CN115864826A - 具有调节电路和开关网络的灵活的电能转换器结构 - Google Patents
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- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 title claims description 59
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 claims abstract description 153
- 238000003860 storage Methods 0.000 claims abstract description 120
- 230000007704 transition Effects 0.000 claims abstract description 9
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims abstract description 4
- 230000003750 conditioning effect Effects 0.000 claims description 42
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 40
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 claims description 8
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 7
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 6
- 230000015654 memory Effects 0.000 abstract description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 147
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 23
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 19
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 18
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 description 17
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 13
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 10
- 230000006870 function Effects 0.000 description 10
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 10
- 230000008859 change Effects 0.000 description 9
- 238000007726 management method Methods 0.000 description 5
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 4
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 4
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 4
- 238000005265 energy consumption Methods 0.000 description 4
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 4
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 description 3
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 3
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 3
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 3
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 2
- 238000005086 pumping Methods 0.000 description 2
- 230000003542 behavioural effect Effects 0.000 description 1
- 230000001351 cycling effect Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 230000003292 diminished effect Effects 0.000 description 1
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 1
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 238000007667 floating Methods 0.000 description 1
- 238000003306 harvesting Methods 0.000 description 1
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 1
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 1
- 238000002156 mixing Methods 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 238000010079 rubber tapping Methods 0.000 description 1
- 238000012358 sourcing Methods 0.000 description 1
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0095—Hybrid converter topologies, e.g. NPC mixed with flying capacitor, thyristor converter mixed with MMC or charge pump mixed with buck
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
- H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
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Abstract
一种用于处理电能的装置包括电能转换器，该电能转换器具有用于电能在第一电能转换器端子与第二电能转换器端子之间流动的路径。在运行期间，该第一电能转换器端子和第二电能转换器端子各自保持在第一电压和第二电压。在该路径配置有调节电路和开关网络。该第一调节电路包括磁性存储元件和第一调节电路端子。该第一调节电路端子连接至该第一开关网络端子。该开关网络在第一开关配置与第二开关配置之间转换。在该第一开关配置中，电荷以第一速率在该第一电荷存储元件中聚集。相反地，在该第二开关配置中，电荷以第二速率从该第一电荷存储元件中耗尽。这些速率由磁性存储元件限制。
Description
本发明申请为申请日为2016年3月11日、国际申请号为PCT/US2016/022040、并于2017年11月9日进入中国国家阶段的发明名称为“具有调节电路和开关网络的灵活的电能转换器结构”的第201680027105.3号发明专利申请的分案申请。
相关文件的交叉引用
本申请要求2015年3月13日提交的美国临时申请No.62/132,701的优先权日期的权益。上述申请的内容被完整地结合于此。
技术领域
本公开涉及电源，并且尤其涉及电能转换器。
背景技术
许多电能转换器包括多个开关以及一个或多个电容器，用于例如向便携式电子器件以及消费类电子产品供电，开关式电能转换器使用开关网络，通过将储能元件(例如，电感器和电容器)切换为不同的电气配置，从而调节输出电压和电流。开关电容器转换器为开关式电能转换器，其主要使用电容器转移能量。在这样的转换器中，电容器和开关的数量随着转换比的增加而增加。开关网络中的开关通常为由晶体管实现的有源器件。开关网络可以集成于单个或多个单片半导体衬底上，或使用分立器件形成。
典型的直流-直流(DC-DC)转换器进行电压转换和输出调节。通常是在例如降压转换器的这样的单级转换器中实现。但是，也可将这两个功能分成两个专门的级，即，转换级(例如，开关网络)和单独的调节级(例如，调节电路)。转换级将一个电压转换成另一个电压，而调节级确保转换级的电压和/或电流输出保持期望的特性。
发明概要
在一方面，本发明的特征在于用于处理电能的装置。此装置包括电能转换器，该电能转换器具有用于电能在第一电能转换器端子与第二电能转换器端子之间流动的路径，该第一电能转换器端子与第二电能转换器端子在该电能转换器运行期间保持在相应的第一电压和第二电压。该第二电压小于该第一电压。第一调节电路和开关网络都在该电能路径上。该开关网络包括第一电荷存储元件、第一开关网络端子和第二开关网络端子。第一调节电路包括第一磁性存储元件和第一调节电路端子。该电能路径包括该第一调节电路端子、该第一开关网络端子和该第二开关网络端子，该第一调节电路端子连接至第一开关网络端子。该开关网络在第一开关配置与第二开关配置之间转换。在第一开关配置中电荷以第一速率在第一电荷存储器元件中聚集，以及在第二开关配置中电荷以第二速率从该第一电荷存储元件中耗尽。该第一磁性存储元件限制这两个速率。在一些情况下，该限制为使速率相同，而其它情况下速率不同。
某些实施例还包括配置在该路径上的第二调节电路。在这些实施例中，该第二调节电路包括也在该电能路径上的第二调节电路端子。此第二调节电路端子连接至该第二开关网络端子。
在某些实施例中，该开关网络进一步包括第二电荷存储元件。将该开关网络放置在第一开关配置中使电荷以第一速率从该第二电荷存储元件中耗尽。将该开关网络放置在第二配置中使电荷以第二速率在该第二电荷存储元件中聚集。该第一磁性存储元件限制这两个速率。
在这些具有第二调节电路的实施例中，其中该第二调节电路包括第二磁性存储元件和连接至该第二磁性存储元件的开关，该开关控制为在至少两个开关配置之间切换。还是在这些实施例中，该第二调节电路还包括反馈回路，用于响应于测得的该电能转换器的输出来控制该开关的运行。
在其它实施例中，该第一磁性存储元件包括滤波器。在这些实施例中，该滤波器具有谐振频率。
在这些具有两个调节电路的实施例中，其具有第三调节电路。在这些实施例的某些实施例中，该第三调节电路连接至该开关网络并具有与该电感器耦合的电感器。并且该第二调节电路包括与该第三调节电路的电感器耦合的电感器。在其它实施例中，该第三调节电路连接至该开关网络，并且第二调节电路和第三调节电路都包括共用同一个电感器芯的电感器。在具有耦合电感器的实施例中，该电感器可以耦合以使得在两个电感器生成的电压和电路具有相同的符号或相反的符号。
该发明可以使用许多种开关网络来实施。例如在某些实施例中，该开关网络包括可重配置的开关网络。如这里使用的重配置开关网络具有开关配置组{α1，α2...αn}，其中n>2，开关网络被配置为，对于所有的m和n，在αb与αn之间转换。
在其它实施例中，它包括多相开关网络。在其它实施例中，它包括多相多级开关网络或多级开关网络。仍然在其它实施例中，它具有包括级联乘法器的开关网络。
该发明还可以使用许多种调节电路来实施。这些调节电路包括双向调节电路、多相调节电路、开关模式电能转换器、谐振电能转换器、降压转换器、升压转换器、降/升压转换器、线性调节器、Cuk转换器、反激转换器(Fly-back converter)、正向转换器、半桥转换器、全桥转换器、磁性存储元件和磁性滤波器。
在某些实施例中，该开关网络在其输入端接收电荷并在其输出端输出电荷。在这些实施例中，电荷从输入到输出的传输在多个开关周期进行。
在那些特征为反激转换器的实施例中，包括准谐振反激转换器、有源钳位反激转换器、交叉反激转换器或双开关反激转换器。
在那些特征为正向转换器的实施例中，可以包括多谐振正向转换器、有源钳位正向转换器、交叉正向转换器或双开关正向转换器。
在包括半桥转换器的实施例中，包括非对称半桥转换器、多谐振半桥转换器或LLC谐振半桥。
该发明不限于直流电(Direct current,DC)应用。例如，在某些实施例中，该开关网络为交流电(Alternating current,AC)开关网络。这些实施例包括具有连接至AC开关网络的功率因数校正电路的实施例。在这些实施例中，其中该功率因数校正电路处于该AC开关网络与该第一调节电路之间。
在某些实施例中，该电能转换器以该第一调节电路和该第二调节电路中的至少一个的开关配置发生改变的频率不同的频率，来改变该开关网络的开关配置。
在其它实施例中，该开关网络包括具有多个DC节点的非对称级联乘法器，该多个DC节点中的每一个能够以该第一电压的倍数的电压传送电能。
其它实施例包括功率管理集成电路，该功率管理集成电路中包含多个调节电路。在这些实施例中，该电能路径包括电能路径部分，该电能路径部分从该功率管理集成电路延伸出来并进入到该开关网络中。
其它实施例包括具有不同物理面积的开关。
还在某些实施例中，其中选择这些开关的开关宽度，以使得电荷在该开关网络的电荷存储元件之间的电荷转移的时间常数大于或等于该开关网络改变状态时的开关频率。
另外其他实施例通过具有更高的电阻的开关来提高效率。在这些实施例中，该开关网络被配置为在该开关网络的开关频率下，该开关的电阻的增加减少了该开关网络内流动的电流相关的损耗。
该装置的各种组件不需要共享接地。实际上，一个接地可以相对于另一个浮置。
在某些实施例中，作为实例，第一调节电路接收第一电压差，第二电能转换器端子输出第二电压差。第一电压差是第一电压与小于该第一电压的第二电压之间的差；第二电压差是第三电压与小于该第三电压的第四电压之间的差。在这些实施例中，该第四电压与第二电压之间的差不为零。在其它实施例中，该第一调节电路接收DC电压差，以及该电能转换器接收AC电压差。该DC电压是第一电压与小于该第一电压的第二电压之间的差；该AC电压差是时变电压与恒定电压之间的差。该恒定电压与该第二电压的差不为零。
在另一方面，本发明的特征在于使电能转换器处理电能的方法。此方法包括在第一电能转换器端子与第二电能转换器端子之间用于电能流动的电能路径上，连接第一调节电路的第一调节电路端子至第一开关网络的第一开关网络端子；将该第一开关网络放置在用于允许电荷在该第一开关网络的第一电荷存储元件中聚集的配置中；通过第一调节电路中的第一磁性存储元件，使用存储在磁场中的能量，限制电荷在该第一开关网络中的第一电荷存储元件中聚集的速率；使用该第一开关网络中的开关，将该第一开关网络放置在用于允许电荷从该第一开关网络中的第一电荷存储元件中耗尽的配置中；以及使用该第一调节电路中的该第一磁性存储元件存储的能量，限制电荷从该第一开关网络的第一电荷存储元件中耗尽的速率。
某些实践进一步包括连接第二调节电路的第二调节电路端子至第一开关网络的第二开关网络端子，并使用该第二调节电路，保持该第一电能转换器端子在第一电压，从而保持该第二电能转换器端子在小于该第一电压的第二电压，使用第一开关网络中的多个开关。
其它实践包括：当限制电荷从该第一电荷存储元件中耗尽的速率时，限制电荷在第二电荷存储元件中聚集的速率；以及，当限制电荷聚集至该第一电荷存储元件的速率时，限制电荷从该第二电荷存储元件中耗尽的速率。
其它实践包括响应于测得的该电能转换器的输出来控制连接至该第二调节电路的磁性存储元件的开关。
在某些实践中，该第一磁性存储元件包括滤波器。在这些实践中，其中该滤波器具有谐振频率。
在这些使用第二调节电路的实践中包括连接至开关网络的第三调节电路。该第三调节电路包括电感器，并且该第一调节电路包括与该第三调节电路的电感器耦合的电感器。这两个电感器为正耦合或负耦合。
还在这些使用第二调节电路的实践中，其中该第二调节电路具有电感器芯，并且其中连接至该开关网络的第三调节电路中的电感器共享此电感器芯。
某些实践包括限制改变的速率以使得该第一速率和该第二速率相等。其它实践包括限制改变的速率以使得该第一速率和该第二速率不相等。
本发明的实践设想多种开关网络。例如，本发明的实践包括选择该开关网络为可重配置的开关网络，选择其为多相开关网络，选择其为多相串并开关网络，选择其为多相多级开关网络，选择其为级联乘法器或选择其为多级开关网络。
各种调节电路可以使用在不同的实践中。例如，本发明的实践包括选择调节电路为双向的、多相的、开关模式转换器、谐振电能转换器、磁性存储元件或磁性滤波器。
其它实践包括选择该开关网络为AC开关网络。在这些实践中，包括控制该AC开关网络的输出的功率因数。这些实践包括：包括连接功率因数校正电路在该AC开关网络与该第一调节电路之间的实践。
其它实践包括以与该第一调节电路和该第二调节电路中的至少一个的开关配置发生改变的频率不同的频率，来改变该开关网络的开关配置。
另外，不同的各种调节电路还可以用于第一调节电路和第二调节电路中的至少一个。这些调节电路包括双向调节电路、多相调节电路、开关模式电能转换器、谐振电能转换器、降压转换器、升压转换器、降/升压转换器、线性调节器、Cuk转换器、反激转换器、正向转换器、半桥转换器、全桥转换器、磁性存储元件和磁性滤波器。
依赖于反激转换器的实践包括依赖于准谐振反激转换器、有源钳式反激转换器、交叉反激转换器或双开关反激转换器。依赖于正向转换器的实践包括依赖于多谐振正向转换器、有源钳式正向转换器、交叉正向转换器或双开关正向转换器。依赖于半桥转换器的实践包括依赖于非对称半桥转换器、多谐振半桥转换器或LLC谐振半桥。
在另一方面，本发明的特征在于存储数据结构的、需要由在计算机系统上可执行的程序操作的非暂态计算机可读介质。当被这样的程序操作时，该数据结构引起制造包括所述数据结构描述的电路系统的集成电路的过程的至少一部分。该集成电路包括该数据结构描述的电路系统。此电路系统包括开关网络，该开关网络已经配置为与电能转换器共用，该电能转换器具有用于电能在第一电能转换器端子与第二电能转换器端子之间流动的路径。在电能转换器的电能转换器运行期间，该第一电能转换器端子保持在第一电压，该第二电能转换器端子保持在小于该第一电压的第二电压。该电能转换器包括第一调节电路和上述开关网络，该第一调节电路和该开关网络都配置在该路径上。该开关网络包括多个开关、第一开关网络端子和第二开关网络端子。同时，第一调节电路包括第一磁性存储元件和第一调节电路端子。该电能路径包括该第一调节电路端子、该第一开关网络端子和该第二开关网络端子。该第一调节电路端子有待于连接至该第一开关网络端子；其中该开关网络被配置以在第一开关配置和第二开关配置之间转换。当该开关网络在该第一开关配置时，电荷以第一速率在该第一电荷存储元件中聚集。当该开关网络在该第二开关配置中时，电荷以第二速率从该第一电荷存储元件中耗尽。该第一磁性存储元件限制这些速率。
本发明还包括由上述数据结构描述的电路系统。此电路系统包括具有第一开关端子和第二开关端子的开关网络，并且配置用于沿着该第一调节电路和第二调节电路安置，该第一调节电路和第二调节电路中的至少一个在电能转换器的第一电能转换器端子与第二电能转换器端子之间的电能流动路径上包括磁性存储元件，在其第一电能转换器端子和第二电能转换器端子保持在相应的第一电压和第二电压，该第二电压小于该第一电压。该开关网络被配置以在两个开关配置中转换，在该两个开关配置中的每一个期间，电荷在该电能转换器中的电荷存储元件中的数量以该磁性存储元件限制的速率变化。该电能路径包括与该第一调节电路关联并连接至该第一开关网络端子的第一调节电路端子。
根据下述详细说明和附图，本发明的这些和其它特征将会很明显，其中：
附图说明
图1A示出了具有单独的调节电路和开关网络的DC-DC转换器；
图1B示出了图1A的双向版本；
图2-4示出了具有调节电路和开关网络的替代配置的DC-DC转换器；
图5示出了图4所示的电能转换器的一种具体实施方式；
图6A和图6B示出了具有多个调节电路的实施例；
图7示出了一种RC电路；
图8示出了一种开关电容器DC-DC转换器的模型；
图9A和图9B分别示出了运行于充电阶段和放电阶段的串并SC转换器；
图10示出了一种具有二极管的串联泵浦对称级联乘法器；
图11示出了一种具有二极管的并联泵浦对称级联乘法器；
图12示出了电荷泵信号；
图13示出了一种具有多个开关的两相对称串联泵浦级联乘法器；
图14示出了一种具有多个开关的两相对称并联泵浦级联乘法器；
图15示出了四个不同的级联乘法器以及相应的半波版本；
图16示出了开关电容器转换器的输出阻抗作为频率的函数；
图17示出了图1B所示的具有全波绝热充电的开关网络的DC-DC转换器的一种具体实施方式；
图18示出了图17中阶段A期间的DC-DC转换器；
图19示出了图17中阶段B期间的DC-DC转换器；
图20示出了与4:1的绝热充电转换器关联的各种波形；
图21示出了串联连接阶段的绝热充电；
图22示出了图21所示的电能转换器的一种具体实施方式；
图23示出了使用可重配置的开关电容器级进行整流的AC电压；
图24示出了一种AC-DC电能转换器的结构；
图25示出了图24所示的AC-DC转换器的一种具体实施方式；
图26示出了AC周期的正半部分期间的图25中所示的AC-DC转换器；
图27示出了AC周期的负半部分期间的图25中所示的AC-DC转换器；
图28示出了一种具有功率因数校正的AC-DC电能转换器的结构；
图29和30示出了图1A-1B所示的DC-DC转换器的一种具体实施方式；
图31和32示出了图3中所示的DC-DC转换器的一种具体实施方式；
图33和34示出了图2中所示的DC-DC转换器的一种具体实施方式；
图35和36示出了图4中所示的DC-DC转换器的一种具体实施方式；以及
图37示出了与图6B中所示的类似的DC-DC转换器的一种具体实施方25式。
具体实施方式
图1A示出了转换器10，该转换器10在其输入端具有连接至电压源14的开关网络12A。然后调节电路16A的输入连接至开关网络12A的输出。然后负载18A连接至调节电路16A的输出。电能在电压源14与负载18A之间在箭头所指示的方向上流动。
本文描述的各实施例至少在一定程度上依赖于对以下内容的认识：在多级DC-DC转换器中，各种组件基本上可以是模块化的且可通过各种不同的方式混合并匹配。这些组件包括开关网络和调节电路，后者通过简单地改变占空比来使其作为调节器或磁性滤波器。模块化简化了转换器的装配。因此，图1A中所示配置仅表现了配置一个或多个开关网络12A的多种配置方式中的一种，第一开关网络12A具有一个或多个调节电路16A。图1B示出了图1A的双向版本，其中电能可以如箭头所示，沿着电能流动的路径从电压源14流向负载18A或从负载18A流向电压源14。
结合如下的实施例描述两个基本的元件：开关网络12A，12B和调节电路16A，16B。假设组合了同种类型的串联连接元件，则存在4个如图1A-4所示的基本构建框架。在此公开的实施例包括如图1A-4所示的4个基本构建框架中的至少一个。通过组合多个基本构建框架可以实现更复杂的转换器。通常，为了清楚而没有示出的控制器将要控制和协调整个系统的运行。
额外的实施例通过以不同的方式使开关网络12A，12B和调节电路16A，16B“实例化”成为可能来进一步考虑用于设计DC-DC转换器的面向对象的编程概念，只要其输入和输出继续以便于具有各种特性的DC-DC转换器的模块化组装的方式匹配。
在许多实施例中，开关网络12A实例化为电荷存储元件的开关式电荷存储网络，例如电容器。在这类网络的更有用的拓扑中，Ladder、Dickson、Series-Parallel、Fibonacci和Doubler都可以绝热充电并配置在多级网络中。当该电荷存储元件为电容器时，开关式电荷存储网络也可以称为开关电容器网络。特别有用的开关电容器网络为全波级联乘法器的绝热充电的版本。但是，也可以使用传热充电的版本。
在运行中，电荷周期性地聚集并在开关电荷存储网络中的电荷存储元件中耗尽。如本文所使用的，绝热地改变电容器上的电荷意味着通过经非电容元件传递电荷来引起存储在该电容器中的电荷量的改变。电容器上的电荷的正向绝热变化被认为是绝热充电，而该电容器上的电荷的负向绝热变化被认为是绝热放电。非电容元件的实例包括电感、例如磁性滤波器的磁性存储元件、电阻器及其组合。
在一些情况下，电容器可以在部分时间绝热地充电，而在剩余的时间内非绝热地充电。这样的电容器被认为绝热充电的。类似的，在一些情况下，电容器可以在部分时间内绝热放电，而在剩余的时间非绝热地放电。这样的电容器被认为绝热放电的。
非绝热充电包括全部充电都不绝热的充电，而非绝热放电包括全部都不绝热的放电。
如本文中所使用的，绝热充电开关网络是具有至少一个电容器的开关网络12A，该电容器绝热充电并且绝热放电。非绝热充电开关网络是开关网络12A，该开关网络12A不是绝热充电开关网络。
调节电路16A可以以某些期望的方式，通过以某种方式在限制系统的电气性能上起作用的电路系统而被实例化。例如，这样的电路可以限制该性能为某个数值或某个数值范围，或限制其以某种速率改变，或限制其以某种方向改变。常见的实例为：调节器限制输出电压或电流为具体的值，或处于某个数值范围内。当降压转换器与合适的反馈回路结合时，由于其高效及高速，该降压转换器是这样的角色的有力候选者。因为这样的转换器能够通过调整其占空比，从限制输出电压至某个期望的值无缝地过渡到限制在开关网络12A内电荷转移的速率至某个期望的范围内，有效地起到了磁性滤波器的作用，所以这样的转换器同样是具有优势的。
其它合适的调节电路16A包括升压转换器、降/升压转换器、反激转换器、正向转换器、半桥转换器、全桥转换器、Cuk转换器、谐振转换器和线性调节器。反激转换器可以为准谐振反激转换器、有源钳式反激转换器、交叉反激转换器或双开关反激转换器。同样地，正向转换器可以为多谐振正向转换器、有源钳式正向转换器、交叉正向转换器或双开关正向转换器。半桥转换器可以是非对称半桥转换器、多谐振半桥转换器或LLC谐振半桥。
在一个实施例中，如图2所示，电压源14向第一开关网络12A提供输入，其实例化为开关电容器网络。第一开关网络12A的输出电压比向调节电路16A(例如，降压、升压或降/升压转换器)提供的输入电压更低。调节电路16A向第二开关网络12B提供经调节的输入电压，该第二开关网络12B例如为另一个开关电容器网络。然后，将该第二开关网络12B的高电压输出施加到负载18A。
例如图2中所示的实施例可被配置成用于根据能量流动的路径的能量流动的方向调节负载18A或调节电压源14。
在图3中所示的另一个实施例中，低电压源14连接至调节电路16A的输入，将该调节电路16A的输出提供给开关网络12A的输入以将其增压到更高的DC值。然后，将该开关网络的输出提供至负载18A。
例如图3中所示的实施例可用于根据能量流动的路径的能量流动的方向调节电压源14或负载18A。
现参见图4，转换器100的另一个实施例包括第一调节电路16A和第二调节电路16B，第一调节电路16A连接至该转换器100的输入102，而第二调节电路16B连接至该转换器100的输出104。第一调节电路16A与第二调节电路16B之间为开关网络12A，该开关网络12A具有输入202和输出204。该开关网络12A包括通过多个开关212互连的多个电荷存储元件210。这些电荷存储元件210被分为第一组206和第二组208。如上所述，调节电路16A和16B中的每一个都可以为降压转换器，其可以配置为控制电压，或者起到磁性滤波器、升压转换器、降/升压转换器、反激转换器、Cuk转换器、谐振转换器或线性转换器的作用。调节电路16A和16B可以以要求的占空比运行从而达到期望的结果。例如，对于降压转换器，占空比可以调整为使得该降压转换器的主开关保持与磁性存储元件的无限期的可扩展的连接，而其附属的同步整流器保持无限期地开启。可选地，两个调节电路16A和16B中的其中一个可以被磁性滤波器代替，从而避免需要额外的开关。这样的磁性滤波器包括例如电感的磁性存储元件，该磁性存储元件抵制电流中的快速变化，从而促进开关网络12A中的电容器的绝热充电。
在一些实施例中，开关网络12A可以为例如图5所示的双向开关电容器网络。图5中的开关电容器网络的特征在于并联的第一电容器20和第二电容器22。第一开关24选择性地将第一电容器20和第二电容器22中的一个连接至第一调节电路16A，且第二开关26选择性地把第一电容器20和第二电容器22中的一个连接至第二调节电路16B。类似于图4中所示的调节器，第一调节电路16A和第二调节电路16B可以以可变的占空比来运行。可选地，调节电路16A和16B中的一个可以被具有电感器的磁性滤波器代替，该电感器抵制电流中的快速变化从而促进在开关网络12A内的电容器的绝热充电。第一开关24和第二开关26都可以在高频下运行，从而促进第一电容器20和第二电容器22的绝热充电和放电。
图5中所示的具体实施例具有两相开关网络12A。但是，还可以使用其他类型的开关网络12代替。
在如图6A中所示的又一个实施例中，可以合并至一个或多个单独的功率管理集成电路(Integrated Circuit,IC)中的第一调节电路16A、第二调节电路16B和第三调节电路16C配置在第一开关网络12A的输出端，用于驱动第一负载18A、第二负载18B和第三负载18C。针对第三负载18C，第二开关网络12B配置在第三负载18C与第三调节电路16C之间，从而生成与图2中所示的路径类似的路径。因此，图6A提供了调节电路和开关网络的模块化结构如何有利于混合和匹配各组件以提供DC-DC转换器结构的灵活性的一种示例。
通过耦合在不同模块中的部件可以具有额外的灵活性。例如，如图6B所示，图6A所示的配置已经被反转：图6A中的第一调节电路16A、第二调节电路16B和第三调节电路16C被图6B中的第一开关网络12A、第二开关网络12B和第三开关网络12C所代替，并且图6A中的第一开关网络12A和第二开关网络12B被图6B中的第四调节电路16D和第三调节电路16C所代替。然而，图6A中的第一负载18A和第二负载18B已经以磁性滤波器的形式，合并为第一负载18A，并且合并至已经添加的用于限制第一开关网络12A和第二开关网络12B内的电荷转移的第一调节电路16A和第二调节电路16B。第一调节电路16A和第二调节电路16B通过具有适当地选择的占空比的降压转换器实施。在图6B中，第一调节电路16A和第二调节电路16B具有共享相同的芯的电感器，从而将其耦合在一起。这提供了节省电路的整个覆盖区域中的空间的方法。
开关电容器(Switched Capacitor,SC)DC-DC电能转换器包括开关和电容器的网络。通过使用这些开关使该网络循环通过不同的拓扑状态，能够将能量从该SC网络的输入转移到输出。一些被称为“电荷泵”的转换器可用于在FLASH和其它可重编程的存储器中产生高压。
图7示出了初始充电至一定值Vc(0)的电容器C。在t＝0处，开关S关闭。此时，随着电容器充电至其最终值Vin，电流瞬时浪涌。充电速率可以通过时间常数τ＝RC来进行描述，该时间常数表示将电压升高或降低至其最终值的1/e需要的时间。精确的电容器电压vc(t)和电流ic(t)由下面的公式给出：
vc(t)＝vc(0)+[Vin-vc(0)](1-e-t/RC) (1.1)
和
可通过计算电阻器R中损耗的能量来找出充电该电容器时损耗的能量：
可通过将等式(1.2)中ic(t)的表达式带入等式(1.3)然后求积分值来进一步简化该等式：
如果瞬态允许稳定下来(例如，t→∞)充电该电容器时的总能耗不受其电阻值R的影响。在那种情况下，能耗量等于：
开关电容器转换器可以建模为如图8中所示的理想变压器，其具有造成能量转移电容器在充电和放电时发生的功耗的有限输出电阻Ro，如图8中所示。此损耗通常在MOSFET的导通(ON)电阻和电容器的等效串联电阻中耗散。
开关电容器转换器的输出电压由下式给出：
存在两个限制情况，在这两个限制情况下，可简化各开关电容器转换器的操作且能够容易地找出Ro。这两个限制情况被称为“慢开关极限(slow-switching limit)”及“快开关限制(fast-switching limit)”。
在快开关限制(τ>>Tsw)下，充电电流和放电电流几乎不变，这引起了电容器的三角AC波纹。因此，Ro对MOSFETs和电容器的串联电阻敏感，但其不是工作频率的函数。在这种情况下，在快开关限制下运行的Ro是寄生电阻的函数。
在慢开关限制下，开关周期Tsw远远大于能量转移电容器的RC时间常数τ。在此条件下，系统能耗与电容器和开关的电阻无关。由于充电和放电电流的均方根(Root MeanSquare,RMS)是RC时间常数的函数，此系统能耗部分地上升。如果充电路径的有效电阻Reff减少(例如，减少的RC)，则RMS电流增加，并且总充电能耗(Eloss＝IRMS 2Keff＝1/2C×ΔVC2)与Reff无关。最小化能耗的方案为增加开关电容器网络中泵电容器的大小。
对于开关电容器网络来说，具有公共接地、较大的变压比、较低的开关压力、较低的DC电容器电压以及较低的输出电阻是可取的。更有用的拓扑是：Ladder、Dickson、Series-Parallel、Fibonacci和Doubler。
一个有用的转换器是串并开关电容器转换器。图9A和9B示出了分别工作在充电阶段和放电阶段的2：1的串并开关电容器转换器。在充电阶段，各电容器串联。在放电阶段，各电容器并联。在充电阶段，电容器电压vC1和vC2增加至V1，而在放电阶段，vC1和vC2等于V1，这意味着V2＝V1/2。
其它有用的拓扑为如图10和11所示的级联乘法器拓扑。在两个电荷泵中，源在V1处而负载在V2处。在这些类型的电荷泵中，随着耦合电容器接连地充电和放电，沿着二极管链泵浦电荷包。如图12中所示，振幅vpump的时钟信号vclk和
相位相差180度。可以串联或并联方式泵浦耦合电容器。
初始电荷需要n个时钟周期到达输出。最终泵电容器上的电荷是初始泵电容器上的电荷的n倍，因此在两个泵浦配置中，转换器的V2是V1+(n-1)×vpump。尽管前述的拓扑适用于阶升电压，然而其还可以通过切换源和负载的位置逐步降低电压。在这样的情况下，可以使用MOSFETs和BJTs这样的受控开关来代替二极管。
前述的级联乘法器为半波乘法器，其中电荷在时钟信号的一个阶段中转移。这导致了不连续的输入电流。可通过并联连接两个半波乘法器并以180度的相位差运行这两个乘法器从而将这两个乘法器都转换为全波乘法器。图13示出了全波对称串联泵浦级联乘法器的版本，而图14示出了全波对称并联泵浦级联乘法器的版本。与半乘法器中的二极管不同，图13和14中的各开关是双向的。因此，在这两种级联乘法器中，电能都可以从源流动到负载或从负载流动到源。非对称的乘法器也可以转化为全波乘法器。
图15示出了全波乘法器的四个不同的阶降的版本以及相应的半波版本。此外，还可能并联结合N个相并将其以180度/N的相位差运行以减小输出电压波纹并增加提高输出电能处理能力。这些非对称的乘法器具有特别的性能：它们包括电压水平为V2倍数的DC节点。这些DC节点可以作为用于传送或获得电能的分接点。它们还提供便利的参考V1的场所。这允许接地分开。
图1A-4所示的模块化结构中的基本构建框架可被连接以作为独立的实体或耦合的实体。在开关网络和调节电路紧密耦合的情况中，有可能通过绝热充电来预防和/或降低开关网络的系统能耗的机制。这通常包括使用调节电路来控制开关网络中的各电容器的充电和放电。此外，可响应于外部刺激，调节调节电路的输出电压，从而调节整个转换器。一种调节输出电压的方法是通过控制磁性存储元件中的平均DC电流，例如在磁性滤波器中发现。
调节电路的期望特征是通过开关网络中的电容器来限制RMS电流小于某个限值。调节电路通过使用电阻元件或磁性存储元件来完成这样的限制。遗憾的是，电阻元件会消耗电能，所以它们的使用是不令人满意的。因此，本文描述的各实施例基于调节电路中具有可选的开关的磁性存储元件。调节电路通过强制电容器电流通过调节电路中的具有平均DC电流的磁性存储元件限制以RMS电流。在那些包括开关的调节电路中，该开关运行以保持通过磁性存储元件的平均DC电流。这可以通过改变与该磁性存储元件串联的开关的占空比来完成。在一个实施例中，占空比接近于零，以使得至少一个开关一直有效地开启着。在该限制情况下，至少一个开关可以被一起移除。
调节电路可以限制开关网络中的至少一个电容器的RMS充电电流又限制其RMS放电电流。单独的调节电路可以通过吸收电流/提供电流来限制开关网络内或外的电流。因此，如图1A-4所示，存在四种基本的配置。假定电能从源流动到负载，那么在图1A中，调节电路16A既可吸收开关网络12A的充电电流也可吸收其放电电流。在图3中，调节电路16A既可吸收开关网络12A的充电电流也可吸收其放电电流。在图4中，调节电路16A可以提供开关网络12A的充电电流，而调节电路16B可以吸收同一开关网络12A的放电电流，反之亦然。在图2中，调节电路16A既可提供开关网络12B的充电电流也可提供其放电电流，同时也可以既吸收开关网络12A的充电电流也可以吸收其放电电流。此外，如果开关网络12A，12B和调节电路16A，16B均允许电能双向流动，那么双向电能流是可能的(源到负载和负载到源)。
一个实施例依赖于至少部分地绝热充电的全波级联乘法器。由于其具有出色的快速开关限制阻抗并且便于按比例增大电压及低开关压力，级联乘法器成为优选的开关网络。
在各级联乘法器中，通常使用时钟电压源vclk和
泵浦各耦合的电容器。然而，如果使用时钟电流源iclk和/>
作为替代来泵浦各耦合的电容器，那么可以限制各耦合的电容器中的RMS充电和放电电流。在这种情况下，各电容器至少部分绝热充电，因此，即使不消除也降低了与运行于慢开关限制下的开关电容器转换器相关联的1/2C×ΔVc2损耗。这对快开关限制阻抗而言有降低输出阻抗的作用。如由描绘绝热运行的图16中的黑色虚线所示的，在完全绝热充电下，输出阻抗将不再是开关频率的函数。
在所有其他条件相同的情况下，绝热充电的开关电容器转换器可在比传统的充电开关电容器转换器低得多的开关频率但更高的效率下运行。相反地，绝热充电的开关电容转换器可在与传统的充电开关电容其转换器相同的频率和效率下运行，但具有小得多的耦合的电容器，例如，小四倍至十倍之间。
图17示出了一种符合图1B中所示结构的阶降转换器。在此实施例中，开关网络12A使用调节电路16A进行绝热地充电。使用四个开关和调节电路16A仿真时钟电流源iclk和
输出电容器CO已经被移除，以使得VX振荡。在此实例中，调节电路16A是作为具有小AC波纹的恒定源的升压转换器。任意具有非电容输入阻抗的电能转换器都将允许绝热操作。尽管开关模式电能转换器由于其高效率是有力候选者，然而线性调节器也是可用的。
在运行中，通过关闭标记为“1”的开关，电容器C4、C5和C6充电，而电容器C1、C2和C3放电。同样地，关闭标记为“2”的开关具有互补的效果。图18中示出了第一拓扑状态(阶段A)，其中，关闭所有标记为“1”的开关并打开所有标记为“2”的开关。相似的，图19中示出了第二拓扑状态(阶段B)，其中，关闭所有标记为“2”的开关并打开所有标记为“1”的开关。
在此实施例中，调节电路16A限制每个电容器的RMS充电电流和放电电流。例如，在阶段A，该电容器C3通过调节电路16A中的磁性滤波元件放电，同时，在阶段B，该电容器C3通过调节电路16A中的磁性滤波元件充电，从而清楚地展示了绝热的概念。此外，所有的有源元件由使用开关来实现，使得转换器可以处理双向电能。
图20中示出了几个具有代表性的节点电压和电流。在两个示出的电流(IP1和IP2)的上升和下降沿上存在轻微的扭曲，但是在大部分情况下，该电流类似于两个具有180度相位差的时钟。通常，只有当开关堆的至少一端未加载大电容时，级联乘法器中才发生绝热充电，正如本实施例中的情况，通过调节电路16A来加载VX节点。
在运行中，不同数量的电流会流动通过不同的开关。因此，对开关以适合流动通过它们的电流的方式来尺寸化是有用的。例如在图17中，连接到保持VP1和VP2的节点的开关比其他开关传送更多电流。如果试图使所有的开关有相同的面积，那么剩余的开关将远大于所需。通过使其它的开关小于那些连接到位于VP1和VP2的节点的开关，而避免了用不必要的大开关。因为每个开关耗费部分电路，因此能使整个开关体积较小。
额外的优点在于当开关面积增加时，电容损耗也增加。因此，为其携带的电流定制开关面积可以产生双重的好处。其不仅减小电路覆盖区域的总尺寸，还具有减少电容损耗的效果。
如图17所示的开关将过渡到处于一定频率的两个状态之间。为了减少损耗，期望的是开关网络12A限制RMS电流在这个开关频率下通过这些开关。限制RMS电流的一个方式为正确选择这些开关的电阻。尤其是，这些电阻应该足够大以使得电荷在两个电容器之间转移的RC时间常数近似于或大于该开关频率。如图16所示，通过控制开关的宽度“W”，从而控制其电阻和尺寸，开关网络12A将被强制进入到快开关限制区域中。
遗憾的是，通过使用开关的电阻来限制RMS电流，电阻电能损耗增大并且整个效率减小。然而，在仍然绝热地运行的同时，调节电路16A允许我们减小开关的电阻。因此，因为由调节电路16A来处理(或优选由磁性滤波器来处理)，为了获得最高的效率并不用担心限制RMS电流，开关的尺寸可以被优化。通过在给定的开关频率和给定的电流下平衡每个开关的电阻损耗和电容损耗，而为每个开关选出最佳的尺寸。
具有图1A-4所示的基本构建框架的模块化结构可以扩展至覆盖更广的应用范围，例如高压DC、AC-DC、升降压和多输出电压。这些应用中的每个都包括分离变压器、调节或者磁性滤波功能。该结构的扩展还可以包含多个绝热充电的开关电容器转换器。
在许多开关电容器转换器中，电容器和开关的数量随着转换比的增加而线性增加。因此，如果转换比很大，则需要大量的电容器和开关。可选地，可通过如图21中所描绘的串联连接多个低增益的级来获得较大的转换比。
总的开关电容器堆的转换比(Vin/Vx)如下所示：
串联堆叠的配置的主要缺点在于前级上的电压应力大于后级上的电压应力。这通常需要各级具有不同的电压额定值和尺寸。然而，转换比可以通过绕开一个或多个级从而容易地发生改变。
仅在后面的开关网络控制前级的充电和放电电流时，前面的串联连接的开关网络才发生绝热充电。因此，优选在前级中使用全波开关电容器转换器或使用例如具有磁性滤波器的单相串并开关电容器转化器这样的开关电容器级。
图22示出了具有符合图21中所示结构的与第二开关网络12D串联连接的第一开关网络12A的转换器。第一开关网络12A和第二开关网络12D都是两相级联乘法器。在运行时，标记为“1”和“2”的开关总是处于互补的状态，并且标记为“7”和“8”的开关总是处于互补的状态。因此，在第一开关状态下，所有标记为“1”的开关打开且所有标记为“2”的开关关闭。在第二开关状态下，所有标记为“1”的开关关闭且所有标记为“2”的开关打开。在运行时，关闭开关1，电容器C1、C2和C3充电，同时电容器C4、C5和C6放电，并且关闭开关2具有互补的效果。另外，关闭开关7，电容器C7、C8和C9充电，同时电容器C10、C11和C12放电，并且关闭开关8具有互补的效果。
假设第一调节电路16A是具有标称2：1的压降比的降压转换器，则电能转换器提供32:1的总阶降电压。此外，如果输入电压是32V且输出电压是1V，那么，第一开关网络12A中的各开关将需要限制8伏，而第二开关网络12D中的各开关将需要限制2伏。
具有图1A-4中所示基本构建框架的模块化结构还可被配置成用于处理AC输入电压。开关电容器转换器的其中一个主要属性在于其通过重新配置开关电容网络而在较大的输入范围内有效运行的能力。如果AC壁电压(即60Hz和120VRMS)可以被认为是低移动的DC电压，那么也称为AC开关网络的前端开关电容器级13A应该能够将时变输入电压变成相对稳定的DC电压。
图23中示出了一个单独的60Hz周期上的120VRMS AC波形的图示，该波形与展开的DC电压叠加。AC开关网络13A具有可用的不同配置(1/3、1/2、1/1)以及反相阶。其也设计用于将DC电压保持在60V以下。一旦AC电压打开，将由图24所示的调节电路16A产生最终的输出电压。有必要在该AC开关网络13A和调节电路16A之间设置另一个开关网络16A以进一步限制电压。如果是这种情况，由于AC开关网络13A是具有特殊目的的开关网络，那么串联连接的各级的说明是正确的。由于安全原因，在AC-DC转换器中某些形式的磁性隔离或电隔离也是正常的。因此，在图24中，电压VAC、VDC和VO特意限定为对共同接地的不可知。
图25示出了对应于图24中所示结构的AC-DC转换器。在此实施例中，AC开关网络13A为同步AC桥整流器，紧跟着的是可重新配置的两相阶降级联乘法器，该两相阶降级联乘法器具有三个不同的转换比(1/3、1/2、1/1)，而调节电路16A是同步降压转换器。在运行中，标记为“7”和“8”的开关总是处于互补状态。如图26中所示，在AC周期(0到π弧度)的正部分期间，所有标记为“7”的开关关闭，而所有标记为“8”的开关打开。类似地，如图27中所示，在AC周期(π到2π弧度)的负部分期间，所有标记为“8”的开关关闭，而所有标记为“7”的开关打开。
除了由开关7和8提供的反向功能外，可如表1中所示的那样选择性地打开和关闭开关1A-1E的和开关2A-2E，以提供三个不同的转换比：1/3、1/2、1/1。
表1
AC开关网络13A配置有数字时钟信号CLK。还生成了第二时钟信号CLKB，该第二时钟信号可简单地补偿CLK(例如，其在CLK较低时较高，且在CLK较高时较低)，或可生成该第二时钟信号以作为非重叠性互补。使用根据表1第一行的开关模式设置，AC开关网络13A提供三分之一(1/3)的压降比。使用根据表1的第二行的开关模式设置，AC开关网络13A提供二分之一(1/2)的压降比。使用根据表1的第一行的开关模式设置，AC开关网络13A提供1的压降比。
连接到壁上的大部分电源满足一定的功率因数标准。功率因数是0和1之间的无量纲数，其定义了实际的电能流和表观功率的比。控制谐波电流并因此增加功率因数的常用方式是使用有源功率因数校正器，如图28中所示。功率因数校正电路17A使得输入电流与线电压同相，由此使无功功耗为零。
图29-36示出了符合图1A-4中所示结构图的电能转换器的具体实现方式。在每个实现方式中，一个或多个调节电路可限制每个开关网络中的至少一个电容器的RMS充电电流和RMS放电电流，使得所有这些开关网络都为绝热充电的开关网络。但是，如果存在解耦电容器9A或9B，那么，调节电路限制RMS充电和放电电流的能力可以被减弱。电容器9A和9B是可选的，并且为了保证相当恒定的输出电压，使用电容器C0。所有的阶段共享了公共接地。然而，并不必一定如此。例如，如果调节电路16A实施为反激转换器，那么该接地可以轻松地分开。甚至开关网络12A通过电容隔离分开接地。此外，为简单起见，每个实施方式中的开关网络具有单独的转换比。然而，在多个不同转换比提供能量转换的可重配置开关网络可以代替使用。
在运行中，标记为“1”和“2”的开关总是处于互补状态。因此，在第一开关状态下，所有标记为“1”的开关打开，且所有标记为“2”的开关关闭。在第二开关状态下，所有标记为“1”的开关关闭，且所有标记为“2”的开关打开。类似地，标记为“3”和“4”的开关处于互补状态，标记为“5”和“6”的开关处于互补状态，且标记为“7”和“8”的开关处于互补状态。通常，调节电路在比开关网络更高的开关频率下运行。但是，对开关网络和调节电路之间及其间的开关频率没有要求。
图29示出了一种对应于图1A中所示结构的阶升转换器。在此实施例中，开关网络12A为具有1:3的转换比的两相阶升级联乘法器，而调节电路16A为两相升压转换器。在运行中，关闭开关1并打开开关2，电容器C3和C4充电而电容器C1和C2放电。相反地，打开开关1并关闭开关2，电容器C1和C2充电而电容器C3和C4放电。
图30示出了对应于图1B所示结构的双向阶降转换器。在此实施例中，开关网络12A为具有4:1的转换比的两相阶降级联乘法器，而调节电路16A是同步降压转换器。在运行中，关闭开关1并打开开关2，电容器C1、C2和C3充电而电容器C4、C5和C6放电。相反地，打开开关1并关闭开关2，电容器C4、C5和C6充电而电容器C1、C2和C3放电。所有的有源组件都用开关实现，使得转换器可处理双向电能。
图31示出了符合图3中所示结构的阶升转换器。在此实施例中，调节电路16A是升压转换器，而开关网络12A为具有1:2的转换比的两相阶升串并SC转换器。在运行中，关闭开关1，电容器C2充电而电容器C1放电。关闭开关2具有互补效果。
图32示出了符合图3中所示结构的双向上下转换器。在此实施例中，调节电路16A是同步四开关升降压转换器，而开关网络12A为具有1:4转换比的两相阶升级联乘法器。在运行中，关闭开关1，电容器C4、C5和C6充电而电容器C1、C2和C3放电。关闭开关2具有互补的效果。所有的有源组件都用开关实现，使得转换器能够处理双向电能。
图33示出了一种符合图2中所示结构的反相上下转换器。在此实施例中，第一开关网络12A为具有2:1的转换比的阶降串并SC转换器，第一调节电路16A是降/升压转换器，且第二开关网络12B为具有1:2的转换比的阶升串并SC转换器。在运行中，关闭开关1，电容器C1充电，而关闭开关2，电容器C1放电。类似地，关闭开关7，电容器C2放电，而关闭开关8，电容器C2充电。
图34示出了一种符合图2中所示结构的双向反相上下转换器。在此实施例中，第一开关网络12A为具有2:1的转换比的两相阶降串并SC转换器，第一调节电路16A是同步降/升压转换器，且第二开关网络12B为具有1:2的转换比的两相阶升串并SC转换器。在运行中，关闭开关1，电容器C1充电而电容器C2放电。关闭开关2具有互补的效果。类似地，关闭开关7，电容器C4充电而电容器C3放电。关闭开关8具有互补的效果。所有的有源组件都用开关实现，使得转换器能够处理双向电能。
图35示出了一种符合图4中所示框图的上下转换器。在此实施例中，第一调节电路16A是升压转换器，第一开关网络12A为具有1:2的转换比的两相阶升串并SC转换器，且第二调节电路16B为升压转换器。关闭开关1，电容器C1和C2充电，而电容器C3和C4放电。关闭开关2具有互补的效果。
图36示出了一种符合图4中所示框图的双向上下转换器。在此实施例中，第一调节电路16A是同步升压转换器，第一开关网络12A为具有3:2的转换比的两相分数阶降串并SC转换器，且第二调节电路16B为同步降压转换器。在运行时，关闭开关1，电容器C3和C4充电，而同时电容器C1和C2放电。关闭开关2具有互补的效果。在运行中，关闭开关1，电容器C3和C4充电，而同时电容器C1和C2放电。关闭开关2具有互补的效果。所有的有源组件都用开关实现，使得该转换器能够处理双向电能。调整第二调节电路16B的占空比，以使得开关6长时间保持关闭，允许电感器L2促进第一开关网络12A中电容器之间的绝热的电荷转移。在这种实施例中，开关5和6可以省去，从而减少了需要实施第二调节电路16B的总的芯片面积。
图37示出了大体上符合图6B中介绍的结构的阶降转换器。在此实施例中，第四调节电路16D具有耦合的电感器L1和L2。第四调节电路16D调节以90度相位差运行并联的第一开关网络12A和第二开关网络12B。限制第一开关网络12A和第二开关网络12B的四个电容器C0中的电荷转移的任务由共享了耦合的电感器L3和L4的第一调节电路16A和第二调节电路16B来共享。如果耦合电感器L3和L4的耦合因数适当地设置，则可以减少通过这些电感器的波纹电流。图37示出了在一个组件(即第四调节电路16D)内耦合的电感器L1和L2的可能性，以及已经在图6B中暗示了的分离组件(即第一调节电路16A和第二调节电路16B)之间耦合的电感器L3和L4的可能性。
应该理解，调节电路的拓扑可以为具有调节输出电压能力的任意类型的电能转换器，包括但不限于：同步降压、三级同步降压、SEPIC、磁性滤波器，软开关或谐振转换器。类似地，根据期望的电压转换和允许的开关电压，开关网络可通过各种开关电容器拓扑实现。
在某些实施方式中，计算机可访问的存储介质包括表示转换器的一个或多个组件的数据库。例如，数据库可以包括表示开关网络的数据，该开关网络已经被优化以促进电荷泵的低损耗操作。
一般而言，计算机可访问的存储介质可以包括在使用时可被计算机访问以向计算机提供指令和/或数据的任何非暂时性存储介质。例如，计算机可访问的存储介质可以包括诸如磁性盘、光盘和半导体存储器的存储介质。
通常，表示系统的数据库可以为能够被程序直接或间接地读取和使用以制造包括系统的硬件的数据库或其它数据结构。例如，数据库可以为诸如Verilog或VHDL的高等级设计语言中的硬件功能的行为级描述或寄存器传输级(RTL)描述。描述可以由综合工具读取，其中，所述综合工具可综合处理描述以产生包括来自综合库的门列表的网表。该网表包括也表示包括系统的硬件的功能的一组门。然后该网络列表被放置并路由为产生描述将应用于掩模的几何形状的数据集。然后掩模可用于各种半导体的制备步骤中，以生产半导体电路或与系统对应的电路。或者，在其它实例中，数据库本身可以为网表(有或没有综合库)或数据集。
已经描述了一个或多个优选的实施例，本领域的那些普通技术人员应容易理解的是，可使用包含这些电路、技术和概念的其它实施例。因此，这表示，本专利的范围不应限制于所描述的实施例，相反地，其应仅应受限于所附的权利要求的精神和范围。
本技术还可以配置如下。
(1)一种用于处理电能的装置，所述装置包括电能转换器，所述电能转换器具有用于电能在第一电能转换器端子与第二电能转换器端子之间流动的路径；其中，在所述电能转换器运行期间，所述第一电能转换器端子保持在第一电压，所述第二电能转换器端子保持在小于所述第一电压的第二电压；其中，所述电能转换器包括第一调节电路和开关网络，所述第一调节电路和开关网络都设置在所述路径上；其中，所述开关网络包括多个开关、第一电荷存储元件、第一开关网络端子和第二开关网络端子；其中，所述第一调节电路包括第一磁性存储元件和第一调节电路端子，其中，所述电能路径包括所述第一调节电路端子、所述第一开关网络端子和所述第二开关网络端子；其中，所述第一调节电路端子连接至所述第一开关网络端子，其中，所述开关网络被配置为在第一开关配置与第二开关配置之间转换；其中，当所述开关网络处于所述第一开关配置时，电荷以第一速率在所述第一电荷存储元件中聚集；其中，当所述开关网络处于所述第二开关配置时，电荷以第二速率从所述第一电荷存储元件中耗尽；以及其中，所述第一速率和所述第二速率由所述第一磁性存储元件限制。
(2)根据(1)所述的装置，进一步包括设置在所述路径上的第二调节电路，其中，所述第二调节电路包括第二调节电路端子，其中所述电能路径包括所述第二调节电路端子，并且其中，所述第二调节电路端子连接至所述第二开关网络端子。
(3)根据(1)或(2)所述的装置，其中，所述开关网络进一步包括第二电荷存储元件，其中，当所述开关网络处于所述第一开关配置时，电荷以第一速率从所述第二电荷存储元件中耗尽；以及其中，当所述开关网络处于第二开关配置时，电荷以第二速率在所述第二电荷存储元件中聚集，其中，所述第一速率和所述第二速率均由所述第一磁性存储元件限制。
(4)根据(2)所述的装置，其中，所述第二调节电路包括第二磁性存储元件和连接至所述第二磁性存储元件的开关，所述开关可控地在至少两个开关配置之间切换。
(5)根据(4)所述的装置，其中，所述第二调节电路进一步包括用于响应于测得的所述电能转换器的输出来控制所述开关的操作的反馈回路。
(6)根据(1)或(2)所述的装置，其中，所述第一磁性存储元件包括滤波器。
(7)根据(1)或(2)所述的装置，其中，所述第一磁性存储元件包括滤波器，并且其中，所述滤波器具有谐振频率。
(8)根据(2)所述的装置，进一步包括第三调节电路，其中，所述第三调节电路连接至所述开关网络，其中，所述第三调节电路包括电感器，并且其中，所述第二调节电路包括与所述第三调节电路的所述电感器耦合的电感器。
(9)根据(2)所述的装置，进一步包括电感器芯和第三调节电路，其中，所述第三调节电路连接至所述开关网络，其中，所述电感器芯被所述第三调节电路中的电感器和所述第二调节电路中的电感器共享。
(10)根据(1)或(2)所述的装置，其中，所述第一速率和所述第二速率是相等的。
(11)根据(1)或(2)所述的装置，其中，所述开关网络包括可重配置的开关网络，其中，所述可重配置的开关网络具有开关配置组{α1,α2…αk}，其中k>2，所述开关网络被配置为，对于整数集{1,2…k}中的所有m和n，在αb与αn之间转换。
(12)根据(1)或(2)所述的装置，其中，所述开关网络包括多相开关网络。
(13)根据(1)或(2)所述的装置，其中，所述开关网络包括多相串并联切换网络。
(14)根据(1)或(2)所述的装置，其中，所述开关网络包括多相多级开关网络。
(15)根据(1)或(2)所述的装置，其中，所述开关网络包括在输入端接收电荷并在输出端输出所述电荷的开关网络，其中，电荷从所述输入端到所述输出端的传输在n个开关周期中进行，其中，n>1。
(16)根据(1)或(2)所述的装置，其中，所述开关网络包括多级开关网络。
(17)根据(2)所述的装置，其中，所述第一调节电路和所述第二调节电路中的至少一个包括双向调节电路。
(18)根据(2)所述的装置，其中，所述第一调节电路和所述第二调节电路中的至少一个包括多相调节电路。
(19)根据(2)所述的装置，其中，所述第一调节电路和所述第二调节电路中的至少一个包括开关模式电能转换器。
(20)根据(2)所述的装置，其中，所述第一调节电路和所述第二调节电路中的至少一个包括谐振电能转换器。
(21)根据(2)所述的装置，其中，所述第一调节电路和所述第二调节电路中的至少一个包括磁性滤波器。
(22)根据(1)或(2)所述的装置，其中，所述开关网络被配置为AC开关网络。
(23)根据(1)或(2)所述的装置，其中，所述开关网络被配置为AC开关网络，所述装置进一步包括连接至所述AC开关网络的功率因数校正电路。
(24)根据(1)或(2)所述的装置，其中，所述开关网络被配置为AC开关网络，其中，所述装置进一步包括连接至所述AC开关网络的功率因数校正电路，并且其中，所述功率因数校正电路连接在所述AC开关网络与所述第一调节电路之间。
(25)根据(1)或(2)所述的装置，其中，所述电能转换器被配置为以与所述第一调节电路和所述第二调节电路中的至少一个的开关配置发生改变的频率不同的频率，来改变所述开关网络的开关配置。
(26)根据(1)或(2)所述的装置，其中，所述开关网络包括级联乘法器，其中所述级联乘法器为具有多个DC节点的非对称级联乘法器，所述多个DC节点中的每一个能够以所述第一电压的倍数的电压传送电能。
(27)根据(2)所述的装置，进一步包括功率管理集成电路，所述功率管理集成电路中包含多个调节电路，其中，所述电能路径包括电能路径部分，所述电能路径部分从所述功率管理集成电路延伸出来并进入到所述开关网络中。
(28)根据(1)或(2)所述的装置，其中，所述开关包括具有第一面积的第一开关和具有第二面积的第二开关，其中，所述第一面积大于所述第二面积。
(29)根据(1)或(2)所述的装置，其中，所述电能转换器被配置为以开关频率来改变所述开关网络的开关配置，其中，所述开关中的每一个都具有开关宽度，并且其中，选择所述开关的所述开关宽度，以使得在所述开关网络中的电荷存储元件之间的电荷转移的时间常数大于等于所述开关频率。
(30)根据(1)或(2)所述的装置，其中，所述电能转换器被配置为以开关频率来改变所述开关网络的开关配置，其中，所述开关网络被配置为，在所述频率下，所述开关的电阻的增大减少了与在所述开关网络内流动的电流相关的损耗。
(31)根据(1)或(2)所述的装置，其中，所述开关网络被配置为AC开关网络，其中，所述第一调节电路接收第一电压差，其中，所述第二电能转换器端子输出第二电压差，其中，所述第一电压差是第一电压与小于所述第一电压的第二电压之间的差，其中，所述第二电压差是第三电压与小于所述第三电压的第四电压之间的差，并且其中，所述第四电压与所述第二电压的差不为零。
(32)根据(1)或(2)所述的装置，其中，所述开关网络被配置为AC开关网络，其中，所述第一调节电路接收DC电压差，其中，所述电能转换器接收AC电压差，其中，所述DC电压是第一电压与小于所述第一电压的第二电压之间的差，其中，所述AC电压差是时变电压与恒定电压之间的差，并且其中，所述恒定电压与所述第二电压的差不为零。
(33)一种使电能转换器处理电能的方法，所述方法包括，在第一电能转换器端子与第二电能转换器端子之间用于电能流动的电能路径上，连接第一调节电路的第一调节电路端子至第一开关网络的第一开关网络端子；将所述第一开关网络放置在允许电荷在所述第一开关网络的第一电荷存储元件中聚集的配置中；通过所述第一调节电路中的第一磁性存储元件，使用存储在磁场中的能量，限制电荷在所述第一开关网络中的第一电荷存储元件中聚集的速率；使用所述第一开关网络中的所述开关，将所述第一开关网络放置在允许电荷从所述第一开关网络中的所述第一电荷存储元件中耗尽的配置中；以及使用所述第一调节电路中的所述第一磁性存储元件存储的能量，限制电荷从所述第一开关网络的所述第一电荷存储元件中耗尽的速率。
(34)根据(33)所述的方法，进一步包括连接第二调节电路的第二调节电路端子至所述第一开关网络的第二开关网络端子，以及使用所述第二调节电路，将所述第一电能转换器端子保持在第一电压，从而将所述第二电能转换器端子保持在小于所述第一电压的第二电压，并使用所述第一开关网络中的多个开关。
(35)根据(33)所述的方法，进一步包括：当限制电荷从所述第一电荷存储元件中耗尽的速率时，限制电荷在第二电荷存储元件中聚集的速率；以及，当限制电荷聚集至所述第一电荷存储元件的速率时，限制电荷从所述第二电荷存储元件中耗尽的速率。
(36)根据(34)所述的方法，进一步包括：响应于测得的所述电能转换器的输出来控制连接至所述第二调节电路的磁性存储元件的开关。
(37)根据(33)所述的方法，其中，所述第一磁性存储元件包括滤波器。
(38)根据(37)所述的方法，其中，所述滤波器具有谐振频率。
(39)根据(34)所述的方法，进一步包括第三调节电路，其中所述第三调节电路连接至所述开关网络，其中所述第三调节电路包括电感器，以及，并且其中，所述第一调节电路包括与所述第三调节电路的所述电感器耦合的电感器。
(40)根据(34)所述的方法，进一步包括电感器芯和第三调节电路，其中，所述第三调节电路连接至所述开关网络，其中，所述电感器芯被所述第三调节电路中的电感器和所述第一调节电路中的电感器共享。
(41)根据(33)所述的方法，其中，电荷聚集的所述速率和电荷耗尽的所述速率是相等的。
(42)根据(33)所述的方法，进一步包括：选择所述开关网络为可重配置的开关网络。
(43)根据(33)所述的方法，进一步包括：选择所述开关网络为多相开关网络。
(44)根据(33)所述的方法，进一步包括：选择所述开关网络为多相串并联开关网络。
(45)根据(33)所述的方法，进一步包括：选择所述开关网络为多相多级开关网络。
(46)根据(33)所述的方法，进一步包括：选择所述开关网络为级联乘法器。
(47)根据(33)所述的方法，进一步包括：选择所述开关网络为多级开关网络。
(48)根据(34)所述的方法，进一步包括：选择所述第一调节电路和所述第二调节电路中的至少一个为双向调节电路。
(49)根据(34)所述的方法，进一步包括：选择所述第一调节电路和所述第二调节电路中的至少一个为多相调节电路。
(50)根据(34)所述的方法，进一步包括：选择所述第一调节电路和所述第二调节电路中的至少一个为开关模式电能转换器。
(51)根据(34)所述的方法，进一步包括：选择所述第一调节电路和所述第二调节电路中的至少一个为谐振电能转换器。
(52)根据(34)所述的方法，进一步包括：选择所述第一调节电路和所述第二调节电路中的至少一个为磁性存储元件。
(53)根据(34)所述的方法，进一步包括：选择所述第一调节电路和所述第二调节电路中的至多一个包括磁性滤波器。
(54)根据(33)所述的方法，进一步包括：配置所述开关网络为AC开关网络。
(55)根据(33)所述的方法，进一步包括：控制AC开关网络的输出的功率因数。
(56)根据(33)所述的方法，进一步包括：连接功率因数校正电路在AC开关网络与所述第一调节电路之间。
(57)根据(34)所述的方法，进一步包括：以与所述第一调节电路和所述第二调节电路中的至少一个的开关配置发生改变的频率不同的频率，来改变所述开关网络的开关配置。
(58)一种存储数据结构的、需要由在计算机系统上可执行的程序操作的非暂态计算机可读介质，
其中，当被这样的程序操作时，所述数据结构引起制造包括所述数据结构描述的电路系统的集成电路的过程的至少一部分；
其中，所述数据结构描述的所述电路系统包括开关网络，所述开关网络已经被配置为与电能转换器一起使用，所述电能转换器具有用于电能在第一电能转换器端子与第二电能转换器端子之间流动的路径；其中，在所述电能转换器运行期间，所述第一电能转换器端子保持在第一电压，所述第二电能转换器端子保持在小于所述第一电压的第二电压；其中，所述电能转换器包括第一调节电路和所述开关网络，所述第一调节电路和所述开关网络都配置在所述路径上；其中，所述开关网络包括多个开关、第一开关网络端子和第二开关网络端子；其中所述第一调节电路包括第一磁性存储元件和第一调节电路端子；其中，所述电能路径包括所述第一调节电路端子、所述第一开关网络端子和所述第二开关网络端子；其中，所述第一调节电路端子有待于连接至所述第一开关网络端子；其中，所述开关网络被配置为在第一开关配置和第二开关配置之间转换；其中，当所述开关网络在所述第一开关配置时，电荷以第一速率在第一电荷存储元件中聚集；其中，当所述开关网络在所述第二开关配置时，电荷以第二速率从所述第一电荷存储元件中耗尽；以及其中，所述第一速率和所述第二速率被所述第一磁性存储元件限制。
(59)根据(58)所述的所述数据结构描述的电路系统，其中，所述电路系统包括开关网络，所述开关网络包括第一开关端子和第二开关端子，所述开关网络被配置用于与所述第一调节电路和第二调节电路一起安置，所述第一调节电路和第二调节电路中的至少一个在电能转换器的第一电能转换器端子与第二电能转换器端子之间的电能流动路径上包括磁性存储元件，所述第一电能转换器端子和第二电能转换器端子保持在相应的第一电压和第二电压，所述第二电压小于所述第一电压，所述开关网络被配置为在多个开关配置间转换，在所述多个开关配置中的每一个期间，电荷在所述电能转换器中的电荷存储元件中的数量以所述磁性存储元件限制的速率变化，所述电能路径包括第一调节电路端子和第二调节电路端子，所述第一调节电路端子与所述第一调节电路关联并连接至所述第一开关网络端子，所述第二调节电路端子与所述第二调节电路关联并连接至所述第二开关网络端子。
(60)根据(1)或(2)所述的装置，进一步包括控制所述第一调节电路和所述开关网络的控制器。
(61)根据(1)或(2)所述的装置，其中，所述开关网络包括用于提供异相时钟信号的第一时钟端子和第二时钟端子，其中，所述第一时钟信号连接至第一组电容器，所述第二时钟信号连接至第二组电容器；其中来自第一组的第一电容器与第二电容器被来自所述第二组的第三电容器分开；其中，所述第一开关连接所述第一电容器至所述第三电容器，第二开关连接所述第三电容器至所述第二电容器。
(62)根据(1)或(2)所述的装置，其中，所述开关网络包括级联乘法器，其中，所述级联乘法器为具有多个DC节点的非对称级联乘法器，所述多个DC节点中的每一个能够提供不同的参考电压。
(63)根据(1)或(2)所述的装置，其中，所述开关网络包括用于提供异相时钟信号的第一时钟端子和第二时钟端子，其中，所述第一时钟信号连接至第一组串联电容器和第二组串联电容器，所述第二组与所述第一组并联；其中，所述第二时钟信号连接至第三组串联电容器和第四组串联电容器，第三组与第四组并联；所述装置进一步包括第一开关阵列和第二开关阵列，所述第一开关阵列连接所述第一组串联电容器与所述第三组串联电容器，以及，所述第二开关阵列连接所述第二组串联电容器与所述第四组串联电容器。
(64)根据(1)或(2)所述的装置，其中，所述开关网络被配置为AC开关网络，所述装置还进一步包括连接至所述AC开关网络的功率因数校正电路。
Claims (10)
1.一种用于处理电能的装置，所述装置包括电能转换器，所述电能转换器具有用于电能在第一电能转换器端子与第二电能转换器端子之间流动的路径；其中，在所述电能转换器运行期间，所述第一电能转换器端子保持在第一电压，所述第二电能转换器端子保持在小于所述第一电压的第二电压；其中，所述电能转换器包括第一调节电路和开关网络，所述第一调节电路和开关网络都设置在所述路径上；其中，所述开关网络包括多个开关、第一电荷存储元件、第一开关网络端子和第二开关网络端子；其中，所述第一调节电路包括第一磁性存储元件和第一调节电路端子，其中，所述电能路径包括所述第一调节电路端子、所述第一开关网络端子和所述第二开关网络端子；其中，所述第一调节电路端子连接至所述第一开关网络端子，其中，所述开关网络被配置为在第一开关配置与第二开关配置之间转换；其中，当所述开关网络处于所述第一开关配置时，电荷以第一速率在所述第一电荷存储元件中聚集；其中，当所述开关网络处于所述第二开关配置时，电荷以第二速率从所述第一电荷存储元件中耗尽；以及其中，所述第一速率和所述第二速率由所述第一磁性存储元件限制。
2.根据权利要求1所述的装置，进一步包括设置在所述路径上的第二调节电路，其中，所述第二调节电路包括第二调节电路端子，其中所述电能路径包括所述第二调节电路端子，并且其中，所述第二调节电路端子连接至所述第二开关网络端子。
3.根据权利要求1或2所述的装置，其中，所述开关网络进一步包括第二电荷存储元件，其中，当所述开关网络处于所述第一开关配置时，电荷以第一速率从所述第二电荷存储元件中耗尽；以及其中，当所述开关网络处于第二开关配置时，电荷以第二速率在所述第二电荷存储元件中聚集，其中，所述第一速率和所述第二速率均由所述第一磁性存储元件限制。
4.根据权利要求2所述的装置，其中，所述第二调节电路包括第二磁性存储元件和连接至所述第二磁性存储元件的开关，所述开关可控地在至少两个开关配置之间切换。
5.根据权利要求4所述的装置，其中，所述第二调节电路进一步包括用于响应于测得的所述电能转换器的输出来控制所述开关的操作的反馈回路。
6.一种使电能转换器处理电能的方法，所述方法包括，在第一电能转换器端子与第二电能转换器端子之间用于电能流动的电能路径上，连接第一调节电路的第一调节电路端子至第一开关网络的第一开关网络端子；将所述第一开关网络放置在允许电荷在所述第一开关网络的第一电荷存储元件中聚集的配置中；通过所述第一调节电路中的第一磁性存储元件，使用存储在磁场中的能量，限制电荷在所述第一开关网络中的第一电荷存储元件中聚集的速率；使用所述第一开关网络中的所述开关，将所述第一开关网络放置在允许电荷从所述第一开关网络中的所述第一电荷存储元件中耗尽的配置中；以及使用所述第一调节电路中的所述第一磁性存储元件存储的能量，限制电荷从所述第一开关网络的所述第一电荷存储元件中耗尽的速率。
7.根据权利要求6所述的方法，进一步包括连接第二调节电路的第二调节电路端子至所述第一开关网络的第二开关网络端子，以及使用所述第二调节电路，将所述第一电能转换器端子保持在第一电压，从而将所述第二电能转换器端子保持在小于所述第一电压的第二电压，并使用所述第一开关网络中的多个开关。
8.根据权利要求7所述的方法，进一步包括：当限制电荷从所述第一电荷存储元件中耗尽的速率时，限制电荷在第二电荷存储元件中聚集的速率；以及，当限制电荷聚集至所述第一电荷存储元件的速率时，限制电荷从所述第二电荷存储元件中耗尽的速率。
9.一种存储数据结构的、需要由在计算机系统上可执行的程序操作的非暂态计算机可读介质，
其中，当被这样的程序操作时，所述数据结构引起制造包括所述数据结构描述的电路系统的集成电路的过程的至少一部分；
其中，所述数据结构描述的所述电路系统包括开关网络，所述开关网络已经被配置为与电能转换器一起使用，所述电能转换器具有用于电能在第一电能转换器端子与第二电能转换器端子之间流动的路径；其中，在所述电能转换器运行期间，所述第一电能转换器端子保持在第一电压，所述第二电能转换器端子保持在小于所述第一电压的第二电压；其中，所述电能转换器包括第一调节电路和所述开关网络，所述第一调节电路和所述开关网络都配置在所述路径上；其中，所述开关网络包括多个开关、第一开关网络端子和第二开关网络端子；其中所述第一调节电路包括第一磁性存储元件和第一调节电路端子；其中，所述电能路径包括所述第一调节电路端子、所述第一开关网络端子和所述第二开关网络端子；其中，所述第一调节电路端子有待于连接至所述第一开关网络端子；其中，所述开关网络被配置为在第一开关配置和第二开关配置之间转换；其中，当所述开关网络在所述第一开关配置时，电荷以第一速率在第一电荷存储元件中聚集；其中，当所述开关网络在所述第二开关配置时，电荷以第二速率从所述第一电荷存储元件中耗尽；以及其中，所述第一速率和所述第二速率被所述第一磁性存储元件限制。
10.根据权利要求9所述的所述数据结构描述的电路系统，其中，所述电路系统包括开关网络，所述开关网络包括第一开关端子和第二开关端子，所述开关网络被配置用于与所述第一调节电路和第二调节电路一起安置，所述第一调节电路和第二调节电路中的至少一个在电能转换器的第一电能转换器端子与第二电能转换器端子之间的电能流动路径上包括磁性存储元件，所述第一电能转换器端子和第二电能转换器端子保持在相应的第一电压和第二电压，所述第二电压小于所述第一电压，所述开关网络被配置为在多个开关配置间转换，在所述多个开关配置中的每一个期间，电荷在所述电能转换器中的电荷存储元件中的数量以所述磁性存储元件限制的速率变化，所述电能路径包括第一调节电路端子和第二调节电路端子，所述第一调节电路端子与所述第一调节电路关联并连接至所述第一开关网络端子，所述第二调节电路端子与所述第二调节电路关联并连接至所述第二开关网络端子。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US201562132701P | 2015-03-13 | 2015-03-13 | |
| US62/132,701 | 2015-03-13 | ||
| CN201680027105.3A CN107580748B (zh) | 2015-03-13 | 2016-03-11 | 具有调节电路和开关网络的灵活的电能转换器结构 |
| PCT/US2016/022040 WO2016149105A1 (en) | 2015-03-13 | 2016-03-11 | Flexible power converter construction with regulating circuits and switching networks |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201680027105.3A Division CN107580748B (zh) | 2015-03-13 | 2016-03-11 | 具有调节电路和开关网络的灵活的电能转换器结构 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN115864826A true CN115864826A (zh) | 2023-03-28 |
Family
ID=56919338
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201680027105.3A Active CN107580748B (zh) | 2015-03-13 | 2016-03-11 | 具有调节电路和开关网络的灵活的电能转换器结构 |
| CN202211455045.9A Pending CN115864826A (zh) | 2015-03-13 | 2016-03-11 | 具有调节电路和开关网络的灵活的电能转换器结构 |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201680027105.3A Active CN107580748B (zh) | 2015-03-13 | 2016-03-11 | 具有调节电路和开关网络的灵活的电能转换器结构 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP7015172B2 (zh) |
| KR (2) | KR20240095317A (zh) |
| CN (2) | CN107580748B (zh) |
| DE (1) | DE112016001188T5 (zh) |
| TW (1) | TW201644164A (zh) |
| WO (1) | WO2016149105A1 (zh) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10389235B2 (en) | 2011-05-05 | 2019-08-20 | Psemi Corporation | Power converter |
| CN103650313B (zh) | 2011-05-05 | 2018-09-21 | 北极砂技术有限公司 | 具有模块化的级的dc-dc转换器 |
| US9882471B2 (en) | 2011-05-05 | 2018-01-30 | Peregrine Semiconductor Corporation | DC-DC converter with modular stages |
| US10680515B2 (en) | 2011-05-05 | 2020-06-09 | Psemi Corporation | Power converters with modular stages |
| US10256729B1 (en) * | 2018-03-06 | 2019-04-09 | Infineon Technologies Austria Ag | Switched-capacitor converter with interleaved half bridge |
| US10873260B2 (en) * | 2018-03-12 | 2020-12-22 | Analog Devices International Unlimited Company | Zero-voltage switching hybrid switched-capacitor converter |
| US11515784B2 (en) * | 2020-03-26 | 2022-11-29 | Lion Semiconductor Inc. | Circuits for switched capacitor voltage converters |
| TWI742851B (zh) * | 2020-04-20 | 2021-10-11 | 立錡科技股份有限公司 | 電源轉換器 |
| TWI746163B (zh) * | 2020-05-26 | 2021-11-11 | 立錡科技股份有限公司 | 諧振切換式電源轉換器 |
| CN112234843B (zh) * | 2020-10-20 | 2022-03-22 | 华北科技学院 | 一种基于开关电容的级联型高增益降压电力电子变压器 |
| CN114884068B (zh) * | 2022-07-06 | 2022-09-09 | 中国科学院电工研究所 | 基于低功率变换器和变压器的柔性多状态开关 |
Family Cites Families (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05111243A (ja) * | 1991-10-09 | 1993-04-30 | Sumitomo Metal Ind Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| EP1199788A1 (en) * | 2000-10-17 | 2002-04-24 | STMicroelectronics S.r.l. | Inductive DC-to-DC switching converter |
| JP2002233139A (ja) * | 2001-02-05 | 2002-08-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| KR100403810B1 (ko) | 2001-03-09 | 2003-10-30 | 삼성전자주식회사 | 혼합형 전원 공급회로와 상기 혼합형 전원 공급 회로를이용한 논리 회로의 충/방전 방법 |
| FR2852748B1 (fr) * | 2003-03-18 | 2005-06-03 | Hacheur serie a commutation synchrone et faibles pertes | |
| CN101647182B (zh) * | 2006-12-30 | 2013-01-30 | 先进模拟科技公司 | 包括升压电感式开关前置调节器和电容式开关后置转换器的高效dc/dc电压转换器 |
| JP2008245493A (ja) * | 2007-03-29 | 2008-10-09 | Seiko Epson Corp | チャージポンプ型ｄｃ−ｄｃコンバータ回路及びその制御方法 |
| US7977927B2 (en) * | 2007-08-08 | 2011-07-12 | Advanced Analogic Technologies, Inc. | Step-up DC/DC voltage converter with improved transient current capability |
| US8212541B2 (en) * | 2008-05-08 | 2012-07-03 | Massachusetts Institute Of Technology | Power converter with capacitive energy transfer and fast dynamic response |
| JP5297116B2 (ja) | 2008-08-18 | 2013-09-25 | ローム株式会社 | 昇圧回路及びこれを用いた電源装置 |
| DE102009020834A1 (de) * | 2009-05-11 | 2011-02-03 | Austriamicrosystems Ag | Spannungswandler und Verfahren zur Spannungswandlung |
| KR101025974B1 (ko) * | 2009-10-30 | 2011-03-30 | 삼성전기주식회사 | 멀티 스텝을 갖는 전원 공급 장치 |
| WO2012047738A1 (en) * | 2010-09-29 | 2012-04-12 | Rf Micro Devices, Inc. | SINGLE μC-BUCKBOOST CONVERTER WITH MULTIPLE REGULATED SUPPLY OUTPUTS |
| US8773085B2 (en) * | 2011-03-22 | 2014-07-08 | Ledillion Technologies Inc. | Apparatus and method for efficient DC-to-DC conversion through wide voltage swings |
| US8995157B2 (en) * | 2012-04-18 | 2015-03-31 | Strategic Patent Management, Llc | Sensing and control for improving switched power supplies |
| CN103904882B (zh) * | 2012-12-27 | 2016-08-31 | 汉朗科技(北京)有限责任公司 | 近晶相液晶电子标签用多路高压输出电源电路及升压方法 |
| EP2979354B1 (en) * | 2013-03-26 | 2019-04-10 | Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) | A voltage modulator |
| CN105556820B (zh) * | 2013-04-11 | 2018-08-03 | 莱恩半导体股份有限公司 | 用于提供混合式电压调节器的设备、系统和方法 |
| CN103280967B (zh) * | 2013-05-29 | 2016-11-16 | 成都芯源系统有限公司 | 一种电荷泵及其使其负输出电压跟随正输出电压的方法 |
| TWI643435B (zh) * | 2013-08-21 | 2018-12-01 | 日商半導體能源研究所股份有限公司 | 電荷泵電路以及具備電荷泵電路的半導體裝置 |
-
2016
- 2016-03-11 KR KR1020247017888A patent/KR20240095317A/ko unknown
- 2016-03-11 TW TW105107546A patent/TW201644164A/zh unknown
- 2016-03-11 KR KR1020177029575A patent/KR102671328B1/ko active IP Right Grant
- 2016-03-11 DE DE112016001188.1T patent/DE112016001188T5/de active Pending
- 2016-03-11 WO PCT/US2016/022040 patent/WO2016149105A1/en active Application Filing
- 2016-03-11 CN CN201680027105.3A patent/CN107580748B/zh active Active
- 2016-03-11 CN CN202211455045.9A patent/CN115864826A/zh active Pending
- 2016-03-11 JP JP2017567041A patent/JP7015172B2/ja active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2018508178A (ja) | 2018-03-22 |
| CN107580748B (zh) | 2022-12-13 |
| DE112016001188T5 (de) | 2018-03-08 |
| KR102671328B1 (ko) | 2024-05-30 |
| TW201644164A (zh) | 2016-12-16 |
| CN107580748A (zh) | 2018-01-12 |
| JP7015172B2 (ja) | 2022-02-02 |
| KR20240095317A (ko) | 2024-06-25 |
| KR20180004116A (ko) | 2018-01-10 |
| WO2016149105A1 (en) | 2016-09-22 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| CB02 | Change of applicant information | ||
| CB02 | Change of applicant information |
Address after: California, USA Applicant after: Passion Address before: California, USA Applicant before: ARCTIC SAND TECHNOLOGIES, Inc. |
|
| TA01 | Transfer of patent application right | ||
| TA01 | Transfer of patent application right |
Effective date of registration: 20240411 Address after: Japan Applicant after: Murata Manufacturing Co.,Ltd. Country or region after: Japan Address before: California, USA Applicant before: Passion Country or region before: U.S.A. |