CN101647181A - 包括降压电感式开关前置调节器和电容式开关后置转换器的高效dc/dc电压转换器 - Google Patents

Abstract

一种DC/DC转换器，其包括：前置调节器级，其可以包括Buck转换器；以及后置转换器级，其可以包含电荷泵。由从前置调节器级或后置转换器级的输出端子延伸的反馈路径来控制该前置调节器级的占空因子。取决于占空因子，前置调节器以一可变的数量来对输入DC电压进行降压，并且后置转换器以正或负的整数或分数值来对前置调节器的输出处的电压进行升压或降压。即使在单位输入与输出电压转换比的附近，该转换器也克服了噪声毛刺、较差调节以及不稳定的问题。

Description

包括降压电感式开关前置调节器和电容式开关后置转换器的高效DC/DC电压转换器

相关申请的交叉引用

本申请要求于2006年12月30日提交的标题均为“High-EfficiencyDown-Up And Related DC/DC Converters”的临时申请第60/877952号和第60877720号的优先权，通过引用其整体而将其每一个均合并于此。

技术领域

本发明有关于用在DC/DC转换和电压调节中的开关电源的设计、工作和性能，并且有关于这种转换器中所使用的半导体组件。

背景技术

为了防止对各种微电子组件(诸如数字IC、半导体存储器、显示模块、硬盘驱动器、RF电路、微处理器、数字信号处理器和模拟IC)进行供电的电源电压的变化，尤其是防止电池供电应用(诸如蜂窝电话、笔记本计算机和消费产品)中的变化，通常需要电压调节。

由于通常必须将产品的电池或DC输入电压升高到更高的DC电压，或者降低至更低的DC电压，因此将这种调节器称为DC-DC转换器。每当电池的电压大于期望负载电压时，使用通常称为“Buck转换器”的降压转换器。降压转换器可包括电感式开关调节器、电容式电荷泵和线性调节器。相反，每当电池的电压低于对其负载供电所需的电压时，需要通常称为“boost转换器”的升压转换器。升压转换器可包括电感式开关调节器或电容式电荷泵。

另一种转换器可依据输入至该转换器的电源具有高于还是低于其输出电压的电压而作为升压或降压转换器来工作。每当调节器的输入和输出相似时(在这种情况下，输入电压的变化使得简单的boost或Buck转换器的使用变得不可能)，需要通常称为Buck-boost转换器的这种电路。

需要升压和降压转换两者的这种应用的一个示例是从锂离子(LiIon)电池提供受调节的3.3V输出。锂离子电池呈现从4.2V(完全充电时)衰减至低于3V(放电时)的端子电压。由于初始的电池电压高于3.3V，而最后的电池电压低于3.3V，因此转换器必须能够在最初降压，并在稍后升压。

电感式开关转换器

对于上述的电压调节器，电感式开关转换器可以在电流、输入电压和输出电压的最宽范围之上取得优异的性能。DC/DC电感式开关转换器的基本原理是：电感器(线圈或变压器)中的电流不能立即变化，并且电感器将产生相反的电压来抵制其电流中的任何变化。

通过使用高频率地进行开关的一个或多个晶体管来重复地使得电感器励磁或消磁，电感器可用于对转换器的输入进行升压或降压，使得产生不同于其输入的输出电压。通常使用具有较低的导通电阻(on-state resistance)的MOSFET(通常称作“功率MOSFET”)来实现这些晶体管。通过使用来自于转换器的输出电压的反馈来控制开关状况，可以保持恒定的良好调节的输出电压，尽管转换器的输入电压或其输出电流快速变化。

为了消除晶体管的开关动作所生成的任何AC噪声或纹波，输出电容器被置于开关调节器电路的输出的两端之间。电感器和输出电容器一起形成能够使得大多数的晶体管开关噪声不能抵达负载的“低通”滤波器。相对于滤波器“LC”谐振回路(tank)的共振频率，开关频率(通常为1MHz或更大)必须为“高”。经在多个开关周期上进行平均，开关电感器如同具有缓慢变化的平均电流的可编程电流源那样运转(behave)。

由于通过被偏置为“导通”或“截止”的开关的晶体管来控制平均电感器电流，因此晶体管的功耗在理论上很小，并且可以实现处于80％～90％范围中的高转换效率。具体地，当通过使用“高”栅极偏置将增强型功率MOSFET偏置为导通状态的开关时，其呈现具有低R_DS(on)电阻(通常为200毫欧或更小)的线性I-V漏极特性。例如，在0.5A的电流处，尽管该器件的漏极电流较高，其也将呈现仅100mV的最大压降I_D·R_DS(on)。其功耗在其开启状态的导通时间期间为I_D ²R_DS(on)。在给定的示例中，晶体管导通期间的功耗为(0.5A)²·(0.2Ω)＝50mW。

在其截止状态下，增强型功率MOSFET将其栅极偏置到其源极，即，使得V_GS＝0。即使在施加的漏极电压V_DS等于转换器的电池输入电压V_batt的情况下，功率MOSFET的漏极电流I_DSS也非常小，通常充分地低于一微安、更一般地为几纳安。电流I_DSS主要是由于结泄漏引起的。

由于在截止状况下，其在高电压处呈现低电流，并且在开启状况下，其在低压降处呈现高电流，因此，作为DC/DC转换器中的开关而使用的功率MOSFET是高效的。除了开关瞬态之外，功率MOSFET中的I_D·V_DS乘积保持很小，并且开关的功耗保持较低。

假如晶体管开关事件(即，将MOSFET从截止切换到导通所花费的时间，反之亦然)与各开关事件之间的时间段相比相对较短，则在电路分析中，可以将开关期间的能量损耗认为是可忽略的，亦或将其看作固定的能量损耗。然而，在几兆赫的开关频率处，开关波形分析变得更加重要，必须通过分析相对于时间的器件的漏极电压、漏极电流和栅极偏置电压来对开关波形分析进行考虑。

最小化开关转换器时的功率损耗

在升压、降压或者升压-降压DC-DC开关转换器中，需要一个或多个功率开关元件来控制流入转换器电路中的电流和能量。在工作期间，这些功率器件用作以高频率地反复进行导通和截止并具有变化频率或持续时间的功率开关。

在此工作期间，这些功率器件在开启状态的导通时间段期间以及开关动作期间均损耗了能量来进行自加热。这些开关和导通损耗不利地限制了功率转换器的效率。因此，转换器的效率取决于将每次导通开关或整流二极管时的I_on·V_on导通损耗最小化，并且取决于将以期望的频率来对开关的输入电容进行充电所需要的栅极驱动电流最小化(也公知为C_G·V_G ²损耗)。

其它的损耗包括当电压和电流同时存在时而在开关转换(即，交叉导通(cross-over conduction))期间消耗的能量，以及在更高的电压处对MOSFET的漏极电容进行充电和放电所损失的输出能量，如由每个器件的损耗所给出的那样，即

P_损耗＝P_导通+P_驱动+P_交叉+P_漏极

然而，为了快速地对工作在低电压处的晶体管进行开关，这些额外损耗相比于转换器中的栅极驱动损耗和导通损耗是较小的。因而，可以通过将其导通损耗和栅极驱动损耗之和最小化来降低一个开关的能耗，其中

P_损耗≈P_导通+P_驱动

对于功率MOSFET，该关系可以通过下面的等式来近似

在该等式中，I²R_DS表示功率MOSFET的导通损耗，比值(t_sw/T)表示MOSFET完全开启并导通电流的时间部分。导通损耗项I·V_f表示在具有正向电压V_f的二极管中消耗的能量，而(t_rect/T)表示二极管导通电流的时间占时间段T的部分(fraction)。项Q_G·V_G·f描述根据栅极电荷Q_G所描述的上述C_GV_G ²栅极驱动损耗。由于电容具有高度的非线性并且难以精确建模，因此栅极电荷Q_G比电容C_G更优选。此外，由于实际上总会保存电荷，而并非总会保存电容，因此在预测效率时使用栅极电荷Q_G提供了更高的精度。

根据上面的等式，最小化MOSFET中的能耗要求通过使得MOSFET更大来最小化R_DS，而最小化栅极驱动损耗要求最小化Q_G。不幸地是，栅极电荷和电容与晶体管的有源区A成正比，而与其导通电阻成反比，即

$Q_G\∝A\∝\frac{1}{R_{\mathrm{DS}}}$

该关系阐明了用作开关转换器的功率MOSFET中的栅极驱动与电阻沟道导通损耗之间存在的不可避免的折衷。较大的MOSFET呈现较低的导通电阻和较少的导通损耗，但是其更难以被驱动，使得损失了效率，尤其是在更高开关频率f的情况下。

为了将转换器的总效率最大化，我们不仅必须使用具有尽可能最小的电阻以及最小的栅极输入电容的MOSFET，而且必须采用针对每个MOSFET的额定工作电流和开关频率都将其尺寸优化的的最小数目的开关元件。

由于像同步Buck和同步boost转换器那样的非隔离转换器拓扑仅采用了两个MOSEFT开关，因此所述转换器拓扑呈现了高效率。不幸的是，通常升压-降压转换器需要四个开关，而作为结果，其遭受着效率问题。虽然变压器或耦合的电感器可用于实现升压-降压调节器工作并且避免了对于更多个开关的需要，但是在非隔离转换器应用中，多绕组电感器相比于与单绕组线圈大得不可接受。

非隔离开关转换器的拓扑

图1A和1B图示了两个普通的开关调节器：同步Buck降压转换器和同步boost升压转换器。

图1A中示出了同步Buck转换器1的示例。转换器1包含功率MOSFET3、电感器4、具有本征整流二极管7的同步整流功率MOSFET 2、以及电容器5。由驱动MOSFET 3的栅极的脉宽调制(PWM)控制电路(未示出)来控制MOSFET 3的工作。与MOSFET 3异相地驱动同步整流MOSFET 2，但是MOSFET 2并不必然在MOSFET 3截止时的全部时间上都导通。

虽然将控制转换器的工作的控制电路称作PWM控制(其意味着频率固定脉宽可变的工作)，但是其可替换地工作在可变频率模式下，在可变频率模式下，取决于负载和输入状况，允许时钟周期变化，亦或时钟周期在变化与固定的频率模式之间进行交替。

通过MOSFET 3来切换或选通(gate)从电源、电池或功率输入所输入到DC/DC转换器的能量。在其正端子连接至电池或输入的情况下，MOSFET 3如同用于控制电感器4中的电流的“高压侧(high side)”开关那样工作。二极管8是与晶体管的漏极和源极并联的、寄生于MOSFET 3的PN结，其在通常的Buck转换器工作之下保持反向偏置。

利用通过控制MOSFET 3的开关和导通时间来控制电感器4中的电流，可以动态地调整电感器4的磁场中存储的能量，以便控制输出滤波电容器5上的电压。因此，输出电压V_out被反馈至PWM控制器电路的输入，所述PWM控制器电路通过MOSFET 3的重复开关来控制电感器4中的电流I_L。负载6表示与转换器1的输出相连接的电气负载。

受到与MOSFET 3异相地驱动的同步整流MOSFET 2在MOSFET 3截止时的某部分时间内导通。在将MOSFET2的正端子连接至电感器4(即，节点V_x)并且将其负端子连接至电路参考地的情况下，MOSFET 2如同将在二极管7流动的电流旁路的“低压侧(low side)”开关那样工作。二极管7是与晶体管的漏极和源极相并联的、寄生于同步整流MOSFET 2的PN结。二极管7仅在MOSFET 2和3都截止的间隔期间导通相当大的电感器电流。

MOSFET 2和3在每个开关转换期间均同时截止以防止将输入电源短路至参考地。这种所谓的“先断后接”(BBM，break-before-make)间隔通过保证MOSFET 2和3不会同时导通以及将转换器1的输入和电源短路或“急剧短路(crow-bar)”而防止了直通(shoot through)导通。在该短暂的BBM间隔期间，与同步整流MOSFET 2并联的二极管7必须连同与二极管7相关联的任何寄生电容一起来传送通过电感器4的负载电流I_L。在与BBM操作相关联的转换期间可能出现不想要的噪声。

如果我们将转换器的占空因子D定义为能量从电池或其它电源流入DC/DC转换器的时间(即，MOSFET开关3导通的时间)，那么Buck转换器1中的输出与输入电压的比值正比于其占空因子，即

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=D\≡\frac{t_{\mathrm{sw}}}{T}$

其中，t_sw是MOSFET 3在每个时钟周期T期间导通的时间段。

通过图1C中图形20的曲线21来图示Buck或同步Buck转换器的这种关系。注意，Buck转换器不能在不于D的极值(extreme)处呈现某种不连续的情况下来平稳地到达零点或者单位传输特性。该现象是由于功率MOSFET开关和其控制与栅极驱动电路中的开关延迟所引起的。

只要Buck转换器的功率MOSFET 3仍然在开关，那么t_sw尤其由于MOSFET开关和其控制回路内的导通和截止延迟而被限制至时钟周期T的某个部分(例如，5％＜D＜95％)。例如，对于95％的占空因子和3MHz的时钟频率，高压侧MOSFET 3的截止时间仅为333nsec时间段的5％，或仅仅为16nsec。这意味着高压侧MOSFET 3必须在仅仅16nsec内截止并返回-太快而难以对高于95％的输出与输入转换比进行调节。该最小截止时间问题影响同步和非同步Buck转换器两者。由于没有剩余时间来用于同步整流MOSFET 2导通并随后再次截止且仍然呈现BBM操作，因此该问题在同步DC/DC转换器中进一步恶化。

再次参考图1C中的图形20，如不连续23所示，在某个最大占空因子D_max以上，没有足够的时间来维持开关操作，并且转换器从D_max跳转到100％的占空因子。在D_max以上，转换器将MOSFET 2导通，并且在整个时间段T之内使其处于导通。突变(abrupt transistion)23引起输出电压中的毛刺。因此，在100％的占空因子之处，只要停止开关，就将失去V_out＝V_in以及所有的调节。

类似的效应限制了同步boost转换器在其范围的极值附近的工作。图1B中所示的同步boost转换器10包含低压侧功率MOSFET 11、连接电池的电感器13、输出电容器14、以及具有本征并联整流二极管16的“浮空”同步整流MOSFET 12。MOSFET 11和12的栅极由先断后接电路(未示出)来驱动，并且由PWM控制电路(未示出)响应于从滤波电容器14两端的输出电压V_out反馈的电压V_FB来控制。为了防止输出电容器14短路，需要BBM操作。

就同步整流MOSFET 12的源极与漏极端子均不会永久地连接至任何电源轨线(即，参考地或V_batt)的意义来说，将其认为是浮空的。二极管16是同步整流MOSFET 12固有的PN二极管，无论MOSFET 12是P沟道还是N沟道器件。可以与MOSFET 12并联地包括肖特基(Schottky)二极管，但是如果是串联的，那么电感不能足够快地工作以便从正向偏置的本征二极管16转移电流。二极管17表示N沟道低压侧MOSFET 11所固有的PN结二极管，其在通常的boost转换器工作下保持为反向偏置。

如果我们再次将转换器的占空因子D定义为能量从电池或电源流到DC/DC转换器10中的时间、即在低压侧MOSFET开关11导通并且电感器13被励磁的时间期间，那么boost转换器的输出与输入电压比正比于1与其占空因子之差的倒数，即

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{1}{1-D}\≡\frac{1}{1-t_{\mathrm{sw}}/T}$

图1C的图形20中的曲线22图示了关于boost或同步boost转换器的这种关系。注意，boost转换器不能在不于D的最下端处呈现某种不连续的情况下来平稳地到达单位传输特性。该现象是由于功率MOSFET开关和其控制与栅极驱动电路中的开关延迟所引起的。

只要boost转换器的功率MOSFET 11仍然在开关，那么t_sw尤其由于MOSFET 11和其控制回路内的导通和截止延迟而被限制至时钟周期T的某个部分(例如，5％＜D＜95％)。例如，对于5％的占空因子和3MHz的时钟，低压侧MOSFET 11的截止时间仅为333nsec时间段的5％，或仅为16nsec。这意味着低压侧MOSFET 11必须在仅仅16nsec内导通并回到截止-太快而难以对低于5％的输出与输入转换比进行调节。该最小导通时间问题或者影响同步boost转换器，或者影响非同步boost转换器。

再次参考图形20，如不连续24所示，在某个最小占空因子D_min的下面，没有足够的时间来维持开关操作，并且转换器必须从D_min跳转到0％的占空因子。在D_min以下，转换器将同步整流MOSFET 12导通，并且在整个时间段T内将其保持导通。突变24引起boost转换器10的输出电压中的毛刺。此外，在100％的占空因子处，只要开关停止，则失去了V_out＝V_in及所有调节。

因此，在同步Buck转换器1与同步boost转换器10两者之中，在单位传输特性的附近(即，在V_out≈V_in的地方)工作会有问题。

Buck-Boost开关转换器

在输入电压可能改变至高于或低于期望的输出电压时的应用中，在单位传输附近的非隔离DC/DC开关转换器工作的问题尤其困难。这种情形的示例包括有噪音的AC适配器或电路(其在主电源已故障时的紧急状况期间必须通过备用的电池来工作)的输出。

图2图示需要高于或低于单位转换比的转换比的另一情况。图形25图示了锂离子电池处于恒定负载电流下的放电特性：其开始于完全充电的4.2V，在放电间隔26期间快速衰减，然后在间隙27中缓慢地从3.7V衰减至3.5V，并且最后在间隙28中很快地降至处于低于3V的其关断(cuttoff)处。

如果需要DC/DC转换器在整个持续时间期间产生调节良好的3.3V输出，那么最初需要(3.3V/4.2V)(即，比值为0.79)的子单位(sub-unity)转换比，这表明需要Buck转换器。在电池的寿命终点，转换比超过单位1而变为3.3V/3V(即，转换比为1.1)，并且需要boost转换器来实现调节。要求升压和降压转换两者的这种应用需要Buck-boost或升压-降压转换器。

在户想要避免升压-降压转换的复杂性的情况下，一种可能的方法是仅使用Buck转换器并且通过早些(例如，在3.3V处)关断电池来放弃某些电池寿命。由于大多数LiIon电池的寿命高于3.5V，因此经第一次检查该方法似乎是合理的。对于图形25的更进一步分析揭示了这种方法的某些复杂性。

由于D_max的限制，因此转换器在接近单位转换比时不能进行调节。如果转换器在低于某个压降δ(其中，δ＝V_batt(min)-V_out)时不能正确地进行调节，那么电池在降至3.3V期间一直不能工作。例如，如果Buck转换器的压降(dropout)为300mv，那么转换器必须在3.6V切断工作来保证调节。在3.6V以内以及3.3V以外，开关调节器必须以92％的占空因子来工作。即使以92％的占空因子来工作(其在高频处并不是容易的任务)，使用仅Buck转换器的解决方案也浪费了大部分的LiIon电池能量。

通过将同步Buck和boost转换器组合为合并的(merge)或级联(cascade)的电路，可以容易地得到Buck-boost转换器。例如，在图3A的示意图中，同步boost转换器30(其包含低压侧MOSFET 31、电感器33、同步整流MOSFET35、本征二极管35和滤波电容器34)用于为同步Buck转换器(其包含MOSFET37、电感器39、同步整流MOSFET 38、本征二极管42和滤波电容器40)供电，组合的级联转换器30共同驱动负载41。在该方法中，首先将输入电压升压到高于期望输出的电压V_y，然后回降以产生V_out。

通过boost转换器的效率η_boost与Buck转换器的效率η_Buck之乘积给出该boost-Buck拓扑的总效率。即使两个转换器都是85％的效率，组合后的级联转换器也仅达到大概70％的总效率。此外，所示的转换器需要两个电感器，此特性从用户的观点来看是很不期望的。

相反在图3B中，同步Buck转换器(其包含MOSFET 52、电感器53、同步整流MOSFET 51、本征二极管55和滤波电容器54)用于对同步boost转换器(其包含低压侧MOSFET 58、电感器57、同步整流MOSFET 59、本征二极管62和滤波电容器60和负载61)供电。级联Buck-boost转换器50首先降压，并且将输入电压V_y调节至低于期望输出，然后将该电压升压以产生V_out。

再次，通过η_级联＝η_Buck·η_boost给出的各效率之积来给出Buck-boost级联转换器50的总效率。由于在输入和输出端子之间具有更多个串联的晶体管，并且由于所有的MOSFET都始终在开关，因此Buck-boost级联转换器的总损耗比单独的同步Buck转换器或同步boost转换器的损耗更差。然而，与需要两个电感器的转换器30不同，转换器50具有串联连接的两个电感器53和57。由于串联连接的电感器共享同一电流，因此可以由单个电感器来对其进行替代，并且这么做也消除了对于电容器54的需要。

图4中图示了所得到的Buck-boost转换器70，其包含：单个电感器73，四个MOSFET 71、72、76和77，滤波电容器80，负载81，PWM控制电路83与先断后接和栅极缓冲电路82。与MOSFET 71并联的本征二极管74以及与MOSFET 77并联的本征二极管78在某些工作状况(诸如BBM间隔)期间用作整流器，同时二极管75和79通常保持反向偏置。取决于其端子状况，转换器70可以工作在三种截然不同的模式(Buck、boost和Buck-boost)下。

利用分别表示MOSFET71、72、76和77的编号为i＝1～4的MOSFET，那么总能耗由下面的等式给出

该等式图示了所有四个MOSFET都呈现正比于其开启时间的导通损耗，并且所有四个MOSFET也呈现了正比于其开关频率的开关损耗。

在图5A中，示意图85表示作为Buck转换器的Buck-boost转换器70的工作，其中，在PWM控制下异相地开关MOSFET 71和72，同时MOSFET 77保持导通并且MOSFET 76偏置为截止。该转换器70的总损耗大于同步Buck转换器的损耗，这是由于其现在包含MOSFET 77中的导通损耗，即，

图5B的等效电路90图示了MOSFET 72、同步整流MOSFET 71、并联整流二极管74、电感器73以及与二极管78并联的完全增强型MOSFET 77的串联电阻91。截止状态的MOSFET 76被图示为反向偏置的PN二极管79。只要判别式V_in＞(V_out+δ)成立，那么Buck-boost转换器70的Buck转换器模式就起作用。

由于与导通的MOSFET 77相关联的串联电阻91，因此图4中工作在Buck转换器模式下的Buck-boost转换器70的效率低于图1A中所示的简单Buck转换器1的效率。这种特性可以在图7A的效率图形中看到，其中，仅Buck效率(曲线110)比Buck-boost转换器的Buck模式效率(曲线107)更高(通常高5％～15％)。

在图6A中，示意图95表示作为boost转换器的Buck-boost转换器70的工作，其中，在PWM控制之下异相地开关MOSFET 76和77，同时MOSFET72保持导通并且MOSFET 71偏置为截止。该转换器的总损耗大于同步Buck转换器的损耗，这是由于其现在包含MOSFET 72的导通损耗，即，

图6B的等效电路100图示了开关MOSFET 76、同步整流MOSFET 77、并联整流二极管78、电感器73以及完全增强型MOSFET 72的串联电阻101。二极管74、75和79保持反向偏置并且截止。只要判别式V_in＜(V_out-δ)成立，那么Buck-boost转换器70的boost转换器模式就起作用。

由于与导通的MOSFET 72相关联的串联电阻101，因此图4中工作在boost转换器模式95下的Buck-boost转换器70的效率低于图1B中所示的简单boost转换器10的效率。这种特性可以在图7A的效率图形中看到，其中，仅boost的效率(曲线111)比Buck-boost转换器的boost模式效率(曲线108)更高(通常高5％～15％)。

同样注意到，boost模式工作效率(曲线108)比Buck模式工作更低，这主要是由于boost转换器比Buck转换器需要更高的平均开关电流(这增加了导通损耗)。boost转换器MOSFET中的更高的导通损耗可以通过采用更大的低电阻功率MOSFET来进行补偿，但是仅通过增大与开关损耗有关的输入电容、栅极电荷和栅极驱动，使得消除了更低的导通损耗器件的大多数好处。因为更多的串联电阻由于与MOSFET 72有关的电阻101的影响而始终存在，因此该问题在工作于boost模式下的Buck-boost转换器中被进一步恶化。

在仅Buck和仅boost模式之间，当转换器接近单位转换比时，电路必须工作在所有四个晶体管都正在开关的真正Buck-boost模式下。该范围出现在转换器超过Buck转换器的最大占空因子D_max或者降至低于boost的最小占空因子D_min的情况下。

表1总结了Buck-boost转换器70处于Buck、boost和Buck-boost模式下的工作：

模式	判别式	开关	完全导通	截止
					Buck	Vin＞(Vout+δ)	M1，M2	M4	M3
Buck-Boost	(Vout+δ)＞Vin＞(Vout-δ)	M1，M2，M3，M4	无	无
					Boost	Vin＜(Vout-δ)	M3，M4	M2	M1

表1

因此，每当

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}<(1\&PlusMinus;\mathrm{\&delta;}),$

出现开关转换器的Buck-boost模式。

由于所有四个晶体管在Buck-boost模式下都在开关，因此损耗比仅Buck或仅boost模式更大。图7A中图示了该特性，其中，处于Buck-boost模式下的转换器70的效率(曲线106)比在仅Buck模式下工作的Buck-boost转换器70的效率(曲线107)以及在仅boost模式下工作的Buck-boost转换器70的效率(曲线108)更低，这导致每当四个开关Buck-boost工作开始时效率的快速下降。如所示那样，当必须这么做时(即，对于单位1附近的V_out/V_in转换比，例如在0.9和1.1之间)，转换器70仅工作在Buck-boost模式下。

如果转换器70必须持续工作在四个开关的Buck-boost模式下，那么在降压时效率遵循曲线112A，其显著地小于仅Buck模式下的效率(曲线107)，并且远远低于简单同步Buck转换器的效率(曲线110)。类似地，升压模式下的四个开关Buck-boost工作遵循曲线112B，其中其效率显著地小于仅boost模式下的效率(曲线108)，并且远远低于简单同步boost转换器的效率(曲线111)。因此，在Buck-boost转换器的模式切换将损耗的四个开关Buck-boost工作限制到单位电压转换比附近的时候，Buck-boost转换器绝对比单独的Buck转换器或boost转换器效率更低。

由于从LiIon电池产生受调节的3.3V输出降至接近于围绕单位电压转换比的该±δ范围，因此LiIon电池存储能量的最大部分出现在Buck-boost转换器的效率最差情况下的电压处(在3.5V～3.6V的范围中)。此外，转换器在每当转换比接近单位1时都必须经历模式转换这一事实可能成为许多应用中的实际问题：影响瞬态调节、稳定性和噪声。

明显地，Buck-boost开关调节器具有许多缺点，当工作在或接近于单位转换比之时尤其如此。

电荷泵转换器

开关电感器转换器的一种替换方案是电荷泵，其为仅使用开关和电容器来通过时钟或振荡器驱动的电容器网络的重复的电荷重新分配(即，连续充电和放电)来执行电压转化的电压转换电路。

电荷泵的优点在于：其可以以特定的电压转换比来呈现非常高的转换效率(接近100％)。缺点在于：其仅可以高效地生成在其转换器电路中使用的快速电容器(flying capacitor)的数目的严格整数倍的电压。除了选择倍数之外的电压呈现低效率。

图8A中图示了采用单电容器来作为“倍增器(doubler)”(即，用于将电池的输入电压加倍)的普通电荷泵150。电荷泵150包含四个MOSFET 152、153、154和155，除了MOSFET 154的源极这一个端子连接至电荷泵输出V_CP和储能电容器156(而不是连接至参考地)之外，所述MOSFET被配置为类似于H电桥。

可以通过将MOSFET建模为理想的开关来理解电荷泵工作，其中，在图8B和8C的等效电路160和180中，分别将MOSFET 152、153、154和155表示为开关162、163、164和165。在图8B所示的充电阶段期间，对角开关(diagonal switch)162和165闭合，使得将节点V_x驱动至参考地(ground)并且将节点V_y驱动至V_batt，并且将快速电容器151充电至电压V_batt。在充电周期期间，开关163和164保持断开。

在图8C所示的电荷传输和放电阶段，开关162和165断开，开关163和164闭合，并且能量从快速电容器151传输至输出储能电容器166，使得将V_CP电压升高(pump)到电池电压两倍的值或2·V_batt。

本质上，开关网络的用途是：在充电期间将快速电容器151置于与电池相并联，而在放电期间将快速电容器151置于与电池相串联(即，将其堆叠在电池正端子的顶部之上)。然后以另一充电阶段重复周期。

单个快速电容器电荷泵能够仅以其输入的两倍来高效地传递能量，亦或如果将电容器连接至电池的负端子以产生电池的镜像负电压(即-V_batt)，其也公知为反相器。

图9A图示利用了两个快速电容器173和177以及七个MOSFET 171、172、174、175、176、178和179的网络的电荷泵170。该网络的用途是对串联的电容器进行充电，将其每一个均充电至电池电压的一半(即，V_batt/2)。在充电之后，两个充电的电容器并联连接，并且连接至电池的正端子。然后，用于1.5V_batt的输出电压，所得到的输出为V_batt+V_batt/2。由于输出是其输入的1.5倍，因此有时将这种电荷泵称为“分数”电荷泵。

图9B和9C中的示意图183和185表示用于操作分数电荷泵的简单开关等效模型，其中，开关181、182、184、185、186、188和189分别表示MOSFET171、172、174、175、176、178和179。在图9B所示的充电周期中，开关181闭合而使得将V_x接至参考地，开关189闭合而使得将电压V_z驱动至输入电压V_batt，并且开关185闭合(即，V_y＝V_w)，从而将电容器173和177置于串联。如果电容器具有相同的值，那么将其每一个均充电至电压V_batt/2。所有其它的开关在充电阶段中都保持开路。

在图9C所示的放电阶段中，所有的开关都开路，并且高压侧开关182和186都闭合，使得将V_x与V_w(快速电容器的负端子)连接至V_batt。同时，开关184和188闭合，使得将V_y与V_Z(电容器的正端子)连接至输出V_CP和储能电容器180。然后，该周期持续地以固定或变化频率来进行重复。

图10A-10D图示被表示在其放电周期期间的、具有开关电容器网络可能的几种电荷泵电压转换器。在图10A中，电荷泵倍增器200将电池输入电压源201与堆叠在其上的单个快速电容器202进行组合来产生电池输入的两倍的电压(即，2·V_batt)。在图10B中，反相器205将单个快速电容器206堆叠在电压输入207的下面来产生低于参考地的输出电压-V_batt(本质上，其为输入电压的负镜像)。

在图10C中，分数电荷泵210将电容器212和213充电至V_batt/2，然后将其堆叠在V_batt电压源211之上来产生其输入的1.5倍的输出。可替换地，在图10D中，充电至V_batt/2的电容器217和218被连接至参考地(电压源216的同一负端子)，使得产生一半电池电压的输出电压(即，+0.5V_batt)。通过将低于参考地的快速电容器作为基准(即，通过将电容器的正端子结合至参考地)，电压-0.5V_batt也是可能的。

如所示那样，具有两个快速电容器的电荷泵可以产生其输入电压的一半的各种整数倍“n”的电压，或者如

$V_{\mathrm{cp}}=n\&CenterDot;\left(\frac{V_{\mathrm{batt}}}{2}\right)$ 其中n＝{-2，-1，0，+1，+2，+3，+4}

具体地，当n＝+2时，输出V_CP等于电池电压V_batt，使得等同于直接电池连接来进行运转。当在单电容器转换器模式下运行两个电容器分数电荷泵时，n＝+4用作倍增器(在这种情况下，V_CP＝2·V_batt)，而n＝-2用作反相器(在这种情况下，V_CP＝-V_batt)。当工作在两个电容器分数模式下，n＝-1产生V_CP＝-1/2V_batt，n＝+1产生V_CP＝+1/2V_batt，而n＝+3产生V_CP＝+1.5·V_batt。当n＝0时，转换器截止并且V_CP＝0(即，接参考地亦或浮空)。如果需要，分数电荷泵实际上可以自动地在这些各种反相、分数和倍增器模式之中进行切换。

电荷泵转换器的问题是其仅以快速电容器的数目的整数倍来高效地工作；换言之，它们不是电压调节器。具体地，当期望的负载电压V_out降至低于电容器网络产生的电压V_CP时，转换器不能适配(adapt)。电荷泵的输出电压V_CP和所调节的转换器V_out的输出电压之间的压差(voltage-differential)需要电阻器或电流源来支持电压不匹配，并且损耗元件两端的电压导致能量损失和效率降低。可以通过对线性调节器适配(adapt)数学形式来表示用于提供输出电压V_out的电荷泵的效率等式，在此表示为

${\mathrm{\&eta;}}_{\mathrm{cp}}=\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{CP}}}=\frac{V_{\mathrm{out}}}{n\&CenterDot;\left(\frac{V_{\mathrm{batt}}}{2}\right)}$

其中，n＝{-2，-1，0，+1，+2，+3，+4}，并且其中，V_out≤V_CP。

图11A中图形地图示了针对单个模式电荷泵的该效率等式，其中，对于各个整数乘法器(包括倍增器(曲线221)、反相器(曲线222))和分数电荷泵(曲线223、224和225)来说，V_batt≡V_in。曲线226表示直接电池连接，其等同于线性调节器的最大理论效率(即，假设没有静态工作电流)。在每种情况下，随着输入与输出比接近±1/2V_batt的整数倍，效率增加。电荷泵不能传递高于该电压的电压，并且必须采用不同的电容器乘法器(即，不同的工作模式)。

图11A中所示的每条曲线表示特定的电荷泵电路(例如，包括之前在图8、9和10中所示的那些电荷泵电路)。然而，除非负载工作在输入电压的整数倍的严格的一半电压处，否则电荷泵转换器的效率将会受到损害。这种特性(behavior)对于电池电压随着单元电池放电而显著变化的电池供电产品来说尤其是有问题的。在LiIon电池的情况下，电压在放电期间可衰减超过1V(表示25％的变化)。即使峰值效率在一个特定的工作状况和电池电压处可能较高，但是在电池放电曲线上平均化的转换器的总效率较差。使用单个模式的电荷泵，加权平均效率可低于60％。

用于改善转换器的平均效率的一种方法是在一个电路内自动地在1X、1.5X和2X之间切换模式。该特点对于在宽输入范围上提供固定电压特别有用。图11B中图示了模式变化电荷泵的效率的示例，其示出了当三模转换器电路随着电池衰退而从1X-电池-直接模式(曲线247)切换到1.5X-分数-模式(曲线244)，以及再次切换到2X-倍增器-模式(曲线241)时的效率。通过以该锯齿形图案来切换模式，由于未将输出升高至相比于负载非常高的值，因此电荷泵转换器的效率得到改善，并且总效率得到改善。

不幸的是，仍然存在效率受到相当大损害的状况。模式转换在转换比1之处的效率(曲线246)以及再次在转换比1.5X之处的效率(曲线243)均呈现了显著的改变。模式转换也可能导致电流和电压的突然不连续，或者产生不稳定或噪声。为了确定需要什么样的转换比，图形240还包括与分别产生3V、3.5V和4V的输出电压所需的输入电压范围和转换比有关的曲线248、249和250。

具体地，对于稍微高于单位转换比的情况，1.5X模式下的电荷泵不能很好地执行，这不幸地表明甚至比电感式Buck-boost转换器更低的效率。

受调的电荷泵的效率

作为电源的电荷泵的真正的问题在于：由于电荷泵仅产生特定的固定电压的倍数，因此其自身并不是电压调节器。为了对其输出电压或输出电流进行调节，电荷泵必须产生比期望的输出更大的电压，并且必须将某个传输元件(pass element)串联地插入在电荷泵转换器的负载与输出之间。然后该串联元件两端必须支持在电荷泵的较高输出电压与特定的期望输出电压之间的压差(voltage-differential)。现有技术的串联传输元件的示例包括线性调节器、电流源或电阻器，所有这些都是有损耗的(即，将能量消耗为热量)并且降低了电荷泵调节器的总效率。通过串联传输元件两端存在的压差和流过该元件的电流来给出损耗。

例如，在图12A的示意图260中，由电池或者其它电压源261对具有电容器263和264的电荷泵262进行供电以在储能电容器265两端产生电压V_CP。由于该电压高于对负载262供电所需的期望输出电压V_out，因此低压差(LDO)线性调节器266必须在导通电流的同时支持压差ΔV_LDO，从而消耗了热量并且降低了效率。即使流向电荷泵262和LDO调节器266中的参考地的静态电流I_QCP和I_QLDO为零，效率仍然受限于V_out/V_CP(LDO传输元件的输出与输入比)的最大值。电荷泵的输出V_CP和期望的受调的负载电压V_out之间的压差越大(即，LDO调节器两端的ΔV越大)，则转换器的效率变得越差。

如图12B所示，由于LDO调节器282的输出电压V_LDO必然是电荷泵的输出电压V_CP的某个整数倍，并且该电压与V_in相差数量ΔV_LDO(在LDO调节器282导通电流的同时，其两端支持的电压)，因此通过将LDO调节器282作为前置调节器来置于电荷泵284的前面并不能避免效率问题。该效应与具有LDO后置调节的现有示例相同-串联传输元件LDO调节器282必须在导通电流的同时支持其端子的两端的压差。即使流向电荷泵284和LDO调节器282中的参考地的静态电流I_QCP和I_QLDO为零，效率仍然受限于V_LDO/V_in(LDO传输元件的输出与输入比)的最大值。

使用电流源、而不是LDO调节器并不会改善电路的效率。如图12C的电路300中所示，将电流源306插入在电荷泵302的负载308和输出端子之间仍然强制传输元件支持其导通电流时的压差ΔV。电荷泵302的输出(V_CP)和过滤电容器307两端的电压(V_out)之间的差值必须可通过导通电流源来得到支持，因此导致效率损失和能量浪费。即使对于100％效率的电荷泵，总的转换器效率也被限制为V_out/V_CP(串联传输元件(在这种情况下，电流源306)两端的输出与输入比)的最大值。

将电流源或调节功能并入到电荷泵开关中的一个对总调节效率具有与使用分离的调节元件相同的影响。如图12D的示意图320中所示，电流源326表示电荷泵倍增器(其包括MOSFET 322、323和324以及电容器325)中的一开关。取决于模式，选择器开关327将电流源326偏置为“导通”的电流源或“截止”的开关，从而其用作导通固定电流或根本没有电流的开关电流源。当通过电流源326的电流为零时，在开关电流源326中没有消耗能量。然而，当电流源326导通并且用作电流源时，电流源326仍然必须消耗能量。具体地，在导通期间，该受控电流源326必须支持其端子两端的压差V_y-V_out。结果，其仍然消耗能量并且降低了效率。

去除电荷泵调节器中的串联传输器件并不会改善效率。如图12E中所示，即使未有意地包括器件以支持输出电压V_out和电荷泵的输出V_CP之间的不匹配，电路中存在的分布寄生电阻346也将必须支持负载347和电荷泵342之间的ΔV，并且能量以热量的形式损失在该电阻中，仿佛有意识地插入了串联传输器件。

即使如果由于某种原因而使得电路的串联电阻由于某种原因而为零，压差也将出现在各MOSFET开关之一的两端而强制该器件饱和，并且在导通电流的时候使得其端子两端的满(full)压差下降。在这种情况下，不管如何贯穿电路分配压差，仍然以等于压差乘以负载电流的数量损耗了能量。

因此，电荷泵的输出电压V_CP和受调的负载电压V_out之间的任何压差ΔV都导致效率的损失。仅仅通过降低串联传输元件两端的压差ΔV(即，提供非常接近于电荷泵的输出电压的受调的电压)可以使得效率得到改善。在单个、分数与倍增器模式之中进行动态地改变有助于将该压差降低至由{V_out-V_CP}＝{V_out-n·V_in}给出的某些倍数，其中，n可以在1X、1.5X或2X模式之中变化。

电荷泵在单位电压转换比附近(其中，V_out≈V_in并且串联传输元件两端的ΔV较小)工作，极大地改善受调电荷泵的效率。不幸地是，对于较小的ΔV，称作“压降(dropout)”的另一种现象可能会降低电压调节的精度和品质。压降问题也给现有技术的开关调节器带来麻烦。

现有技术调节器中的压降

每当电压调节器的输入和输出电压彼此接近于几百毫伏的范围内(即，V_out≈V_in±200mv)时，转换器的调节能力的品质将受到损害。调节品质的损失可以以多种方式来表示：通过输出电压的一次或重复的毛刺或者不连续，通过增大的纹波，或者通过调节在某个较窄电压带内的完全丧失。调节在每当V_out接近于V_in时退化的现象称为“压降(dropout)”，其意味着转换器失去调节地下降。

由于在压降状况期间，输入端子本质上与输出端子电阻性地连接，因此图1A的Buck转换器和图1B的boost转换器两者在其开关占空因子从D_max或D_min跳至100％时将暂时地丧失调节，并且在D＝100％的时候完全丧失调节。

虽然Buck-boost转换器并不真正地呈现永久的压降，但是每当转换器模式从进入其Buck模式中的Buck转换器切换到其Buck-boost模式或从Buck-boost模式切换到其boost模式的模式转换期间，其可能易于遭受电压毛刺。模式转换发生在每当转换器从两个功率器件正在开关的电路改变为四个器件在开关的电路时，反之亦然。

为了避免模式切换转换问题，可以使Buck-boost转换器连续地运行在所有四个功率器件都连续地开关的Buck-boost模式下，但是然后效率在所有输入-输出状况和转换比之下退化。

如之前所述那样，电荷泵在不利用串联连接的线性调节器或电流源(诸如，图12A～图12D所示)以提供调节功能的情况下不能调节电压。然而，为了维持较高效率，受调电荷泵不能在其串联调节器两端施加太大的电压，因此必须在变化输入-输出状况的期间来改变模式(如图11B中所示)。当电压转换比接近单位1时，最高效的工作模式是图11B中曲线247所示的1X模式。在1X模式之下，电荷泵不进行开关，并且串联连接的线性调节器或电流源必须提供调节。

不幸的是，众所周知如下的现象：每当线性调节器的输入与输出端子两端的ΔV变得太小时，所有的线性调节器都呈现调节(即，压降)的丧失。本质上，由于执行调节的放大器的环路增益随着其晶体管传输元件从用作电流源改变到用作可变电阻器而陡降，因此在线性调节器中出现压降。如果该传输元件是双极晶体管，那么随着器件从其有源工作区转变至饱和，增益的损失出现在V_CE的较小值处。在许多双极线性调节器中，该压降状况出现在大于400mV之处。

在低压降线性调节器中，以能够以更低ΔV来作为电流源工作的MOSFET替换该双极传输元件，但是当功率MOSFET传输元件从其工作的饱和(即，恒定电流)区转变为其线性(即，阻性)区时，线性调节器的压降仍然为200～300mV。

总之，现有技术的非隔离高效率转换器在接近单位1的电压转换比处呈现了压降。模式切换、调节丧失和压降可以被避免，但却牺牲了效率。诸如反激(flyback)或正激(forward)转换器之类的隔离转换器能够在无需切换模式的情况下而在单位转换附近高效地工作，但是其使用物理上的大的抽头电感器、耦合电感器和变压器妨碍了它们在多数便携式产品中的应用。

现有技术的降压-升压转换器的总结

总之，现有的电荷泵转换器、Buck-boost开关调节器和其它的电感式开关调节器都不能同时高效地对DC电压进行升压和降压，尤其是对于单位1附近(其中，V_in≈V_out)的转换比。所需要的是这样的升压-降压转换器：其在输入和输出电压的较宽范围上都是高效的，并且当其接近于或工作于单位电压转换比附近(即，当V_out≈V_in时)时，其不需要改变其工作模式。此外，转换器应该没有drouput问题，使得即使在其被偏置为具有其输入的200my之内的输出电压(即，在范围V_out≈V_in±200mV之内)的时候也能维持高品质的调节。

发明内容

根据本发明，DC/DC转换器包含：降压的开关电感器前置调节器和开关电容器后置转换器。降压的开关电感器前置调节器的输出端子与开关电容器后置转换器的输入端子相连接。开关电容器后置转换器可包含将其输入端子处的电压乘以整数或分数值的电荷泵，或者其可以是将其输入端子处的电压乘以负整数或分数值的反相器。降压的开关电感器前置调节器可包括Buck转换器，其具有在串联路径中与低压侧开关连接的高压侧开关、以及连接到该高压侧开关和该低压侧开关之间的串联路径中的一点的电感器。在某些实施例中，每个高压侧和该低压侧开关均包含MOSFET。

前置调节器对输入电压进行降压，而后置转换器或者以整数或分数值来对前置调节器产生的电压进行升压或降压，或者将前置调节器产生的电压乘以负的整数或分数值。优选地，由从前置调节器或后置转换器的输出端子延伸出至脉宽调制单元(其控制前置调节器的占空因子)的反馈路径来控制DC/DC转换器的输出电压。在某些实施例中，反馈路径包含电平移位单元或者修改反馈信号的其它电路。

本发明的DC/DC转换器能够在不需要模式切换的情况下而在范围为升压到降压转换的宽范围的电压转换比上工作。由于不受模式切换以及V_out≈V_in时的压降问题的影响，因此即使在单位输入与输出电压转换比的附近，转换器也不会遭受噪声毛刺、较差调节以及不稳定性。虽然转换器包含开关电感器工作，但是其在非常高和非常低的占空因子处避免了困扰着传统开关调节器的最小脉宽问题，这些问题包括：调节器的压降、窄脉冲和相关联的高电流尖峰(spike)、可变频率工作、没有足够的时间来执行先断后接转换。

本发明的另一方面包括将第一DC电压转换为第二DC电压的方法，该方法包括：提供至少一个电感器和至少一个电容器；在第一时间间隔期间，将所述至少一个电感器的第一端子耦合至第一DC电压；在第二时间间隔期间，将所述至少一个电感器的第一端子耦合至第二电压，从而在所述至少一个电感器的第二端子处产生中间电压；在第三时间间隔期间，将所述至少一个电容器的第一端子耦合至所述中间电压，并且将所述至少一个电容器的第二端子耦合至第三电压；以及在第四时间间隔期间，将所述至少一个电容器的第二端子耦合至所述中间电压，并且将所述至少一个电容器的第一端子耦合至输出端子，从而在该输出端子处提供第二DC电压。本方法的变化包含：在第四时间间隔期间，将所述至少一个电容器的第二端子耦合至第四电压，并且将所述至少一个电容器的第一端子耦合至输出端子；或者将所述至少一个电容器的第一端子耦合至参考地，并且将所述至少一个电容器的第二端子耦合至输出端子。

附图说明

通过参考下面的附图将会更好地理解本发明，在附图中，由类似的附图标记来标识相似的组件。

图1A是现有技术的非隔离DC/DC同步Buck转换器的示意电路图。

图1B是现有技术的同步boost转换器的示意电路图。

图1C是示出占空因子对于作为图1A和1B中所示器件的占空因子的函数的转换比的依赖的图形。

图2是示出单芯的LiIon电池的放电特性的图形。

图3A是现有技术的级联的boost-Buck转换器的电路图。

图3B是现有技术的级联的Buck-boost转换器的电路图。

图4是现有技术的Buck-boost转换器的电路图。

图5A是图示在Buck-boost转换器的Buck模式工作下的偏置状况的电路图。

图5B是图5A所示电路的等效电路。

图6A是图示Buck-boost转换器的boost模式操作中的偏置状况的电路图。

图6B是图6A所示电路的等效电路.

图7是图示作为转换比的函数的、Buck-boost转换器的效率的图形。

图8A是现有技术的电荷泵倍增器的电路图。

图8B是图示电荷泵倍增器的充电操作的电路图。

图8C是图示电荷泵倍增器的放电操作的电路图。

图9A是现有技术的分数电荷泵的电路图。

图9B是图示分数电荷泵的充电操作的电路图。

图9C是图示分数电荷泵的放电操作的电路图。

图10A是示出+2X模式单电容器倍增器在其放电周期期间的等效电路。

图10B是示出-X模式单电容器反相器在其放电周期期间的等效电路。

图10C是示出+1.5X模式双电容器分数电荷泵在其放电周期期间的等效电路。

图10D是示出+0.5X模式双电容器分数电荷泵在其放电周期期间的等效电路。

图11A是示出作为其转换比的函数的、单模电荷泵的效率的图形。

图11B是示出作为其转换比的函数的、三模电荷泵的效率的图形。

图12A是具有LDO后置转换器的电荷泵的等效电路。

图12B是具有LDO前置调节器的电荷泵的等效电路。

图12C是具有电流源跟随器的电荷泵的等效电路。

图12D是具有整数开关电流源的电荷泵的等效电路。

图12E是具有串联输出电阻的电荷泵的等效电路。

图13是示出对于范围为1.8V～6.6V的输入的、在各个电压输出处工作的DC/DC转换器的必要的电压转换比V_out/V_in的图形。

图14A是根据本发明的开关LCDU降压-升压调节转换器的示意电路图。

图14B是可用于控制转换器的输出电压的反馈电路的电路图。

图15A是本发明的开关LCDU调节转换器的运行模型(behavioral model)。

图15B是针对本发明的3.3V LCDU调节器来示出输入电压对于输出电压V_out、中间电压V_y和电压转换比的依赖的图形。

图15C是针对本发明的2X LCDU转换器来示出作为占空因子的函数的电压转换比的图形。

图15D是示出作为前置调节器电压转换比V_y/V_in的函数的、LCDU转换器的效率的图形。

图15E是示出作为电压转换比V_out/V_y的函数的、升压转换器的效率的图形。

图15F是示出作为转换比V_out/V_in的函数的、转换器的总效率的图形。

图15G是示出作为占空因子和电压转换比的函数的、转换器的效率的图形。

图15H是作为关于各种电压转换比的占空因子的函数的、理想化的2X型LCDU转换器的效率的图形。

图15I是作为关于各种电压转换比的占空因子的函数的、非理想化的2X型LCDU转换器的效率的图形。

图16是将作为电压转换比的函数的Buck、CP和开关LCDU转换器的效率进行比较的图。

图17是示出开关LCDU调节转换器在单芯LiIon电池的放电期间的输入电压、中间电压V_y和输出电压的图形。

图18是本发明的倍增器型开关LCDU调节转换器的示意电路图。

图19A是图示开关LCDU调节转换器在励磁充电阶段(stage)期间的工作的电路图。

图19B是图示开关LCDU调节转换器在再循环传输阶段期间的工作的电路图。

图20是图示处于CP旁路仅降压模式(CP-bypass down-only mode)下的开关LCDU转换器的工作的电路图。

图21A是倍增器型LCDU转换器的电路图。

图21B是分数型LCDU转换器的电路图。

图21C是分数型LCDD转换器的电路图。

图22是示出作为关于各种LCDX型调节转换器的占空因子的函数的电压转换比的图形。

图23A是分数1.5X LCDU调节转换器的电路图。

图23B是分数1.5X LCDU调节转换器在励磁充电阶段期间的电路图。

图23C是分数1.5X LCDU调节转换器在再循环传输阶段期间的电路图。

图24A是分数0.5X LCDD调节转换器的电路图。

图24B是分数0.5X LCDD调节转换器在励磁充电阶段期间的电路图。

图24C是分数0.5X LCDD调节转换器在再循环传输阶段期间的电路图。

图25A是-1X LCDI调节反相器的电路图。

图25B是-0.5X LCDI分数调节反相器的电路图。

图26是示出作为占空因子的函数的、关于几种LCDI型调节反相器的电压转换比的图形。

图27A是-1X型LCDI调节反相器的电路图。

图27B是-1X型LCDI反相器在励磁充电阶段期间的电路图。

图27C是-1X型LCDI反相器在再循环传输阶段期间的电路图。

图28A是分数-0.5X LCDI调节反相器的电路图。

图28B是分数-0.5X LCDI调节反相器在励磁充电阶段期间的电路图。

图28C是分数-0.5X LCDI调节反相器在再循环传输阶段期间的电路图。

图29A是用于倍增器型LCDU转换器的电平移位反馈网络的示意电路图。

图29B是用于分数1.5X型LCDU转换器的电平移位反馈网络的示意电路图。

图29C是用于分数0.5X型LCDD转换器的双极电流镜反馈网络的示意电路图。

图29D是用于分数0.5X型LCDD转换器的MOSFET电流镜反馈网络的示意电路图。

图29E是用于1X型LCDI反相器的双极电流镜反馈网络的示意电路图。

图29F是用于-1X型LCDI反相器的MOSFET电流镜反馈网络的示意电路图。

图29G是用于分数-0.5X型LCDI反相器的MOSFET电流镜反馈网络的示意电路图。

图30A是对来自于开关LCDX调节转换器的输出端子的反馈进行电平移位的电路图。

图30B是对来自于开关LCDX调节转换器的中间V_y端子的反馈不进行电平移位的电路图。

图31A是由开关LCDX转换器中用于高压侧P沟道功率MOSFET的V_batt所驱动的栅极缓冲器的电路图。

图31B是由开关LCDX转换器中用于高压侧P沟道功率MOSFET的中间电压V_y所驱动的栅极缓冲器的电路图。

图31C是对于开关LCDX转换器中的高压侧N沟道功率MOSFET、具有电阻电平移位的自举栅极缓冲器的电路图。

图31D是对于开关LCDX转换器中的高压侧N沟道功率MOSFET、具有交叉耦合电平移位的自举栅极缓冲器的电路图。

图31E是由开关LCDX转换器中用于低压侧N沟道功率MOSFET的V_batt所驱动的栅极缓冲器的电路图。

图31F是由开关LCDX转换器中用于低压侧N沟道功率MOSFET的中间电压V_y所驱动的栅极缓冲器的电路图。

图32是示出将三模电荷泵和Buck-boost转换器的效率与根据本发明的LCDU转换器的效率进行比较的图形。

具体实施方式

图13图形地图示了对于范围为1.8V～6.6V的各种输入电压、工作在多个输出电压处的DC/DC转换器的所需电压转换比V_out/V_in。例如，曲线361图示了对于4.5V～5.5V的输入范围，将5V输出调节至±1％的精度要求在单位转换比之上或之下进行工作，这意味着需要升压-降压调节转换器保持比低成本的AC/DC墙壁适配器(wall adapter)所通常保证的±5％或±10％的精度更严格的容限。

对于升压-降压转换器的另一需要出现在当使用LiIon电池来产生其宽电压范围中间的电压时。例如，图13中的曲线362、363和364分别图示了4V、3.6V和3.3V的输出。由于这些负载电压落入LiIon电池的正常放电电压范围4.2V～3V之内，因此转换器必须在单元电池的放电周期开始时、以低于单位1的电压转换比在降压模式下进行调节，并且随着单元电池电压衰减而以高于单位1的转换比来在升压模式下进行调节。

曲线365图示了理论上应该仅需要降压转换的3V输出，但是由于之前所述压降问题，因此提供3V输出的LiIon电池必须在3.2V以上关断，从而浪费了有用的电池寿命。处于研发的新一代LiIon单元电池可以允许工作在低至2.7V，使得需要如曲线366所示的用于2.7V输出的升压-降压转换。如曲线367所示，在2.5V的电池状况处，压降问题可能甚至也需要使用升压-降压转换器来提供受调的2.5V输出。然而，如果升压-降压转换导致效率损失超过由扩展的电池范围所获得的额外工作时间，那么完全失去了使用能够工作在更低电压下的电池的使用寿命好处。

类似地，由于其输出范围为2.4V下至1.8V，因此所关心的压降使得难以从2芯连接的镍氢或镍镉(即，NiMH或NiCd)电池来保证1.8V的受调的输出。在2V电池状况处停止使用不可接受地浪费了超过一半的电池充电寿命。

需要高效的低压降升压-降压转换器的另一情形是使用所设计用于以两个NiMH干电池(dry cell)、两个碱性电池、或者单芯(single cell)LiIon电池来工作的电源。由于在充电期间，2个串联的单元电池的NiMH电池组的输出电压范围为1.8V～2.4V，2个串联的单元电池的碱性电池的输出电压范围是1.8V上至3.4V，并且单芯LiIon电池的输出电压范围为4.2V下至3V或者甚至2.7V，因此在4.2V和1.8V之间的任何负载电压需要升压-降压转换器以使得效率和电池寿命最大化。

如果我们还考虑到一些系统允许来自AC/DC墙壁适配器的、将要在不存在电池的情况下连接的DC输出，那么为系统的DC/DC转换器输入提供的输入电压可以显著地比如果存在电池时更高，并且可达到6.5V那么高。当存在电池并且充电器断开时，输入电压可如1.8V那么低。在这些情况下，图13中的曲线361～368所表示的每个输出电压(即，范围为5V下至1.8V的输出)都需要升压-降压转换器。

如今，多数电气负载都是通过仅升压或者仅降压转换器来提供的，在所述仅升压或仅降压转换器中，电池被过早地关断以避免需要升压-降压转换，其甚至是以浪费电池中可使用的存储电荷为代价的。因此，除了极端情形之外，不惜代价地避免了升压-降压转换。利用由现有的升压-降压解决方案所提供的较差的效率、模式切换、噪声毛刺、调节压差(dripout)以及较差的调节，因此无论其是DC/DC转换器、电荷泵或线性调节器，对于升压-降压转换以及调节的需求都是非常有问题的，并且其不能满足对于如今强调效率的消费者市场的需要。

新的DC/DC转换器拓扑

此处所述的新的非隔离DC/DC转换器和电压调节的拓扑能够在不需要模式切换的情况下而在范围为升压到降压转换的宽范围的电压转换比上工作。由于不受模式切换以及V_out≈V_in时的压降问题的影响，因此即使在单位输入与输出电压转换比的附近，转换器也不会遭受噪声毛刺、较差调节以及不稳定性。虽然调节器包含开关电感器工作，但是其在非常高和非常低的占空因子处避免了困扰着传统开关调节器的的最小脉宽问题，这些问题包括：调节器的压降、窄脉冲和相关联的高的电流尖峰(spike)、可变频率工作、没有足够的时间来执行先断后接转换。相反地，现有技术的非隔离DC/DC转换器在极端(extreme)的占空因子处遭受着一个或多个上述问题，并且其在单位电压转换比附近的使用仍然是有问题的。

本发明的方法和装置可以用于需要升压-降压转换的应用中，并且避免了现有的Buck-boost和反激转换器中的问题。虽然本发明的优选实施例特定地解决了升压-降压转换器的实施方案，但是变体包括能够产生负(即，低于参考地)电源电压的改善的仅降压的调节转换器和DC/DC反相器。

此处公开的新的DC/DC转换器总的来说包含三种新的转换器拓扑以及其变体，在此通过缩写词将其称为

●LCDU-开关-电感器-电容器降压-升压转换器

●LCDD-开关-电感器-电容器降压-降压转换器

●LCDI-开关-电感器-电容器降压-反相转换器(反相器)

具体地，本发明聚焦于开关-电感器-电容器调节转换器，其包含供应给开关电容器实施的升压、降压或反相后置转换器的电感式降压前置调节器。作为命名原则，缩写词中的第一个L表示调节器的第一级(或前置调节器)中的能量存储元件(即，线圈或电感器)。C表示后置转换器或转换器的第二级中的能量存储元件。转换器名称中的第三个字符“D”表示前置调节器将输入或电池电压进行降压并且将降压后的电压提供给后置转换器。

最后一个字符是指后置转换器的方向-升压、降压或者反相。因此，缩写词分别是LCDU、LCDD或LCDI。由于后置转换器这一级根据应用而改变，因此可以将DC/DC转换器拓扑的这种新的开关-电感器-电容器系列共同地描述为LCDX调节转换器，分别地，对于升压，X指变量U；对于降压，X指变量D；对于反相，X指变量I。

同时随同提交并且通过引用合并于此的、名称为“High-Efficiency DC/DCVoltage Converter Including Up Inductive Switching Pre-Regulator andCapacitive Switching Post-Converter”的相关美国申请No.[代理人案号No.AATI-21-DS-US]描述了如下的开关-电感器-电容器(LC)转换器，其包括由开关电容器降压、升压或反相后置转换器跟随的开关电感式升压型前置调节器。这些LCUX型调节转换器总共包含以下：

●LCUD-开关-电感器-电容器升压-降压转换器

●LCUU-开关-电感器-电容器升压-升压转换器

●LCUI-开关-电感器-电容器升压-反相转换器(反相器)

同时均随同提交并且通过引用合并于此的、名称为“High-EfficiencyDC/DC Voltage Converter Including Capacitive Pre-Converter and Up InductiveSwitching Post-Regulator”的相关美国申请No.[代理人案号No.AATI-20-DS-US]以及名称为“High-Efficiency DC/DC Voltage ConverterIncluding Capacitive Pre-Converter and Down Inductive SwitchingPost-Regulator”的相关美国申请No.[代理人案号No.AATI-22-DS-US]描述了如下的开关-电容器-电感器(CL)调节转换器，其中通过开关电容器这一级来实现前置转换，并且通过开关电感器方法来完成后置调节。

开关-电感器-电容器(LCDX)调节转换器

图14A图示了开关LCDX调节转换器400的示意电路图，所述开关LCDX调节转换器400包括降压、开关电感器前置调节器401，其以转换比n来将作为输入的电压V_y提供至开关电容器电荷泵后置转换器402，其中，输出电压V_out进一步用作反馈电压V_FB来用于控制前置调节器401的工作状况和输出。从而，动态地将前置调节器401的输出电压V_y调节至这样的电压：其在同步地产生调节良好的、处于期望电压V_out的输出的同时优化了nX电荷泵转换器402的效率。

在转换器400中，开关电感器前置调节器401包含PWM控制器406、先断后接栅极缓冲器405、高压侧P沟道功率MOSFET 417、具有本征PN二极管404的低压侧N沟道同步整流功率MOSFET 403、以及电感器418。可选的滤波电容器407连接在前置调节器401的输出的两端以降低纹波和改善瞬态响应。在本发明的该实施例中，尽管可以使用任何降压的开关电感器DC/DC转换器，但是将降压的开关电感器前置调节器401拓扑地配置为同步Buck转换器。例如，可以去除N沟道MOSFET 403，并且可以以肖特基整流器来替换二极管404以便实施替代所示同步Buck转换器的Buck转换器。

以斜坡时钟/振荡器413确定的固定频率Φ来工作的PWM控制器406通过响应于其反馈输入改变占空因子D，来对高压侧P沟道MOSFET 417的导通时间进行控制。可替代地，PWM控制器406可以在P沟道MOSFET 417的导通时间被固定或可变的情况下而在可变的频率处工作。

每当P沟道MOSFET 417导通时，电流从输入电源V_batt流过电感器418。从而将线圈励磁，使得存储了等于1/2 LI²的数量的能量并且抵抗了电流中的任何快速变化。与开关频率Φ相比，电感器418中的电流不能响应于PWM电路406控制的脉宽调制来在许多时钟周期上对MOSFET 417的快速开关进行反应，从而电感器418用作平均电流缓慢地变化的、几乎没有损耗的电流源。

每当高压侧MOSFET 417不导通时，电感器418将节点V_x处的电压驱动至低于参考地，使得将二极管404正向偏置并且允许电感器418中的电流不中断地流动(即，再循环)。在两个MOSFET 403和417都截止的情况下，消耗在二极管404中的能量是I_L·V_f，其中，V_f是PN结二极管404的正向电压。N沟道同步整流MOSFET 403在P沟道MOSFET 417截止期间的所有或某部分时间内导通，使得将二极管404中的电流旁路并且通过低压侧MOSFET 403的通道而将所述再循环电流重新定向。由于MOSFET 403仅在整流二极管404导通的时候导通，因此其作为“同步”整流器来工作。在导通期间，该同步整流器两端的压降由I_LR_DS(on)给出，并且其瞬时功耗为I_L ²R_DS(on)。

先断后接(BBM)缓冲器405确保高压侧功率MOSFET 417和低压侧MOSFET 403永远不会同时导通以防止直通导通。直通导通是不期望的状况，其导致能量浪费和效率损失，并且可能导致MOSFET器件损坏。虽然BBM间隔必须足够长以防止直通，然而，由于过长的BBM间隔强制二极管404更长时间地传送电流并且消耗更多的能量，因此其也是不期望的。

除了BBM时间段之外，同步整流MOSFET 403应该在每当高压侧MOSFET 417截止时理想地开启并且导通。然而，在某些环境中，过早地关断同步整流MOSFET 403或者根本不将其开启可能是有益的。例如，在非常低的输出电流处，如果MOSFET 403在延长的持续时间内保持导通，那么可能出现不想要的振荡以及反向电流。将MOSFET 403关断禁止了通道导通，并且反向偏置状态下的二极管404阻止反向电流状态，使得改善了转换器的轻负载效率。

可替代地，如在同时随同提交并且通过引用其整体而合并于此的、名称为“Low-Noise DC/DC Conveter With Controlled Diode Conduction”的申请No.[代理人案号No.AATI-18-DS-US]中所述，同步整流MOSFET可保持导通，但是在其不是作为完全导通的器件来工作时，其以某方式受控用于限制其漏极电流的量值。通过在电阻开关状态和低电流的恒定电流模式之间交替，该方法减小了开关电感器转换器中的电噪声。

然后，中间电压V_y(开关电感器前置调节器401的输出)将输入的能量提供至开关电容器后置转换器402(其还包括储能电容器411)内的电荷泵408。电荷泵408通过使用具有快速电容器409和(可选的)410的开关电容器网络，将该输入电压V_y转换为输出电压nV_y。电荷泵408的转换比nX可以是升压、降压以及反相。开关LCDU转换器的后置转换器中的升压转换例如可以包含单电容器倍增器(n＝2)或者双电容器分数实施方案(n＝1.5)。

经储能电容器411滤波的电荷泵408的输出为负载412提供受调的电压V_out。在优选实施例中，该输出用于向前置调节器401提供具有反馈信号V_FB(其被电平移位器414转换为用于控制PWM电路406的电压)的反馈。可替代地，中间电压V_y可以用作控制PWM电路406的反馈信号。如稍后所示那样，前置调节器401产生的V_y的值在设置DC/DC转换器400的总效率时是重要的。

在优选实施例中，电平移位器414的输出电压应该将V_y的值强制为等于V_out/n的电压。在LCDU转换器400的情况下，电平移位器414包含用作分压器的两个电阻器415和416的网络。在LCDD和LCDI反相器中，如下面所述那样，可以采用替代电路来用于电平移位。PWM电路406包括误差电路，凭借该误差放大器将电平移位器414的输出电压和基准电压进行比较，并且将比较的结果用于控制开关MOSFET 403和417。例如，如图14B中所示，可以在误差放大器406A中将来自电平移位器414的输出电压V_FBin与带隙发生器406B生成的基准电压V_ref进行比较，并且又可以在比较器406C中将误差放大器406A生成的误差信号与振荡斜坡信号进行比较。比较器406C生成数字输出，该数字输出被馈送通过触发器电路406D和BBM转换器405来对MOSFET 403和417的开关以及(尤其是)MOSFET 417的占空因子进行控制。在本示例中，电平移位器414被构建为使得误差放大器406A在V_out处于目标电平时产生将占空因子维持恒定的输出。相反，当V_out高于或低于其目标值时，误差放大器406A产生一输出，该输出促使比较器406C减小或增大高压侧MOSFET 417以其工作而使得V_y＝V_out/n的占空因子。关于DC/DC转换器中的可替代反馈电路的进一步描述，参见通过引用而将其整体合并于此的、授权于2003年6月17日、Wilcox等人的美国专利第6580258号。

LDCX转换器400的另一特征是使用时钟/振荡器413来控制前置调节器401中的MOSFET 417和403以及电荷泵408中开关元件的开关。通过将开关电感器前置调节器401和开关电容器后置转换器402同步，可以极大地降低中间滤波电容器407的尺寸，或者在某些情况下可以完全地去除电容器407。

通过V_y来调节V_out的前置调节

LCDX转换器400的一个新颖的方面是其总效率η对于中间电压V_y(前置调节器401的输出)的值的依赖。另一重要考虑是以闭环反馈来控制电压V_y以便改善转换器的瞬态调节的方式。

为了更好地理解这些考虑，图15A的运行模型420可用于控制分析和估计效率。如所示那样，从产生中间电压V_y的输入电压V_in对降压前置调节器401进行供电。在LCDX拓扑中，前置调节器401作为降压转换器来工作，其由下面的式子给出

V_y＝D·V_in

其中，D是高压侧MOSFET的占空比，其范围介于0％和100％之间。图15B中图形地图示了该降压转换，其中，开关LCDU 3.3V调节器的V_out相对于V_in的图表426图示了电池输入电压V_batt 427导致线428所示的1.65V的恒定V_y电压。

再次参见图15A，前置调节器401的V_y输出继而对开关电容器后置转换器402进行供电，使得输出电压V_z。后置转换器402的转换比由下面的式子给出

V_z＝n·V_y

或者将后置转换器402的转换比表示为关于后置转换器402的电压转换比V_z/V_y，该比值等于

$\frac{V_z}{V_y}=n$

其中，取决于电荷泵408中的电容器的数目和开关配置，n具有离散、量化的值，例如，n＝{2，1.5，0.5，-0.5，-1.0}。例如，如图15B中所示，如果n＝2，那么升压后置转换器402将V_y中间电压428加倍为线429所示的恒定3.3V V_out。

再次参考图15A，输入电压源421对整个LCDX转换器进行供电。该电源可以表示任何电源的输出，但是其通常包含LiIon电池。在电池的情况下，除了当某些压降可能发生在电池组内部时的高电流瞬间的情况之外，单元电池电压V_batt基本上等于V_in，这进一步例示了对于调节电压转换器的需要。

如所示那样，开关LCDX调节器的输出对在电压V_out(调节器的期望输出电压)处工作的负载425进行供电。寄生损耗元件424被示意性地包括用来对后置转换器402的输出V_z和负载的期望电源电压V_out之间的电压不匹配的影响进行建模。假设后置转换器402的输出电压V_z基本上与期望的输出电压V_out相同，那么损耗寄生元件424两端的电压ΔV可以忽略，并且V_out≈V_z。将上面的等式进行合并而产生如下的关系

V_out≈V_z＝n·V_y＝n·D·V_in

然后由下面的式子给出LCDX转换器的电压转换比

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=\mathrm{nD}$

根据该关系，我们可以对LCDX转换器400做出如下的重要观察：其前置调节器401的占空因子D与其后置转换器402的比值“n”之乘积等于转换器400的输出与输入比。本质上，为了适当地调节和输出，必须动态地改变占空因子D、转换比n或者两者，以便补偿输入电压的变化。

作为示例，通过使用2X后置转换器(即，倍增器)，LCDX转换器传输等式具体地变为

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=2D$

通过图15B中的点划线以及图15C中的线434图示了该2X型LCDU转换器电压的转换比。在图15B中，点划曲线在单位1之上和之下变化，其具有范围大致介于0.67和1.5以上之间的量值。在点430处(即，其中V_in＝3.3V)，电压转换比是单位1，并且转换器工作在升压和降压转换之间的边沿处。注意，LCDU转换器400在不曾改变工作模式的情况下经过该单位转换状况。

进一步分析2X型LCDU转换器，图15C的图形432图示了转换器400的电压转换比线性地依赖于其占空因子D，如线434所示，其具有仅描述了前置调节器401的输出与输入比的线433的斜率的两倍的斜率。虽然该转换器理论上能够以从零到两倍的输入电压来调节输出电压比，但是由于需要较窄的导通或截止脉冲(其是难以控制的)，因此低于10％或高于90％的占空因子的工作是复杂的。相反，即使通过将转换器限制至范围从10％～90％的占空因子，2X LCDU转换器的输出电压也能覆盖从最小降压因子(0.2倍的输入)到最大升压因子(1.8倍的输入)的较宽范围-该电压转换范围是Buck转换器的电压转换范围的两倍。

在转换器400的单位转换比处，前置调节器401的占空因子仅为50％。在仅有50％的占空因子之处，开关转换器可以容易地实施用于高频处的工作，而不受传统Buck、boost以及Buck-boost转换器拓扑所遭受的占空因子中的有问题的极限值(problematic extreme)的限制。

下面考虑LCDX转换器400针对n的其它因子的工作。作为示例，这里包括含有倍增的或2X型后置转换器的LCDU调节器。

为最大转换器效率来控制V_y

也可以使用图15B中所示的运行模型420来估计LCDX转换器400的总效率。对于前置调节器401，输入能量由P_in1＝I_in·V_in给出，同时P_out1＝I_y·V_y。那么前置调节器401的效率可以表示为

${\mathrm{\&eta;}}_1=\frac{P_{\mathrm{out}1}}{P_{\mathrm{in}1}}=\frac{I_y\&CenterDot;V_y}{I_{\mathrm{in}}\&CenterDot;V_{\mathrm{in}}}$

图15D图示了前置调节器401的效率η₁相对恒定并且不依赖于其电压转换比V_y/V_in。取决于工作状况、功率MOSFET电阻以及工作电流，典型值的变化范围为96％～90％。

当将能量传递至工作在其输出电压V_z的负载时，包含电荷泵408的后置转换器402通常在96％的范围中具有最大效率。由于电荷泵只是转换器而不是调节器，因此其效率分析必须考虑在其输出和对电气负载供电所需的期望电压之间存在不匹配的情况。具体地，如果后置转换器402的输出V_z由于任何原因而与期望的输出电压V_out不同(即，如果负载将输出电压钳位)，那么电压误差ΔV＝V_z-V_out不再可忽略，并且会产生额外的效率损耗。即使损耗元件424本身并不真正地调节电压，该ΔV不匹配也导致具有与线性调节器中的损耗相同的数学形式ΔV/V_in的损耗。具体地，可以将该损耗定义为

P_损耗3＝I_out·ΔV＝I_out(V_z-V_out)

其中，V_z＞V_out。那么与损耗元件有关的第三级的效率可以由下面的式子给出

并且其中V_out≤V_z，即，最大的理论效率被限制为100％。根据转换器传输函数V_z＝n·V_y，那么

${\mathrm{\&eta;}}_3=\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_z}=\frac{V_{\mathrm{out}}}{n{V}_y}$

连同电荷泵408的内部效率，后置转换器402具有下面式子给出的效率

${\mathrm{\&eta;}}_{\mathrm{CP}}={\mathrm{\&eta;}}_2{\mathrm{\&eta;}}_3={\mathrm{\&eta;}}_2\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_z}=\frac{{\mathrm{\&eta;}}_2}{n}\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_y}$

图15E中图示了包含ΔV负载不匹配的、后置转换器402的该效率等式，其中，在图形437中分别针对曲线438和439所示的理想的和实际的静态电流，相对于其效率η_CP来绘制了后置转换器的电压转换比V_out/V_y。在这两种情况下，后置转换器的效率在V_out/V_y等于转换比“n”时(即，当V_out＝n·V_y时)达到其峰值。

例如，在n＝2的倍增器中，LCDU转换器的最大输出电压出现在V_out＝2V_y时。V_y与该状况的任何偏差将降低LCDU转换器的总效率。

在理想情况下(曲线438)，电荷泵408中的静态工作电流I_Q2基本上为0，并且其峰值的理论效率接近100％。在实际的电荷泵中，一些能量在操作电荷泵时失去，其静态电流I_Q2不为零并且峰值效率被限制为小于100％，具体地，其被限制为如曲线439所示的通常为95％～97％的某个值η₂。

由于电荷泵408不能产生比“n”倍的其输入更大的输出电压，因此对于大于n的V_out/V_y比值的效率并没有意义，但是其确实描述了电荷泵输出电压V_z距离满足期望的输出电压V_out的不足量。关于状况V_out/V_y＝n，如点划线所示的曲线440与曲线439对称。为了完整，将其包含在这里。

根据转换器传输函数V_z＝n·V_y＝n·D·V_in，可以按照占空因子D(而不是按照中间电压V_y)来重新表示效率。因此，可以将ΔV不匹配的效率影响描述为

${\mathrm{\&eta;}}_3=\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_z}=\frac{V_{\mathrm{out}}}{n{\mathrm{DV}}_{\mathrm{in}}}$

并且可以将电荷泵408的效率描述为

${\mathrm{\&eta;}}_{\mathrm{CP}}={\mathrm{\&eta;}}_2{\mathrm{\&eta;}}_3={\mathrm{\&eta;}}_2\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_z}=\frac{{\mathrm{\&eta;}}_2}{\mathrm{nD}}\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}$

那么LCDX转换器400的总效率为各效率之乘积，即

$\mathrm{\&eta;}={\mathrm{\&eta;}}_1\&CenterDot;{\mathrm{\&eta;}}_2\&CenterDot;{\mathrm{\&eta;}}_3=({\mathrm{\&eta;}}_1\&CenterDot;{\mathrm{\&eta;}}_2\frac{1}{\mathrm{nD}})\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}$

图15F中针对多个占空因子绘制了2X型LCDU调节器的该总效率，其表明峰值效率出现在D＝50％且n·D＝1时。

图15G针对恒定的η₃效率的各条线而图示了绘制为占空因子D相对于电压转换比V_out/V_in的同一表达式。如所示那样，线452A～452E分别表示占空因子对于100％、90％、80％、70％和60％的η₃效率的依赖。具体地，线452针对任何给定的转换比V_out/V_in而描述了在2X LCDU转换器呈现最大效率情况下的占空因子。例如，点453表示最大效率出现在对于单位传输特性的D＝50％时(即，当V_out＝V_in时)。对于升压转换，最优占空因子D超过50％，而对于降压转换，最优占空因子低于50％。

转换器的总效率为η₁·η₂·η₃的乘积，其中，η₁表示开关电感器前置调节器401的效率，η₂表示开关电容器后置转换器402的效率，而η₃说明转换器400的输出V_z与期望的输出电压V_out之间的不匹配。即使当V_out＝V_z并且η₃＝100％时，最大的转换器效率也被限制为η₁·η₂而不能达到100％的效率。通常，η₁处于百分之九十的范围，而最优的电荷泵可以呈现近似的常数η₂＝97％。曲线454针对η₃＝100％示出了转换器的总效率(即，乘积η₁·η₂·η₃)。如所预期的那样，对于每个电压转换比V_out/V_in，存在将LCDU转换器的效率优化的单个占空因子D。

如果由于某种原因而确定将转换器400的输出V_z驱动至稍高于期望的输出V_out(即，在V_z＞V_out的情况下)，那么效率η₃和总转换器效率η将受到损害。通过占空因子曲线452B和相应的效率曲线455图示了针对η₃＝90％的该状况。

图15H是作为占空因子D和电压转换比V_out/V_in的函数的、含有2X型后置转换器的LCDU转换器的效率的绘图，其中假设η₁·η₂＝100％。曲线456图示了单位转换处(即，在V_out＝V_in的情况下)的效率。曲线456还图示了2XLCDU转换器在D＝50％处达到其峰值效率，并且对于高于50％的占空因子，效率双曲线地下降，其表示转换器产生了比所需更高的电压，这导致转换器和期望的负载电压之间的ΔV不匹配(即，ΔV＝{V_z-V_out}＞0)。

曲线457A～457E分别描述了占空因子对于处于0.9、0.7、0.5、0.3和0.1的V_out/V_in转换比的总效率的依赖。如同单位转换比的情况那样，增大的占空因子导致效率下降，其意味着转换器的输出高于所需。类似地，458A～458E分别描述了处于1.1、1.3、1.5、1.7和1.9的V_out/V_in转换比的总效率。注意，对于前置调节器呈现占空因子D＝95％并且产生1.9的转换比的曲线458E，仅剩余了一个点。

明显地，通过利用反馈控制技术来控制占空因子D(尤其来保持足够的但不过度的占空因子)转换器将其工作保持在其工作的高效率区是重要的。在没有反馈的情况下，开环工作易于遭受效率损失以及调节恶化。不充足的占空因子导致太低的输出电压；当占空因子太高时，效率被恶化。

由于η₁·η₂＜100％，因此实际的效率低于图15H中所示的曲线，即，在实际中，一些能量损耗在开关电感器前置调节器401中以及开关电容器后置转换器402中。图15I的图形中包含了这些效应，其中，随同近似常数的(semi-constant)η₂曲线463A和η₁曲线463B(其表明了对于占空因子D的略微依赖)一起示出了最大效率463C(乘积η₁·η₂)。如先前图形中那样，距离最大效率的最大偏差源于过度的占空因子、将转换器输出V_z升高至超过期望电压V_out太多。

如所示那样，曲线460图示了其中V_out＝V_in的单位传输特性。在这条线的下面，曲线461A～461E分别描述了对于电压转换比0.9、0.7、0.5、0.3和0.1的降压转换。在曲线460的上面，曲线462A～462E分别描述了具有1.1、1.3、1.5、1.7和1.9的输出与输入电压比的升压转换器。2X型LCDU转换器不能超过2的升压比，并且在实际中不应该将其用在高于1.8～1.9的升压比，以便避免窄脉冲。

通过适当地控制，本发明的开关LCDU调节器可以在升压或降压模式下产生调节良好的输出，而不会呈现任何模式变化、窄脉冲或单位电压转换比附近(即，当V_out≈V_in时)的压降效应。LCDU调节器能够在远远高于Buck转换器的、boost转换器的或电荷泵的输出与输入电压比的输出与输入电压比的范围上工作。假设对于占空因子的实际限制的范围介于10％和90％之间，表2将LCDU调节器的电压转换比的可用范围与电荷泵倍增器的、Buck转换器的以及boost转换器的电压转换比的可用范围进行比较。

转换器拓扑	Vout/Vin的范围	效率的范围	单位比效率
				2X电荷泵	0.1～0.9	高于1.8	差，η＜50％
Boost转换器	1.1～15	上至4都很好	压降高于0.9
				Buck转换器	0.1～0.9	范围上都很好	压降低于1.1
2X LCDU	0.1～1.9	范围上都很好	很好，η＞90％

表2

如图16中所示，尽管其较高的效率特性466，在10％～90％的占空因子处工作的Buck转换器仅能够在V_out＝{0.1V_in～0.9V_in}的情况下进行降压转换。相反，2X电荷泵的效率(曲线467)仅对于超过1.8的转换比是高的。相比之下，LCDU转换器的效率(曲线468)在电压转换比的较宽范围(即，其中V_out＝{0.1V_in～1.9V_in})上都是高的。考虑到LCDU调节器将电荷泵和Buck转换器的各元件相组合，然而在比他们之中任一都要宽得多的工作状况范围上调节，该结果是未预料到的。

图17中图示了处于工作中的开关LCDU调节转换器的示例，其中，在整个电池放电周期期间使用单芯LiIon电池的电压来生成受调节的3.3V输出。在充电之后，该单元电池的电压开始于4.2V，然后在间隔471期间衰减至大约3.5V～3.6V，其中电压在大部分放电周期期间保持不变(曲线472)。随后，曲线473图示了电池电压衰减至低于3.5V而进入介于线477和478之间的范围{V_out＜V_batt＜(V_out+δ)}，其为正常转换器将遭受压降或模式切换问题的状况。最后在曲线474所示的区域中，电池电压正好低于转换器的3.3V输出。只有专用的LiIon电池475可以工作于低至2.7V，而不会生长将单元电池短路的微晶(crystallity)。

无论LiIon单元电池电压为多少，LCDU转换器通过占空因子D将电池电压降压至曲线476所示的恒定的预调节电压V_y，然后在电荷泵后置转换器中将该电压重新升压2X以产生受调节的3.3V输出V_out(曲线477)。可以如表3中所示那样描述转换器的状况：

阶段	升压/降压	Vbatt	D	Vy	nX	Vout	Vout/Vin
								470.完全充电	降压	4.2V	39％	1.65V	2X	3.3V	0.52
471.衰减	降压	3.6V	46％	1.65V	2X	3.3V	0.92
								472.平稳	降压	3.5V	47％	1.65V	2X	3.3V	0.94
473.Vbatt≈Vout	单位	3.3V	50％	1.65V	2X	3.3V	1.00
								474.放电	升压	3.0V	55％	1.65V	2X	3.3V	1.10
475.扩展范围	升压	2.7V	61％	1.65V	2X	3.3V	1.22

表3

使用单芯LiIon电池并且需要3.3V受调的电源的一种通常应用是蜂窝电话。如今的调节器不能以高效率地在电池的整个电压范围上工作。由于通过传统的Buck-boost转换器的效率损失完全地补偿了这些随后的放电阶段的添加的使用寿命，因此当今的手机设计者必要采用在3.5V周围关断的仅降压的Buck调节器，从而丢弃了放电阶段475、474、473和部分的电压平稳阶段472中的电池寿命。

开关-电感器-电容器降压-升压(2X LCDU)调节转换器

图18图示倍增器型的开关LCDU调节转换器480的示意电路图。

如所示那样，LCDU开关转换器480包含：高压侧功率MOSFET 481，具有本征PN二极管484的低压侧N沟道同步整流器483，以及电感器482。这些元件包含在前置调节器480A中，用于将输入电压V_batt转换为中间电压V_y。可选滤波电容器485两端的电压V_y形成对于2X型电荷泵后置转换器480B的输入，该2X型电荷泵后置转换器480B包含功率MOSFET 486、487、488和489，其一起顺序地从前置调节器480A对快速电容器490充电以及将快速充电器490放电至输出滤波电容器491。

高压侧配置的功率MOSFET 481、487和488以及浮空功率MOSFET 489可以是N沟道或者P沟道器件(其在栅极驱动信号和栅极缓冲电路中具有适当变化)。低压侧功率MOSFET 483和486优选地实施为N沟道器件。输出电压V_out用作反馈信号V_FB，其经电平移位电阻器496和497比例缩放来产生作为PWM控制器493内的误差放大器的控制输入的电压。该控制电压被选择用来将前置调节器480A的输出强制为具有等于输出电压V_out的一半量值的量值的中间电压V_y。

与时钟和斜坡发生器电路494同步的PWM控制器493以时钟频率Φ进行开关，并且以同一频率来驱动先断后接(BBM)缓冲器492。BBM缓冲器492利用栅极偏置V_G1和V_G2异相地驱动高压侧MOSFET 481与同步整流MOSFET 483，以便防止直通导通。如果MOSFET 481为N沟道器件，则V_G1的极性相对于MOSFET 481的源极是正的，而如果MOSFET 481是P沟道器件，则V_G1的极性相对于MOSFET 481的源极是负的。同步整流MOSFET 483被控制为在MOSFET 418截止时的所有或某部分的时间上导通，但是在MOSFET 481导通时永远不导通大电流。

控制PWM控制器493的时钟信号还控制BBM缓冲器495，使得产生用于分别控制电荷泵MOSFET 487、486、488和489的序列的开关的栅极信号V_GS3、V_GS4、V_GS5和V_GS6。这些MOSFET以对角的方式导通，其中MOSFET488和486导通，而MOSFET 487和489截止，以便于对电容器490充电；然后MOSFET 487和489导通，而MOSFET 486和488截止，以便于通过将其电荷传输到储能电容器491上而对电容器490放电。BBM缓冲器495防止了MOSFET 487和486之间的直通导通，并且也防止了MOSFET 488和489之间的直通导通。

可以以频率Φ或以某个更高倍数的时钟频率(即，mΦ)，亦或以与将前置调节器480A中的MOSFET 481和483进行开关所使用的时钟频率相独立的频率，来与前置转换器480A中的那些MOSFET同步地开关后置转换器480B中的MOSFET。在优选实施例中，与同步的方式切换前置调节器480A和电荷泵后置转换器480B中所有的功率MOSFET，由此可以使得滤波电容器485很小或者将其去除。相比之下，如果用于对电荷泵后置转换器480B进行开关的时钟频率与用于对前置调节器480A进行开关的时钟频率相独立，那么需要电容器485来暂存用于支持瞬时负载(momentary load)和线性瞬变所需的能量。

图19A和19B中图示了2X型LCDU转换器480中的前置调节器480A和后置转换器480B的同步工作。在图19A中，示意图500表示在电感器482励磁以及快速电容器490同时充电期间的转换器480，其中，电流从V_batt流过导通状态的MOSFET 481、488和486，并且在该时间期间，V_x被偏置为V_batt，V_w被接至参考地，V_z被偏置为V_y，快速电容器490充电至电压+V_y。截止的MOSFET 483由反向偏置的二极管484来表示。截止的MOSFET 487和489分别由开路的电路504和506来表示。

在图19B中，示意图520表示在电流通过电感器482再循环以及快速电容器490放电的期间的LCDU转换器480。在该时间期间，感应的(inductive)再循环电流流过由开启状态的MOSFET 483所旁路的正向偏置的二极管484，并且流过MOSFET 487和489，使得对输出电容器491进行充电。在再循环期间，电压V_x被偏置为接近但稍微低于参考地(具体地，在参考地的二极管正向偏置V_f之内)。

通过将电容器490的负端子连接至电压V_w＝V_y并且将其正端子连接至输出，电压V_z立即跳至2V_y，使得驱动输出电容器491两端的输出电压V_out。在这种状态下，由反向偏置的PN二极管481来表示高压侧MOSFET 481。由开路电路528和526表示截止的MOSFET 488和486。

为了总结开关电感器前置调节器480A和开关电容器后置转换器480B的工作，在第一时间间隔期间将电感器482的第一端子耦合至第一电压(V_batt)，并且在第二时间间隔期间将其耦合至第二电压(参考地)。在第一时间间隔期间，电感器482励磁，而在第二时间间隔期间，电流再循环通过电感器482。该周期重复进行，并且作为电感器482的电特性的结果而在电感器482的第二端子处产生中间电压(V_y)。作为每个周期的总时间的百分数的第一时间间隔定义了前置调节器480A的占空因子。中间电压V_y是V_batt的百分数，该百分数由占空因子来确定。通常，由先断后接(BBM)间隔来分隔第一和第二时间间隔。

对于后置转换器480B内的电荷泵，在第三时间间隔期间，快速电容器490的第一端子被耦合至中间电压(V_y)，并且电容器490的第二端子被耦合至第三电压(参考地)。在第三时间间隔期间，电容器490近似地充电至中间电压(V_y)。在第四时间间隔期间，电容器490的第二端子被耦合至中间电压(V_y)，并且电容器490的第一端子被耦合至电荷泵的输出端子。电容器490在第三时间间隔期间充电，并且电容器490在第四时间间隔期间放电。通常，通过BBM间隔来分隔第三和第四时间间隔。

前置调节器480A和后置转换器480B可以同步地工作，以使得第一和第三时间间隔交叠并且第二和第四时间间隔交叠。如果这样，那么电感器482的第一端子在电容器490充电的所有或至少部分时间期间内被耦合至第一电压(V_batt)，并且电感器482的第二端子在电容器490放电的所有或至少部分时间期间内被耦合至第二电压(参考地)。

可以理解，在某些实施例中，前置调节器和/或后置转换器中可以存在额外的组件(例如，电阻器)。这里使用的措辞“耦合”旨在表示可以将以上引用的组件通过该额外的组件(如果有的话)而连接至所指定的电压。

在图20的示意图540中所示的替代实施例中，可以通过使得电荷泵MOSFET的开关不连续以及将MOSFET 488和489两者都导通以使得V_y≈V_z≈V_out(输出电容器491两端的电压)，来消除2X后置转换。在该工作状况下，MOSFET 487被偏置为截止，这里将其表示为开路电路485。在MOSFET486和488被偏置为导通的情况下，V_w接至参考地并且V_z连接至V_y，使得将电容器490预充电至+V_y(在本质上，其与输出电容器491并联)。具有并联二极管484的MOSFET 481和483在PWM控制下持续开关以对节点V_y处的电压进行调节。可以将该状况看作为电荷泵旁路模式。

其它的LCDX开关调节器

如之前所述那样，LCDX开关调节器呈现由下面的等式控制的输出与输入电压转换比

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=\mathrm{nD}$

其中，取决于电容器的数目和开关配置，n具有离散、量化的值，例如n＝{2，1.5，0.5，-0.5，-1.0}，并且其中，通过使用反馈来动态调节D以便将转换器的总效率最大化。

图21A-21D中以简化的形式图示了本发明的LCDX转换器的各种拓扑。例如，图21A中的2X LCDU转换器570采用了单电容器2X型电荷泵576来产生由关系V_out＝2DV_batt给出的输出，其中，通过反馈来动态调节D以便强制转换器工作在其最优效率处或附近。

使用倍增器型电荷泵后置转换器的反馈仅需要包含电容器581和582的电阻分压器来调节用于PWM转换器的控制输入的信号。输出电压V_FB是期望电压V_y的量值的两倍。反馈分压器可以利用相同尺寸的电阻器来对半地分配输出电压以作为PWM控制V_FBin的输入。

为了当前的用途，将对于PWM控制器的反馈输入电压V_FBin定义为这样的电压：该电压将促使PWM控制器试图把V_y强制为等于V_out/2的电压，即，因此在闭环控制下，V_y→V_out/2。

所公开的LCDX系列的转换器也可以利用升压分数电荷泵来替代倍增器。图21B中的分数LCDU转换器590采用双电容器1.5X型电荷泵596来产生由关系V_out＝1.5DV_batt给出的输出，其中，通过反馈来动态调节D以便强制转换器工作在其最优效率处或附近。从转换器的输出到V_FBin引脚的反馈经电阻器600和601的网络而被比例缩放(即，被电平移位)，从而在闭环控制下，V_y→(V_out/1.5)。

图22的图形630中利用与Buck转换器的特性(曲线631)形成对比的2X型LCDU转换器的特性(曲线632)和1.5X型LCDU转换器的特性(曲线633)，图示了各种LCDX转换器的占空因子D和电压转换比V_out/V_in之间的关系。虽然Buck转换器必须达到100％的占空因子以取得单位电压转换比，但是2X型LCDU转换器以50％的占空因子(即，以D＝1/n的占空因子，其中n＝2)取得该状况。

紧接着，曲线633描述的分数LCDU转换器(其中n＝1.5)以占空因子D＝2/3或67％取得单位转换。在50％的占空因子处，由n·D＝1.5(50％)(从而V_out＝0.75V_in)给出其转换比。相比于2X型LCDU转换器(其中，在50％的占空比处，V_out＝V_in)，1.5X型LCDU调节器以相同的占空因子提供了更低的输出电压。

在高频处，在优选在50％的占空因子附近工作以避免窄脉冲的情况下，当传递更低的输出电压时，1.5X型LCDU调节器比倍增器型更优选。例如当从充电至4.2V的LiIon电池传递3.0V输出时，倍增器型LCDU调节器必须以35％的占空因子来工作，而1.5X型LCDU调节器以48％的占空因子来工作。相比于在极值的(extreme)占空因子处的工作，在50％的占空因子附近工作允许更高频率的开关。

另一版本的LCDX转换器利用其中电荷泵后置转换器的输出电压例如等于其输入电压的一半的降压分数电荷泵。在这种情况下，前置调节器和后置转换器这两级都执行降压功能。可以将所得到的转换器称为降压-降压或LCDD开关转换器。例如，图21C中的分数LCDD转换器610采用双电容0.5X型电荷泵616来产生由关系V_out＝0.5DV_batt给出的输出，其中，通过反馈来动态调节D以便强制转换器工作在其最优效率处或附近。

从转换器的输出到V_FBin引脚的反馈被电平移位电路比例缩放至期望的电压V_y，从而在闭环控制下，V_y→(V_out/0.5)。由于经电平移位的反馈信号V_FBin可能高于(不低于)V_FB，因此可能需要包含有源晶体管器件的电平移位电路来替换LCDU转换器570和590的无源电阻器分压网络。下面描述有源电平移位反馈网络的示例。

虽然1.5X型分数LCDU转换器590通过执行升压和降低转换、在无需模式切换且不会遭受压降的情况下提供了与2X型LCDU转换器570类似的好处，但是0.5X型LCDD转换器610的好处与动机是不同的。作为仅降压转换器，就其工作特性，应该将其与Buck转换器进行比较，而不是与LCDU降压-升压转换器进行比较。

由于其V_out＝0.5DV_batt的传输特性，因此LCDD转换器610能够以任何给定的占空比来输出比等效的Buck转换器更低的电压。通过将关于LCDD转换器的曲线634与关于Buck转换器的曲线631进行比较，由图22中的图形630证明了该特性。例如，在50％的占空比处，0.5X型LCDD转换器以其输入电压的25％来调节其输出电压，而Buck转换器的输出电压等于其输入电压的50％。

为了从具有3.6V的额定电压、0.25的电压转换比的LiIon电池生成0.9V输出，LCDD调节器可以以D＝50％来进行工作，而Buck转换器必须以D＝25％进行调制。在V_bart＝4.2V时的高电池状况下，Buck转换器必须以21％的占空因子进行调节，而0.5X型LCDD转换器仍然以相对高的42％的占空比进行工作。

表4针对2X LCDU转换器、1.5X LCDU转换器、Buck转换器和0.5XLCDU转换器，对比了D＝50％的优选转换比，并且图示了从LiIon电池输出几种通常的输出电压所需要的占空因子范围。

状况	2X LCDU	1.5X LCDU	Buck	0.5X LCDD
					D＝50％	Vout/Vin＝1.00	Vout/Vin＝0.67	Vout/Vin＝0.50	Vout/Vin＝0.25
LiIon→3.3V	40％＜D＜55％	53％＜D＜73％	N/A	N/A
					LiIon→3.0V	36％＜D＜50％	47％＜D＜67％	71％＜D＜100％*	N/A
LiIon→2.7V	32％＜D＜45％	43％＜D＜60％	64％＜D＜90％	N/A

LiIon→1.8V	21％＜D＜30％*	29％＜D＜38％	43％＜D＜60％	N/A
					LiIon→0.9V	10％＜D＜15％*	14％＜D＜20％*	21％＜D＜30％*	42％＜D＜60％

表4

为了在所需占空因子中满足全范围，以星号(^*)标记的那些状况可能需要限制转换器的工作频率。以N/A标记的那些状况需要升压和降压转换两者(其对于Buck或降压-降压转换器是不可能的)。

分数降压-升压(LCDU)和降压-降压(LCDD)调节转换器

图23A图示了分数1.5X型LCDU调节转换器650的示意图。

降压前置调节器650A包含PWM控制器688；时钟667；BBM缓冲器670；高压侧功率MOSFET 651；具有本征PN二极管653的N沟道同步整流MOSFET 652；电感器654；以及可选的滤波电容器655。由前置调节器的V_y输出进行供电的分数电荷泵后置转换器650B包含高压侧MOSFET 656、中间MOSFET 657和低压侧MOSFET 658以及快速电容器663和664。放电路径包括：与输出电容器665连接的、输出相连接的MOSFET 661和662；以及V_y连接的MOSFET 659和660。

与参考地连接的MOSFET 652和658是N沟道器件。剩余的器件可包含具有对于栅极驱动极性和电路适当修改的N沟道或P沟道MOSFET。由BBM缓冲器666(其为与用于控制前置调节器MOSFET 651和652的同一时钟667理想地同步的电路)控制电荷泵MOSFET。具有1.5倍的V_y的电压的输出V_out用于经由反馈V_FB来控制PWM电路668。V_FB信号经电阻器669A和669B适当地进行电平移位来产生等于与V_out/1.5(其为针对最优转换器效率的期望电压V_y)相等的电压的V_FBin信号。在可替代的实施例中，不需要通过PWM 668驱动BBM缓冲器666，但是最好与前置调节器650A中的MOSFET相同步地导通后置转换器650B中的MOSFET。

图23B图示了转换器650在电感器654被励磁并且电容器663和664被充电的周期的期间(在该时间期间，MOSFET 651、656、657和658导通，并且所有其它的MOSFET截止)的等效电路680。在该周期期间，串联连接的电容器656和664均充电至电压V_y/2。

图23C图示了转换器650在下一阶段(当电感器电流再循环并且快速电容器663和664将其电荷传输到输出电容器665时)的等效电路690。在该阶段中，MOSFET 651、656、657和658都截止，并且MOSFET 652导通，使得将来自正向偏置二极管653的很大部分的电感器再循环电流旁路。快速电容器663和664的正端子通过导通的MOSFET 661和662而共同短接并且连接至输出电容器665。电容器663和664的负端子通过导通的MOSFET 659和660而共同短接并且连接至电压V_y。

在该放电阶段中，电容器663和664由此并联连接，使得其每一个均预先充电至电压V_y/2。通过将这些快速电容器的负端子附接至V_y端子，连接至输出的其正端子处的电压为V_y与0.5V_y之和(其为相对于参考地的+1.5V的总输出电压)。

图24A示出了分数0.5X型LCDD调节转换器700(在此也将其称为“降压-降压”转换器)的示意电路图。降压前置调节器700A包含PWM控制器717；时钟716；BBM缓冲器706；高压侧功率MOSFET 701；具有本征PN二极管704的N沟道同步整流OSFET 703；电感器702；以及可选的滤波电容器705。由前置调节器700A的V_y进行供电的分数电荷泵后置转换器700B包括用于对快速电容器709和710进行充电的MOSFET 707和708。放电路径包括：与输出电容器714连接的、输出相连接的MOSFET 712和713；以及与参考地连接的MOSFET 711。电容器710的负端子被硬连线至参考地。

与参考地连接的同步整流MOSFET 703是N沟道器件。剩余的器件可包含具有对于栅极驱动极性和电路的适当修改的N沟道或P沟道MOSFET。由BBM缓冲器715(其由用于控制前置调节器700A内的MOSFET 701和703的开关的同一时钟发生器716来理想地驱动)控制电荷泵后置转换器700B内的MOSFET 707、708、712和713。等于0.5倍的V_y的输出电压V_out用于经由反馈电压V_FB来控制PWM电路717。V_FB信号经电平移位电路719适当地进行电平移位以产生将中间电压V_y驱动至等于V_out/0.5的电压(其为针对最优转换器效率的期望电平V_y)的V_FBin信号。

图24B图示了转换器700在电感器702被励磁并且电容器709和710被充电的周期的期间(在该时间期间，MOSFET 701、707和708导通，并且所有其它的MOSFET截止)的等效电路720。在该周期期间，串联连接的电容器709和710均充电至电压V_y/2。

图24C图示了同一电路700在下一阶段(当电感器电流再循环并且快速电容器709和710将其电荷传输到输出电容器714时)的等效电路725。在该阶段中，MOSFET 701、707、和708都截止，而MOSFET 703导通，使得将来自正向偏置二极管704的很大部分的电感器再循环电流旁路。快速电容器709和710的正端子通过导通的MOSFET 712和713而共同短接并且连接至输出电容器714。电容器702的负端子通过导通MOSFET 711而连接至参考地。电容器710的负端子被硬连线地(hard wired)短接至参考地。

在该放电阶段中，电容器709和710由此并联连接，使得其每一个均预先充电至电压V_y/2。通过将这些快速电容器的负端子附接至参考地，连接至输出的其正端子的电压为相对于参考地的0.5V_y。

因而，除了电容器的第二端子在第四时间间隔期间被耦合至第四电压(而不是电感器的第二端子)之外，上述的分数电荷泵的工作与电压提升电荷泵的工作类似。第四电压可以等于第三电压。

反相开关电感器电容器(LCDI)调节转换器(反相器)

LCDX开关调节器也可以用于生成低于参考地的输出电压(即，反相)。如之前所述，LCDX开关调节器呈现了由下面的式子控制的输出与输入电压转换比

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=\mathrm{nD}$

其中，取决于后置转换器中的电容器的数目和开关配置，n具有离散、量化的值，例如n＝{2，1.5，0.5，-0.5，-1.0}，并且其中，通过使用反馈来动态调节D以便将转换器的总效率最大化。当n为负时，转换器的输出电压为负。从输入的正电压生成负输出电压的转换器称为反相器，并且使用之前所提到的命名原则而在此将其描述为LCDI开关调节器。

如图25A和25B中所示，多种拓扑的LCDI转换器落入在本发明的多个实施例之内。例如，25A中的LCDI转换器740采用单电容-1X型电荷泵746来产生由关系V_out＝-DV_batt给出的输出，其中，通过反馈来动态调节D以便强制转换器工作在其最优效率处或附近。

使用反相型电荷泵后置转换器的反馈需要反相电平移位器来将低于参考地的信号调整为适合于PWM转换器的控制输入的正值。输出电压V_FB等于期望电压V_y的量值，但是极性相反。电平移位电路可以将-V_FB信号反相为+V_FB以便用作PWM控制器的输入V_FBin。

为了当前的用途，将对于PWM控制器的反馈输入电压V_FBin定义为这样的电压：该电压将促使PWM控制器将中间电压V_y强制为-V_out，即，在闭环控制下，V_y→(-V_out/2)。如果V_out是负电压，那么V_y是正电压。

所公开的LCDI系列的反相器也可以利用反相分数电荷泵。图25B中的分数LCDI转换器760采用双电容器-0.5X型电荷泵766来产生由关系V_out＝-0.5DV_batt给出的输出，其中，通过反馈来动态调节D以便强制转换器工作在其最优效率处或附近。从转换器的输出到V_FBin引脚的反馈被电平移位电路进行比例缩放(即，电平移位)以将中间电压V_y强制为-V_out/0.5，即，在闭环控制下，V_y→(-V_out/0.5)。如果V_out是负电压，那么V_y是正电压。

图26的图形780中图示了各种LCDI转换器的占空因子D和电压转换比V_out/V_in之间的关系，其包含与用于生成负电源的正极性V_y信号781形成对比的-1X LCDI(曲线782)和-0.5X型LCDI(曲线683)特性。具体地，-1X型LCDX转换器具有作为V_y的镜像的特性。具体地，当D＝50％时，-1X LCDI开关调节器产生其中V_out＝-0.5V_batt的电压受调输出。在低占空因子处，输出接近于零，而在高占空因子处，例如在90％处，输出接近于-V_batt。

紧接着，由曲线783描述分数LCDI转换器(其中n＝-0.5)。在50％的占空因子处，由n·D＝-0.5(50％)(从而V_out＝-0.25V_in)给出-0.5X LCDI转换比。相比于-1X型LCDI转换器(其中，在50％的占空比处，V_out＝-0.5V_in)，-0.5X型LCDI调节器以相同的占空因子提供了更小的负输出电压。

在高频处，在优选地在50％的占空因子附近工作以避免窄脉冲的情况下，当传递更小的负输出电压时，-0.5X型LCDI调节器比-1X反相器型更优选。例如，当从充电至4.2V的LiIon电池传递-0.9V输出时，-1X LCDI调节器必须以21％的占空因子来工作，而-0.5X型LCDI调节器以42％的占空因子来工作。相比于在极值的(extreme)占空因子处的工作，在50％的占空因子附近工作允许更高频率的开关。

表5针对-1X LCDI和-0.5X LCDI转换器，对比了D＝50％的优选转换比，并且图示了从LiIon电池输出几种负输出电压所需要的占空因子范围。

状况	-0.5X LCDU	-1X LCDU	Buck(正)
				D＝50％	Vout/Vin＝-0.25	Vout/Vin＝-0.5 0	Vout/Vin＝0.50
LiIon→3.0V	N/A	71％＜D＜100％*	71％＜D＜100％*

LiIon→2.7V	N/A	64％＜D＜90％	64％＜D＜90％
				LiIon→1.8V	N/A	43％＜D＜60％	43％＜D＜60％
LiIon→0.9V	42％＜D＜60％	21％＜D＜30％*	21％＜D＜30％*

表5

为了在所需占空因子中满足全范围，以星号(*)标记的那些状况可能需要限制转换器的工作频率。以N/A标记的那些状况需要升压和降压反相。

通过更加详细地检查LCDX型反相器的实施方案，图27A图示了-1X开关LCDI调节转换器790的电路图。如所示那样，LCDI开关转换器790包含：高压侧功率MOSFET 791，具有本征PN二极管793的低压侧N沟道同步整流MOSFET 792，以及电感器794。这些元件包含在前置调节器790A中，用于将输入电压V_batt转换为中间电压V_y。可选滤波电容器795两端的中间电压V_y形成-1X型电荷泵反相后置转换器790B的输入，该-1X型电荷泵反相后置转换器790B包含功率MOSFET 796、797、798和799，其一起顺序地从前置调节器790A对快速电容器800充电以及将快速充电器800放电至输出滤波电容器801。

高压侧配置的功率MOSFET 791、796和798可以是N沟道或者P沟道器件(其在栅极驱动信号和栅极缓冲电路中具有适当变化)。低压侧功率MOSFET 792、797和799优选地实施为N沟道器件。输出电压V_out用作反馈信号V_FB，其被电平移位电路802反相以产生作为PWM控制器804内的误差放大器的控制输入的正电压。该控制电压被选择用来将前置调节器790A的输出电压(在可选或寄生电容器795的两端)强制为具有与输出电压V_out量值相等但却反相的电压V_y。

时钟和斜坡发生器电路805以时钟频率Φ驱动PWM控制器804，并且该PWM控制器804以同一频率来驱动先断后接(BBM)缓冲器806。BBM缓冲器806通过栅极偏置V_G1和V_G2来异相地驱动高压侧MOSFET 791与同步整流MOSFET 792，以便防止直通导通。如果MOSFET 791为N沟道器件，则V_G1的极性相对于MOSFET 791的源极是正的，而如果MOSFET 791是P沟道器件，则V_G1的极性相对于MOSFET 791的源极是负的。同步整流MOSFET792被控制为在MOSFET 791截止时的所有或某部分的时间上导通，但是在高压侧MOSFET 791导通时永远不导通大电流。

控制PWM控制器804的时钟信号还控制BBM缓冲器803，使得产生分别用于控制电荷泵MOSFET 796、797、798和799的序列的开关的栅极信号V_GS3、V_GS4、V_GS5和V_GS6。这些MOSFET以对角的方式导通，其中MOSFET796和799导通，而MOSFET 797和798截止，以便于对电容器800充电，并且其中MOSFET 798和797导通，而MOSFET 796和799截止，以便于通过将其电荷传输到输出滤波电容器801上而对电容器800放电。BBM缓冲器803防止了MOSFET 796和797之间的直通导通，并且也防止了MOSFET 798和799之间的直通导通。

可以以频率Φ或以某个更高倍数的时钟频率(即，mΦ)，亦或以与时钟频率Φ相独立的频率，来与前置调节器时钟同步地开关电荷泵后置转换器790B内的MOSFET 796-799。在优选实施例中，与同步的方式来开关前置调节器790A和电荷泵后置转换器790B中的所有功率MOSFET，由此可以使得滤波电容器795较小或者可以将其去除。相比之下，如果与前置调节器790A内的MOSFET独立地开关电荷泵后置转换器790B内的MOSFET，那么需要电容器795来暂存用于支持瞬时负载和线性瞬变所需的能量。

图27B和27C中图示了-1X型LCDI转换器790中的前置调节器790A和后置转换器790B的同步工作。在图27B中，示意图810表示在电感器794励磁以及快速电容器800同时充电期间的转换器790，其中，电流从V_batt流过导通状态的MOSFET 791、796和797，并且在该时间期间，V_x被偏置为V_batt，V_z被接至参考地，V_w被偏置为V_y，并且快速电容器800充电至电压+V_y。截止的MOSFET 792、797和798用作开路电路并且未示出。

在图27C中，示意图820表示在电流通过电感器794的再循环以及快速电容器800放电期间的转换器790。在该时间期间，感应的再循环电流流过由导通状态的MOSFET 792所旁路的正向偏置的二极管793，并且流过MOSFET 797和798，使得对输出电容器801进行充电。在再循环阶段期间，电压V_x接近但稍微低于参考地(具体地，在关于参考地的二极管正向偏置V_f之内)。

通过将电容器800的正端子连接至参考地并且将其负端子连接至输出，V_z上的电压立即跳至-V_y(中间电压V_y的反相)，使得驱动输出电容器801两端的输出电压V_out。在这种状态下，由开路电路表示高压侧MOSFET 791和电荷泵MOSFET 796和799。

因而，除了在第四时间间隔期间电容器的第一端子被耦合至参考地(而不是输出端)以及电容器的第二端子被耦合至反相器的输出端子(而不是中间电压)之外，上述的反相器的工作与电压提升电荷泵的工作类似。第二和/或第三电压也可以为参考地。

图28A图示了分数-0.5X LCDI调节转换器840，在此也将其称作分数反相器。降压前置调节器840A包含PWM控制器837；时钟发生器859；BBM缓冲器860；高压侧功率MOSFET 841；具有本征PN二极管843的N沟道同步整流MOSFE 842；电感器844；以及可选的滤波电容器845。由前置调节器790A提供的中间电压V_y进行供电的反相分数电荷泵后置转换器790B包含对快速电容器849和850进行充电的MOSFET 846、847和848。放电路径包括：与输出电容器855连接的、输出相连接的MOSFET 853和854；以及与参考地连接的MOSFET 851和852。

与参考地连接的同步整流MOSFET 842是N沟道器件。剩余的器件可包含具有对于栅极驱动极性和电路的适当修改的N沟道或P沟道MOSFET。由BBM缓冲器856(其由用于控制前置调节器840A中的MOSFET 841和842的同一时钟发生器859来理想地驱动)控制电荷泵后置转换器790B中的MOSFET。等于-0.5倍的中间电压V_y的输出电压V_out用于经由反馈电压V_FB来控制PWM电路857。V_FB信号被电平移位电路858适当地进行电平移位来产生将中间电压V_y驱动至-V_out/0.5(对于最优转换器效率的期望电压V_y)的V_FBin信号。

图28B图示了转换器840在电感器844被励磁并且电容器849和850被充电的周期的期间(在该时间期间，MOSFET 846、847和848导通，并且所有其它的MOSFET截止)的等效电路870。在该周期期间，串联连接的电容器849和850均充电至电压+V_y/2。

图28C图示了转换器840在下一阶段(当电感器电流再循环并且快速电容器849和850将其电荷传输到输出电容器855时)的等效电路875。在该阶段中，MOSFET 841、846、847和848都截止，并且MOSFET 842导通，使得将来自正向偏置二极管843的很大部分的电感器再循环电流旁路。快速电容器849和850的负端子通过导通的MOSFET 853和854而共同短接并且连接至输出电容器855。电容器849和850的正端子通过导通MOSFET 851和852而连接至参考地。

在该放电阶段中，电容器849和850由此并联连接，电容器849和850中的每一个均预先充电至电压+V_y/2。通过将这些快速电容器的正端子附接至参考地，连接至输出端的其负端子处的电压等于相对于参考地的-0.5V_y(即，负分数输出。

反馈实施方案

在此处所述的LCDX开关调节器电路中，在峰值效率附近工作的关键特征要求将前置调节器的输出偏置在V_out/n附近，其中“n”是电荷泵后置转换器nX的乘数(multiplier)。虽然在开环电路中可以满足该状况，但是较高的线性和负载调节要求转换器动态且迅速地(即，实时地)对工作状况的变化进行反应。使用闭环控制的转换器的输出电压的反馈通常用在电压调节器中，以便实现精确的调节性能。

具体地，在所示的LCDX系列的调节器中，开关电感器前置调节器提供了具有脉宽优选地在50％的占空因子附近的调节特点，同时电荷泵后置调节器将该输出比例缩放以便于升压-降压转换或反相。由于该输出的电压范围被比例缩放地升压、降压或反相为相比于前置调节器的V_y输出的不同的电压范围，因此在将其馈送至PWM控制器的V_FBin输入之前，必须对来自于转换器的V_out的任何反馈信号V_FB进行调整(即电平移位)。可替换地，可以使用前置调节器的输出V_y来作为用于将V_y处的电压强制为如下的特定值的反馈，其中所述特定值是产生最大转换器效率处要求的输出电压V_out所需要的特定值。

如之前在图15A中定义的那样，无论什么样的反馈方法，反馈都应该将V_y驱动至这样的电压，该电压使得误差电压ΔV＝V_out-V_z较小，从而状况

V_out≈V_z＝nV_y＝n·D·V_in

成立。存在若干方法来用于动态地调整前置调节器的PWM控制器的占空因子D，这些方法包括从V_out、V_y或其某些组合来获得反馈。关于用于实现LCDX调节器的闭环控制的各种方法，这里所示的示例是图示性的，而不旨在限制。

如图29A中的反馈电路890中所示，PWM控制器893包括实施为差分输入运算放大器的误差放大器，其中其反相输入构成反馈输入V_FBin，并且其同相输入结合至生成基准电压V_ref的基准电压发生器895。反馈控制是这样发生的：通过控制脉宽以及电感器电流以使得每当V_FBin输入小于V_ref时，转换器通过增大脉宽和开关导通时间、增大平均电感器电流以及将V_out驱动至更高的电压来做出反应。相反地，每当V_FBin输入大于V_ref时，转换器通过减小脉宽并缩短开关导通时间、降低平均电感器电流以及将V_out驱动至更低的电压来做出反应。

虽然可以由工作在1.2V处的带隙电压基准电路来确定V_ref的实际值，但是在某些实施方案中，如图29A中所示，也可以将基准电压比例缩放至前置调节器的期望输出电压(即，V_y)。实际中，可以将输入V_FBin向下分压至V_ref的值，或者相反地，可以将V_ref加倍以与V_y≈V_FBin值相匹配。在下面的讨论中考虑这两种情况。

再次参考图29A，在2X型LCDU开关调节器中，来自输出V_out的反馈V_FB具有前置调节器输出电压V_y的两倍的电压。为了正确地将该电压电平移位至V_y附近的值，包含相等值R的两个电阻器891和892的简单的电阻分压器简单地执行电平移位功能。从而

$V_{\mathrm{FBin}}=V_{\mathrm{FB}}\left(\frac{R_1}{R_1+R_2}\right)=+2V_y\left(\frac{R_1}{R_1+R_2}\right)\&equiv;+V_y$

根据该关系，对于2X型LCDU调节器，显而易见分压器R₁/(R₁+R₂)必须等于1/2。然而，如果基准电压未比例缩放到V_y，而仅是V_带隙＝1.2V，那么必须调整电阻器比值以使得

在这种情况下，电阻器比值通过1.2V/2V_y或1.2V/V_out(而不是一半)来对反馈信号进行分压。

在图29B中，对于1.5X型分数LCDU调节器，反馈电路900使用包含电阻器901和902的电阻分压器，其中使用关系R₁＝2R₂的电平移位导致反馈电压V_FB的三分之二的V_FBin信号，即

$V_{\mathrm{FBin}}=V_{\mathrm{FB}}\left(\frac{R_1}{R_1+R_2}\right)=+1.5V_y\left(\frac{R_1}{R_1+R_2}\right)\&equiv;+V_y$

然而，如果基准电压未比例缩放到V_y，而仅是V_带隙＝1.2V，那么必须调整电阻器比值以使得

在这种情况下，电阻器比值通过1.2V/1.5V_y或1.2V/V_out(而不是三分之二)来对反馈信号进行分压。

0.5X型LCDD转换器的反馈更加复杂。如果电压基准是未比例缩放的带隙1.2V基准，那么只要V_FB＝0.5V_y＞V_带隙，则可以使用电阻式的电平移位电路并且反馈由下面的式子给出

如果将V_ref比例缩放至等于前置调节器的输出电压V_y，那么反馈信号V_FB小于基准电压(即，V_FB＜V_ref)，并且电阻分压器网络将不起作用。那么代之需要有源电平移位电路。

图29C中所示的升压电平移位电路910是有源电平移位电路的示例，所述有源电平移位电路使用包含NPN双极晶体管912和913的双极电流镜，其中反馈电压根据关系I_c1＝(V_FB-V_be1)/R₁来设置NPN晶体管912中的电流I_c1。然后NPN镜像晶体管913中的电流I_c2等于NPN镜像晶体管912和913的发射极面积比乘以I_c1、或I_c2＝m·I_c1，其中为了方便，m可以为单位1。然后可以通过电阻器915和914的电阻比来将误差放大器917的输入电压V_FBin调整为等于基准电压发生器918的电压V_ref。以此方式，V_FBin＞V_FB并且与输出电压成比例地波动。

图29D中所示的替代实施方案930使用MOSFET(而不是双极型晶体管)，但是其在如下的类似原理之下进行工作：其中反馈电压根据关系I_D1＝(V_FB-V_GS1)/R₁来设置NMOS 938中的电流I_D1。然后NMOS镜像晶体管932中的电流I_D2等于NMOS镜像晶体管932和938的栅宽比乘以I_D1、或I_D2＝m·I_D1，其中为了方便，m可以为单位1。然后可以通过电阻器933和934的电阻比来将误差放大器936的输入电压V_FBin调整为等于基准937的电压V_ref。以此方式，V_FBin＞V_FB并且与输出电压成比例地波动。

具体地，由于误差放大器工作在偏置为高于参考地的电路中，但是反馈信号V_FB低于参考地(即，负)，或者反之亦然，因此对于反相LCDI调节器，也需要有源反馈电路。一种用于实施负-正电平移位的方法采用如图29E中的反馈电路950中所示的多个电流镜。在反馈电路950中，反馈信号为负(即V_FB＜0)。该电压根据关系I_c1＝(|V_FB|-V_be1)/R₁来在电流镜NPN晶体管952中建立与反馈电压成比例的集电极电流。然后，NPN镜像晶体管953中的电流I_c2等于晶体管952和953的发射极面积比乘以I_c1、或I_c2＝m·I_c1，其中为了方便，m可以为单位1。然后将集电极电流I_c2镜像到PNP晶体管954中，以便在镜像PNP晶体管955中建立源自正电源轨线(在本示例中为+V_batt)的电流I_c3。然后，PNP镜像晶体管955中的电流I_c3等于晶体管的发射极面积比乘以I_c2、或I_c3＝m₂·I_c2；其中为了方便，m₂可以为单位1，将各个式子合并产生I_c3＝m₁·m₂·I_c1。

然后，使用包括电阻器956和957以及可选的接参考地的NPN晶体管958的电阻分压器来将该镜像电流转换为正反馈电压V_FBin(误差放大器960的输入)，并且将V_FB调整为等于电压基准发生器961所生成的基准电压V_rer的值。假设发射极面积比m₁＝1且m₂＝1，那么I_c3＝I_c1；假设NPN晶体管958与NPN晶体管952相同且电阻器957和951相等(即，R₁＝R₂)，那么相对于参考地的V_FBin等于负输入电压V_FB的量值的绝对值。

图29F中的反馈电路970表示反馈电路950的CMOS等效，其具有NMOS镜像晶体管972和973、PMOS镜像晶体管974和975以及在额定工作状况下通过使用电阻器976和977而调整至等于基准电压发生器981所生成的电压V_ref的、传递给误差放大器980的反馈电压V_FBin。具体地，如果I_D1＝I_D3、如果NMOS晶体管972和978相同、并且如果R₂＝R₁，那么除了其是参考至参考地之外，V_FBin的量值将等于负反馈电压V_FB的量值的绝对值(即，表示正电压)。

图29G中所示的反馈电路1000也可以用于负-正电平移位，其中，NMOS1002中的I_D1通过NMOS 1003被镜像并且通过电阻器1005和1004进行调整以产生处于等于电压基准1008的V_ref的电压的、误差放大器1007的正反馈V_FBin。

如所示那样，取决于电阻器值，反馈电路950、970和1000可以用于-1XLCDI和分数-0.5X LCDI反相电压调节器两者。

最后，图30A图示了利用从V_out到PWM控制器1050的闭环反馈的LCDXDC/DC转换器1040需要电平移位电路1049。相比之下，图30B中所示的、利用来自前置调节器的输出V_y的反馈的LCDX转换器1060除了对V_y与V_ref的比值进行调整之外，并不需要将到PWM控制器1069的反馈信号进行任何特别的电平移位。

LCDX调节器中的功率MOSFET栅极驱动

图31A-31F图示了用于驱动所公开的开关LCDX转换器中所使用的各种功率MOSFET的栅极的各种栅极缓冲器。功率MOSFET器件导电型(即，N沟道或P沟道)和其相关联的栅极驱动电路可能会影响性能和效率，因此其为优化LCDX开关调节器时的另一考虑。

高压侧MOSFET(即，一高电流端子与电池电压V_batt或中间电压V_y永久结合的的那些MOSFET)可包括NMOS或PMOS器件。这种器件包含图18的LCDU转换器480中的MOSFET 481、487和488。也可以将它们用于诸如MOSFET 489之类的浮空器件。

如图31A的电路1100中所示，例如在电感式前置调节器中，与电池输入结合的高压侧PMOS 1102使得由V_batt对其栅极缓冲器1101进行供电，从而其栅源电压V_GSP的范围为-V_batt到0。所示的PMOS 1102包含源极-体短接(source-body short)形成反并联(anti-parallel)PN二极管1103，其中，该PN二极管1103的阴极与该晶体管的源极相连接，并且该PN二极管1103的阳极结合至该晶体管的漏极。二极管1103在正常的工作状况下保持反向偏置。

类似地，如图31B的电路1110中所示，在电荷泵后置转换器中，与中间电压V_y结合的高压侧PMOS 1112使得由V_y对其栅极缓冲器1111进行供电，从而其栅源电压V_GSP的范围为-V_y到0。PMOS晶体管受益于它们易于栅极驱动，但对于相同的有源器件面积，其不幸地呈现比NMOS晶体管大两倍半的导通状态的电阻。所示的PMOS 1112包含源极-体短接(source-body short)形成反并联(anti-parallel)PN二极管1113，其中，该PN二极管1113的阴极与该晶体管的源极相连接，并且该PN二极管的阳极结合至其漏极。二极管1113在正常的工作状况下保持反向偏置。

在如图31C的电路1120所示的高压侧功率NMOS源极跟随器1122的情况下，栅极驱动必须提供比MOSFET的漏极电压更高的电压，并且在理想情况下应该相对于MOSFET的源极浮空，从而无论源极跟随器的输出电压为多少，都可以施加恒定的V_GSN。

一种用于实施浮空NMOS栅极驱动的办法是图31C中所示的自举电路1120，其中，由以NMOS 1122的源极作为参考的自举电容器1124和浮空栅极缓冲器1121来对高压侧NMOS 1122进行供电。每当NMOS 1122截止时(即，当V_GSN＝0并且其源极被下拉至接近参考地)，通过自举二极管1125来从V_batt或V_y对自举电容器1124进行充电。在这种状态下，取决于电源输入，自举电容器1124充电至电压(V_batt-V_f)或(V_y-V_f)。V_f是自举二极管1125的正向电压。自举栅极驱动需要恒定开关以便正常的工作，或者自举电容器1124两端的电压可能下跌并促使NMOS 1122不利地截止。

当缓冲器1121将NMOS 1122的栅极驱动为导通时，电容器1124将NMOS 1122保持在其导通状态中，同时其源极电压上升至接近V_batt。然后自举电容器1124的正端子近似上升至高于参考地(2V_batt-V_f)或(2V_y-V_f)，使得通过转换将V_GSN维持在恒定的栅极驱动(V_batt-V_f)或(V_y-V_f)。输入信号控制栅极缓冲器1121是阻性的电平移位电路1126，其包含由V_batt进行供电的电阻器1127、NMOS 1128和栅极缓冲器1129。

在图31D中，自举的经电平移位的高压侧功率NMOS电路1140的替代实施方案包含由V_y或V_batt进行供电并且由交叉耦合的电平移位电路1145来控制的功率NMOS 1144、浮空栅极缓冲器1141、自举电容器1143和自举二极管1142。不同于图31C的电平移位1126(每当电平移位NMOS 1128导通时，其在电阻器117中呈现静态功耗)，交叉耦合的电平移位1145不呈现静态功耗。其通过反相器1150进行操作，异相地驱动NMOS电平移位晶体管1149和1150，将PMOS 1146的栅极下拉至参考地并且将1147的栅极强制为自举电压，从而将电平移位电路闩锁至稳定但不导通的状态。

自举驱动电路1120和1140可以用于在前置调节器电路或者电荷泵后置转换器中使用的任何高压侧或者浮空NMOS。

特定的栅极驱动电路可以用于驱动电荷泵后置转换器中的浮空或高压侧NMOS。由于任何LCDX转换器中的第一级是降压转换器，因此其遵循V_batt＞V_y。在图31E的栅极驱动电路1160中，栅极缓冲器1161对漏极被偏置为前置调节器输出电压V_y的NMOS的栅极进行供电。在不使用浮空栅极驱动的情况下，缓冲器1161将电压V_batt施加至NMOS 1162的栅极，而无论其源极电压为多少。最初，在当NMOS 1162截止的时候开始导通之时，V_GSN＝V_batt。在NMOS 1162导通并且上拉之后，栅极驱动减小至等于V_GSN＝(V_batt-V_y)的数量。由于V_y＝D·V_batt，因此可以将栅极驱动表示为V_GSN＝V_batt(1-D)。

诸如图18中的晶体管483和486之类的低压侧NMOS晶体管永久地连接至参考地，而不需要浮空栅极驱动。图31F中所示的NMOS 1182由通过输入的V_batt来供电的栅极缓冲器1181驱动，以便将导通电阻最小化。同样注意，低压侧NMOS 483用于再循环电容器电流，并且从而将由导通的NMOS 1182所旁路的PN二极管1183正向偏置。

虽然此处已经描述了本发明的多个实施例，但是应该理解，对于本发明宽泛的原理，这些实施例是示例性的，而并非限制。根据此处的描述，本发明宽泛的原理之内的许多替代和另外的实施例对于本领域技术人员来说将是显而易见的。

Claims (19)

1.一种DC/DC电压转换器，其包含：

降压前置调节器，其包含开关电感式电路；以及

后置转换器，其包含开关电容式电路，

其中，所述前置调节器的输出端子耦合至所述后置转换器的输入端子，所述前置调节器的输入端子包含所述DC/DC电压转换器的输入端子，所述后置转换器的输出端子包含所述DC/DC电压转换器的输出端子。

2.如权利要求1所述的DC/DC电压转换器，其进一步包含反馈路径，所述反馈路径的第一端子耦合至所述前置调节器的所述输入端子。

3.如权利要求2所述的DC/DC电压转换器，其中，所述反馈路径的第二端子耦合至所述后置转换器的所述输出端子。

4.如权利要求2所述的DC/DC电压转换器，其中，所述反馈路径的第二端子耦合至所述前置调节器的所述输出端子。

5.如权利要求1所述的DC/DC电压转换器，其中，所述前置调节器包含在串联路径中与低压侧开关连接的高压侧开关、以及连接到所述高压侧开关和所述低压侧开关之间的串联路径中的一点的电感器。

6.如权利要求1所述的DC/DC电压转换器，其中，所述后置转换器包含电荷泵。

7.如权利要求1所述的DC/DC电压转换器，其中，所述前置调节器包含Buck转换器。

8.一种将第一DC电压转换为第二DC电压的方法，其包含：

提供至少一个电感器和至少一个电容器；

在第一时间间隔期间，将所述至少一个电感器的第一端子耦合至所述第一DC电压；

在第二时间间隔期间，将所述至少一个电感器的第一端子耦合至第二电压，从而在所述至少一个电感器的第二端子处产生中间电压；

在第三时间间隔期间，将所述至少一个电容器的第一端子耦合至所述中间电压，并且将所述至少一个电容器的第二端子耦合至第三电压；以及

在第四时间间隔期间，将所述至少一个电容器的第二端子耦合至所述中间电压，并且将所述至少一个电容器的第一端子耦合至输出端子，从而在所述输出端子处提供所述第二DC电压。

9.如权利要求8所述的方法，其中，所述第一和第三时间间隔交叠。

10.如权利要求9所述的方法，其中，所述第二和第四时间间隔交叠。

11.如权利要求8所述的方法，其中，所述第一时间间隔定义占空比，所述方法进一步包含使用所述第二DC电压来确定所述占空比。

12.如权利要求8所述的方法，其中，所述第一时间间隔定义占空比，并且所述方法进一步包含使用所述中间电压来确定所述占空比。

13.如权利要求8所述的方法，其中，所述第一和第二时间间隔定义第一周期，所述第三和第四时间间隔定义第二周期，所述方法包含同步地对所述第一和第二周期计时。

14.一种将第一DC电压转换为第二DC电压的方法，包含：

提供至少一个电感器和至少一个电容器；

在第一时间间隔期间，将所述至少一个电感器的第一端子耦合至所述第一DC电压；

在第二时间间隔期间，将所述至少一个电感器的第一端子耦合至第二电压，从而在所述至少一个电感器的第二端子处产生中间电压；

在第三时间间隔期间，将所述至少一个电容器的第一端子耦合至所述中间电压，并且将所述至少一个电容器的第二端子耦合至第三电压；以及

在第四时间间隔期间，将所述至少一个电容器的第二端子耦合至第四电压，并且将所述至少一个电容器的第一端子耦合至输出端子，从而在所述输出端子处提供所述第二DC电压。

15.如权利要求14所述的方法，其中，所述第一和第三时间间隔交叠。

16.如权利要求15所述的方法，其中，所述第二和第四时间间隔交叠。

17.如权利要求14所述的方法，其中，所述第一时间间隔定义占空比，所述方法进一步包含使用所述第二DC电压来确定所述占空比。

18.如权利要求14所述的方法，其中，所述第一时间间隔定义占空比，并且所述方法进一步包含使用所述中间电压来确定所述占空比。

19.如权利要求14所述的方法，其中，所述第一和第二时间间隔定义第一周期，所述第三和第四时间间隔定义第二周期，所述方法包含同步地对所述第一和第二周期计时。

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