KR20160066034A - 하이브리드 전압 조정기에서의 피드백 제어 - Google Patents

하이브리드 전압 조정기에서의 피드백 제어 Download PDF

Info

Publication number
KR20160066034A
KR20160066034A KR1020167011146A KR20167011146A KR20160066034A KR 20160066034 A KR20160066034 A KR 20160066034A KR 1020167011146 A KR1020167011146 A KR 1020167011146A KR 20167011146 A KR20167011146 A KR 20167011146A KR 20160066034 A KR20160066034 A KR 20160066034A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
regulator
switched
voltage
inductor
hybrid
Prior art date
Application number
KR1020167011146A
Other languages
English (en)
Other versions
KR102247952B1 (ko
Inventor
한푹 레
존 크로슬리
알베르토 푸첼리
원영 김
Original Assignee
라이온 세미컨덕터 인크.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 라이온 세미컨덕터 인크. filed Critical 라이온 세미컨덕터 인크.
Publication of KR20160066034A publication Critical patent/KR20160066034A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102247952B1 publication Critical patent/KR102247952B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H02M2001/007—
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

본 개시물은 직렬로 연결된 복수의 컨버터 또는 조정기들을 가진 하이브리드 조정 토폴로지를 제어할 수 있는 피드백 시스템을 포함한다. 하이브리드 조정기는 적어도 두 개의 조정기, 스위치드 인덕터 조정기 및 스위치드-커패시터 조정기를 포함할 수 있다. 피드백 시스템의 개시된 실시예는 복수의 컨버터단을 포함할 수 있는 하이브리드 조정기를 위한 피드백 설계를 간단히 할 수 있다. 이들 개시된 실시예는 피드백을 제어하여, 하이브리드 조정기의 효율을 개선할 수 있다.

Description

하이브리드 전압 조정기에서의 피드백 제어{FEEDBACK CONTROL IN HYBRID VOLTAGE REGULATORS}
관련 출원에 대한 상호-참조
본 출원은 2013년 10월 7일에 "APPARATUS, SYSTEMS, AND METHODS FOR PROVIDING FEEDBACK CONTROL IN HYBRID VOLTAGE REGULATORS"라는 명칭으로 출원된 미국 가특허 출원 번호 제61/887,581호의 이전 우선권의 이익을 청구하고, 이는 본 명세서에 그 전체로서 명백하게 포함된다.
연방 정부의 후원을 받은 연구 또는 개발에 관한 진술
본 발명은 미국국립과학재단(NSF)에 의해 수여된 1248828 및 1353640하에서의 정부 지원으로 이루어졌다. 정부는 본 발명에서의 특정 권리를 가진다.
기술 분야
본 개시물은 하이브리드 전압 조정기에서의 피드백 제어에 관한 것이다.
전자 시스템의 크기를 축소시키려는 강력한 요구가 있다. 크기 축소는 특히 공간이 중요한 모바일 전자 장치에서 바람직한데, 고정된 부동산에서 가능한 많은 서버를 쑤셔 넣는 것이 중요하기 때문에, 빅 데이터 센터에 위치한 서버에서도 바람직하다.
전자 시스템에서 가장 큰 부품 중에 하나는 전압 조정기(전력 조정기라고도 함)이다. 전압 조정기는 전압원(가령, 배터리)으로부터 출력 부하까지 전압을 전달하는 DC-DC 조정기 칩과 같은 반도체 칩을 포함할 수 있다. 출력 부하는 전자 장치 내에 여러 가지의 집적 칩(가령, 응용 프로세서, 프로세서, 동적 리드 액세스 메모리(DRAM)와 NAND 플래시 메모리와 같은 메모리 장치, 라디오-주파수(RF) 칩, WiFi 콤보 칩 및 전력 증폭기)을 포함할 수 있다. 불행하게도, 전압 조정기는 부피가 크고 많은 전자 부품을 포함할 수 있다. 각각의 집적 칩이 전용 전압 조정기를 필요로 할 수 있기 때문에, 전자 시스템에서 전압 조정기의 크기를 줄이는 것이 바람직하다.
전압 조정기는 스위치드-인덕터 조정기를 포함할 수 있다. 스위치드-인덕터 조정기는 인덕터를 사용하여 전력원으로부터 출력 부하까지 전하를 이송시킨다. 스위치드-인덕터 조정기는 인덕터를 복수의 전압들 중 하나에 연결/분리시키기 위해 전력 스위치를 사용할 수 있고, 복수의 전압의 가중화된 평균인 출력 전압을 제공할 수 있다. 스위치드-인덕터 조정기는 인덕터가 복수의 전압들 중 하나에 결합된 시간의 양을 제어함에 의해 출력 전압을 조절할 수 있다.
불행하게도, 스위치드-인덕터 조정기는 종종 고집적 전자 시스템에 적절하지 않다. 특히 전력 전환 비율이 높고, 출력 부하에 의해 소비된 전류의 양이 높을 때, 스위치드-인덕터 조정기의 전환 비율은 인덕터의 품질과 크기에 의존한다. 인덕터가 넓은 면적을 차지할 수 있고, 온-다이 또는 온-패키지에 집적하기에 부피가 크기 때문에, 기존의 스위치드-인덕터 조정기는 종종 많은 수의 오프-칩 인덕터 부품을 사용한다. 이러한 전략은 종종 인쇄 회로 기판에서 넓은 면적을 요하게 되고, 이는 결국 전자 장치의 크기를 증가시킨다. 모바일 시스템-온-칩(SoC)이 더욱 복잡해지고 전압 조정기에 의해 전달되어야 하는 더 많은 수의 전압 도메인을 필요로 함에 따라, 이러한 문제는 가중된다.
개시된 주제의 일부 실시예는 전압 조정 시스템을 포함한다. 전압 조정 시스템은 입력 전압을 출력 전압으로 전환하는 하이브리드 조정기 - 하이브리드 조정기는, 적어도 스위치드-인덕터 조정기와 스위치드-커패시터 조정기를 포함하는 복수의 전압 조정기를 포함하고, 상기 스위치드-인덕터 조정기는 불연속 전도 모드에서 동작함 - 를 포함한다. 또한, 전압 조정 시스템은 제1 피드백 시스템을 포함하되, 상기 제1 피드백 시스템은, 스위치드-인덕터 조정기의 제1 동작 주파수 및 스위치드-커패시터 조정기의 제2 동작 주파수를 결정하기 위해, 출력 전압을 기준 전압과 비교하고, 스위치드-인덕터 조정기가 제1 동작 주파수에서 동작하도록 하며, 및 스위치드-커패시터 조정기가 제2 동작 주파수에서 동작하도록 하여서, 하이브리드 조정기가 기준 전압의 공차 범위 내에 있는 출력 전압을 제공하도록 한다.
본원에서 개시된 임의의 개시된 실시예에서, 제1 피드백 시스템은, 제1 동작 주파수를 가진 제1 주기 신호를 스위치드-인덕터 조정기에 제공함에 의해, 스위치드-인덕터 조정기가 제1 동작 주파수에서 동작하도록 할 수 있다.
본원에서 개시된 임의의 개시된 실시예에서, 스위치드-인덕터 조정기는 복수의 조정셀을 가진 다-상 스위치드-인덕터 조정기를 포함하고, 제1 피드백 시스템은, 제1 동작 주파수를 가진 복수의 주기 신호들 - 상기 복수의 주기 신호들은 서로 위상차를 가짐 - 을 스위치드-인덕터 조정기에 제공함에 의해, 스위치드-인덕터 조정기가 제1 동작 주파수에서 동작하도록 할 수 있다.
본원에서 개시된 임의의 개시된 실시예에서, 피드백 시스템은, 기준 전압과 출력 전압에 기초하여, 제2 동작 주파수를 가진 제1 주기 신호를 생성할 수 있도록 하는 피드백 제어기를 포함한다.
본원에서 개시된 임의의 개시된 실시예에서, 피드백 시스템은 피드백 제어기에 의해 생성된 제1 주기 신호를 수신하고, 제1 동작 주파수를 가진 제2 주기 신호를 생성할 수 있는 주파수 분할기를 포함하고, 피드백 시스템은 제1 주기 신호를 스위치드-커패시터 조정기에 제공하고, 제2 주기 신호를 스위치드-인덕터 조정기에 제공할 수 있다.
본원에서 개시된 임의의 개시된 실시예에서, 전압 조정 시스템은 스위치드-커패시터 조정기의 기생 전압 강하와 목표 전압 강하의 차이를 결정하고, 스위치드-인덕터 조정기가 상기 차이에 기초하여 스위치드-커패시터 조정기로 제공되는 전류를 조절할 수 있도록 하는 제2 피드백 시스템을 포함할 수 있다.
본원에서 개시된 임의의 개시된 실시예에서, 제2 피드백 시스템은 스위치드-인덕터 조정기가, 스위칭 주기, 활성 주기 및 스위치드-인덕터 조정기의 듀티 사이클(D) 중 하나 이상을 조절함에 의해, 스위치드-커패시터 조정기에 제공되는 전류를 조절할 수 있도록 한다.
본원에서 개시된 임의의 개시된 실시예에서, 제1 동작 주파수는 제2 동작 주파수의 분수일 수 있다.
본원에서 개시된 임의의 개시된 실시예에서, 전압 조정 시스템은 복수의 바이패스 스위치를 포함하되, 바이패스 스위치 중 하나는 하이브리드 조정기의 제1 전압 조정기의 입력 노드 및 제2 전압 조정기의 출력 노드를 결합시킬 수 있다.
본원에서 개시된 임의의 개시된 실시예에서, 전압 조정 시스템은 하이브리드 조정기의 입력 전압, 하이브리드 조정기의 출력 전압, 및 하이브리드 조정기 내의 스위치드-커패시터 조정기의 전환 비율 중 하나 이상에 기초하여, 바이패스 스위치의 상태를 결정하는 제어 블록을 포함할 수 있다.
개시된 주제의 일부 실시예는 전자 시스템을 포함한다. 전자 시스템은 전력 도메인을 포함하는 부하 칩 - 상기 전력 도메인은 제1 입력 전압 단자 및 제1 접지 단자를 포함함 - 과, 및 본원에서 개시된 임의의 개시된 실시예에 따른 전압 조정 시스템을 포함하되, 상기 전압 조정 시스템은 전압 조정 시스템의 출력 전압을 부하 칩의 입력 전압 단자에 제공할 수 있다.
개시된 주제의 일부 실시예는 입력 전압에 기초하여 출력 전압을 제공하는 방법을 포함한다. 본 방법은 입력 전압을 출력 전압으로 전환하는 하이브리드 조정기를 제공하는 단계 - 상기 하이브리드 조정기는 적어도 스위치드-인덕터 조정기 및 스위치드-커패시터 조정기를 포함하는 복수의 전압 조정기를 포함하고, 스위치드-인덕터 조정기는 불연속 전도 모드에서 동작할 수 있음 - 와, 제1 피드백 시스템에서, 스위치드-인덕터 조정기의 제1 동작 주파수 및 스위치드-커패시터 조정기의 제2 동작 주파수를 결정하기 위해, 출력 전압과 기준 전압을 비교하는 단계와, 제1 피드백 시스템에 의해, 스위치드-인덕터 조정기가 제1 동작 주파수에서 동작하도록 하는 단계와, 및 제1 피드백 시스템에 의해, 스위치드-커패시터 조정기가 제2 동작 주파수에서 동작하도록 하여, 하이브리드 조정기가 기준 전압의 공차 범위 내에 있을 수 있는 출력 전압을 제공하도록 하는 단계를 포함한다.
본원에서 개시된 임의의 개시된 실시예에서, 스위치드-인덕터 조정기가 제1 동작 주파수에서 동작하도록 하는 단계는, 제1 동작 주파수를 가진 제1 주기 신호를 스위치드-인덕터 조정기에 제공하는 단계를 포함한다.
본원에서 개시된 임의의 개시된 실시예에서, 스위치드-인덕터 조정기는 복수의 조정셀을 가진 다-상 스위치드-인덕터 조정기를 포함하고, 스위치드-인덕터 조정기가 제1 동작 주파수에서 동작하도록 하는 단계는, 제1 동작 주파수를 가진 복수의 주기 신호들 - 상기 복수의 주기 신호들은 서로 위상차를 가짐 - 을 스위치드-인덕터 조정기에 제공하는 단계를 포함한다.
본원에서 개시된 임의의 개시된 실시예에서, 본 방법은 피드백 시스템 내의 피드백 제어기에서, 기준 전압과 출력 전압에 기초하여 제2 동작 주파수를 가진 제1 주기 신호를 생성하는 단계를 더 포함한다.
본원에서 개시된 임의의 개시된 실시예에서, 본 방법은 피드백 시스템 내의 주파수 분할기에서, 피드백 제어기에 의해 생성된 제1 주기 신호를 수신하는 단계와, 주파수 분할기에 의해, 제1 동작 주파수를 가진 제2 주기 신호를 생성하는 단계와, 및 제1 주기 신호를 스위치드-커패시터 조정기에 제공하고, 제2 주기 신호를 스위치드-인덕터 조정기에 제공하는 단계를 더 포함한다.
본원에서 개시된 임의의 개시된 실시예에서, 본 방법은 스위치드-커패시터 조정기의 기생 전압 강하와 목표 전압 강하의 차이를 결정하는 단계와, 및 스위치드-인덕터 조정기가 상기 차이에 기초하여 스위치드-커패시터 조정기로 제공되는 전류를 조절하도록 하는 단계를 더 포함한다.
본원에서 개시된 임의의 개시된 실시예에서, 스위치드-인덕터 조정기가 스위치드-커패시터 조정기로 제공되는 전류를 조절하도록 하는 단계는, 스위칭 주기, 활성 주기 및 스위치드-인덕터 조정기의 듀티 사이클(D) 중 하나 이상을 조절함에 의한다.
본원에서 개시된 임의의 개시된 실시예에서, 하이브리드 조정 시스템은 복수의 바이패스 스위치를 더 포함하되, 바이패스 스위치 중 하나는 하이브리드 조정기의 전압 조정기들 중 하나의 입력 노드 및 출력 노드를 결합시킨다.
본원에서 개시된 임의의 개시된 실시예에서, 하이브리드 조정기의 입력 전압, 하이브리드 조정기의 출력 전압, 및 하이브리드 조정기 내의 스위치드-커패시터 조정기의 전환 비율 중 하나 이상에 기초하여, 바이패스 스위치의 상태를 결정하는 단계를 더 포함한다.
개시된 주제의 다양한 목적, 특징 및 이점은, 유사한 참조 번호는 유사한 요소를 식별하는 다음 도면과 함께 고려될 때, 개시된 주제의 이하의 상세한 설명을 참조하여 더욱 완전히 인식될 수 있다.
도 1a-1b는 스텝-다운 스위치드-인덕터 조정기 및 그 동작을 나타낸다.
도 2a-2b는 직렬로 연결된 복수의 컨버터를 가지고, 스위치드-인덕터 조정기나 스위치드-커패시터 조정기일 수 있는 하이브리드 전압 조정기의 하이-레벨 다이어그램을 나타낸다.
도 3a-3b는 제1 단에 스텝-다운 스위치드-커패시터 조정기를 포함하고, 제2 단에 스위치드-인덕터 조정기를 포함하는 하이브리드 전압 조정기를 나타낸다.
도 4는 일부 실시예에 따른 두 개의 컨버터단을 가진 하이브리드 전압 조정기의 하이-레벨 다이어그램을 나타낸다.
도 5a-5d는 일부 실시예에 따른 스위치드-인덕터 및 스위치드-커패시터 조정기의 전류 파형을 나타낸다.
도 6a-6c는 다-상 하이브리드 전압 조정기 시스템과 그 동작을 나타내는데, 여기서, 하이브리드 전압 조정기 시스템은 일부 실시예에 따른 제1 단 스위치드-인덕터 조정기 및 제2 단 스위치드-커패시터 조정기를 제어하도록 구성된 제1 피드백 시스템을 포함한다.
도 7a-7c는 다-상 하이브리드 전압 조정기 시스템과 그 동작을 나타내는데, 여기서, 하이브리드 전압 조정기 시스템은 일부 실시예에 따른 제2 단 스위치드-커패시터 조정기의 효율을 개선시키도록 구성된 제1 피드백 시스템 및 제2 피드백 시스템을 포함한다.
도 8은 일부 실시예에 따른 바이패스 스위치가 특정한 컨버터단을 바이패스하기 위해 턴온할 수 있는 하이브리드 조정기 시스템을 나타낸다.
도 9는 일부 실시예에 따른 바이패스 스위치를 제어하기 위한 룩업 테이블을 나타낸다.
도 10은 일부 실시예에 따른 컴퓨팅 장치의 블록도를 도시한다.
이하의 설명에서, 개시된 주제의 완전한 이해를 제공하기 위해, 개시된 주제의 장비, 시스템 및 방법에 관한 여러 구체적인 세부 사항과 이러한 장비, 시스템 및 방법이 동작하는 등의 환경이 제시된다. 그러나, 개시된 주제는 이러한 구체적인 세부 사항을 사용하지 않으면서 실시될 수 있다는 것을 당업자는 인식할 것이고, 개시된 주제를 복잡하게 하는 것을 피하기 위해 당업계에 잘 알려진 어떤 특징은 세부 사항에 기술되지 않는다. 또한, 이하에 제공된 예는 예시적이고, 개시된 주제의 범위 내에 있는 다른 장비, 시스템 및 방법이 고려된다는 것을 이해할 것이다.
현대적인 전자 시스템은 복수의 프로세싱 코어와 싱글 집 내에 이질적 부품(가령, 메모리 컨트롤러, 하드웨어 가속기)을 포함하는 시스템-온-칩(SoC)으로 빽빽하게 집적되었다. 이들 SoC는 이질적인 부품에 전력을 주기 위해 종종 많은 수의 전압 도메인을 사용한다. 이러한 많은 수의 전압 도메인은 종종 전력 관리 집적 회로(PMIC)에 의해 전력 공급받는데, 이는 복수의 오프-칩 전압 조정기를 사용하여 복수의 전압을 제공한다. 불행하게도, PMIC는 종종 부피가 크고, 많은 양의 부피를 소비하는 별개의 인덕터와 커패시터를 사용하는데, 이는 제한된 사용 공간을 가진 휴대용 전자 장치에서 중요할 수 있다.
기존의 PMIC의 단점을 고려하면, 더 작은 개별 부품이나 심지어 싱글 다이에서 부품을 집적하는 집적 전압 조정기(IVR)을 사용하는 전압 조정기를 만드는데 있어서 관심이 높아졌다. 이러한 전압 조정기 중 하나는 스위칭 조정기를 포함한다.
스위칭 조정기의 한 부류는, 벅 조정기, 부스트 조정기, 플라잉 벅 조정기 또는 2014년 4월 11일에 Le 등에 의해 "APPARATUS, SYSTEMS, AND METHODS FOR PROVIDING A HYBRID POWER REGULATOR"라는 명칭으로 출원되고, 그 전체가 본원에 참조로서 포함되는 미국 실용신안 출원 번호 제14/250,970호에 개시된 플립드 플라잉 벅 조정기와 같은 스위치드-인덕터(SI) 조정기를 포함한다. 도 1a-1b는 스텝-다운 스위치드-인덕터(SI) 조정기 및 그 동작을 나타낸다. SI 조정기는 높은 전압을 더 낮은 전압으로 전환할 수 있다. 도 1a 나타난 바와 같이, SI 조정기(100)는 인덕터(108) 및 두 개의 스위치(114, 116)를 포함할 수 있다. SI 조정기(100)는 한 세트의 전력 스위치(114, 116)를 통해 인덕터(108)의 제1 단자를 (1) 제1 전압원(VIN, 104)과 (2) 제2 전압원(118) 중 하나에 연결할 수 있다. 일부 경우에서, 제2 전압원(118)은 접지 전압원을 포함할 수 있으나 이에 제한되지 않는다. 전력 스위치(114, 116)는 외부 입력을 사용하여 턴온 및 턴오프될 수 있다. 일부 경우에서, 전력 스위치(114, 116)가 제어되어서, 두 개의 스위치가 동시에 턴온되지 않을 수 있다. 전력 스위치(114, 116)는 트랜지스터를 포함할 수 있다. 트랜지스터는 메탈-산화-반도체 필드-효과 트랜지스터(MOSFET)을 포함할 수 있다. 예를 들어, 스위치(114)는 P-채널 MOSFET 트랜지스터를 포함하고, 스위치(116)는 N-채널 MOSFET 트랜지스터를 포함할 수 있다.
도 1b는 도 1a의 스위치드-인덕터 조정기의 신호도를 나타낸다. 전력 스위치(114, 116)가 주기(T)로 턴온과 턴오프되어서, 인덕터의 입력(VX, 102)은 주기(T)로 0과 VIN 사이에서 스윙할 수 있다. 인덕터(108)와 커패시터(120)는 시간에 따라 VX(102)를 평균화시키는 로우-패스 필터로 동작하여서, 조정기 출력(VOUT, 110)에서 작은 전압 리플을 가진 신호를 생성한다. 출력 전압(VOUT, 110)은 인덕터(108)가 제1 전압원(VIN, 104)에 연결된 시간의 양과 인덕터(108)가 제2 전압원(118)에 결합된 시간의 양에 의존할 수 있다. 예를 들어, SI 조정기(100)는 VOUT(510)의 레벨을 VIND + (0V)(1-D)로 조절할 수 있는데, 여기서, 0 내지 1의 수인 D는 VX가 VIN에 결합된 시간의 부분이다. D는 듀티 사이클이라고도 한다. 전류(106)를 소비하는 출력 부하는 하나 이상의 프로세서, 메모리(DRAM, NAND 플래시), RF 칩, WiFi 콤보 칩 및 전력 증폭기를 포함하는 임의의 타입의 전자 장치일 수 있다.
SI 조정기(100)의 전력 효율은 다음과 같이 계산될 수 있는데,
Figure pct00001
여기서, P L 은 출력 부하(106)로 전달되는 전력을 표시하고, P O 는 SI 조정기(100)의 출력 전력을 표시한다. P L 은 다음과 같이 계산될 수 있는데, P L = P O - P LOSS , 여기서, P LOSS 는 전압 조정 프로세스 동안에 전력 손실의 양을 포함한다.
SI 조정기와 관련된 주요한 전력 손실(P LOSS ) 중 하나는 인덕터(108)의 기생 레지스턴스에 의해 발생된 레지스티브 전력 손실을 포함한다. SI 조정기(100)가 전류(112)를 제공함에 의해 전력을 출력 부하(106)로 전달할 때, 이상적으로, SI 조정기(100)는 그것의 출력 전력의 전부를 출력 부하(106)로 제공한다. 이러한 이상적인 컨피규레이션에서, 인덕터(108)는 영 레지스턴스를 가지고, 따라서, 인덕터(108)를 통한 전류는 어떠한 전력도 소멸되지 않는다. 그러나, 실제 시나리오에서, 주로 인덕터(108)를 형성하는 재료의 레지스턴스 때문에, SI 조정기(100)는 인덕터(108)에서 내부적으로 그것의 출력 전력의 일부를 소멸시킨다. 인덕터(108)의 이러한 바람직하지 않고 유한한 레지스턴스는 인덕터(108)의 기생 레지스턴스라고 한다. 기생 레지스턴스가 인덕터(108)를 통한 전류가 에너지를 소멸시키도록 야기하기 때문에, 기생 레지스턴스는 레지스티브 전력 손실을 발생시킬 수 있다. 그러므로, 레지스티브 전력 손실은 SI 조정기(100)의 전력 전환 효율을 감소시킬 수 있다.
전류가 사전결정된 주기(T)로 교호할 때, 레지스티브 전력 손실은 P R = IL,RMS 2RL로 계산될 수 있는데, 여기서, RL은 인덕터(108)의 기생 레지스턴스의 값이고, IL,RMS는 인덕터(108)를 통한 전류의 실효치이다. IL,RMS는 인덕터 전류의 피크-투-피크 리플(IL,PP, 120)을 줄임에 의해 감소될 수 있다. 그러므로, SI 조정기(100)는 인덕터 전류의 피크-투-피크 리플(IL,PP, 120)을 줄임에 의해 레지스티브 손실(P R )을 감소될 수 있다.
그러므로, 인덕터 전류의 피크-투-피크 리플(IL,PP, 120)을 줄이기 위해서는 두 가지 방법이 있다. 첫째, SI 조정기(100)는 고주파수에서 동작될 수 있고, SI 조정기(100)의 주기(T)를 줄일 수 있다. 그러나, 이러한 해결책은 스위치들(114, 116) 사이의 접합부(122)에서 기생 커패시턴스를 충전 및 방전시키기 위해 소비되는 전력을 증가시킬 수 있다. 스위치들(114, 116)의 크기가 커질 수 있고, 이는 기생 커패시턴스를 증가시키기 때문에, 그리고, VX(102)상에서 전압 스윙이 크기 때문에(가령, 0V ~ VIN), 이러한 커패시티브 전력 손실은 중요할 수 있다. 이러한, 커패시티브 전력 손실은 다음과 같이 계산될 수 있는데, P C = fCV 2 , 여기서, C는 접합부(122)에서의 기생 커패시턴스의 양이고, f는 SI 조정기(100)가 스위칭하는 주파수이며, V는 접합부(122)에서의 전압 스윙이다.
둘째, SI 조정기(100)는 높은 인덕턴스 값을 가진 인덕터(108)를 사용할 수 있다. 그러나, 이러한 접근법은 인덕터(108)가 큰 부피를 차지하게 하고, 이는 휴대용 전자 장치를 포함하여 많은 전자 장치에서 문제가 될 수 있다.
스위칭 조정기의 또 다른 부류는 스위치드-커패시터(SC) 조정기를 포함한다. SC 조정기는 전력원(VIN)으로부터 출력 부하(VOUT)까지 전하를 이송시키기 위해 인덕터 대신에 하나 이상의 커패시터를 사용할 수 있다. SC 조정기는 하나 이상의 커패시터를 시간의 주기에 걸쳐 복수의 전압들 중 하나에 결합 또는 분리시키기 위한 전력 스위치를 사용할 수 있어서, 복수의 전압의 가중화된 평균인 출력 전압을 제공할 수 있다. SC 조정기는 컨피규레이션 및 커패시터들이 서로 결합되는 순서를 바꿔서 출력 전압을 제어할 수 있다. 일반적으로 커패시터가 인덕터에 비해, 특히 집적 실행에서 더 높은 품질(가령, 더 낮은 직렬 레지스턴스)을 가지기 때문에, 종종, SI 조정기를 실행하는 것에 비해, 작은 폼 팩터(form factor)를 가진 SC 조정기를 실행하는 것이 더 용이하다.
불행하게도, SC 조정기의 효율은 입력 전압의 사전결정된 비율이 아닌 출력 전압에서 퇴화될 수 있다. 예를 들어, SC 조정기는 입력 전압의 1/2, 1/3, 2/3, 2/5, 3/5에서 높은 효율을 달성할 수 있다. 그러나, 출력 전압이 이들 값에서 벗어날 때, 동일한 SC 조정기는 높은 효율을 제공하는데 실패할 수 있다. 이는 전압의 연속적인 범위 또는 5-10mV 스텝의 범위에서 동작하는 많은 SoC에서 문제이다.
SI 조정기 및 SC 조정기와 관련된 일부 문제점은 하이브리드 조정기를 사용하여 해결될 수 있다. 하이브리드 조정기는 직렬로 SC 조정기와 SI 조정기 모두를 포함할 수 있다. 하이브리드 조정기 토폴로지는 작은 인덕터와 커패시터를 가지고도, 넓은 출력 및 입력 전압 범위에 걸쳐 높은 효율을 유지할 수 있다. 하이브리드 조정기 토폴로지는 두 개의 타입의 조정기를 포함할 수 있는데, 입력 전압의 M/N 비율로 입력 전압을 나누거나 부스트하는 SI 조정기와 SC 조정기인데, 여기서, M과 N은 영보다 큰 임의의 수일 수 있다. 이러한 접근법은 낮은 인덕턴스를 가진 작은 인덕터를 가진 스위치드 인덕터 조정기의 레지스티브 손실을 감소시킬 수 있다. 더구나, 하이브리드 조정기 토폴로지는 스위치들에 걸치 전압 스윙을 제한함에 의해, 스위치드 인덕터 조정기의 커패시티브 손실(CV2f 손실)을 감소시킬 수 있다.
도 2a는 일부 실시예에 따른 하이브리드 조정기 토폴로지를 나타낸다. 도 2a는 직렬로 연결된 둘 이상의 전압 컨버터단(206, 208, 210)을 포함하는 하이브리드 조정기(200)를 포함하는데(본 개시물에서, 용어 전압 컨버터단은 전압 조정기, 조정기, 전압 컨버터 및 컨버터와 상호교환적으로 사용됨), 여기서, 각각의 전압 컨버터단은 전압 조정기(전압 컨버터로도 알려짐)를 포함한다. 전압 조정기는 하나 이상의 인덕터 또는 하나 이상의 커패시터를 각각 연결/분리하는 하나 이상의 스위치를 포함하는 SI 조정기 또는 SC 조정기를 포함할 수 있다. SI 조정기 내의 인덕터의 전형적인 인덕턴스는 100 피코-헨리 내지 5 마이크로-헨리의 범위에 있고, SI 조정기 내의 전력 스위치는 전형적으로 1000 내지 100,000의 너비/(최소 길이) 값을 가질 수 있다. 예를 들어, 90nm 공정 기술에서, 전력 스위치 너비는 전형적으로 100um 내지 10mm의 범위에 있다. 스위칭 주파수는 전형적으로 1MHz 내지 500MHz의 범위에 있다.
일부 실시예에서, SC 조정기는 도 2b에 나타난 바와 같이, N:M 스텝-다운 전압 조정기(216)를 포함할 수 있다. N:M 조정기(216)는 수신된 전압(VIN_SC, 212)를(M/N)VIN_SC로 감소시키도록 구성되어서, 출력(VOUT _SC, 214)을 생성한다. N:M의 일부 예시는 1:1, 2:1, 3:1, 3:2, 4:1, 4:3, 5:1, 5:2, 5:3, 5:4, 6:5, 7:1, 7:2, 7:3, 7:4, 7:5, 7:6 또는 임의의 적절한 비율을 포함한다. 비율 N:M은 전압 조정 프로세스 동안에 커패시터와 스위치의 컨피규레이션에 기초하여 결정될 수 있다. 커패시터와 스위치의 컨피규레이션은 전압 조정 프로세스 동안에 재구성될 수 있어서, 비율 N:M이 상이한 값(가령, (N-1):M (N-2):M, N:(M-1), N:(M-2), (N-1):(M-1) 등)으로 동적으로 변할 수 있다.
도 3a-3b는 직렬로 연결된 SC 조정기와 SI 조정기를 포함하는 하이브리드 조정기를 나타낸다. 도 3a는 SC 조정기(322) 및 SI 조정기(100)를 포함한다. SC 조정기(322)는 입력 전압(VIN, 104)을 VTMP(324)으로 전환할 수 있다. 그리고 나서, SI 조정기(100)는 VTMP(324)을 수신하고, 이를 조정하여, 복수의 전력 스위치들(114, 116)과 하나 이상의 인덕터(108)를 사용하여 미세 스텝으로 VOUT(310)를 제공할 수 있다. 도 3b는 조정기 내의 신호의 타이밍도를 나타낸다.
이러한 하이브리드 조정기는 SC 조정기가 사전결정된 비율값에 걸친 전압을 나누는데 우수하고, SI 조정기가 미세 단계로, 출력 전압과 입력 전압의 전환 비율의 넓은 범위에 걸쳐 조정하는데 우수하다는 사실에 달려 있다. 예를 들어, 12V-투-1V 스텝-다운 조정기에서, SC 조정기(322)는 VIN(104)에서 12V를 수신하고, 1/6 스텝-다운을 제공할 수 있어서, VTMP(324)에서 2V를 제공할 수 있다. 이후에, SI 조정기(100)는 이후의 조정을 제공하여 2V에서 1V로 조정할 수 있다. 이러한 조정기가 VX(302)에서, 이후에 VIN(104)보다 실질적으로 작을 수 있는 VTMP(324)로 전압 스윙을 감소시키기 때문에, 이러한 조정기는 접합부(122)에서 기생 커패시턴스에 의한 커패시티브 전력 손실을 감소시킬 수 있다.
다른 전압 조정기와 같이 하이브리드 조정기는 하이브리드 조정기의 출력 전압을 제어하는 제어 시스템에 결합된다. 제어 시스템은 하이브리드 조정기를 제어하는 피드백 시스템을 포함하여, 출력 전압이 목표 출력 전압으로부터의 공차 범위 이내에 있도록 할 수 있다.
하이브리드 조정기를 위한 피드백 시스템을 설계하는 것은, 전통적인 조정기에 비해 과제가 될 수 있는데, 왜냐하면, 하이브리드 조정기 내에 많은 수의 조정기가 있을 수 있기 때문이다. 하이브리드 조정기를 제어하는데 고유한 하나의 과제는 제어 시스템이 하이브리드 조정기의 각각의 단에 전달되는 전류를 균형 맞추는 것이다. 도 4는 일부 실시예에 따른 이-단 하이브리드 조정기를 나타낸다. 컨버터 1(408)를 통해 전달되는 전류(I1, 412)는 컨버터 2(410)를 통해 전달되는 전류(I2, 414) 보다 작고, 컨버터 1(408)의 출력 전압 (VTMP, 406)은 계속 감소할 수 있어서, 컨버터 1(408)에 걸쳐 큰 전압(즉, VIN - VTMP)을 야기하고, 컨버터 2(410)에 걸쳐 작은 전압(즉, VTMP - VOUT)을 야기할 수 있다. 두 개의 컨버터단(408, 410)의 의도된 동작 전압 범위에 의존하여, VTMP(406)가 그 의도된 값에서 너무 벗어나면, 두 컨버터는 오작동할 수 있다. 다른 한 편으로는, 만일 I1(412)가 I2(414)보다 크다면, VTMP(406)은 계속 증가할 수 있고, 두 컨버터단(408, 410)이 오작동할 수 있다. 그러므로, 전류 I1(412) 및 I2(414)를 균형 맞추기 위하여, 제어 시스템은 컨버터 1 및 컨버터 2(408, 410) 모두를 제어해야 한다. 제어 시스템은 각각의 컨버터단을 위한 별도의 피드백 시스템을 사용하여 복수의 컨버터단에 걸친 전류를 균형 맞출 수 있다. 그러나, 하이브리드 조정기 내에 컨버터의 수가 증가하므로, 제어 시스템은 매우 빨리 복잡해질 수 있다.
본 개시물은 하이브리드 조정기 내의 복수의 컨버터단에 걸친 전류를 균형 맞출 수 있는 간단한 피드백 시스템을 가진 하이브리드 조정기를 제공하기 위한 장치, 시스템 및 방법을 소개한다. 개시된 피드백 시스템은 하이브리드 조정기 내의 각각의 컨버터단에 전용되는 별도의 피드백 시스템을 가지지 않으면서, 복수의 컨버터단에 걸쳐 전달되는 전류를 균형 맞출 수 있다. 이를 위해, 하이브리드 조정기 내의 각각의 컨버터단은, 개시된 피드백 시스템이 컨버터단에 의해 제공된 전류의 양을 제어하기 위해 컨버터단의 동작 주파수를 제어할 수 있는 모드에서 동작하도록 구성될 수 있다.
일부 실시예에서, 하이브리드 조정기는 복수의 컨버터단을 포함할 수 있는데, 이는 하나 이상의 SC 컨버터를 포함할 수 있다. 일부 경우에, SC 컨버터의 출력 전류(가령, 단위 시간당 출력 노드로 전달되는 전하의 양)는 그 동작 주파수에 의존할 수 있다. 예를 들어, 도 5a에 관하여 도시된 바와 같이, SC 컨버터는 고정된 양의 전하(전하 패킷 또는 패킷이라고도 함)를 스위칭 주기 내에 출력 노드로 제공하도록 구성된다. 따라서, SC 컨버터의 출력 전류는 더 높은 동작 주파수(가령, 더 짧은 스위칭 주기)로 증가될 수 있고, SC 컨버터의 출력 전류는 더 낮은 동작 주파수(가령, 더 긴 스위칭 주기)로 감소될 수 있다. 일부 실시예에서, SC 컨버터에 의해 출력으로 제공되는 전하의 양은 (1) 전하 패킷 내의 전하의 양 및 (2) 컨버터의 동작 주파수(즉, 전하 패킷이 출력으로 제공되는 주파수)에 의존할 수 있다. 일부 실시예에서, SC 컨버터에 의해 출력으로 제공되는 전하의 양은 (1) 전하 패킷 내의 전하의 양과 (2) 컨버터의 동작 주파수(즉, 전하 패킷이 출력으로 제공되는 주파수)의 곱이다.
일부 실시예에서, SI 컨버터도 그 출력 전류가 그 동작 주파수에 의존하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, SI 컨버터는 불연속 전도 모드(DCM)에서 동작하도록 구성될 수 있다. DCM은 전류가 불연속 방식으로 출력으로 전달되는 SI 컨버터의 동작 모드를 말한다. DCM에서, SI 컨버터는 고정된 양의 전하(전하 패킷 또는 패킷이라고도 함)를 스위칭 주기 내에 출력 노드로 전달할 수 있다. 예를 들어, SI 컨버터는 스위칭 주기의 제1 부분 동안 영이 아닌 전하의 양을 전달할 수 있고, 스위칭 주기의 제2 부분에서는 다음 사이클까지 영인 전하의 양을 전달할 수 있다. 따라서, SI 컨버터는 출력 노드로 더 많은 전하(가령, 더 많은 전류)를 전달하기 위해 동작 주파수를 증가시킬 수 있고(가령, 스위칭 주기를 감소시킴), 또는 출력 노드로 더 적은 전하(가령, 더 적은 전류)를 전달하기 위해 동작 주파수를 감소시킬 수 있다. 일부 실시예에서, DCM에서 SI 컨버터에 의해 출력으로 제공된 전하의 양은 (1) 전하 패킷 내의 전하의 양 및 (2) 컨버터의 동작 주파수(즉, 전하 패킷이 제공되는 주파수)에 의존할 수 있다. 일부 실시예에서, DCM에서 SI 컨버터에 의해 출력으로 제공된 전하의 양은 (1) 전하 패킷 내의 전하의 양과 (2) 컨버터의 동작 주파수(즉, 전하 패킷이 출력으로 제공되는 주파수)의 곱이다.
하이브리드 조정기 내의 모든 SI 컨버터가 DCM에서 동작할 때, 하이브리드 조정기의 피드백 시스템은 하이브리드 조정기 내의 컨버터단의 동작 주파수를 제어하여, 각각의 컨버터단에 의해 제공되는 전류의 양을 균형 맞출 수 있다. 상기에서 논의된 바와 같이, DCM에서 SI 컨버터 또는 SC 컨버터에 의해 출력으로 제공된 전하의 양은 (1) 전하 패킷 내의 전하의 양 및 (2) 컨버터의 동작 주파수(즉, 전하 패킷이 출력으로 제공되는 주파수)에 의존할 수 있다. 따라서, 각각의 컨버터단의 전하 패킷내의 전하의 양이 미리 알려진다면, 피드백 시스템은 컨버터의 동작 주파수를 제어하여 각각의 컨버터단에 의해 제공된 전류의 양을 균형 맞출 수 있다.
예를 들어, 전하 패킷 내의 전하의 양이 컨버터단에 걸쳐 동일하다면, 피드백 시스템은 모든 컨버터단에 동일한 동작 주파수를 제공하여 컨버터단에 걸친 전류를 균형 맞출 수 있다. 또 다른 예로서, 네 개의 조정기가 있는 하이브리드 조정기를 고려하면, 각각의 조정기 내의 전하 패킷 당 전하의 양은 각각 1, 2, 3 및 4이다. 네 개의 컨버터단에 걸친 전하를 균형 맞추기 위해, 피드백 시스템은 네 개의 컨버터단의 동작 주파수를 결정하여서, 동작 주파수와 패킷당 전하의 곱이 네 개의 컨버터단에 걸쳐 동일하도록 한다. 따라서, 피드백 시스템은 네 개의 컨버터단 내의 동작 주파수가 12f, 6f, 4f 및 3f이어야 하고, 여기서 f는 스케일 팩터이다.
일부 실시예에서, 피드백 시스템은 컨버터단의 동작 주파수를 변경하여 하이브리드 조정기에 의해 출력 부하로 제공되는 전류의 양을 변경할 수 있다. 출력 부하가 현재 제공되는 전류의 양보다 더 많이 요구하면, 피드백 시스템은 컨버터의 동작 주파수를 간단히 증가시킬 수 있고, 출력 부하가 현재 제공되는 전류의 양보다 더 적게 요구하면, 피드백 시스템은 컨버터의 동작 주파수를 간단히 감소시킬 수 있다. 다시 상기 예시를 참조하면, 피드백 시스템은 하나의 스케일 팩터(f)의 값을 제어함에 의해 네 개의 컨버터단의 동작 주파수를 제어할 수 있다. 예를 들어, 출력 부하가 더 많은 전류를 요구하면, 피드백 시스템은 "f"를 증가시킬 수 있고, 출력 부하가 더 적은 전류를 요구하면, 피드백 시스템은 "f"를 감소시킬 수 있다. 피드백 시스템은 오직 하나의 스케일 팩터(f)을 변경함에 의해 출력 전류의 양을 제어할 수 있어서, 피드백 시스템은 매우 간단할 수 있다.
도 5a는 일부 실시예에 따른 SC 조정기의 전하 이송 동작을 나타낸다. 일부 실시예에서, SC 조정기의 동작은 DCM을 모방한다. 예를 들어, 스위칭 주파수가 SC 조정기의 시상수에 비해 충분히 낮을 때, SC 조정기에 의해 제공되는 출력 전류는 스위칭 사이클의 종점(가령, 다음 스위칭 사이클의 시점)까지 영에 가까울 수 있다. 도 5a에서 나타난 바와 같이, SC 조정기는, 스위칭 주기(TSWITCH, 512)의 제1 부분 동안에, 영이 아닌 양의 전하(502)를 전달할 수 있고, 스위칭 주기(TSWITCH, 512)의 제2 부분 동안에, 영에 가까운 양의 전하를 전달할 수 있다. 이러한 전하 이송 동작은 또 다른 전하 패킷(504)에 의해 나타난 바와 같이, 매 스위칭 주기(TSWITCH, 512)에 반복될 수 있다. 따라서, SC 조정기에 의해 제공되는 전하의 양은 스위칭 주기(즉, 동작 주파수)를 제어함에 의해 제어될 수 있다.
도 5b-5c는 일부 실시예에 따른 SI 조정기의 전하 이송 동작을 나타낸다. SI 조정기는, DCM과 연속 전도 모드(CCM), 두 가지 모드 중 하나에서 동작할 수 있다. 도 5b는 DCM에서 SI 조정기의 전하 이송 동작을 나타내고, 도 5c는 CCM에서 SI 조정기의 전하 이송 동작을 나타낸다. DCM(도 5b)에서, SI 조정기는 사전결정된 주기(TSWITCH, 512)의 제1 부분 동안에 인덕터를 통해 영이 아닌 양의 전하(510)를 전달할 수 있고, 사전결정된 주기(TSWITCH, 512)의 제2 부분 동안에 인덕터를 통해 영인 양의 전하를 전달할 수 있다. 이러한 전하 이송 동작은 또 다른 전하 패킷(508)에 의해 나타난 바와 같이, 매 사전결정된 주기(TSWITCH, 512)에 반복될 수 있다. 다른 한 편으로, CCM(도 5c)에서, SI 조정기는 사전결정된 주기(TSWITCH, 512) 전체에 걸쳐 인덕터를 통해 영이 아닌 양의 전하를 전달할 수 있고, 인덕터를 통한 전류는 0A에 있지 않는다.
일부 실시예에서, SI 조정기는 DCM 모드에서, 피드백 시스템을 동작시켜서 SI 조정기의 동작 주파수를 제어함에 의해 간단히 SI 조정기의 출력 전하의 양을 제어할 수 있다. 도 5b-5c에서 전달된 전하의 양은
Figure pct00002
으로 계산될 수 있는데, 여기서, I는 조정기에 의해 제공되는 출력 전류의 양이다. DCM에서 동작하는 SI 조정기에 있어서, 전하는 이산 패킷(508, 510) 내에 전달되고, 사전결정된 수(가령, 하나의 패킷)의 패킷은 매 스위칭 주기(TSWITCH, 512)에 전달된다. 따라서, 피드백 시스템은 SI 조정기의 스위칭 주기(TSWITCH, 512)를 변경함에 의해, SI 조정기의 출력으로 전달되는 전하의 양을 제어할 수 있다.
그에 반해, CCM에서 동작하는 SI 조정기에 있어서, 전하는 연속으로 전달된다. 이 경우에, 스위칭 주기(TSWITCH, 512)의 변경은 출력으로 전달되는 전하의 양을 변경하지 않는다. 예를 들어, 도 5d에 도시된 바와 같이, CCM에서 동작하는 SI 조정기의 동작 주파수가 두 배일 때 조차도, SI 조정기에 의해 출력으로 전달되는 전하의 양은 동일하게 유지된다. 그 결과, CCM에서 동작하는 SI 조정기에 있어서, 피드백 제어는 스위칭 주파수를 변경하여, 출력으로 전달되는 전하의 양을 제어할 수 없다. 따라서, 일부 실시예에서, 피드백 시스템이 SI 조정기의 동작 주파수를 제어함에 의해 간단히 출력 전류를 제어할 수 있기 위해, SI 조정기는 DCM에서 동작할 수 있다.
SI 조정기가 DCM에서 동작할 때, 이는 출력 전류의 상승 시간과 하강 시간을 조절함에 의해 전하 패킷(510)의 형상을 제어할 수 있다. 이러한 시간은
Figure pct00003
에 의해 결정되는데, 여기서, L은 인덕터의 인덕턴스 값이고, IL은 인덕터 전류이며, VL은 인덕터에 걸쳐 인가되는 전압이다. 인덕터에 걸쳐서, 인가되는 일정한 양전압이 있을 때(가령, 벅 컨버터에서, 스위치에 결합된 인덕터 노드의 전압은 출력에 결합된 인덕터 노드의 전압 보다 더 높음), 인덕터 전류는 선형적으로 증가하는데, 이는 삼각형 전하 패킷(510)의 상승 기울기가 된다. 인덕터에 걸쳐서, 인가되는 일정한 음전압이 있을 때(가령, 벅 컨버터에서, 스위치에 결합된 인덕터 노드의 전압은 출력에 결합된 인덕터 노드의 전압 보다 더 낮음), 인덕터 전류는 선형적으로 감소하는데, 이는 삼각형 전하 패킷(510)의 하강 기울기가 된다. 전하 패킷(510)의 형상과 패킷 당 전하의 양은 인덕터에 걸쳐 인가되는 전압 및 인덕터에 걸쳐 양전압과 음전압을 인가하는 시간 주기를 조절함에 의해 결정될 수 있다.
도 6a는 일부 실시예에 따른 하이브리드 조정 시스템을 나타낸다. 하이브리드 조정 시스템은 제1 단의 SI 조정기(408) 및 제2 단의 SC 조정기(410)를 가진 하이브리드 조정기(400)와 피드백 시스템(637)을 포함한다. 일부 실시예에서, 하나 이상의 SI 조정기(408) 및 SC 조정기(410)는 단-상 조정기일 수 있다. 다른 실시예에서, 하나 이상의 SI 조정기(408) 및 SC 조정기(410)는 복수의 조정셀을 가진 다-상 조정기일 수 있는데, 여기서, 각각의 조정셀은 독립적으로 입력 전압을 출력 전압으로 전환할 수 있는 회로 소자를 포함한다. 다-상 조정기 내의 조정셀의 수는 다-상 조정기에 의해 제공되는 상의 수와 등가일 수 있다. NPH _SI 및 NPH _SC는 SI 조정기 및 SC 조정기의 상의 수를 각각 나타내는데, 여기서, NPH _SI 및 NPH _SC는 1 내지 100의 범위의 일반적인 값으로서, 1 이상의 임의의 수일 수 있다. 조정셀은 서로 위상차가 있는 클록 신호에 의해 독립적으로 동작될 수 있다. 예를 들어, 다-상 조정셀의 제1 조정기는 제1 클록 신호를 수신할 수 있고, 다-상 조정셀의 제2 조정셀은 제2 클록 신호를 수신할 수 있는데, 여기서 제1 클록 신호와 제2 클록 신호는 동일한 주파수를 가지면서, 가령, 180도 위상차를 가질 수 있다.
피드백 시스템(637)은 하나 이상의 피드백 제어기(620), 주파수 변환기(639)를 포함할 수 있는데, 이러한 경우에 하이브리드 조정기 내의 조정기는 다-상, 다-상 신호 생성기(632, 634)이다. 주파수 변환기(639)는 제1 주파수를 가진 제1 주기 신호를 수신하고 제2 주파수를 가진 제2 주기 신호를 생성하는 주파수 분할기를 포함할 수 있다. 주파수 분할기는 재생 주파수 분할기, 인젝션-락 주파수 분할기, 디지털 분배기 또는 시그마-델타 분수-N 합성기를 포함할 수 있다. 주파수 변환기(639)는 입력 주기 신호를 수신하고 출력 주기 신호를 제공하도록 구성될 수 있다. 출력 주기 신호의 주파수는 입력 주기 신호의 주파수의 분수 배수일 수 있다. 예를 들어, 출력 주기 신호의 주파수는 입력 주기 신호의 주파수의 ½일 수 있고, 출력 주기 신호의 주파수는 입력 주기 신호의 주파수의 3/5일 수 있고, 출력 주기 신호의 주파수는 입력 주기 신호의 주파수의 7/5일 수 있고, 출력 주기 신호의 주파수는 입력 주기 신호의 주파수와 동일할 수 있고, 또는 출력 주기 신호의 주파수는 입력 주기 신호의 주파수의 두 배일 수 있다.
도 6b는 일부 실시예에 따른 도 6a의 하이브리드 조정 시스템의 동작을 나타내는 순서도를 나타낸다. 단계(640)에서, 비교기(636)는 VOUT(604)이 VREF(618) 보다 크거나 작은지를 결정할 수 있는데, 이는 하이브리드 조정기의 목표 출력 전압(VTARGET)이다. 단계(642/644)에서, 단계(640)에서의 비교 결과에 기초하여, 피드백 제어 블록(620)은 VCTRL(628)의 주파수를 조절할 수 있는데, 여기서, VCTRL(628)은 SI 조정기(408)와 SC 조정기(410)의 동작 주파수를 결정하는 클록 신호이다. VOUT(604)이 VREF(618)보다 크면, 피드백 제어 블록(620)은 VCTRL(628)의 주파수를 감소시킨다. VOUT(604)이 VREF(618)보다 작으면, 피드백 제어 블록(620)은 VCTRL(628)의 주파수를 증가시킨다. 피드백 제어 블록(620)은 선형 제어 스킴, 비-선형 제어 스킴, 낮은-한계 제어 스킴, 비례-적부-미분(PID) 제어 스킴 또는 하이브리드 조정기를 제어하기 위한 다른 적절한 제어 스킴을 실행할 수 있다. 피드백 제어 블록(620)은 전압 제어형 오실레이터와 같은 오실레이터를 포함할 수 있는데, 이는 VOUT(604)와 VREF(618)의 차이에 기초하여 주기 신호를 생성하도록 구성된다.
단계 (652)에서, 주파수 분할기(639)는 VCTRL(628)를 수신하고, VCTRL _ DIV(622)를 생성할 수 있는데, 이는 VCTRL(628)와 상이한 주파수를 가진 VCTRL(628)의 주파수 분할된 버전이다. 일부 실시예에서, SC 조정기(410) 및 SI 조정기(408)는 동일한 주파수에서 동작할 수 있는데(즉, SI 조정기의 전하 패킷 내의 전하의 양은 SC 조정기의 전하 패킷 내의 전하의 양과 동일함), 주파수 분할기(639)는 피드백 시스템(637)에서 제거될 수 있고, 이 경우에 VCTRL_DIV(622)는 VCTRL(628)와 동일하다.
단계(646)에서, 클록 신호 VCTRL(628) 및 VCTRL _ DIV(622)에 기초하여, 다-상 생성기들(632, 634)은 SI 조정기(408) 및 SC 조정기(410)의 다상을 각각 구동하는 인터리브된 신호(CLKSI[NPH _SI-1:0], 626 및 CLKSC[NPH _SC-1:0], 624)를 생성할 수 있다. SC 조정기(410) 및 SI 조정기(408)는 단-상 조정기인 일부 실시예에서, 다-상 생성 블록(632, 634)은 제거될 수 있고, 방법 단계(646 및 648)는 스킵될 수 있다.
단계(648)에서, CLKSI[NPH_SI-1:0](626)에 기초하여, SI 조정기(408)는 제2 단 SC 조정기(410)의 입력인 노드(VIN_ N:M, 602)를 통해 제2 단 SC 조정기로 전하 패킷을 전달할 수 있다. 단계(650)에서, 제2 단 SC 조정기(410)는 SI 조정기(408)로부터 전하를 수신하고, CLKSC[NPH_SC-1:0](624)에 기초하여 SC 조정기(410) 내의 커패시터를 스위칭하여 전류를 출력(VOUT, 604)으로 전달할 수 있고, 이는 제1 단계(640)로 되돌아가기 위해 비교기(636)로 전송된다. SI 조정기(408)와 SC 조정기(410)의 패킷당 전하와 스위칭 주파수가 동일하면, 두 개의 조정기(410, 408)에 의해 전달되는 전하는 균형 맞춰질 수 있고, VIN_N:M(602)는 사전결정된 값으로 유지될 수 있다.
이들 단계 이후에, 피드백은 출력 전압(VOUT, 604)을 기준 전압(VREF, 618)의 공차 범위 내로 조정할 수 있다. 하이브리드 조정기의 공차 범위는 사전결정될 수 있다. 하이브리드 조정기의 공차 범위는 정상 상태에서 목표 전압의 ±0.1-5% 일 수 있고, 부하 전류가 변동할 때, 부하 천이 이벤트 동안의 ±5-20% 일 수 있다. 부하 전류(616)에서의 서지 때문에, 출력 전압(VOUT, 604)이 기준 전압(VREF, 618) 아래로 떨어진다면, 피드백 시스템은 SI 조정기(408) 및 SC 조정기(410)의 동작 주파수를 증가시켜서, 출력(VOUT, 604)으로 제공되는 전류의 양을 증가시켜서 VOUT(604)를 증가시킨다. 상기에서 논의되는 바와 같이, 컨버터단의 동작 주파수의 증가는 전달된 전류를 증가시키는데, 왜냐하면 고정된 양의 전하를 가진 전하 패킷이 더 자주 출력으로 전달되기 때문이다. 다른 한 편으로는, 부하 전류(616)의 강하 때문에, 출력 전압(VOUT, 604)이 기준 전압(VREF, 618) 위로 급등하면, 피드백 시스템은 SI 조정기(408) 및 SC 조정기(410)의 동작 주파수를 감소시켜서, 출력(VOUT, 604)으로 제공되는 전류를 감소시킨다.
도 6c는 일부 실시예에 따라 피드백 시스템이 출력 전압을 어떻게 조정하는지를 나타내는 신호도를 도시한다. 이러한 특정한 설명 대해서, SI 조정기(408, NPH_SI)의 상의 수는 2이고, SC 조정기(410, NPH _SC)의 상의 수는 4이고, SI 조정기(408)와 SC 조정기(410)의 동작 주파수의 비율(NFREQ:MFREQ)은 1:1이다. NFREQ:MFREQ이 1:1 이기 때문에, 도 6c는 피드백 시스템이 주파수 분배 블록(639)을 포함하지 않는 시나리오를 나타낸다.
이전 단락에서 제공된 바와 같이, VCTRL(628)는 피드백 제어 블록(620)에 의해 설정된 주파수를 가진 클록 신호이다. 다-상 생성 블록들(632, 634)은 VCTRL(628)에 기초하여, 각각 180도와 90도 인터리브된 클록 신호(CLKSI[NPH _SI-1:0], 626 및 CLKSC[NPH_SC-1:0], 624)를 생성한다.
시간(t1, 630)에서, VCTRL(628)은 제1 상승 에지를 가지는데, 이는 CLKSI[0](626) 및 CLKSC[0](624)를 트리거한다. SI 조정기(408)와 SC 조정기(410)의 상을 각각 제어하는 신호들이다. CLKSI[0](62)가 트리거 될 때, SI 조정기(408)의 제1 상이 스위치되어서 전하의 패킷을 전달하여, IL[0](610) 상에 삼각파를 생성한다.
시간(t2, 632)에서, VCTRL(628)은 제2 상승 에지를 가지는데, 이는 SI 조정기(408)와 SC 조정기(410)의 제2 상을 각각 제어하는 신호(CLKSI[1], 626 및 CLKSC[1], 624)이다. CLKSI[1](626)는 CLKSI[0](626)로부터 180도 위상차가 있고, CLKSC[1](624)는 CLKSC[0](624)로부터 90도 위상차가 있다. CLKSI[1](626)에 의해 제어되어서, SI 조정기(408)의 제2 상은 전하의 패킷을 전달하도록 스위칭되어서 IL[1] (610)상에 삼각파를 생성한다.
시간(t3, 634)에서, VCTRL(628)은 제3 상승 에지를 가지는데, 이는 SI 조정기(408)의 제1 상과 SC 조정기(410)의 제3 상을 각각 제어하는 신호(CLKSI[0], 626 및 CLKSC[2], 624)이다. SI 조정기(408)가 오직 2 상만 가지기 때문에, 이제 제1 상으로 되돌아가고 IL[0](610)를 통해 전하 패킷을 전달한다는 것에 유의한다.
시간(t4, 636)에서, VCTRL(628)은 제4 상승 에지를 가지는데, 이는 SI 조정기(408)의 제2 상과 SC 조정기(410)의 제4 상을 각각 제어하는 신호(CLKSI[1], 626 및 CLKSC[3], 624)이다. 시간(t5, 638)로부터, 피드백 시스템은 시간 인스턴스(t1 - t4)의 과정을 반복한다.
일부 실시예에서, 하이브리드 조정기의 제1 컨버터단은 SI 조정기를 포함하고, 하이브리드 조정기의 제2 컨버터단은 SC 조정기를 포함할 수 있다. 다른 실시예에서, 하이브리드 조정기의 제1 컨버터단은 SC 조정기를 포함하고, 하이브리드 조정기의 제2 컨버터단은 SI 조정기를 포함할 수 있다.
일부 실시예에서, 출력 전압을 조정하기 위해 모든 컨버터단에 걸쳐 전달된 전하를 균형 맞추는 피드백 시스템에 추가하여, 하이브리드 조정기는 SC 조정기(410)가 높은 효율을 달성할 수 있는 컨피규레이션에서 SC 조정기(410)를 동작시키도록 구성되는 또 다른 피드백 시스템을 포함할 수 있다.
이상적인 경우에, SC 조정기(410)는 입력 전압 VIN_ N:M(602)를 출력 전압 VOUT(604)로 스텝 다운시킬 수 있는데, 여기서, 출력 전압 VOUT(604)의 값은
Figure pct00004
이다. 그러나 실제로는, 출력 전압 VOUT(604)은
Figure pct00005
(즉, SC 조정기(410)의 최대 출력 전압은
Figure pct00006
으로 제한됨)으로 제한될 수 있는데, 여기서 VSC _DROP은 다양한 비-이상적 효과, 가령, 스위치의 기생 레지스턴스에 의해 야기되는 기생 전압 강하이다. 종종, VSC _DROP은 출력 전압 VOUT(604)에 비해 실질적으로 작을 수 있다(가령, 90nm 공정에서 0 - 200mV).
SC 조정기(410)의 제어 시스템은 SC 조정기(410)의 출력 전압이 정확히
Figure pct00007
일 수 없다는 것을 예상할 수 있다. 따라서, 그 대신에, SC 조정기(410)의 제어 시스템은 SC 조정기의 목표 출력 전압(604)을 VTARGET =
Figure pct00008
- V T_DROP 으로 설정할 수 있는데, 여기서, V T_DROP 은 목표 전압 강하이다.
V T_DROP 이 0V에 가까운 값으로 설정됨에 따라, 이는 SC 조정기가 점차적으로 목표 출력 전압(VTARGET)에 매칭하기 어렵게되는데, 왜냐하면, 실제 전압 강하(V SC_DROP )는 목표 전압 강하(V T_DROP )보다 더 클 수 있기 때문이데, 이러한 경우에, SC 조정기의 최대 출력 전압(즉,
Figure pct00009
)은 목표 출력 전압(VTARGET =
Figure pct00010
- V T_DROP )보다 더 작을 수 있다.
예를 들어, SC 조정기가 2:1 조정기이고, 입력 전압(VINN:M)이 2V인 경우를 생각해 보자. 이상적으로는, 출력 전압(VOUT)은 1V일 수 있고, 기생 전압 강하(VSC _DROP)는 0V 일 수 있다. 그러나, 스위치의 기생 레지스턴스가 0.1Ω이고 부하 전류가 1A라면, 기생 레지스턴스로부터의 기생 전압 강하는 0.1V이다. 따라서, SC 조정기의 최대 출력 전압은 0.9V이다. 이러한 경우에, 목표 전압 강하(VT_DROP)가 0.1V 이상이 아니라면, SC 조정기는 목표 전압(VTARGET)을 매칭할 수 없다. 이러한 문제는 기생 레지스턴스가 증가하거나 부하 전류가 증가하면서 더욱 두드러진다. 그 결과, 목표 전압 강하(VT_DROP)가 큰 값으로 설정될 때, 기생 값과 부하 전류의 넓은 범위에 걸친 출력 전압의 적절한 조정을 보장하기 용이해진다. 다른 한 편으로, SC 조정기의 효율은 목표 전압 강하(VT_DROP)가 증가함에 따라, 출력(VOUT, 604)이
Figure pct00011
에서 벗어남에 따라 퇴화된다. 따라서, 조정의 용이성과 전환 효율성 사이에는 트레이드-오프가 있다. 따라서, 출력을 적절히 조정하기 위해 충분히 크면서, 효율성 퇴화를 줄이기에 충분히 작도록, 목표 전압 강하(VT_DROP)를 설정하는 것이 바람직하다. 하이브리드 조정기의 제2 피드백 시스템은, 출력을 적절히 조정하기 위해 충분히 크면서, 효율성 퇴화를 줄이기에 충분히 작도록, 목표 전압 강하(VT_DROP)을 설정하도록 구성될 수 있다.
도 7a는 일부 실시예에 따른 제2 피드백 시스템을 가진 하이브리드 조정기를 나타낸다. 도 6a와 비교하여, 하이브리드 조정 시스템은, 하이브리드 조정기(400)와 제1 피드백 시스템(637)에 추가하여, 조정기(768) 효율성을 증가시키기 위해 SI 조정기(408)의 파라미터를 조절하는 제2 피드백 시스템(768)을 포함한다.
제2 피드백 시스템(768)의 목표는, 기생 전압 강하(VSC _DROP, 746)를 전형적으로 0 내지 0.2V인 목표 전압 강하(VT_DROP, 744)의 공차 범위 내에 유지하여, SC 조정기 효율을 증가시키는 것이다. SC 조정기의 전환 비율(즉, N 및 M)이 알려지고, VOUT(604)이 제1 피드백 시스템에 의해 조정되기 때문에, 제2 피드백 시스템(768)은 VIN_N:M(602)을 조절함에 의해 SC 조정기(410)의 VSC _DROP(746)을 제어할 수 있다.
VIN_ N:M(602)을 조절하기 위하여, 제2 피드백 시스템(768)은 SC 조정기(410)의 입력으로 제공되는 전류의 양을 제어할 수 있다. 제2 피드백 시스템(768)은 SI 조정기(408)의 파라미터를 조절함에 의해 SC 조정기(410)의 입력으로 제공되는 전류의 양을 제어할 수 있다.
도 7b는 일부 실시예에 따른 제2 피드백 시스템(768)에 의해 조절되는 SI 조정기(408)의 파라미터를 나타낸다. SI 조정기(408)의 조절된 파라미터는 SI 조정기(408)의 동작 주파수를 제어하는 스위칭 주기(TSI, 752)(또는
Figure pct00012
인 FreqSI(756)), SI 조정기가 전류를 SC 조정기로 제공하는 TSI(752)의 부분을 나타내는 활성 주기(TACTIVE, 748), 및 SI 조정기가 SC 조정기로 제공되는 전류를 증가시키는 활성 주기(TACTIVE, 748)의 부분을 정의하는 듀티 사이클(D, 754)을 포함할 수 있다. VIN_ N:M(602)을 증가시키기 위하여, 제2 피드백 시스템(768)은 TACTIVE(748), 듀티 사이클(D, 754) 및/또는 FreqSI(756)를 증가시킴에 의해, SI 조정기(408)가 더 많은 전하를 VIN_ N:M(602)으로 전달하도록 할 수 있다. VIN_ N:M(602)을 감소시키기 위하여, 제2 피드백 시스템(768)은 TACTIVE(748), 듀티 사이클(D, 754) 및/또는 FreqSI(756)를 감소시킴에 의해, SI 조정기(408)가 더 적은 전하를 VIN_ N:M(602)으로 전달하도록 할 수 있다.
일부 실시예에서, 제2 피드백 시스템(768)은 영전류 센스 블록(772)을 사용하여 듀티 사이클(D, 754)를 제어할 수 있다. 영전류 센스 블록(772)은 SI 조정기(IL, 710)의 인덕터 전류가 0A에 도달하는 시간 인스턴스를 센싱하도록 구성될 수 있고, 그 시간 인스턴스에서, 영전류 센스 블록(772)은, 인덕터로 전류를 제공하는 하나 이상의 노드로부터 인덕터를 분리시킴에 의해, 인덕터 전류가 인덕터를 통해 흐르는 것을 방지하도록 더욱 구성될 수 있다. 일부 실시예에서, 영전류 센스 블록(772)은 (1) 인덕터와 직렬인 레지스터 및 (2) 레지스터에 걸친 인덕터 전류에 의해 유도된 전압을 검출하는 전압 비교기를 포함할 수 있다. 이러한 실시예에서, 레지스터는 인덕터의 내부 레지스티브 소자(가령, 등가 직렬 레지스턴스(ESR))일 수 있다. 다른 실시예에서, 레지스터는 레지스터에 걸쳐 전력 소실을 줄이기 위하여, 낮은 레지스턴스를 가질 수 있다. 당업자가 용이하게 사용가능한 영전류 센스 블록(772)의 다른 타입도 고려된다.
도 7c는 하이브리드 조정기 및 제2 피드백 시스템의 순서도를 나타낸다. 순서도는 제2 피드백 제어 시스템(768)이 VSC _DROP(746)을 어떻게 제어하여 하이브리드 조정기의 효율을 증가시키는지를 기술한다.
단계(772)에서, 제2 피드백 시스템(768) 내의 비교기(764)는 VSC _DROP(746)이 VT_DROP(744)보다 큰지 작은지를 결정하는데, 이는 하이브리드 조정기에 의해 사전결정된 VSC _DROP(746)의 목표값이다. 이후에, 비교의 결과에 기초하여, SC 강하 제어 블록(742)은 TACTIVE(748), 듀티 사이클(D, 754) 및/또는 FreqSI(756)를 조절한다. 예를 들어, VSC _DROP(746)이 VT_DROP(744)보다 크면, 단계 774에서, SC 강하 제어 블록(742)은 세 개의 파라미터인 TACTIVE(748), 듀티 사이클(D, 754) 및 FreqSI(756) 중 하나 이상을 증가시킨다. 다른 한 편으로, VSC _DROP(746)이 VT_DROP(744)보다 작으면, 단계 776에서, SC 강하 제어 블록(742)은 세 개의 파라미터인 TACTIVE(748), 듀티 사이클(D, 754) 및 FreqSI(756) 중 하나 이상을 감소시킨다. SC 강하 제어 블록(742)은 유한-상태-기계(FSM)으로 실행될 수 있다.
단계(778)에서, 클록 신호(VCTRL, 628 및 VCTRL _ DIV, 622)에 기초하여, 다-상 생성기(632)는 SI 조정기(408)의 다상을 구동하는 인터리브된 신호(CLKSI[NPH _SI-1:0], 626)를 생성할 수 있다.
이후에, 단계(648)에서, 상기에서 논의된 바와 같이, SI 조정기(408)는 CLKSI[NPH_SI-1:0](626)에 기초하여 전하 패킷을 VIN_ N:M(602)으로 전달한다. 단계(650)에서, 상기에서 논의된 바와 같이, SC 조정기(410)는 SI 조정기(408)로부터 전하를 수신하여, CLKSC[NPH_SC-1:0](624)에 기초하여 스위치하여 전하를 출력(VOUT, 604)으로 전달한다.
단계(780)에서, VOUT(604), VIN_ N:M(602) 및 등식
Figure pct00013
에 기초하여, SC 강하 측정 블록(770)은 VSC _DROP(746)을 계산하고, 이를 비교기(764)에 제공하여서, 비교기는 단계(772)로부터 다시 과정을 반복할 수 있다.
도 4-7이 두 개의 단의 하이브리드 조정기를 위한 피드백 시스템을 나타내지만, 개시된 피드백 시스템은 도 2에서 일반적으로 나타난 바와 같이, 하이브리드 조정기의 임의의 유형에 적용될 수 있다.
일부 실시예에서, 하이브리드 조정기는 하나 이상의 컨버터단에 결합된 바이패스 스위치를 포함하여, 특정 컨버터는 동적으로 바이패스되어서 하이브리드 조정기의 효율을 증가시킬 수 있다. 도 8은 일부 실시예에 따른 바이패스 스위치를 가진 하이브리드 조정기를 나타낸다. 도 8은 복수의 전압 컨버터단(806, 808, ..., 810) 및 바이패스 스위치(812, 814, ..., 816)를 포함한다.
VIN(802)이 12V, 컨버터 1(806)이 6:1 SC 조정기 및 목표 출력(VOUT, 804)이 1.9V라고 가정한다.
Figure pct00014
을 상기하고, 여기서, VIN_ N:M은 입력이고, VOUT은 SC 조정기의 출력이다. 컨버터 1(818)의 출력은 12V를 6으로 나눈, 2V에 매우 근접한 값일 수 있다. VSC _DROP이 SC 조정기의 높은 효율(즉, 95% 까지)을 유지하기 위해 허용되는 0.1V로 가정하면, 나머지 컨버터(즉, 컨버터 2(808) 및 컨버터 N(810))는 컨버터 1(818)의 출력을 출력(VOUT, 804)에 직접 연결하기 위해 바이패스될 수 있다. 이러한 경우에, 스위치(812)는 "오프" 또는 분리되고, 나머지 스위치(814, 816)는 "온" 또는 바이패스 컨버터 2 및 컨버터 N에 연결된다.
또 다른 예시에서, 목표 출력 전압(VOUT, 804)은 0.75V 및 입력 전압(VIN, 802)이 12V 및 컨버터 2(808)이 2:1 SC 조정기라고 가정한다. 목표 출력(VOUT, 804)을 전달하기 위한 하나의 방법은, 이전의 경우에서, 동일한 6:1 SC 조정기(컨버터 1(818))를 사용하는 것이다. 이러한 경우, VOUT(804)이 1.9V 대신에 0.75V이기 때문에, VSC _DROP은 1.25V가 된다. VSC _DROP이 크기 때문에, 하이브리드 조정기의 전환 효율은 현저히 퇴화된다(즉, 효율성은 0.75/2.0인, 37.5%로 제한됨). 더 좋은 방법은 꼭 컨버터 1 대신에, 직렬로 두 개의 컨버터(가령, 컨버터 1 및 컨버터 2)를 사용하는 것이다. 컨버터 2(808)가 2:1 SC 조정기, 컨버터 1(818)의 출력은 1.9V, 및 컨버터 2(808)의 출력은
Figure pct00015
- 0.1 = 0.75V일 수 있기 때문에, 컨버터 1(808) 및 컨버터 2(818)의 VSC _DROP은 0.1V으로 가정한다. 이와 같이, VSC _DROP은 컨버터 1 및 컨버터 2 모두에 대해 작은 값으로 제한되고, 두 컨버터를 위한 전환 효율은 높을 수 있다(즉, 이러한 예시에서 83.8%까지임). 이러한 컨피규레이션을 활성화시키기 위해, 스위치(812 및 814)는 "오프" 및 나머지 스위치(816)는 "온"이되어서, 컨버터 1 및 2를 제외한 나머지 컨버터를 바이패스한다.
일부 실시예에서, 각각의 컨버터단은 복수의 입력과 출력을 가진 변경가능한 컨버터(822)(가령, 값들에 걸쳐 2:1, 3:1, 4:1, 5:1와 같이 SC 컨버터의 스텝-다운 비율을 변경할 수 있는 SC 컨버터) 및 복수의 신호로부터 입력과 출력을 선택할 수 있는 하나 이상의 스위치 매트릭스(820, 824)를 포함할 수 있다. 예를 들어, 변경가능한 컨버터(822)는 입력 전압으로서 4V 및 6V를 수신하고, 출력 전압으로 1V 및 2V를 제공할 수 있다. 변경가능한 컨버터(822)는 원하는 입력 값과 출력 값에 의존하여, 4:1, 6:1, 2:1, 3:1의 전환 비율에 걸쳐 변경될 수 있다.
일부 실시예에서, 바이패스 스위치(812, 814, 816)의 제어는 제어기(818)에 의해 수행될 수 있다. 예를 들어, 제어기(818)는 바이패스 스위치(812, 814, 816)의 상태, 가령, 하나 이상의 바이패스 스위치가 "온" 또는 "오프"인지를 결정할 수 있다. 제어기(818)는, VIN(802), VOUT(804), 하이브리드 조정기 내의 모든 SC 조정기단의 전환 비율 및 하이브리드 조정기 내의 SC 컨버터단의 기생 SC 전압 강하 중 하나 이상에 기초하여, 바이패스 스위치(812, 814, 816)의 상태를 결정할 수 있다.
일부 실시예에서, 제어기(818)는 룩업 테이블을 사용하여, 바이패스 스위치(812, 814, 816)의 상태를 결정할 수 있다. 룩업 테이블은 다양한 VIN(802), VOUT(804) 값을 위해, 어느 스위치가 턴온되어야 하는지를 나열할 수 있다. 도 9는 일부 실시예에 따른 바이패스 스위치를 제어하기 위한 룩업 테이블을 나타낸다. 이러한 룩업 테이블(902)은 3개의 컨버터단을 가진 하이브리드 조정기를 제어하도록 구성되는데, 여기서, 컨버터 1은 2:1 SC 컨버터, 컨버터 2는 3:1 SC 컨버터 및 컨버터 3은 SI 컨버터이고, 0V 기생 SC 전압 강하이다. 일부 경우에, 제어기(818)는 제1 피드백 시스템(637)의 부분 또는 제2 피드백 시스템(768)의 부분일 수 있다.
일부 실시예에서, 바이패스 스위치(812, 814, 816)는 도 8에 나타난 바와 같이, 직렬로 배열될 수 있다. 일부 경우에, 직렬 배열에서의 각각의 바이패스 스위치는 단일 컨버터단의 입력 노드와 출력 노드를 결합하도록 구성될 수 있다. 다른 경우에, 직렬 배열에서의 각각의 바이패스 스위치는 제1 컨버터단의 입력 노드와 제2 컨버터단의 출력 노드를 결합하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 하나의 바이패스 스위치는 컨버터 1(806)의 입력 노드 및 컨버터 2(808)의 출력 노드를 결합하도록 구성될 수 있다. 일부 실시예에서, 바이패스 스위치는 하나의 컨버터단의 입력 노드 및 또 다른 컨버터단의 출력 노드를 집합적으로 결합하는 스위치 매트릭스로 배열될 수 있다. 일부 실시예에서, 바이패스 스위치는 하나의 컨버터단의 입력 노드 및 또 다른 컨버터단의 출력 노드를 집합적으로 결합하는 스위치의 트리로 배열될 수 있다.
개시된 장치 및 시스템은 연산 장치를 포함할 수 있다. 도 10은 일부 실시예에 따른 연산 장치의 블록도이다. 블록도는 연산 장치(1000)를 도시하는데, 이는 프로세서(1002), 메모리(1004), 하나 이상의 인터페이스(1006), 가속기(1008) 및 제1 단 컨버터(408) 및 제2 단 컨버터(410)를 포함하여 복수의 컨버터단, 제1 피드백 시스템(637) 및 제2 피드백 시스템(768)을 가진 하이브리드 조정 시스템(400)을 포함한다. 연산 장치(1000)는 추가 모듈, 더 적은 모듈 또는 임의의 적절한 동작 또는 동작의 조합을 수행하는 임의의 다른 적절한 모듈의 조합을 포함할 수 있다.
연산 장치(1000)는 인터페이스(1006)를 통해 다른 연산 장치(미도시)와 통신할 수 있다. 인터페이스(1006)는 하드웨어에서 실행되어서, 광학, 구리, 및 무선과 같은 다양한 매체로, 그리고 일부는 비-일시적일 수 있는 복수의 서로 다른 프로토콜로 신호를 송신 및 수신할 수 있다.
일부 실시예에서, 가속기(1008)는 응용 주문형 집적 회로(ASIC)를 사용하여 하드웨어에서 실행될 수 있다. 가속기(1008)는 시스템 온 칩(SOC)의 부분일 수 있다. 다른 실시예에서, 가속기(1008)는, 논리 회로, 프로그램가능한 논리 어레이(PLA), 디지털 신호 프로세서(DSP), 필드 프로그램가능한 게이트 어레이(FPGA) 또는 임의의 다른 집적 회로를 사용하여, 하드웨어 내에서 실행될 수 있다. 일부 경우에, 가속기(1008)는 다른 집적 회로와 동일한 패키지내에 패키지될 수 있다.
일부 실시예에서, 연산 장치(1000)는 사용자 장비를 포함할 수 있다. 사용자 장비는 하나 이상의 라디오 액세스 네트워크 및 유선 통신 네트워크와 통신 할 수 있다. 사용자 장비는 텔레포닉 통신 능력을 가진 셀룰러 폰일 수 있다. 또한, 사용자 장비는 워드 프로세싱, 웹 브라우징, 게임, 이-북 능력, 운영 시스템 및 전체 키보드와 같은 서비스를 제공하는 스마트폰일 수 있다. 또한, 사용자 장비는 네트워크 액세스 및 스마트폰에 의해 제공되는 대부분의 서비스를 제공하는 태블릿 컴퓨터일 수 있다. 사용자 장비는 Symbian OS, iPhone OS, RIM's Blackberry, Windows Mobile, Linux, HP WebOS 및 Android와 같은 운영 시스템을 사용하여 동작한다. 스크린은 모바일 장치로 데이터를 입력하는데 사용되는 터치 스크린일 수 있는데, 이 경우에, 스크린은 전체 키보드 대신에 사용될 수 있다. 또한, 사용자 장비는 글로벌 포지셔닝 좌표, 프로필 정보 또는 다른 로케이션 정보를 유지할 수 있다. 또한, 사용자 장비는 웨어러블 전자 장치일 수 있다.
또한, 연산 장치(1000)는 연산 및 통신을 할 수 있는 임의의 플랫폼을 포함할 수 있다. 비-제한적인 예시는 텔레비전(TV), 비디오 영사기, 셋-톱 박스 또는 셋-톱 유닛, 디지털 비디오 리코더(DVR), 컴퓨터, 넷북, 랩톱 및 연산 능력을 가진 임의의 다른 오디오/비주얼 장비를 포함한다. 연상 장치(1000)는 명령어를 처리하고, 메모리 내에 저장될 수 있는 소프트웨어를 실행하는 하나 이상의 프로세서로 구성될 수 있다. 또한, 프로세서는 메모리 및 인터페이스와 통신하여, 다른 장치와 통신한다. 프로세서는 CPU, 응용 프로세서 및 플래시 메모리를 결합하는 시스템-온-어-칩과 같은 임의의 응용 프로세서일 수 있다. 또한, 연산 장치(1000)는 키보드, 터치 스크린, 트랙볼, 터치 패드 및/또는 마우스와 같은 다양한 사용자 인터페이스를 제공할 수 있다. 또한, 연산 장치(1000)는 일부 실시예에서 스피커 및 디스플레이 장치를 포함할 수 있다. 또한, 연산 장치(1000)는 바이오-메디컬 전자 장치를 포함할 수 있다.
개시된 주제는 구성의 세부사항 및 이하의 설명에 제시되거나 도면에 도시된 구성의 배열로 제한되지 않는다는 것을 이해해야 한다. 개시된 주제는 다른 실시예를 다양한 방식으로 실행되고 수행될 수 있다. 또한, 본원에서 사용되는 어법과 용어는 설명의 목적이지 제한으로 간주되어서는 아니된다.
따라서, 기술 분야에서의 당업자는, 본 개시된 것에 기초한다면, 개시된 주제의 여러 목적을 수행하기 위한 다른 구성, 시스템 방법 및 매체를 기초로 용이하게 사용될 수 있다는 것을 인식할 것이다. 따라서, 청구항이 개시된 주제의 사상과 범위에서 벗어나지 않는 한, 청구항은 이러한 등가 구성을 포함하는 것으로 간주되어야 한다.
개시된 주제가 상기 예시적인 실시예로 기술되고 나타났지만, 본 개시물은 오직 예시이고, 개시된 주제의 실행예의 세부사항에서 많은 변경이, 이하의 청구항에서만 제한되는 개시된 주제의 사상과 범위에서 벗어나지 않으면서 이루어질 수 있다는 것을 이해해야 한다.
우리는 청구한다.

Claims (20)

  1. 전압 조정 시스템에 있어서, 상기 시스템은,
    입력 전압을 출력 전압으로 전환하는 하이브리드 조정기 - 하이브리드 조정기는, 적어도 스위치드-인덕터 조정기와 스위치드-커패시터 조정기를 포함하는 복수의 전압 조정기를 포함하고, 상기 스위치드-인덕터 조정기는 불연속 전도 모드에서 동작함 - 와, 및
    제1 피드백 시스템을 포함하되, 상기 제1 피드백 시스템은,
    스위치드-인덕터 조정기의 제1 동작 주파수 및 스위치드-커패시터 조정기의 제2 동작 주파수를 결정하기 위해, 출력 전압을 기준 전압과 비교하고,
    스위치드-인덕터 조정기가 제1 동작 주파수에서 동작하도록 하며, 및
    스위치드-커패시터 조정기가 제2 동작 주파수에서 동작하도록 하여서, 하이브리드 조정기가 기준 전압의 공차 범위 내에 있는 출력 전압을 제공하도록 하는 것을 특징으로 하는 전압 조정 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서, 제1 피드백 시스템은, 제1 동작 주파수를 가진 제1 주기 신호를 스위치드-인덕터 조정기에 제공함에 의해, 스위치드-인덕터 조정기가 제1 동작 주파수에서 동작하도록 하는 것을 특징으로 하는 전압 조정 시스템.
  3. 제 1 항에 있어서, 스위치드-인덕터 조정기는 복수의 조정셀을 가진 다-상 스위치드-인덕터 조정기를 포함하고, 제1 피드백 시스템은, 제1 동작 주파수를 가진 복수의 주기 신호들 - 상기 복수의 주기 신호들은 서로 위상차를 가짐 - 을 스위치드-인덕터 조정기에 제공함에 의해, 스위치드-인덕터 조정기가 제1 동작 주파수에서 동작하도록 하는 것을 특징으로 하는 전압 조정 시스템.
  4. 제 1 항에 있어서, 피드백 시스템은, 기준 전압과 출력 전압에 기초하여, 제2 동작 주파수를 가진 제1 주기 신호를 생성하도록 하는 피드백 제어기를 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 조정 시스템.
  5. 제 2 항 또는 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서, 피드백 시스템은 피드백 제어기에 의해 생성된 제1 주기 신호를 수신하고, 제1 동작 주파수를 가진 제2 주기 신호를 생성하는 주파수 분할기를 포함하고, 피드백 시스템은 제1 주기 신호를 스위치드-커패시터 조정기에 제공하고, 제2 주기 신호를 스위치드-인덕터 조정기에 제공하는 것을 특징으로 하는 전압 조정 시스템.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서, 스위치드-커패시터 조정기의 기생 전압 강하와 목표 전압 강하의 차이를 결정하고, 스위치드-인덕터 조정기가 상기 차이에 기초하여 스위치드-커패시터 조정기로 제공되는 전류를 조절하도록 하는 제2 피드백 시스템을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 조정 시스템.
  7. 제 6 항에 있어서, 제2 피드백 시스템은 스위치드-인덕터 조정기가, 스위칭 주기, 활성 주기 및 스위치드-인덕터 조정기의 듀티 사이클(D) 중 하나 이상을 조절함에 의해, 스위치드-커패시터 조정기에 제공되는 전류를 조절하도록 하는 것을 특징으로 하는 전압 조정 시스템.
  8. 제 1 항에 있어서, 제1 동작 주파수는 제2 동작 주파수의 분수인 것을 특징으로 하는 전압 조정 시스템.
  9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서, 복수의 바이패스 스위치를 더 포함하되, 바이패스 스위치 중 하나는 하이브리드 조정기의 제1 전압 조정기의 입력 노드 및 제2 전압 조정기의 출력 노드를 결합시키는 것을 특징으로 하는 전압 조정 시스템.
  10. 제 1 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서, 하이브리드 조정기의 입력 전압, 하이브리드 조정기의 출력 전압, 및 하이브리드 조정기 내의 스위치드-커패시터 조정기의 전환 비율 중 하나 이상에 기초하여, 바이패스 스위치의 상태를 결정하는 제어 블록을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 조정 시스템.
  11. 전자 시스템에 있어서, 상기 전자 시스템은,
    전력 도메인을 포함하는 부하 칩 - 상기 전력 도메인은 입력 전압 단자 및 접지 단자를 포함함 - 과, 및
    제 1 항 내지 제 10 항 중 하나의 전압 조정 시스템을 포함하되, 상기 전압 조정 시스템은 하이브리드 조정기의 출력 전압을 부하 칩의 입력 전압 단자에 제공하는 것을 특징으로 하는 전자 시스템.
  12. 입력 전압에 기초하여 출력 전압을 제공하는 방법에 있어서, 상기 방법은,
    입력 전압을 출력 전압으로 전환하는 하이브리드 조정기를 제공하는 단계 - 상기 하이브리드 조정기는 적어도 스위치드-인덕터 조정기 및 스위치드-커패시터 조정기를 포함하는 복수의 전압 조정기를 포함하고, 스위치드-인덕터 조정기는 불연속 전도 모드에서 동작함 - 와,
    제1 피드백 시스템에서, 스위치드-인덕터 조정기의 제1 동작 주파수 및 스위치드-커패시터 조정기의 제2 동작 주파수를 결정하기 위해, 출력 전압과 기준 전압을 비교하는 단계와,
    제1 피드백 시스템에 의해, 스위치드-인덕터 조정기가 제1 동작 주파수에서 동작하도록 하는 단계와, 및
    제1 피드백 시스템에 의해, 스위치드-커패시터 조정기가 제2 동작 주파수에서 동작하도록 하여, 하이브리드 조정기가 기준 전압의 공차 범위 내에 있는 출력 전압을 제공하도록 하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 입력 전압에 기초하여 출력 전압을 제공하는 방법.
  13. 제 12 항에 있어서, 스위치드-인덕터 조정기가 제1 동작 주파수에서 동작하도록 하는 단계는, 제1 동작 주파수를 가진 제1 주기 신호를 스위치드-인덕터 조정기에 제공하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 입력 전압에 기초하여 출력 전압을 제공하는 방법.
  14. 제 12 항에 있어서, 스위치드-인덕터 조정기는 복수의 조정셀을 가진 다-상 스위치드-인덕터 조정기를 포함하고, 스위치드-인덕터 조정기가 제1 동작 주파수에서 동작하도록 하는 단계는, 제1 동작 주파수를 가진 복수의 주기 신호들 - 상기 복수의 주기 신호들은 서로 위상차를 가짐 - 을 스위치드-인덕터 조정기에 제공하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 입력 전압에 기초하여 출력 전압을 제공하는 방법.
  15. 제 12 항에 있어서, 피드백 시스템 내의 피드백 제어기에서, 기준 전압과 출력 전압에 기초하여 제2 동작 주파수를 가진 제1 주기 신호를 생성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 입력 전압에 기초하여 출력 전압을 제공하는 방법.
  16. 제 13 항 또는 제 15 항 중 어느 한 항에 있어서,
    피드백 시스템 내의 주파수 분할기에서, 피드백 제어기에 의해 생성된 제1 주기 신호를 수신하는 단계와,
    주파수 분할기에 의해, 제1 동작 주파수를 가진 제2 주기 신호를 생성하는 단계와, 및
    제1 주기 신호를 스위치드-커패시터 조정기에 제공하고, 제2 주기 신호를 스위치드-인덕터 조정기에 제공하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 입력 전압에 기초하여 출력 전압을 제공하는 방법.
  17. 제 12 항 내지 제 16 항 중 어느 한 항에 있어서,
    스위치드-커패시터 조정기의 기생 전압 강하와 목표 전압 강하의 차이를 결정하는 단계와, 및
    스위치드-인덕터 조정기가 상기 차이에 기초하여 스위치드-커패시터 조정기로 제공되는 전류를 조절하도록 하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 입력 전압에 기초하여 출력 전압을 제공하는 방법.
  18. 제 17 항에 있어서, 스위치드-인덕터 조정기가 스위치드-커패시터 조정기로 제공되는 전류를 조절하도록 하는 단계는, 스위칭 주기, 활성 주기 및 스위치드-인덕터 조정기의 듀티 사이클(D) 중 하나 이상을 조절함에 의한 것을 특징으로 하는 입력 전압에 기초하여 출력 전압을 제공하는 방법.
  19. 제 12 항 내지 제 18 항 중 어느 한 항에 있어서, 하이브리드 조정 시스템은 복수의 바이패스 스위치를 더 포함하되, 바이패스 스위치 중 하나는 하이브리드 조정기의 전압 조정기들 중 하나의 입력 노드 및 출력 노드를 결합시키는 것을 특징으로 하는 입력 전압에 기초하여 출력 전압을 제공하는 방법.
  20. 제 12 항 내지 제 18 항 중 어느 한 항에 있어서, 하이브리드 조정기의 입력 전압, 하이브리드 조정기의 출력 전압, 및 하이브리드 조정기 내의 스위치드-커패시터 조정기의 전환 비율 중 하나 이상에 기초하여, 바이패스 스위치의 상태를 결정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 조정 시스템.
KR1020167011146A 2013-10-07 2014-10-07 하이브리드 전압 조정기에서의 피드백 제어 KR102247952B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201361887581P 2013-10-07 2013-10-07
US61/887,581 2013-10-07
PCT/US2014/059404 WO2015054186A1 (en) 2013-10-07 2014-10-07 Feedback control in hybrid voltage regulators

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20160066034A true KR20160066034A (ko) 2016-06-09
KR102247952B1 KR102247952B1 (ko) 2021-05-06

Family

ID=52776430

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020167011146A KR102247952B1 (ko) 2013-10-07 2014-10-07 하이브리드 전압 조정기에서의 피드백 제어

Country Status (6)

Country Link
US (3) US9601998B2 (ko)
EP (1) EP3055748B1 (ko)
JP (1) JP6523262B2 (ko)
KR (1) KR102247952B1 (ko)
CN (1) CN105612470B (ko)
WO (1) WO2015054186A1 (ko)

Families Citing this family (33)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8212541B2 (en) 2008-05-08 2012-07-03 Massachusetts Institute Of Technology Power converter with capacitive energy transfer and fast dynamic response
US10389235B2 (en) 2011-05-05 2019-08-20 Psemi Corporation Power converter
CN108964442A (zh) 2011-05-05 2018-12-07 北极砂技术有限公司 用于电源转换的装置
US10680515B2 (en) 2011-05-05 2020-06-09 Psemi Corporation Power converters with modular stages
US9882471B2 (en) 2011-05-05 2018-01-30 Peregrine Semiconductor Corporation DC-DC converter with modular stages
US8723491B2 (en) * 2011-12-19 2014-05-13 Arctic Sand Technologies, Inc. Control of power converters with capacitive energy transfer
US8619445B1 (en) 2013-03-15 2013-12-31 Arctic Sand Technologies, Inc. Protection of switched capacitor power converter
WO2014168911A1 (en) 2013-04-09 2014-10-16 Massachusetts Institute Of Technology Power conservation with high power factor
WO2015069516A1 (en) 2013-10-29 2015-05-14 Massachusetts Institute Of Technology Switched-capacitor split drive transformer power conversion circuit
WO2016004427A1 (en) 2014-07-03 2016-01-07 Massachusetts Institute Of Technology High-frequency, high-density power factor correction conversion for universal input grid interface
KR102294216B1 (ko) 2015-04-17 2021-08-27 라이온 세미컨덕터 인크. 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터
CN108028600B (zh) 2015-07-08 2022-03-08 派更半导体公司 开关电容器电力转换器
US9680379B2 (en) * 2015-09-03 2017-06-13 Fidelix Co., Ltd. DC-DC converter using a power driving signal with fixed on-time
US9939831B2 (en) * 2016-01-11 2018-04-10 Sandisk Technologies Llc Fast settling low dropout voltage regulator
US11258371B2 (en) 2016-02-16 2022-02-22 Psemi Corporation Switched capacitors for AC-DC applications
US10541603B2 (en) * 2016-04-18 2020-01-21 Lion Semiconductor Inc. Circuits for a hybrid switched capacitor converter
CN109429540A (zh) * 2016-04-18 2019-03-05 莱恩半导体股份有限公司 用于可重配置的dickson star开关式电容器电压调节器的装置、系统和方法
WO2018058066A1 (en) * 2016-09-26 2018-03-29 Lion Semiconductor Inc. Voltage regulator systems configured to control input voltage
KR102582596B1 (ko) * 2016-10-07 2023-09-25 삼성전자주식회사 배터리 충전 방법 및 전자 장치
KR102222603B1 (ko) * 2016-11-01 2021-03-05 라이온 세미컨덕터 인크. 효율적인 고속 배터리 충전을 위한 피드백 제어
US10511223B2 (en) * 2016-12-09 2019-12-17 Allegro Microsystems, Llc Voltage regulator having boost and charge pump functionality
USRE50103E1 (en) * 2017-04-14 2024-08-27 Lion Semiconductor Inc. Circuits for a hybrid switched capacitor converter
US10523039B2 (en) * 2017-08-11 2019-12-31 Lion Semiconductor Inc. Systems for battery charging using a wireless charging signal
EP3679447A4 (en) * 2017-09-05 2021-05-19 Lion Semiconductor Inc. CIRCUITS FOR A HYBRID SWITCHING CAPACITOR CONVERTER
EP3484034A1 (en) * 2017-11-14 2019-05-15 GN Hearing A/S A switched capacitor dc-dc converter comprising external and internal flying capacitors
US10630167B2 (en) * 2018-02-06 2020-04-21 Infineon Technologies Austria Ag Adaptive loading techniques to avoid negative voltage slope and output overshoot during system start-up
US10965204B2 (en) 2018-03-20 2021-03-30 Psemi Corporation Adaptive control for reconfiguring a regulator and/or a charge pump for a power converter
TWI674490B (zh) * 2018-06-07 2019-10-11 新唐科技股份有限公司 切換式穩壓器控制系統
WO2020003104A1 (en) * 2018-06-25 2020-01-02 Endura Technologies (International) Limited Voltage controlled current input and transimpedance regulator
TWI682614B (zh) * 2018-10-26 2020-01-11 緯穎科技服務股份有限公司 多相位電源降壓系統
KR20220109927A (ko) * 2021-01-29 2022-08-05 삼성전자주식회사 전력 변환을 위한 전자 장치 및 전력 변환 방법
TWI822546B (zh) * 2022-06-01 2023-11-11 立錡科技股份有限公司 切換電容式電壓轉換電路及切換電容轉換器控制方法
CN115800733B (zh) * 2023-01-09 2023-05-05 苏州浪潮智能科技有限公司 电源变换电路和电源变换装置

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008167506A (ja) * 2006-12-26 2008-07-17 Toyota Motor Corp Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびその制御方法
US20090278520A1 (en) * 2008-05-08 2009-11-12 Perreault David J Power Converter with Capacitive Energy Transfer and Fast Dynamic Response
JP2010515419A (ja) * 2006-12-30 2010-05-06 アドバンスト・アナロジック・テクノロジーズ・インコーポレイテッド 降圧誘導性スイッチングプリレギュレータと容量性スイッチングポストコンバータとを含む高効率ｄｃ／ｄｃ電圧コンバータ
CN103337901A (zh) * 2013-06-28 2013-10-02 华为技术有限公司 不间断供电的方法和不间断电源

Family Cites Families (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5217648Y2 (ko) 1971-03-17 1977-04-21
JPS5217648A (en) * 1975-08-01 1977-02-09 Kuriaa Musen Kk Dc stabilizing power source system
JP2767781B2 (ja) * 1993-09-17 1998-06-18 東光株式会社 Ａｃ−ｄｃコンバータ
JPH0787732B2 (ja) 1993-10-27 1995-09-27 有限会社橘ダイカスト製作所 刈り払い機に於ける角度調節用ジョイント
DE69513491T2 (de) * 1994-06-03 2000-05-18 Koninklijke Philips Electronics N.V., Eindhoven Leistungsversorgung mit verbessertem wirkungsgrad und eine solche leistungsversorgung enthaltender sender
FR2761214B1 (fr) * 1997-03-19 1999-05-21 Sgs Thomson Microelectronics Circuit elevateur de tension du type pompe de charge a nombre d'etages controle
US20060250177A1 (en) * 2005-05-09 2006-11-09 Thorp Tyler J Methods and apparatus for dynamically reconfiguring a charge pump during output transients
CN101647182B (zh) * 2006-12-30 2013-01-30 先进模拟科技公司 包括升压电感式开关前置调节器和电容式开关后置转换器的高效dc/dc电压转换器
US8618788B2 (en) * 2007-03-30 2013-12-31 Malay Trivedi Dynamically adjusted multi-phase regulator
JP2009017772A (ja) 2007-06-06 2009-01-22 Mitsubishi Electric Corp Ｄｃ／ｄｃ電力変換装置
US7872886B2 (en) 2008-02-20 2011-01-18 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Quasi-parallel voltage regulator
US20100066323A1 (en) * 2008-09-18 2010-03-18 Intersil Americas Inc. System and method for providing pulse frequency modulation mode
JP5310172B2 (ja) * 2009-03-24 2013-10-09 サンケン電気株式会社 インターリーブコンバータ
DE102009020834A1 (de) 2009-05-11 2011-02-03 Austriamicrosystems Ag Spannungswandler und Verfahren zur Spannungswandlung
US8659335B2 (en) 2009-06-25 2014-02-25 Mks Instruments, Inc. Method and system for controlling radio frequency power
US8305070B2 (en) * 2009-11-23 2012-11-06 Intersil Americas Inc. Programmable power supply controller and methodology for automatic phase adjustment of a PWM output signal
KR101615635B1 (ko) 2010-03-15 2016-05-13 삼성전자주식회사 반도체 장치
US8564260B2 (en) * 2010-12-17 2013-10-22 Qualcomm Incorporated Dual-stage power conversion
EP2493060A1 (en) * 2011-02-22 2012-08-29 ST-Ericsson SA Low ripple step-up/step-down converter
US9071141B2 (en) * 2011-04-08 2015-06-30 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Two-stage single phase bi-directional PWM power converter with DC link capacitor reduction
CN108964442A (zh) 2011-05-05 2018-12-07 北极砂技术有限公司 用于电源转换的装置
JP5740262B2 (ja) 2011-09-15 2015-06-24 富士フイルム株式会社 撮像素子モジュール及びその電源回路
US8981749B2 (en) * 2011-10-12 2015-03-17 Blackberry Limited Power converter system for mobile devices
US8723491B2 (en) * 2011-12-19 2014-05-13 Arctic Sand Technologies, Inc. Control of power converters with capacitive energy transfer
US8704587B2 (en) * 2012-07-23 2014-04-22 Freescale Semiconductor, Inc. Configurable multistage charge pump using a supply detect scheme
US9203299B2 (en) * 2013-03-15 2015-12-01 Artic Sand Technologies, Inc. Controller-driven reconfiguration of switched-capacitor power converter
US8896367B1 (en) * 2013-07-18 2014-11-25 Ememory Technology Inc. Charge pump system
US9484807B2 (en) * 2013-07-26 2016-11-01 Maxlinear, Inc. High efficiency switched capacitor voltage regulator

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008167506A (ja) * 2006-12-26 2008-07-17 Toyota Motor Corp Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびその制御方法
JP2010515419A (ja) * 2006-12-30 2010-05-06 アドバンスト・アナロジック・テクノロジーズ・インコーポレイテッド 降圧誘導性スイッチングプリレギュレータと容量性スイッチングポストコンバータとを含む高効率ｄｃ／ｄｃ電圧コンバータ
US20090278520A1 (en) * 2008-05-08 2009-11-12 Perreault David J Power Converter with Capacitive Energy Transfer and Fast Dynamic Response
CN103337901A (zh) * 2013-06-28 2013-10-02 华为技术有限公司 不间断供电的方法和不间断电源

Also Published As

Publication number Publication date
US20150097538A1 (en) 2015-04-09
USRE49763E1 (en) 2023-12-19
CN105612470B (zh) 2019-04-30
EP3055748B1 (en) 2019-09-11
CN105612470A (zh) 2016-05-25
WO2015054186A1 (en) 2015-04-16
KR102247952B1 (ko) 2021-05-06
JP6523262B2 (ja) 2019-05-29
EP3055748A1 (en) 2016-08-17
US20170194864A1 (en) 2017-07-06
US10389244B2 (en) 2019-08-20
JP2016535967A (ja) 2016-11-17
US9601998B2 (en) 2017-03-21
EP3055748A4 (en) 2017-06-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
USRE49763E1 (en) Feedback control for hybrid regulator including a buck converter and a switched capacitor converter
US10719099B2 (en) Reconfigurable dickson star switched capacitor voltage regulator
US9696350B2 (en) Non-linear control for voltage regulator
JP6368771B2 (ja) ハイブリッド電圧レギュレータを提供するための装置、システム、及び方法
KR102456266B1 (ko) 재구성 가능한 전력 조정기
US10541603B2 (en) Circuits for a hybrid switched capacitor converter
US20160241126A1 (en) Continuous current mode multi-load power regulator
KR102137359B1 (ko) 하이브리드 스위치드 커패시터 컨버터용 회로
US10833579B1 (en) Switched capacitor regulators with flying-inverter-controlled power switches
USRE50103E1 (en) Circuits for a hybrid switched capacitor converter

Legal Events

Date Code Title Description
AMND Amendment
AMND Amendment
E902 Notification of reason for refusal
AMND Amendment
E601 Decision to refuse application
X091 Application refused [patent]
AMND Amendment
X701 Decision to grant (after re-examination)
GRNT Written decision to grant