CN115714534A

CN115714534A - 具有模块化级的功率转换器

Info

Publication number: CN115714534A
Application number: CN202211445283.1A
Authority: CN
Inventors: D·朱利亚诺
Original assignee: PASSION
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2016-03-18
Filing date: 2017-03-20
Publication date: 2023-02-24
Also published as: CN109219919A; WO2017161368A1; KR20180118234A; KR20230003276A; KR102476113B1

Abstract

本申请涉及具有模块化级的功率转换器。公开了一种用于控制功率转换器的设备，所述功率转换器包括进行协作以将第一电压变换为第二电压的电感和开关电容器网络，所述设备的特征包括控制器、用于连接至开关电容器网络的开关电容器端子、以及开关，其中所述开关中的至少一个开关连接至所述开关电容器端子。

Description

具有模块化级的功率转换器

本申请是申请日为2017年3月20日、国际申请号为PCT/US2017/023191、发明名称为“具有模块化级的功率转换器”、进入中国国家阶段的申请号为201780030693.0的中国专利申请的分案申请。

相关申请

本申请要求美国临时申请62/310,235的优先日期2016年3月18日的权益。另外，本申请是2016年4月26日提交的15/138,692根据35USC 120的部分继续申请，其中，15/138,692要求2014年10月14日提交的美国申请14/513,747的优先权，美国申请14/513,747是2013年2月20日提交的美国申请13/771,904(现为美国专利8,860,396)的继续申请，美国申请13/771,904是2012年5月4日提交的国际申请PCT/US2012/036455的继续申请，国际申请PCT/US2012/036455要求2011年5月5日提交的美国临时申请61/482,838、2011年10月18日提交的美国临时申请61/548,360、以及2011年12月19日提交的美国临时申请61/577,271的优先日期的权益。这些申请的内容通过引用而全文并入于此。

技术领域

本发明涉及电源，特别地涉及功率转换器。

背景技术

许多功率转换器包括开关、以及例如用于向便携式电子装置和消费者电子产品供电的一个或多个电容器。开关模式功率转换器通过使用开关网络将能量存储元件(即，电感器和电容器)切换为不同的电配置，来调节输出电压或电流。

开关电容器转换器是主要使用电容器来传送能量的开关模式功率转换器。这些转换器通过使用开关以使电容器网络循环通过不同的拓扑状态，来将能量从输入传送到输出。这种类型的常见转换器(称为“电荷泵”)通常用于在闪速存储器和其它可再编程存储器中产生高电压。电荷泵还与克服原子核的强力相关联地使用，以将一种元素变换为另一种元素。

在开关电容器转换器中，电容器和开关的数量随着变换比的增加而增加。开关网络中的开关通常是利用晶体管实现的有源器件。开关网络可以集成在单个或多个单片半导体衬底上，或者使用分立器件形成。此外，由于功率转换器中的各开关通常承载高电流，因此各开关可以由并联连接的许多较小开关组成。

发明内容

典型的DC-DC转换器进行电压变换和输出调节。这通常是在诸如降压转换器等的单级转换器中进行。然而，可以将这两种功能分割为专门的两级，即：诸如开关网络等的变换级、以及诸如调节电路等的单独调节级。变换级将一个电压变换为另一个电压，而调节级确保变换级的电压和/或电流输出维持期望特性。

在一方面，本发明的特征包括一种用于控制功率转换器的设备，其中该功率转换器具有相连接以将第一电压变换为第二电压的电感和开关电容器网络。这种设备包括用于连接至开关电容器网络的开关电容器端子以及开关，其中这些开关中的至少一个开关连接至开关电容器端子。设备还包括连接至调节网络和开关这两者的控制器。控制器的结构使得：该控制器使电感和开关电容器网络进行协作以得到第一电压向第二电压的变换。在一些但并非全部的实施例中，电感是调节电路的组成部分。

在一些实施例中，功率转换器包括包含第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管的二极管电路，其中，第三二极管的阴极和第二二极管的阳极在第一节点处连接，第一二极管和第二二极管的阴极在第二节点处连接，第一二极管的阳极和第四二极管的阴极在第三节点处连接，以及第三二极管和第四二极管的阳极在第四节点处连接。在这种实施例中，第一节点和第三节点被配置为连接至AC源，并且第二节点和第四节点连接至功率转换器。

在一些实施例中，控制器包括第一控制电路和第二控制电路，其中第一控制电路和第二控制电路彼此隔离。在一些实施例中，控制电路相对于彼此电流隔离。实施例还包括：第一控制电路和第二控制电路彼此磁隔离的实施例、第一控制电路和第二控制电路彼此电隔离的实施例、以及第一控制电路和第二控制电路彼此电感隔离的实施例。

实施例还包括控制器具有第一控制电路和第二控制电路的实施例，第一控制电路和第二控制电路彼此隔离、但是具有如下的附加结构，其中该附加结构使得第一控制电路和第二控制电路能够光学地、通过电磁波地、机械地、通过声波地、以及通过静态和准静态的电场和/或磁场地进行通信。

其它实施例包括至少一个集成电路。这些实施例包括控制器具有作为相同集成电路的一部分的第一控制电路和第二控制电路的实施例。在具有两个或更多个集成电路的实施例中，存在控制器的第一控制电路和第二控制电路是集成电路中的不同集成电路的实施例。

控制器具有第一控制电路和第二控制电路的实施例还包括两个控制电路输出相应的第一控制信号和第二控制信号的实施例，其中，第一控制信号是第一电压与低于该第一电压的第二电压之间的电压差，以及第二控制信号是第三电压与既低于该第三电压又与第二电压不同的第四电压之间的电压差。

控制器具有第一控制电路和第二控制电路的实施例还包括第一控制电路和第二控制电路输出缺少公共接地的相应的第一控制信号和第二控制信号的实施例。

在另外的其它实施例中，功率转换器还包括连接到开关电容器网络以约束开关电容器网络内的电容器间电荷传送的电感。

实施例还包括功率转换器还包含连接到开关电容器网络以约束开关电容器网络内的电容器间电荷传送的非电容元件的实施例。

在一些实施例中，控制器被配置为操作开关网络以使开关电容器网络在至少三种开关布置中的任意两种开关布置之间转变。

在其它实施例中，控制器被配置为在其工作期间对开关电容器网络进行再配置。

在一些实施例中，功率转换器包括被配置为连接至AC源的桥式整流器。在另外的其它实施例中，控制器被配置为操作开关网络以使开关电容器网络在三种状态之间转变，其中，在第一状态下，利用开关电容器网络中的第一组电容器来供电，在第二状态下，利用电容器网络中的第二组电容器来供电，以及在第一状态和第二状态之间的第三状态下，开关电容器网络不供电。

实施例还包括控制器被配置为以多相模式操作开关网络的实施例。

一些实施例还包括包含第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管的二极管电路，其中，第三二极管的阴极和第二二极管的阳极在第一节点处连接，第一二极管和第二二极管的阴极在第二节点处连接，第一二极管的阳极和第四二极管的阴极在第三节点处连接，以及第三二极管和第四二极管的阳极在第四节点处连接，其中，第一节点和第三节点连接到AC源，以及第二节点和第四节点连接至功率转换器。

附加实施例包括如下设备，该设备包含用于接收相隔第一相位角的输入AC电压和输入AC电流、并输出具有同相的电压和电流的输出AC电压和输出AC电流的电路的实施例。

在其它实施例中，控制器包括连接至变压器的不同侧的第一控制电路和第二控制电路。

其它实施例的特征包括二极管电路和滤波器电路。在这些实施例中，二极管电路包括第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管，其中，第三二极管的阴极和第二二极管的阳极在第一节点处连接，第一二极管和第二二极管的阴极在第二节点处连接，第一二极管的阳极和第四二极管的阴极在第三节点处连接，以及第三二极管和第四二极管的阳极在第四节点处连接，其中，第一节点和第三节点连接到AC源。另一方面，滤波器电路被配置为对AC源的高次谐波进行滤波，由此抑制辐射。

另外的其它实施例的特征包括连接在AC源和功率转换器之间的AC桥式电路。

另外的其它实施例包括连接至功率转换器的功率因数校正电路。

实施例还包括在功率转换器处包含EMI滤波器的实施例。

根据以下详细描述和附图，本发明的这些和其它特征将显而易见。

附图说明

图1示出具有可分离的变换级和调节级的功率转换器；

图2示出与图1所示的功率转换器相同、但是具有隔离变换级的功率转换器；

图3～10示出连接变换级和调节级的不同方式；

图11示出具有分离的调节电路和开关网络的DC-DC转换器；

图12明确地示出与如图11所示的转换器相关联的控制电路；

图13示出图12所示的控制电路的详情；

图14示出在图13的控制电路的工作期间存在的信号；

图15是来自图14的示出死区时间间隔的四个信号的特写；

图16示出与图1所示的转换器相同的转换器中的开关布局的详情；

图17和18示出在如图12所示的控制电路的两个实施例中切换周期和峰间纹波作为输出负载电流的函数的依赖关系；

图19示出与图12所示相同的多相转换器；

图20和21示出在图19的控制电路的工作期间存在的信号；

图22示出图11的双向版本；

图23～24示出具有调节电路和开关网络的交替配置的DC-DC转换器；

图25示出如图24所示的DC-DC转换器那样的具有控制器的DC-DC转换器；

图26示出DC-DC转换器的另一配置；

图27示出图26所示的功率转换器的特定实现；

图28示出具有多个调节电路的实施例；

图29示出RC电路；

图30示出开关电容器DC-DC转换器的模型；

图31示出图30的隔离变形；

图32示出作为切换频率的函数的开关电容器网络的输出电阻；

图33～34示出分别在充电阶段和放电阶段工作的串并联SC转换器；

图35示出具有二极管的泵串联对称级联乘法器；

图36示出具有二极管的泵并联对称级联乘法器；

图37示出电荷泵信号；

图38示出具有开关的两相对称泵串联级联乘法器；

图39示出具有开关的两相对称泵并联级联乘法器；

图40示出四种不同的级联乘法器以及相应的半波版本；

图41示出具有用于减少与对电容器进行充电相关联的损耗的辅助转换器的图29的电路；

图42示出图41的电路的实现；

图43示出具有时控电流源的级联乘法器；

图44示出作为频率的函数的开关电容器转换器的输出阻抗；

图45、46和47示出时控电流源；

图48示出具有图46的时控电流源的级联乘法器；

图49示出具有全波绝热充电开关网络的图22所示的DC-DC转换器的特定实现；

图50示出相位A期间的图48所示的DC-DC转换器；

图51示出相位B期间的图48所示的DC-DC转换器；

图52示出与4:1绝热充电转换器相关联的各种波形；

图53示出串联连接级的绝热充电；

图54示出图53所示的功率转换器的特定实现；

图55示出AC-DC功率转换器架构；

图56示出使用再配置开关电容器级进行整流的AC电压；

图57示出图55中的包括AC开关网络的AC-DC功率转换器架构的实施例；

图58示出图57所示的AC-DC转换器的特定实现；

图59示出在AC周期的正部分期间的图58所示的AC-DC转换器；

图60示出在AC周期的负部分期间的图58所示的AC-DC转换器；

图61示出具有功率因数校正的AC-DC功率转换器架构；

图62示出具有隔离控制器的转换器；

图63示出图62中的开关网络由LC滤波器负载的转换器的替代架构；

图64示出针对调节电路的控制信号与针对开关网络的控制信号相隔离的转换器；

图65示出具有如图64所示的隔离控制器的图23的配置；

图66示出具有如图64所示的隔离控制器的图26的配置；

图67示出图55所示的整流器的实现；

图68示出图55所示的整流器的替代实现；

图69示出图67和68所示的整流器中的EMI滤波器的实现；

图70示出图67和68所示的整流器中的EMI滤波器的替代实现；

图71示出用于图67和68所示的实施例的AC桥的实现；

图72示出驱动两个并联调节级的一个变换级；

图73和74示出图22所示的DC-DC转换器的特定实现；

图75和76示出图24所示的DC-DC转换器的特定实现；

图77和78示出图23所示的DC-DC转换器的特定实现；

图79和80示出图26所示的DC-DC转换器的特定实现；

图81示出被实现为层的堆叠的开关网络；

图82～85是具有不同顺序的无源层和有源层的图81中的堆叠的截面；

图86～89示出针对图82所示的两层堆叠的不同位置的有源器件面和无源器件面；

图90～93示出针对图83所示的两层堆叠的不同位置的有源器件面和无源器件面；

图94示出无源器件层具有平面电容器的图82的实现；

图95示出无源器件层具有沟槽电容器的图82的实现；

图96示出具有晶圆到晶圆接合而不是裸片到裸片接合的图94的实现；

图97示出图96的实现，但是其中有源层的器件面是该有源层的上面而不是其下面；

图98示出开关网络的三个分区电流路径；

图99示出具有8个开关的有源层，该有源层叠加在其下方的具有8个电容器的无源层上；

图100示出已被分区为9个分区的图99中的开关其中之一；

图101示出分割切换但未分区的开关和电容器；

图102示出分区的开关和电容器；

图103示出分区为两个维度的电容器；以及

图104示出具有功率转换器的旅行适配器。

具体实施方式

一些功率转换器通过将利用有限数量的电路组件的调节和变换这两者混合到单个级中，来执行这些功能。作为结果，某些组件既用于调节又用于变换。有时，调节级被称为调节电路，并且变换级被称为开关网络。如这里所使用的，它们是等效的。

图1示出将转换器的变换和调节功能分离开的模块化多级功率转换器。这些功能不再如它们在单级转换器设计中那样一起实现。作为结果，在多级功率转换器中，如图1所示，可以针对特定功能来优化变换级和调节级。变换级和调节级可被视为独立实体或耦合实体。

在图1的功率转换器中，变换级接收跨其两个输入端子的输入电压V_IN，并以固定的电压变换比来输出跨其两个输出端子的中间电压V_X。因此，中间电压V_X响应于输入电压V_IN的变化而变化。因此，如果可以改变电压变换比，则变换级被认为是“可变的”。然而，不要求变换级是“可变的”。

在图1所示的特定实施例中，在变换级的负输入端子和其负输出端子之间存在电连接。在这种配置中，变换级被称为是“非隔离的”。与此相对，在图2所示的实施例中，变换级的负输入和其负输出之间不存在这种连接。图31中示出这种变换级的示例，其中电压变换比是N₁:N₂。

一般来说，如果在电路或系统的两个功能组件之间不存在直接传导路径，则这两个组件从电流意义上来说被称为是隔离的，但是在这两个组件之间仍可以通信能量和信息。这种能量和信息的通信能够以无需实际电流的各种方式执行。示例包括经由波的通信，而无论该波是电磁波、机械波还是声波。在该上下文中，电磁波包括可见范围内的波，以及恰好在可见范围之外的波。这种通信还可以通过静态或准静态的电场或磁场、电容地、电感地、或者通过机械手段实现。

电流隔离对于这两个功能组件具有不同电位的接地的情况特别有用。通过组件的电流隔离，可以基本上排除接地回路的发生。还可以降低电流将通过诸如人体等的非预期路径到达地面的可能性。

变换级有效率地提供中间电压V_X，该中间电压V_X与输入电压V_IN不同并且在比输入电压V_IN小得多的范围内变化。实际上，如果变换级的输入或输出发生变化，则中间电压V_X在工作期间发生变化。这些变化需要校正以实现期望的输出电压V_O。为此，调节级是必要的。如图1和22所示，调节级接收跨其输入端子的中间电压V_X，并提供跨其输出端子的调节电压V_O。

图1所示的架构足够灵活以允许具有不同需求的设计。例如，如果需要磁隔离，则可以使用磁隔离反激转换器。可以通过使用两个单独的调节级以及单个变换级来实现需要多个调节输出电压的设计。

图1所示的架构实际上创建了功率转换器的模块化架构，其中，基本构建块能够以各种方式混合和匹配以实现特定目标。

图3～10是示出相对于源或负载布置变换级和调节级的不同方式的框图。这些方式甚至可以完全表示为框图的事实源于架构的模块化。在传统的单级转换器中不存在这种模块化。在这种转换器中，调节和变换的功能紧密地混合在一起，使得不能提取出两个单独的电路并且称一个电路执行调节而另一个电路执行变换。作为替代，在传统的转换器中，如果试图提取两个电路(其中一个电路是调节器而另一个电路是变压器)，则通常的结果是两个电路不工作。

图3示出一对变换级夹着调节级的通用架构。各变换级包括一个或多个开关电容器网络。同样，各调节级包括一个或多个调节电路。也可以有多于一个源和多于一个负载。图3以及其它图中的双头箭头表示双向电力流动。

图4示出电力从源流动至变换级的源调节配置。然后，变换级向调节级提供电力，然后调节级将电力传递至负载。因此，在该配置中，负载最终从调节级接收电力。

与此相对，图5示出负载调节配置。在负载调节配置中，电力从源流动至调节级，然后调节级调节电力并将其传递到变换级。在该实施例中，负载直接从变换级接收电力，而不是直接从调节级接收电力。

图6示出与图4所示相同的反向源调节配置，但是电力沿相反的方向流动。

图7示出与图5所示相同的反向负载调节配置，但是电力沿另一方向流动。

在图8和9所示的实施例中，两个变换级包住调节级。图8和9通过电流的方向来区分。图8示出电力从源经由第一变换级、调节级和第二变换级流动至负载的源/负载调节配置，以及图9示出电力从负载经由第一变换级、调节级和第二变换级流动至源的反向源/负载调节配置。

在图10所示的另一实施例中，多个调节电路依赖于同一个开关电容器转换器。注意，在三个电源路径中，第一电源路径和第二电源路径处于负载调节配置中，而第三电源路径处于源/负载调节配置中。具有多个调节电路的实施例是特别有用的，因为它使得不同的输出电压能够被提供给不同的负载。

图11示出通过使用图1所示的原理组合两个模块而组装成的模块化DC-DC转换器10。所示的模块化DC-DC转换器10包括开关网络12A，其中开关网络12A在其输入端连接至电压源14。调节电路16A的输入连接至开关网络12A的输出。负载18A连接至调节电路16A的输出。电力沿箭头所示的方向在电压源14和负载18A之间流动。为了简化表示，省略了到正线和负线的连接的分离。

以上示出的各种配置具有需要在特定时间断开和闭合的开关。因此，这些配置都隐含地需要控制器来提供用于使这些开关断开和闭合的控制信号。结合图12～21来描述这种控制器20A的结构和操作。

图12示出图11的模块化DC-DC转换器10，但其中明确示出了控制器20A。控制器20A具有三个传感器输入：针对中间电压V_X的中间电压输入、针对输出电压V_O的输出电压输入、以及针对输入电压V_IN的可选输入电压输入。控制器20A具有两个其它输入：用以接收时钟信号CLK的时钟输入、以及用以接收参考电压V_REF的参考输入。以上各种信号以及后述的其它信号的示例可以在图14中看到。

基于上述输入，控制器20A提供了用以控制开关电容器元件12A中的开关的第一控制信号

、以及用以控制调节电路16A的切换的第二控制信号PWM。第一控制信号是具有互补的第一相位

和第二相位

的二维矢量。在一些实施例中，第一控制信号是具有较高维度的矢量。在所示的实施例中，第二控制信号PWM是标量。然而，在后述的多相实施例中，第二控制信号PWM也是矢量。

控制器20A依赖于时钟信号CLK和中间电压V_X来设置用于控制调节电路16A的第二控制信号PWM的周期。参考电压V_REF和输出电压V_O之间的比较提供了用于控制输出电压V_O的基础。

控制器20A使开关网络12A和调节电路16A的操作同步。控制器20A通过使与中间电压V_X有关的纹波与第二控制信号PWM同步来做到这一点。这种同步放宽了以比开关网络12A明显更高的频率运行调节电路16A以试图实现有效的前馈控制这一要求。

这里所述的控制方法还避免了改变开关网络12A的切换频率时固有的毛刺(glitch)。该控制方法通过利用用于牵引不连续输入电流的调节电路16A来做到这一点。这种调节电路16A的示例是使用降压转换器的调节电路。

现参考图13，控制器20A具有开关电容器部分301和调节器部分302。

开关电容器部分301输出第一控制信号

。构成第一控制信号的互补的第一相位

和第二相位

被示出为图14中的最后两个迹线。

开关电容器部分301具有接收输入电压V_IN和中间电压V_X的下冲限制器36。基于这些电压，下冲限制器36确定触发电平V_{X_L}。触发电平VX_L被示出为叠加在图14中的第六迹线上的虚线水平线。开关电容器部分301最终使用该触发电平V_{X_L}来确定何时产生第一控制信号

。以下描述如何完成该操作的详情。

在已经基于输入电压V_IN和中间电压V_X产生触发电平V_{X_L}之后，下冲限制器36将该触发电平V_{X_L}提供给第一比较器35。然后，第一比较器35将触发电平V_{X_L}与中间信号V_X进行比较。基于该比较，第一比较器35向第一控制信号发生器34提供第一触发信号，其中该第一控制信号发生器34最终输出第一控制信号

。

因此，开关电容器部分301形成第一反馈回路，其中该第一反馈回路基于中间电压V_X和输入电压V_IN的组合来操纵第一控制信号

以控制中间电压V_X。

第一控制信号发生器34不立即产生第一控制信号

。作为替代，第一控制信号发生器34等待合适的时机来产生第一控制信号

。这个合适的时机的出现取决于调节器部分302正在做什么。

在开关电容器部分301忙于向第一控制信号发生器34提供第一触发信号期间，调节器部分302也忙于产生第二控制信号PWM。调节器部分302利用用于接收电压输出V_O和参考电压V_REF的电压补偿器31来开始该处理。由此，电压补偿器31产生误差电压V_ERR。

电压补偿器31的一些实现包括线性电压模式控制和峰值电流模式控制。然而，其它模式也是可能的。在针对调节电路16A假设线性电压模式控制的情况下，电压补偿器31将功率转换器10的输出电压V_O与参考电压V_REF进行比较，并将误差信号V_ERR提供给第二比较器32。该误差信号V_ERR在图14中被示出为叠加在图14所示的第二迹线上的锯齿形波形V_SAW上。

因此，调节器部分302形成第二反馈回路，其中该第二反馈回路基于参考信号V_REF和输出电压V_O的组合来操纵第二控制信号PWM以控制输出电压V_O。然而，出于以下更详细讨论的原因，开关电容器部分301和调节器部分302并非独立地工作。作为替代，控制器20A使它们的工作同步。

为了提供这种同步的基础，调节器部分302包括锯齿发生器30。锯齿波发生器30基于时钟信号CLK和中间电压V_X而产生锯齿波形V_SAW。该锯齿波形V_SAW最终提供了用以使第一控制信号

和第二控制信号PWM同步的方式。

第二比较器32将误差电压V_ERR与锯齿波形V_SAW进行比较，并基于该比较来输出第二触发信号。如图14所示，第二控制信号PWM响应于误差电压V_ERR和锯齿波形V_SAW之间的差的符号的变化而改变状态。由于锯齿波形V_SAW最终基于中间电压V_X，因此这提供了使开关电容器部分301和调节器部分302的工作同步的基础。

第二控制信号发生器33从第二比较器32接收第二触发信号，并将第二触发信号用作产生第二控制信号PWM的基础。

该第二控制信号PWM最终用作栅极驱动，以实际驱动用于实现调节电路16A中的主开关52的晶体管的栅极，其详情在图16中可见。该主开关52最终控制如图14中的第四迹线和第五迹线所示的跨调节电路16A内的电感器54的电感器电压V_L以及通过调节电路16A内的电感器54的电感器电流I_L。

所示的特定配置示出在锯齿发生器30中实现的调节电路16A的前馈控制。然而，这种控制也可以在电压补偿器31中实现。

开关电容器部分301实现如下的滞后控制系统，其中控制变量即中间电压V_X基于滞环在两种状态之间突然地切换。中间电压V_X是锯齿波形的分段线性近似。

调节器部分302和开关电容器部分301之间的同步对于使得能够在调节电路16A未牵引电流的情况下出现开关网络12A的死区时间间隔是重要的。

在实际的开关网络12A中，第一控制信号

实际上使循环通过三种状态，而不仅仅是两种状态。在第一状态下，第一控制信号

使第一开关组断开、并使第二开关组闭合。在第二状态下，第一控制信号

使第一开关组闭合、并使第二开关组断开。

出现的实际困难在于，开关不能立即地断开和闭合。也不能保证这些开关同时操作。因此，第一控制信号

循环通过持续死区时间间隔DT的第三状态。在该第三状态期间，所有开关都断开。这使得第二组中的开关到第一组中的开关已闭合时仍未断开这种不合意的可能性最小化。

另一方面，诸如降压转换器等的某些调节电路16A不连续地牵引输入电流。特别地，这些调节电路16A具有短间隔，其中在这些短间隔期间，调节电路16A牵引零电流。

控制器20A通过使开关网络12A和调节电路16A的工作同步来避免毛刺，以使得调节电路16A在死区时间间隔DT期间牵引零电流。

这种同步的另一益处是能够使开关网络12A中的开关在其间没有电流流过的情况下改变状态。这减少了换向损耗。如图15所示，使死区时间间隔DT在调节电路16A没有正牵引电流时发生，并且使开关网络12A中的开关仅在死区时间间隔DT的开始和结束时改变状态，因此确保了零电流切换。

在操作中，调节器部分302和开关电容器部分301进行协作以确保第一控制信号

的一个周期的长度将等于第二控制信号PWM的整数个周期。在图14中，由于第一控制信号

的一个周期等于第二控制信号PWM的整数个周期，因此满足这种约束。

第一控制信号发生器34从第一比较器35接收用于指示中间电压V_X已下降到触发电平V_{X_L}以下的第一触发信号。然而，如以上所提到的，第一控制信号发生器34不立即行动。作为替代，它等待合适的时间来进行状态改变。同时，如图14所示，随着第一控制信号发生器34等待，中间电压V_X继续下降。

如图14所示，在第一控制信号发生器34行动之前，中间电压将已经下降到低于触发电平V_{X_L}的下冲ΔV_d。在大多数情况下，下冲ΔV_d较小并且被1/2ΔV_X的下冲上限限制，其中，下冲上限仅在调节器部分302和开关电容器部分301的切换频率相等的情况下出现。该下冲上限取决于负载电流和输入电压V_IN。

由于下冲ΔV_d的大变化对调节电路18A施加了压力，因此下冲ΔV_d的大变化是不期望的。下冲限制器36通过间接控制下冲上限1/2ΔV_X来选择合适的触发电平V_{X_L}以限制该下冲ΔV_d。下冲限制器36使用中间电压V_X和输入电压V_IN来选择触发电平V_{X_L}的适当值。

图15示出在图14中选择的波形按一定比例的特写，其中该比例实际上足够大以示出构成第一控制信号

的两个相位

和

之间的死区时间间隔DT。为了辅助讨论，考虑先前讨论第二控制信号PWM的功能时介绍的图16所示的电路是有用的。

图16示出由第一相位

控制的第一开关组41、43、46、48以及由第二相位

控制的第二开关组42、44、45、47。图16还示出用于将调节电路16A连接到开关网络12A的主开关52。以上已经讨论了主开关52。

在该死区时间间隔DT期间，相位

使所有开关41、43、46、48、42、44、45、47断开。该死区时间间隔DT必须在主开关52断开的情况下发生。该要求为调节电路16A设置了在第一控制信号

的切换转变期间的最大可能占空比D_max：

如从以上关系显而易见的，死区时间DT对最大可能占空比D_max设置了限制。因此，期望尽可能地减少死区时间DT，以增大调节电路16A的可能变换比的范围。

对于许多实际的功率转换器，对电磁兼容的期望规定了调节电路16A应当以恒定的切换频率进行工作。在这些情况下，关于最大可能占空比D_max的以上限制不会过于繁重，特别是在调节电路16A所用的反馈控制器将在其它方面具有最大占空比要求的情况下。

如上所述并由图13中的控制器20A实现的控制策略是许多可能实现之一。一般来说，随着功率转换器10的负载电流变化，开关网络12A中的开关41、43、46、48、42、44、45、47的切换频率将以离散的步长发生改变。

图17示出输出电流如何影响开关网络12A中的开关41、43、46、48、42、44、45、47改变状态的周期以及相应的ΔV_X纹波这两者。

对于这种特定的控制策略，纹波幅度ΔV_X根据负载电流而变化。特别地，纹波幅度ΔV_X限定了具有随负载电流而减小的峰间振幅的锯齿波形。在负载电流接近零时，峰间振幅接近最大峰间振幅的一半。通过对控制器的一些修改，如图18所示，还可以在负载电流接近零时使ΔV_X纹波接近最大峰间振幅。

如从图17和18这两者显而易见的，随着负载电流的增加，开关41、43、46、48、42、44、45、47的切换周期对于输出电流的范围保持相同。在输出电流的该范围内，转换器依赖于调节电路16A来弥补开关网络12A提供的电压和所需电压之间的差。在某一时间点，调节电路16A不再能够进行必要的校正。此时，周期会下降一个台阶。

图12所示的控制器20A是单相转换器。这样，第一控制信号

是二维矢量，并且第二控制信号PWM是标量。在N相转换器的情况下，第一控制信号

是2N维矢量，并且第二控制信号PWM是相对于彼此相移的分量PWM₁、PWM₂、...PWM_n的N维矢量。通常，这些分量之间的相移是360/N度。

图19示出具有多个调节电路16A、16B的N相转换器的示例。各调节电路16A、16B具有相应的开关网络12A、12B。各调节电路16A、16B还被其自身的控制信号驱动，因此需要N维的第二控制信号PWM。各开关网络12A、12B被一对相位驱动，因此需要2N维的第一控制信号。

N相控制器20A控制N相转换器。N相控制器20A与图12中的单相控制器相同，但是具有针对N个中间电压V_X1、V_X2、...V_XN的附加输入。

图20示出与图14所示的波形相同、但是针对图12所示的控制器的三相版本的波形。

如图20所示，第二控制信号PWM包含彼此分离与其间的120°相移相对应的延迟时间的第二控制信号元素PWM₁、PWM₂、PWM₃。三个中间电压V_X1、V_X2、V_X3彼此偏移该延迟时间的整数倍。在图20中，整数是1。然而，如图21所示，可以是其它整数。

由于中间电压V_X1、V_X2、V_X3的周期比第二控制信号元素PWM₁、PWM₂、PWM₃的周期长，因此使中间电压偏移延迟时间将不会使它们彼此异相120度。实际上，由于中间电压的周期太长，因此偏移该延迟时间仅引起中间电压V_X1、V_X2、V_X3中的非常小的相移。

图21示出与图20所示相同的替代操作方法，但是具有已经偏移了延迟时间的较大倍数的中间电压V_X1、V_X2、V_X3。这导致中间电压V_X1、V_X2、V_X3之间的更显著相移，其结果是输出电压V_O中的纹波减小。

用于控制图19所示的N相转换器的多相控制器20A可被认为是并联工作但具有特定相位关系的N个图13中所示的单相控制器20A。因此，多相控制器20A看起来与图13中的多相控制器非常相似，但是具有附加的输入和输出信号。通常，中间电压(V_X1、V_X2...V_XN)和输出电压V_O是控制器20A的适当操作所需的。

在图12中，非电容调节电路16A对开关网络12A进行减载。该调节电路16A以高频进行切换。如图14中的第六迹线所示，来自调节电路16A的高频切换的分量最终叠加在中间电压V_X的较低频率的锯齿波形上。锯齿近似波形的占空比取决于开关网络12A的拓扑。一般来说，互补开关网络控制信号的频率随着响应于中间信号的斜率变化的变化而改变。这些变化转而是作为功率转换器的工作点变化的结果而产生的。

开关网络12A和调节电路16A基本上是模块化的，并且可以以各种不同的方式进行混合和匹配。这样，图11所示的配置表示用以利用一个或多个调节电路16A来配置一个或多个开关网络12A以形成功率转换器的多级DC-DC转换器10的多种方式中的仅一种方式。

例如，图22示出图11的双向版本，其中如箭头所示，电力可以从电压源14流动至负载18A或者从负载18A流动至电压源14。

结合以下实施例描述两个基本元件：开关网络12A和调节电路16A。假设组合了相同类型的串联连接元件，则总共有四个基本构建块。这些基本构建块如图22、23、24和26所示。这里所公开的功率转换器包括四个基本构建块至少之一。通过组合基本构建块可以实现更复杂的转换器。

图22所示的第一构建块的特征包括开关网络12A，其中该开关网络12A的输出连接到调节电路16A的输入。图23所示的第二构建块的特征包括第一开关网络12A，其中该第一开关网络12A的输出连接到调节电路16A，调节电路16A的输出连接到第二开关网络12B的输入。在图24所示的第三构建块中，调节电路16A的输出连接到开关网络12A的输入。图27所示的第四构建块的特征包括第一调节电路300A，其中该第一调节电路300A具有连接到第一开关网络200的输入的输出，第一开关网络200的输出连接到第二调节电路300B的输入。

附加实施例进一步考虑了通过使开关网络12A和调节电路16A能够以各种不同方式“实例化”来将面向对象的编程概念应用到功率转换器的设计中，只要它们的输入和输出继续以有助于具有各种性质的功率转换器的模块化组装的方式匹配即可。

在许多实施例中，开关网络12A被实例化为开关电容器网络。更有用的开关电容器拓扑如下：阶梯、Dickson、串并联、Fibonacci、以及倍压器，所有这些拓扑都可以绝热地充电并被配置为多相网络。特别有用的开关电容网络是全波级联乘法器的绝热充电版本。然而，也可以使用非绝热充电版本。

如这里所使用的，“绝热地”改变电容器上的电荷意味着使该电容器中所存储的电荷通过非电容元件来使该电荷的量发生变化。电容器上的电荷的正绝热变化被认为是绝热充电，而电容器上的电荷的负绝热变化被认为是绝热放电。非电容元件的示例包括电感器、磁性元件、电阻器及其组合。

在一些情况下，电容器可以在一部分时间绝热地充电，并在其余时间非绝热地充电。这种电容器被认为是绝热地充电。同样，在一些情况下，电容器可以在一部分时间绝热地放电，并在其余时间非绝热地放电。这种电容器被认为是绝热地放电。

非绝热充电包括并非绝热的所有充电，并且非绝热放电包括并非绝热的所有放电。

如这里所使用的，“绝热充电开关网络”是具有既进行绝热充电又进行绝热放电的至少一个电容器的开关网络。“非绝热充电开关网络”是并非绝热充电开关网络的开关网络。

调节电路16A可被实例化为具有调节输出电压的能力的任意转换器。例如，降压转换器由于其高效率和速度而是有吸引力的候选。其它合适的调节电路16A包括升压转换器、降压/升压转换器、反激转换器、正向转换器、半桥转换器、全桥转换器、Cuk转换器、谐振转换器以及线性调节器。反激转换器可以更具体地是准谐振反激转换器、或有源钳位反激转换器、或交错反激转换器、或双开关反激转换器。同样，正向转换器可以更具体地是多谐振正向转换器、或有源钳位正向转换器、或交错正向转换器、或双开关正向转换器。并且，半桥转换器可以更具体地是非对称半桥转换器、或多谐振半桥转换器、或LLC谐振半桥。

在图22所示的实施例中，源电压14向被实例化为开关电容器网络的第一开关网络12A提供输入。第一开关网络12A的输出是比被提供给调节电路16A (例如，降压转换器、升压转换器或降压/升压转换器)的输入电压低的电压。该调节电路16A向诸如另一开关电容器网络等的第二开关网络12B提供调节后的输入电压。然后向负载18A施加该第二开关网络12B的高电压输出。

诸如图22所示的实施例可被配置为根据能量流动的方向来调节负载18A或者调节电压源14。

在图24所示的另一实施例中，低电压源14连接到调节电路16A的输入，其中调节电路16A的输出被提供给开关网络12A的输入以使开关网络12A升压至更高的DC值。然后将开关网络的输出提供给负载18A。

诸如图24所示的实施例可以用于根据能量流动的方向来调节电压源14或负载18A。

图25示出图24的模块化DC-DC转换器10C，但是其中明确示出了控制器20A。控制器20A与结合图13所述的控制器相同。

如结合图13所讨论的，控制器20A的特征包括三个传感器输入：针对中间电压V_X的传感器输入、针对输出电压V_O的传感器输入、以及可选的针对输入电压V_IN的传感器输入。控制器20A还具有并非传感器输入的两个输入。一个非传感器输入接收时钟信号CLK，以及另一个非传感器输入接收参考电压V_REF。时钟信号CLK用于设置第二控制信号PWM的周期，并且参考电压V_REF用于设置期望输出电压。基于这些输入，控制器20A输出针对开关电容器元件12A的具有两个相位的第一控制信号、以及用以控制调节电路16A的切换的第二控制信号PWM。该第二控制信号PWM是脉冲宽度调制信号。

现参考图26，转换器100的另一实施例包括连接到转换器输入102的第一调节电路300A、以及连接到转换器输出104的第二调节电路300B。在第一调节电路300A和第二调节电路300B之间是具有开关网络输入202和开关网络输出204的开关网络200。开关网络200包括通过开关212互连的电荷存储元件210。这些电荷存储元件210被分割为第一组206和第二组208。

在一些实施例中，开关网络200是诸如图27所示的双向开关电容器网络。

图27中的开关电容器网络的特征包括第一电容器20和第二电容器22并联。第一开关24选择性地将第一电容器20和第二电容器22其中之一连接到第一调节电路300A，并且第二开关26选择性地将第一电容器20和第二电容器22其中之一连接到第二调节电路300B。第一开关24和第二开关26这两者能够以高频进行操作，从而便于第一电容器20和第二电容器22的绝热充电和放电。

图27所示的特定实施例具有两相开关网络200。然而，作为替代可以使用其它类型的开关网络。

在图28所示的又一实施例中，将多个调节电路16A、16B、16C设置在第一开关网络12A的输出处，以驱动多个负载18A～18C。对于其中一个负载18C，将第二开关网络12B设置在负载18C和相应的调节电路16C之间，从而产生与图24所示相同的路径。因此，图28提供了调节电路和开关网络的模块化结构如何便于使组件混合和匹配以提供DC-DC转换器结构的灵活性的能力的示例。

开关电容器功率转换器包括开关和电容器的网络。通过使用这些开关使网络循环通过不同的拓扑状态，可以将能量从开关电容器网络的输入传送到输出。可以使用已知为“电荷泵”的一些转换器来在闪速存储器和其它可再编程存储器中产生高电压。

为了帮助理解开关电容器转换器中的损耗机制，如图29中所描绘的，首先分析经典的电容器充电问题是有益的。

图29示出最初充电到某个值V_C(0)的电容器C。在t＝0时，开关S闭合。在该时刻，当电容器C充电到其最终值V_IN时，短暂的电流浪涌流动。充电速率可以用时间常数τ＝RC来描述，其中该时间常数τ表示使电压上升或下降到其最终值的1/e内所需的时间。跨电容器v_c(t)的电压以及通过电容器i_c(t)的电流的瞬时值由下式给出：

v_c(t)＝v_c(0)+[V_in-v_c(0)](1-e^-t/RC)，

以及

可以通过计算电阻器R所消散的能量来求出在对电容器进行充电期间所产生的能量损耗，即

可以通过将i_c(t)的表达式代入上式来进一步简化等式。评价该积分然后产生

因此，明显的是，涉及电阻的唯一项在衰减的指数中。因此，如果使得瞬态能够静定(即，t→∞)，则在对电容器进行充电时产生的总能量损耗与其电阻R无关。在这种情况下，能量损耗量等于

如图30所示，开关电容器转换器可被建模为理想变压器，其具有如图30所示的考虑了在能量传送电容器的充电或放电时产生的电力损耗的有限输出电阻R_o。图30所示的实施例是非隔离的，这是因为连接了变压器两侧的负端子。然而，这绝不是必需的。作为示例，图31示出相同端子未连接的实施例，其中在这种情况下，转换器是隔离的。

应当注意，所示的变压器仅用于建模目的。这种类型的转换器通常将不具有缠绕铁芯的绕组。与充电和放电相关联的电力损耗通常在MOSFET的导通电阻和电容器的等效串联电阻中消散。

开关电容器转换器的输出电压由下式给出

存在可以简化开关电容器转换器的操作并容易地求出R_o的两种限制情况。这些限制情况被称为“慢速切换限制”和“快速切换限制”。

在快速切换限制(τ>>T_sw)中，充电电流和放电电流近似恒定，从而导致电容器上出现三角形AC纹波。因此，R_o对MOSFET和电容器的串联电阻敏感，但不是工作频率的函数。在这种情况下，在快速切换限制下工作的转换器的R_o是寄生电阻的函数，并且R_o由下式给出：

尽管趋于低估R_o，但是在设计处理中用作良好的起始点的R_o的有用近似由下式给出：

在慢速切换限制中，切换周期T_sw比能量传送电容器的RC时间常数τ长得多。在该条件下，与电容器和开关的电阻无关地，发生由1/2C×ΔV_c ²给出的系统能量损耗。该系统能量损耗发生是部分由于充电电流和放电电流的均方根(RMS)是RC时间常数的函数。在这些情形下，R_o是由下式给出

通过检查图32，可以理解作为频率的函数的输出电阻的行为，其中图32示出，随着频率增加，输出电阻以与1/f_sw项一致的方式下降，并且在较高频率处，输出电阻静定至稳定值。

以上给出的R_SSL和R_FSL的计算基于电荷乘法器矢量概念。可以通过检查任何标准的适定n相转换器来获得矢量a¹～aⁿ。使用基尔霍夫电流定律在各种拓扑状态下施加的约束以及各个电容器上的n个电荷乘法器量必须总计为零这一稳态约束，来计算电荷乘法器矢量。

一旦已知R_o，就可以通过下式计算出传导损耗P_cond：

另外，可以计算诸如切换损耗、驱动器损耗和控制损耗等的其它损耗。优选地，切换损耗与传导损耗相当。源于对晶体管节点进行充电和放电的损耗由下式给出

P_sw＝W_swf_sw＝(W_ds+W_on+W_g)f_sw

其中W_g是栅极电容损耗，W_on是重叠或换向损耗，以及W_ds是输出电容损耗。因此，可以使用下式来计算总转换器损耗

一旦确定了R_o和附加损耗机制，则转换器的总效率由下式给出

为了优化开关电容器转换器的效率，必须选择最佳的切换频率、电容和器件尺寸。如果切换频率太低，则传导损耗P_cond占主导地位。另一方面，如果切换频率太高，则P_sw占主导地位。尽管这样做往往会使输出纹波减小，但开关电容器转换器很少会远高于慢速切换限制和快速切换限制之间的过渡区域而工作。毕竟，在该区域的上方工作往往会增加切换损耗而不降低输出电阻以补偿那些增加的切换损耗。因此，在该区域的上方工作几乎没有好处。

如果例如通过减小RC时间常数来减小充电路径的有效电阻R_eff，则RMS电流增加，并且发生如此情况使得总充电能量损耗(E_loss＝I_RMS ²R_eff＝1/2C×ΔV_C2)与R_eff无关。使这种能量损耗最小化的一种解决方案是增加开关电容器网络中的泵电容器的尺寸。

尽管许多开关电容器网络可以提供特定的电压变换，但由于各种原因，这些开关电容器网络中的大多数是不切实际的。实际的开关电容器网络通常具有大变换比、低开关应力、低DC电容器电压以及低输出电阻。适用于这里所述的转换器的拓扑包括阶梯、Dickson、串并联、Fibonacci、以及倍压器拓扑。

一种有用的转换器是串并联开关电容器转换器。图33～34示出分别在充电阶段和放电阶段工作的2:1串联-并联开关电容器转换器。在充电阶段期间，电容器串联。在放电阶段，电容器并联。在其充电阶段，电容器电压v_C1和v_C2合计为V₁，而在其放电阶段，v_C1和v_C2等于V₂。这意味着V₂＝V₁/2。

另一有用的开关电容器拓扑族是由Greinacher首先发现并由Cockcroft、Walton和Dickson推广的开关电容器拓扑族。这种拓扑的一个例子是图35和36所示的拓扑。在这两个电荷泵中，源位于V₁，并且负载位于V₂。在这些类型的电荷泵中，随着耦合电容器连续地充电和放电，沿二极管链泵送电荷的分组。如图37所示，具有振幅v_pump的时钟信号v_clk和

180度异相。耦合电容器可以串联或并联地进行泵送。

初始电荷到达输出端需要n个时钟周期。最终泵电容器上的电荷是初始泵电容器上的电荷的n倍大。因此，在这两种泵浦配置中，图36中的转换器的V₂是V₁+(n-1)×v_pump。

尽管上述拓扑适用于使电压步升，但它们也可用于通过切换源和负载的位置来使电压步降。在这种情况下，二极管可以用诸如MOSFET和BJT等的受控开关代替。

图35和36示出仅在时钟信号的一个相位期间传送电荷的拓扑。这种拓扑被称为“半波”拓扑，这是因为仅在时钟周期的一半内发生电荷传送。半波拓扑的缺点是不连续的输入电流。

可以对图35和36所示的拓扑进行转换，使得这些拓扑在时钟信号的两个相位期间传送电荷。这可以通过并联连接两个这样的拓扑并将其驱动为180度异相来执行。由于在时钟周期的两半内都会发生电荷传送，因此这里将这种拓扑称为“全波”拓扑。

图38示出由图35所示的拓扑推导出的拓扑，但是被修改为使得在时钟信号的两个相位中都会发生电荷传送。图39示出由图36所示的拓扑推导出的拓扑，但是被修改为使得在时钟信号的两个相位中都会发生电荷传送。代替如图35和36的拓扑所示的二极管，图38和39所示的拓扑使用开关。与固有地为单向的二极管不同，图38和39所示的开关是双向的。作为结果，在图38和39所示的拓扑中，电力可以从V₁端子流动到V₂端子，或者反之亦然。这样，这些拓扑可以用于使电压步升或者使电压步降。

在迄今为止所示的拓扑中，存在两个开关链，其中对各开关链进行泵送。然而，也可以仅对两个开关链其中之一进行泵送。这种拓扑被称为“非对称的”。

在非对称拓扑中，一半的电容器用于支持DC电压而不是用于传送能量。然而，这些实施例不需要各开关承受如此高的峰值电压。特别地，正对仅一个开关链进行泵送的情况下的峰值电压仅是实际正对两个开关链进行泵送的情况下的峰值电压的一半。在这些非对称拓扑中，可以使用结合图38所阐述的原理来修改正用于传送能量的唯一开关链，以在时钟信号的两个相位期间传送电荷。

图40示出使用结合图35～39所阐述的原理的八个示例性拓扑。第一列和第二列示出非对称配置和对称配置两者的半波拓扑，而第三列和第四列示出非对称配置和对称配置两者的全波拓扑。可以进一步修改图40所示的拓扑，以并联地组合N个相位并使它们以180度/N异相的方式运行。这样做减少了输出电压纹波并提高了输出功率处理能力。

图22、23、24和26所示的模块化架构中的基本构建块可以作为独立实体或耦合实体而连接。在开关网络和调节电路紧密耦合的情形中，可以通过绝热充电来防止和/或减少开关网络的系统能量损耗机制。这通常包括使用调节电路来控制开关网络中的电容器的充电和放电。此外，可以响应于外部刺激而调节调节电路的输出电压并因此调节总转换器的输出电压。调节输出电压的一种方法是通过控制磁性存储元件中的平均DC电流。

一般来说，期望调节电路以限制通过开关网络中的电容器的均方根(RMS)电流的方式进行工作。调节电路可以使用电阻元件或磁性存储元件来做到这一点。由于电阻元件消耗电力，因此出于该目的而一般优选磁性存储元件。因此，这里所述的实施例依赖于调节电路中的开关和磁性存储元件的组合来限制开关网络中的RMS电流。

为了限制RMS电流，调节电路强制电容器电流通过具有平均DC电流的调节电路中的磁性存储元件。然后，操作调节电路的开关，以维持通过磁性存储元件的平均DC电流。

调节电路可以限制开关网络中的至少一个电容器的RMS充电电流和RMS放电电流这两者。单个调节电路可以通过吸收和/或提供电流来限制流入或流出开关网络的电流。因此，存在图22、23、24和26所示的四种基本配置。

假设电力从源流动到负载，则在图22中，调节电路16A可以吸收开关网络12A的充电电流和放电电流这两者。

在图23中，调节电路16A可以提供开关网络12B的充电电流和放电电流这两者，同时还吸收开关网络12A的充电电流和放电电流这两者。此外，如果开关网络和调节电路这两者允许电力沿两个方向流动，则双向电力流动是可能的。

在图24中，调节电路16A可以提供开关网络12A的充电电流和放电电流这两者。

在图26中，调节电路300A可以提供开关网络200的充电电流，而调节电路300B可以吸收同一开关网络200的放电电流，并且反之亦然。

困扰开关电容器网络的根本困难在于，只对电容器进行充电的动作会引起能量损耗。这种能量损耗很大程度上取决于跨电容器的电压因充电事件而变化的程度。与使用电压为V的固定电压源将电容C从零充电到V相关联的能量损耗E_L是1/2CV²。该损耗并不取决于寄生串联电阻R。由于每当电压变化时出现这种损耗，因此工作期间的每个充电间隔都会产生等于1/2CΔV²的损耗，其中ΔV与电容器电压的初始值和最终值之间的差相对应。

通过采用导通状态电阻较低的开关不能减少固定充电损耗。减少固定充电损耗的已知方式仅避免使电压在工作期间变化很大。这就是这种转换器仅在特定转换比下才能最有效地工作的原因。

由于被传送到充电周期中或者从充电周期传送出的电荷量是电压差和电容的乘积，因此只用小的电压差来传送大量电荷的一种方式是使电容非常大。然而，大电容器并非没有缺点。一方面，大电容消耗大量物理区域。另外，具有大电容的开关电容器网络不太适合高效操作。

如这里所述的转换器通过提供电容器的更高效使用来克服上述缺点。这意味着，电容器可以更小以及/或者系统效率将会整体提高。尽管如这里所述的转换器不需要可再配置的开关电容器电路，但是它可以利用如上所述的开关电容器电路。

图41示出用于在开关S闭合之后提高图29所示的电容器C的充电效率的方法。调节电路16A对电容器C进行绝热充电。在一些实施例中，调节电路16A是提供输出的开关模式转换器。合适的调节电路是基于低压磁的转换器。

在图41所示的系统中，在电容器C充电期间，输入电压V_IN和电容器堆叠电压V_C之间的差的大部分出现在调节电路16A的输入端两端。代替在寄生电阻器R中作为热量消散，与电容器堆叠充电相关联的能量作为替代而被输送到调节电路16A的输出。因此，通过使调节电路16A的表观输入电阻高于寄生电阻器R，大部分电容器充电能量可以恢复(即，重定向到负载)。

因此，图41所示的实施例允许比图29所示更高效地使用电容器。这样可以在扩展到开关电容器转换器的情况下减小所需的电容器尺寸以及/或者提高系统效率。

图42示出开关网络12A连接到调节电路16A的上述实施例的一种实现，其中调节电路16A用作用以对开关网络12A中的电容器进行绝热充电/放电、并且调节输出电压V_O的部件。请注意，调节电路16A无需处于比开关网络更高的频率来促进绝热操作；调节电路16A甚至可以处于更低的频率。在所示的特定实施例中，调节电路16A是同步降压转换器，而开关网络12A是单相串并联转换器。开关网络12A的特征包括同时断开和闭合的第一开关1、也同时断开和闭合的第二开关2、第一泵电容器C₁、以及第二泵电容器C₂。

调节电路16A包括滤波电容器C_X，其中该滤波电容器C_X仅用作调节电路16A的滤波器和旁路。因此，滤波电容器C_X的电容应远小于开关网络12A的第一泵电容器C₁和第二泵电容器C₂的电容。

开关网络12A在处于充电状态和放电状态之间交替。在充电状态期间，开关网络12A对第一泵电容器C₁和第二泵电容器C₂进行充电。然后，在放电状态期间，开关网络12A使第一泵电容器C1和第二泵电容器C2并联地放电。

在充电状态下，第一开关1闭合，并且第二开关2断开。输入电压V_IN与跨第一泵电容器C1的电压和跨第二泵电容器C2的电压的总和之间的差出现在调节电路16A的输入端。作为结果，第一泵电容器C1和第二泵电容器C2低损耗地、并且采用由从调节电路16A牵引出以控制系统输出的电力所确定的速率进行充电。

同样，在放电状态下，第二开关2闭合，并且第一开关1断开。然后，开关网络12A以基于调节输出所需电力的速率并联地进行放电。

另一实施例依赖于至少部分绝热地对全波级联乘法器进行充电。级联乘法器由于其优越的快速切换限制阻抗、电压的易于放大性、两相操作、以及低开关应力因而是优选开关网络。

在级联乘法器中，耦合电容器通常用时控电压源v_clk和

进行泵送。然而，作为替代，如果如图43所示、耦合电容器用时控电流源i_clk和

进行泵送，则可以限制耦合电容器中的RMS充电电流和RMS放电电流。在这种情况下，电容器至少部分绝热地进行充电，从而降低(如果不消除的话)在慢速切换限制下操作时与开关电容器转换器相关联的1/2CΔV_c ²损耗。这具有使输出阻抗下降到快速切换限制阻抗的效果。如描绘了完全绝热充电下的绝热操作的图44中的黑色虚线所示，输出阻抗将不再是切换频率的函数。

在其它所有都相同的情况下，绝热充电开关电容器转换器可以在比传统充电开关电容器转换器低得多的切换频率下进行工作，但效率更高。相反，绝热充电开关电容器转换器能够在与传统充电开关电容器转换器相同的频率下并以相同的效率进行工作，但是具有小得多(例如小4到10倍)的耦合电容器。

这里所述的实施例可以利用如图45所示180度异相工作的两个时控电流源i_clk、

来操作。图46所示的一种实现使用一个电流源72、第一开关对1和第二开关对2。第一开关对1和第二开关对2在具备开关链的情况下最佳同步。图46中的电流源的合适实现是电感(在图47中由电感器L表示)。

图48示出具有图46中的时控电流源的图43的级联乘法器。存在用于实现电流源72的多种方式。这些方式包括降压转换器、升压转换器、反激转换器、谐振转换器和线性调节器。在一些实施例中，具有恒定输入电流的功率转换器实现恒定电流源。在其它实施例中，针对由功率转换器的切换频率的倒数所定义的间隔的一部分具有恒定输入电流的功率转换器实现恒定电流源。在另外的其它实施例中，线性调节器实现恒定电流源。

图49示出与图22所示的架构一致的步降转换器。然而，在该实施例中，使用调节电路16A对开关网络12A进行绝热充电。时控电流源i_clk和

由四个开关和调节电路16A进行仿真。输出电容器C_O也已被移除，以使得V_X能够摆动。在该示例中，调节电路16A是表现为具有小AC纹波的恒定源的升压转换器。在工作频率下具有非电容输入阻抗的任何功率转换器都将允许绝热操作。尽管开关模式功率转换器由于其高效率而是有吸引力的候选，但线性调节器也是实用的。

在操作中，使标记为“1”的开关闭合使得对电容器C₄、C₅和C₆进行充电，而对电容器C₁、C₂和C₃进行放电。同样，使开关“2”闭合具有互补效果。图49中示出第一拓扑状态(相位A)，其中标记为“1”的所有开关都闭合，而标记为“2”的所有开关都断开。同样，图50中示出第二拓扑状态(相位B)，其中标记为“2”的所有开关都闭合，而标记为“1”的所有开关都断开。

在该实施例中，调节电路16A限制各电容器的RMS充电电流和放电电流。例如，电容器C₃在相位A期间通过调节电路16A中的滤波电感器放电，而电容器C₃在相位B期间通过调节电路16A中的滤波电感器充电，这清楚地展示了绝热概念。此外，所有有源组件都用开关实现，使得转换器可以处理两个方向上的电力。

一些代表性节点电压和电流在图52中示出。图示的两个电流(I_P1和I_P2)的上升沿和下降沿存在轻微的失真，但是对于大部分而言，电流与180度异相的两个时钟类似。一般来说，如该实施例中的情况那样，如果开关堆叠的至少一端没有负载大电容，则在级联乘法器中发生绝热充电，其中V_X节点通过调节电路16A而被减载。

在操作中，不同量的电流将流过不同的开关。因此，以适合于将流过开关的电流的方式来设计这些开关的尺寸是有用的。例如，连接到V_P1和V_P2的开关比图49中的其它开关承载更多的电流。通过使这些开关比其它开关大，这避免了对不必要的大开关的需求并因而使得电路占用区更小。这还避免了与开关的尺寸成比例的不必要的附加电容损耗。

图49所示的开关将以某一切换频率在状态之间转变。为了减少损耗，期望开关网络12A进行操作以使得以该切换频率来约束通过开关的RMS电流。确保是这种情况的一种方式是选择开关的电阻，使得电阻大到使电容器之间的电荷传送的RC时间常数在不长于切换频率的情况下是相同的。如图44中可见，通过控制开关的宽度“W”并因此控制其电阻和尺寸，可以强制开关网络12A进入快速切换限制区域。

遗憾的是，通过使用开关的电阻来约束RMS电流，传导电力损耗增加并且整体效率降低。然而，调节电路16A使得能够降低开关的电阻并且绝热地进行操作。因此，可以最佳地确定开关的尺寸以获得最高效率而无需担心约束RMS电流，这是因为该RMS电流由调节电路16A(或者可选的磁性滤波器)处理。通过以给定切换频率和给定电流平衡各开关中的电阻和电容损耗来选择各开关的最佳尺寸。

具有图11、23、24和26所示的基本构建块的模块化架构可以扩展以覆盖更宽的应用(诸如高压DC、AC-DC、AC-AC、降压-升压、以及多个输出电压等)范围。这些应用各自包括使变换功能和调节功能分离开。架构的扩展还可以并入绝热充电的开关电容器转换器。

在许多开关电容器转换器中，电容器和开关的数量随着变换比线性地增加。因此，如果变换比大，则需要的电容器和开关的数量大。可选地，可以通过如图53所描绘地使多个低增益级串联连接来实现大的变换比。总开关电容器堆叠的变换比(V_IN/V_X)如下：

串联堆叠配置的主要缺点是，前级的电压应力远高于后级的电压应力。这通常需要具有不同电压额定值和尺寸的级。然而，通过绕过一个级或两个级，可以容易地改变变换比。

前述的串联连接开关网络的绝热充电仅在以下开关网络控制前一级的充电电流和放电电流的情况下发生。因此，优选在前级中使用全波开关电容器转换器、或者使用诸如具有基于磁性的滤波器的单相串并联开关电容器转换器等的开关电容器级。

图54示出具有与图53所示的架构一致的两个串联连接的开关网络的转换器。开关网络12A、12D这两者都是两相级联乘法器。在操作中，标记为“1”和“2”的开关始终处于互补状态，并且标记为“7”和“8”的开关始终处于互补状态。因此，在第一开关状态下，标记为“1”的所有开关都断开，并且标记为“2”的所有开关都闭合。在第二开关状态下，标记为“1”的所有开关都闭合，并且标记为“2”的所有开关都断开。在该实施例中，使开关1闭合使得对电容器C₁、C₂、C₃进行充电，而对电容器C₄、C₅、C₆进行放电，并且使开关2闭合具有互补的效果。另外，使开关7闭合使得对电容器C₇、C₈、C₉进行充电，而对电容器C₁₀、C₁₁、C₁₂进行放电，并且使开关8闭合具有互补的效果。

在假设调节电路16A是具有2:1的标称步降比的降压转换器的情况下，功率转换器提供32:1的总步降。此外，如果输入电压是32V并且输出电压是1V，则第一开关网络12A中的开关将需要阻断8伏，而第二开关网络12D中的开关将需要阻断2伏。

具有图11、23、24和26所示的基本构建块的模块化体系架构可被配置为处理如图55所示的AC输入电压。AC整流级19A接收来自AC源14B的AC波形，并将平均DC电压提供给模块化DC-DC转换器10，其中该模块化DC-DC转换器10的输出连接到负载18A。在该实施例中，模块化DC-DC转换器10可以是隔离的或采用其它形式。

开关电容器转换器的一个主要性质是其通过对开关电容器网络进行再配置针对大输入范围来操作效率的能力。如果AC壁电压(即60Hz和120V_RMS)可被认为是慢速移动的DC电压，则前端AC开关网络13A应当能够将时变输入电压展开为相对稳定的DC电压。

图56示出覆盖有展开DC电压的、单个60Hz周期上的120V_RMS AC波形的图。图57示出可以并入图55的AC整流级19A的那种AC开关网络13A。AC开关网络13A是与选择性反相级(即整流级)相结合的前端开关电容器级(即，开关网络)。前端开关电容器级具有不同的配置(1/3、1/2、1/1)以供其使用。在所示的特定实施例中，AC开关网络13A将DC电压保持在60V以下。在一些实施例中，AC开关网络13A是专用绝热开关电容器网络。

一旦AC开关网络13A展开了AC电压，图57所示的调节电路16A产生最终输出电压。在一些实施例中，AC开关网络13A和调节电路16A之间的另一开关网络16A进一步调节该电压。如果是这种情况，则针对串联连接级的警告适用，这是因为AC开关网络13A是专用开关网络12A。出于安全原因，某些形式的磁隔离或电隔离在AC-DC转换器中也是常见的。因此，在图57中，电压V_AC、V_DC和V_O有意被定义为对公共接地不可知。

图58示出与图57所示的架构相对应的AC-DC转换器。在该实施例中，AC开关网络13A是同步AC桥式整流器，同步AC桥式整流器之后是具有三个不同转换比(1/3、1/2、1/1)的可再配置的两相步降级联乘法器，而调节电路16A是同步降压转换器。在操作中，标记为7和8的开关始终处于互补状态。如图59所示，在AC周期的正部分(0～π弧度)期间，标记为“7”的所有开关闭合，而标记为“8”的所有开关断开。同样，如图60所示，在AC周期的负部分(π～2π弧度)期间，标记为“8”的所有开关闭合，而标记为“7”的所有开关断开。

除了开关7和8所提供的反相功能外，开关1A～1E和开关2A～2E可以如表1所示选择性地断开和闭合，以提供三种不同的转换比：1/3、1/2以及1。

表1

AC开关网络13A设置有数字时钟信号CLK。还产生第二信号CLKB，其中该第二信号CLKB可以仅仅是CLK的互补(即，在CLK低的情况下为高并且在CLK高的情况下为低)、或者可以作为非重叠互补而产生。利用根据表1的第一行所设置的开关模式，AC开关网络13A提供三分之一(1/3)的步降比。利用根据表1的第二行所设置的开关模式，AC开关网络13A提供二分之一(1/2)的步降比。利用根据表1的第三行所设置的开关模式，AC开关网络13A提供为1的步降比。

安装到壁的大多数电源满足某一功率因数规范。功率因数是0到1之间的无量纲数，其定义了流动的有功功率与视在功率之比。用以控制谐波电流并因此提高功率因数的常见方法是使用有源功率因数校正器。图61示出用于控制谐波电流并将功率因数提高到1的AC-DC转换器8。图示的AC-DC转换器8的特征包括AC开关网络13A，其中该AC开关网络13A接收来自AC源14B的AC电压并对其进行整流。AC开关网络13A的输出连接到有源功率因数校正电路17A的输入。AC开关网络13A还可以经由开关电容器电路提供电压变换。功率因数校正电路21A控制其输入电流，使得该输入电流尽可能地与AC源14B所提供的电压波形保持同相。这将无功功率向零驱动。然后将功率因数校正电路17A的输出提供至以与图57所示相同的方式进行工作的调节电路16A。

图62示出连接在第一电路51和第二电路52之间的图55的模块化DC-DC转换器10的特定实施例。第一电路51和第二电路52可以是源、负载、或者诸如功率转换器、PFC电路或EMI滤波器等的其它电路。

图示的模块化DC-DC转换器10包括调节电路16A、开关网络12A和隔离控制器60。如这里所使用的，如果输入电压和输出电压不共享公共接地，则具有输入和输出的电路被认为是隔离的。可以通过使输入电压与变压器的输入电压相对应并且使输出电压与变压器的输出电压相对应来执行这种隔离。在一些实施例中，调节电路16A是隔离的。在其它实施例中，开关网络12A是隔离的。尽管仅需要前述实施例其中之一来将模块化DC-DC转换器10视为整体隔离，但是也存在开关网络12A和调节电路16A这两者都被隔离的实施例。

在一些实施例中，开关网络12A是具有固定电压转换比的未调节开关电容器转换器。这些实施例一般包括用以调节开关网络12A的输出的调节电路16A。合适的调节电路16A的示例包括升压转换器、降压转换器、反激转换器和线性调节器。

图63示出图62所示的转换器的变形，其中，在开关网络12A和第二电路52之间添加LC滤波器21A。LC滤波器的目的是经由图47所示的方法来促进开关网络12A的绝热充电。

图64示出图63所示的模块化DC-DC转换器10的特定实施例。调节电路16A被实现为具有开关S₁、二极管D₁、电容器C₁和变压器T₁的反激变压器。当以连续传导模式进行工作时，调节电路16A在第一状态和第二状态之间转变。在第一状态下，开关S₁闭合，并且二极管D₁不进行传导。在该第一状态期间，电容器C₁用作电荷储存器以向调节器16A的输出供电。在第二状态下，开关S₁断开，二极管D₁进行传导。

如图64所示，隔离控制器60包括用于控制开关网络12A的第一控制信号CTR1、用于控制调节电路16A的第二控制信号CTR2、以及第一控制信号CTR1和第二控制信号CTR2之间的隔离屏障61。作为结果，第一控制信号CTR1和第二控制信号CTR2具有不同的接地，并且连接到变压器T₁的不同侧。隔离屏障61可以包括声音隔离、光学隔离、电容隔离、电感隔离和机械隔离中的任何一个或多个。

如图65所示，图23所示的实施例可被修改为利用AC源14B进行操作，其中图65示出连接在第一电路51和第二电路52之间的模块化DC-DC转换器10。模块化DC-DC转换器10包括第一开关网络12A和第二开关网络12B以及调节电路16A。第一开关网络12A在其输入处接收来自第一电路51的电压。第二开关网络12B将其输出提供给第二电路52。调节电路16A接收来自第一开关网络12A的输出并将其自身的输出提供至第二开关网络12B的输入。隔离控制器60向第一开关网络12A提供第一控制信号，向第二开关网络12B提供第二控制信号，并且向调节电路16A提供第三控制信号。

同样，如图66所示，图26所示的实施例可被修改为利用AC源14B进行操作，其中图66示出第一调节电路16A和第二调节电路16B以及开关网络12A。第一调节电路16A在其输入处接收来自第一电路51的电压。第二调节电路16B将其输出提供至第二电路52。开关网络12A接收来自第一调节电路16A的输出，并将其自身的输出提供给第二调节电路126的输入。隔离控制器60向第一调节电路16A提供第一控制信号，向调节电路16B提供第二控制信号，并且向开关网络12A提供第三控制信号。在一些实施例中，如图63所示，第二调节电路16B可被实现为LC滤波器21A。图55所示的AC整流级19A可以以各种方式实现。在图67所示的一个实施例中，整流器19A的特征包括熔断器71、电容器C₁、AC桥80、以及AC桥80和AC源14B之间的第一电磁干扰滤波器70A。在图68所示的另一实施例中，第二EMI滤波器70B和功率因数校正电路90代替电容器C₁。

第一电磁干扰滤波器70A(其实现在图69和70中可见)使AC-DC转换器8所产生的共模噪声和差模噪声降低期望量。这种噪声降低的程度通常由诸如FCC等的政府机构来设置。

AC桥80接受AC电压并输出平均DC电压。AC桥80的特定实现在图71中示出。该桥包括第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃、以及第四二极管D₄。在操作中，AC桥80在第一状态和第二状态之间转变。在第一状态下，第一二极管D₁和第三二极管D₃反向偏置，并且第二二极管和第四二极管正向偏置。在第二状态下，第二二极管D₂和第四二极管D₄正向偏置，并且第一二极管D₁和第三二极管D₃反向偏置。

许多现代装置需要不同的电压来操作诸如手机中的电源管理集成电路(PMIC)等的不同组件。例如，可能需要一个电压来操作处理器，而可能需要另一电压来操作显示器。原则上，可以具有与所需的各输出电压相对应的单独的变换级和调节级。然而，这种解决方案浪费了物理空间和引脚计数这两者。这一困难的解决方案如图72所示，其中一个变换级驱动并联的两个或更多个调节级。因此，各调节级提供单独的输出电压。调节器级可以是已描述的任何调节器(包括线性调节器)。

为了确保在变换级中对开关电容器网络进行绝热充电，由各个调节级牵引的大部分电力优选来自恒定电流。这可以例如通过以下操作来实现：使调节级同步，以使得这些调节级牵引尽可能恒定的电流，从而避免变换级在开关电容器网络中的较大电阻损耗。

图73～80示出符合图22、23、24和26所示的架构图的模块化功率转换器的具体实现。在各实现中，一个调节电路或多个调节电路可以限制各开关网络中的至少一个电容器的RMS充电电流和RMS放电电流，因此所有这些开关网络都是绝热充电开关网络。然而，如果存在去耦电容器9A或9B，则可能减弱调节电路限制RMS充电电流和RMS放电电流的能力。电容器9A和9B是可选的，并且为了保持输出电压适当恒定，使用电容器C_O。所有级共享公共接地，但不必是这种情况。例如，如果调节电路被实现为反激转换器，则接地可以容易地分离开，甚至开关网络可以通过电容隔离而具有单独的接地。此外，为简单起见，各实现中的开关网络具有单一转换比。然而，作为替代，可以使用以多个不同转换比提供功率转换的可再配置开关网络。

在操作中，标记为“1”和“2”的开关始终处于互补状态。因此，在第一开关状态下，标记为“1”的所有开关断开，并且标记为“2”的所有开关闭合。在第二开关状态下，标记为“1”的所有开关闭合，并且标记为“2”的所有开关断开。同样，标记为“3”和“4”的开关处于互补状态，标记为“5”和“6”的开关处于互补状态，并且标记为“7”和“8”的开关处于互补状态。通常，调节电路以比开关网络高的切换频率进行工作。然而，对开关网络和调节电路之间的切换频率没有要求。

图73示出与图11所示的架构相对应的步升转换器。在该实施例中，开关网络12A是具有1:3的转换比的两相步升级联乘法器，而调节电路16A是两相步升转换器。在操作中，使标记为1的开关闭合并且使开关2断开使得对电容器C₃和C₄进行充电，而对C₁和C₂进行放电。相反，使开关1断开并且使开关2闭合使得对电容器C₁和C₂进行充电，而对电容器C₃和C₄进行放电。

图74示出与图22所示的架构相对应的双向步降转换器。在该实施例中，开关网络12A是具有4:1的转换比的两相步降级联乘法器，而调节电路16A是同步降压转换器。在操作中，使开关1闭合并且使开关2断开使得对电容器C₁、C₂和C₃进行充电，而对电容器C₄、C₅和C₆进行放电。相反，使开关1断开并且使开关2闭合使得对电容器C₄、C₅和C₆进行充电，而对电容器C₁、C₂和C₃进行放电。所有有源组件都用开关实现，使得转换器可以处理两个方向上的电力。

图75示出与图24所示的架构一致的步升转换器。在该实施例中，调节电路16A是升压转换器，而开关网络12A是具有1:2的转换比的两相步升串并联开关电容器转换器。在操作中，使开关1闭合使得对电容器C₂进行充电，而对电容器C₁进行放电。使开关2闭合具有互补的效果。

图76示出与图24所示的架构一致的双向升降转换器。在该实施例中，调节电路16A是同步四开关降压-升压转换器，而开关网络12A是具有1:4的转换比的两相步升级联乘法器。在操作中，使开关1闭合使得对电容器C₄、C₅和C₆进行充电，而对电容器C₁、C₂和C₃进行放电。使开关2闭合具有互补的效果。所有有源组件都用开关实现，使得转换器可以处理两个方向上的电力。

图77示出与图2所示的架构一致的反相升降转换器。在该实施例中，第一开关网络12A是具有2:1的转换比的步降串并联开关电容器转换器，第一调节电路16A是降压/升压转换器，以及第二开关网络12B是具有1:2的转换比的步升串并联开关电容器转换器。在操作中，使开关1闭合使得对电容器C₁进行充电，而使开关2闭合使得对电容器C₁进行放电。同样，使开关7闭合使得对电容器C₂进行放电，而使开关8闭合使得对电容器C₂进行充电。

图78示出与图23所示的架构一致的双向反相升降转换器。在该实施例中，第一开关网络12A是具有2:1的转换比的两相步降串并联开关电容器转换器，调节电路16A是同步降压/升压转换器，以及第二开关网络12B是具有1:2的转换比的两相步升串并联开关电容器转换器。在操作中，使开关1闭合使得对电容器C₁进行充电，而对电容器C₂进行放电。使开关2闭合具有互补的效果。同样，使开关7闭合使得对电容器C₄进行充电，而对电容器C₃进行放电。使开关2闭合具有互补的效果。所有有源组件都用开关实现，使得转换器可以处理两个方向上的电力。

图79示出与图26所示的框图一致的步降转换器。在该实施例中，第一调节电路300A是升压转换器，开关网络200是具有1:2的转换比的两相步升串并联开关电容器转换器，以及第二调节电路300B是升压转换器。在操作中，使开关1闭合使得对电容器C₁和C₂进行充电，而对电容器C₃和C₄同进进行放电。使开关2闭合具有互补的效果。

图80示出与图26所示的框图一致的双向升降转换器。在该实施例中，第一调节电路300A是同步升压转换器，开关网络200是具有3:2的转换比的两相分级步降串并联开关电容器转换器，以及第二调节电路300B是同步降压转换器。在操作中，使开关1闭合使得对电容器C₃和C₄进行充电，而对电容器C₁和C₂同时进行放电。使开关2闭合具有互补的效果。所有有源组件都用开关实现，使得转换器可以处理两个方向上的电力。

应当理解，调节电路的拓扑可以是具有输出电压调节能力的任何类型的功率转换器，包括但不限于同步降压转换器、三电平同步降压转换器、sepic转换器、软开关转换器或谐振转换器。同样，根据期望的电压变换和允许的开关电压，可以利用各种开关电容器拓扑来实现开关网络。

前述开关网络12A的物理实现包括四个主要组件：无源器件层、有源器件层、互连结构、以及通孔。无源器件层具有诸如电容器等的无源器件。有源器件层具有诸如开关等的有源器件。

由于有源器件是通过CMOS工艺制造的，因此出现了不同层中的有源器件和无源器件的分离。因此，如果在同一层上具有无源器件，则这些无源器件必须通过CMOS兼容的工艺步骤制造以避免破坏有源器件。这种约束使得难以制造在芯片的小区域中提供高电容的电容器。这还使得难以制造高Q电感器。为了避免这些困难，优选利用被优化用于制造这种无源器件的工艺流程来在这些无源器件自身的晶圆上生产集成无源器件。

在一些实施例中，器件被集成到单个单片衬底中。在其它实施例中，器件被集成到多个单片衬底中。单片衬底通常由诸如硅等的半导体材料制成。

在优选实践中，使用集成无源器件工艺来在无源器件层上制造无源器件，并且使用CMOS工艺来在有源器件层上制造有源器件。这些器件层通过包括通孔的微细互连结构而电连接在一起，以允许跨器件层的电连接。

图81示出使用开关电容器电路中的电容器来传送能量的模块化转换器的电路框图。该框图示出包括用于开关和电容器这两者的层的层堆叠。层堆叠内的开关包括第一开关S₁和第二开关S₂。层堆叠内的电容器包括第一电容器C₁和第二电容器C₂。分立电感器L₁安装在层堆叠的外部。

图81中的层堆叠内的层可以以不同方式堆叠。图82～84示出堆叠层的不同方式的侧视图、以及与各个这样的层配置相对应的互连结构和通孔的放置。有源器件层包括开关，而无源器件层包括电容器。

在图82中，有源器件层通过一组C4凸块而连接到印刷电路板，并且无源器件层堆叠在有源器件层上方。通孔TV提供印刷电路板与两层之间的互连结构之间的连接。

在图83中，该取向是相反的，其中无源层通过C4凸块而连接到印刷电路板、并且有源层位于无源层上方。再次地，通孔TV提供印刷电路板与两层之间的互连结构之间的连接。

图84示出堆叠多个无源层或有源层的可能性。在所示的特定实施例中，存在n个无源器件层和一个有源器件层。通孔TV提供了用于将印刷电路板连接到相邻层之间的互连结构的路径。

图85示出具有至少两个器件层的实施例，其中一个器件层具有开关，而另一个器件层具有电容器。

C4凸块沿印刷电路板以第一间距布置。互连结构包括以小于第一间距的第二间距布置的C5凸块。这种C5凸块的示例在图95中可见。

各无源层具有在芯片上占据一定占用区(footprint)的电容器。电容器被定位成使得各电容器位于无源层之上或之下的有源层上的开关的占用区内。这种布置有助于减少互连结构中的能量损耗和其它寄生损耗。

由于作为已知半导体制造工艺的性质的结果、通常仅处理晶圆的一个面，因此出现了附加排列。晶圆的这个面具有集成在其中的器件。出于该原因，该面被称为“器件面”。

对于各堆叠配置，现在存在与器件面是上面还是下面有关的附加排列。对于给定层，参考图82～84所示的z轴，该层的“上面”面向+z方向，“下面”面向-z方向。

如这里所使用的，如果垂直于层所限定的平面并且指向远离该层的方向的矢量指向+z方向，则称该层“面向”+z方向。如果层不面向+z方向，则称该层面向-z方向。

对于仅存在两个器件层的情况，图86～88示出在如图82所示上层是无源层的情况下的器件面的四种可能配置。图90～93示出在如图83所示上层是有源层的情况下的器件面的四种可能配置。

在图86中，有源层的器件面是其上面，并且无源层的器件面是其下面。鉴于仅存在两层，这意味着它们面向彼此。图88示出相反的情况，其中无源层的器件面是其上面，并且有源层的器件面是其下面。在图87中，有源层和无源层这两者的器件面都在上面，而在图89中，器件面都在下面。

图90～93示出图86～89的相反情况，其中有源层现在是上层。在图90中，有源器件位于下面，并且无源器件位于上面。由于仅存在两层，因此有源器件和无源器件如图86中那样面向彼此。在图91中，有源器件和无源器件位于其各自层的上面，而在图93中，有源器件和无源器件位于其各自层的下面。在图92中，有源器件位于上面，并且无源器件位于下面。

自然地，某些配置优选于其它配置。选择将取决于许多因素，其中大多数因素涉及通孔技术以及可用于将层连接到外部电路的引脚数量。

无源器件层和有源器件层在安装时可以采用任何形式。两种常见的选择是裸片或晶圆形式。

图94～95示出互连结构将有源裸片中的开关连接到无源裸片上的电容器的两个裸片到裸片布置的截面。在图94中，开关连接到平面电容器，而在图95中，开关连接到沟槽电容器。用于提供从裸片堆叠到印刷电路板的电连接的第一凸块C4、以及通孔TV在图94～95中省略，但是在图96～97中可见。

尽管可以使用任何类型的电容器，但沟槽电容器优于平面电容器，这是因为与平面电容器相比，沟槽电容器针对每单位裸片面积提供更大的电容、有时大一个或两个数量级。另外，与平面电容器相比，沟槽电容器提供更低的等效串联电阻。这两种电容器的属性都适用于使用电容能量传送的功率转换器，因为它们会影响功率转换器的效率。

如图94～95所示，互连结构将有源裸片上的开关连接到无源裸片上的电容器。该互连结构可以以多种方式实现。在图94～95的情况下，互连结构是无源裸片上的多层互连结构、单层的第二凸块C5、以及有源裸片上的多层互连结构的结合。唯一的要求是：互连结构将一个器件层上的开关连接到另一器件层上的电容器，两个器件层以一个叠在另一个上的方式堆叠，并且第二凸块C5具有比第一凸块C4微细得多的间距。在一些实施例中，第二凸块C5的间距比第一凸块的间距大四倍。如这里所使用的，“间距”表示每单位长度的凸块数。

图96～97示出通过晶圆到晶圆堆叠而实现的另一实施例。在该实施例中，不需要第二凸块C5。作为替代，有源晶圆和无源晶圆使用接合工艺彼此电连接。在图96中，有源层的器件面是其下面，并且在图97中，有源层的器件面是其上面。合适的接合工艺的示例是铜-铜接合以及氧化物-氧化物接合。此外，图96～97示出图94～95中省略的通孔和一些第一凸块C4。

这里讨论的类型的开关电容器功率转换器在开关电容器功率转换器中具有许多开关和电容器。这些开关和电容器都必须正确地互连以供功率转换器工作。存在用以对用于使这些组件互连的传导路径进行物理布置的许多方式。然而，并非所有这些方式都同样有效。根据这些传导路径的几何形状，它们中的一些可能引入显著的寄生电阻和/或电感。由于存在如此多的互连，因此选择将整体上为功率转换器提供可接受的寄生电阻和电感这两者的一组互连可能是艰巨的挑战。

可用于控制这些寄生量的一种方法是对开关和电容器进行分区。

减少这种寄生量的一种方式是选择有源层上的开关的形状和位置，使得这些开关安装在无源层上的电容器下方。这避免了当电流在开关和电容器之间行进时强制该电流沿着层的面进行长途行进。该技术的示例在图99中示出，其中八个开关S₁～S₈和控制器20A被配置在位于具有两个电容器的无源层下方的有源层上。尽管开关并非通过无源层完全可视，但是它们的位置由图99中的虚线标记出。该图示出开关S₁、S₂、S₅、S₆上的第一电容器C₁，以及开关S₃、S₄、S₇、S₈上的第二电容器C₂。

减少这种寄生量的另一种方式来自于认识到开关网络12A中的开关通常是用晶体管实现的有源器件。开关网络12A可以集成在单个单片半导体衬底或多个单片半导体衬底上，或者使用分立器件形成。此外，由于该器件是功率转换器，因此可以预期各开关承载大量电流。承载大量电流的开关通常由与共通端子并联连接的多个电流路径来实现。

在如上所述的开关中，构成开关的电流路径物理上并排放置，因此占据具有非零宽度的空间。这些电流路径全部都连接到如下的端子，其中该端子本身连接到传导路径。该配置的示例在图98和图101中示出。特别地，图101示出第一层上的晶体管以及下层上的电容器。晶体管具有第一电流路径、第二电流路径和第三电流路径，其中第二电流路径在第一电流路径和第三电流路径之间。三个电流路径在晶体管的一个源极端子和一个漏极端子之间延伸。

进入图101所示的源极端子的一些电流直接进入第二电流路径。但是其中一些电流在再次转向之前左转或右转，以沿着第一电流路径和第三电流路径继续行进。在晶体管通道的另一端，穿过第一电流路径和第三电流路径的电流必须再次转向以到达漏极端子。这些电流被称为“横向”电流。

同样，图101的下层示出具有连接到第一电容器端子和第二电容器端子的三个分离电流路径的电容器。在充电和放电的过程中，由于与上层中的晶体管有关的原因，一些横向电流是不可避免的。

减少这种横向电流的一种方式是如图98和图102所示将开关和电容器分成多个分区。这种分区基本上涉及将n端子器件转换为(n+m)端子器件，其中m取决于分区的数量。因此，在进行了分区之后，图101中的双端子电容器被变换为图102中的六端子电容器。同样，图101中的晶体管的源极端子和漏极端子变换为图102中的晶体管的三个源极端子和三个漏极端子。

图101和102之间的差异在于图102中的各电流路径具有其自己的端子。与此相对，在图101中，所有电流路径共享相同的端子。因此，图101示出并联连接的三个电流路径，而图102示出被分区并因此彼此隔离的三个电流路径。

所示的三个电流路径共同表示有源层上的开关，其中该有源层由沿着硅片的各种掺杂分布形成以提供电荷载子，然后如图101所示将这三个线路连接到一对外部端子，或者如图102所示将各个线路连接到其自己的一对外部端子。

由图101中的下层表示的电容器是如任何传统电容器那样的双端子电容器。现有技术的转换器使用这种类型的电容器。然而，与使用双端子电容器的现有技术的转换器不同，如这里所公开的转换器使用如图102所示的六端子电容器。尽管这种电容器由于具有需要制造并正确对准的更多端子因而更复杂，但是它减少了横向电流所引起的寄生效应。

同样，由图101中的上层表示的晶体管开关具有一个源极端子和一个漏极端子。该晶体管开关是用于传统功率转换器的一种晶体管。与此相对，由图102中的上层表示的晶体管具有三个源极端子和三个漏极端子。尽管这种晶体管由于具有需要制造并正确对准的更多端子因而更复杂，但是它减少了横向电流所引起的寄生效应。

应当明显的是，分区动作与几何形状无关。其本质是将n端子器件转变为(n+m)端子器件以试图减少寄生效应。不要求器件以任何特定方式定向。特别地，不要求如图102所示仅在一个维度上执行分区。例如，很有可能沿着如图100的九分区开关和图103所示的六分区电容器中所示的x和y方向来对组件进行分区。

图102和图103所示的两种技术都减小了有源器件和无源器件之间的纵向距离和横向距离，同时还为各个独立的开关和/或开关电容器单元提供均匀的电流分布。这往往会减少开关和电容器之间的连接的寄生电阻和电感。这提供了相当大的优势。寄生电感限制开关速度，而寄生电阻限制功率转换过程的效率。

除其它优点外，上述布置避免了组件和引脚计数的损失，减少了寄生互连结构中的能量损耗，并且减少了使用电容器来传送能量的功率转换器的总占用区。

如图104所示，沿着前述线路的开关网络可以用于控制旅行适配器13中的功率转换器。这种旅行适配器13在其USB端口15处输出DC电压。

本公开还可以具有以下配置：

1.一种设备，用于控制用于将第一电压变换为第二电压的功率转换器，所述功率转换器包括电感和电容器网络，所述设备包括用于连接到所述电容器网络的开关电容器端子以及第一开关组和第二开关组，所述第一开关组和所述第二开关组各自包括多个开关，所述开关中的至少一个开关连接到所述开关电容器端子，所述第一开关组和所述第二开关组在连接到所述电容器网络的情况下限定包括通过开关互连的电容器的开关电容器网络，其中，使所述第一开关组中的开关闭合并且使所述第二开关组中的开关断开使得将所述开关电容器网络中的电容器布置为第一状态，以及使所述第二开关组中的开关闭合并且使所述第一开关组中的开关断开使得将所述电容器布置为第二状态，所述设备还包括控制器，所述控制器用于在操作中使所述开关电容器网络以特定频率在所述第一状态和所述第二状态之间转变、由此在所述开关电容器网络中的电容器和端子之间传送电荷，并且使所述电感与所述开关电容器网络进行协作以使所述第一电压变换为所述第二电压。

2.根据方案1所述的设备，其中，所述功率转换器包括二极管电路，所述二极管电路包括第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管，其中所述第三二极管的阴极和所述第二二极管的阳极在第一节点处连接，其中所述第一二极管和所述第二二极管的阴极在第二节点处连接，其中所述第一二极管的阳极和所述第四二极管的阴极在第三节点处连接，以及其中所述第三二极管和所述第四二极管的阳极在第四节点处连接，其中所述第一节点和所述第三节点连接到AC源。

3.根据方案1或2所述的设备，其中，所述控制器包括第一控制电路和第二控制电路，所述第一控制电路和所述第二控制电路彼此隔离。

4.根据方案3所述的设备，其中，所述第一控制电路和所述第二控制电路彼此磁隔离。

5.根据方案3所述的设备，其中，所述第一控制电路和所述第二控制电路彼此电隔离。

6.根据方案3所述的设备，其中，所述第一控制电路和所述第二控制电路彼此电感隔离。

7.根据方案3所述的设备，其中，所述第一控制电路和所述第二控制电路彼此电容隔离。

8.根据方案3所述的设备，其中，所述第一控制电路和所述第二控制电路彼此光学地进行通信。

9.根据方案3所述的设备，还包括集成电路，其中，所述第一控制电路和所述第二控制电路是所述集成电路的一部分。

10.根据方案3所述的设备，还包括第一集成电路和第二集成电路，其中，所述第一控制电路在所述第一集成电路上，以及其中所述第二控制电路在所述第二集成电路上。

11.根据方案3所述的设备，其中，所述第一控制电路输出第一控制信号，其中所述第二控制电路输出第二控制信号，其中所述第一控制信号是第一电压与低于所述第一电压的第二电压之间的电压差，其中所述第二控制信号是第三电压与低于所述第三电压的第四电压之间的电压差，其中所述第四电压和所述第二电压不同。

12.根据方案1或2所述的设备，其中，所述电感被配置为连接到所述开关电容器网络，以约束所述开关电容器网络内的电容器间电荷传送。

13.根据方案1或2所述的设备，其中，所述控制器被配置为操作所述开关以使所述开关电容器网络在至少三种开关布置中的任意两种开关布置之间转变。

14.根据方案1或2所述的设备，其中，所述控制器被配置为操作所述开关以使所述开关电容器网络在三种状态之间转变，其中在第一状态下，利用所述开关电容器网络中的第一组电容器来供电，其中在第二状态下，利用所述开关电容器网络中的第二组电容器来供电，以及在所述第一状态和所述第二状态之间的第三状态下，所述开关电容器网络不供电。

15.根据方案1所述的设备，还包括用于接收相隔第一相位角的输入AC电压和输入AC电流、并输出具有同相的电压和电流的输出AC电压和输出AC电流的电路。

16.根据方案1或2所述的设备，其中，所述控制器包括第一控制电路和第二控制电路，其中所述第一控制电路和所述第二控制电路连接到变压器的不同侧。

17.根据方案2所述的设备，还包括滤波器电路，其中所述滤波器被配置为对所述AC源的高次谐波进行滤波，由此抑制辐射。

18.根据方案3所述的设备，其中，所述第一控制电路和所述第二控制电路输出缺少公共接地的相应的第一控制信号和第二控制信号。

19.根据方案1或2所述的设备，其中，所述控制器被配置为以多相模式操作所述开关。

20.根据方案1或2所述的设备，其中，所述功率转换器还包括非电容元件，所述非电容元件连接到所述开关电容器网络以约束所述开关电容器网络内的电容器间电荷传送。

21.根据方案1或2所述的设备，其中，所述控制器被配置为在所述控制器的操作期间对所述开关电容器网络进行再配置。

22.根据方案3所述的设备，其中，所述第一控制电路和所述第二控制电路彼此电流隔离。

23.根据方案1或2所述的设备，其中，所述电感是调节电路的组成部分。

24.根据方案1或2所述的设备，其中，所述开关和所述控制器并入旅行适配器中。

25.根据方案1或2所述的设备，其中，所述开关包括第一开关和第二开关，所述第二开关比所述第一开关占据的面积小，使得对于给定电流，所述第二开关将比所述第一开关消耗的电力多。

26.根据方案1或2所述的设备，其中，所述电感是LC滤波器的组成部分。

27.根据方案1或2所述的设备，其中，所述开关消耗裸片上的不同区域，其中所述区域是基于预期在所述开关的操作期间通过所述开关的电流而选择的。

28.根据方案1或2所述的设备，其中，所述电感被配置为约束通过所述开关的RMS电流。

29.根据方案1或2所述的设备，其中，所述开关电容器网络的所述端子包括以第一电压差维持的第一端子以及以第二电压差维持的第二端子，所述第一电压差是第一电压和第二电压之间的差，以及所述第二电压差是第三电压和第四电压之间的差，其中在操作所述开关电容器网络的过程期间，所述第四电压被约束为等于所述第二电压，以及其中所述第一端子和所述第二端子共享公共接地。

30.根据方案1或2所述的设备，其中，所述开关电容器网络的所述端子包括以第一电压差维持的第一端子以及以第二电压差维持的第二端子，所述第一电压差是第一电压和第二电压之间的差，以及所述第二电压差是第三电压和第四电压之间的差，其中在操作所述开关电容器网络的过程期间，所述第四电压和所述第二电压自由地不同，以及其中所述第一端子和所述第二端子彼此隔离。

31.根据方案1或2所述的设备，其中，所述控制器被配置为基于从调节电路的端子、所述开关电容器网络的端子、以及彼此连接的所述调节电路和所述开关电容器网络所共通的至少一个端子感测到的信号，来控制所述调节电路和所述开关电容器网络。

32.根据方案1或2所述的设备，其中，所述开关电容器网络在LC滤波器和调节电路之间，以及其中所述控制器被配置为至少部分地基于所述调节电路和所述开关电容器网络所共通的端子处的信号、以及所述LC滤波器和所述开关电容器网络所共通的端子处的信号，来控制所述调节电路和所述开关电容器网络。

33.根据方案1或2所述的设备，其中，所述开关电容器网络在LC滤波器和调节电路之间，以及其中所述控制器被配置为至少部分地基于在所述LC滤波器的端子处测量到的信号，来控制所述调节电路和所述开关电容器网络。

34.根据方案1或2所述的设备，其中，所述开关电容器网络是第一开关电容器网络，其中所述功率转换器包括第二开关电容器网络，其中所述控制器控制所述第一开关电容器网络、所述第二开关电容器网络、以及连接至所述第一开关电容器网络和所述第二开关电容器网络这两者的调节电路。

35.根据方案2所述的设备，其中，所述功率转换器还包括被配置为抑制由所述开关的操作所导致的电磁波的辐射的电路。

36.根据方案1或2所述的设备，其中，所述功率转换器还包括电路元件，所述电路元件被配置为在通过所述电路元件的电流达到超过预定值的幅度的情况下引起开路。

37.根据方案2所述的设备，其中，所述二极管电路连接至跨所述二极管电路的节点的电容器。

38.根据方案1或2所述的设备，其中，所述开关被配置在第一裸片的面上，以及其中互连结构将所述开关连接至在第二裸片上的所述电容器网络。

39.根据方案1或2所述的设备，其中，所述开关被配置在第一裸片的面上，其中互连结构将所述开关连接至在第二裸片上的所述电容器网络，其中所述第一裸片在所述第二裸片和印刷电路板之间，以及其中通孔提供所述互连结构和所述印刷电路板之间的连接。

40.根据方案1或2所述的设备，其中，所述开关被配置在第一裸片的面上，其中互连结构将所述开关连接至在第二裸片上的所述电容器网络，以及其中所述第二裸片在所述第一裸片和印刷电路板之间。

41.根据方案1或2所述的设备，其中，所述开关中的至少一个开关包括多个端子，由此抑制所述开关内的横向电流的形成。

在一些实现中，计算机可访问存储介质包括代表转换器的一个或多个组件的数据库。例如，数据库可以包括代表已被优化为促进电荷泵的低损耗操作的开关网络的数据。

一般来说，计算机可访问存储介质可以包括计算机在使用期间可访问以向该计算机提供指令和/或数据的任何非暂时性存储介质。例如，计算机可访问存储介质可以包括诸如磁盘或光盘以及半导体存储器等的存储介质。

一般地，代表系统的数据库可以是可通过程序读取并直接或间接用于制造包括系统的硬件的数据库或其它数据结构。例如，数据库可以是采用诸如Verilog或VHDL等的高级设计语言(HDL)对硬件功能的行为级描述或寄存器传送级(RTL)描述。该描述可以由综合工具读取，其中该综合工具可以综合该描述以产生包括来自综合库的门的列表的网表。网表包括门的集合，其中这些门还表示包括系统的硬件的功能。然后可以对网表进行配置和布线以产生描述要应用于掩模的几何形状的数据集。然后，可以在各种半导体制造步骤中使用掩模，以产生与系统相对应的半导体电路。在其它示例中，可选地，数据库本身可以是网表(具有或不具有综合库)或数据集。

在描述了一个或多个优选实施例之后，对于本领域普通技术人员显而易见的是，可以使用包含这些电路、技术和概念的其它实施例。因此，主张专利的范围不应限于所述的实施例，而是应仅受所附权利要求的精神和范围的限制。

Claims

2.根据权利要求1所述的设备，其中，所述功率转换器包括二极管电路，所述二极管电路包括第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管，其中所述第三二极管的阴极和所述第二二极管的阳极在第一节点处连接，其中所述第一二极管和所述第二二极管的阴极在第二节点处连接，其中所述第一二极管的阳极和所述第四二极管的阴极在第三节点处连接，以及其中所述第三二极管和所述第四二极管的阳极在第四节点处连接，其中所述第一节点和所述第三节点连接到AC源。

3.根据权利要求1或2所述的设备，其中，所述控制器包括第一控制电路和第二控制电路，所述第一控制电路和所述第二控制电路彼此隔离。

4.根据权利要求3所述的设备，其中，所述第一控制电路和所述第二控制电路彼此磁隔离。

5.根据权利要求3所述的设备，其中，所述第一控制电路和所述第二控制电路彼此电隔离。

6.根据权利要求3所述的设备，其中，所述第一控制电路和所述第二控制电路彼此电感隔离。

7.根据权利要求3所述的设备，其中，所述第一控制电路和所述第二控制电路彼此电容隔离。

8.根据权利要求3所述的设备，其中，所述第一控制电路和所述第二控制电路彼此光学地进行通信。

9.根据权利要求3所述的设备，还包括集成电路，其中，所述第一控制电路和所述第二控制电路是所述集成电路的一部分。

10.根据权利要求3所述的设备，还包括第一集成电路和第二集成电路，其中，所述第一控制电路在所述第一集成电路上，以及其中所述第二控制电路在所述第二集成电路上。