JP7015172B2 - 調整回路及びスイッチングネットワークを備えるフレキシブルな電力変換器構造 - Google Patents

調整回路及びスイッチングネットワークを備えるフレキシブルな電力変換器構造 Download PDF

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Description

関連出願の相互参照
本出願は、２０１５年３月１３日に出願された、米国仮特許出願第６２／１３２，７０１号の優先日の利益を主張する。その内容は、本明細書に全体として組み込まれる。
この開示は、電力供給に関し、詳細には、電力変換器に関する。
多くの電力変換器は、例えば、携帯型電子デバイス及び家庭用電子機器に電力供給するために使用されるスイッチ及び１又は２以上のコンデンサを含む。スイッチモード電力変換器は、エネルギー貯蔵要素（すなわち、インダクタ及びコンデンサ）を、スイッチネットワークを使用して、異なる電気的構成へと切り換えることによって、出力電圧又は電流を調整する。スイッチトキャパシタ変換器は、エネルギーを転送するのに主にコンデンサを使用する、スイッチモード電力変換器である。そのような変換器では、変圧比が増加すると、コンデンサ及びスイッチの数が増加する。スイッチネットワーク中のスイッチは、通常、トランジスタで実装される能動デバイスである。スイッチネットワークは、単一若しくは複数のモノリシック半導体基板(monolithic semiconductor substrates)上に集積化すること、又は個別デバイスを使用して形成することができる。
典型的なＤＣ－ＤＣ変換器は、電圧変換及び出力調整を実施する。これは、通常、バックコンバータなどの単一段変換器で行われる。しかし、これらの２つの機能を２つの専用段、すなわち、スイッチングネットワークなどの変圧段と調整回路などの別個の調整段へと分割することが可能である。変圧段は、１つの電圧を別の電圧へと変圧し、一方調整段は、変圧段の電圧及び／又は電流出力が所望の特性を維持するのを確実にする。
一態様では、本発明は、電力を処理するための装置を特徴とする。そのような装置は、装置の動作期間に、対応する第１の電圧と第２の電圧に維持される、第１の電力変換器端子と第２の電力変換器端子との間の電力流のための電力経路を有する電力変換器を含む。第２の電圧は、第１の電圧よりも低い。第１の調整回路とスイッチングネットワークは両方とも電力経路上にある。スイッチングネットワークは、第１の電荷貯蔵要素並びに第１及び第２のスイッチングネットワーク端子を含む。第１の調整回路は、第１の磁気貯蔵要素及び第１の調整回路端子を含む。電力経路は、第１の調整回路端子、第１のスイッチングネットワーク端子、及び第２のスイッチングネットワーク端子を含み、第１の調整回路端子は、第１のスイッチングネットワーク端子に接続される。スイッチングネットワークは、第１のスイッチ構成と第２のスイッチ構成との間で移行する。第１のスイッチ構成では、電荷は第１の速度で第１の電荷貯蔵要素に蓄積し、第２のスイッチ構成では、電荷は第２の速度で第１の電荷貯蔵要素から減らされる。第１の磁気貯蔵要素は、これらの速度の両方を制限する。いくつかの場合では、制限は、速度が等しく、一方他の場合では、速度が異なるといったものである。
いくつかの実施形態は、経路上に配設される第２の調整回路も含む。これらの実施形態では、第２の調整回路は、やはり電力経路上にある第２の調整回路端子を含む。この第２の調整回路端子は、第２のスイッチングネットワーク端子に接続する。
いくつかの実施形態では、スイッチングネットワークは、第２の電荷貯蔵要素をさらに含む。スイッチングネットワークを第１のスイッチ構成中に配置することによって、第１の速度で第２の電荷貯蔵要素から電荷を減らす。スイッチングネットワークを第２の構成中に配置することによって、第２の速度で第２の電荷貯蔵要素に電荷を蓄積する。第１の磁気貯蔵要素は、これらの速度の両方を制限する。
第２の調整回路を有する実施形態には、第２の調整回路が第２の磁気貯蔵要素及び第２の磁気貯蔵要素に接続されるスイッチを含み、スイッチが少なくとも２つの切換構成間で切り換えるように制御可能である、実施形態がある。やはりこれらの実施形態には、第２の調整回路が、測定した電力変換器出力に応答してスイッチの動作を制御するためのフィードバックループをさらに含む実施形態がある。
他の実施形態では、第１の磁気貯蔵要素がフィルタを含む。これらには、フィルタが共振周波数を有する実施形態がある。
２つの調整回路を有する実施形態には、第３の調整回路を有する実施形態がある。これらの実施形態のいくつかでは、第３の調整回路は、スイッチングネットワークに接続してインダクタに結合したインダクタを有し、第２の調整回路は、第３の調整回路のインダクタに結合されるインダクタを含む。他の実施形態では、第３の調整回路がスイッチングネットワークに接続し、第２の調整回路と第３の調整回路の両方が同じインダクタコアを共有するインダクタを含む。インダクタを結合している実施形態では、インダクタは、両方のインダクタにおける電圧と電流の積が同じ符号又は逆の符号を有するように結合する場合がある。
本発明は、多くの種類のスイッチングネットワークで実装することができる。例えば、いくつかの実施形態では、スイッチングネットワークは、再構成可能なスイッチングネットワークを含む。本明細書で使用する再構成可能なスイッチングネットワークとは、スイッチ構成の組｛α１，α２，…αｎ｝を有し、n>2であり、スイッチングネットワークは、全てのｍ、ｎについて、αｂとαｎとの間で移行することが可能である。
他の実施形態では、スイッチングネットワークは、マルチフェーズスイッチングネットワーク(multi-phase switching network)を含む。さらに他の実施形態では、スイッチングネットワークは、マルチフェーズ多段スイッチングネットワーク(multi-phase multiple stage switching network)又は多段スイッチングネットワーク(multiple stage switching network)を含む。さらに他の実施形態は、カスケード乗算器(cascade multiplier)を含むスイッチングネットワークを有する。
本発明は、多くの種類の調整回路で実装することもできる。これらとしては、双方向調整回路(bidirectional regulating-circuits)、マルチフェーズ調整回路(multi-phase regulating-circuits)、スイッチモード電力変換器(switch-mode power converters)、共振電力変換器(resonant power converters)、バックコンバータ(buck converter)、ブーストコンバータ(boost converter)、バック／ブーストコンバータ(buck/boost converter)、リニアレギュレータ(linear regulator)、Ｃｕｋコンバータ(Cuk converter)、フライバックコンバータ(fly-back converter)、フォワードコンバータ(forward converter)、ハーフブリッジコンバータ(half-bridge converter)、フルブリッジコンバータ(full-bridge converter)、磁気貯蔵要素(magnetic-storage element)、及び磁気フィルタ(magnetic filter)がある。
いくつかの実施形態では、スイッチングネットワークは、その入力で電荷を受け取り、その出力で電荷を出力する。これらの実施形態では、入力から出力への電荷の移送は、１つより多くの切換サイクルで実行される。
フライバックコンバータを特徴とする実施形態には、疑似共振フライバックコンバータ(quasi-resonant fly-back converter)、アクティブクランプフライバックコンバータ(active-clamp fly-back converter)、インターリーブフライバックコンバータ(interleaved fly-back converter)、又は２スイッチフライバックコンバータ(two-switch fly-back converter)を含む実施形態がある。
フォワードコンバータを特徴とする実施形態には、マルチ共振フォワードコンバータ(multi-resonant forward converter)、アクティブクランプフォワードコンバータ(active-clamp forward converter)、インターリーブフォワードコンバータ(interleaved forward converter)、又は２スイッチフォワードコンバータ(two-switch forward converter)を含む実施形態がある。
ハーフブリッジコンバータを特徴とする実施形態には、非対称ハーフブリッジコンバータ(asymmetric half-bridge converter)、マルチ共振ハーフブリッジコンバータ(multi-resonant half-bridge converter)、又はＬＬＣ共振ハーフブリッジ(LLC resonant half-bridge)を含む実施形態がある。
本発明は、ＤＣ用途に限定されない。例えば、いくつかの実施形態では、スイッチングネットワークは、ＡＣスイッチングネットワークである。これらは、力率補正回路(power-factor correction circuit)がＡＣスイッチングネットワークに接続される実施形態を含む。これらには、力率補正回路がＡＣスイッチングネットワークと第１の調整回路との間にある実施形態がある。
いくつかの実施形態では、電力変換器は、第１の調整回路と第２の調整回路のうちの少なくとも１つの切換構成が変わる周波数と異なる周波数で、スイッチングネットワークのスイッチ構成を変える。
他の実施形態では、スイッチングネットワークは、複数のＤＣノードを有し、その各々が、第１の電圧の倍数である電圧で電力を送出することが可能な、非対称カスケード乗算器を含む。
さらに他の実施形態は、第１の調整回路が組み込まれる、電力管理集積回路を含む。これらの実施形態では、電力経路は、電力管理集積回路からスイッチングネットワークへと延びる電力経路セクションを含む。
他の実施形態は、異なる物理的な面積を有するスイッチを含む。
実施形態には、又、スイッチングネットワークの電荷貯蔵要素間の電荷転送の時定数がスイッチングネットワークが状態を変える際の切換周波数以上であるように、スイッチのスイッチ幅が選択される実施形態がある。
さらに別の実施形態は、より高い抵抗値のスイッチを有することによって効率を改善する。これらの実施形態では、スイッチングネットワークは、スイッチングネットワークの切換周波数において、スイッチの抵抗値を増すことによってスイッチングネットワーク内を流れる電流に関連する損失を減らすように構成される。
装置の様々な構成要素が同じ接地を共有する必要はない。実際に、一方の接地が他方の接地に対して浮遊する場合がある。
例として、いくつかの実施形態では、第１の調整回路が第１の電位差を受け取り、第２の電力変換器端子が第２の電位差を出力する。第１の電位差は、第１の電圧と、第１の電圧よりも低い第２の電圧との間の差であり、第２の電位差は、第３の電圧と、第３の電圧よりも低い第４の電圧との間の差である。これらの実施形態では、第４の電圧と第２の電圧との間の差は、ゼロでない。他の実施形態では、第１の調整回路がＤＣ電位差を受け取り、電力変換器がＡＣ電位差を受け取る。ＤＣ電圧は、第１の電圧と、第１の電圧よりも低い第２の電圧との間の差であり、ＡＣ電圧差は、時間変化電圧と一定電圧との間の差である。一定電圧と第２の電圧との間の差は、ゼロでない。
別の態様では、本発明は、電力変換器に電力を処理させるための方法を特徴とする。そのような方法は、第１の電力変換器端子と第２の電力変換器端子との間の電力流のための電力経路上で、第１の調整回路の第１の調整回路端子を第１のスイッチングネットワークの第１のスイッチングネットワーク端子に接続するステップと、第１のスイッチングネットワークの第１の電荷貯蔵要素に電荷を蓄積することを可能にするための構成に第１のスイッチングネットワークを配置するステップと、第１の調整回路中の第１の磁気貯蔵要素によって磁場に貯蔵されるエネルギーを使用するステップと、第１のスイッチングネットワークの第１の電荷貯蔵要素中で電荷蓄積速度を制限するステップと、第１のスイッチングネットワーク中のスイッチを使用するステップと、第１のスイッチングネットワークの第１の電荷貯蔵要素から電荷が減らされることを可能にするための構成に第１のスイッチングネットワークを配置するステップと、第１の調整回路中の第１の磁気貯蔵要素によって貯蔵されたエネルギーを使用するステップと、第１のスイッチングネットワークの第１の電荷貯蔵要素からの電荷減少速度を制限するステップとを含む。
いくつかの実施方法は、第２の調整回路の第２の調整回路端子を第１のスイッチングネットワークの第２のスイッチングネットワーク端子に接続するステップと、第２の調整回路を使用するステップと、第１の電力変換器端子を第１の電圧に維持するステップと、それによって第２の電力変換器端子を第１の電圧よりも低い第２の電圧に維持するステップと、第１のスイッチングネットワーク中のスイッチを使用するステップとをさらに含む。
他の実施方法は、第１の電荷貯蔵要素からの電荷減少速度を制限するときに第２の電荷貯蔵要素中で電荷蓄積速度を制限するステップと、第１の電荷貯蔵要素への電荷蓄積速度を制限するときに第２の電荷貯蔵要素からの電荷減少速度を制限するステップとを含む。
さらに他の実施方法は、測定した電力変換器出力に応答して、第２の調整回路の磁気貯蔵要素に接続されるスイッチを制御するステップを含む。
いくつかの実施方法では、第１の磁気貯蔵要素がフィルタを含む。これらには、このフィルタが共振周波数を有する実施方法がある。
第２の調整回路を使用する実施方法には、スイッチングネットワークに接続される第３の調整回路を含むステップを含む実施方法がある。第３の調整回路がインダクタを含み、第１の調整回路が第３の調整回路のインダクタに結合されるインダクタを含む。２つのインダクタは、正又は負に結合する場合がある。
第２の調整回路を使用する実施方法には、又、第２の調整回路がインダクタコアを有し、スイッチングネットワークに接続される第３の調整回路中のインダクタが、このインダクタコアを共有する実施方法がある。
いくつかの実施方法は、第１の速度と第２の速度が等しいように変化速度を制限するステップを含む。他の実施方法は、第１の速度と第２の速度が等しくないように変化速度を制限するステップを含む。
本発明の実施方法は、様々なスイッチングネットワークを意図する。例えば、本発明の実施方法は、スイッチングネットワークを再構成可能なスイッチングネットワークとなるように選択するステップ、スイッチングネットワークをマルチフェーズスイッチングネットワークとなるように選択するステップ、スイッチングネットワークをマルチフェーズ直並列型スイッチングネットワークとなるように選択するステップ、スイッチングネットワークをマルチフェーズ多段スイッチングネットワークとなるように選択するステップ、スイッチングネットワークをカスケード乗算器となるように選択するステップ、又はスイッチングネットワークを多段スイッチングネットワークとなるように選択するステップを含む。
様々な調整回路を異なる実施方法で使用することができる。例えば、本発明の実施方法は、調整回路を、双方向となる、マルチフェーズとなる、スイッチモード電力変換器となる、共振電力変換器となる、磁気貯蔵要素となる、又は磁気フィルタとなるように選択するステップを含む。
他の実施方法は、スイッチングネットワークをＡＣスイッチングネットワークとなるように選択するステップを含む。これらには、ＡＣスイッチングネットワークの出力の力率を制御するステップを含む実施方法がある。これらは、ＡＣスイッチングネットワークと第１の調整回路との間に力率補正回路を接続するステップを含む実施方法を含む。
さらに他の実施方法は、第１の調整回路と第２の調整回路のうちの少なくとも１つの切換構成が変わる周波数と異なる周波数で、スイッチングネットワークのスイッチ構成を変えるステップを含む。
加えて、様々な異なる調整回路を、第１の調整回路と第２の調整回路のうちの少なくとも１つで使用することができる。これらとしては、双方向調整回路、マルチフェーズ調整回路、スイッチモード電力変換器、共振電力変換器、バックコンバータ、ブーストコンバータ、バック／ブーストコンバータ、リニアレギュレータ、Ｃｕｋコンバータ、フライバックコンバータ、フォワードコンバータ、ハーフブリッジコンバータ、フルブリッジコンバータ、磁気貯蔵要素、及び磁気フィルタがある。
フライバックコンバータに依拠する実施方法には、疑似共振フライバックコンバータ、アクティブクランプフライバックコンバータ、インターリーブフライバックコンバータ、又は２スイッチフライバックコンバータに依拠する実施方法がある。フォワードコンバータに依拠する実施方法には、マルチ共振フォワードコンバータ、アクティブクランプフォワードコンバータ、インターリーブフォワードコンバータ、又は２スイッチフォワードコンバータに依拠する実施方法がある。ハーフブリッジコンバータに依拠する実施方法には、非対称ハーフブリッジコンバータ、マルチ共振ハーフブリッジコンバータ、又はＬＬＣ共振ハーフブリッジに依拠する実施方法がある。
別の態様では、本発明は、コンピュータシステム上で実行可能なプログラムによって作動されるべきデータ構造を記憶する非一時的コンピュータ可読媒体を特徴とする。そのようなプログラムによって作動されると、データ構造が、集積回路を製造するためのプロセスの少なくとも部分を生じさせる。この集積回路は、データ構造により記載される回路を含む。そのような回路は、第１の電力変換器端子と第２の電力変換器端子との間の電力流のための経路を有する電力変換器で使用するように構成されたスイッチングネットワークを含む。電力変換器の電力変換器動作期間に、第１の電力変換器端子は第１の電圧に維持され、第２の電力変換器端子は第１の電圧より低い第２の電圧に維持される。電力変換器は、第１の調整回路及び上記のスイッチングネットワークを含み、その両方は、経路上に配設される。スイッチングネットワークは、スイッチ、並びに第１及び第２のスイッチングネットワーク端子を含む。一方、第１の調整回路は、第１の磁気貯蔵要素及び第１の調整回路端子を含む。電力経路は、第１の調整回路端子、第１のスイッチングネットワーク端子、及び第２のスイッチングネットワーク端子を含む。第１の調整回路端子が第１のスイッチングネットワーク端子に接続されることになり、スイッチングネットワークは、第１のスイッチ構成と第２のスイッチ構成との間で移行するように構成される。スイッチングネットワークが第１のスイッチ構成であるとき、電荷は、第１の速度で第１の電荷貯蔵要素に蓄積する。スイッチングネットワークが第２のスイッチ構成であるとき、電荷は、第２の速度で第１の電荷貯蔵要素から減らされる。第１の磁気貯蔵要素は、これらの速度を制限する。
本発明は、上記のデータ構造によって記載される回路機構(circuitry)も含む。そのような回路機構は、第１及び第２の切換端子を有するスイッチングネットワークであって、その少なくとも１つが磁気貯蔵要素を含む第１及び第２の調整回路(first and second regulating circuits)と共に電力変換器の第１の電力変換器端子と第２の電力変換器端子との間の電力流経路上に配設されるように構成されたスイッチングネットワークを含み、その第１及び第２の電力変換器端子が対応する第１及び第２の電圧に維持され、第２の電圧が第１の電圧よりも低い。スイッチングネットワークは、スイッチ構成間で移行するように構成され、そのスイッチ構成の各々の期間に、磁気貯蔵要素により制限される速度で電力変換器中の電荷貯蔵要素中の電荷の量が変わる。電力経路は、第１の調整回路に関連し、第１のスイッチングネットワーク端子に接続される第１の調整回路端子を含む。
本発明のこれら及び他の特徴は、以下の詳細な説明及び添付図面から明らかとなろう。
別個の調整回路及びスイッチングネットワークを有するＤＣ－ＤＣ変換器を示す図である。 図１Ａの双方向バージョンを示す図である。 調整回路及びスイッチングネットワークの代替構成を有するＤＣ－ＤＣ変換器を示す図である。 調整回路及びスイッチングネットワークの代替構成を有するＤＣ－ＤＣ変換器を示す図である。 調整回路及びスイッチングネットワークの代替構成を有するＤＣ－ＤＣ変換器を示す図である。 図４に図示された電力変換器の特定の実装を示す図である。 複数の調整回路を有する実施形態を示す図である。 ＲＣ回路を示す図である。 スイッチトキャパシタＤＣ－ＤＣ変換器のモデルを示す図である。 それぞれ、充電フェーズと放電フェーズで動作する直並列型ＳＣ変換器を示す図である。 ダイオードを有する直列ポンプ型対称カスケード乗算器を示す図である。 ダイオードを有する並列ポンプ型対称カスケード乗算器を示す図である。 電荷ポンプ信号を示す図である。 スイッチを有する２フェーズ対称直列ポンプ型カスケード乗算器を示す図である。 スイッチを有する２フェーズ対称並列ポンプ型カスケード乗算器を示す図である。 ４つの異なるカスケード乗算器並びに対応する半波バージョンを示す図である。 スイッチトキャパシタ変換器の出力インピーダンスを周波数の関数として示す図である。 全波断熱充電型スイッチングネットワークを有する、図１Ｂに図示されたＤＣ－ＤＣ変換器の特定の実装を示す図である。 フェーズＡ期間の図１７に図示されたＤＣ－ＤＣ変換器を示す図である。 フェーズＢ期間の図１７に図示されたＤＣ－ＤＣ変換器を示す図である。 ４：１断熱充電型変換器に関連する様々な波形を示す図である。 直列接続段の断熱充電を示す図である。 図２１に図示された電力変換器の特定の実装を示す図である。 再構成可能なスイッチトキャパシタ段を使用して整流されるＡＣ電圧を示す図である。 ＡＣ－ＤＣ電力変換器のアーキテクチャを示す図である。 図２４に図示されたＡＣ－ＤＣ変換器の特定の実装を示す図である。 ＡＣサイクルの正の部分の期間の、図２５に図示されたＡＣ－ＤＣ変換器を示す図である。 ＡＣサイクルの負の部分の期間の、図２５に図示されたＡＣ－ＤＣ変換器を示す図である。 力率補正を有するＡＣ－ＤＣ電力変換器のアーキテクチャを示す図である。 図１Ａ～図１Ｂに図示されたＤＣ－ＤＣ変換器の特定の実装を示す図である。 図１Ａ～図１Ｂに図示されたＤＣ－ＤＣ変換器の特定の実装を示す図である。 図３に図示されたＤＣ－ＤＣ変換器の特定の実装を示す図である。 図３に図示されたＤＣ－ＤＣ変換器の特定の実装を示す図である。 図２に図示されたＤＣ－ＤＣ変換器の特定の実装を示す図である。 図２に図示されたＤＣ－ＤＣ変換器の特定の実装を示す図である。 図４に図示されたＤＣ－ＤＣ変換器の特定の実装を示す図である。 図４に図示されたＤＣ－ＤＣ変換器の特定の実装を示す図である。 図６Ｂに図示されたものと同様のＤＣ－ＤＣ変換器の実装を示す図である。
図１Ａは、スイッチングネットワーク１２Ａがその入力端で電圧源１４に接続される変換器１０を示す。次いで、調整回路１６Ａの入力がスイッチングネットワーク１２Ａの出力に接続される。次いで、負荷１８Ａが調整回路１６Ａの出力に接続される。電力は、電圧源１４と負荷１８Ａとの間を、矢印により示される方向に流れる。
本明細書に記載される実施形態は、多段ＤＣ－ＤＣ変換器において、様々な構成要素は本質的にモジュール式で作ることができ、様々な異なる方法でうまく組み合わせることができるという認識に、少なくとも部分的に依拠する。これらの構成要素は、スイッチングネットワーク及び調整回路を含み、調整回路は、単純にデューティサイクル(duty cycle)を変えることによって、レギュレータ又は磁気フィルタのいずれかとして機能するように作られている。このモジュール性が、そのような変換器の組立を簡略化する。そのため、図１Ａに示される構成は、１又は２以上のスイッチングネットワーク１２Ａを１又は２以上の調整回路１６Ａとともに構成する複数の方法のうちの単なる１つを表す。図１Ｂは図１Ａの双方向バージョンを示しており、電力は、矢印により示されるように、電圧源１４から負荷１８Ａ、又は負荷１８Ａから電圧源１４のいずれかに、電力流経路に沿って流れることができる。
以下の実施形態に関連して記載される２つの基本的な要素、スイッチングネットワーク１２Ａ、１２Ｂ及び調整回路１６Ａ、１６Ｂがある。同じタイプの直列接続した要素が組み合わされると仮定して、合計４つの基本ビルディングブロックがある。これらは図１Ａ～図４に示される。本明細書に開示される実施形態は、図１Ａ～図４に示される４つの基本ビルディングブロックのうちの少なくとも１つを含む。基本ビルディングブロックを組み合わせることによって、より複雑な変換器を実現することができる。一般的に、分かりやすくするために示されないが、コントローラが、システム全体の動作を制御及び調整することになる。
さらなる実施形態は、スイッチングネットワーク１２Ａ、１２Ｂ及び調整回路１６Ａ、１６Ｂに、それらの入力及び出力が様々な特性を有するＤＣ－ＤＣ変換器のモジュール式組立を促進する方法で整合しつづける限りにおいて、様々な異なる方法で「インスタンス化する」(instantiated)ことを可能にすることによって、ＤＣ－ＤＣ変換器の設計に、オブジェクト指向プログラミングの概念を適用することをさらに意図する。
多くの実施形態では、スイッチングネットワーク１２Ａは、コンデンサなどの電荷貯蔵要素の切換電荷貯蔵ネットワークとしてインスタンス化される。この種類のネットワークのより有用なトポロジには、ラダー型、ディクソン型、直並列型、フィボナッチ型、及びダブラ型があり、その全てを、断熱的に充電して、マルチフェーズネットワークへと構成することができる。切換電荷貯蔵ネットワークは、電荷貯蔵要素がコンデンサであるときに、スイッチトキャパシタネットワークとしても知られている。特に有用なスイッチトキャパシタネットワークは、全波カスケード乗算器(full-wave cascade multiplier)の断熱充電バージョンである。しかし、非断熱的充電バージョンも使用することができる。
動作期間に、電荷は、周期的に、切換電荷貯蔵ネットワーク中の電荷貯蔵要素に蓄積し、電荷貯蔵要素から減らされる。本明細書で使用する、断熱的にコンデンサ上の電荷を変えるとは、電荷に非容量性要素(non-capacitive element)を通過させることによって、そのコンデンサ中に貯蔵される電荷の量を変えさせることを意味する。コンデンサ上の電荷の正の断熱的な変化は断熱的な充電と見なされ、コンデンサ上の電荷の負の断熱的な変化は断熱的な放電と見なされる。非容量性要素の例としては、インダクタ、磁気フィルタなどの磁気貯蔵要素、抵抗器、及びそれらの組合せがある。
いくつかの場合では、コンデンサを、一部の時間では断熱的に、残りの時間では非断熱的に充電することができる。そのようなコンデンサは、断熱的に充電されると見なされる。同様に、いくつかの場合では、コンデンサを、一部の時間では断熱的に、残りの時間では非断熱的に放電することができる。そのようなコンデンサは、断熱的に放電されると見なされる。
非断熱的充電とは、断熱的でない全ての充電を含み、非断熱的放電とは、断熱的でない全ての放電を含む。
本明細書で使用する、断熱充電型スイッチングネットワークは、断熱的に充電されること及び断熱的に放電されることの両方が行われる、少なくとも１つのコンデンサを有するスイッチングネットワーク１２Ａである。非断熱充電型スイッチングネットワークは、断熱充電型スイッチングネットワークでないスイッチングネットワーク１２Ａである。
調整回路１６Ａは、何らかの望ましい方法で、システムの電気的特性をなんとか制限する役割を演じる回路によってインスタンス化することができる。例えば、そのような回路は、特性を何らかの値若しくは値の範囲であるように制限する、又は特性を何らかの速度で変化するように制限する、又は特性を何らかの方向に変化するように制限する場合がある。通常の例は、出力電圧又は電流が特定の値となる又は何らかの値の範囲内となるように制限するレギュレータであろう。バックコンバータは、好適なフィードバックループと組み合わせると、その高い効率及び速度に起因して、そのような役割のための魅力的な候補となろう。そのような変換器は、変換器のデューティサイクルを調節することにより、出力電圧が何らかの所望の値となるように制限することから、スイッチングネットワーク１２Ａ内の電荷転送速度を何らかの所望の範囲内となるように制限することへとなめらかに移行し、磁気フィルタとして効果的に機能する変換器の能力のために、やはり有利である。
他の好適な調整回路１６Ａとしては、ブーストコンバータ、バック／ブーストコンバータ、フライバックコンバータ、フォワードコンバータ、ハーフブリッジコンバータ、フルブリッジコンバータ、Ｃｕｋコンバータ、共振変換器、及びリニアレギュレータがある。フライバックコンバータは、疑似共振フライバックコンバータ、アクティブクランプフライバックコンバータ、インターリーブフライバックコンバータ、又は２スイッチフライバックコンバータであってよい。同様に、フォワードコンバータは、マルチ共振フォワードコンバータ、アクティブクランプフォワードコンバータ、インターリーブフォワードコンバータ、又は２スイッチフォワードコンバータであってよい。ハーフブリッジコンバータは、非対称ハーフブリッジコンバータ、マルチ共振ハーフブリッジコンバータ、又はＬＬＣ共振ハーフブリッジであってよい。
図２に示される一実施形態では、電圧源１４は、スイッチトキャパシタネットワークとしてインスタンス化される第１のスイッチングネットワーク１２Ａへと入力を提供する。第１のスイッチングネットワーク１２Ａの出力は、調整回路１６Ａ（例えば、バック、ブースト、又はバック／ブーストコンバータ）に提供される入力電圧よりも低い電圧である。この調整回路１６Ａは、別のスイッチトキャパシタネットワークなどの第２のスイッチングネットワーク１２Ｂに、調整した入力電圧を提供する。この第２のスイッチングネットワーク１２Ｂの高電圧出力が、次いで、負荷１８Ａに印加される。
図２に示されるような実施形態は、電力流経路に沿ったエネルギー流の方向に応じて、負荷１８Ａを調整する又は電圧源１４を調整するように構成することができる。
図３に示される別の実施形態では、低電圧源１４は、調整回路１６Ａの入力に接続し、その出力は、より高いＤＣ値にブーストされるスイッチングネットワーク１２Ａの入力に提供される。スイッチングネットワークの出力は、次いで、負荷１８Ａに提供される。
図３に示されるもののような実施形態を使用して、電力流経路に沿ったエネルギー流の方向に応じて、電圧源１４又は負荷１８Ａを調整することができる。
ここで図４を参照して、変換器１００の別の実施形態は、その入力１０２に接続される第１の調整回路１６Ａ、及びその出力１０４に接続される第２の調整回路１６Ｂを含む。第１の調整回路１６Ａと第２の調整回路１６Ｂとの間には、入力２０２及び出力２０４を有するスイッチングネットワーク１２Ａがある。スイッチングネットワーク１２Ａは、スイッチ２１２によって相互接続された電荷貯蔵要素２１０を含む。これらの電荷貯蔵要素２１０は、第１のグループ２０６と第２のグループ２０８とに分割される。上で議論したように、調整回路１６Ａ、１６Ｂのいずれか１つは、電圧を制御すること、又は磁気フィルタ、ブーストコンバータ、バック／ブーストコンバータ、フライバックコンバータ、Ｃｕｋコンバータ、共振変換器、若しくはリニアレギュレータとして機能することのいずれかを行うように構成することができる、バックコンバータであってよい。調整回路１６Ａ、１６Ｂは、所望の結果を達成するのに必要なデューティサイクルで動作することができる。例えば、バックコンバータの場合、バックコンバータのメインスイッチがその磁気貯蔵要素への無期限期間の接続を維持する一方、その付随する同期整流器が無期限に開を維持するように、デューティサイクルを調節することができる。あるいは、２つの調整回路１６Ａ、１６Ｂのうちの１つを磁気フィルタで置き換え、こうして、さらなるスイッチの必要を避けることができる。そのような磁気フィルタは、電流の急激な変化に抵抗し、こうしてスイッチングネットワーク１２Ａ中のコンデンサの断熱充電を促進するインダクタなどの磁気貯蔵要素を含む。
いくつかの実施形態では、スイッチングネットワーク１２Ａは、図５に示されるもののように、双方向スイッチトキャパシタネットワークであってよい。図５のスイッチトキャパシタネットワークは、並列な、第１のコンデンサ２０と第２のコンデンサ２２を特徴とする。第１のスイッチ２４は、第１のコンデンサ２０と第２のコンデンサ２２のうちの１つを第１の調整回路１６Ａに選択的に接続し、第２のスイッチ２６は、第１のコンデンサ２０と第２のコンデンサ２２のうちの１つを第２の調整回路１６Ｂに選択的に接続する。図４に示されるレギュレータのように、第１の調整回路１６Ａ及び第２の調整回路１６Ｂは、可変デューティサイクルで動作することができる。あるいは、調整回路１６Ａ、１６Ｂのうちの１つを、電流の急激な変化に抵抗し、こうしてスイッチングネットワーク１２Ａ内のコンデンサの断熱充電を促進するインダクタを有する磁気フィルタで置き換えることができる。第１のスイッチ２４と第２のスイッチ２６の両方を高周波数で動作させて、第１のコンデンサ２０及び第２のコンデンサ２２の断熱充電及び放電を促進することができる。
図５に示される特定の実施形態は２フェーズスイッチングネットワーク１２Ａを有する。しかし、他のタイプのスイッチングネットワーク１２Ａを代わりに使用することができる。
図６Ａに示されるさらに別の実施形態では、第１の調整回路１６Ａ、第２の調整回路１６Ｂ、及び第３の調整回路１６Ｃは、１又は２以上の別個の電力管理ＩＣへと組み込むことができるが、第１の負荷１８Ａ、第２の負荷１８Ｂ、及び第３の負荷１８Ｃを駆動するために、第１のスイッチングネットワーク１２Ａの出力に設けられる。第３の負荷１８Ｃのために、第２のスイッチングネットワーク１２Ｂが第３の負荷１８Ｃと第３の調整回路１６Ｃとの間に設けられ、こうして、図２のものと類似の経路を形成する。こうして、図６Ａは、調整回路とスイッチングネットワークのモジュール構造が、ＤＣ－ＤＣ変換器構造中にフレキシビリティを提供するため、構成要素をうまく組み合わせる能力をどのように促進するのかについての例を提供する。
異なるモジュール中にある構成要素を結合することにより、さらなるフレキシビリティを有することができる。例えば、図６Ａに示される構成が反転されている図６Ｂにおいて、図６Ａ中の第１の調整回路１６Ａ、第２の調整回路１６Ｂ、及び第３の調整回路１６Ｃは、図６Ｂ中で第１のスイッチングネットワーク１２Ａ、第２のスイッチングネットワーク１２Ｂ、及び第３のスイッチングネットワーク１２Ｃで置き換えられ、図６Ａ中の第１のスイッチングネットワーク１２Ａ及び第２のスイッチングネットワーク１２Ｂは、図６Ｂ中で第４の調整回路１６Ｄ及び第３の調整回路１６Ｃで置き換えられる。しかし、図６Ａ中の第１の負荷１８Ａと第２の負荷１８Ｂとは、第１の負荷１８Ａと、第１のスイッチングネットワーク１２Ａ及び第２のスイッチングネットワーク１２Ｂ内の電荷転送を制限するために加えられた磁気フィルタの形の第１の調整回路１６Ａ及び第２の調整回路１６Ｂとに統合された。第１の調整回路１６Ａ及び第２の調整回路１６Ｂは、適切に選択されたデューティサイクルでバックコンバータにより実装される。図６Ｂでは、第１の調整回路１６Ａと第２の調整回路１６Ｂとが、同じコアを共有するインダクタを有し、こうしてそれらを一緒に結合する。これは、回路の占有面積全体の空間を節約する方法を提供する。
スイッチトキャパシタ（ＳＣ）ＤＣ－ＤＣ電力変換器は、スイッチ及びコンデンサのネットワークを含む。これらのスイッチを使用して異なるトポロジの状態を通してネットワークを循環させることにより、ＳＣネットワークの入力から出力にエネルギーを転送することができる。「電荷ポンプ」(charge pumps)として知られているいくつかの変換器を使用して、フラッシュ及び他のプログラム可能なメモリ中の高電圧を生成することができる。
図７は、何らかの値ＶＣ（０）に最初に充電されるコンデンサＣを示す。t=0において、スイッチＳは閉である。そのとき、コンデンサＣがその最終的な値Ｖｉｎに充電すると、短時間のサージ電流が流れる。充電速度は、時定数τ=RCにより記載することができ、これは、電圧がその最終的な値の1/e内へと上昇又は下降のいずれかを行うのにかかる時間を示す。正確なコンデンサ電圧ｖｃ（ｔ）及び電流ｉｃ（ｔ）は、次式により与えられる。
vc(t)=vc(0)+[Vin-vc(0)](1-e-t/RC) （１．１）
及び
Figure 0007015172000001
コンデンサを充電するときにこうむるエネルギー損失は、抵抗器Ｒ中で消費されるエネルギーを計算することにより見いだすことができ、以下となる。
Figure 0007015172000002
式は、式（１．２）からのｉｃ（ｔ）についての表現を式（１．３）へと代入することによってさらに簡略化することができる。積分を求めると、次式となる。
Figure 0007015172000003
過渡応答が安定するのが許される（すなわち、t→∞）場合、コンデンサを充電する際にこうむる全エネルギー損失は、その抵抗値Ｒに対して独立である。その場合、エネルギー損失の量は次式と等しい。
Figure 0007015172000004
スイッチトキャパシタ変換器は、図８に示されるように、エネルギー転送コンデンサの充電又は放電でこうむる電力損失を考慮する、有限出力抵抗値Ｒｏを備える、図８に示されるような、理想的変圧器としてモデル化することができる。この損失は、典型的には、ＭＯＳＦＥＴのＯＮ抵抗及びコンデンサの等価直列抵抗で消費される。
スイッチトキャパシタ変換器の出力電圧は、次式で与えられる。
Figure 0007015172000005
スイッチトキャパシタ変換器の動作を簡略化し、Ｒｏを容易に見つけることができる２つの限定的な場合がある。これらは、「遅い切換限度」(slow-switching limit)及び「速い切換限度」(fast-switching limit)と呼ばれる。
速い切換限度（τ>>Tsw）では、充放電電流は、ほぼ一定であり、コンデンサ上で三角形のＡＣリップルをもたらす。このため、Ｒｏは、ＭＯＳＦＥＴ及びコンデンサの直列抵抗に左右されるが、動作周波数の関数ではない。この場合、速い切換限度で動作する変換器のＲｏは、寄生抵抗(parasitic resistance)の関数である。
遅い切換限度では、切換周期Ｔｓｗは、エネルギー転送コンデンサのＲＣ時定数τよりもはるかに長い。この状態の下では、コンデンサ及びスイッチの抵抗値と関わりない体系的エネルギー損失がある。この体系的エネルギー損失は、部分的に、充放電電流の２乗平均平方根（ＲＭＳ）がＲＣ時定数の関数であるために生じる。充電経路の有効抵抗値Ｒｅｆｆが減る（すなわち、低減ＲＣである）場合、ＲＭＳ電流が増え、たまたま、全充電エネルギー損失（Eloss=IRMS 2Reff=1/2C×ΔVC2）がＲｅｆｆに対して独立となる。このエネルギー損失を最小化する１つの解決策は、スイッチトキャパシタネットワーク中のポンプコンデンサのサイズを増やすことである。
スイッチトキャパシタネットワークが、共通の接地、大きい変圧比、低いスイッチストレス、低いＤＣコンデンサ電圧、及び低い出力抵抗値を有することが望ましい。最も有用なトポロジには、ラダー型、ディクソン型、直並列型、フィボナッチ型、及びダブラ型がある。
１つの有用な変換器は、直並列型スイッチトキャパシタ変換器である。図９Ａ及び図９Ｂは、それぞれ充電フェーズ及び放電フェーズで動作する、２：１直並列型スイッチトキャパシタ変換器を示す。充電フェーズ期間に、コンデンサは直列である。放電フェーズでは、コンデンサは並列である。その充電フェーズでは、コンデンサ電圧ｖＣ１とｖＣ２が合計Ｖ１となり、一方その放電フェーズでは、ｖＣ１とｖＣ２がＶ２と等しくなり、これはV2=V1/2を意味する。
他の有用なトポロジは、図１０及び図１１に示されるような、カスケード乗算器トポロジである。両方の電荷ポンプでは、電源はＶ１に配置され、負荷はＶ２に配置される。これらのタイプの電荷ポンプでは、結合コンデンサが順に充放電されると、電荷のパケットが、ダイオードチェーンに沿ってポンピングされる。図１２に示されるように、振幅ｖｐｕｍｐを有するクロック信号ｖｃｌｋと
Figure 0007015172000006
とは、１８０度位相がずれている。結合コンデンサは、直列又は並列のいずれかでポンピングすることができる。
最初の電荷が出力に到達するのにｎクロックサイクルかかる。最後のポンプコンデンサ上の電荷は、最初のポンプコンデンサ上の電荷よりもｎ倍大きく、したがって、変換器用のＶ２は、両方のポンピング構成において、V1+(n-1)×vpumpである。
上記のトポロジは昇圧に適しているが、それらは、電源と負荷の配置を切り換えることにより、降圧に使用することもできる。そのような場合では、ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ及びＢＪＴなどの制御スイッチと置き換えることができる。
上記のカスケード乗算器は、クロック信号の１フェーズの期間に電荷が伝達される半波乗算器(half-wave multipliers)である。これは、不連続な入力電流を引き起こす。これらのカスケード乗算器の両方は、２つの半波乗算器を並列に接続し、半波乗算器を１８０度位相をずらして動かすことによって、全波乗算器へと変換することができる。図１３は、全波対称直列ポンプ型カスケード乗算器バージョンであり、一方、図１４は、全波対称並列ポンプ型カスケード乗算器バージョンである。半波乗算器中のダイオードとは異なり、図１３及び図１４中のスイッチは双方向である。結果として、これらのカスケード乗算器の両方で、電力は、電源から負荷へ、又は負荷から電源へのいずれかで流れることができる。非対称乗算器も全波乗算器へと変換することができる。
図１５は、全波乗算器の４つの異なる降圧バージョン並びにそれらに対応する半波バージョンを示す。さらに、Ｎ個のフェーズを並列に組み合わせて、それらを１８０度／Ｎだけ位相をずらして動かし、出力電圧リップルを減らして出力電力処理能力を増やすことが可能である。非対称乗算器は、特殊な特性を有する。非対称乗算器は、Ｖ２の倍数である電圧レベルにあるＤＣノードを含有する。これらのＤＣノードは、電力を送出する又は引き込むためのタップ点として機能することができる。非対称乗算器は、Ｖ１を参照するための好都合な位置も提供する。これは、接地を分割することを可能にする。
図１Ａ～図４に示されるモジュール型アーキテクチャ中の基本ビルディングブロックを、独立した実体又は結合した実体のいずれかとして接続することができる。スイッチングネットワークと調整回路が密に結合される状態では、断熱充電を通して、スイッチングネットワークの体系的エネルギー損失のメカニズムを防止及び／又は減少することが可能である。これは、一般的に、調整回路を使用して、スイッチングネットワーク中のコンデンサの充放電を制御することを含む。さらに、調整回路したがって変換器全体の出力電圧を、外部刺激に応答して調整することができる。出力電圧を調整する１つの手法は、磁気フィルタ中に見られるものなど、磁気貯蔵要素中の平均ＤＣ電流を制御することによる。
調整回路の所望の特徴は、スイッチングネットワーク中のコンデンサを通る２乗平均平方根（ＲＭＳ）電流(root mean square current)を、何らかの限度より下に制限することである。調整回路は、抵抗性要素又は磁気貯蔵要素のいずれかを使用することによってそのような制限を達成する。残念ながら、抵抗性要素は電力を消費し、そのためそれらの使用はあまり望ましくない。したがって、本明細書に記載される実施形態は、調整回路中にオプションのスイッチを有する磁気貯蔵要素に依拠する。調整回路は、平均ＤＣ電流を有する調整回路中の磁気貯蔵要素を通してコンデンサ電流を強制することによって、ＲＭＳ電流を限定する。スイッチを含むそれらの調整回路では、磁気貯蔵要素を通して平均ＤＣ電流を維持するようにスイッチを動作させる。これは、磁気貯蔵要素と直列のスイッチのデューティサイクルを変えることによって達成することができる。一実施形態では、デューティサイクルは、少なくとも１つのスイッチがほぼ常にオンであるように、ゼロに近づく。限定的な場合では、少なくとも１つのスイッチは、完全になくすことができる。
調整回路は、スイッチングネットワーク中の少なくとも１つのコンデンサのＲＭＳ充電電流とＲＭＳ放電電流の両方を限定することができる。単一の調整回路が、電流を吸い込む及び／又は出すことにより、スイッチングネットワークに出入りする電流を限定することができる。したがって、図１Ａ～図４に示される４つの基本構成がある。電力が電源から負荷に流れることを仮定すると、図１Ａにおいて、調整回路１６Ａは、スイッチングネットワーク１２Ａの充電電流と放電電流の両方を吸い込むことができる。図３において、調整回路１６Ａは、スイッチングネットワーク１２Ａの充電電流と放電電流の両方を出すことができる。図４において、調整回路１６Ａがスイッチングネットワーク１２Ａの充電電流を出すことができ、調整回路１６Ｂが同じスイッチングネットワーク１２Ａの放電電流を吸い込むことができ、その逆も同様である。図２において、調整回路１６Ａは、スイッチングネットワーク１２Ｂの充電電流と放電電流の両方を出すことができる一方、スイッチングネットワーク１２Ａの充電電流と放電電流の両方を吸い込むこともできる。さらに、スイッチングネットワーク１２Ａ、１２Ｂと調整回路１６Ａ、１６Ｂの両方が、電力を両方の方向に流すことを許す場合、双方向電力流が可能となる（電源から負荷及び負荷から電源）。
一実施形態は、少なくとも部分的に断熱充電型の全波カスケード乗算器に依拠する。特に好ましいスイッチングネットワークは、その優れた速い切換限度インピーダンス、電圧を拡大することができる容易さ、及びその低いスイッチストレスのために、カスケード乗算器である。
カスケード乗算器では、結合コンデンサは、典型的には、クロック制御された電圧源ｖｃｌｋ及び
Figure 0007015172000007
でポンピングされる。しかし、結合コンデンサが、代わりにクロック制御された電流源ｉｃｌｋ及び
Figure 0007015172000008
でポンピングされる場合、結合コンデンサ中のＲＭＳ充放電電流を限定することができる。この場合、コンデンサは、少なくとも部分的に断熱的に充電され、したがってなくさない場合には、遅い切換限度で動作するときのスイッチトキャパシタ変換器に関連する1/2C×ΔVC 2の損失を少なくする。これは、速い切換限度インピーダンスに対する出力インピーダンスを少なくする効果を有する。断熱動作を描く図１６中の黒い点線により示されるように、完全な断熱充電下で、出力インピーダンスは、もはや切換周波数の関数ではないことになる。
他の全てが等しい状態でも、断熱充電型スイッチトキャパシタ変換器は、従来型で充電したスイッチトキャパシタ変換器よりもはるかに低い切換周波数だが、より高い効率で動作することができる。逆に、断熱充電型スイッチトキャパシタ変換器は、従来型で充電したスイッチトキャパシタ変換器と同じ周波数で同じ効率だが、例えば４分の１と１０分の１との間のはるかに小さい結合コンデンサで動作することができる。
図１７は、図１Ｂに示されたアーキテクチャに一致する降圧変換器を示す。この実施形態では、スイッチングネットワーク１２Ａは、調整回路１６Ａを使用して断熱的に充電される。クロック制御された電流源iclk及び
Figure 0007015172000009
は、４つのスイッチ及び調整回路１６Ａによってエミュレートされる。出力コンデンサＣＯは、ＶＸがスイングするのを可能にするように、やはり除去された。この例では、調整回路１６Ａは、小さいＡＣリップルを有する一定の電源として振る舞うブーストコンバータである。動作周波数において非容量性の入力インピーダンスを有する任意の電力変換器ならば断熱動作を可能とするであろう。スイッチモード電力変換器は、それらの高い効率に起因して魅力的な候補であるが、リニアレギュレータも実用的である。
動作中、「１」と標示される閉スイッチの働きが、コンデンサＣ４、Ｃ５、及びＣ６を充電する一方、コンデンサＣ１、Ｃ２、及びＣ３を放電する。同様に、「２」と標示される閉スイッチの働きは、相補的な効果を有する。第１のトポロジ状態（フェーズＡ）が図１８に示され、そこでは、「１」と標示される全てのスイッチは閉であり、「２」と標示される全てのスイッチは開である。同様に、第２のトポロジ状態（フェーズＢ）が図１９に示され、そこでは、「２」と標示される全てのスイッチは閉であり、「１」と標示される全てのスイッチは開である。
この実施形態では、調整回路１６Ａは、各コンデンサのＲＭＳ充放電電流を限定する。例えば、コンデンサＣ３は、フェーズＡの期間に調整回路１６Ａ中の磁気フィルタ処理要素を通して放電される一方、コンデンサＣ３は、フェーズＢの期間に調整回路１６Ａ中の磁気フィルタ処理要素を通して充電され、断熱の概念を明白に実証している。さらに、能動構成要素の全てがスイッチで実装され、そのために、変換器は両方の方向で電力を処理することができる。
少数の代表的なノード電圧及び電流が図２０に示される。２つの図示された電流（ＩＰ１及びＩＰ２）の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジにわずかな量の歪みがあるが、ほとんどの部分で、電流は、１８０度位相がずれた２つのクロックに似ている。一般的に、断熱充電は、ＶＸノードが調整回路１６Ａによって装荷されるのみであるこの実施形態中の場合のように、スイッチスタックの少なくとも１つの端部が大きい静電容量によって装荷されない場合にのみ、カスケード乗算器中で生じる。
動作中、異なる量の電流が、異なるスイッチを通って流れることになる。したがって、スイッチを通って流れる電流に適した様式でスイッチをサイズ決定するのが有用である。例えば、図１７では、ＶＰ１及びＶＰ２に維持されるノードに接続されるスイッチは、他のスイッチよりも多くの電流を伝える。全てのスイッチを同じ面積で作る場合、残りのスイッチは、必要であるよりもはるかに大きいことになる。他のスイッチを、ＶＰ１及びＶＰ２でノードに接続されるスイッチよりも小さく作ることによって、不必要に大きいスイッチを有することを回避する。各スイッチが回路の一部を要するため、この場合、回路全体を物理的により小さく作ることができる。
さらなる利点は、スイッチ面積が増加するにつれて、容量性損失が増加することである。したがって、動作期間に伝える電流に対してスイッチ面積をカスタマイズすることによって、２重の利益をもたらす。それは、回路の占有面積の全体的なサイズを減らすだけでなく、容量性損失を減らすことの効果も有する。
図１７に示されるスイッチは、いくつかの切換周波数における状態間で移行することになる。損失を減らすため、スイッチングネットワーク１２Ａが、その切換周波数におけるスイッチを通るＲＭＳ電流を制限することが望ましい。ＲＭＳ電流を制限する１つの方法は、スイッチの抵抗値を正しく選択することである。特に、コンデンサ間の電荷転送のＲＣ時定数が切換周波数と同様である、又は切換周波数より長いように、抵抗値が十分高くあるべきである。図１６に見られるように、スイッチの幅「Ｗ」、したがって、スイッチの抵抗値及びそれらのサイズを制御することによって、スイッチングネットワーク１２Ａを速い切換限度領域へと強制することができる。
残念ながら、ＲＭＳ電流を制限するためスイッチの抵抗値を使用することにより、抵抗性電力損失が増え、全体的な効率が低下する。しかし、調整回路１６Ａは、スイッチの抵抗値を下げるが、依然として断熱的に動作することを可能にする。したがって、スイッチは、ＲＭＳ電流が調整回路１６Ａ（又は、磁気フィルタでもよい）によって取り扱われるため、ＲＭＳ電流を制限することを心配することなく、最高の効率で最適にサイズ決定することができる。各スイッチについての最適サイズは、所与の切換周波数及び所与の電流で、各スイッチ中の抵抗性及び容量性損失を分散させることによって選択される。
図１Ａ～図４に示される基本ビルディングブロックを有するモジュール型アーキテクチャは、高電圧ＤＣ、ＡＣ－ＤＣ、バックブースト、及び複数の出力電圧などのより広い範囲の用途をカバーするように拡張することができる。これらの用途の各々は、変圧機能と、調整機能と、場合によっては磁気フィルタ処理機能とを分離することを含む。アーキテクチャの拡張部は、断熱充電型スイッチトキャパシタ変換器をやはり組み込むことができる。
多くのスイッチトキャパシタ変換器では、コンデンサ及びスイッチの数は、変圧比に比例して増加する。したがって、変圧比が大きい場合、多数のコンデンサ及びスイッチが必要である。あるいは、図２１に描かれるように、多数の低利得段(low gain stages)を直列に接続することによって、大きい変圧比を達成することができる。スイッチコンデンサスタック全体の変圧比（Vin/Vx）は、以下となる。
Figure 0007015172000010
 （２．１）
直列スタック構成の主な欠点は、前段の電圧ストレスが後段のものよりはるかに高いことである。これは、通常、異なる電圧定格及びサイズを有する段を必要とすることになる。しかし、変圧比は、１又は２以上の段をバイパスすることにより容易に変えることができる。
後続のスイッチングネットワークが先行する段の充放電電流を制御する場合に、先行する直列接続したスイッチングネットワークのみの断熱充電が生じる。したがって、前段に全波スイッチトキャパシタ変換器を使用すること、又は磁気フィルタを有する単一フェーズ直並列型スイッチトキャパシタ変換器などのスイッチトキャパシタ段を使用することが好ましい。
図２２は、第１のスイッチングネットワーク１２Ａが図２１に示されたアーキテクチャに一致する第２のスイッチングネットワーク１２Ｄと直列に接続される変換器を示す。第１のスイッチングネットワーク１２Ａと第２のスイッチングネットワーク１２Ｄの両方は、２フェーズカスケード乗算器である。動作中、「１」と「２」と標示されるスイッチが常に相補的な状態であり、「７」と「８」と標示されるスイッチが常に相補的な状態である。したがって、第１のスイッチ状態では、「１」と標示される全てのスイッチは開であり、「２」と標示される全てのスイッチは閉である。第２のスイッチ状態では、「１」と標示される全てのスイッチは閉であり、「２」と標示される全てのスイッチは開である。この実施形態では、スイッチ１を閉にすると、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３を充電し、一方コンデンサＣ４、Ｃ５、Ｃ６を放電する。スイッチ２を閉にすると、相補的な効果がある。又、スイッチ７を閉にすると、コンデンサＣ７、Ｃ８、Ｃ９を充電し、一方コンデンサＣ１０、Ｃ１１、Ｃ１２を放電する。スイッチ８を閉にすると、相補的な効果がある。
第１の調整回路１６Ａが２：１の公称降圧比を有するバックコンバータであると仮定すると、電力変換器は、全体で３２：１の降圧を実現する。さらに、入力電圧が３２Ｖであり、出力電圧が１Ｖである場合、第１のスイッチングネットワーク１２Ａ中のスイッチが８ボルトをブロックする必要がある一方、第２のスイッチングネットワーク１２Ｄ中のスイッチは、２ボルトをブロックする必要があることになる。
図１Ａ～図４に示される基本ビルディングブロックを有するモジュール型アーキテクチャは、同様にＡＣ入力電圧を取り扱うように構成することができる。スイッチトキャパシタ変換器の主な属性の１つは、スイッチトキャパシタネットワークを再構成することにより、広い入力範囲にわたり効率的に動作するその能力である。ＡＣ商用電圧（すなわち、６０Ｈｚ及び１２０ＶＲＭＳ）をゆっくり動くＤＣ電圧と考えることができる場合、ＡＣスイッチングネットワークとしても知られているフロントエンドスイッチトキャパシタ段１３Ａは、時間変動する入力電圧を比較的安定なＤＣ電圧へと展開することが可能でなければならない。
展開されたＤＣ電圧を重ねた単一の６０Ｈｚサイクルにわたる１２０ＶＲＭＳのＡＣ波形の図が図２３に示される。ＡＣスイッチングネットワーク１３Ａは、その処置並びに反転段において異なる構成（１／３、１／２、１／１）を有する。ＡＣスイッチングネットワーク１３Ａは、ＤＣ電圧を６０Ｖよりも低く保つようにも設計された。一度ＡＣ電圧が展開されると、最終的な出力電圧を生成するのは、図２４に示される調整回路１６Ａの仕事である。電圧をさらに調節するため、ＡＣスイッチングネットワーク１３Ａと調整回路１６Ａとの間に別のスイッチングネットワークを配置することも必要な場合がある。この場合には、ＡＣスイッチングネットワーク１３Ａが特殊目的のスイッチングネットワークであるため、直列に接続された段についての警告が当てはまる。安全性の理由で、何らかの形の磁気的又は電気的分離が、ＡＣ－ＤＣ変換器にはやはり一般的である。したがって、図２４では、電圧、すなわちＶＡＣ、ＶＤＣ、及びＶＯは、共通の接地に対して不可知であるものとして意図的に規定される。
図２５は、図２４に示されたアーキテクチャに対応するＡＣ－ＤＣ変換器を示す。この実施形態では、ＡＣスイッチングネットワーク１３Ａは、同期型ＡＣブリッジ整流器と、その後に続く３つの別個の変換比（１／３、１／２、１／１）を有する再構成可能２フェーズ降圧型カスケード乗算器であり、一方調整回路１６Ａは、同期型バックコンバータである。動作中、「７」と「８」と標示されるスイッチは、常に相補的な状態である。図２６に示されるように、ＡＣサイクルの正の部分（０～πラジアン）の期間では、「７」と標示される全てのスイッチは閉であり、一方「８」と標示される全てのスイッチは開である。同様に、図２７に示されるように、ＡＣサイクルの負の部分（π～２πラジアン）の期間では、「８」と標示される全てのスイッチは閉であり、一方「７」と標示される全てのスイッチは開である。
スイッチ７及び８によって提供される反転機能に加えて、スイッチ１Ａ～１Ｅ及びスイッチ２Ａ～２Ｅは、１／３、１／２、及び１という３つの別個の変換比を実現するために、表１に示されるように選択的に開及び閉にすることができる。
Figure 0007015172000011
ＡＣスイッチングネットワーク１３Ａは、デジタルクロック信号ＣＬＫを備える。単純にＣＬＫの補数であってよい（すなわち、ＣＬＫがローのときはハイ、ＣＬＫがハイのときはロー）、又は非重複補数として生成することができる、第２の信号ＣＬＫＢがやはり生成される。表１の第１の行にしたがって設定される切換パターンで、ＡＣスイッチングネットワーク１３Ａが、３分の１（１／３）の降圧比を実現する。表１の第２の行にしたがって設定される切換パターンで、ＡＣスイッチングネットワーク１３Ａが、２分の１（１／２）の降圧比を実現する。表１の第１の行にしたがって設定される切換パターンで、ＡＣスイッチングネットワーク１３Ａが、１の降圧比を実現する。
壁面に取り付けられるほとんどの電力源は、何らかの力率規格を満足する。力率は、真の電力流対見かけの電力の比を規定する、０と１との間の無次元数である。高調波電流を制御し力率を高める通常の方法は、図２８に示されるような、能動的力率修正器を使用することによる。力率修正回路１７Ａは、入力電流を、線路電圧と同位相にさせ、こうしてリアクタンス性電力消費をゼロであるようにさせる。
図２９～図３６は、図１Ａ～図４に示されるアーキテクチャ図と一致する電力変換器の具体的な実装を示す。各実装では、１又は複数の調整回路は、磁気フィルタを含む場合があるが、各スイッチングネットワーク中の少なくとも１つのコンデンサのＲＭＳ充電電流とＲＭＳ放電電流の両方を限定することができ、そのため、これらのスイッチングネットワークの全ては、断熱充電型スイッチングネットワークである。しかし、減結合コンデンサ９Ａ又は９Ｂが存在する場合、ＲＭＳ充放電電流を限定する調整回路の能力を減らすことができる。コンデンサ９Ａ及び９Ｂは任意選択であり、出力電圧を極めて一定に保つため、コンデンサＣＯが使用される。段の全てが共通の接地を共有する。しかし、そうである必要はない。例えば、調整回路１６Ａがフライバックコンバータとして実装される場合、接地を容易に分離することができる。スイッチングネットワーク１２Ａでさえ、容量性の分離によって別個の接地を有することができる。さらに、簡略化するために、各実装中のスイッチングネットワークが単一の変換比を有する。しかし、複数の別の変換比で電力変換を実現する再構成可能なスイッチングネットワークを代わりに使用することができる。
動作中、「１」と「２」と標示されるスイッチは、常に相補的な状態である。したがって、第１のスイッチ状態では、「１」と標示される全てのスイッチは開であり、「２」と標示される全てのスイッチは閉である。第２のスイッチ状態では、「１」と標示される全てのスイッチは閉であり、「２」と標示される全てのスイッチは開である。同様に、「３」と「４」と標示されるスイッチが相補的な状態であり、「５」と「６」と標示されるスイッチが相補的な状態であり、「７」と「８」と標示されるスイッチが相補的な状態である。典型的には、調整回路は、スイッチングネットワークよりも高い切換周波数で動作する。しかし、スイッチングネットワークと調整回路間に、切換周波数についての要件はない。
図２９は、図１Ａに示されたアーキテクチャに対応する昇圧変換器を示す。この実施形態では、スイッチングネットワーク１２Ａは、１：３の変換比を有する２フェーズ昇圧カスケード乗算器であり、一方調整回路１６Ａは、２フェーズブーストコンバータである。動作中、スイッチ１を閉にし、スイッチ２を開にすると、コンデンサＣ３及びＣ４を充電し、一方コンデンサＣ１及びＣ２を放電する。逆に、スイッチ１を開にし、スイッチ２を閉にすると、コンデンサＣ１及びＣ２を充電し、一方コンデンサＣ３及びＣ４を放電する。
図３０は、図１Ｂに示されたアーキテクチャに対応する双方向降圧変換器を示す。この実施形態では、スイッチングネットワーク１２Ａは、４：１の変換比を有する２フェーズ降圧カスケード乗算器であり、一方調整回路１６Ａは、同期型バックコンバータである。動作中、スイッチ１を閉にし、スイッチ２を開にすると、コンデンサＣ１、Ｃ２、及びＣ３を充電し、一方コンデンサＣ４、Ｃ５、及びＣ６を放電する。逆に、スイッチ１を開にし、スイッチ２を閉にすると、コンデンサＣ４、Ｃ５、及びＣ６を充電し、一方コンデンサＣ１、Ｃ２、及びＣ３を放電する。能動構成要素の全てがスイッチで実装され、そのために、変換器は両方の方向で電力を処理することができる。
図３１は、図３に示されたアーキテクチャに一致する昇圧変換器を示す。この実施形態では、調整回路１６Ａはブーストコンバータであり、一方スイッチングネットワーク１２Ａは、１：２の変換比を有する２フェーズ昇圧直並列型ＳＣ変換器である。動作中、スイッチ１を閉にすると、コンデンサＣ２を充電し、一方コンデンサＣ１を放電する。スイッチ２を閉にすると、相補的な効果がある。
図３２は、図３に示されたアーキテクチャに一致する双方向昇降圧変換器を示す。この実施形態では、調整回路１６Ａは、同期型４スイッチバックブーストコンバータであり、一方スイッチングネットワーク１２Ａは、１：４の変換比を有する２フェーズ昇圧カスケード乗算器である。動作中、スイッチ１を閉にすると、コンデンサＣ４、Ｃ５、及びＣ６を充電し、一方コンデンサＣ１、Ｃ２、及びＣ３を放電する。スイッチ２を閉にすると、相補的な効果がある。能動構成要素の全てがスイッチで実装され、そのために、変換器は両方の方向で電力を処理することができる。
図３３は、図２に示されたアーキテクチャに一致する反転昇降圧変換器を示す。この実施形態では、第１のスイッチングネットワーク１２Ａは、２：１の変換比を有する降圧直並列型ＳＣ変換器であり、第１の調整回路１６Ａは、バック／ブーストコンバータであり、第２のスイッチングネットワーク１２Ｂは、１：２の変換比を有する昇圧直並列型ＳＣ変換器である。動作中、スイッチ１を閉にすると、コンデンサＣ１を充電し、一方スイッチ２を閉にすると、コンデンサＣ１を放電する。同様に、スイッチ７を閉にすると、コンデンサＣ２を放電し、一方スイッチ８を閉にすると、コンデンサＣ２を充電する。
図３４は、図２に示されたアーキテクチャに一致する双方向反転昇降圧変換器を示す。この実施形態では、第１のスイッチングネットワーク１２Ａは、２：１の変換比を有する２フェーズ降圧直並列型ＳＣ変換器であり、第１の調整回路１６Ａは、同期型バック／ブーストコンバータであり、第２のスイッチングネットワーク１２Ｂは、１：２の変換比を有する２フェーズ昇圧直並列型ＳＣ変換器である。動作中、スイッチ１を閉にすると、コンデンサＣ１を充電し、一方コンデンサＣ２を放電する。スイッチ２を閉にすると、相補的な効果がある。同様に、スイッチ７を閉にすると、コンデンサＣ４を充電し、一方コンデンサＣ３を放電する。スイッチ８を閉にすると、相補的な効果がある。能動構成要素の全てがスイッチで実装され、そのために、変換器は両方の方向で電力を処理することができる。
図３５は、図４に示されたブロック図に一致する昇降圧変換器を示す。この実施形態では、第１の調整回路１６Ａは、ブーストコンバータであり、第１のスイッチングネットワーク１２Ａは、１：２の変換比を有する２フェーズ昇圧直並列型ＳＣ変換器であり、第２の調整回路１６Ｂは、ブーストコンバータである。動作中、スイッチ１を閉にすると、コンデンサＣ１及びＣ２を充電し、一方同時に、コンデンサＣ３及びＣ４を放電する。スイッチ２を閉にすると、相補的な効果がある。
図３６は、図４に示されたブロック図に一致する双方向昇降圧変換器を示す。この実施形態では、第１の調整回路１６Ａは、同期型ブーストコンバータであり、第１のスイッチングネットワーク１２Ａは、３：２の変換比を有する２フェーズ分数降圧直並列型ＳＣ変換器であり、第２の調整回路１６Ｂは、同期型バックコンバータである。動作中、スイッチ１を閉にすると、コンデンサＣ３及びＣ４を充電し、一方同時に、コンデンサＣ１及びＣ２を放電する。スイッチ２を閉にすると、相補的な効果がある。能動構成要素の全てがスイッチで実装され、そのために、変換器は両方の方向で電力を処理することができる。スイッチ６が延長期間の間に閉のままとなるように第２の調整回路１６Ｂのデューティサイクルを調節すると、第１のスイッチングネットワーク１２Ａの中のコンデンサ間の断熱的な電荷転送をインダクタＬ２が促進することを可能になる。そのような実施形態では、スイッチ５、６を省き、こうして、第２の調整回路１６Ｂを実装するのに必要な全体的なチップ面積を減らすことができる。
図３７は、図６Ｂにより導入されたアーキテクチャに実質的に準拠する降圧変換器を示す。この実施形態では、第４の調整回路１６Ｄが、結合したインダクタＬ１、Ｌ２を有する。第４の調整回路１６Ｄは、９０°位相がずれて動作する、第１のスイッチングネットワーク１２Ａと第２のスイッチングネットワーク１２Ｂを並列に調整する。第１のスイッチングネットワーク１２Ａと第２のスイッチングネットワーク１２Ｂの４つのコンデンサＣ０間の電荷転送を制限するタスクは、結合したインダクタＬ３、Ｌ４をやはり共有する、第１の調整回路１６Ａと第２の調整回路１６Ｂによって分担される。結合したインダクタＬ３、Ｌ４の結合係数が適正に設定される場合、これらのインダクタを通るリップル電流を減らすことができる。したがって、図３７は、１つの構成要素、すなわち第４の調整回路１６Ｄ内の結合したインダクタＬ１、Ｌ２の考えられる例、並びに別個の構成要素、すなわち第１の調整回路１６Ａ及び第２の調整回路１６Ｂにわたる結合したインダクタＬ３、Ｌ４の、図６Ｂに既に言及された考えられる例を図示する。
調整回路のトポロジは、出力電圧を調整する能力を有する任意のタイプの電力変換器であってよく、限定するものではないが、同期型バック、３レベル同期型バック、ＳＥＰＩＣ、磁気フィルタ、及びソフトスイッチ又は共振変換器が挙げられることを理解されたい。同様に、スイッチングネットワークは、所望の電圧変換及び許容スイッチ電圧に応じて、様々なスイッチトキャパシタトポロジで実現することができる。
いくつかの実装では、コンピュータアクセス可能記憶媒体は、変換器の１又は２以上の構成要素を表すデータベースを含む。例えばデータベースは、電荷ポンプの低損失動作を促進するように最適化されたスイッチングネットワークを表すデータを含むことができる。
一般的に言えば、コンピュータアクセス可能記憶媒体としては、コンピュータに命令及び／又はデータを提供するために使用する間、コンピュータがアクセス可能な任意の非一時的記憶媒体が挙げられる。例えば、コンピュータアクセス可能記憶媒体としては、磁気又は光ディスク及び半導体メモリなどの記憶媒体が挙げられる。
一般的に、システムを表すデータベースは、プログラムによって読み取られて、直接的又は間接的に、システムを備えるハードウェアを製造するために使用することができる、データベース又は他のデータ構造であってよい。例えばデータベースは、Verilog又はＶＨＤＬなどの、高レベル設計言語（ＨＤＬ）中のハードウェア機能性の、ビヘイビアレベル記述(behavioral-level description)又はレジスタ転送レベル（ＲＴＬ）記述であってよい。記述は、合成ライブラリからのゲートのリストを備えるネットリストを生成するための記述を合成することができる合成ツールによって読み取ることができる。ネットリストは、システムを備えるハードウェアの機能性をやはり表すゲートの組を備える。ネットリストは、次いで、マスクに適用される幾何形状を記載するデータセットを生成するように、配置及び経路指定することができる。マスクは、次いで、システムに対応する１つ又は２以上の半導体回路を生成するため、様々な半導体製造ステップで使用することができる。他の例では、代替的に、データベースは、それ自体が（合成ライブラリを備える又は備えない）ネットリスト又はデータセットである場合がある。
１又は２以上の好ましい実施形態を記載してきたが、これらの回路、技法、及び概念を組み込む他の実施形態を使用できることが、当業者には明らかであろう。したがって、発明の範囲は、記載される実施形態に限定されるべきではなく、むしろ添付される請求項の精神及び範囲によってのみ限定されるべきであることを具申する。

Claims (63)

  1. 電力を処理するための装置であって、第１の電力変換器端子と第２の電力変換器端子との間の電力流のための電力経路を有する電力変換器を備え、前記電力変換器の動作期間に、前記第１の電力変換器端子が第１の電圧に維持され、前記第２の電力変換器端子が前記第１の電圧よりも低い第２の電圧に維持され、前記電力変換器が、前記電力経路上に配設される第１の調整回路、第２の調整回路、及びスイッチングネットワークを備え、前記スイッチングネットワークが、スイッチ、第１の電荷貯蔵要素、第２の電荷貯蔵要素、並びに第１及び第２のスイッチングネットワーク端子を備え、前記第１の調整回路が第１の磁気貯蔵要素及び第１の調整回路端子を備え、前記第２の調整回路が第２の磁気貯蔵要素及び第２の調整回路端子を備え、前記電力経路が前記第１の調整回路端子、前記第２の調整回路端子、前記第１のスイッチングネットワーク端子、及び前記第２のスイッチングネットワーク端子を備え、前記第１の調整回路端子が前記第１のスイッチングネットワーク端子に接続され、かつ前記第２の調整回路端子が前記第２のスイッチングネットワーク端子に接続され、前記スイッチングネットワークが第１のスイッチ構成と第２のスイッチ構成との間で移行するように構成され、前記スイッチングネットワークが前記第１のスイッチ構成であるとき、電荷が第１の速度で前記第１の電荷貯蔵要素に蓄積し、前記スイッチングネットワークが前記第２のスイッチ構成であるとき、電荷が第２の速度で前記第１の電荷貯蔵要素から減らされ、前記第１の速度及び前記第２の速度が前記第１の調整回路内の前記第１の磁気貯蔵要素を通して、及び前記第２の調整回路内の前記第２の磁気貯蔵要素を通してコンデンサ電流を強制することによって制限され、前記スイッチングネットワークが前記第１のスイッチ構成であるとき、電荷が前記第１の速度で前記第２の電荷貯蔵要素から減らされ、前記スイッチングネットワークが前記第２のスイッチ構成であるとき、電荷が前記第２の速度で前記第２の電荷貯蔵要素に蓄積し、かつ前記第１及び第２の速度が、前記第１の磁気貯蔵要素及び前記第２の磁気貯蔵要素によって制限される、前記装置。
  2. 前記スイッチングネットワークが前記第２のスイッチ構成であるとき、電荷が第２の速度で前記第２の電荷貯蔵要素に蓄積し、前記第１の速度と前記第２の速度が前記第１の調整回路内の前記第１の磁気貯蔵要素を通して前記電流を強制することによって、前記第１の磁気貯蔵要素によって両方とも制限される、請求項１に記載の装置。
  3. 前記第２の調整回路が前記第２の磁気貯蔵要素に接続されるスイッチを備え、前記スイッチが少なくとも前記第１のスイッチ構成及び前記第２のスイッチ構成間で切り換えるように制御可能である、請求項１に記載の装置。
  4. 前記第２の調整回路が、測定した電力変換器出力に応答して前記スイッチの動作を制御するためのフィードバックループをさらに備える、請求項３に記載の装置。
  5. 前記第１の磁気貯蔵要素がフィルタを備える、請求項１に記載の装置。
  6. 前記第１の磁気貯蔵要素がフィルタを備え、前記フィルタが共振周波数を有する、請求項１に記載の装置。
  7. 第３の調整回路をさらに備え、前記第３の調整回路が前記スイッチングネットワークに接続され、前記第３の調整回路がインダクタを備え、前記第２の調整回路が前記第３の調整回路の前記インダクタに結合されるインダクタを備える、請求項１に記載の装置。
  8. インダクタコアと第３の調整回路とをさらに備え、前記第３の調整回路が前記スイッチングネットワークに接続され、前記インダクタコアが前記第３の調整回路の中のインダクタと前記第２の調整回路内のインダクタに共有される、請求項１に記載の装置。
  9. 前記第１の速度と前記第２の速度が等しい、請求項１に記載の装置。
  10. 前記スイッチングネットワークが再構成可能なスイッチングネットワークを備え、前記再構成可能なスイッチングネットワークが、スイッチ構成の組｛α１，α２，…αｋ｝を有し、k>2であり、前記スイッチングネットワークが、整数の組｛１，２，…ｋ｝の中の全てのｍ、ｎについて、αｂとαｎとの間で移行するように構成される、請求項１に記載の装置。
  11. 前記スイッチングネットワークがマルチフェーズスイッチングネットワークを備える、請求項１に記載の装置。
  12. 前記スイッチングネットワークがマルチフェーズ直並列型スイッチングネットワークを備える、請求項１に記載の装置。
  13. 前記スイッチングネットワークがマルチフェーズ多段スイッチングネットワークを備える、請求項１に記載の装置。
  14. 前記スイッチングネットワークが、その入力で電荷を受け取りその出力で前記電荷を出力するスイッチングネットワークを備え、前記入力から前記出力への電荷の移送がｎ個の切換サイクルで行われ、n>1である、請求項１に記載の装置。
  15. 前記スイッチングネットワークが多段スイッチングネットワークを備える、請求項１に記載の装置。
  16. 前記第１の調整回路と前記第２の調整回路のうちの少なくとも１つが双方向調整回路を備える、請求項１に記載の装置。
  17. 前記第１の調整回路と前記第２の調整回路のうちの少なくとも１つがマルチフェーズ調整回路を備える、請求項１に記載の装置。
  18. 前記第１の調整回路と前記第２の調整回路のうちの少なくとも１つがスイッチモード電力変換器を備える、請求項１に記載の装置。
  19. 前記第１の調整回路と前記第２の調整回路のうちの少なくとも１つが共振電力変換器を備える、請求項１に記載の装置。
  20. 前記第１の調整回路と前記第２の調整回路のうちの少なくとも１つが磁気フィルタを備える、請求項１に記載の装置。
  21. 前記スイッチングネットワークがＡＣスイッチングネットワークとして構成される、請求項１に記載の装置。
  22. 前記スイッチングネットワークがＡＣスイッチングネットワークとして構成され、前記装置が前記ＡＣスイッチングネットワークに接続される力率補正回路をさらに備える、請求項１に記載の装置。
  23. 前記スイッチングネットワークがＡＣスイッチングネットワークとして構成され、前記装置が前記ＡＣスイッチングネットワークに接続される力率補正回路をさらに備え、前記力率補正回路が前記ＡＣスイッチングネットワークと前記第１の調整回路との間に接続される、請求項１に記載の装置。
  24. 前記電力変換器が、前記第１の調整回路と前記第２の調整回路のうちの少なくとも１つの切換構成が変わる周波数と異なる周波数で、前記スイッチングネットワークのスイッチ構成を変えるように構成される、請求項１に記載の装置。
  25. 前記スイッチングネットワークがカスケード乗算器を備え、前記カスケード乗算器が、複数のＤＣノードを有し、その各々が前記第１の電圧の倍数である電圧で電力を送出することが可能な非対称カスケード乗算器である、請求項１に記載の装置。
  26. 複数の調整回路が組み込まれる電力管理集積回路をさらに備え、前記電力経路が前記電力管理集積回路から前記スイッチングネットワークへと延びる電力経路セクションを備える、請求項１に記載の装置。
  27. 前記スイッチが第１の面積を有する第１のスイッチと第２の面積を有する第２のスイッチとを備え、前記第１の面積が前記第２の面積よりも大きい、請求項１に記載の装置。
  28. 前記電力変換器が切換周波数で前記スイッチングネットワークのスイッチ構成を変えるように構成され、前記スイッチの各々がスイッチ幅を有し、前記スイッチの前記スイッチ幅が、前記スイッチングネットワークの電荷貯蔵要素間の電荷転送の時定数が前記切換周波数以上となるように選択される、請求項１に記載の装置。
  29. 前記電力変換器が切換周波数で前記スイッチングネットワークのスイッチ構成を変えるように構成され、前記スイッチングネットワークが、前記周波数において、前記スイッチの抵抗値を増すことによって前記スイッチングネットワーク内を流れる電流に関連する損失を減らすように構成される、請求項１に記載の装置。
  30. 前記スイッチングネットワークがＡＣスイッチングネットワークとして構成され、前記第１の調整回路が第１の電位差を受け取り、前記第２の電力変換器端子が第２の電位差を出力し、前記第１の電位差が第１の電圧と前記第１の電圧よりも低い第２の電圧との間の差であり、前記第２の電位差が第３の電圧と前記第３の電圧よりも低い第４の電圧との間の差であり、前記第４の電圧と前記第２の電圧との間の差がゼロでない、請求項１に記載の装置。
  31. 前記スイッチングネットワークがＡＣスイッチングネットワークとして構成され、前記第１の調整回路がＤＣ電位差を受け取り、前記電力変換器がＡＣ電位差を受け取り、前記ＤＣ電位差が第１の電圧と前記第１の電圧よりも低い第２の電圧との間の差であり、前記ＡＣ電位差が時間変化電圧と一定電圧との間の差であり、前記一定電圧と前記第２の電圧との間の差がゼロでない、請求項１に記載の装置。
  32. 電力変換器に電力を処理させるための方法であって、第１の電力変換器端子と第２の電力変換器端子との間の電力流のための電力経路上で、第１の調整回路の第１の調整回路端子を第１のスイッチングネットワークの第１のスイッチングネットワーク端子に接続するステップと、第２の調整回路の第２の調整回路端子を前記第１のスイッチングネットワークの第２のスイッチングネットワーク端子に接続するステップと、前記第１のスイッチングネットワークの第１の電荷貯蔵要素に電荷を蓄積することを可能にするための構成に前記第１のスイッチングネットワークを配置するステップと、前記第１のスイッチングネットワークの前記第１の電荷貯蔵要素中の電荷蓄積速度を前記第１の調整回路内の第１の磁気貯蔵要素を通して、及び前記第２の調整回路内の第２の磁気貯蔵要素を通してコンデンサ電流を強制することによって制限するステップと、前記第１のスイッチングネットワーク中のスイッチを操作するステップと、前記第１のスイッチングネットワークの前記第１の電荷貯蔵要素から電荷が減らされることを可能にするための構成に前記第１のスイッチングネットワークを配置するステップと、前記第１のスイッチングネットワークの前記第１の電荷貯蔵要素からの電荷減少速度を前記第１の調整回路内の前記第１の磁気貯蔵要素を通して、及び前記第２の調整回路内の前記第２の磁気貯蔵要素を通して前記コンデンサ電流を強制することによって制限するステップとを含む、前記方法。
  33. 前記第２の調整回路を使用するステップと、前記第２の電力変換器端子が第１の電圧よりも低い第２の電圧に維持されるように前記第１の電力変換器端子を前記第１の電圧に維持するステップと、前記第１のスイッチングネットワーク中の前記スイッチを使用するステップとをさらに含む、請求項３２に記載の方法。
  34. 前記第１の電荷貯蔵要素からの前記電荷減少速度を制限するときに前記第１の調整回路内の前記第１の磁気貯蔵要素を通して前記コンデンサ電流を強制することによって第２の電荷貯蔵要素中の前記電荷蓄積速度を制限するステップと、前記第１の電荷貯蔵要素への前記電荷蓄積速度を制限するときに前記第２の調整回路内の前記第２の磁気貯蔵要素を通して前記コンデンサ電流を強制することによって前記第２の電荷貯蔵要素からの前記電荷減少速度を制限するステップとをさらに含む、請求項３２に記載の方法。
  35. 測定した電力変換器出力に応答して、前記第２の調整回路に備えられた、前記第２の磁気貯蔵要素に接続されるスイッチを制御するステップをさらに含む、請求項３３に記載の方法。
  36. 前記第１の磁気貯蔵要素がフィルタを備える、請求項３２に記載の方法。
  37. 前記フィルタが共振周波数を有する、請求項３６に記載の方法。
  38. 第３の調整回路をさらに備え、前記第３の調整回路が前記第１のスイッチングネットワークに接続され、前記第３の調整回路がインダクタを備え、前記第１の調整回路が前記第３の調整回路の前記インダクタに結合されるインダクタを備える、請求項３３に記載の方法。
  39. インダクタコアと第３の調整回路とをさらに備え、前記第３の調整回路が前記第１のスイッチングネットワークに接続され、前記インダクタコアが前記第３の調整回路の中のインダクタと前記第１の調整回路の中のインダクタに共有される、請求項３３に記載の方法。
  40. 前記電荷蓄積速度と前記電荷減少速度が等しい、請求項３２に記載の方法。
  41. 前記第１のスイッチングネットワークを再構成可能なスイッチングネットワークとなるように選択するステップをさらに含む、請求項３２に記載の方法。
  42. 前記第１のスイッチングネットワークをマルチフェーズスイッチングネットワークとなるように選択するステップをさらに含む、請求項３２に記載の方法。
  43. 前記第１のスイッチングネットワークをマルチフェーズ直並列型スイッチングネットワークとなるように選択するステップをさらに含む、請求項３２に記載の方法。
  44. 前記第１のスイッチングネットワークをマルチフェーズ多段スイッチングネットワークとなるように選択するステップをさらに含む、請求項３２に記載の方法。
  45. 前記第１のスイッチングネットワークをカスケード乗算器となるように選択するステップをさらに含む、請求項３２に記載の方法。
  46. 前記第１のスイッチングネットワークを多段スイッチングネットワークとなるように選択するステップをさらに含む、請求項３２に記載の方法。
  47. 前記第１の調整回路と前記第２の調整回路のうちの少なくとも１つを双方向調整回路となるように選択するステップをさらに含む、請求項３３に記載の方法。
  48. 前記第１の調整回路と前記第２の調整回路のうちの少なくとも１つをマルチフェーズ調整回路となるように選択するステップをさらに含む、請求項３３に記載の方法。
  49. 前記第１の調整回路と前記第２の調整回路のうちの少なくとも１つをスイッチモード電力変換器となるように選択するステップをさらに含む、請求項３３に記載の方法。
  50. 前記第１の調整回路と前記第２の調整回路のうちの少なくとも１つを共振電力変換器となるように選択するステップをさらに含む、請求項３３に記載の方法。
  51. 前記第１の調整回路と前記第２の調整回路のうちの少なくとも１つを磁気貯蔵要素となるように選択するステップをさらに含む、請求項３３に記載の方法。
  52. 前記第１の調整回路と前記第２の調整回路のうちの多くとも１つが磁気フィルタを備えるように選択するステップをさらに含む、請求項３３に記載の方法。
  53. 前記第１のスイッチングネットワークをＡＣスイッチングネットワークとなるように構成するステップをさらに含む、請求項３２に記載の方法。
  54. 前記ＡＣスイッチングネットワークの出力の力率を制御するステップをさらに含む、請求項５３に記載の方法。
  55. 前記ＡＣスイッチングネットワークと前記第１の調整回路との間に力率補正回路を接続するステップをさらに含む、請求項５３に記載の方法。
  56. 前記第１の調整回路と前記第２の調整回路のうちの少なくとも１つの切換構成が変わる周波数と異なる周波数で、前記第１のスイッチングネットワークのスイッチ構成を変えるステップをさらに含む、請求項３３に記載の方法。
  57. コンピュータシステム上で実行可能なプログラムによって作動されるべきデータ構造を記憶する非一時的コンピュータ可読媒体であって、そのようなプログラムによって作動されると、前記データ構造により記載される回路を含む集積回路を製造するためのプロセスの少なくとも部分を前記データ構造が生じさせ、前記データ構造により記載される前記回路が、第１の電力変換器端子と第２の電力変換器端子との間の電力流のための電力経路を有する電力変換器で使用されるように構成されたスイッチングネットワークを含み、前記電力変換器の動作期間に、前記第１の電力変換器端子が第１の電圧に維持され、前記第２の電力変換器端子が前記第１の電圧よりも低い第２の電圧に維持され、前記電力変換器が、前記電力経路上に配設される第１の調整回路、第２の調整回路及び前記スイッチングネットワークを備え、前記スイッチングネットワークが、スイッチ並びに第１及び第２のスイッチングネットワーク端子を備え、前記第１の調整回路が第１の磁気貯蔵要素及び第１の調整回路端子を備え、前記第２の調整回路が第２の磁気貯蔵要素及び第２の調整回路端子を備え、前記電力経路が前記第１の調整回路端子、前記第１のスイッチングネットワーク端子、及び前記第２のスイッチングネットワーク端子を備え、前記第１の調整回路端子が前記第１のスイッチングネットワーク端子に接続され、前記第２の調整回路端子が前記第２のスイッチングネットワーク端子に接続され、前記スイッチングネットワークが第１のスイッチ構成と第２のスイッチ構成との間で移行するように構成され、前記スイッチングネットワークが前記第１のスイッチ構成であるとき、電荷が第１の速度で第１の電荷貯蔵要素に蓄積し、前記スイッチングネットワークが前記第２のスイッチ構成であるとき、電荷が第２の速度で前記第１の電荷貯蔵要素から減らされ、前記第１の速度及び前記第２の速度が前記第１の調整回路内の前記第１の磁気貯蔵要素を通して、及び前記第２の調整回路内の前記第２の磁気貯蔵要素を通して、コンデンサ電流を強制することによって制限され、前記スイッチングネットワークが前記第１のスイッチ構成であるとき、電荷が前記第１の速度で第２の電荷貯蔵要素から減らされ、前記スイッチングネットワークが前記第２のスイッチ構成であるとき、電荷が前記第２の速度で前記第２の電荷貯蔵要素中に蓄積し、かつ前記第１及び第２の速度が、前記第１の磁気貯蔵要素及び前記第２の磁気貯蔵要素によって制限される、前記非一時的コンピュータ可読媒体。
  58. 第１及び第２の切換端子を備える前記スイッチングネットワークを含む回路機構であって、その少なくとも１つが磁気貯蔵要素を含む前記第１及び第２の調整回路と共に前記電力変換器の前記第１の電力変換器端子と前記第２の電力変換器端子との間の前記電力経路上に配設されるように構成された前記スイッチングネットワークを備え、前記第１及び第２の電力変換器端子が対応する前記第１及び第２の電圧に維持され、前記第２の電圧が前記第１の電圧よりも低く、スイッチ構成の各スイッチ構成の間、前記磁気貯蔵要素により制限される速度で前記電力変換器中の電荷貯蔵要素中の電荷の量が変わるように、前記スイッチングネットワークが前記スイッチ構成間で移行するように構成され、前記電力経路が、前記第１の調整回路に関連し、前記第１のスイッチングネットワーク端子に接続される前記第１の調整回路端子、及び前記第２の調整回路に関連し、前記第２のスイッチングネットワーク端子に接続される前記第２の調整回路端子を備える、請求項５７のデータ構造により記載される前記回路機構。
  59. 前記第１の調整回路と前記スイッチングネットワークの両方を制御するコントローラをさらに備える、請求項１に記載の装置。
  60. 位相がずれたクロック信号を提供するための第１及び第２のクロック端子を前記スイッチングネットワークが備え、前記位相がずれたクロック信号の第１のクロック信号が第１の組のコンデンサに接続され前記位相がずれたクロック信号の第２のクロック信号が第２の組のコンデンサに接続されて、前記第１の組からの第１及び第２のコンデンサが前記第２の組からの第３のコンデンサによって分離され、第１のスイッチが前記第１のコンデンサを前記第３のコンデンサに接続し、第２のスイッチが前記第３のコンデンサを前記第２のコンデンサに接続する、請求項１に記載の装置。
  61. 前記スイッチングネットワークがカスケード乗算器を備え、前記カスケード乗算器が、複数のＤＣノードを有し、その各々が異なる基準電圧を提供することが可能な非対称カスケード乗算器である、請求項１に記載の装置。
  62. 位相がずれたクロック信号を提供するための第１及び第２のクロック端子を前記スイッチングネットワークが備え、前記位相がずれたクロック信号の第１のクロック信号が第１の組の直列コンデンサ及び第２の組の直列コンデンサに接続され、前記第２の組が前記第１の組と並列であり、前記位相がずれたクロック信号の第２のクロック信号が第３の組の直列コンデンサ及び第４の組の直列コンデンサに接続され、前記第３の組が前記第４の組と並列であり、前記装置が第１及び第２のスイッチ配列をさらに備え、前記第１のスイッチ配列が前記第１及び第３の組の直列コンデンサを接続し、前記第２のスイッチ配列が前記第２及び第４の組の直列コンデンサを接続する、請求項１に記載の装置。
  63. 前記スイッチングネットワークがＡＣスイッチングネットワークとして構成され、前記装置が前記ＡＣスイッチングネットワークに接続される力率補正回路をさらに備える、請求項１に記載の装置。
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