完全充电处的4.2V，最初迅速衰减至3.6V附近，然后缓慢地衰减至3.4V，最后很快地下降至处于或低于3V的其关断处。如果需要DC/DC转换器在整个时间段期间产生调节良好的3.3V输出，那么最初需要(3.3V/4.2V)(即，比值为0.79)的子单位(sub-unity)转换比，这表明需要Buck转换器。在电池的寿命终点，所需转换比超过单位1而变为3.3V/3V(即，转换比为1.1)，并且需要boost转换器。要求升压和降压转换两者的这种应用需要Buck-boost或升压-降压转换器。

在用户想要避免升压-降压转换的复杂性的情况下，一种可能的方法是仅使用Buck转换器并且通过早些(例如，在3.3V处)关断电池来放弃某些电池寿命。然而，实际中，考虑到电池的制造变化以及调节器的压降(drop-out)和占空因子限制，依赖仅Buck调节器解决方案牺牲了太多的电池寿命。

如果不能避免升压-降压转换，那么可以通过将同步Buck和boost转换器组合为合并(merge)的电路来容易地得到Buck-boost转换器。例如，在图3A中，级联Buck-boost转换器35包含用于对同步boost转换器(其包含低压侧N沟道MOSFET 40、电感器38B、具有本征二极管42的同步整流MOSFET 41、和滤波电容器43)供电的同步Buck转换器(其包含P沟道或N沟道MOSFET36、电感器38A、具有本征整流二极管39的N沟道同步整流MOSFET 37、和电容器44)。Buck-boost转换器35首先将输入电压V_batt降压到低于期望输出的中间电压，然后将该中间电压升压以产生V_out。

相反地，图3B图示了如下的级联boost-Buck转换器45，其包含用于对同步Buck转换器(其包含MOSFET 48B、电感器52、具有本征整流二极管51的N沟道同步整流MOSFET 50、和滤波电容器53)供电的同步boost转换器(其包含低压侧N沟道MOSFET 46、电感器47、具有本征二极管49的N沟道或P沟道同步整流MOSFET 48A、和电容器54)。Buck-boost转换器45驱动负载(未示出)。在该方法中，首先将输入电压V_batt升压至高于期望电压的中间电压，然后回降以产生V_out。

通过boost转换器的效率η_boost与Buck转换器的效率η_Buck相乘之乘积来给出Buck-boost 35或boost-Buck调节器45的总效率。在数学上可以将其表示为η_级联＝η_Buck ·η_boost。即使两个转换器都是85％的效率，级联(cascade)Buck-boost或boost-Buck转换器的效率也仅达到大概70％的总效率，显著地低于单独的Buck转换器或boost转换器的典型效率。由于在输入和输出端子之间存在更多个串联的晶体管，并且由于所有的MOSFET都始终在开关，因此级联的Buck-boost或boost-Buck级联的总能量损耗比单独同步Buck或同步boost转换器的能量损耗更大。

如图3B中所示，boost-Buck转换器45包括串联连接的MOSFET 48A和48B以及中间电容器54。由于在稳定状态下，串联连接的MOSFET中的电流必须相等，因此MOSFET 48B是多余的并且可以去除，而不影响电路工作。即使如此，boost-Buck转换器45也需要两个电感器47和52，其特性从用户的观点来看是很不期望的。

类似地，如图3A中所示，Buck-boost转换器35包括电感器38A和38B以及中间电容器44。由于在稳定状态下，电感器38A和38B中的电流相等，因此电感器38B是多余的并且可以去除，而不改变电路的功能。实际上，电容器44也可以去除，而不显著地改变Buck-boost转换器的工作。

图3C中图示了所得到的简化的现有技术的Buck-boost转换器55。Buck-boost转换器55包含单个电感器59；四个MOSFET 57、56、60和61；二极管58和62以及滤波电容器63。PWM控制器与先断后接和栅极缓冲电路未示出。取决于其端子状况，这种转换器可以工作在三种截然不同的模式(Buck、boost和Buck-boost)下。

在图3D中，等效电路图65表示作为Buck转换器的Buck-boost转换器55的工作，其中，在PWM控制之下异相地开关MOSEFT 57和56，同时MOSFET 61保持导通(其表示为电阻67)并且MOSFET 60偏置为截止(其示出为开路电路66)。由于MOSFET 61中的导通损耗(即，在电阻67中连续损耗的能量)，因此作为Buck转换器工作的Buck-boost转换器55的总能耗比等效同步Buck转换器的总能耗更大。作为该增大的能耗的结果，工作在其Buck模式下的Buck-boost转换器55比图1A中所示的传统Buck转换器1具有更低的效率。

在图3E中，等效电路图70表示作为boost转换器的Buck-boost转换器55的工作，其中，在PWM控制之下异相地开关MOSEFT 60和61，同时MOSFET 57保持导通(其表示为电阻71)并且MOSFET 56偏置为截止(其示出为开路电路72)。由于MOSFET 57中的导通损耗(即，在电阻71中连续损耗的能量)，因此作为boost转换器工作的Buck-boost转换器55的总能耗比等效同步boost转换器的总能耗更大。作为该增大的能耗的结果，工作在其boost模式下的Buck-boost转换器55比图1B中所示的传统boost转换器10具有更低的效率。

在图4中，在关于各种输出与输入电压转换比V_out/V_in的效率η的绘图中图示了使用Buck-boost转换器55的效率的损耗。为了方便，分别通过曲线81和82图示传统Buck和boost转换器(类似于图2B中的曲线27和28)的效率。

曲线83图示了在如等效电路图65(图3D)中所示的仅Buck模式下工作的Buck-boost转换器55的效率。由于与导通状态的MOSFET 61相关联的串联电阻67，因此Buck-boost转换器在Buck模式(曲线83)下的的效率比简单Buck(曲线81)的效率更低。取决于工作状况，效率损耗的范围为百分之几到高于10％。曲线85图示了在所有四个开关都经常开关的完全Buck-boost模式下工作的Buck-boost转换器55的效率，结果，其呈现了甚至比工作在Buck模式(曲线83)下的同一Buck-boost转换器更大的损耗和更差的效率。

曲线84图示了在等效电路图70(图3E)中所示的仅boost模式下工作的Buck-boost转换器55的效率。由于与导通状态的MOSFET 57相关联的串联电阻71，因此Buck-boost转换器在仅boost模式(曲线84)下的效率比简单Boost转换器(曲线82)的效率更低。取决于工作状况，效率损耗的范围为百分之几到高于10％。曲线86图示了在所有四个开关都经常开关的完全Buck-boost模式下工作的Buck-boost转换器55的效率，结果，其呈现了甚至比工作在boost模式(曲线84)下的同一Buck-boost转换器更大的损耗和更差的效率。

在输出电压稍高于或低于其输入(即，在V_out≈V_in的地方)的单位转换比附近，Buck-boost转换器55必须工作在所有四个MOSFET都经常开关的Buck-boost模式下。所得到的效率(曲线87)可能比传统Buck或boost转换器的效率(曲线81和82)低10％～20％。

因此，使用Buck-boost转换器以便于在宽范围的电压转换比上进行工作的效率损失(efficiency penalty)是相当大的。此外，转换器在每当工作于单位电压转换比附近时都必须改变其工作模式。

电荷泵转换器

开关电感器转换器的一种替换方案是电荷泵，其为仅使用开关和电容器来通过时钟或振荡器驱动的电容器网络的重复的电荷重新分配(即，连续充电和放电)来执行电压转化的电压转换电路。

电荷泵的优点在于：其可以以特定的电压转换比来呈现非常高的转换效率(接近100％)。缺点在于：其仅可以基于在其转换器电路中使用的快速电容器(flying capacitor)的数目，来高效地生成作为预定倍数的输入电压的输出电压。当被用于生成除了选择倍数的输入电压之外的电压时，电荷泵呈现低效率。

图5A中的电荷泵90图示了采用单个快速电容器93来作为“倍增器(doubler)”(即，用于将电池的输入电压加倍)的普通电荷泵的示例。电荷泵90包含以类似于H电桥的布置所配置的MOSFET 92、91、94和95，只是H电桥的MOSFET 95的源极这一个端子连接至电荷泵90的输出端子和储能电容器96、而不是连接至参考地。

电荷泵90的工作包括对快速电容器93重复地充电和放电。在充电阶段期间，在MOSFET 92和95保持开路的同时，对角MOSFET 94和91闭合，使得将电容器93充电至电压V_batt。其后，在电荷传输阶段中，MOSFET 94和91开路，MOSFET 92和95闭合，并且能量从快速电容器93传输至输出储能电容器96，使得将输出电压V_CP升高到电池电压V_batt两倍的值。

本质上，开关网络的用途是：在充电阶段期间将快速电容器置于与电池相并联，而在放电阶段期间将快速电容器置于与电池相串联，即，将其堆叠在电池正端子的顶部之上，如图5B中的等效电路100所图示的，其中，电压源101表示电池输入，充电至V_batt的电容器102表示快速电容器93。通过在电池的上部“堆叠”充电的快速电容器93，电荷泵的输出电压为各电压之和，因而将电压输入加倍。然后以另一充电阶段重复周期。

图5C图示利用了两个快速电容器114和115以及七个MOSFET 111、112、113、116、117、118和119的网络的电荷泵110。该网络的用途是最初对串联的电容器114和115进行充电，其中每一个电容器均被充电至电池电压的一半(即，V_batt/2)。在充电期间，MOSFET 111、112和113导通，而MOSFET116、117、118和119截止。在充电之后，充电的电容器114和115并联连接，且连接至电池的正端子。通过导通MOSFET 116、117、118和119来实现该连接。如图5D的等效电路121中所示，对于1.5V_batt的输出电压，所得到的输出电压等于V_batt+V_batt/2。如所示那样，电池电压源124和电容器122和123的并联组合堆叠在相互之上。由于输出电压是其输入电压的1.5倍，因此有时将这种电荷泵称为“分数”电荷泵。

实际上，许多电荷泵拓扑都是可能的，但是大多数仅使用了一个或两个快速电容器。单个快速电容器电荷泵仅能够以其输入的两倍来高效地传递能量，亦或如果将电容器连接至电池的负端子以产生电池的镜像负电压(即，-V_batt)，其也公知为反相器。图5E的等效电路130中图示了反相情况，其中，电池131用于将电容器132充电至低于参考地(即，以电池131的负端子为基准)的电压。两个晶体管的分数电荷泵可以用于产生等于一半输入电压的输出电压，如图5F的等效电路135中所示，其中，在被充电至电池电压136的一半之后，两个电容器137和138然后以负电池电势(参考地)为基准，以便生成等于+0.5V_batt的正电势。可替换地，可以将电容器的正侧连接至参考地以便产生等于-0.5V_batt的反相电势。

伴随着电荷泵转换器的问题是其仅以快速电容器的数目所确定的特定转换倍数来高效地工作。换言之，它们不是电压调节器。具体地，当期望的负载电压V_out偏离电容器网络产生的电压V_CP时，转换器不能适配(adapt)。为了桥接(bridge)电荷泵的输出电压V_CP和期望的输出电压V_out之间的压差，需要电阻器或电流源，并且损耗元件两端的电压导致能量损失和效率降低。在上面引用的申请No.[代理人案号No.AATI-19-DS-US]中，提供了对于电荷泵效率的分析。

图6A中针对包括倍增器(曲线151)、反相器(曲线152)和分数电荷泵(曲线153、154和155)的各种乘法器，图形地图示了单模电荷泵的效率等式。曲线156表示设计为生成等于其输入电压的输出电压的电荷泵的效率，其等同于线性调节器的最大理论效率(即，假设没有静态工作电流)。在每种情况下，随着输出电压与输入电压的比值接近±¹/₂V_batt的整数倍，电荷泵的效率增大。在该电压比以上，电荷泵不能工作，并且必须采用不同的电容器乘法器(即，不同的工作模式)。

图形150中所示的每条曲线均表示例如包括之前在图5A-5F中所示的那些电荷泵的特定电荷泵电路。然而，除非负载工作在输入电压的整数倍的严格的一半电压处，否则使用一个或两个电容器的电荷泵转换器的效率将会受到损害。由于电池电压可能随着单元(cell)放电而显著变化，因此这种特性(behavior)对于电池供电产品来说尤其是有问题的。例如，在LiIon电池的情况下，电压在放电期间可衰减超过1V(表示25％的变化)。即使峰值效率在一个特定的工作状况和电池电压处可能较高，在电池放电曲线上平均化的转换器总效率也较差。使用单模的电荷泵，加权平均效率可低于60％。

用于改善转换器的平均效率的一种方法是在一个电路内自动地在转换比1X、1.5X和2X之间切换模式。该特点对于在宽输入范围上提供固定电压特别有用。图6B中图示了如下情况下的模式变化电荷泵的效率，所述情况为：随着电池衰退，三模转换器电路从1X-电池-直接模式(其具有曲线163所示的效率)切换到1.5X-分数-模式(其具有曲线162所示的效率)，然后切换到2X-倍增器-模式(其具有曲线161所示的效率)。通过以该锯齿形图案来切换模式，由于未将输出升高(pump)至相比于负载非常高的值，因此电荷泵转换器的效率得到改善。

不幸的是，仍然存在效率受到相当大损害的状况。模式转变在转换比1(曲线163)之处的效率以及再次在转换比1.5X(曲线162)之处的效率均呈现了显著的改变。模式转变也可能导致电流和电压的突然不连续，或者产生不稳定或噪声。为了确定需要什么样的转换比，图形160还包括与分别产生3V、3.5V和4V的输出电压所需的输入电压范围和转换比有关的曲线166、165和164。

具体地，对于稍微高于单位转换比的情况，1.5X模式下的电荷泵不能很好地执行，这不幸地表明甚至比电感式Buck-boost转换器的效率更低的效率。

现有技术调节器中的压降

每当电压转换器的输入和输出电压彼此之间接近于几百毫伏的范围内(即，V_out≈V_in±200mv)时，转换器的调节能力的品质将受到损害。调节品质的损失可以以多种方式来表示：通过输出电压中的一次或重复的毛刺或者不连续，通过增大的纹波，或者通过调节在某个较窄电压带内的完全丧失。调节在每当V_out接近于V_in时退化的现象称为“压降(dropout)”，其意味着转换器“掉出”调节。

由于在压降状况期间，输入端子本质上与输出端子电阻性地连接，因此图1A的Buck转换器和图1B的boost转换器两者在其开关占空因子从D_max或D_min跳至100％时将会暂时地丧失调节，并且在D＝100％的时候完全丧失调节。

虽然Buck-boost转换器并不真正地呈现永久的压降，但是每当转换器模式从进入其Buck模式的Buck转换器切换到其Buck-boost模式或者当从Buck-boost转换切换到boost模式的模式转换期间，其可能易于遭受电压毛刺。模式转换发生在每当转换器从具有两个功率器件开关的电路改变为四个器件正在开关的电路时，反之亦然。

为了避免模式切换问题，可以使Buck boost转换器连续地运行在所有四个功率器件都连续地开关的Buck-boost模式下，但是然后其效率在所有输入输出状况和转换比之下都退化。

如之前所述那样，电荷泵在不利用串联连接的线性调节器以提供调节功能的情况下不能调节电压。不幸的是，众所周知如下的现象：每当线性调节器的输入与输出端子两端的ΔV变得太小时，所有的线性调节器都呈现调节(即，压降)的丧失。本质上，由于执行调节的放大器的环路增益随着其晶体管传输元件从用作电流源改变到用作可变电阻器而陡降，因此在线性调节器中出现压降。如果该传输元件是双极型晶体管，那么随着器件晶体管从其有源工作区转变至饱和，增益的损失出现在V_CE的较小值处。在许多双极线性调节器中，该压降状况出现在大于400mV之处。

在所谓的“低压降”线性调节器或“LDO”中，以能够以更低的ΔV来作为电流源工作的MOSFET替换双极传输元件，但是当功率MOSFET传输元件从其工作的饱和(即，恒定电流)区转变为其工作的线性(即，阻性)区时，线性调节器的压降仍然为200～300mV。

总之，所有的现有技术非隔离高效率转换器都在接近单位1的电压转换比处呈现了压降。模式切换、调节丧失和压降可以被避免，但却牺牲了效率。诸如反激(flyback)或正激(forward)转换器之类的隔离转换器能够在无需切换模式的情况下而在单位转换附近高效地工作，但是其使用物理上较大的抽头电感器、耦合电感器和变压器妨碍了它们在多数便携式产品中的应用。

现有技术的降压-升压转换器的总结

总之，现有的电荷泵转换器、Buck-boost开关调节器和其它的电感式开关调节器都不能同时高效地对DC电压进行升压和降压，尤其是对于单位1附近(其中，V_in≈V_out)的转换比。所需要的是这样的升压-降压转换器：其在输入和输出电压的宽范围上都是高效的，并且当其接近于或工作于单位电压转换比附近时，其不需要改变其工作模式。此外，转换器应该没有压降问题，使得即使在其被对于其输入200mv之内的输出电压(即，其中，V_out≈V_in±200mV)的时候也能维持高品质的调节。

发明内容

根据本发明，非隔离DC/DC转换器包含：升压的开关电感器前置调节器和开关电容器后置转换器。升压的开关电感器前置调节器的输出端子与开关电容器后置转换器的输入端子相连接。开关电容器后置转换器可包含将其输入端子处的电压乘以整数或分数值的电荷泵，或者其可以是将其输入端子处的电压乘以负的整数或分数值的反相器。升压的开关电感器前置调节器可包括boost转换器，其具有在串联路径中与低压侧开关连接的电感器，以及连接到该电感器和该低压侧开关之间的串联路径中的一点的浮空开关。在某些实施例中，每个浮空开关和低压侧开关均包含MOSFET。

前置调节器对输入电压进行升压，而后置转换器可以以整数或分数值来对该电压进行升压或降压，或者后置转换器可以将该输入电压乘以负的整数或分数值。优选地，由从前置调节器或后置转换器的输出端子延伸至脉宽调制单元(其控制前置调节器的占空因子)的反馈路径来控制输出电压。在某些实施例中，反馈路径包含电平移位单元或者修改反馈信号的其它电路。

本发明的非隔离DC/DC转换器能够在不需要模式切换的情况下而在范围为升压到降压转换的宽范围的电压转换比上工作。由于不受模式切换以及V_out≈V_in时的压降问题的影响，因此即使在单位输入与输出电压转换比的附近，转换器也不会遭受噪声毛刺、较差调节以及不稳定性。虽然转换器包含开关电感器工作，但是其在非常高和非常低的占空因子处避免了困扰着传统开关调节器的最小化脉宽问题，这些问题包括：调节器的压降、窄脉冲和相关联的高电流尖峰(spike)、可变频率工作、没有足够的时间来执行先断后接转换。

本发明的另一方面包括将第一DC电压转换为第二DC电压的方法。该方法包括：提供至少一个电感器和至少一个电容器；在第一时间间隔期间，将所述至少一个电感器的第一端子耦合至所述第一DC电压；在第二时间间隔期间，允许所述至少一个电感器的所述第一端子浮空，从而在所述至少一个电感器的所述第一端子产生中间电压；在第三时间间隔期间，将所述至少一个电容器的第一端子耦合至所述中间电压，并且将所述至少一个电容器的第二端子耦合至第三电压；以及在第四时间间隔期间，将所述至少一个电容器的所述第二端子耦合至所述中间电压，并且将所述至少一个电容器的所述第一端子耦合至输出端子，从而在该输出端子处提供所述第二DC电压。该方法的变型包含：在第四时间间隔期间，将所述至少一个电容器的所述第二端子耦合至第四电压，并且将所述至少一个电容器的所述第一端子耦合至输出端子；或者将所述至少一个电容器的所述第一端子耦合至参考地，并且将所述至少一个电容器的所述第二端子耦合至输出端子。

附图说明

图1A是现有技术的同步Buck转换器的电路图。

图1B是现有技术的同步boost转换器的电路图。

图2A是示出关于传统Buck和boost转换器的电压转换比相对于占空因子的图形。

图2B是示出关于传统Buck和boost转换器的效率相对于电压转换比的图形。

图3A是级联的Buck-boost转换器的电路图。

图3B是级联的boost-Buck转换器的电路图。

图3C是替代的级联boost-Buck转换器的电路图。

图3D是Buck-boost转换器在仅Buck模式下的等效电路图。

图3E是Buck-boost转换器在仅boost模式下的等效电路图。

图4是示出Buck转换器、boost转换器和Buck-boost转换器的效率相对于电压转换比的图形。

图5A是2X(倍增器)电荷泵的电路图。

图5B是2X电荷泵在放电阶段期间的等效电路图。

图5C是1.5X分数电荷泵的电路图。

图5D是1.5X电荷泵在放电阶段期间的等效电路图。

图5E是-1X(反相器)电荷泵在放电阶段期间的等效电路图。

图5F是0.5X电荷泵在放电阶段期间的等效电路图。

图6A是关于单模电荷泵的效率相对于转换比的图形。

图6B是关于三模电荷泵的效率相对于转换比的图形。

图7是关于各种输出电压的电压转换比相对于输入电压的图形。

图8是根据本发明的开关LCUX转换器的概括示意电路图。

图9是开关LCUX转换器的运行模型框图。

图10A是0.5X LCUD转换器的一个实施例的电路图。

图10B是0.5X LCUD转换器的替代实施例的电路图。

图10C是0.5X LCUD转换器在励磁和放电阶段期间的等效电路图。

图10D是0.5X LCUD转换器在充电阶段期间的等效电路图。

图11A是图示具有1芯LiIon电池的0.5X LCUD转换器的工作的图形。

图11B是图示具有2芯NiMH电池的0.5X LCUD转换器的工作的图形。

图11C是图示具有3芯NiMH电池的0.5X LCUD转换器的工作的图形。

图12A是针对0.5X LCUD转换器来示出作为V_in的函数的V_out的图形。

图12B是针对0.5X LCUD转换器来示出作为前置调节器的占空因子的函数的转换比V_out/V_in的半对数图形。

图12C是针对0.5X LCUD转换器来示出作为前置调节器的占空因子的函数的转换比V_out/V_in的线性图形。

图13A是示出作为前置调节器的电压转换比的函数的、0.5X LCUD转换器中的前置调节器的效率的图形。

图13B是示出作为后置转换器的电压转换比的函数的、0.5X LCUD转换器中的后置转换器的效率的图形。

图13C是示出作为转换器的电压转换比的函数的、0.5X LCUD转换器的效率的图形。

图14A是0.5X LCUD转换器的预充电或旁路工作模式的等效电路图。

图14B是0.5X LCUD转换器的仅boost工作模式的等效电路图。

图14C是0.5X LCUD转换器的仅分数电荷泵工作模式的等效电路图。

图15是示出替代工作模式下的0.5X LCUD调节转换器中的前置调节器的中间输出电压的图形。

图16A是2X LCUU转换器的功能框图。

图16B是1.5X LCUU转换器的功能框图。

图17A是2X LCUU转换器的实施例的电路图。

图17B是2X LCUU转换器在励磁和放电阶段期间的等效电路图。

图17C是2X LCUU转换器在充电阶段期间的等效电路图。

图18A是示出作为时间的函数的、具有1芯NiCd电池的2X LCUU转换器的工作的图形。

图18B是针对1芯和2芯NiMH以及1芯碱性电池所提供的输入电压范围来示出作为2X LCUU转换器的V_in的函数的V_out的图形。

图18C是针对1芯和2芯NiMH以及1芯碱性电池所提供的输入电压范围来示出作为1.5X LCUU转换器的V_in的函数的V_out的图形。

图19A是1.5X LCUU转换器的实施例的电路图。

图19B是1.5X LCUU转换器在励磁和放电阶段期间的等效电路图。

图19C是1.5X LCUU转换器在充电阶段期间的等效电路图。

图20是作为2X和1.5X LCUU转换器中的前置调节器的占空因子的函数的电压转换比的图形。

图21A是反相-1X LCUI转换器的功能框图。

图21B是反相-0.5X LCUI转换器的功能框图。

图22A是-1X LCUI转换器的实施例的电路图。

图22B是-1X LCUI转换器在励磁和放电阶段期间的等效电路图。

图22C是-1X LCUI转换器在充电阶段期间的等效电路图。

图23A是-1X LCUI转换器的替代实施例的电路图。

图23B是-1X LCUI转换器在励磁和放电阶段期间的等效电路图。

图23C是-1X LCUI转换器在充电阶段期间的等效电路图。

图24A是-0.5X LCUI转换器的电路图。

图24B是-0.5X LCUI转换器在励磁和放电阶段期间的等效电路图。

图24C是-0.5X LCUI转换器在充电阶段期间的等效电路图。

图25A是针对1芯和2芯NiMH以及1芯碱性电池所提供的输入电压范围来示出作为-1X LCUI转换器的V_in的函数的V_y和V_out的图形。

图25B是针对1芯LiIon电池所提供的输入电压范围来示出作为-0.5X和-1X LCUI转换器的V_in的函数的V_y和V_out的图形。

图25C是示出作为时间的函数的、具有1芯LiIon电池的-0.5X LCUU转换器的工作的图形。

图25D是作为-1X和-0.5X LCUI转换器中的前置调节器的占空因子的函数的电压转换比的图形。

图26A是0.5X LCUD转换器在充电阶段期间的功能表示。

图26B是0.5X LCUD转换器在放电阶段期间的功能表示。

图26C是2X LCUU转换器在充电阶段期间的功能表示。

图26D是2X LCUU转换器在放电阶段期间的功能表示。

图26E是1.5X LCUU转换器在充电阶段期间的功能表示。

图26F是1.5X LCUU转换器在放电阶段期间的功能表示。

图26G是-1X LCUI转换器在充电阶段期间的功能表示。

图26H是-1X LCUI转换器在放电阶段期间的功能表示。

图26I是-0.5X LCUI转换器在充电阶段期间的功能表示。

图26J是-0.5X LCUI转换器在放电阶段期间的功能表示。

图27A是包括电流镜的反馈电平移位电路的电路图。

图27B是包括电阻分压器的反馈电平移位电路的电路图。

图27C是包括反相电流镜的反馈电平移位电路的电路图。

图27D是包括反相电流镜的反馈电平移位电路的替代实施例的电路图。

图28A是包括二极管“OR(或)”的电压选择器电路的电路图。

图28B是包括二极管和MOSFET的电压选择器电路的电路图。

图28C是包括MOSFET“OR”的电压选择器电路的电路图。

图28D是包括SPDT选择器的电压选择器电路的电路图。

具体实施方式

图7是图形地图示了对于范围为1.8V～6.6V的输入的、在各个电压输出处工作的DC/DC转换器的必要的电压转换比V_out/V_in。曲线181图示了对于4.5V～5.5V的输入范围，将5V输出调节至±1％的精度要求在单位转换比之上或之下进行工作，这意味着需要升压-降压调节转换器保持比AC/DC墙壁适配器(wall adapter)所通常保证的±5％或±10％的精度更严格的容限。

对于升压-降压转换的另一需要出现在当使用锂离子电池来产生其宽电压范围中间的电压时。例如，图7中的曲线182、183和184分别图示了4V、3.6V和3.3V的输出。由于这些负载电压落入LiIon电池的正常放电电压范围4.2～3V之内，因此转换器必须在单元电池(cell)的放电周期开始时、以低于单位1的电压转换比在降压模式下进行调节，并且随着单元电池的电压衰减而以高于单位1的转换比来在升压模式下进行调节。

曲线185图示了理论上应该仅需要降压转换的3V输出，但是由于之前所述压降(dropout)问题，因此提供3V输出的LiIon电池必须在3.2V以上关断，从而浪费了有用的电池寿命。处于研发中的新一代LiIon的单元电池可以允许工作在低至2.7V，使得需要利用如曲线186所示的用于2.7V输出的升压-降压转换。如曲线187所示，在2.5V的电池状况处，压降问题可能也甚至需要使用升压-降压转换器来提供受调的2.5V输出。然而，如果升压-降压转换导致效率损失超过由扩展的电池范围所获得的额外工作时间，那么完全失去了使用能够进行更低电压工作的电池的使用寿命好处。

类似地，由于2芯连接的镍氢(NiMH)或镍镉(NiCd)电池的输出范围为2.4V下至1.8V，因此所关心的压降使得难以从所述2芯连接的镍氢(NiMH)或镍镉(NiCd)电池来保证1.8V的受调的输出，如曲线188所示。在2V电池状况处的停止使用不可接受地浪费了高于一半的电池充电寿命。

需要高效的低压降升压-降压转换器的其它示例是所设计用于以两个NiMH干电池、两个碱性电池或者单芯LiIon电池来工作的电源。由于在充电期间，2个串联单元电池的NiMH电池组的输出电压范围为1.8V～2.4V，2个串联单元电池的碱性电池的输出电压范围是1.8V上至3.4V，并且单芯LiIon电池的输出电压范围为4.2V下至3V或者甚至2.7V，那么来自于这些源的介于4.2V和1.8V之间的任何输出电压(其包括曲线182～188所表示的输出电压)都需要升压-降压转换器以使得效率和电池寿命最大化。

如果我们还考虑到一些系统允许来自AC/DC墙壁适配器的、要在不存在电池的情况下连接到系统的DC/DC转换器的DC输出，那么提供给转换器的输入电压可以显著地比在存在电池的情况下更高，并且可达到6.5V那么高。当存在电池并且充电器断开时，输入电压可如1.8V那么低。在这些情况下，曲线181～188所表示的每一输出电压(即，从5V下至1.8的输出)都需要升压-降压转换器。

如今，大多数电气负载都是通过仅升压或者仅降压转换器来提供的，并且电池被过早地关断以避免需要升压-降压转换，其甚至是以浪费电池中可使用的存储电荷为代价的。因此，除了极端情形之外，不惜代价地避免了升压-降压转换。由于现有升压-降压转换器中发现的较差效率、模式切换、噪声毛刺、调节压降(dropout)以及较差调节，因此DC/DC转换器、电荷泵或线性调节器在这么多情形下对于升压-降压转换的需求都是非常有问题的，并且其与如今强调效率的消费者市场的需要相冲突。

新的DC/DC转换器拓扑

本发明介绍了如下的新的非隔离DC/DC转换器和电压调节拓扑：其能够在不需要模式切换的情况下而在范围为升压到降压转换的宽范围的电压转换比上工作。由于不受模式切换以及V_out≈V_in时的压降问题的影响，因此即使在单位输入与输出电压转换比的附近，转换器也不会遭受噪声毛刺、较差调节以及不稳定性。虽然转换器包含开关电感器工作，但是其在非常高和非常低的占空因子处避免了困扰着传统开关调节器的的最小脉宽问题，这些问题包括：调节器压降、窄脉冲和相关联的高的电流尖峰(spike)、可变频率工作、和没有足够的时间来执行先断后接序列(sequence)。相比之下，现有技术的非隔离DC/DC转换器在极端(extreme)的占空因子处以及单位电压转换比附近遭受着一个或多个上述问题。

所公开的方法和装置可以用于需要升压-降压转换的应用中，并且避免了现有的Buck-boost和反激转换器中的问题。虽然本发明的某些实施例提供了升压-降压转换器的实施方案，但是变型包括能够产生负(即，低于参考地)电源电压的改善的仅降压的调节转换器和DC/DC反相器。

本发明的DC/DC转换器总的来说包含三种新的转换器拓扑以及其变型，通过缩写词将其称为：

●LCUD-开关电感器-电容器升压-降压转换器

●LCUU-开关电感器-电容器升压-升压转换器

●LCUI-开关电感器-电容器升压-反相转换器(反相器)

具体地，本发明涉及这样的开关-电感器-电容器调节转换器，其包含供应给(b)开关电容器升压、降压或反相后置转换器的(a)电感地(inductively)实施的升压前置调节器。作为命名原则，缩写词中的词首“L”表示转换器的第一(或前置调节器)级中的能量存储元件(即，线圈或电感器)，缩写词中的“C”表示第二(或后置转换器)级中的电容式能量存储元件。

缩写词中的第三个字符“U”描述了作为升压转换器的前置调节器，其意味着在将正输入电压作为中间电压提供给后置转换器的输入端子之前而将其量值增大。缩写词中的第四个字符-“D”、“U”或“I”-描述后置转换器是将前置调节器的输出降压还是升压，还是将其反相。例如，对于正电压，“升压”意味着生成更大的正电压，“降压”意味着生成更低的正电压，而反相意味着生成具有相反极性的电压。

缩写词LCUD、LCUU和LCUI所描述的这些拓扑在其对于不同应用的效用中变化，并且可以共同地描述为LCUX调节转换器，分别地，对于升压，X是指变量U；对于降压，X是指变量D；对于反相，X是指变量I。

上面引用的申请No.[代理人案号No.AATI-19-DS-US]描述了如下的开关电感器-电容器转换器，其包括由开关电容器降压、升压或反相后置转换器跟随的开关电感器降压型前置调节器。这些LCDX型调节转换器总共包含以下：

●LCDU-开关电感器-电容器降压-升压转换器

●LCDD-开关电感器-电容器降压-降压转换器

●LCDI-开关电感器-电容器反相-降压转换器(反相器)

均与本申请同时提交并且通过引用其整体而将其每一个均合并于此的、名称为“High-Efficiency DC/DC Voltage Converter Including CapacitiveSwitching Pre-Converter and Up Inductive Switching Post-Regulator”的相关申请No.[代理人案号No.AATI-20-DS-US]以及名称为“High-Efficiency DC/DCVoltage Converter Including Capacitive Switching Pre-Converter And DownInductive Switching Post-Regulator”的相关申请No.[代理人案号No.AATI-22-DS-US]描述了如下的开关电容器-电感器调节转换器，其具有包含开关电容器级的前置转换器以及包含开关电感器级的后置调节器。

开关电容器-电感器(LCUX)调节转换器

图8图示了这样的开关LCUX转换器200，其包括将中间电压V_y提供给后置转换器233(其包含开关电容器转换器233)的升压、开关电感器前置调节器232。后置转换器233包含具有电压转换比n的电荷泵207。输出电压V_out用作反馈来控制前置调节器232的工作状况和输出。为了最优效率，调节前置调节器232以便于将输出V_y维持在期望输出电压V_out的1/n倍。在闭环回路中，组合的前置调节器232和后置转换器233动态地调整输出电压以产生处于期望电压V_out的、调节良好的输出。

在转换器200之内，开关电感器前置调节器232包含PWM控制器211、先断后接栅极缓冲器212、低压侧N沟道功率MOSFET 201、具有本征PN二极管205的浮空同步整流功率MOSFET 204、以及电感器202。滤波电容器206连接在前置调节器232的输出端子的两端之间以确保稳定性、降低纹波和改善瞬态响应。在本发明的该实施例中，尽管可以使用任何升压开关电感器DC/DC转换器，但是将升压开关电感器前置调节器拓扑地配置为同步boost转换器。例如，可以去除MOSFET 204，并且可以以肖特基整流器来替换二极管205以便实施代替所示同步boost转换器的传统boost转换器。可替代地，升压开关电感器DC/DC转换器可包含反激转换器、正激转换器、Buck转换器或电桥转换器。

以斜坡发生器时钟213确定的固定频率Φ来工作的PWM控制器211通过响应于其反馈输入改变前置调节器232的占空因子D，来对低压侧N沟道MOSFET 201的导通时间进行控制。如下面所述的那样，占空因子D定义为低压侧MOSFET 201被导通以对电感器202励磁的时间的百分数。可替代地，PWM控制器211可以在N沟道201的导通时间固定或可变的情况下来以可变频率工作。

每当N沟道MOSFET 201导通时，电流从前置调节器232的输入端子(V_batt)流过电感器202。从而将电感器202励磁，使得存储了等于¹/₂LI²的数量的能量并且抵抗了电流中的任何快速变化。在开关频率Φ之处，电感器202中的电流不能响应于PWM控制器211提供的脉宽调制来在许多时钟周期上对MOSFET 201的快速开关进行反应，从而电感器用作平均电流缓慢地变化的、几乎没有损耗的电流源。在电感器202被励磁的间隔期间，没有能量从电池或电感器202流到后置转换器233，并且输出电容器210提供负载216所需的任何电流。

每当低压侧MOSFET 201不导通时，电感器202将中间电压V_x驱动至高于转换器200的输出电压V_out，使得将二极管205正向偏置并且允许电感器202中的电流不中断地流动(即，再循环)通过滤波电容器206和电荷泵207。如果两MOSFET 201和204均截止，那么消耗在二极管205中的能量等于I_L·V_f，其中，V_f是PN结二极管205两端的正向电压。浮空同步整流MOSFET204在每当N沟道MOSFET 201截止时的所有或某部分时间内导通，使得将来自二极管205的电流旁路并且通过浮空MOSFET 204的通道而将所述再循环电流重新定向。由于MOSFET 204仅在整流二极管205导通的时候导通，因此其作为“同步”整流器来工作(虽然MOSFET 204的导通可能仅出现在二极管205导通的部分时间期间)。因此就MOSFET 204在每当二极管205反向偏置(不导通)时而总是截止(不导通)的意义来说，MOSFET 204与二极管205“同步”。当同步整流MOSFET 204导通电流时，MOSFET 204两端的压降等于I_LR_DS(on)，并且其瞬时功耗为I_L ²R_DS(on)。

可替代地，如在同时随同提交并且通过引用其整体而合并于此的、名称为“Low-Noise DC/DC Converter With Controlled Diode Conduction”的申请No.[代理人案号No.AATI-18-DS-US]中所述的那样，同步整流MOSFET可能保持导通，但是当其并非作为完全导通的器件来工作时，其以某方式受控用于限制其漏极电流的量值。通过在电阻开关状态和低电流恒定电流模式之间进行交替，该方法降低了开关电感器转换器中的电噪声。

先断后接缓冲器212确保低压侧功率MOSFET 201和浮空功率MOSFET204永远不会同时导通以防止与负载短路的直通导通。直通导通(输入由于交叠导通的“急剧短路”)是导致能量浪费、效率损失以及MOSFET器件可能损坏的不期望状况。虽然BBM间隔必须足够长以防止直通，然而，由于过长的BBM间隔强制二极管205更长时间地传送电流并且消耗更多的能量，因此其也是不期望的。

除了BBM时间段之外，同步整流MOSFET 204应该在每当低压侧MOSFET 201截止时理想地开启并且导通。然而，在某些环境中，过早地关断同步整流MOSFET 204或者根本不将其开启可能是有益的。例如，在非常低的输出电流处，如果MOSFET 204在延长的持续时间内保持导通，那么可能出现不想要的振荡以及反向电流。将MOSFET 204关断禁止了通道导通，并且处于反向偏置状况下的二极管205防止了反向电流导通，使得改善了转换器200的轻负载效率。

可替代地，如上面引用的申请No.[代理人案号No.AATI-19-DS-US]中所述，同步整流MOSFET 204可保持导通，但是在其不是作为完全导通的器件来工作时，其以某方式受控用于限制其漏极电流的量值。以使得其在电阻开关状态和低电流的恒定电流模式之间交替的方式操作同步整流MOSFET减小了电噪声。

后置转换器233中的电荷泵207以因子“n”来缩放电感式前置调节器232所传递的电压V_y，以便产生输出电压V_out。包含电容器208和可选电容器209或更多电容器的电荷泵207包括产生各种电压乘法因子(包含倍增、反相、分数或分数-反相)的开关电容器网络。在中间电压V_y处偏置的节点将输入形成到电荷泵207，并且取决于各种设计考虑，其可以通过滤波电容器206而被连接到参考地。电荷泵207的输出被输出电容器210滤波。

更详细地，转换器200使用升压开关电感器boost前置调节器232来将输入电压V_batt转换为中间电压V_y。然后使用具有快速电容器208和(可选的)209的电容器网络，以因子nX来缩放该电压V_y。开关电容器后置转换器233的转换比nX可以是升压、降压或反相。开关LCUD转换器的后置转换器233中的降压转换可以包括n＝0.5的双电容器分数实施方案。

如果后置转换器233执行升压转换，例如，实施n＝2的单电容器倍增器或n＝1.5的双电容器分数版本，那么转换器200作为LCUU(升压-升压)转换器来工作。

反相形式的后置转换器233可以利用n＝-1的单电容器电路或者n＝-0.5的分数型双电容器。遵循上面定义的命名原则，可以将这种反相器称为CLUI转换器。

在优选实施例中，输出电压V_out作为反馈信号V_FB而被发送至电平移位器214的输入端子。电平移位器214将反馈信号V_FB转换为用于控制PWM电路211的反馈信号V_FBin。可替代地，中间电压V_y可用于控制PWM电路211。如下面所示那样，V_y的值在设置LCUX转换器200的总效率时非常重要。

在优选实施例中，电平移位器214产生的电压V_FBin应该将V_y的值强制为电压V_out/n。在LCUD或LCUU转换器的情况下，电平移位器214可包含用作分压器的两个电阻器的网络(未示出)。在LCUI反相器中，在电平移位器214中通常采用替代电路(下面描述)。

LCUX转换器200的另一特征是使用时钟213来控制前置调节器232中的MOSFET 201和204以及后置转换器233中的电荷泵207的开关。通过将开关电感器前置调节器和开关电容器后置转换器电路同步，可以极大地降低中间滤波电容器206的尺寸，或者在某些情况下可以将其完全地去除。

通过V_y来调节V_out

LCUX转换器的一个未预料到的方面是其总效率η对于中间电压V_y的值的依赖。另一重要方面是可以以闭环反馈来控制电压V_y以便改善转换器的瞬态调节的方式。

为了更好地理解这些考虑，图9的运行模型230可用于控制分析和估计效率。如所示那样，从产生中间电压V_y的输入电压V_in对升压前置调节器232进行供电。在LCUD拓扑中，前置调节器232作为升压转换器来工作，使得提供由下面式子所给出的输出电压

V_y＝V_in/(1-D)

其中，D是低压侧MOSFET210的占空比，其范围介于0％和100％之间。图12A中图形地表示了该调节的升压转换，其中，将变化的因子1/(1-D)与电池电池输入电压V_batt(曲线391)相乘以生成6.6V的恒定电压V_y(曲线392)。

再次参见图9，V_y继而对开关电容器后置转换器233进行供电以产生电压V_z。后置转换器233的转换比由下面的式子给出

V_z＝n·V_y

或者后置转换器233的电压转换比V_z/V_y等于

$\frac{V_z}{V_y}=n$

其中，取决于后置转换器233中的电容器的数目和开关配置，n具有例如等于2、1.5、0.5、-0.5或-1.0的离散、量化值。例如，在图12A中，在n＝0.5的情况下，降压后置转换器233将V_y中间电压(曲线392)减半为恒定3.3V(曲线393)。

再次参考图9，输入电压源231对整个LCUX转换器进行供电。该电源可以表示任何电源的输出，但是其通常包含LiIon电池。在电池的情况下，除了当某些压降可能发生在电池组内部时的高电流瞬间的情况之外，单元电池电压V’_batt基本上等于V_in，这进一步例示了对于调节电压转换器的需要。

如所示那样，LCUX转换器200的输出对在电压V_out(转换器200的期望输出电压)处工作的负载235进行供电。寄生损耗元件234被示意性地包括，以便对在后置转换器233的输出电压V_z和供给负载235所需的输出电压V_out之间的电压不匹配的影响进行建模。假设后置转换器233的输出电压V_z基本上与期望的输出电压V_out相同，则损耗寄生元件234两端的电压ΔV可以忽略，并且V_out≈V_z。将上面的等式进行组合，产生如下的关系

V_out≈V_z＝n·V_y＝n·V_in/(1-D)

由此，LCUX转换器200的电压转换比等于

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{n}{1-D}$

根据该关系，我们可以做出如下的重要观察：前置调节器232的占空因子依赖项1/(1-D)与后置转换器233的转换比”n”之乘积产生转换器200的输出与输入比。本质上，为了适当地调节输出电压V_out，必须动态地改变占空因子D、转换比n或者两者，以便补偿输入电压V_in的变化。

例如，使用0.5X后置转换器(例如除以2的分数电荷泵)，LCUX转换比变为LCUD转换器的转换比：

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{0.5}{1-D}$

图12A中的点划线394图示了该0.5X型LCUD转换器的转换比。曲线394在单位1之上和之下变化，其具有范围大致介于0.67和上至1.6之间的量值。在点395处(即，在V_in＝3.3V的地方)，电压转换比是单位1，并且转换器200工作在升压和降低转换之间的边缘。注意，LCUD转换器200在不曾改变工作模式的情况下经过该单位转换状况。

进一步分析0.5X型LCUD转换器200，图12C的图形420图示了其电压转换比反相地(即，双曲线地)依赖于其占空因子D，如曲线422所示，其在形状上类似于V_y(曲线421)，但是将V_y的值减半。图12B的半对数图形410中的曲线412进一步图示了转换比对于D的依赖，曲线412具有描述前置调节器232的输出与输入比的V_y(曲线411)的斜率的一半。注意，在后置转换器233具有0.5的电压传输特性的情况下，LCDU调节器以舒适的50％的占空因子呈现了单位转换比。

虽然转换器理论上能够将输出电压比值从零调节到输入电压的两倍，但是由于需要较窄的导通或截止脉冲(其是难以控制的)，因此低于10％的占空因子或高于90％的占空因子的工作是复杂的。相反，即使通过将转换器限制至范围从10％～90％的占空因子，0.5X LCUD转换器的输出电压也覆盖了从最小降压因子(大致为0.5倍的输入)到最大升压因子(5倍的输入)的较宽范围-超过量值的数量级(order)的电压转换比。

在单位转换比处，前置调节器232的占空因子仅为50％。在50％的占空因子处，开关转换器可以容易地实施用于高频处的工作，而不受传统Buck、boost以及Buck-boost转换器拓扑所遭受的占空因子中的有问题的极限值(problematic extreme)的限制。

下面考虑LCUX转换器针对n的其它值的工作。作为示例，这里包括分数或0.5X型LCUD调节器。

为最大转换器效率来控制V_y

也可以使用图9的运行模型230来估计LCUX转换器200的效率。对于前置调节器232，输入能量由P_in1＝I_in·V_in给出，同时输出能量由P_out1＝I_y·V_y给出。那么前置调节器232的效率可以表示为

${\mathrm{\η}}_1=\frac{P_{\mathrm{out}1}}{P_{\mathrm{in}1}}=\frac{I_y\·V_y}{I_{\mathrm{in}}\·V_{\mathrm{in}}}$

图13A在图形430中图示了前置调节器232的效率η₁相对恒定并且不依赖于其电压转换比V_y/V_in。取决于工作状况、功率MOSFET电阻以及工作电流，典型值的范围为93％～89％。

当将能量传递至工作在其输出电压V_z的负载时，后置转换器233中的电荷泵通常在96％的范围中具有最大效率。由于电荷泵只是转换器而不是调节器，因此其效率的分析必须考虑在其输出和对电气负载供电所需的期望电压之间存在不匹配时的情况。具体地，如果后置转换器的输出V_z由于任何原因而与期望的输出电压V_out不同，那么电压误差ΔV＝V_z-V_out不再可忽略，并且会产生额外的效率损耗。即使损耗元件234并不真正地调节电压，该ΔV不匹配也导致具有与线性调节器中的损耗相同的算术形式ΔV/V_in的损耗。具体地，可以将该损耗定义为

P_损耗3＝I_out·ΔV＝I_out(V_z-V_out)

其中，V_z＞V_out。那么与损耗元件234有关的第三级的效率可以由下面的式子给出

其中V_out≤V_z，即，最大的理论效率被限制为100％。根据传输函数V_z＝n·V_y，那么

${\mathrm{\η}}_3=\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_z}=\frac{V_{\mathrm{out}}}{n{V}_y}$

包括电荷泵207的效率，后置转换器233具有下面式子给出的效率

${\mathrm{\η}}_{\mathrm{PC}}={\mathrm{\η}}_2{\mathrm{\η}}_3={\mathrm{\η}}_2\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_z}=\frac{{\mathrm{\η}}_2}{n}\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_y}$

图13B中图示了包含ΔV负载不匹配的、后置转换器233的该效率等式，其中，在图形440中分别针对曲线441和442所示的理想的和实际的静态电流，相对于其效率η_PC来绘制了后置转换器的电压转换比V_out/V_y。在这两种情况下，后置转换器233的效率在V_out/V_y等于转换比“n”时(即，当V_out＝n·V_y时)达到其峰值。

例如，在n＝0.5的分数型转换器中，LCUD转换器的最大输出电压出现在V_out＝0.5V_y时。V_y从该状况的任何偏差将降低LCUD转换器的总效率。

在曲线441中反映的理想情况下，电荷泵中的静态工作电流I_Q2基本上为0，并且其峰值理论效率接近100％。在实际的电荷泵中，一些能量在操作电荷泵时失去，其静态电流I_Q2不为零并且峰值效率被限制为小于100％，具体地，其被限制为如曲线442所示的通常为95％～97％的某个值η₂。

由于电荷泵不能产生比“n”倍的其输入更大的输出电压，因此对于大于n的V_out/V_y的比值的效率并没有意义，但是其确实描述了电荷泵输出电压V_z距离满足期望的输出电压V_out的不足量。关于状况V_out/V_y＝n，如点划线所示的曲线440与曲线441对称。为了完整，将其包含在这里。

根据转换器200的传输函数V_z＝n·V_y＝n·V_in/(1-D)，可以依据占空因子D(而不是依据中间电压V_y)来重新表示效率。因此，可以将ΔV不匹配的效率影响描述为

${\mathrm{\η}}_3=\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_z}=\frac{(1-D)\·V_{\mathrm{out}}}{n\·V_{\mathrm{in}}}$

并且可以将后置转换器233的效率描述为

${\mathrm{\η}}_{\mathrm{PC}}={\mathrm{\η}}_2{\mathrm{\η}}_3={\mathrm{\η}}_2\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_z}=\frac{(1-D)\·{\mathrm{\η}}_2}{n}\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}$

那么LCUX转换器200的总效率为各效率之乘积，即

$\mathrm{\η}={\mathrm{\η}}_1\·{\mathrm{\η}}_2\·{\mathrm{\η}}_3=({\mathrm{\η}}_1\·{\mathrm{\η}}_2\frac{1-D}{n})\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}$

对于任何给定的V_out/V_in转换比，该总效率为各效率η₁和η₂以及在负载的期望工作电压与后置转换器233的输出之间的不匹配之乘积。图13C的图形450中针对0.5X LCUD调节器图示了这种关系，其中，每条线451表示关于一系列转换比的固定占空因子D。如所示那样，由于转换器200产生对于负载来说太高的输出电压(即，V_z＞V_out)，因此低转换比(例如，低于0.3)呈现了更低的效率。

假如负载将输出电压“钳位”，那么通常通过使电荷泵207内的MOSFET207饱和而使得某些损耗元件两端降落了压差ΔV，并且效率遭受损害。如果负载不能将输出电压钳位，那么转换器200产生太高的电压。换言之，为了达到峰值效率，必须将LCUX转换器200编程至期望的输出电压，并且负载不能将输出钳位至更低的值，否则总效率将会降低。

如图13C中的线452所示，最优效率出现在V_z＞V_out并且期望的负载电压等于n/(1-D)时。在0.5X型LCUD调节器中，峰值效率出现在0.5/(1-D)时。

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{0.5}{1-D}$

因此，对于任何给定的占空因子D，存在一个并且仅有一个呈现了最大效率的V_out/V_in，即，为取得最大效率，在电压转换比和占空因子D之间存在一一对应关系。在0.5X型LCUD调节器中，n＝0.5，因此峰值效率的状况出现在D＝50％(其中V_y＝2·V_in并且V_out＝0.5(2·V_in)＝V_in)时。

清楚地，通过控制占空因子D来将转换器保持在其工作的高效率区是重要的。这是通过使用反馈控制技术(具体地，通过维持足够但不过度的占空因子)来完成的。在没有反馈的情况下，开环工作容易遭受效率的损失以及调节的退化。不充足的占空因子导致不充足的输出电压，过度的占空因子促使效率的退化。

即使假设动态地调整占空因子D以将效率最大化，由于开关电感器前置调节器和开关电容器后置转换器中的导通和开关损耗，因此即使当V_out/V_in＝n/(1-D)时，实际的LCUX效率也由于η₁·η₂＜100％而被限制。图13C的图形451中的渐近线452中考虑了这些影响，其中，η₁·η₂的乘积共同地呈现了对于占空因子D的略微依赖。然而清楚地，距离达到峰值效率的最大偏差起源于过度的占空因子、将转换器的输出V_z升高至高于期望电压V_out的级别。

通过适当地控制，本发明的开关LCUD转换器可以在升压或降压模式下产生调节良好的输出，而不会呈现任何模式变化、窄脉冲或单位电压转换比附近(即，当V_out≈V_in时)的压降效应。LCUD转换器能够在远远高于Buck转换器的、boost转换器的或电荷泵的输出与输入电压比的、输出与输入电压比的范围上工作。假设对于占空因子的实际限制的范围介于10％和90％之间，表1将LCUD转换器的电压转换比的可用范围与电荷泵倍增器的、Buck转换器的以及boost转换器的电压转换比的可用范围进行比较。

转换器拓扑	Vout/Vin的范围	效率的范围	单位比效率
				2X电荷泵	0.1～1.9	高于1.8	差，η＜50％
Boost转换器	1.1～15	上至约为4都较好	压降高于0.9
				Buck转换器	0.1～0.9	范围上都较好	压降低于1.1
0.5X LCUD	0.55～7	范围上都较好	较好，η＞90％

表1

尽管其较高的效率特性，在10％～90％的占空因子之间工作的boost转换器仅有升压转换比(即，其中V_out＝{1.1V_in～15V_in})的能力。相反，2X电荷泵的效率仅对于超过1.8的转换比是高的。相比之下，LCUD转换器的效率在电压转换比的较宽范围(即，其中V_out＝{0.55V_in～7.5V_in})上保持为高。考虑到LCUD转换器包含电荷泵和boost转换器的元件，然而在比它们中任一都要宽得多的工作状况范围上调节，该结果是未预料到的。

图11A中图示了处于工作中的开关LCUD转换器的示例，其中，在整个电池放电周期期间使用单芯LiIon电池的电压来生成调节的3.3V输出。在充电之后，该单元电池(cell)电压开始于4.2V，然后在最初间隔期间衰减至大约3.5V～3.6V(曲线351)，其中电池在其放电周期的大部分期间工作。随后，曲线352图示了电池电压衰减至低于3.5V而进入介于线355和356之间的范围{V_out＜V_batt＜(V_out+δ)}，其为一般的转换器将遭受压降或模式切换问题的状况。最后如曲线353所示，电池电压降至正好低于转换器的3.3V输出的级别。只有专用的LiIon电池可以工作于下至2.7V，而不会生长将单元电池短路的微晶(crystallity)。

无论LiIon单元电池电压为多少，LCUD转换器通过占空因子1/(1-D)将电池电压升压至曲线354所示的恒定的预调节电压V_y，然后通过0.5X电荷泵后置转换器将该电压V_y重新降压以产生受调节的3.3V输出V_out(曲线355)。转换器的状况可以通过下面的表2来描述：

阶段

升压/降压

Vbatt

D

Vy

nX

Vout

Vout/Vin

完全充电

降压

4.2V

36％

6.6V

0.5X

3.3V

0.52

351.衰减

降压

3.6V

46％

6.6V

0.5X

3.3V

0.92

352.平稳

降压

3.5V

47％

6.6V

0.5X

3.3V

0.94

Vbatt≈Vout

单位1

3.3V

50％

6.6V

0.5X

3.3V

1.00

放电

升压

3.0V

55％

6.6V

0.5X

3.3V

1.10

353.扩展范围

升压

2.7V

59％

6.6V

0.5X

3.3V

1.22

表2

使用单芯LiIon电池并且需要3.3V受调的电源的一种通常应用是蜂窝电话。如今的调节器不能以高效率地在电池的整个电压范围上工作。由于通过传统的Buck-boost转换器的效率损失补偿(override)了所添加的随后放电阶段的使用寿命，因此当今的手机设计者必须采用在3.5V周围关断的仅降压的Buck调节器，从而丢弃了在最初放电阶段(曲线351)和部分电压平稳阶段(曲线352)中的电池寿命。

本发明的转换器的另一应用是两芯和三芯的镍氢(或NiMH)电池的调节。由于单个NiMH单元电池在放电期间呈现从1.2V到0.9V的电压，那么如图11B的图形360中的曲线361所示，两个串联连接的单元电池(2芯NiMH)的电池呈现从2.4V到1.8V(即，600mV的范围)的放电曲线。由于许多集成电路工作在1.8V上，因此向这些组件提供调节良好的1.8V的电源对于实现可靠的工作和一致的性能是关键的。但是由于线性调节即使在低压降(LDO)实施方案中也通常需要200～300mV的压降δ，那么对于点划线364(V_out+δ)表示的低于2.0～2.1V的输入，1.8V LDO将开始遭受退化的调节。2芯NiMH电池的600mV范围的200mV～300mV的调节损失表示可用电池寿命在每次充电中的33％的下降。

LCUD转换器通过首先以变化量1/(1-D)将电池电压升压至3.6V的电压V_y(由线362示出)，并且然后以固定的0.5X因子重新降压以产生受调节的1.8V输出(由时不变电压363示出)，完全地消除了压降问题。

类似的情形出现在当从3芯NiMH电池产生2.7V、3V或3.3V输出电压的时候。在放电期间，3芯NiMH电池在从2.7V到3.6V的电压(900mV的范围)中变化。由于这些输出电压落入电池的电压范围，因此具有200mV～300mV压降δ的线性调节器显著地减小了电池的900mV可用电压范围。例如，具有300mV压降的2.7V LDO呈现了仅600mV的降低的范围，电池寿命缩放了33％。在线性调节器掉出调节之前，3.0V输出允许仅300mV的电池放电，其表示电池全容量的66％的下降。更糟糕地，即使当电池完全充电时，3.3V输出也总是工作在压降中，其意味着LDO不能用于从3芯NiMH电池组提供受调节的3.3V输出。

LCUD转换器能够在3芯NiMH电池的整个900mV放电范围上将受调节的2.7V输出提供至3.3V，而不曾呈现压降、调节丧失或模式切换。例如，在图11C的图形380中，以变化因子1/(1-D)来将随着时间放电的3芯NiMH电池的输出电压(曲线381)进行升压以便产生6V的恒定V_y电压(曲线382)，然后以0.5X的因子将其降低以便产生3V输出(曲线383)。不同于LDO，当V_batt(曲线381)衰减至低于线384(LDO的3.3V压降限制)时，不会出现电路工作的变化或调节的丧失。

开关电感器-电容器升压-降压(0.5X LCUD)调节转换器

通过更加详细地检查LC型升压-降压转换器的实施方案，图10A图示了分数型开关LCUD调节转换器250在n＝0.5的情况下的示意电路图。

如所示那样，LCUD开关转换器250包含：低压侧N沟道功率MOSFET251，具有本征PN二极管255的浮空同步整流器MOSFET 254，以及电感器252。这些组件包含在用于将输入电压V_batt转换为中间电压V_y的前置调节器250A中。具有可选滤波电容器256的前置调节器250A的输出形成对于0.5X型分数电荷泵后置转换器250B的输入，该0.5X型分数电荷泵后置转换器250B包含功率MOSFET 257、258、259、260和261，其一起顺序地对快速电容器262和263进行充电和放电并且将输出电压传递到输出滤波电容器264。

高压侧和浮空功率MOSFET 254、257、258、260和261可以是N沟道或者P沟道器件(其在栅极驱动信号和栅极缓冲电路中具有适当变化)。低压侧功率MOSFET 251和259优选地实施为N沟道器件。输出电压V_out用作反馈信号V_FB，其经电平移位电路269比例缩放以产生作为PWM控制器265内的误差放大器的控制输入的、正比于中间电压V_y的电压。该控制电压被选择用来将前置调节器250A的输出强制为具有输出电压的量值的两倍量值的电压V_y。

受到时钟和斜坡发生器电路268驱动的PWM控制器265以时钟频率Φ进行开关，并且以同一频率来驱动先断后接(BBM)缓冲器267。BBM缓冲器267利用栅极偏置V_G1和V_G2来异相地驱动低压侧MOSFET 251与同步整流MOSFET 254，以便防止直通导通。假设MOSFET 251为N沟道器件，则V_G1的极性相对于MOSFET 251的源极是正的。同步整流MOSFET 254被控制为在MOSFET 251截止时的所有或某部分的时间上导通，但是在低压侧MOSFET 251导通时永远不导通大电流。

如果同步整流MOSFET 254是P沟道器件，那么由于正运转信号(positivegoing signal)使N沟道器件导通但是使P沟道器件截止，因此其栅极驱动信号V_G2可具有与V_G1相同的相位和极性。如果同步整流MOSFET 254是N沟道器件，则需要浮空栅极驱动电路来将其栅极偏置至比V_x更正的电压，所述正运转信号与低压侧控制V_G1异相地出现。

控制PWM控制器265的时钟信号还控制BBM缓冲器267，使得产生用于分别控制电荷泵MOSFET 257、258、259、260和261的排序的栅极信号V_GS3、V_GS4、V_GS5、V_GS6和V_GS7。这些MOSFET以交替的形式导通。MOSFET257和258在MOSFET 259、260和261截止的时候导通以便于对电容器262和263充电；然后MOSFET 259、260和261在MOSFET 257和258截止的时候导通以便于对电容器262和263放电，将其电荷传输到储能电容器264。BBM缓冲器266防止了后置转换器250B内的异相的MOSFET之间的直通导通。

可以以与MOSFET 251和254相同的频率Φ来同步地开关MOSFET 257、258、259、260和261，或者以Φ的某个倍数(即，mΦ)亦或以与Φ无关的频率来对它们进行开关。在优选实施例中，以同步的方式切换前置调节器250A和电荷泵后置转换器250B中的所有功率MOSFET。这可以使得滤波电容器256很小或者将其去除。相比之下，如果电荷泵后置转换器250B与前置调节器250A相独立地振荡(oacillate)，那么需要电容器256来暂存用于支持瞬时负载(momentary load)和线性瞬变所需的能量。

假设前置调节器250A和后置转换器250B的同步工作，那么同步整流MOSFET 254和预充电MOSFET 257将同时导通和同相地开关。在这种情况下，MOSFET 257是多余的并且可以将其去除。图10B中示出了所得到的简化的LCUD转换器280。如同转换器250，转换器280包括由后置转换器280B跟随的boost前置转换器280A，该boost前置转换器280A包含电感器282、低压侧N沟道MOSFET 281、同步整流MOSFET 284、PWM控制器295和BBM电路297。后置转换器280B包括包含电容器292和293、MOSFET 288、289、290和291(其受控于BBM电路296而以与MOSFET 281和284相同的频率(即，以时钟和斜坡发生器298确定的频率Φ)进行开关)的0.5X型分数电荷泵。通过经由电平移位电路299将滤波电容器294两端的输出电压V_out作为信号V_FB馈送至PWM控制器295来发生闭环调节。

图10C和10D中图示了0.5X型LCUD转换器280中的前置调节器280A和后置转换器280B的同步工作。在图10C中，示意图320表示如下期间的转换器280，所述期间指：电感器282被励磁期间以及之前已被充电至电压V_y/2的快速电容器292和293上的电荷经由导通MOSFET 289、290和291而被传输至输出电容器294和负载321的时间期间。在电感器282励磁期间，同步整流MOSFET 284截止。由于电压V_y超过V_x并且处于该工作阶段，因此二极管285保持反向偏置，并且boost前置调节器280A和电荷泵后置转换器280B彼此确实地(literally)断开。截止的MOSFET 284和288由开路电路来表示。

在图10D中，示意图330表示在电感器282中的电流再循环以及快速电容器292和293同步充电期间的LCUD转换器280，其中电流从V_batt流向电感器282以及导通状态的MOSFET 284和288。在该时间期间，V_x近似等于V_y，并且每个串联连接的快速电容器292和293均被充电至电压+V_y/2。截止的MOSFET 281、289、290和291由开路电路来表示。在该周期期间，在对快速电容器充电的时候，输出电容器294对负载321供电。

在图14A的电路图480中所示的替代实施例中，可以通过使得所有MOSFET的开关不连续以及通过将MOSFET 284和290两者都导通以使得V_batt≈V_y≈V_out，来消除0.5X后置转换和前置调节，由此输出电容器294两端的电压为转换器的电池输入电压V_batt，并且转换器在本质上被旁路。在该旁路工作状况下，MOSFET 281、288、289和291保持截止并且被表示为开路电路。

在图14B的电路图500中所示的另一示例中，可以通过使得电荷泵MOSFET的开关不连续而不使得开关电感器boost前置调节器的工作不连续，来消除0.5X后置转换。在该仅boost模式下，MOSFET 290和291被偏置为将V_out连接至中间电压V_y的“导通”，从而在前置调节器MOSFET 281和284持续异相地开关以执行boost转换的同时而将电荷泵电路旁路。MOSFET 291和289可选地导通，以便将电容器293连接至参考地，并且将电容器293连接至负载321，这有利地增大了与输出电容器294并联的滤波电容。MOSFET288被偏置为如开路电路所示的截止。每当调用仅boost模式时，从输出V_FB经由反馈网络299而至PWM控制电路的反馈可保持不受影响，或者被调整为产生不同的输出电压。

在图14C的电路图510中所示的又一实施例中，调用了仅电荷泵模式，由此在电荷泵持续工作的同时而使得前置调节器的开关不连续。结果，MOSFET 281被截止。由于MOSFET 284是电感式前置调节器和电容式后置转换器两者共用的，因此其持续地与MOSFET 288同相地并且与MOSFET289、290和291异相地导通。这样，快速电容器292和293被重复地充电至输入电压的一半，然后在电荷传输阶段而被连接在输出电容器294两端。电压V_x在MOSFET 284导通的情况下基本上等于V_batt，其中，量值L的电感器282用作低通输入滤波器。每当通过将MOSFET 284截止来中断电感器282中的电流时，除非电感器282饱和，否则电感器将把电压V_x驱动至低于参考地，其将低压侧二极管283正向偏置。如果电感器282由于高电流而饱和，则受支配于节点上的杂散(stray)和寄生电容，其电感显著地下降并且电压V_x可保持为正。

图15的图形530中图示了这些替代实施例的输出电压相对于输入电压的传输特性，并且将其与上面描述的0.5X型LCUD调节器的相应特性进行比较。线531图示了操作如图14A中所示的转换器的未调节旁路模式。线533表示具有V_batt/(1-D)的占空因子相关性的、如图14B中所示的电感式boost前置调节器的受调节的输出电压。相反地，图14C的仅电荷泵电路产生如线532所示的未调节的输出。线534图示了使用LCUD工作模式的调节。

其它的非隔离LCUX开关调节器

如之前所述那样，LCUX转换器呈现由下面的等式控制的输出与输入电压转换

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{n}{1-D}$

其中，取决于后置转换器中电容器的数目和开关配置，n具有离散、量化的值，例如n等于2、1.5、0.5、-0.5或-1.0，并且其中，使用反馈来动态调整D以便将转换器的总效率最大化。

虽然上面的讨论针对于升压-降压转换，但是通过选择比单位1更大的nX后置转换比，例如，在n＝2或n＝1.5的情况下，也可以将LCUX转换适配用于作为LCUU调节器的仅升压操作。与传统的boost转换器相比，LCUU升压转换能够在不需要工作在极端占空因子的情况下而具有更高的输出与输入电压转换比。

图16A和16B的简化电路图中将其进行了图示。图16A中所示的2XLCUU转换器600采用boost前置调节器600A(其包括低压侧MOSFET 602、电感器601、二极管604以及浮空同步整流MOSFET 603)和具有快速电容器607的单电容器2X型电荷泵后置转换器606来产生由关系V_out＝2V_batt/(1-D)给出的输出。通过反馈来动态调整D以便强制转换器600工作在其最优效率处或附近。前置调节器600A在可选电容器605两端产生中间电压V_y。后置转换器606在输出滤波电容器608两端产生输出电压V_out，并且提供反馈信号V_FB以方便前置调节器600A和后置转换器606中的MOSFET的开关的闭环控制。

类似地，图16B中的1.5X LCUU转换器620采用boost前置调节器620A(其包括低压侧MOSFET 622、电感器621、二极管624以及浮空同步整流MOSFET 623)和具有快速电容器627和628的双电容器1.5X型分数电荷泵后置转换器626来产生由关系V_out＝1.5V_batt/(1-D)给出的输出。通过反馈来动态调整D以便强制转换器620工作在其最优效率处或附近。前置调节器620A在可选电容器625两端产生中间电压V_y。后置转换器626在输出滤波电容器629两端产生输出电压V_out，并且提供反馈信号V_FB以方便前置调节器620A和后置转换器626中的MOSFET开关的开关的闭环控制。

图17A的电路650中图示了2X型LCUU转换器600的一个实施例。转换器650包括其输出电压V_y形成2X型电荷泵后置转换器650B的输入的开关电感器boost前置调节器650A，所述开关电感器boost前置调节器650A包含具有寄生PN二极管667的低压侧N沟道MOSFET 652、电感器651、具有相应PN二极管654的浮空同步整流MOSFET 653、以及可选输出电容器655。后置转换器650B包含：MOSFET 656、657、658和659；快速电容器660；以及输出电容器661。前置调节器650A中的MOSFET 652和654分别利用栅极电压V_G1和V_G2而被驱动，并且受控于PWM控制器662以及先断后接(BBM)转换器664，同时BBM缓冲器663分别以栅极电压V_G3～V_G6来驱动后置转换器650B中的MOSFET 656、657、658和659。

MOSFET 652以时钟和斜坡发生器665确定的频率Φ来进行开关。同步整流MOSFET 653在MOSFET 652不导通时的所有或某部分的时间上导通。MOSFET 656～659以频率m·Φ(其可以高于或者低于时钟和斜坡发生器665所生成的频率Φ)进行开关。理想地，MOSFET 656～659以相同的频率Φ进行工作，从而可以减小电容器655的尺寸或者甚至将其去除。如果MOSFET656～659不是以频率Φ进行开关，那么它们的开关应该与单个时钟源同步以使得它们同相地工作，以便于降低噪声。

通过使用负反馈V_FB来为负载电流或输入电压的变化动态地调整PWM控制器662，输出电压V_out得到调节。

通过将中间电压V_y调节至等于期望输出电压的一半的值，电荷泵后置转换器650B能够工作在其最大效率点之处。反馈电压被电平移位至如下的值：即，使得PWM控制器662将其输出调节至等于V_out/2(期望的输出电压)的电压V_y。换言之，将PWM控制器662的反馈输入电压V_FBin定义为这样的电压：PWM控制器将尝试该电压以及强制该电压到其V_y输出上，即，因此在闭环控制下，V_y→V_out/2。

使用倍增器型电荷泵后置转换器的反馈仅需要电阻分压器来为PWM转换器的控制输入调整信号。由于输出电压V_FB是期望电压V_y的量值的两倍，因此反馈分压器利用相等尺寸的电阻器来对半地分割输出信号以作为PWM控制的输入V_FBin。

转换器650的工作包含两个交替的阶段。在图17B的电路图670中，MOSFET 652导通电流，使得在同步整流653保持截止(其使得boost前置调节器650A与电荷泵后置转换器650B相断开)的同时而将电感器651励磁。由于V_x接近于参考地并且V_y＞V_batt，因此PN二极管634保持反向偏置。在该工作阶段期间，MOSFET 656和659导通电流，使得在MOSFET 658和657保持截止的同时而将来自快速电容器660的电荷传输至输出电容器661和负载671。

在另一阶段中，MOSFET 652截止并且同步整流MOSFET 653导通，由此电感器651强制电压V_x基本上上升至电压V_y(电容器655两端的电压)，使得将来自电感器651的能量传输到电荷泵后置转换器650B并且通过导通MOSFET 658和657来将快速电容器660充电至电压V_y。在该阶段期间，MOSFET 652、659和656保持截止，并且二极管667保持反向偏置。由于MOSFET 659截止，因此输出电容器661必须在该开关周期期间将电流提供至负载671。

电荷泵后置转换器650B的输出电压是2V_y，其中V_y(boost前置调节器的输出)为V_batt/(1-D)。所得到的LCUU调节器的电压转换比由下面的式子给出

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{2\·V_{\mathrm{batt}}}{(1-D)}$

图18A中的图形700图示了具有一芯镍镉电池(或1芯NiCd)的LCUU转换器650的工作，其中，V_batt的时间放电曲线701从1.2V变化到0.9V。然后，以等于1/(1-D)的变化量将未调节的电池升压以便产生曲线702所示的受调节的2.5V中间电压V_y，然后进一步通过电荷泵后置转换器650B来以2X的因子将其增大以便产生线703所示的时不变的5V输出。

图18B中的图形720针对输入电压范围从0.9V到2.4V，进一步图示了具有5V输出的2X型LCUU转换器650的V_out相对于V_in的传输特性。0.9V到1.2V的输入范围代表如下情况下的1芯NiCd和1芯NiMH单元电池：其中，在充电期间，对于碱性单元电池来说，输入上至1.7V，而对于2芯NiMH来说，输入上至1.8～2.4V。以变量1/(1-D)将电池输入电压V_batt 721升压以便产生线722所示的2.5V的中间电压。使用倍增器电荷泵后置转换器650B而将该电压升高2X以便产生调节良好的5V输出(线723)。

2X型LCUU调节器的一个特点是其以适当的占空因子取得较高升压比的能力。例如，对于1.2V输入，60％的占空因子产生4.2X电压转换比和5V输出。然而，在2.4V输入处，5V输出需要下至4％的占空因子的调节。为了增大更高输入电压处的占空因子，LCUU转换器650的变型采用了1.5X电荷泵后置转换器来代替倍增器。

图19A中示出了1.5X型LCUU转换器760。转换器760包括boost前置调节器760A(其包含低压侧MOSFET 762、电感器761、具有本征二极管765的同步整流MOSFET 764、以及可选电容器779)和电荷泵后置转换器760B(其包含MOSFET 766、767、768、769、770、771和772；快速电容器774和775以及输出电容器773)。除了电荷泵是1.5X分数型而不是倍增器之外，以类似于2X型LCUU转换器650的方式来控制转换器760。

转换器760的工作包含两个交替的阶段。在图19B中电路图780所示的一个阶段中，电感器761被在同步整流MOSFET 764保持截止时而流过MOSFET 762的电流所励磁。在该阶段期间，快速电容器774和775通过导通的MOSFET 769、770、771和772而将电荷传输至输出电容器773和负载781。所有的其它MOSFET保持截止。由于V_x偏置为接近参考地并且V_y＞V_batt，因此二极管765保持反向偏置。

在图19C中的电路图790所图示的交替的阶段中，MOSFET 762截止，同时同步整流MOSFET 765导通，使得通过MOSFET 766、767和768而将来自电感器761的能量传输至快速电容器774和775。所有其它的MOSFET(包括MOSFET 771和772)保持截止，使得将具有后置转换器760B的电荷泵与输出电容器773相断开。结果，电容器773在该工作阶段期间将电流提供至负载781。

电荷泵后置转换器760B的输出电压是1.5V_y，其中V_y(boost前置调节器的输出)等于V_batt/(1-D)。所得到的1.5X型LCUU调节器的电压转换比由下面的式子给出

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{1.5\·V_{\mathrm{batt}}}{(1-D)}$

图18C中的图形740所示的转换器760的输出与输入传输特性表明：1.5XLCUU电路能够在跨越1芯和2芯NiMH电池的输入电压范围上调节5V输出，并且仍然以超过28％的占空因子进行工作。如所图示的那样，以变量1/(1-D)将V_batt(曲线741)升压以便产生线742所示的3.3V中间电压V_y，然后将其乘以1.5X以产生调节良好的5V输出(曲线743)。

图20的图形800中通过与传统boost转换器的特性801形成对比的线803和802，分别图示了2X和1.5X LCUU转换器600和760的占空因子对于转换比的依赖。如所示那样，对于boost转换器，50％的占空因子导致输入电压的加倍，而2X LCUU调节器导致4X升压比。在75％的占空因子之处，boost转换器将其输入变为四倍，而1.5X型LCUU转换器导致6X升压，并且2X型产生8X比值。

表3针对2X LCUU、1.5X LCUU、boost和0.5X LCUD转换器，对比了D＝50％的优选转换比，并且图示了从1芯和2芯NiMH电池输出几种通常的输出电压所需要的占空因子范围。

NiMH情况	2X LCUU	1.5X LCUU	boost	0.5X LCUD
					D＝50％	Vout/Vin＝4.0	Vout/Vin＝3.0	Vout/Vin＝2.0	Vout/Vin＝1.0
1芯→5.0V	52％＜D＜64％	64％＜D＜73％	76％＜D＜82％	88％＜D＜91％
					1芯→3.0V	20％＜D＜40％	40％＜D＜55％	60％＜D＜70％	80％＜D＜85％
1芯→ 2.5V	4％*＜D＜28％	28％＜D＜46％	52％＜D＜64％	76％＜D＜82％
					2芯→5.0V	4％*＜D＜28％*	28％＜D＜46％	52％＜D＜64％	76％＜D＜82％
2芯→3.0V	N/A	N/A	20％＜D＜40％	60％＜D＜70％

表3

为了在所需占空因子中满足全范围，以星号(^*)标记的那些状况可能需要限制转换器的工作频率。以N/A标记的那些需要升压和降压转换两者(其对于升压-升压转换器是不可能的)。由于LCUX转换器是比率计(ratio-metric)，即，以预定的转换比进行调节，因此，将1芯NiMH输入转换到2.5V输出的转换器需要与将2芯NiMH输入转换到5.0V输出相同的占空因子。

反相开关电感器-电容器(LCUI)转换器

LCUX开关调节器可以用于生成低于参考地的电压(即，反相电压)。如之前所述，LCUX开关调节器呈现了由下面的等式控制的输出与输入电压转换

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{n}{1-D}$

其中，取决于电容器的数目和电荷泵，n具有离散(即，量化)的值，例如n等于2、1.5、0.5、-0.5或-1.0，并且其中，通过使用反馈来动态调节D以便将转换器的总效率最大化。当n为负时，转换器的输出电压为负。从输入的正电压生成负输出电压的转换器称为反相器，并且使用上面的命名原则而在此将其称为LCUI转换器。

图21A和21B图示了根据本发明的LCUI转换器的多个拓扑中的两个。例如，图21A中所示的LCUI转换器850采用了：boost前置调节器850A，其包含MOSFET 852、电感器851、以及具有本征二极管854的同步整流器853；以及后置转换器850B，其包含具有快速电容器857的单电容器-1X型电荷泵856。转换器850产生由关系V_out＝-V_batt/(1-D)给出的输出，其中，通过反馈来动态地调节D以便强制转换器850工作在其最优效率处或附近。转换器850也包括输出滤波电容器858以及偏置为中间电压V_y的可选电容器855。

LCUI转换器也可以在其后置转换器级中利用反相分数电荷泵。图21B中所示的分数LCDI转换器870采用了：boost前置调节器870A，其包含MOSFET 872、电感器871、以及具有本征二极管874的同步整流MOSFET873；以及后置转换器870B，其包含具有快速电容器877和878的双电容器-0.5X型电荷泵876。转换器870产生由关系V_out＝-0.5DV_batt给出的输出，其中，通过反馈来动态地调整D以便强制转换器870工作在其最优效率处或附近。转换器870也包括输出滤波电容器879以及偏置为中间电压V_y的可选电容器875。

通过更加详细地检查LCD型反相器的实施方案，图22A图示了-1X开关LCUI转换器850的电路图900。如所示那样，LCUI转换器850包含：低压侧N沟道功率MOSFET 901、具有本征PN二极管904的浮空同步整流MOSFET 903、以及电感器902，其共同组成用于将输入电压V_batt转换为中间电压V_y的boost型前置调节器850A。可选滤波电容器905两端的电压V_y形成-1X型电荷泵反相后置转换器850B的输入，该-1X型电荷泵反相后置转换器850B包含功率MOSFET 906、907、908和909，其共同顺序地从前置调节器850A对快速电容器916充电并且将快速电容器916放电至输出滤波电容器910。

电荷泵反相后置转换器850B的输出电压为-V_y，其中，V_y(boost前置调节器的输出)为V_batt/(1-D)。得到的LCUI转换器850的电压转换比由下面的式子给出

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=-\frac{V_{\mathrm{batt}}}{(1-D)}=\frac{V_{\mathrm{batt}}}{(D-1)}$

图22A中示出的电路图表示LCUI转换器850的严格的实施方案，其中，具有以中间电压V_y充电的电容器905的串联连接的MOSFET 903和906允许前置调节器850A和后置转换器850B以不同的频率然而仍在单个反馈回路的控制之下独立地工作。

高压侧或浮空配置的功率MOSFET 903、906和909可以是N沟道或者P沟道器件(其在栅极驱动信号和栅极缓冲电路中具有适当变化)。低压侧功率MOSFET 901、907和908优选地实施为N沟道器件。输出电压V_out用作反馈信号V_FB，其经电平移位电路915反相以产生作为PWM控制器911内的误差放大器的控制输入的、正比于中间电压V_y的正电压。该控制电压被选择用来将前置调节器850A的输出强制为具有等于输出电压的反相的量值的电压V_y。

与时钟和斜坡发生器电路914同步的PWM控制器911以时钟频率Φ进行开关，并且以同一频率来驱动先断后接缓冲器913。BBM缓冲器913利用栅极偏置V_G1和V_G2来异相地驱动低压侧MOSFET 901与同步整流MOSFET903，以便防止直通导通。如果MOSFET 903为N沟道器件，则用于同步整流MOSFET 903的V_G2的极性相对于其源极是正的，而如果MOSFET 903为P沟道，则用于同步整流MOSFET 903的V_G2的极性相对于其源极是负的。假设MOSFET 901为N沟道MOSFET，则低压侧MOSFET 901的栅极驱动V_G1相对于其源极是正的。同步整流MOSFET 903被控制为在MOSFET 901截止时的所有或某部分的时间上导通，但是在低压侧器件导通时永远不导通大电流。

优选地，控制PWM控制器911的时钟信号还控制BBM缓冲器912，使得产生用于分别控制电荷泵MOSFET 906、907、908和909的排序的栅极信号V_GS3、V_GS4、V_GS5、和V_GS6。这些MOSFET以交替的顺序导通，其中，MOSFET 906和907在MOSFET 908和909截止的时候导通以便于对电容器916充电；然后MOSFET 908和909在MOSFET 906和907截止的时候导通，以便于通过将其电荷传输到储能电容器910而对电容器916放电。BBM缓冲器912防止了MOSFET 907和909之间的直通导通，并且也防止了MOSFET906和908之间的直通导通。

可以以频率Φ或以某个更高倍数的时钟频率(即，mΦ)，亦或以与Φ相独立的频率，来与时钟和斜坡发生器电路914同步地开关MOSFET 906、907、908和909。在优选实施例中，以同步的方式来开关前置调节器850A和后置转换器850B中的所有功率MOSFET，由此允许将滤波电容器905做得更小。相比之下，如果后置转换器850B与前置调节器850A相独立地振荡，那么需要电容器905来暂存用于支持瞬时负载和线性瞬变所需的能量。

反相型电荷泵后置转换器850B需要反相电平移位电路来将低于参考地的信号调整为适合于PWM转换器911的控制输入端子的正值。由于输出电压V_FB与中间电压V_y在绝对量值方面相等，而在极性方面相反，因此电平移位电路915应该将-V_FB信号反相为+V_FB以便用作PWM控制器911的输入V_FBin。这样，将PWM控制器911的反馈输入电压V_FBin定义为这样的电压：PWM控制器将尝试该电压以及强制该电压到其V_y输出上的电压，即，因此在闭环控制下，V_y→(-V_out)，由于V_out为负，因此其为正电压。

图22B和22C中描述了-1X型LCUI转换器850中的前置调节器850A和后置转换器850B的同步工作。在图22B中，电路图930示出在电感器902励磁以及电荷从快速电容器916到储能电容器910的同时传输期间的转换器850。在该阶段期间，V_x接近于参考地，并且电流从V_batt流经导通状态的MOSFET 901，使得电感器902励磁，同时同步整流MOSFET 903保持截止，使得前置调节器850A与后置转换器850B断开。

由于V_x接近于参考地并且V_y＞V_batt，因此二极管904保持反向偏置并且不导通。在优选实施例中，快速电容器916与电感器902的励磁并行地传输其电荷并且通过MOSFET 908和909将电流提供至储能电容器910和负载931，同时MOSFET 906和907保持截止。由于快速电容器916的正端子连接至参考地并且快速电容器的负端子连接至输出电容器910，因此将输出V_out强制为负(即，低于参考地)电势。

在图22C中，电路图940表示在电流通过电感器902再循环期间以及在快速电容器916充电期间的同一LCUI转换器850。在该时间段期间，感应的再循环(即，去磁)电流流过由导通状态的同步整流MOSFET 903所旁路的正向偏置的二极管904，并且流过导通的MOSFET 906和907，使得对输出电容器916进行充电。在再循环阶段期间，V_x近似等于V_y(电容器916两端存在的电压)。电容器916充电至基本上等于V_y的电压。由于MOSFET 909在该阶段中保持截止，因此偏置为电压-V_y的储能电容器910必须在该间隔期间将电流提供至负载931。

在LCUI反相器850的严格的实施方案中，同步整流MOSFET 903与MOSFET 906串联连接(电荷泵的连接V_y的输入)。如果电感式前置调节器850A和电荷泵后置转换器850B同步并且以同一频率进行开关，那么MOSFET 906是多余的并且可以将其去除。图23A的LCUI转换器980图示了用于同步工作的LCUI反相器850的该简化实施方案，其中，MOSFET 984用作整流以及控制快速电容器989的充电的两个功能。

在其它方面，LCUI反相器980以与转换器850类似的方式进行工作，其中，电感式前置调节器980A包含低压侧N沟道MOSFET 981、电感器984、具有本征二极管985的同步整流MOSFET 984、PWM控制器991、BBM缓冲器993、时钟和斜坡发生器994、以及用于将V_FBin从V_out反馈至PWM控制991的电平移位电路995。后置转换器980B包括：-1X反相电荷泵，其包含MOSFET 986、987和988；快速电容器989；输出电容器990和BBM电路992。在同步的-1X LCUI反相器中，BBM缓冲器992和993均以时钟频率Φ(或换言之，m＝1)进行开关。

如所示那样，BBM缓冲器992产生用于分别控制电荷泵MOSFET 986、988和987的排序的栅极信号V_GS3、V_GS4和V_GS5，而BBM缓冲器993以栅极信号V_GS1和V_GS2驱动MOSFET 981和984。这些MOSFET以交替的序列形式导通。在一个阶段中，如图23B的电路1000中所示，MOSFET 981、986和988在MOSFET 984和987保持截止的时候导通，从而使得电感器983励磁并且将电荷从快速电容器989传输至储能电容器990。

由于MOSFET 981和986均导通，因此其将PN二极管985的阳极和阴极上的电势驱动至接近参考地，其中，在略微反向偏置为或接近于零的二极管的两端具有净偏置(net bias)。通过将预充电的电容器989的正端子强制到参考地，电容器989的负端子呈现(assume)-V_y的电势并且将输出V_out偏置为由前置调节器980A的占空因子D所确定的电压：负电势-V_y。

在相反的阶段中，如图23C的电路图1010中所示，MOSFET 984和987导通，同时MOSFET 981、986和988保持截止。在该阶段中，电感器983将V_x驱动至高于V_batt，并且导通的MOSFET 984使用占空因子控制而将电容器989充电至节点电势+V’_y。由数学符号上引号“’”来标识电路节点电势V’_y，这是由于该电路节点仅在该阶段中用作对电荷泵后置转换器980B供电以及将快速电容器989充电至电压V_y的电源或偏置。在相反的阶段中，该同一电路节点被偏置为接近于参考地。

不同于在LCUI转换器850中永久地偏置为电势V_y的电容器855或905，转换器980没有偏置在前置调节器980A和后置转换器980B之间存在的任何固定电压的电容器。相反，电荷泵后置转换器980B的输入“可能(virtual)”包含仅在快速电容器989充电期间存在的电压V_y(因而，其V’_y符号)。该依赖于可能或工作阶段的电压是将MOSFET 984双重地用作针对boost前置调节器980A的同步整流以及用作电荷泵后置转换器980B的输入这两者的结果。

也可以使用分数电荷泵来实施反相LCUX转换器。一个这样的版本：图21B的框图中功能性地表示了-0.5X LCUI转换器870。通过图24A中图示的分数反相转换器1050示出了实施方案。如所示那样，-0.5X LCUI开关转换器1050包括：低压侧N沟道功率MOSFET 1051、具有本征PN二极管1055的浮空同步整流MOSFET 1054、以及电感器1053，其共同形成将输入电压V_batt转换为中间电压V_y的boost型前置调节器1050A。可选滤波电容器1071两端的电压V_y形成-0.5X型电荷泵反相后置转换器1050B的输入，该-0.5X型电荷泵反相后置转换器1050B包含功率MOSFET 1056～1062，其共同顺序地从前置调节器1050A对快速电容器1064和1065充电并且将快速电容器1064和1065放电至输出滤波电容器1063。

反相分数电荷泵后置转换器1050B的输出电压为-0.5V_y，其中，V_y(boost前置调节器的输出)为V_batt/(1-D)。得到的LCUI转换器1050的电压转换比由下面的式子给出

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=-\frac{0.5V_{\mathrm{batt}}}{(1-D)}=\frac{0.5V_{\mathrm{batt}}}{(D-1)}$

转换器1055表示如下的分数LCUI转换器的一种实施方案，在该分数LCUI转换器中，具有以中间电压V_y充电的电容器1071的串联连接的MOSFET 1054和1056允许前置调节器1050A和后置转换器1050B以不同的频率然而仍在单个反馈回路的控制之下进行工作。

浮空功率MOSFET 1054、1056、1057、1058、1061和1062可以是N沟道或者P沟道器件(其在栅极驱动信号和栅极缓冲电路中具有适当变化)。低压侧功率MOSFET 1051、1056、1057和1058优选地实施为N沟道器件。输出电压V_out用作反馈信号V_FB，其经电平移位电路1070反相以产生作为PWM控制器1066内的误差放大器的控制输入的、正比于中间电压V_y的正电压。该控制电压被选择用来将可选或寄生电容器1071两端的、前置调节器1050A的输出强制为具有等于输出电压的反相的两倍的量值的电压V_y。

与时钟和斜坡发生器电路1069同步的PWM控制器1066以时钟频率Φ进行开关，并且以同一频率来驱动先断后接缓冲器1068。BBM缓冲器1068利用栅极偏置V_G1和V_G2来异相地驱动低压侧MOSFET 1051与同步整流MOSFET 1055，以便防止直通导通。如果同步整流MOSFET 1055为N沟道器件，则用于同步整流MOSFET 1055的V_G2的极性相对于其源极是正的，而如果所述MOSFET为P沟道，则用于同步整流MOSFET 1055的V_G2的极性相对于其源极是负的。在其是N沟道的情况下，低压侧MOSFET 1051的栅极驱动V_G1相对于其源极是正的。同步整流MOSFET 1054被控制为在MOSFET 1051截止时的所有或某部分的时间上导通，但是在MOSFET 1051导通时永远不导通大电流。

优选地，控制PWM控制器1066的时钟信号Φ还控制BBM缓冲器1067，使得产生用于分别控制电荷泵MOSFET 1056～1062的排序的栅极信号V_GS3～V_GS9。这些MOSFET以交替的方式导通，其中，在对电容器1064和1065充电时，MOSFET 1056、1057和1058在MOSFET 1059～1062截止的时候导通；并且其中，在电容器1064和1065将其电荷传输到储能电容器1063上时，MOSFET 1059～1062在MOSFET 1056、1057和1058截止的时候导通。BBM缓冲器1067防止了MOSFET 1056与MOSFET 1059和1060之间的直通导通，以及MOSFET 1058和1062之间的直通导通。

可以以时钟和斜坡发生器电路1069提供的频率Φ或以时钟频率Φ的某个更高倍数(即，mΦ)，亦或以与时钟频率Φ相独立的频率，来与前置调节器1058A中的MOSFET同步地开关电荷泵后置转换器1058B中的MOSFET。在优选实施例中，以同步的方式来开关前置调节器1050A和电荷泵后置转换器1050B中的所有功率MOSFET，由此允许将滤波电容器1071做得更小。相比之下，如果电荷泵后置转换器1050B与开关电感器前置调节器1050A相独立地振荡，那么需要电容器1071来暂存用于支持瞬时负载和线性瞬变所需的能量。

使用反相型电荷泵后置转换器1050B的反馈需要反相电平移位器1070来将低于参考地的信号调整为适合于PWM转换器1066的控制输入端子的正值。由于输出电压V_FB等于电压V_y的量值的一半，但是在极性方面相反，因此电平移位电路1070应该将-V_FB信号反相为+V_FB以便用作PWM控制器1066的输入V_FBin。因此，将PWM控制器1066的反馈输入电压V_FBin定义为促使PWM控制器1066来强制V_y→-2V_out的电压，由于V_out为负，因此其为正电压。

图24B和24C中图示了-0.5X型LCUI转换器1050中的前置调节器1050A和后置转换器1050B的同步工作。在图24B中，电路图1080表示在电感器1053励磁以及电荷从快速电容器1064和1065到储能电容器1063的同时传输期间的LCUI转换器1050。在该阶段期间，V_x接近于参考地，并且电流从V_batt流经导通状态的MOSFET 1051，使得电感器1053励磁，同时同步整流MOSFET 1054保持截止，使得电感式前置调节器1050A与电荷泵后置转换器1050B断开。

由于V_x接近于参考地并且V_y＞V_batt，因此二极管1055保持反向偏置并且不导通。在优选实施例中，快速电容器1064和1065与电感器1053的励磁并行地传输电荷并且通过导通MOSFET 1059、1060、1061和1062将电流提供至储能电容器1063和其负载，同时MOSFET 1056、1057和1058保持截止。由于快速电容器1064和1065的正端子连接至参考地并且其负端子连接至输出电容器1063，因此将输出V_out强制为负(即，低于参考地)电势。

在图24C中，电路图1090表示在电流通过电感器1053再循环期间以及在快速电容器1064和1065充电期间的LCUI转换器电路1050。在该时间段期间，感应的再循环(即，去磁)电流流过由导通状态的同步整流MOSFET 1054所旁路的正向偏置的二极管1055，并且流过导通的MOSFET 1056、1057和1058，使得对快速电容器1064和1065进行充电。由于二极管1055被正向偏置，因此V_x近似等于V_y(电容器1071两端存在的电压)。电容器1064和1065每一个均充电至基本上等于V_y/2的电压。由于MOSFET 1061和1062在该阶段中保持截止，因此偏置为电压-V_y/2的储能电容器1062必须在该间隔期间将电流提供至负载。

图25A的图形1120图示了这样的-1X LCUI 3.3V转换器的输入与输出传输特性，其中，将曲线1121所示的、范围从1芯到2芯的NiMH电池电压的输入电压V_batt以因子1/(1-D)升压至恒定的和中间的电压V_y(曲线1122)，然后以-1X将其反相以产生调节良好的-3.3V输出(曲线1123)。

图25B中的图形1130针对从2V到5V的更高电压范围上的传输特性(包括1芯Lilon电池)而图示了：以因子1/(1-D)将电池或其它输入电压V_batt(曲线1131)升压转换为6V的受调节的电压(曲线1132)，然后使用-1X电荷泵将其反相以产生-6V的受调节的输出(曲线1134)或者使用-0.5X电荷泵将其反向以产生-3V的受调节的输出(曲线1133)。

在图25C的图形1140中，1芯LiIon电池在间隔1141期间从4.2V放电至3.5V，然后在间隔1142期间维持3.5V，直到其最后在间隔1143期间迅速地放电下至2.7V。以变化的因子1/(1-D)将电池电压升高以产生曲线1144所示的受调节的6.6V中间电压V_y，然后由-0.5X电荷泵将其反相以产生受调节的时不变的-3.3V输出(曲线1145)。

图25D的图形1160中图示了各种LCUI转换器的占空因子D和电压转换比V_out/V_in之间的关系。所包括的是-1X LCUI转换器(曲线1162)和-0.5XLCUI转换器(曲线1163)。这些传输特性与正极性的V_y/V_in(曲线1161)形成对比。具体地，-1X型LCUI转换器的传输特性是作为占空因子D的函数的V_y/V_in的镜像。具体地，当D＝50％时，-1X LCUI转换器产生输出电压V_out＝-2V_in。低占空因子处，传输特性接近于单位1。

曲线1163描述了n＝-0.5的分数LCDI转换器。在50％的占空因子之处，-0.5型LCDI转换比由-0.5/(1-D)＝-0.5/(0.5)给出，从而V_out＝V_in。与在50％的占空因子处V_out＝-2V_in的-1X型LCUI转换器相比，-0.5X型LCUI调节器以相同的占空因子提供了更小的负输出电压。

在优选在50％的占空因子附近工作以避免窄脉冲的高频处，当传递更低的负输出电压时，-0.5X型LCUI调节器比-1X反相器型更优选。

表4针对-1X LCUI和-0.5X LCUI转换器，对比了D＝50％的优选转换比，并且图示了从LiIon电池输出几种负输出电压所需要的占空因子范围。

状况	-0.5X LCUI	-1X LCUI	Boost(正)
				D＝50％	Vout/Vin＝-1.0	Vout/Vin＝-2.0	Vout/Vin＝2.0
LiIon→-12.0V	83％＜D＜88％	65％＜D＜75％	65％＜D＜75％

LiIon→-5.0V	58％＜D＜70％	16％＜D＜40％	16％＜D＜40％
				LiIon→-3.6V	41％＜D＜58％	N/A	N/A
LiIon→3.0V	30％＜D＜50％	N/A	N/A

表4

以N/A标记的那些状况需要升压和降压反相两者。

LCUX开关调节器拓扑的总结

图26A-26J总结了在电容器充电阶段期间和在电荷泵的快速电容器将其电荷传输至输出电容器的随后传输阶段期间的各种LCUX转换器的拓扑。

在图26A中，电路图1200示出了包含受控电压源1201的分数0.5X型LCUD转换器，所述受控电压源1201表示具有电压V_y＝V_in/(1-D)的电感式前置调节器，其中，前置调节器将两个串联连接的快速电容器1202和1203充电至电压V_y/2或者0.5V_in/(1-D)。图26B的电路图1205表示同一LCUD转换器在快速电容器1202和1203将储能电容器1206充电至电压V_y/2或0.5V_batt/(1-D)的电荷传输期间的等效电路。由于快速电容器在电荷传输期间以参考地为基准，因此前置调节器与电荷泵断开。结果，受控电压源1201在工作的第二阶段期间并不将能量传递至负载或电荷泵后置转换器。在这两个阶段之间交替，实现了功能地表示在图10A中所示的LCUD转换器250的工作的、具有高于或低于单位1的V_out/V_in转换比的调节良好的输出。

在图26C中，电路图1210示出了包含受控电压源1211的2X型LCUU调节器，所述受控电压源1211表示具有电压V_y＝V_in/(1-D)的电感式前置调节器，其中，前置调节器将单个快速电容器1212充电至电压V_y或者V_in/(1-D)。图26D的电路图1215表示同一LCUU转换器在如下的电荷传输期间的等效电路：在所述电荷传输期间，快速电容器1212位于上部，即，使其负端子连接至boost前置调节器的正端子，从而将快速电容器上的电压添加至boost电压，使得将boost电压加倍。因此电压源1211和快速电容器的串联组合将储能电容器1216充电至电压2V_y或者2V_batt/(1-D)。在工作的第二阶段期间，受控电压源1211参与将能量传递至负载或电荷泵后置转换器。在这两个充电和传输阶段之间交替，实现了功能地表示在图17A中所示的2X型LCUU转换器650的工作的、具有有高转换比能力的V_out/V_in的调节良好的输出。

在图26E中，电路图1220示出了包含受控电压源1221的分数1.5X型LCUU调节器，所述受控电压源1221表示具有电压V_y＝V_in/(1-D)的电感式前置调节器，其中，前置调节器将两个串联连接的快速电容器1222和1223充电至电压V_y/2或者0.5V_in/(1-D)。图26F的电路图1225表示同一1.5X型LCUU转换器在如下的电荷传输期间的等效电路，在所述电荷传输期间，快速电容器1222和1223并联连接并且暂时地堆叠在电压源1221的上部，从而将储能电容器1226充电至电压1.5V_y或1.5V_batt/(1-D)。在工作的第二阶段期间，受控电压源1201参与将能量传递至负载或电荷泵后置转换器。在这两个阶段之间交替，实现了功能地表示在图19A中所示的1.5X LCUU转换器760的工作的、具有高转换比的调节良好的输出。

在图26G中，电路图1230示出了包含受控电压源1231的-1X型LCUI反相调节器，所述受控电压源1231表示具有电压V_y＝V_in/(1-D)的电感式前置调节器，其中，前置调节器将串联连接的快速电容器1232充电至电压V_y或者V_in/(1-D)。图26H的电路图1235表示同一LCUI反相转换器在如下的电荷传输期间的等效电路，在所述电荷传输期间，快速电容器1232连接至电压源1231的负端子(即，参考地)，因此将储能电容器1236充电至电压-V_y或者-V_batt/(1-D)。由于快速电容器1232以参考地为基准，因此在工作的第二阶段期间，受控电压源1231并不把能量传递至负载或电荷泵后置转换器。在这两个阶段之间交替，实现了功能地表示在图22A中所示的LCUD转换器850的工作的、具有V_out/V_in转换的调节良好的反相输出。

在图26I中，电路图1240示出了包含受控电压源1241的分数-0.5X型LCUI反相调节器，所述受控电压源1241表示具有电压V_y＝V_in/(1-D)的电感式前置调节器，其中，前置调节器将两个串联连接的快速电容器1242和1243充电至电压V_y/2或者0.5V_in/(1-D)。图26J的电路图1245表示同一-0.5X型LCUI反相转换器在如下的电荷传输期间的等效电路，在所述电荷传输期间，快速电容器1242和1243与结合至参考地的其正端子并联连接，从而将储能电容器1246充电至电压-0.5V_y或-0.5V_batt/(1-D)。由于快速电容器1232以参考地为基准，因此在工作的第二阶段期间，受控电压源1241并不参与将能量传递至负载或电荷泵后置转换器。在这两个阶段之间交替，实现了功能地表示在图24A中所示的-0.5X型LCUI 1050的工作的、具有低于参考地的V_out/V_in转换比的调节良好的输出。

反馈实施方案

在此处所述的LCUX转换器中，在峰值效率附近工作要求将前置调节器的输出偏置在V_out/n附近的电压V_y，其中“n”是电荷泵后置转换器的nX乘数(multiplier)。虽然在开环电路中可以满足该状况，但是较高的线性和负载调节要求转换器动态且迅速地(即，实时地)对工作状况的变化进行反应。使用闭环控制的转换器的输出电压的反馈通常用在电压调节器中，以便实现精确的调节性能。

具体地，在所示的LCUX系列的调节器中，在电荷泵后置转换器将该输出比例缩放以便于升压-降压转换的同时，开关电感器前置调节器提供了更接近于50％的占空因子或反相的脉宽的调节特点。由于该输出的电压范围被比例缩放的升压、降压或反相为不同的电压范围(相比于前置调节器的V_y输出)，因此在将来自于转换器的V_out的任何反馈信号V_FB馈送至PWM控制器的输入端子之前，必须对该反馈信号V_FB进行调整(即，电平移位)。可替换地，可以使用前置调节器的输出电压V_y来作为用于将前置调节器的输出端子处的电压强制为如下的特定值的反馈信号，其中所述特定值是用于产生最大转换器效率处要求的输出电压V_out所需要的值。

如之前在图9中所示的那样，无论什么样的反馈方法，反馈都应该将V_y驱动至这样的电压，即，使得误差电压ΔV＝V_out-V_z很小，从而状况

V_out≈V_z＝nV_y＝n·V_in/(1-D)

成立。存在多种方法来用于动态地调整前置调节器的PWM控制器的占空因子D，这些方法包括从V_out、V_y或其某些组合来获得反馈。关于用于实现LCUX调节器的闭环控制的各种方法，这里所示的示例是示例性的，而不旨在限制。

如图27A中的反馈电路1270中所示，PWM控制器1276包括实施为差分输入运算放大器的误差放大器1277，其中其反相输入连接至V_FBin，并且其同相输入结合至基准电压1278。每当V_FBin小于V_ref时，转换器通过增大脉宽和开关导通时间、增大平均电感器电流以及将电压驱动至更高的电压来进行反应。相反地，每当V_FBin输入大于V_ref时，转换器通过减小脉宽并缩短开关导通时间、降低平均电感器电流以及将V_out驱动至更低的电压来进行反应。

虽然通常由工作在1.2V处的带隙电压基准电路来确定V_ref的实际电压，但是在某些实施方案中，可以将基准电压比例缩放至前置调节器的期望输出电压(即，V_y)。实际中，可以将输入V_FBin向下分压至V_ref的值，或者相反地，可以将V_ref加倍以与V_y≈V_FBin值相匹配。在下面的讨论中考虑这两种情况。

图27A中图示了用于同相LCUX转换器的电平移位电路1270，其中，首先通过电阻器1271以及具有近似V_tn的压降的串联连接的N沟道MOSFET1272而将反馈电压V_FB转换为电流，从而由下面的式子大致给出具有栅宽W₁的MOSFET 1272中的电流

$I_1=\frac{V_{\mathrm{FB}}-V_{\mathrm{tn}}}{R_1}$

然后通过具有与MOSFET 1272相同的栅源偏置V_GSn的MOSFET 1273来将该电流镜像，使得产生如下量值的电流I₂

$I_2=I_1\frac{W_2}{W_1}=\frac{V_{\mathrm{FB}}-V_{\mathrm{tn}}}{R_1}\·\frac{W_2}{W_1}$

其中，I₂是依赖于MOSFET 1272和1273的各自栅宽W1和W2的电流，而其基本上与电阻器1274和1275的值无关。

然后，由电阻器1275的电阻R₃的值来确定电平移位电路1270的输出V_FBin，从而

$V_{\mathrm{FBin}}=V_y-I_2\·R_3=V_y-R_3(\frac{V_{\mathrm{FB}}-V_{\mathrm{tn}}}{R_1}\·\frac{W_2}{W_1})$

将电平移位输出V_FBin输入至误差放大器1277，并且将其与PWM控制器1276内的基准电压V_ref相比较以将boost前置调节器的输出V_y驱动至电压V_out/n。例如，在0.5X LCDU调节器中，最优效率出现在V_out＝0.5V_y时，因此，反馈网络将前置调节器输出电压驱动至值V_y→V_out/0.5或2V_out。

图27B中图示了适用于同相LCUX转换器的另一电平移位电路1290。电平移位电路1290包含含有值分别为R2和R1的两个电阻器1291和1292的分压器。因此

$V_{\mathrm{FBin}}=V_{\mathrm{FB}}\left(\frac{R_1}{R_1+R_2}\right)=+n{V}_y\left(\frac{R_1}{R_1+R_2}\right)$

只要V_out＞V_y，即，该转换器是LCUU转换器，那么反馈网络可以向PWM控制器1293输入电压V_FBin＝V_y＝V_out/n。该状况出现在R1/(R1+R2)等于1/n时。例如，由于在2X LCUU调节器中n＝2，因此应该通过使得两个电阻器相等(即，R1＝R2)而将比值R1/(R1+R2)设置为1/2。如果期望的输出电压出现在反馈电压等于带隙基准电压V_ref时，那么必须调整电阻器比值以使得

$\frac{V_{\mathrm{ref}}}{V_{\mathrm{out}}}=\left(\frac{n\·R_1}{R_1+R_2}\right)\≈\frac{1.2V}{V_{\mathrm{out}}}$

相比之下，在V_y＞V_out的LCDU转换器中，除了用于产生等于带隙基准V_ref的反馈值之外，不能使用这种分压器。

在本发明的另一实施例中，图27C的电平移位电路1310适合用于反向LCUI转换器。电平移位电路1310从负反馈信号-V_FB产生对于PWM控制器1325内的误差放大器1326的正反馈信号+V_FBin。该电路通过如下这样进行工作：以负电源轨线-V_out为其输入的基准，然后将信号电平移位至正电源轨线V_y，然后重新降低以产生V_FBin。

如所示那样，电阻器R₁基于负输入电压-V_FB来设置P沟道MOSFET 1312中的电流。MOSFET 1312与参考地为基准的MOSFET 1313形成电流镜，其进一步将电流提供至以-V_out为基准的、包含N沟道MOSFET 1316和1317的电流镜。N沟道MOSFET 1317中的电流进一步被镜像至以+V_y为基准的P沟道MOSFET 1318和1319，并且再次镜像至以参考地为基准的、包含N沟道MOSFET 1321和1322的电流镜。MOSFET 1322中的电流在电阻器1324两端形成电压，以便形成连接至PWM控制器1325的电平移位电路的V_FBin输出。

在图27D的电平移位电路中，正反馈信号+V_FB经由电阻器1341来设置以电压V_y为基准的MOSFET 1343所镜像的、P沟道MOSFET 1342中的电流。该电流镜将电流提供至以参考地为基准的N沟道镜像MOSFET 1345和1346，并且在电阻器1348两端下降而最后形成对于PWM控制器1349的输入的、经电平的输出V_FBin。电路1340仅在V_out＜V_y时起作用。

对Boost前置调节器电路进行供电

再次参考图8，多路复用器215将可用的最高电压选择到功率PWM控制电路211、BBM栅极缓冲器212以及可能的电荷泵207。为了减小功率MOSFET 201和204以及电荷泵207内部的MOSFET的导通电阻，更高的电压是期望的。

图28A中图示了最简单的功率多路复用器，其中PN二极管1401和1402形成功率二极管“OR(或)”功能，其将用于提供输入电压V_cc的、V_batt和V_y中的较高的电压连接至控制电路。仅有与V_batt和V_y之间的较高电压相连接的二极管将变为正向偏置。另一个二极管将保持反向偏置并且将阻挡电流。

图28B中的电路1410是具有二极管1412和1413的功率二极管OR功能的修改，其中，MOSFET 1412可导通以将二极管1411旁路，尤其是在boost前置调节器开关之前的启动(startup)期间。MOSFET 1411可以是P沟道或N沟道MOSFET。

在图28C中，电路1420使用了两个MOSFET 1421和1422来分别地将二极管1421和1426旁路。比较器1424连接至输入电压B_batt和V_y，并且取决于哪一个输入电压更高来指令触发器电路1433导通MOSFET 1421或1422。图28D示出了比较器1451对触发器1452和模拟开关1453进行供电的类似电路1450。

虽然此处已经描述了特定的实施例，但是应该理解，这些实施例仅是图示性的，而并非限制。根据本发明宽泛原理的许多替代实施例对于本领域技术人员来说都是显而易见的。

Claims (20)

1.一种DC/DC电压转换器，其包含：

升压前置调节器，其包含开关电感式电路；

后置转换器，其包含电荷泵，所述升压前置调节器的输出端子耦合至所述后置转换器的输入端子；

反馈路径，其从所述后置转换器的输出端子延伸至所述升压前置调节器，用于控制所述升压前置调节器的占空因子。

2.如权利要求1所述的DC/DC电压转换器，其中，所述升压前置调节器包含脉宽调制单元，所述反馈路径的第一端子耦合至所述脉宽调制单元。

3.如权利要求2所述的DC/DC电压转换器，其中，所述反馈路径的第一端子通过电平移位器耦合至脉宽调制单元。

4.如权利要求1所述的DC/DC电压转换器，其中，所述升压前置调节器包含在串联路径中与低压侧开关连接的电感器、以及连接到所述电感器和所述低压侧开关之间的所述串联路径中的一点的浮空开关。

5.如权利要求4所述的DC/DC电压转换器，其中，所述浮空开关包含浮空MOSFET，并且所述低压侧开关包含低压侧MOSFET。

6.如权利要求5所述的DC/DC电压转换器，其中，所述升压前置调节器包含先断后接单元，所述先断后接单元耦合至所述浮空MOSFET的栅极以及所述低压侧MOSFET的栅极。

7.如权利要求6所述的DC/DC电压转换器，其中，所述升压前置调节器包含脉宽调制单元，所述脉宽调制单元耦合至所述先断后接单元。

8.如权利要求7所述的DC/DC电压转换器，其中，所述反馈路径的第一端子耦合至所述脉宽调制单元。

9.如权利要求1所述的DC/DC电压转换器，其中，所述电荷泵适配为将所述电荷泵的输入端子处的电压乘以整数值。

10.如权利要求9所述的DC/DC电压转换器，其中，所述电荷泵适配为将所述电荷泵的输入端子处的电压乘以因子2。

11.如权利要求1所述的DC/DC电压转换器，其中，所述电荷泵适配为将所述电荷泵的输入端子处的电压乘以小于1的分数值。

12.如权利要求11所述的DC/DC电压转换器，其中，所述电荷泵适配为将所述电荷泵的输入端子处的电压乘以因子0.5。

13.如权利要求1所述的DC/DC电压转换器，其中，所述后置转换器包含反相器。

14.如权利要求13所述的DC/DC电压转换器，其中，所述电荷泵适配为将所述电荷泵的输入端子处的电压乘以负整数值。

15.如权利要求14所述的DC/DC电压转换器，其中，所述电荷泵适配为将所述电荷泵的输入端子处的电压乘以因子-1。

16.如权利要求13所述的DC/DC电压转换器，其中，所述电荷泵适配为将所述电荷泵的输入端子处的电压乘以因子-0.5。

17.一种将第一DC电压转换为第二DC电压的方法，该方法包括依次执行下列步骤：

提供至少一个电感器和至少一个电容器；

在第一时间间隔期间，跨越所述至少一个电感器施加所述第一DC电压；

在第二时间间隔期间，允许所述至少一个电感器的第一端子浮空，从而在所述至少一个电感器的所述第一端子处产生中间电压；

在第三时间间隔期间，将所述至少一个电容器的第一端子耦合至所述中间电压，并且将所述至少一个电容器的第二端子耦合至第三电压；

在第四时间间隔期间，将所述至少一个电容器的所述第二端子耦合至所述中间电压，并且将所述至少一个电容器的所述第一端子耦合至输出端子，从而在所述输出端子处提供所述第二DC电压；以及

使用所述第二DC电压确定在所述第一DC电压与所述中间电压之间的转换比。

18.如权利要求17所述的方法，其中，所述第一时间间隔定义占空比，所述方法进一步包含使用所述第二DC电压来确定所述占空比。

19.一种将第一DC电压转换为第二DC电压的方法，该方法包括依次执行下列步骤：

提供至少一个电感器和至少一个电容器；

在第一时间间隔期间，跨越所述至少一个电感器施加所述第一DC电压；

在第二时间间隔期间，允许所述至少一个电感器的第一端子浮空，从而在所述至少一个电感器的第一端子处产生中间电压；

在第三时间间隔期间，将所述至少一个电容器的第一端子耦合至所述中间电压，并且将所述至少一个电容器的第二端子耦合至第三电压；

在第四时间间隔期间，将所述至少一个电容器的第二端子耦合至第四电压，并且将所述至少一个电容器的第一端子耦合至输出端子，从而在所述输出端子处提供所述第二DC电压；以及

使用所述第二DC电压确定在所述第一DC电压与所述中间电压之间的转换比。

20.一种将第一DC电压转换为第二DC电压的方法，该方法包括依次执行下列步骤：

提供至少一个电感器和至少一个电容器；

在第一时间间隔期间，跨越所述至少一个电感器施加所述第一DC电压；

在第二时间间隔期间，允许所述至少一个电感器的第一端子浮空，从而在所述至少一个电感器的第一端子处产生中间电压；

在第三时间间隔期间，将所述至少一个电容器的第一端子耦合至所述中间电压，并且将所述至少一个电容器的第二端子耦合至第三电压；

在第四时间间隔期间，将所述至少一个电容器的第一端子耦合至参考地，并且将所述至少一个电容器的第二端子耦合至输出端子，从而在所述输出端子处提供所述第二DC电压；以及

使用所述第二DC电压确定在所述第一DC电压与所述中间电压之间的转换比。

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