CN105612470A

CN105612470A - 混合电压调节器中的反馈控制

Info

Publication number: CN105612470A
Application number: CN201480055034.9A
Authority: CN
Inventors: 汉·福·勒; 约翰·克罗斯利; 阿尔贝托·普杰利; 金元英
Original assignee: Lion Semiconductor Inc
Current assignee: Lion Semiconductor Inc
Priority date: 2013-10-07
Filing date: 2014-10-07
Publication date: 2016-05-25
Anticipated expiration: 2034-10-07
Also published as: WO2015054186A1; EP3055748A4; CN105612470B; EP3055748B1; US10389244B2; JP6523262B2; EP3055748A1; US20150097538A1; KR20160066034A; US20170194864A1; US9601998B2; USRE49763E1; KR102247952B1; JP2016535967A

Abstract

本公开包括一种反馈系统，所述反馈系统可以控制具有串联连接的多个转换器或调节器的混合调节器拓扑结构。所述混合调节器可以包括至少两个调节器：切换式电感器调节器和切换式电容器调节器。所述反馈系统的公开实施方案可以简化用于可以包括多个转换器级的所述混合调节器的反馈设计。这些公开实施方案可以控制所述反馈以提高混合调节器的效率。

Description

混合电压调节器中的反馈控制

相关申请的交叉引用

本申请要求2013年10月7日提交的标题为“APPARATUS,SYSTEMS,ANDMETHODSFORPROVIDINGFEEDBACKCONTROLINHYBRIDVOLTAGEREGULATORS,”的美国临时专利申请号61/887,581的先优先权日的权益，所述临时申请明确地以引用方式整体并入本文。

关于联邦资助研究或开发的声明

本发明在国家科学基金会(NSF)授予的基金号1248828和1353640的政府资助下完成。政府对本发明具有一定的权利。

技术领域

本公开涉及混合电压调节器中的反馈控制。

背景技术

存在强烈的需求来减少电子系统的尺寸。在空间很珍贵的移动电子装置中尤其期望尺寸减小，但是在放置在大数据中心中的服务器中也期望尺寸减小，因为在固定不动产中挤进尽可能多的服务器是重要的。

电子系统中的大部件中的一个是电压调节器(也称为功率调节器)。电压调节器可包括将电压从电压源(例如，电池)递送到输出负载的半导体芯片，诸如DC-DC调节器芯片。输出负载可包括电子装置中的各种集成芯片(例如，应用处理器，处理器，存储器装置(诸如动态读访问存储器(DRAM)和NAND快闪存储器)，射频(RF)芯片，WiFi组合芯片和功率放大器)。遗憾的是，电压调节器可包括许多庞大的电子部件。因为每个集成芯片可需要专用的电压调节器，期望减小电子系统中的电压调节器的尺寸。

电压调节器可包括切换式电感器调节器。切换式电感器调节器使用电感器将电荷从电源转移到输出负载。切换式电感器调节器可使用功率开关来连接/断开电感器与多个电压中的一个，并且提供是多个电压的加权平均的输出电压。切换式电感器调节器可通过控制电感器耦接到多个电压中的一个的时间量来调整输出电压。

遗憾的是，切换式电感器调节器常常不适合用于高度集成的电子系统。切换式电感器调节器的转换效率取决于电感器的质量和尺寸，尤其是在功率转换比高以及在输出负载消耗的电流量高的情况下。因为电感器可占据大面积并且太庞大不能集成在管芯或封装上，现存的切换式电感器调节器常常使用大量的片外电感器部件。这个策略常常需要印刷电路板上的大面积，这反过来增加了电子装置的尺寸。随着移动片上系统变得更复杂并且需要越来越多的电压域由电压调节器递送，挑战加剧。

发明内容

公开主题的一些实施方案包括电压调节器系统。电压调节器系统包括被配置来将输入电压转换为输出电压的混合调节器，其中所述混合调节器包括多个电压调节器，所述电压调节器至少包括切换式电感器调节器和切换式电容器调节器，并且其中所述切换式电感器调节器被配置来以不连续导电模式操作。电压调节器系统还可以包括第一反馈系统，所述第一反馈系统被配置来将输出电压与参考电压进行比较，以确定切换式电感器调节器的第一操作频率和切换式电容器调节器的第二操作频率，促使切换式电感器调节器以第一操作频率操作，并且促使切换式电容器调节器以第二操作频率操作，从而促使混合调节器提供处在参考电压的容差范围内的输出电压。

在本文公开的公开实施方案中的任一个中，第一反馈系统可被配置来通过向切换式电感器调节器提供具有第一操作频率的第一周期信号来促使切换式电感器调节器以第一操作频率操作。

在本文公开的公开实施方案中的任一个中，切换式电感器调节器包括具有多个调节器单元的多相切换式电感器调节器，并且其中第一反馈系统可以被配置来通过向切换式电感器调节器提供具有第一操作频率的多个周期信号来促使切换式电感器调节器以第一操作频率操作，其中所述多个周期信号彼此不同相。

在本文公开的公开实施方案中的任一个中，反馈系统包括反馈控制件，所述反馈控制件可以被配置来基于参考电压和输出电压生成具有第二操作频率的第一周期信号。

在本文公开的公开实施方案中的任一个中，反馈系统包括分频器，所述分频器可以被配置来接收由反馈控制件生成的第一周期信号并生成具有第一操作频率的第二周期信号，并且其中反馈系统可以被配置来将第一周期信号提供给切换式电容器调节器并且将第二周期信号提供给切换式电感器调节器。

在本文公开的公开实施方案中的任一个中，电压调节器系统可以包括第二反馈系统，所述第二反馈系统可以被配置来确定切换式电容器调节器的寄生电压降与目标电压降之间的差，并且促使切换式电感器调节器基于所述差调整提供给切换式电容器调节器的电流。

在本文公开的公开实施方案中的任一个中，第二反馈系统可以被配置来通过调整切换式电感器调节器的切换期、活动期和工作周期D中的一个或多个来促使切换式电感器调节器调整提供给切换式电容器调节器的电流。

在本文公开的公开实施方案中的任一个中，第一操作频率可以是第二操作频率的分数。

在本文公开的公开实施方案中的任一个中，电压调节器系统可以包括多个旁路开关，其中所述旁路开关中的一个可以被配置来耦接混合调节器中的第一电压调节器的输入节点和第二电压调节器的输出节点。

在本文公开的公开实施方案中的任一个中，电压调节器系统可以包括控制块，所述控制块被配置来基于下列各项中的一个或多个确定旁路开关的状态：混合调节器的输入电压、混合调节器的输出电压和混合调节器中的切换式电容器调节器的转换比。

公开主题的一些实施方案包括电子系统。电子系统可以包括：包括功率域的负载芯片，其中所述功率域包括第一输入电压端子和第一接地端子；和根据本文公开的公开实施方案中的任一个的电压调节器系统，其中所述电压调节器系统可以被配置来将电压调节器系统的输出电压提供给负载芯片的第一输入电压端子。

公开主题的一些实施方案包括一种基于输入电压提供输出电压的方法。所述方法包括：提供被配置来将输入电压转换为输出电压的混合调节器，其中所述混合调节器包括多个电压调节器，所述电压调节器至少包括切换式电感器调节器和切换式电容器调节器，并且其中所述切换式电感器调节器可以被配置来以不连续导电模式操作；在第一反馈系统处将输出电压与参考电压进行比较，以确定切换式电感器调节器的第一操作频率和切换式电容器调节器的第二操作频率；由第一反馈系统促使切换式电感器调节器以第一操作频率操作，以及由第一反馈系统促使切换式电容器调节器以第二操作频率操作，从而促使混合调节器提供可以处在参考电压的容差范围内的输出电压。

在本文公开的公开实施方案中的任一个中，促使切换式电感器调节器以第一操作频率操作包括向切换式电感器调节器提供具有第一操作频率的第一周期信号。

在本文公开的公开实施方案中的任一个中，切换式电感器调节器包括具有多个调节器单元的多相切换式电感器调节器，并且其中促使切换式电感器调节器以第一操作频率操作包括向切换式电感器调节器提供具有第一操作频率的多个周期信号，其中所述多个周期信号彼此不同相。

在本文公开的公开实施方案中的任一个中，所述方法还包括：在反馈系统中的反馈控制件处，基于参考电压和输出电压生成具有第二操作频率的第一周期信号。

在本文公开的公开实施方案中的任一个中，所述方法还包括：在反馈系统中的分频器处接收由反馈控制件生成的第一周期信号，由所述分频器生成具有第一操作频率的第二周期信号，以及将第一周期信号提供给切换式电容器调节器并且将第二周期信号提供给切换式电感器调节器。

在本文公开的公开实施方案中的任一个中，所述方法还包括：确定切换式电容器调节器的寄生电压降与目标电压降之间的差，以及促使切换式电感器调节器基于所述差调整提供给切换式电容器调节器的电流。

在本文公开的公开实施方案中的任一个中，通过调整下列各项中的一个或多个来促使切换式电感器调节器调整提供给切换式电容器调节器的电流：切换式电感器调节器的切换期、活动期和工作周期D。

在本文公开的公开实施方案中的任一个中，混合调节器系统包括多个旁路开关，其中所述旁路开关中的一个可以被配置来耦接混合调节器中的电压调节器中的一个的输入节点和输出节点。

在本文公开的公开实施方案中的任一个中，所述方法还包括：基于下列各项中的一个或多个确定旁路开关的状态：混合调节器的输入电压、混合调节器的输出电压和混合调节器中的切换式电容器调节器的转换比。

附图说明

参考结合以下附图考虑的公开主题的以下详细描述可更充分地了解公开主题的各种目的、特征及优点，其中相同参考数字识别相同元件。

图1A-1B示出步降切换式电感器调节器及其操作。

图2A-2B示出具有串联连接的多个转换器的混合电压调节器的高级图，所述混合电压调节器可以是切换式电感器调节器或切换式电容器调节器。

图3A-3B示出包括第一级的步降切换式电容器调节器和第二级的切换式电感器调节器的混合电压调节器。

图4示出根据一些实施方案的具有两个转换器级的混合电压调节器的高级图。

图5A-5D示出根据一些实施方案的切换式电感器调节器和切换式电容器调节器的电流波形。

图6A-6C示出根据一些实施方案的多相混合电压调节器系统及其操作，其中所述混合电压调节器系统包括被配置来控制第一级切换式电感器调节器和第二级切换式电容器调节器的第一反馈系统。

图7A-7C示出根据一些实施方案的多相混合电压调节器系统及其操作，其中所述混合电压调节器系统包括被配置来提高第二级切换式电容器调节器的效率的第一反馈系统和第二反馈系统。

图8示出根据一些实施方案的混合调节器系统，其中旁路开关可接通以绕过某些转换器级。

图9示出根据一些实施方案的用于控制旁路开关的查找表。

图10示出根据一些实施方案的计算装置的框图

具体实施方式

在以下描述中，阐述了关于公开主题的设备、系统和方法以及此类设备、系统和方法可在其中操作的实施方案等的许多具体细节，以便提供对公开主题的彻底理解。然而，本领域技术人员将了解，公开主题可在没有此类具体细节的情况下实践，并且本领域中熟知的某些特征没被详细描述以便避免公开主题的复杂。另外，将理解，以下提供的实例是示例性的，并且可设想存在处在公开主题的范围内的其他设备、系统和方法。

现代电子系统已被紧密集成为在单个芯片内包括多个处理核和异构部件(例如，存储控制器、硬件加速器)的片上系统(SoC)。这些SoC常常使用大量的电压域来给异构部件提供功率。此大量电压域常常由功率管理集成电路(PMIC)提供功率，所述PMIC使用多个片外电压调节器提供多个电压。遗憾的是，PMIC常常使用消耗大量体积的庞大、离散的电感器和电容器，这在具有受限可用空间的便携式电子装置中是至关重要的。

鉴于现有的PMIC的缺点，在构建使用小离散部件的电压调节器或甚至集成单个管芯中的部件的集成电压调节器(IVR)方面存在浓厚的兴趣。此类电压调节器中的一个包括切换式调节器。

一个类别的切换调节器包括切换式电感器(SI)调节器，诸如由Le等人在2014年4月11日提交的标题为“APPARATUS,SYSTEMS,ANDMETHODSFORPROVIDINGAHYBRIDPOWERREGULATOR,”的美国发明申请专利号14/250,970中公开的降压调节器、升压调节器、飞行降压调节器或翻转飞行降压调节器，所述专利以引用方式整体并入本文。图1A-1B示出步降切换式电感器(SI)调节器及其操作。SI调节器可将高电压转换为低电压。如图1A中示出的，SI调节器100可包括电感器108和两个开关114、116。SI调节器100可通过一组功率开关114、116将电感器108的第一端子连接到(1)第一电压源V_IN104和(2)第二电压源118中的一个。在一些情况下，第二电压源118可包括但不限于接地电压源。可使用外部输入来接通和断开功率开关114、116。在一些情况下，可控制功率开关114、116使得不同时接通两个开关。功率开关114、116可包括晶体管。晶体管可包括金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。例如，开关114可包括P沟道MOSFET晶体管；开关116可包括N沟道MOSFET晶体管。

图1B示出图1A中的切换式电感器调节器的信号图。在功率开关114、116接通和断开一段时间T时，电感器V_X102的输入在时间段T内可在0与V_IN之间摆动。电感器108和电容器120操作为随时间推移平均V_X102的低通滤波器，从而在调节器输出V_OUT110处产生具有小电压波动的信号。输出电压V_OUT110可取决于电感器108耦接到第一电压源V_IN104的时间量以及电感器108耦接到第二电压源118的时间量。例如，SI调节器100可将V_OUT510的电平调整为V_IND+(0V)(1-D)，其中D(0与1之间的数字)是V_X耦接到V_IN的时间的分数。D还指工作周期。消耗电流106的输出负载可以是任何类型的电子装置，包括处理器、存储器(DRAM、NAND闪存)、RF芯片、WiFi组合芯片和功率放大器中的一个或多个。

SI调节器100的功率效率可被计算为：

η = \frac{P_{L}}{P_{O}}

其中P_L指示递送到输出负载106的功率，并且P_O指示SI调节器100的输出功率。P_L可被计算为如下：P_L＝P_O-P_LOSS，其中P_LOSS包括电压调节期间功率损失的量。

与P_LOSSSI调节器100相关联的主要功率损失中的一个包括由电感器108的寄生电阻招致的电阻式功率损失。当SI调节器100通过提供电流112来将功率递送到输出负载106时，理想的是，SI调节器100将其全部输出负载提供给输出负载106。在这个理想配置中，电感器108具有零电阻，并因此，通过电感器108的电流不会耗散任何功率。然而，在实际情境中，SI调节器100在电感器108内部耗散其输出功率中的一些，主要是由于形成电感器108的材料的电阻。电感器108的所述不受欢迎的有限电阻被称为电感器108的寄生电阻。因为寄生电阻可促使通过电感器108的电流耗散能量，寄生电阻可招致电阻式功率损失。因此，电阻式功率损失可降低SI调节器100的功率转换效率。

当电流在预定时间段T内交替时，那么电阻式功率损失可被计算为P_R＝I_L,RMS ²R_L，其中R_L是电阻器108的寄生电阻的值，并且I_L,RMS是通过电阻器108的电流的均方根。可通过减小电感器电流(I_L,PP120)的峰峰值波动来减小I_L,RMS。因此，SI调节器100可通过减小电感器电流I_L,PP120的峰峰值波动来减小电阻损失P_R。

存在两种减小电感器电流I_L,PP120的峰峰值波动的方式。首先，SI调节器100可以以高频率操作并减小SI调节器100的时间段T。然而，这个解决方案可增加开关114、116之间的接合点122处的寄生电容充电和放电所消耗的功率。因为开关114、116的尺寸可以是大的(这增加了寄生电容)，并且因为V_X102上的电压摆幅是大的(例如，0V～V_IN)，所述电容式功率损失可以是显著的。所述电容式功率损失可被计算为如下：P_C＝fCV²其中C是接合点122处的寄生电容的量，f是SI调节器100切换的频率，并且V是接合点122处的电压摆幅。

其次，SI调节器100可使用具有高电感值的电感器108。然而，这个方法使电感器108占据大体积，这在包括便携式电子装置的许多电子装置中可以是有问题的。

另一类别的切换式调节器包括切换式电容器(SC)调节器。SC调节器可使用一个或多个电容器，而不是电感器，以便将电荷从电源V_IN转移到输出负载V_OUT。SC调节器可使用功率开关来在一段时间内耦接或解耦一个或多个电容器与多个电压中的一个，从而提供是多个电压的加权平均的输出电压。SC调节器可通过改变电容器耦接到彼此的配置和序列来控制输出电压。经常地，与SI调节器相比更容易实施具有小形状因数的SC调节器，因为与电感器相比电容器通常具有更高的频率(例如，更低的串联电阻)，尤其是在集成实施方式中。

遗憾的是，SC调节器的效率可在不是输出电压的预定分数的输出电压处降低。例如，SC调节器可在输入电压的1/2、1/3、2/3、2/5、3/5实现高效率。然而，同一SC调节器可能在输出电压偏离那些值时不能提供高效率。这对于在连续的电压范围或5-10mV梯度的电压范围内操作的许多SoC来说是一个问题。

可使用混合调节器解决与SI调节器和SC调节器相关联的一些挑战。混合调节器可包括串联的SC调节器和SI调节器。混合调节器拓扑结构可在宽的输出和输入电压范围内维持高效率，即使在小的电感器和电容器的情况下亦是如此。混合调节器拓扑结构可包括两种类型的调节器：将输入电压分为或提升到输入电压的M/N分数的SI调节器和SC调节器，其中M和N可以是大于零的任何数。这个方法可降低切换式电感器调节器的电阻损失，即使在具有低电感的小电感器的情况下亦是如此。此外，混合调节器拓扑结构可通过限制开关上的电压摆幅来降低切换式电感器调节器的电容损失(CV²f损失)。

图2A示出根据一些实施方案的混合调节器拓扑结构。图2A包括混合调节器200，所述混合调节器200包括串联连接的两个或更多个电压转换器级206、208、210(在本公开中，术语电压转换器级与电压调节器、调节器、电压转换器和转换器互换使用)，其中每个电压转换器级可包括电压调节器(也称为电压转换器)。电压调节器可包括SI调节器或SC调节器，所述SI调节器或SC调节器分别包括连接/断开一个或多个电感器或一个或多个电容器的一个或多个开关。SI调节器中的电感器的典型的电感的范围可以是100微亨到5微亨，并且SI调节器中的功率开关可通常具有1000到100,000的宽度/(最小长度)值。例如，在90nm处理技术中，功率开关宽度的范围通常是从100um到10mm。切换频率通常的范围通常是从1MHz到500MHz。

在一些实施方案中，SC调节器可包括N:M步降电压调节器216，如图2B中示出的。N:M调节器216被配置来将接收的电压V_{IN_SC}212降低到(M/N)V_{IN_SC}以便生成输出V_{OUT_SC}214。N:M的一些实例包括：1:1，2:1，3:1，3:2，4:1，4:3，5:1，5:2，5:3，5:4，6:5，7:1，7:2，7:3，7:4，7:5，7:6或任何其他合适分数。可基于电压调节过程期间电容器和开关的配置确定分数N:M。可在电压调节过程期间重新配置电容器和开关的配置以便将分数N:M动态改变到不同的值(例如，(N-1):M(N-2):M，N:(M-1)，N:(M-2)，(N-1):(M-1)等)。

图3A-3B示出包括串联连接的SC调节器和SI调节器的混合调节器。图3A包括SC调节器322和SI调节器100。SC调节器322可将输入电压从V_IN104转换为V_TMP324。随后SI调节器100可接收V_TMP324，并且使用多个功率开关114、116和一个或多个电感器108来在精细步骤中调节它以提供V_OUT310。图3B示出调节器中的信号的时序图。

所述混合调节器取决于以下事实：SC调节器善于在预定分数值内划分电压，并且SI调节器善于在输出电压和输入电压的转换比的宽范围内调节，这两个均在精细步骤中进行。例如，在12V至1V的步降调节器中，SC调节器322可在V_IN104接收12V并提供1/6的步降，从而在V_TMP324提供2V。随后，SI调节器100可提供随后的调节以将2V调节到1V。因为所述调节将V_X302处的电压摆幅降低到V_TMP324(其可随后基本上小于V_IN104)，所述调节可降低由于接合点122处的寄生电容的电容式功率损失。

混合调节器，像任何其他电压调节器一样，耦接到控制混合调节器的输出电压的控制系统。控制系统可包括反馈系统，所述反馈系统控制混合调节器使得输出电压处在目标输出电压的可容忍的误差范围内。

即使与传统调节器相比，设计混合调节器的反馈系统可以是挑战性的，因为混合调节器中可存在大量的调节器。控制混合调节器独有的一个挑战是控制系统必须平衡在混合调节器的每个级处递送的电流。图4示出根据一些实施方案的两级混合调节器。如果通过转换器1408递送的电流I₁412比通过转换器2410递送的电流I₂414小，那么转换器1408的输出电压V_TMP406可保持下降，并且导致转换器1408上的大电压(即，V_IN-V_TMP)和转换器2410上的小电压(即，V_TMP-V_OUT)。取决于两个转换器级408、410的预期操作电压范围，如果V_TMP406偏离其预期值太多，则两个转换器均可出故障。另一方面，如果I₁412比I₂414大，那么V_TMP406可保持增长并且可使连个转换器级408、410出故障。因此，控制系统必须控制转换器1和转换器2408以便平衡电流I₁412和I₂414。控制系统可针对每个转换器级使用单独的反馈系统来平衡多个转换器级上的电流。然而，随着混合调节器中的转换器的数量增加，控制系统可快速地变得非常复杂。

本公开引入用于提供具有简单反馈系统的混合调节器的设备、系统和方法，所述反馈系统能够平衡混合调节器中的多个转换器级上的电流。公开反馈系统可在不具有专用于混合调节器中的每个转换器级的单独反馈系统的情况下平衡在多个转换器级上递送的电流。为此，混合调节器中的每个转换器级可被配置来以一种模式操作，其中公开反馈系统可控制转换器级的操作频率以便控制由转换器级提供的电流的量。

在一些实施方案中，混合调节器可包括多个转换器级，所述多个转换器级可包括一个或多个SC转换器。在一些情况下，SC转换器的输出电流(例如，每单位时间递送到输出节点的电荷量)可取决于其操作频率。例如，如相对于图5A示出的，SC转换器被配置来在切换期内向输出节点提供固定量的电荷(也称为电荷包或包)。因此，SC转换器的输出电流可在高操作频率(例如，短的切换期)下增加；SC转换器的输出电流可在低操作频率(例如，长的切换期)下减少。在一些实施方案中，由SC转换器提供给输出的电荷量可取决于(1)电荷包中的电荷量，和(2)转换器的操作频率(即，电荷包被提供给输出的频率)。在一些实施方案中，由SC转换器提供给输出的电荷量是(1)电荷包中的电荷量和(2)转换器的操作频率(即，电荷包被提供给输出的频率)相乘的结果。

在一些实施方案中，SI转换器也可配置成使得其输出电流取决于其操作频率。例如，SI转换器可被配置来以不连续导电模式(DCM)操作。DCM指SI转换器的一种操作模式，其中电流以不连续模式递送到输出。在DCM中，SI转换器可在切换期内向输出节点提供固定量的电荷(也称为电荷包或包)。例如，SI转换器可在切换期的第一部分内递送非零量的电荷，并且在切换期的第二部分内递送零量的电荷，直到下一周期为止。因此，SI转换器可提高操作频率(例如，减少切换期)以便向输出节点递送更多的电荷(例如，更多的电流)，或者降低操作频率以便向输出节点递送更少的电荷(例如，更少的电流)。在一些实施方案中，由SI转换器以DCM提供给输出的电荷量可取决于(1)电荷包中的电荷量，和(2)转换器的操作频率(即，电荷包被提供给输出的频率)。在一些实施方案中，由SI转换器以DCM提供给输出的电荷量是(1)电荷包中的电荷量和(2)转换器的操作频率(即，电荷包被提供给输出的频率)相乘的结果。

当混合调节器中的所有SI转换器以DCM操作时，混合调节器的反馈系统可控制混合调节器中的转换器级的操作频率以便平衡由每个转换器级提供的电流的量。如上文论述的，由SI转换器以DCM或SC转换器提供给输出的电荷量可取决于(1)电荷包中的电荷量，和(2)转换器的操作频率(即，电荷包被提供给输出的频率)。因此，如果提前知道每个转换器级的电荷包中的电荷量，那么反馈系统可控制转换器的操作频率以便平衡由每个转换器级提供的电流的量。

例如，如果电荷包中的电荷量在转换器级上是相同的，那么反馈系统可向所有的转换器级提供相同的操作频率以便平衡转换器级上的电流。作为另一实例，考虑具有四个调节器的混合调节器，并且每个调节器中的每电荷包的电荷量分别是1、2、3和4。为了平衡四个转换器级上的电荷，反馈系统可确定四个转换器级的操作频率，使得操作频率和每包的电荷相乘的结果在四个转换器级上是相同的。因此，反馈系统可确定四个转化器级中的操作频率应该是12f、6f、4f和3f，其中f是比例因数。

在一些实施方案中，反馈系统可改变转换器级的操作频率，以便改变由混合调节器提供给输出负载的电流的量。如果输出负载需要比当前提供的电流量更多的电流，那么反馈系统可简单地提高转换器的操作频率；如果输出负载需要比当前提供的电流量更少的电流，那么反馈系统可降低转换器的操作频率。回去参考上文的实例，反馈系统可通过控制单个比例因数f的值来控制四个转换器级的操作频率。例如，反馈系统可在输出负载需要更多的电流时增大“f”；反馈系统可在输出负载需要更少的电流时减小“f”。因为反馈系统可通过改变仅单个比例因数f来控制输出电流的量，反馈系统可以是非常简单的。

图5A示出根据一些实施方案的SC调节器的电荷转移操作。在一些实施方案中，SC调节器的操作模拟DCM。例如，当切换频率与SC调节器的时间常量相比足够低时，由SC调节器提供的输出电流可在切换周期的结束(例如，下个切换周期的开始)时非常接近零。如图5A中示出的，SC调节器可在切换期T_切换512的第一部分期间递送非零量的电荷502，并且在切换期T_切换512的第二部分期间递送接近零量的电荷。这个电荷转移操作可在每个切换期T_切换512内重复，如由另一个电荷包504示出的。因此，可通过控制切换期(即，操作频率)来控制由SC调节器提供的电荷量。

图5B-5C示出根据一些实施方案的SI调节器的电荷转移操作。SI调节器可以以两种模式中的一种操作：DCM和连续导电模式(CCM)。图5B示出SI调节器以DCM的电荷转移操作；图5C示出SI调节器以CCM的电荷转移操作。以DCM(图5B)，SI调节器可在预定期T_切换512的第一部分期间通过电感器递送非零量的电荷510，并且在预定期T_切换512的第二部分期间递送零量的电荷。这个电荷转移操作可在每个预定期T_切换512内重复，如由另一个电荷包508示出的。另一方面，以CCM(图5C)，SI调节器可在整个预定期T_切换512通过电感器递送非零量的电荷，并且通过电感器的电流不停留在0A。

在一些实施方案中，SI调节器可以以DCM模式操作，以便允许反馈系统简单地通过控制SI调节器的操作频率来控制SI调节器的输出电荷的量。图5B-5C中递送的电荷的量可被计算为：Q＝∫Idt，其中I指由调节器提供的输出电流的量。对于以DCM操作的SI调节器，电荷在离散包508、510中递送，并且每切换期T_切换512递送预定数量的包(例如，一个包)。因此，反馈系统可通过改变SI调节器的切换期T_切换512来控制递送到SI调节器的输出的电荷量。

相反，对于以CCM操作的SI调节器，电荷连续地递送。在这种情况下，改变切换期T_切换512不会改变递送到输出的电荷量。例如，如图5D中示出的，即使在以CCM操作的SI调节器的操作频率加倍时，由SI调节器递送到输出的电荷的量保持不变。因此，对于以CCM操作的SI调节器，反馈控制件不能改变切换频率以控制递送到输出的电荷的量。因此，在一些实施方案中，SI调节器可以以DCM操作，以便允许反馈系统简单地通过控制SI调节器的操作频率来控制输出电流。

当SI调节器以DCM操作时，其可通过调整输出电流的上升和下降时间来控制电荷包510的形状。这些时间由确定，其中L是电感器的电感值，I_L是电感器电流，并且V_L是施加在电感器上的电压。当有恒定的正电压施加在电感器上(例如，在降压转换器中，耦接到开关的电感器节点的电压比耦接到输出的电感器节点的电压高)时，电感器电流线性增加，这变为三角形电荷包510的上升斜率。当有恒定的负电压施加在电感器上(例如，在降压转换器中，耦接到开关的电感器节点的电压比耦接到输出的电感器节点的电压低)时，电感器电流线性减少，这变为三角形电荷包510的下降斜率。可通过调整施加在电感器上的电压和在电感器上施加正电压和负电压的时间段来确定电荷包510的形状和电荷包的量。

图6A示出根据一些实施方案的混合调节器系统。混合调节器系统包括：具有第一级SI调节器408和第二级SC调节器410的混合调节器400，和反馈系统637。在一些实施方案中，SI调节器408和SC调节器410的一个或多个可以是单相调节器。在其他实施方案中，SI调节器408和SC调节器410的一个或多个可以是具有多个调节器单元的多相调节器，其中每个调节器单元包括可独立地将输入电压转换为输出电压的电流元件。多相调节器中的调节器单元的数量可以与由多相调节器提供的相的数量相等。N_{PH_SI}和N_{PH_SC}分别指示SI调节器和SC调节器的相的数量，其中N_{PH_SI}和N_{PH_SC}可以是具有范围为从1到100的典型值的从大于或等于1的任何数。调节器单元可由彼此不同相的时钟信号独立操作。例如，多相调节器单元的第一调节器可接收第一时钟信号并且多相调节器的第二调节器单元可接收第二时钟信号，其中所述第一时钟信号和第二时钟信号具有相同的频率，并且是不同相的(例如，差180度)。

反馈系统637可包括以下中的一个或多个：反馈控制件620，频率修改器639，以及在混合调节器中的调节器是多相的情况下，多相信号发生器632、634。频率修改器639可包括接收具有第一频率的第一周期信号并生成具有第二频率的第二周期信号的分频器。分频器可包括：再生分频器、注射封锁分频器、数字分频器或∑-Δ分数-N型合成器。频率修改器639可被配置来接收输入周期信号并提供输出周期信号。输出周期信号的频率可以是输入周期信号的频率的分数倍数。例如，输出周期信号的频率可以是输入周期信号的频率的1/2；输出周期信号的频率可以是输入周期信号的频率的3/5；输出周期信号的频率可以是输入周期信号的频率的7/5；输出周期信号的频率可以等于输入周期信号的频率；或者输出周期信号的频率可以是输入周期信号的频率的两倍。

图6B示出根据一些实施方案的流程图，所述流程图示出图6A的混合调节器系统的操作。在步骤640中，比较器636可确定V_OUT604是大于还是小于V_REF618，所述V_REF618是混合调节器的目标输出电压V_目标。在步骤642/644中，基于步骤640中比较的结果，反馈控制块620可调整V_CTRL628的频率，其中V_CTRL628是确定SI调节器408和SC调节器410的操作频率的时钟信号。如果V_OUT604大于V_REF618，那么反馈控制块620减小V_CTRL628的频率。如果V_OUT604小于V_REF618，那么反馈控制块620增大V_CTRL628的频率。反馈控制块620可实施线性控制方案、非线性控制方案、下界控制方案、比例积分微分(PID)控制方案或任何其他合适的控制方案以便控制混合调节器。反馈控制块620可包括振荡器，诸如电压控制的振荡器，所述振荡器被配置来基于V_OUT604与V_REF618之间的差生成周期信号。

在步骤652中，分频器639可接收V_CTRL628并生成V_{CTRL_DIV}622，所述V_{CTRL_DIV}622是具有与V_CTRL628相比不同频率的V_CTRL628的分频版本。在一些实施方案中，在SC调节器410和SI调节器408可以以相同频率操作(即，SI调节器的电荷包中的电荷量与SC调节器的电荷包中的电荷量相同)的情况下，分频器639可从反馈系统637移除，在这种情况下，V_{CTRL_DIV}622等于V_CTRL628。

在步骤646中，基于时钟信号V_CTRL628和V_{CTRL_DIV}622，多相发生器632、634可生成分别驱动SI调节器408和SC调节器410的多个相的交错信号CLK_SI[N_{PH_SI}-1:0]626和CLK_SC[N_{PH_SC}-1:0]624。在一些实施方案中，在SC调节器410和SI调节器408是单相调节器的情况下，可移除多相发生器块632634，并且可跳过方法步骤646和648。

在步骤648中，基于CLK_SI[N_{PH_SI}-1:0]626，SI调节器408可通过节点V_{IN_N:M}602将电荷包递送到第二级SC调节器，所述电荷包是第二级SC调节器410的输入。在步骤650中，第二级SC调节器410可从SI调节器408接收电荷，并且基于CLK_SC[N_{PH_SC}-1:0]624切换SC调节器410中的电容器以将电流递送给输出V_OUT604，所述电流被发送给比较器636以回到第一个步骤640。如果SI调节器408和SC调节器410的每包电荷和切换频率是相同的，那么由两个调节器410、408递送的电荷可平衡并且V_{IN_N:M}602可停留在预定值。

按照这些步骤，反馈可调节输出电压V_OUT604以便处在参考电压V_REF618的容差范围内。可预先确定混合调节器的容差范围。混合调节器的容差范围可以是±稳定中的目标电压的0.1-5％，和±在负载电流波动时负载瞬时事件期间的5-20％。如果输出电压V_OUT604由于负载电流616的激增降到参考电压V_REF618以下，那么反馈系统增加SI调节器408和SC调节器410的操作频率以增加提供给输出V_OUT604的电流的量以便增加V_OUT604。如上文论述的，转换器级的操作频率的增加使递送的电流增加，因为具有固定量的电荷的电荷包被更频繁地递送到输出。另一方面，如果输出电压V_OUT604由于负载电流616的下降超过参考电压V_REF618，那么反馈系统减小SI调节器408和SC调节器410的操作频率以减小提供给输出V_OUT604的电流的量。

图6C示出根据一些实施方案的信号图，所述信号图示出反馈系统如何调节输出电压。对于这个特定示例，SI调节器408中的相的数量(N_{PH_SI})是2；SC调节器410中的相的数量(N_{PH_SC})是4；并且SI调节器408和SC调节器410的操作频率的比(N_FREQ:M_FREQ)是1:1。因为N_FREQ:M_FREQ是1:1，图6C示出反馈系统不包括分频器块639的情境。

如前述段落提供的，V_CTRL628是具有由反馈控制块620设置的频率的时钟信号。多相发生器块632、634生成时钟信号CLK_SI[N_{PH_SI}-1:0]626和CLK_SC[N_{PH_SC}-1:0]624，所述时钟信号基于V_CTRL628分别交错180度和90度。

时间t₁630，V_CTRL628具有第一上升沿，所述上升沿触发CLK_SI[0]626和CLK_SC[0]624。这些是分别控制SI调节器408和SC调节器410的相的信号。当CLK_SI[0]62被触发时，SI调节器408的第一相切换来递送电荷包，在I_L[0]610上创建三角形波形。

时间t₂632，V_CTRL628具有第二上升沿，所述第二上升沿触发分别控制SI调节器408和SC调节器410的第二相的信号CLK_SI[1]626和CLK_SC[1]624。CLK_SI[1]626与CLK_SI[0]626的相差180度，并且CLK_SC[1]624与CLK_SC[0]624的相差90度。由CLK_SI[1]626控制，SI调节器408的第二相切换来递送电荷包，在I_L[1]610上创建三角形波形。

在时间t₃634，V_CTRL628具有第三上升沿，所述第三上升沿触发分别控制SI调节器408的第一相和SC调节器410的第三相的信号CLK_SI[0]626和CLK_SC[2]624。注意，SI调节器408仅具有2个相，其现在已回到第一相并通过I_L[0]610递送电荷包。

时间t₄636，V_CTRL628具有第四上升沿，所述第四上升沿触发分别控制SI调节器408的第二相和SC调节器410的第四相的信号CLK_SI[1]626和CLK_SC[3]624。从时间t₅638，反馈系统重复时刻t₁-t₄的过程。

在一些实施方案中，混合调节器的第一转换器级可包括SI调节器，并且混合调节器的第二转换器级可包括SC调节器。在其他实施方案中，混合调节器的第一转换器级可包括SC调节器，并且混合调节器的第二转换器级可包括SI调节器。

在一些实施方案中，除了平衡递送到所有转换器级上的电荷以调节输出电压的反馈系统之外，混合调节器系统可包括被配置来操作处于SC调节器410可实现高效率的配置的SC调节器410的另一反馈系统。

在理想情况下，SC调节器410能够将输入电压V_{IN_N:M}602步降到输出电压V_OUT604，其中输出电压V_OUT604的值是然而，实际上，输出电压V_OUT604可被限制为(即，SC调节器410的最大输出电压被限制为)，其中V_{SC_DROP}是由诸如开关的寄生电阻的各种非理想效应导致的寄生电压降。经常，与输出电压V_OUT604相比，V_{SC_DROP}可以是基本上小的(例如，90nm过程中的0–200mV)。

SC调节器410的控制系统可预计SC调节器410的输出电压不能精确地是因此，相反，SC调节器410的控制系统可将SC调节器的目标输出电压604设置为其中V_{T_DROP}是目标电压降。

因为V_{T_DROP}被设置为接近0V的值，对于SC调节器来说变得越来越难地匹配目标输出电压V_目标，因为实际电压降V_{SC_DROP}不能大于目标电压降V_{T_DROP}，在这种情况下，SC调节器的最大输出电压(即，可小于目标输出电压

例如，考虑一种情况，其中SC调节器是2:1调节器，并且输入电压是2V。理想的是，输出电压V_OUT可以是1V，并且寄生电压降V_{SC_DROP}可以是0V。然而，如果开关的寄生电阻是0.1Ω，并且负载电流是1A，那么来自寄生电阻的寄生电压降是0.1V。因此，SC调节器的最大输出电压是0.9V。在这种情况下，除非目标电压降V_{T_DROP}等于或高于0.1V，否则SC调节器不能匹配目标电压V_目标。这个问题随着寄生电阻增加或者负载电流增加变得更加明显。因此，当目标电压V_{T_DROP}降被设置为大值时，保证对宽范围的寄生值和负载电流上的输出电压的适当调节变得更容易。另一方面，SC调节器的效率在目标电压降V_{T_DROP}随输出V_OUT604偏离而增加时降低。因此，存在便于调节与转换效率之间的折衷。因此，期望设置目标电压降V_{T_DROP}，使得其足够大以适当调节输出而同时足够小以减少效率降低。混合调节器的第二反馈系统可被配置来设置目标电压降V_{T_DROP}，使得其足够大以适当调节输出而同时足够小以减少效率降低。

图7A示出根据一些实施方案的具有第二反馈系统的混合调节器系统。与图6A相比，除了混合调节器400和第一反馈系统637之外，混合调节器系统包括调整SI调节器408的参数以提高调节器效率768的第二反馈系统768。

第二反馈系统768的目标是将寄生电压降V_{SC_DROP}746保持在目标电压降V_{T_DROP}744的容差范围(其通常是0V至0.2V)内以便提高SC调节器效率。因为SC调节器的转换比(即，N和M)是已知的，并且V_OUT604由第一反馈系统调节，第二反馈系统768可通过调整V_{IN_N:M}602来控制SC调节器410的V_{SC_DROP}746。

为了调整V_{IN_N:M}602，第二反馈系统768可控制提供给SC调节器410的输入的电流的量。第二反馈系统768可通过调整SI调节器408的参数来控制提供给SC调节器410的输入的电流的量。

图7B示出根据一些实施方案的由第二反馈系统768调整的SI调节器408的参数。SI调节器408的调整过的参数可包括：切换期T_SI752(或者频率_SI756，其等于)，其控制SI调节器408的操作频率；活动期T_活动748，其指示T_SI752的在其期间SI调节器向SC调节器提供电流的一部分；以及工作周期D754，其限定活动期T_活动748的在其期间SI调节器增加提供给SC调节器的电流的一部分。为了增加V_{IN_N:M}602，第二反馈系统768可促使SI调节器408通过增加T_活动748、工作周期D754和/或频率_SI756来向V_{IN_N:M}602递送更多的电荷。为了减少V_{IN_N:M}602，第二反馈系统768可促使SI调节器408通过减少T_活动748、工作周期D754和/或频率_SI756来向V_{IN_N:M}602递送更少的电荷。

在一些实施方案中，第二反馈系统768可使用零电流感测块772控制工作周期D754。零电流感测块772可被配置来感测SI调节器的电感电流I_L710达到0A的时刻，并且在那个时刻，零电流感测块772可被进一步配置来通过使电感器与向电感器提供电流的一个或多个结点断开来阻止电感器电流流动通过电感器。在一些实施方案中，零电流感测块772可包括：(1)与电感器串联的电阻器，和(2)检测电阻器上的由电感电流感应的电压的电压比较器。在此类实施方案中，电阻器可以是电感器的固有电阻部件(例如，等效串联电阻(ESR))。在其他实施方案中，电阻器可具有低电阻以便减少电阻器上的功率耗散。也设想本领域普通技术人员容易获得的其他类型的零电流感测块772。

图7C示出混合调节器和第二反馈系统的流程图。流程图描述第二反馈控制系统768如何控制V_{SC_DROP}746以提高混合调节器的效率。

在步骤772中，第二反馈控制系统768中的比较器764确定V_{SC_DROP}746是大于还是小于V_{T_DROP}744，所述V_{T_DROP}744是V_{SC_DROP}746的由混合调节器预先确定的目标值。随后，基于比较的结果，SC下降控制块742调整T_活动748、工作周期D754和/或频率_SI756。例如，如果V_{SC_DROP}746大于V_{T_DROP}744，那么，在步骤774中，SC下降控制块742增加三个参数T_活动748、工作周期D754和/或频率_SI756中的一个或多个。另一方面，如果V_{SC_DROP}746小于V_{T_DROP}744，那么，在步骤776中，SC下降控制块742减小三个参数T_活动748、工作周期D754和/或频率_SI756中的一个或多个。SC下降控制块742可被实施为有限状态机(FSM)。

在步骤778中，基于时钟信号V_CTRL628和V_{CTRL_DIV}622，多相发生器632可生成驱动SI调节器408的多个相的交错信号CLK_SI[N_{PH_SI}-1:0]626。

随后，在步骤648中，如以上论述的，SI调节器408基于CLK_SI[N_{PH_SI}-1:0]626向V_{IN_N:M}602递送电荷包。在步骤650中，如以上论述的，SC调节器410从SI调节器408接收电荷包，并且基于CLK_SC[N_{PH_SC}-1:0]624切换以便将电荷递送到输出V_OUT604。

在步骤780中，基于V_OUT604、V_{IN_N:M}602和方程式SC下降测量块770计算V_{SC_DROP}746并将其提供给比较器764，使得比较器可从步骤772再次迭代所述过程。

尽管图4-7示出两级混合调节器的反馈系统，但公开反馈系统可应用到如图2中大体上示出的任何类型的混合调节器。

在一些实施方案中，混合调节器可包括耦接到一个或多个转换器级的旁路开关，使得可动态地绕过某些转换器以便提高混合调节器的效率。图8示出根据一些实施方案的具有旁路开关的混合调节器。图8示出多个转换器级806、808、...、810和旁路开关812、814、...、816。

假设V_IN802是12V，转换器1806是6:1SC调节器并且目标输出V_OUT804是1.9V。记得其中V_{IN_N:M}是SC调节器的输入并且V_OUT是输出。转换器1818的输出可以是非常接近12V除以6(是2V)的值。假设V_{SC_DROP}是0.1V，其对于维持SC调节器的高效率(即，高达95％)是可接受的，可绕过剩余转换器(即，转换器2808和转换器N810)以便将转换器1818的输出直接连接到输出V_OUT804。在这种情况下，开关812是“断开的”或断开连接的，并且剩余开关818816是“接通的”或连接到旁路转换器2和转换器N。

作为另一实例，假设目标输出电压V_OUT804是0.75V，并且输入电压V_IN802是12V，并且转换器2808是2:1SC调节器。一种递送目标输出V_OUT804的方式是使用先前情况中的相同的6:1SC调节器(转换器1818)。在这种情况下，V_{SC_DROP}变为1.25V，因为V_OUT804是0.75V而不是1.9V。因为V_{SC_DROP}大，混合调节器的转换效率显著降低(即，效率被限制为37.5％，其是0.75/2.0)。更好的方式是使用串联的两个转换器(例如，转换器1和转换器2)而不是仅转换器1。因为转换器2808是2:1SC调节器，转换器1818的输出可以是1.9V，并且转换器2808的输出可以是假设转换器1808和转换器2818的V_{SC_DROP}是0.1V。这样，V_{SC_DROP}针对转换器1和转换器2被限制为小的值,并且两个转换器的转换效率可以是高的(即，在本实例中高达83.8％)。为了实现这一配置，开关812和814是“断开的”，并且剩余开关816是“接通的”以便绕过除了转换器1和2的剩余转换器。

在一些实施方案中，每个转换器级可包括具有多个输入和输出的可重构转换器822(例如，可将其跨电压的步降比重新配置为诸如2:1、3:1、4:1、5:1的SC转换器)，和可从那些多个信号中选择输入和输出的一个或多个开关矩阵820824。例如，可重构转换器822可接收4V和6V的输入电压并提供1V和2V的输出电压。取决于期望的输入和输出值，可在4:1、6:1、2:1、3:1的转换比内重新配置可重构转换器822。

在一些实施方案中，可由控制器818执行对旁路开关812、814、816的控制。例如旁路开关中的一个或多个是“接通的”还是“断开的”。控制器818可基于以下中的一个或多个确定旁路开关812、814、816的状态：V_IN802、V_OUT804，混合调节器中所有SC调节器级的转换比，以及混合调节器中SC转换器级的寄生SC电压降。

在一些实施方案中，控制器818可使用查找表确定旁路开关812、814、816的状态。查找表可列出对于各个V_IN802和V_OUT804值应当接通哪些开关。图9示出根据一些实施方案的用于控制旁路开关的查找表。查找表902被配置来控制：具有3个转换器级的混合调节器，其中转换器1是2:1SC转换器，转换器2是3:1SC转换器，并且转换器3是SI转换器；以及0V寄生SC电压降。在一些情况下，控制器818可以是第一反馈系统637的一部分或第二反馈系统768的一部分。

在一些实施方案中，旁路开关812、814、816可被串联布置，如图8中示出的。在一些情况下，串联布置中的每个旁路开关可被配置来耦接单个转换器级的输入节点和输出节点。在其他情况下，串联布置中的每个旁路开关可被配置来耦接第一转换器级的输入节点和第二转换器级的输出节点。例如，一个旁路开关可被配置来耦接转换器1806的输入节点和转换器2808的输出节点。在一些实施方案中，旁路开关可被布置为集体耦接一个转化器级的输入节点和另一转换器级的输出节点的开关矩阵。在一些实施方案中，旁路开关可被布置为集体耦接一个转化器级的输入节点和另一转换器级的输出节点的开关树。

所公开设备和系统可包括计算装置。图10是根据一些实施方案的计算装置的框图。框图示出计算装置1000，所述计算装置1000包括：处理器1002、存储器1004、一个或多个接口1006、加速器1008，以及具有多个转换器级的混合调节器系统400，所述混合调节器系统400包括：第一级转换器408和第二级转换器410、第一反馈系统637和第二反馈系统768。计算装置1000可包括额外的模块，更少的模块，或者执行任何合适的操作或操作的组合的任何其他合适的模块组合。

计算装置1000可通过接口1006与其他计算装置(未示出)通信。接口1006可被实施在硬件中以便发送和接收以多种介质形式的信号，诸如光学，铜和无线的，并在许多不同的协议，其中的一些可以是非暂态。

在一些实施方案中，加速器1008可在使用专用集成电路(ASIC)的硬件中实施。加速器1008可以是片上系统(SOC)的一部分。在其他实施方案中，加速器1008可在使用逻辑电路、可编程逻辑矩阵(PLA)、数字信号处理器(DSP)、现场可编程门矩阵(FPGA)或任何其他集成电路的硬件中实施。在一些情况下，加速器1008可被封装在与其他集成电路相同的封装中。

在一些实施方案中，计算装置1000可包括用户设备。用户设备可与一个或多个无线接入网络通信并与有线通信网络通信。用户设备可以是具有电话通信能力的蜂窝电话。用户设备还可以是提供诸如文字处理、web浏览、游戏、电子书能力、操作系统和全键盘的服务的智能电话。用户设备还可以是提供网络接入和由智能电话提供的服务中的多数的平板电脑。用户设备使用操作系统操作，所述操作系统诸如SymbianOS、iPhoneOS、RIM的黑莓、WindowsMobile、Linux、HPWebOS和Android。屏幕可以是用于向移动装置输入数据的触摸屏，在这种情况下，屏幕可代替全键盘使用。用户设备还可保持全球定位坐标、配置文件信息或其他位置信息。用户设备还可以是可佩戴电子装置。

计算装置1000还可包括能够计算和通信的任何平台。非限制性的实例包括：电视(TV)、视频投影机、机顶盒或机顶盒单元、数字视频录像机(DVR)计算机、上网本，笔记本电脑以及具有计算能力的任何其他音频/视频设备。计算装置1000可被配置有处理指令并运行软件的一个或多个处理器，所述指令和软件可存储在存储器中。处理器还与存储器和与其他装置通信的接口通信。处理器可以是任何适用的处理器，诸如组合CPU、应用处理器和闪存存储器的片上系统。计算装置1000还可提供各种用户接口，诸如键盘、触摸屏、轨迹球、触摸板和/或鼠标。在一些实施方案中，计算装置1000还可包括扬声器和显示装置。计算装置1000还可包括生物医学电子装置。

应理解，公开主题在其应用中不限于构造的细节和以下描述中所阐述或在附图中示出的部件的布置。公开主题能够具有其他实施方案并且能够以不同的方式来实践并且实行。此外，应理解本文中采用的措辞和术语是出于描述的目的并且不应视为具有限制性。

这样，本领域技术人员将了解，可容易地将本公开所基于的概念用作用于实行公开主题的若干目的的其他结构、系统和方法的设计基础。因此，重要的是，在此类等同构造不脱离公开主题的精神和范围的限度内，权利要求书被认为是包括所述等同构造的。

尽管已经在上述示例性实施方案中描述和示出了公开主题，但应理解本公开只是通过举例做出的，并且可以在公开主题的实施细节中进行大量的改变而不脱离公开主题的精神和范围，其仅由以下权利要求限制。

Claims

1.一种电压调节器系统，其包括：

混合调节器，其被配置来将输入电压转换为输出电压，其中所述混合调节器包括多个电压调节器，所述电压调节器至少包括切换式电感器调节器和切换式电容器调节器，并且其中所述切换式电感器调节器被配置来以不连续导电模式操作；以及

第一反馈系统，其被配置来：

将所述输出电压与参考电压进行比较，以确定所述切换式电感器调节器的第一操作频率和所述切换式电容器调节器的第二操作频率，

促使所述切换式电感器调节器以所述第一操作频率操作，并且

促使所述切换式电容器调节器以所述第二操作频率操作，从而促使所述混合调节器提供处在所述参考电压的容差范围内的所述输出电压。

2.如权利要求1所述的电压调节器系统，其中所述第一反馈系统被配置来通过向所述切换式电感器调节器提供具有所述第一操作频率的第一周期信号来促使所述切换式电感器调节器以所述第一操作频率操作。

3.如权利要求1所述的电压调节器系统，其中所述切换式电感器调节器包括具有多个调节器单元的多相切换式电感器调节器，并且其中所述第一反馈系统被配置来通过向所述切换式电感器调节器提供具有所述第一操作频率的多个周期信号来促使所述切换式电感器调节器以所述第一操作频率操作，其中所述多个周期信号彼此不同相。

4.如权利要求1所述的电压调节器系统，其中所述反馈系统包括反馈控制件，所述反馈控制件被配置来基于所述参考电压和所述输出电压生成具有所述第二操作频率的第一周期信号。

5.如权利要求2或4中一项所述的电压调节器系统，其中所述反馈系统包括分频器，所述分频器被配置来接收由所述反馈控制件生成的所述第一周期信号并生成具有所述第一操作频率的第二周期信号，并且其中所述反馈系统被配置来将所述第一周期信号提供给所述切换式电容器调节器并且将所述第二周期信号提供给所述切换式电感器调节器。

6.如权利要求1-5中一项所述的电压调节器系统，其还包括第二反馈系统，所述第二反馈系统被配置来确定所述切换式电容器调节器的寄生电压降与目标电压降之间的差，并且促使所述切换式电感器调节器基于所述差调整提供给所述切换式电容器调节器的电流。

7.如权利要求6所述的电压调节器系统，其中所述第二反馈系统被配置来通过调整所述切换式电感器调节器的切换期、活动期和工作周期D中的一个或多个来促使所述切换式电感器调节器调整提供给所述切换式电容器调节器的所述电流。

8.如权利要求1所述的电压调节器系统，其中所述第一操作频率是所述第二操作频率的分数。

9.如权利要求1-8中一项所述的电压调节器系统，其还包括多个旁路开关，其中所述旁路开关中的一个被配置来耦接所述混合调节器中的第一电压调节器的输入节点和第二电压调节器的输出节点。

10.如权利要求1-9中一项所述的电压调节器系统，其还包括控制块，所述控制块被配置来基于下列各项中的一个或多个确定所述旁路开关的状态：所述混合调节器的所述输入电压、所述混合调节器的所述输出电压和所述混合调节器中的所述切换式电容器调节器的转换比。

11.一种电子系统，其包括：

包括功率域的负载芯片，其中所述功率域包括输入电压端子和接地端子；以及

如权利要求1-10中一项所述的电压调节器系统，其中所述电压调节器系统被配置来将所述混合调节器的所述输出电压提供给所述负载芯片的所述输入电压端子。

12.一种基于输入电压提供输出电压的方法，所述方法包括：

提供被配置来将所述输入电压转换为所述输出电压的混合调节器，其中所述混合调节器包括多个电压调节器，所述电压调节器至少包括切换式电感器调节器和切换式电容器调节器，并且其中所述切换式电感器调节器被配置来以不连续导电模式操作；

在第一反馈系统处将所述输出电压与参考电压进行比较，以确定所述切换式电感器调节器的第一操作频率和所述切换式电容器调节器的第二操作频率；

由所述第一反馈系统促使所述切换式电感器调节器以所述第一操作频率操作；以及

由所述第一反馈系统促使所述切换式电容器调节器以所述第二操作频率操作，从而促使所述混合调节器提供处在所述参考电压的容差范围内的所述输出电压。

13.如权利要求12所述的方法，其中促使所述切换式电感器调节器以所述第一操作频率操作包括向所述切换式电感器调节器提供具有所述第一操作频率的第一周期信号。

14.如权利要求12所述的方法，其中所述切换式电感器调节器包括具有多个调节器单元的多相切换式电感器调节器，并且其中促使所述切换式电感器调节器以所述第一操作频率操作包括向所述切换式电感器调节器提供具有所述第一操作频率的多个周期信号，其中所述多个周期信号彼此不同相。

15.如权利要求12所述的方法，其还包括：在所述反馈系统中的反馈控制件处，基于所述参考电压和所述输出电压生成具有所述第二操作频率的第一周期信号。

16.如权利要求13或15中一项所述的方法，其还包括：

在所述反馈系统中的分频器处接收由所述反馈控制件生成的所述第一周期信号；

由所述分频器生成具有所述第一操作频率的第二周期信号；以及

将所述第一周期信号提供给所述切换式电容器调节器并且将所述第二周期信号提供给所述切换式电感器调节器。

17.如权利要求12-16中一项所述的方法，其还包括：

确定所述切换式电容器调节器的寄生电压降与目标电压降之间的差；以及

促使所述切换式电感器调节器基于所述差调整提供给所述切换式电容器调节器的电流。

18.如权利要求17所述的方法，其中通过调整下列各项中的一个或多个来促使所述切换式电感器调节器调整提供给所述切换式电容器调节器的所述电流：所述切换式电感器调节器的切换期、活动期和工作周期D。

19.如权利要求12-18中一项所述的方法，其中所述混合调节器系统包括多个旁路开关，其中所述旁路开关中的一个被配置来耦接所述混合调节器中的所述电压调节器中的一个的输入节点和输出节点。

20.如权利要求12-18中一项所述的方法，其还基于下列各项中的一个或多个确定所述旁路开关的状态：所述混合调节器的所述输入电压、所述混合调节器的所述输出电压和所述混合调节器中的所述切换式电容器调节器的转换比。