CN105556820B - 用于提供混合式电压调节器的设备、系统和方法 - Google Patents

用于提供混合式电压调节器的设备、系统和方法 Download PDF

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Abstract

本公开示出了一种混合式调节器拓扑结构，其能够更容易地被集成并且能够甚至利用小电感器维持在宽输出和输入电压范围上的高效率。所述混合式调节器拓扑结构能够包括两种类型的调节器：快速开关电感型调节器和将输入电压划分成输入电压的M/N分数的降压调节器。所述混合式调节器拓扑结构的所公开的实施例能够通过限制在快速开关电感型调节器中的开关上摇摆的电压来减少快速开关电感型调节器的电容性损耗。所述混合式调节器拓扑结构的所公开的实施例能够通过以高切换频率操作快速开关电感型调节器并且利用流过电感器的少量电流来减少快速开关电感型调节器的电阻器电阻性损耗。

Description

用于提供混合式电压调节器的设备、系统和方法
相关申请的交叉引用
本申请基于35U.S.C.§119(e)要求于2013年4月11日提交的题为“SYSTEMS ANDMETHODS FOR PROVIDING A HYBRID VOLTAGE REGULATOR”的美国临时申请No.61/810,998的较早申请日的权益，通过引用方式将其全部内容并入本文。
关于联邦政府资助的研究或开发的声明
本发明利用基于由国家科学基金会(NSF)批准的1248828的政府支持进行。政府具有本发明的某些权利。
技术领域
本公开涉及用于提供混合式电压调节器的设备、系统和方法。
背景技术
存在减小电子系统的尺寸的强烈需求。尺寸减小在空间宝贵的移动电子设备中尤其是期望的，但是在被放置在大数据中心中的服务器中也是期望的，因为在固定房产中塞进尽可能多的服务器是重要的。
电子系统中的最大部件之一包括电压调节器(有时还被称为功率调节器)。电压(或功率)调节器被设计用于将源电压信号的源电压转换为目标电压，使得目标电压能够服务电压/功率调节器的输出负载。功率调节器常常包括大量笨重的片外部件以将电压递送到集成芯片，包括处理器、存储装置(例如，动态读取存取存储器(DRAM)、射频(RF)芯片、WiFi复合芯片和功率放大器。因此，期望减小电子系统中的电压调节器的尺寸。
功率调节器包括诸如DC-DC调节器芯片的半导体芯片，其将来自电源(例如电池)的功率递送到输出负载。输出负载能够包括电子设备中的各种集成芯片(例如，应用处理器、DRAM、NAND闪速存储器)。为了高效递送功率，电压调节器能够使用“buck”拓扑结构。这样的调节器被称为buck调节器。Buck调节器使用电感器将电荷从电源转移到输出负载。buck调节器能够使用功率开关来将电感器连接到多个电压中一个/与多个电压中的一个断开连接，由此提供为多个电压的加权平均的输出电压。Buck调节器能够通过控制电感器耦合到多个电压中的一个的时间量来调节输出电压。
遗憾的是，buck调节器不适合于高度集成的电子系统。buck调节器的转换效率取决于电感器的尺寸，尤其是当功率转换比率很高时并且当由输出负载消耗的电流量很高时。因为电感器能够占据很大面积并且对于集成在管芯上或封装上而言是笨重的，所以现有的buck调节器常常使用大量片外电感器部件。该策略常常需要印刷电路板上的很大面积，这转而增大了电子设备的尺寸。随着移动片上系统(SoC)变得越来越复杂并且需要越来越多数量的电压域要由电压调节器递送，该挑战被加重。
发明内容
所公开的主题的一些实施例包括一种电压调节器。所述电压调节器被配置为接收第一电压信号并且至少部分基于所述第一电压信号来提供最终电压信号。所述电压调节器包括：快速开关电感型调节器，其具有被配置为接收第一电压信号的第一输入端、被配置为接收第二电压信号的第二输入端以及被配置为至少部分基于所述第一电压信号和所述第二电压信号来提供中间电压信号的输出端；降压调节器，其包括耦合到所述快速开关电感型调节器的所述输出端的输入端、输出端以及多个电容器，其中，所述降压调节器被配置为在所述降压调节器的所述输入端处接收来自所述快速开关电感型调节器的所述输出端的所述中间电压信号并且使用所述多个电容器的预定配置来向所述降压调节器的所述输出端提供所述最终电压信号；以及电平移位调节器，其包括输入端、输出端、快速电容器以及多个开关，其中，所述电平移位调节器被配置为在所述电平移位调节器的所述输入端处接收所述降压调节器的所述最终电压信号并且在所述电平移位调节器的所述输出端处提供所述第二电压信号，所述第二电压信号是基于所述降压调节器的所述最终电压信号的。
在本文公开的电压调节器的一些实施例中，所述电平移位调节器能够被配置为改变所述多个开关的配置以设置所述快速电容器与所述快速开关电感型调节器的所述第一输入端和所述第二输入端并联。
在本文公开的电压调节器的一些实施例中，所述电平移位调节器能够被配置为改变所述多个开关的配置以设置所述快速电容器与所述降压调节器的所述输出端和接地点并联。
在本文公开的电压调节器的一些实施例中，所述快速开关电感型调节器能够包括具有在100皮亨利和1微亨利的范围内的电感的电感器。
在本文公开的电压调节器的一些实施例中，所述降压调节器中的所述多个电感器中的至少一个能够使用动态随机存取存储器(DRAM)制造工艺来制造。
在本文公开的电压调节器的一些实施例中，所述快速开关电感型调节器能够包括被配置为以时间交错的方式并行操作的多个调节器。
在本文公开的电压调节器的一些实施例中，所述快速开关电感型调节器能够被配置为以第一切换频率操作，并且所述降压调节器能够被配置为以第二切换频率操作。
在本文公开的电压调节器的一些实施例中，所述电压调节器还能够包括被配置为调节所述降压调节器的所述最终电压信号的第一控制回路和被配置为调节所述快速开关电感型调节器的所述中间电压信号的第二控制回路。
在本文公开的电压调节器的一些实施例中，所述第一控制回路能够被配置为操作所述降压调节器以在输出节点处提供所述中间电压信号的分数，使得所述降压调节器以提供高转换效率的配置操作。
在本文公开的电压调节器的一些实施例中，所述第一控制回路能够被配置为操作所述降压调节器以使所述降压调节器的所述最终电压信号处在目标输出电压的预定误差范围内。
在本文公开的电压调节器的一些实施例中，所述快速开关电感型调节器和所述降压调节器，不包括所述快速开关电感型调节器，能够被设置在单个管芯中。
在本文公开的电压调节器的一些实施例中，所述电感器能够被设置作为封装上或板上的分立部件。
所公开的主题的一些实施例包括一种电子系统。所述电子系统能够包括本文公开的电压调节器的一些实施例。所述电子系统还能够包括目标负载系统，所述目标负载系统耦合到所述电压调节器，其中，所述电压调节器中的所述降压调节器的所述输出端耦合到所述目标负载系统。
在本文公开的电子系统的一些实施例中，所述目标负载系统能够包括电池，并且所述电压调节器被配置为接收来自通用串行总线的电力线的所述第一电压信号并将所述最终电压信号提供到所述电池。
在本文公开的电子系统的一些实施例中，所述目标负载系统能够包括片上系统(SoC)，并且所述SoC和所述电压调节器能够被封装在单个SoC封装中。
在本文公开的电子系统的一些实施例中，所述目标负载系统能够包括片上系统(SoC)，并且所述SoC和所述电压调节器能够被设置在印刷电路板(PCB)中。
所公开的主题的一些实施例包括一种电子系统。所述电子系统能够包括本文公开的电压调节器的实施例，其中，所述电压调节器被配置为以反向方向操作，在所述反向方向中，所述电压调节器中的所述降压调节器的所述输出端耦合到输入电压源，并且所述快速开关电感型调节器的所述第一输入端耦合到所述电压调节器的目标负载。
在本文公开的电子系统的一些实施例中，以反向方向操作所述电压调节器的所述电子系统能够被配置为将所述电压调节器操作为升压调节器。
在本文公开的电子系统的一些实施例中，所述降压调节器的所述输出端能够耦合到电池，并且所述快速开关电感型调节器的所述第一输入端能够耦合到通用串行总线的电力线。
所公开的主题的一些实施例包括一种使用包括快速开关电感型调节器和降压调节器的电压调节器来将第一电压信号转换为最终电压信号的方法。所述方法能够包括：在所述快速开关电感型调节器的第一输入端处接收所述第一电压信号，并且在所述快速开关电感型调节器的第二输入端处接收第二电压信号；至少部分基于所述第一电压信号和所述第二电压信号在所述快速开关电感型调节器的输出端处提供中间电压信号；基于所述中间电压信号使用降压调节器中的多个电容器的预定配置来向所述降压调节器的输出端提供所述最终电压信号；并且在电平移位调节器的输入端处接收所述最终电压信号，并且使用所述电平移位调节器来向所述快速开关电感型调节器的所述第二输入端提供基于所述最终电压信号确定的所述第二电压信号，形成在所述降压调节器的所述输出端和所述快速开关电感型调节器的所述第二输入端之间的反馈路径。
在本文公开的方法的一些实施例中，所述电平移位调节器能够包括快速电容器和多个开关，并且所述方法能够包括通过修改所述多个开关的配置来设置所述快速电容器与所述快速开关电感型调节器的所述第一输入端和所述第二输入端并联。
在本文公开的方法的一些实施例中，所述电平移位调节器能够包括快速电容器和多个开关，并且所述方法能够还包括通过修改所述多个开关的配置来设置所述快速电容器与所述降压调节器的所述输出端和接地点并联。
所公开的主题一些实施例包括一种电压调节器，所述电压调节器被配置为接收第一电压信号并至少部分基于所述第一电压信号来提供第二电压信号。所述电压调节器能够包括：接收调节器，其包括电感器，其中，所述接收调节器被配置为在所述电感器的第一端处接收所述第一电压信号并至少部分基于所述第一电压信号在所述电感器的第二端处提供中间电压信号；以及降压调节器，其包括多个输入端和输出端，其中，所述降压调节器被配置为在所述多个输入端中的一个处针对时间段的一部分接收来自所述电感器的所述第二端的所述中间电压信号，并且基于接收到的中间电压信号在所述输出端处提供所述第二电压信号。
在本文公开的电压调节器的一些实施例中，所述电压调节器还能够包括多个开关，所述多个开关被配置为将所述电感器的所述第二端耦合到所述多个输入端中的至少一个。
在本文公开的电压调节器的一些实施例中，所述多个开关中的第一开关被配置为将所述电感器的所述第二端耦合到所述多个输入端中的第一输入端，其中，所述多个开关中的第二开关被配置为将所述电感器的所述第二端耦合到所述多个输入端中的第二输入端，并且所述第一开关和所述第二开关以时分复用的方式被接通。
在本文公开的电压调节器的一些实施例中，所述降压调节器被配置为将在所述第一输入端处的电压减少第一量并且将在所述第二输入端处的电压减少第二量，所述第二量不同于所述第一量。
在本文公开的电压调节器的一些实施例中，所述电压调节器还包括控制器，所述控制器被配置为控制所述第一开关和所述第二开关的占空比以控制所述电压调节器的所述第二电压信号。
在本文公开的电压调节器的一些实施例中，所述降压调节器能够包括多个开关电容型调节器。
在本文公开的电压调节器的一些实施例中，所述接收调节器和所述多个开关能够形成快速开关电感型调节器。
在本文公开的电压调节器的一些实施例中，所述降压调节器和所述多个开关能够形成开关电容型调节器。
在本文公开的电压调节器的一些实施例中，所述接收调节器能够包括并联开关，所述并联开关被配置为在所述电压调节器初始上电时使所述电感器短路以减少励磁涌流。
在本文公开的电压调节器的一些实施例中，所述接收调节器能够包括与所述电感器串联的串联开关，其中，所述串联开关被配置为在所述电压调节器初始上电时将所述电感器与所述第一开关和所述第二开关解耦以减少励磁涌流。
在本文公开的电压调节器的一些实施例中，所述电压调节器能够包括并联调节器，所述并联调节器被配置为在所述电压调节器初始上电时增大在所述电感器的所述第二端处的电压以减少励磁涌流。
在本文公开的电压调节器的一些实施例中，所述电压调节器能够包括并联调节器，所述并联调节器被配置为在所述电压调节器初始上电时增大在所述降压调节器内的节点中的一个处的电压以减少励磁涌流。
在本文公开的电压调节器的一些实施例中，所述降压调节器包括至少一个电容器，并且所述至少一个电容器使用随机存取存储器(DRAM)制造工艺来制造。
所公开的主题的一些实施例包括一种电子系统。所述电子系统包括根据一些实施例的电压调节器和耦合到所述电压调节器的目标负载系统，其中，所述电压调节器中的所述开关电容型调节器的所述输出端耦合到所述目标负载系统。
在本文公开的电子系统的一些实施例中，所述目标负载系统包括电池，并且所述电压调节器被配置为接收来自通用串行总线的电力线的所述第一电压信号并且将所述第二电压信号提供到所述电池以使用所述通用串行总线的所述电力线来对所述电池进行充电。
所公开的主题的一些实施例包括一种电子系统。所述电子系统能够包括根据一些实施例的电压调节器，其中，所述电压调节器被配置为以反向方向操作，在所述反向方向中，所述电压调节器中的所述开关电容型调节器的所述输出端耦合到输入电压源，并且所述接收调节器中的所述电感器的所述第一端耦合到所述电压调节器的目标负载。
在本文公开的电子系统的一些实施例中，以反向方向操作所述电压调节器的所述电子系统被配置为将所述电压调节器操作为升压调节器。
在本文公开的电子系统的一些实施例中，所述电压调节器中的所述开关电容型调节器的所述输出端耦合到电池，并且所述接收调节器中的所述电感器的所述第一端耦合到通用串行总线的电力线。
所公开的主题的一些实施例包括一种使用包括接收调节器和开关电容型调节器的电压调节器来将第一电压信号转换为第二电压信号的方法。所述方法能够包括：在所述接收调节器中的电感器的第一端处接收所述第一电压信号；至少部分基于所述第一电压信号在所述电感器的第二端处提供中间电压信号；将所述电感器的所述第二端耦合到所述降压调节器的多个输入端中的一个以将所述中间电压信号提供到所述多个输入端中的所述一个；并且使用所述降压调节器来将在所述多个输入端中的所述一个处的所述中间电压信号转换成所述第二电压信号。
在本文公开的方法的一些实施例中，所述多个输入端中的一个耦合到接地点。
在本文公开的方法的一些实施例中，所述方法能够包括经由第一开关针对第一持续时间将所述电感器的所述第二端耦合到所述多个输入端中的第一输入端，并且经由第二开关针对第二持续时间将所述电感器的所述第二端耦合到所述多个输入端中的第二输入端。
在本文公开的方法的一些实施例中，所述方法能够包括控制所述第一持续时间与所述第二持续时间的比率以控制所述第二电压信号。
在本文公开的方法的一些实施例中，所述方法能够包括在所述电压调节器初始上电时使用并联开关拉来使所述电感器的所述第一端和所述第二端短路以减少励磁涌流。
在本文公开的方法的一些实施例中，所述方法能够包括在所述电压调节器初始上电时使用并联调节器来增大在所述电感器的所述第二端处的电压以减少励磁涌流。
在本文公开的方法的一些实施例中，所述电压调节器中的所述开关电容型调节器的所述输出端能够耦合到输入电压源，并且所述接收调节器中的所述电感器的所述第一端能够耦合到所述电压调节器的目标负载从而以反向方向操作所述电压调节器。
已经由此相当宽泛地概述了所公开的主题的特征以便可以更好地理解下面的对其的详细描述并且以便可以更好地认识到对本领域的当前贡献。当然，还存在所公开的主题的额外的特征，其将在下文进行描述并且其将形成权利要求的主题。
在这一点上，在详细解释所公开的主题的至少一个实施例之前，应理解所公开的主题不限于其对结构的细节和对在下面的描述中阐述的或在附图中图示的部件的布置的应用。所公开的主题能够是其他实施例并且能够以各种方式来实践和实现。此外，应理解，本文采用的用词和术语是出于描述的目的并且不应当被认为是限制。
因此，本领域技术人员将认识到，本公开所基于的构思可以容易地被用作用于设计用于实现所公开的主题的若干目的的其他结构、系统、方法和介质的基础。因此，重要的是，权利要求被认为是包括这样的等效结构，只要它们不脱离所公开的主题的精神和范围。
这些与所公开的主题的其他目的一起连同表征所公开的主题的新颖性的各种特征以特殊性被指出在附到本公开并形成本公开的一部分的权利要求书中。为了更好理解所公开的主题、其操作优点和通过对其的使用获得的特定目的，应当参考其中图示了所公开的主题的优选实施例的附图和描述性内容。
附图说明
当结合以下附图考虑时参考所公开的主题的以下详细描述能够更完整地认识到所公开的主题的各种目的、特征和优点，在附图中，类似的附图标记识别类似的元件。
图1A至图1B示出了buck调节器和其操作。
图2A至图2B示出了包括在第一级的降压调节器和在第二级的基于电感器的buck调节器的电压调节器。
图3示出了根据一些实施例的包括在第一级的快速开关电感型调节器和在第二级的降压调节器的电压调节器的高级图。
图4A至图4B示出了根据一些实施例的其中在第一级的快速开关电感型调节器包括快速buck调节器的图3的详细示意图。
图5A至图5D示出了根据一些实施例的其中在第一级的快速(flying)开关电感型调节器包括具有快速电容器的快速buck调节器的图3的详细示意图和其操作。
图6A至图6B示出了根据一些实施例的其中在第一级的快速开关电感型调节器包括倒装的快速buck调节器的图3的详细示意图。
图7A至图7B示出了根据一些实施例的其中N:M调节器包括开关电容型调节器的图6A至图6B的详细示意图。
图8A至图8B示出了根据一些实施例示出电感器耦合到电压调节器芯片的配置的框图。
图9示出了根据一些实施例的针对电压调节器的反馈控制系统的框图。
图10示出了根据一些实施例的针对电压调节器的反馈控制系统的框图。
图11示出了根据一些实施例的快速开关电感型调节器的占空比和降压调节器的转换比率跨输出电压如何变化。
图12示出了根据一些实施例的快速开关电感型调节器的占空比和降压调节器的转换比率跨输出电压如何变化。
图13示出了根据一些实施例的以升压配置的混合式转换器。
图14A至图14B示出了根据一些实施例的对以升压配置的混合式转换器的操作。
图15A至图15B示出了根据一些实施例的以升压配置的包括快速开关电感型调节器的混合式转换器。
图16A至图16B示出了根据一些实施例的具有快速开关电感型调节器的混合式转换器的操作。
图17示出了根据一些实施例的能够提供降压和升压电压调节两者的混合式转换器。
图18是根据一些实施例的集成电压调节器的横截面视图。
图19是根据一些实施例的集成电压调节器的横截面视图。
图20是根据一些实施例的具有分立电感器部件的集成电压调节器的横截面视图。
图21是根据一些实施例的具有分立电感器部件的集成电压调节器的横截面视图。
图22是根据一些实施例的在SoC封装中靠近片上系统(SoC)管芯放置的集成电压调节器管芯的横截面视图。
图23是根据一些实施例的在SoC封装中靠近SoC管芯放置的集成电压调节器管芯和分立电感器部件的横截面视图。
图24是根据一些实施例的在印刷电路板(PCB)上靠近SoC封装放置的集成电压调节器管芯或封装的横截面视图。
图25是根据一些实施例的在PCB上靠近SoC封装放置的集成电压调节器管芯和分立电感器部件的横截面视图。
图26是根据一些实施例的在PCB上靠近SoC封装放置的大量小的集成电压调节器管芯的俯视图。
图27是根据一些实施例的在PCB上靠近SoC封装放置的几个大的集成电压调节器管芯的俯视图。
图28示出了根据一些实施例的具有并联开关的快速开关电感型调节器的混合式调节器。
图29示出了根据一些实施例的具有串联开关和并联开关的快速开关电感型调节器的混合式调节器。
图30示出了根据一些实施例的具有并联调节器作为起动电路的混合式调节器。
具体实施方式
在下面的描述中，关于所公开的主题的系统和方法和这样的系统、方法和介质可以操作在其中的环境等阐述许多具体细节以便提供对所公开的主题的充分理解。然而，本领域技术人员将认识到，可以在没有这样的具体细节的情况下实践所公开的主题，并且不详细描述本领域众所周知的某些特征以便避免使所公开的主题复杂化。另外，将理解，下面提供的示例是示例性的，并且预见到，存在处在所公开的主题的范围内的其他系统和方法。
现代电子系统已经被紧密集成为将多个处理核心和异构部件(例如，存储器控制器、硬件加速器)并入在单个芯片内的片上系统(SoC)。SoC的流行加上紧俏的功率预算促使在具体块粒度上控制电压和频率。具体块电压控制能够允许电子系统升高仅仅期望更高性能的(一个或多个)核心的电压。这样的具体块电压控制能够改善功率和/或性能。
然而，动态电压和频率缩放(DVFS)的传统方法已经归因于片外电压调节器的成本和尺寸限制而在粗粒度级别上被执行。此外，传统DVFS方案归因于片外电压调节器的缓慢速度而被限制于在微秒时间尺度上的缓慢电压/频率缩放。在纳秒时间尺度上的更快DVFS能够通过将SoC电压紧密跟踪快速变化的计算需求来节省由SoC消耗的显著更多的功率。
给定片外电压调节器的这些缺陷，已经在构建集成电压调节器(IVR)以减小板尺寸并且实现纳秒时间尺度的每核心DVFS中存在浓厚的兴趣。IVR能够包括各种电压调节器，包括开关调节器和低压差线性调节器。能够减小板尺寸并且能够实现纳秒时间尺度的每核心DVFS的IVR被公开在由本申请的发明人著作的文章中，所述文章包括由Wonyoung Kim等人于2008年2月发表在IEEE INternational Symposium on High-Performance ComputerArchitecture(HPCA)上的题为“System Level Analysis of Fast,Per-Core DVFS usINgOn-Chip SwitchINg Regulators”的文章；由Hanh-Phuc Le等人于2011年9月发表在IEEEJournal of Solid-State Circuits(JSSC)上的题为“Design Techniques for FullyINtegrated Switched-Capacitor DC-DC Converters”的文章；以及由Wonyoung Kim等人于2012年1月发表在IEEE Journal of Solid-State Circuits(JSSC)上的题为“A Fully-INtegrated 3-Level DC/DC Converter for Nanosecond-Scale DVFS”的文章，通过引用方式将其每个全部内容并入本文。
开关调节器能够包括buck调节器。图1A至图1B示出了buck调节器和其操作。如图1A所示，buck调节器100能够包括电感器108和两个开关114、116。Buck调节器100能够通过一组功率开关114、116将电感器108连接到第一电压源VIN 104和第二电压源118。在一些情况下，第二电压源118能够包括接地电压源。功率开关114、116能够使用外部输入而接通和断开。在一些情况下，功率开关114、116能够被控制使得两个开关不同时接通。功率开关114、116能够包括晶体管。晶体管能够包括MOSFET晶体管。例如，开关114能够包括P通道MOSFET晶体管；开关116能够包括N通道MOSFET晶体管。
如图1B所示，随着功率开关114、116在时间段T内接通和断开，电感器VX 102的输入能够在时间段T内在0和VIN之间摇摆。电感器108和电容器120用作随时间对VX 102求平均的低通滤波器，由此创建在调节器输出VOUT 110处的具有小的电压纹波的信号。输出电压VOUT 110能够取决于电感器108耦合到第一电压源VIN 104的时间量和电感器108耦合到第二电压源118的时间量。例如，buck调节器100能够将VOUT 510的电平调节到VIND+(0V)(1-D)，其中，D是VX耦合到VIN的时间的部分，其为0和1之间的数。D还被称为占空比。消耗电流106的输出负载能够是任何类型的电子设备，包括处理器、存储器(DRAM、NAND闪存)、RF芯片、WiFi复合芯片和功率放大器。
buck调节器100的效率η能够被计算为：
其中，PL指示被递送到输出负载106的功率，并且PO指示buck调节器108的输出功率。PL能够被计算如下：PL＝PO-PLOSS，其中，PLOSS包括在电压调节过程期间的功耗量。
与buck调节器100相关联的主要功耗PLOSS之一包括由电感器108的寄生电阻招致的电阻性损耗PR。当buck调节器100通过提供电流112将功率递送到输出负载106时，理想地，buck调节器100将其全部输出功率提供到输出负载106。然而，在实际情形下，buck调节器100在电感器108处内部地耗散其输出功率中的一些。理想地，电感器108具有零电阻。因此，通过电感器108的电流将不耗散任何功率。然而，在实际情形下，电感器108与有限电阻相关联，主要归因于形成电感器108的材料的电阻。该不期望的电感器108的有限电阻称为寄生电阻。该寄生电阻能够招致电阻性功耗，因为寄生电阻能够引发通过电感器108的电流以耗散能量。因此，电阻性功耗能够降低buck调节器100的功率转换效率。
当电流是交流时，则电阻性功耗能够被计算为PR＝IL,RMS 2RL，其中，RL是电感器108的寄生电阻的值，并且IL,RMS是通过电感器108的电流的均方根。IL,RMS能够通过减小电感器电流(IL,PP 120)的峰间纹波而减小。因此，buck调节器100能够通过减小电感器电流IL,PP120的峰间纹波来减小电阻性损耗PR。
存在两种减小电感器电流IL,PP 120的峰间纹波的方式。第一，buck调节器100能够以高频率切换并且减小开关调节器的时间段T。然而，该解决方案能够增大对在开关114、116之间的结122处的寄生电容进行充电和放电消耗的功率。该电容性功耗能够是重大的，因为开关114、116的尺寸能够是大的，这增大了寄生电容，并且因为在VX 102上摇摆的电压是大的。该电容性功耗能够被计算如下：PC＝fCV2，其中，f是buck调节器100切换的频率，C是在结122处的寄生电容的量，并且V是在结122处摇摆的电压。该功耗能够是重大的，因为开关114、116的尺寸是大的，这增大了寄生电容，并且因为VX 102上摇摆的电压是大的。
第二，buck调节器100能够使用具有高电感值的电感器108，由此减小寄生电阻RL。然而，该方法使电感器108很大并且使集成困难。
开关调节器还能够包括开关电容器(SC)调节器。SC调节器能够使用一个或多个电容器代替电感器来将电荷从电源转移到输出负载。SC调节器能够使用将一个或多个电容器耦合到多个电压中的一个/与多个电压中的一个断开连接的功率开关，由此提供为多个电压的加权平均的输出电压。SC调节器能够通过改变其中电容器彼此耦合的配置和顺序来控制输出电压。因为电容器比电感器更容易集成在管芯上或封装上，所以更容易以小尺寸来实施SC IVR。
然而，SC调节器的效率能够在不为输入电压的预定分数的输出电压处退化。例如，SC调节器能够在输入电压的1/2、1/3、2/3、2/5、3/5处实现高效率。然而，相同的SC调节器不能够在输出电压与那些值偏离时提供高效率。这对于操作在连续范围的电压内或以5-10mV步进的电压的范围内的许多SoC而言是个问题。
与SC调节器相关联的挑战中的一些能够通过操作SC调节器以提供在其处SC调节器能够提供高效率的输出电压，并且随后使用buck转换器来调节SC调节器的输出电压来解决。图2A至图2B示出了包括在两级中的SC调节器和buck调节器的功率转换器。图2A包括SC调节器222和buck调节器100。SC调节器222能将输入电压104转换为VTMP 224，其是在其处SC调节器能够提供高效率的输入电压的分数。例如，VTMP 224能够是VIN/N，其中，N是降压比率。buck调节器100能够接收VTMP 224并使用多个功率开关114、116和一个或多个电感器108对其进行调节从而以精细步进提供VOUT 210。图2B示出了调节器中的信号的时序图。
该调节器取决于这样的事实，SC调节器擅长将电压跨预定分数值划分开并且buck调节器擅长以精细步进跨宽广范围的输出电压进行调节。例如，在12V-到-1V降压调节器中，SC调节器222能够在VIN 104处接收12V并且提供1/6降压，由此在VTMP 224处提供2V。随后，buck调节器100能够提供后续调节以将2V调节为1V。由于该调节器将在VX 202摆动的电压减小到VTMP 224，其能够显著小于VIN 104，该调节器能够减小归因于在结122处的寄生电容的电容性功耗。然而，该调节器仍然能够遭受电阻性功耗(IL,RMS 2R损耗)，因为由负载206所需要的总电流量必须流过电感器208。为了减小由电流招致的电阻性损耗，电感器需要具有低电阻，其能够难以在小管芯面积(例如，小覆盖区)中实现。
本公开示出了一种混合式调节器拓扑结构，其能够更容易集成并且能够甚至利用小电感器维持在宽输出和输入电压范围上的高效率。所述混合式调节器拓扑结构能够包括两种类型的调节器：快速开关电感型调节器和降压调节器。快速开关电感型调节器可以包括多个开关和被布置为将源电压的电压电平改变到目标电压的电感器；降压调节器可以包括多个开关和被配置为将源电压的电压电平划分成源电压的M/N分数的多个电容器。所述混合式调节器拓扑结构的所公开的实施例能够通过限制在快速开关电感型调节器中的开关上摇摆的电压来减少快速开关电感型调节器的电容性损耗(CV2f损耗)。所述混合式调节器拓扑结构的所公开的实施例也能够通过以高切换频率操作快速开关电感型调节器并且利用流过电感器的少量电流来减少快速开关电感型调节器的电阻性损耗。该方法能够甚至利用具有低电阻的小电感器来减小快速开关电感型调节器的电阻性损耗。
在一些实施例中，所述混合式调节器拓扑结构的所公开的实施例能够以降压配置被配置：其中混合式调节器的输入电压高于混合式调节器的输出电压的配置。在其他实施例中，所述混合式调节器拓扑结构的所公开的实施例能够以升压配置被配置：其中混合式调节器的输入电压低于混合式调节器的输出电压的配置。
在一些实施例中，所述混合式调节器拓扑结构能够为双向的。在双向的混合式调节器中，混合式调节器的输入电压和输出电压能够被交换(或被倒装)从而以升压方式操作降压混合式调节器或者以降压方式操作升压混合式调节器。例如，输入电压能够被提供到混合式调节器的输出端并且输出电压能够从混合式调节器的输入端被汲取。这样，降压混合式调节能够以升压方式来操作，或者升压混合式调节器能够以降压方式来操作。
图3示出了根据一些实施例的混合式调节器拓扑结构。图3包括混合式调节器300，其包括开关电感型调节器314和降压调节器312。开关电感型调节器314接收多个电压，例如VIN 308和VBOTTOM 310，并且提供作为到降压调节器312的输出VTMP 302，其为多个电压中的两个或更多个的加权平均。降压调节器312能够随后将VTMP 302降压到期望输出电压304。在一些实施例中，降压调节器312能够包括N:M调节器，例如开关电容型调节器。N:M调节器被配置为将接收到的电压VTMP减小到M/N的分数：N:M的一些示例包括1:1、2:1、3:1、3:2、4:1、4:3、5:1、5:2、5:3、5:4、6:5、7:1、7:2、7:3、7:4、7:5、7:6或任何其他适当的分数。
在一些实施例中，开关电感型调节器314和降压调节器312能够以相同的切换频率(例如，开关电感型调节器314和降压调节器312中的开关被控制的频率)操作。在其他实施例中，开关电感型调节器314和降压调节器312能够以两种不同的切换频率操作。开关电感型调节器314和降压调节器312的操作频率能够基于输入时钟信号来确定。在一些情况下，针对开关电感型调节器314和降压调节器312的输入时钟信号能够从外部时钟源来接收；在其他情况下，针对开关电感型调节器314和降压调节器312的输入时钟信号能够通过与开关电感型调节器314和降压调节器312集成在相同的芯片上的锁相回路(PLL)来生成。在一些示例中，PLL能够生成具有不同频率的两个或更多个时钟信号。
在一些实施例中，开关电感型调节器314能够包括快速开关电感型调节器。在常规开关电感型调节器314中，VBOTTOM 310被连结到接地信号(0V)。然而，在快速开关电感型调节器中，VBOTTOM 31被设定为非零。例如，在快速开关电感型调节器中，VBOTTOM 31被设定为大于0V。
在一些实施例中，快速开关电感型调节器314能够包括快速buck调节器。图4示出了根据一些实施例的具有快速buck调节器的混合式调节器。快速buck调节器能够在VIN 308和VBOTTOM 31之间操作，并且快速buck调节器能够耦合到N:M调节器412。
混合式调节器400能够通过快速buck调节器的电感器108减小电阻性损耗(IL,RMS 2R损耗)，由此改善电压转换效率。因为N:M调节器被配置为将输入电压VTMP 302降压所以VTMP 302多半大于VOUT。假设N:M调节器的效率是高的，则由输出负载抽取的功率大致等效于由N:M调节器抽取的功率，其转而等于由快速buck调节器提供的功率。因此，基于众所周知的功率等式：功率等于电压乘以电流(P＝VI)，由快速buck调节器314提供的电流IL 112大致为其中，ILOAD 316是在输出负载处抽取的电流。由于M常常小于N，所以快速buck调节器314仅仅需要将ILOAD的分数提供到N:M调节器。因此，该调节器拓扑结构能够通过电感器的电阻性损耗(IL,RMS 2R损耗)减小到大致(M/N)2。另外，电阻性损耗的减小随着转换比率(M:N比率)变得更大而变得更大。电阻性损耗减小通过功率等于电压乘以电流(P＝VI)的观察来实现。当固定量的功率被递送时，期望提供具有高电压的功率，其允许递送仅仅少量电流。
混合式调节器400还能够减小快速开关电感型调节器314的电容性功耗(CV2f损耗)。具体地，电容性损耗(CV2f损耗)能够通过控制VBOTTOM 310来减小。例如，VBOTTOM 310能够是在0V和VIN 308之间的任何值。由于电容性损耗能够通过减小跨开关摆动的电压来减小，电容性损耗(CV2f损耗)能够通过增大VBOTTOM 310来减小(只要有可能)。
在一些实施例中，当VBOTTOM 310显著小于VIN 308时，则跨开关114、116的电压能够是大的。为了解决跨开关114、116的大的电压，使用能够承受跨终端的大电压的晶体管来形成开关114、116。例如，能够使用诸如厚氧化物MOSFET晶体管的厚氧化物晶体管来形成开关114、116。在其他示例中，能够使用氮化镓(GaN)晶体管或任何其他适当的晶体管或晶体管的组合来形成开关114、116。
在其他实施例中，当VBOTTOM 310不显著小于VIN 308时，能够使用诸如薄氧化物MOSFET晶体管的常规薄氧化物晶体管来形成开关114、116。
在一些实施例中，混合式调节器400中的快速开关电感型调节器还能够包括具有两个相或更多个相的多相快速buck调节器。多相快速buck调节器能够包括在单个时间段T内以时间交错的方式操作的多个并行的快速buck调节器。例如，3相快速buck调节器能够包括三组开关和电感器，每个操作0度、120度、240度异相。
在一些实施例中，被提供到快速开关电感型调节器的VBOTTOM 310能够基于降压调节器的输出电压。图5A至图5D示出了根据一些实施例的其中基于降压调节器的输出电压来生成针对快速buck调节器的VBOTTOM 310的混合式调节器。混合式调节器500包括快速开关电感型调节器和N:M调节器312。图5A示出了其中快速开关电感型调节器包括快速buck调节器的实施例，但是快速开关电感型调节器还能够包括其他类型的快速开关电感型调节器。快速buck调节器被配置为接收VIN 308和VBOTTOM 310并且被配置为将VTMP 302提供到N:M调节器312。随后，N:M调节器312能够将VTMP 302降压以提供VOUT 304。
在一些实施例中，VBOTTOM 310能够基于输出电压VOUT 304。具体地，VBOTTOM310能够被设定为VIN-VOUT。混合式调节器500能够使用电平移位转换器520来生成VBOTTOM 310。在一些实施例中，电平移位转换器520能够包括快速电容器(CLS)522和多个开关524-530。
电平移位转换器520能够通过一次接通开关524-530中的两个来提供VIN-VOUT作为VBOTTOM 310。例如，如图5B所示，在时间t0,混合式调节器500能够通过接通开关524、526并且断开开关528、530将快速电容器522提供为与输出负载并联，被示出为CLS_0522。这将快速电容器522充电到VOUT 304。在时间t1，其是在t0之后的预定时间，如图5C所示，混合式调节器500能够通过断开开关524、526并且接通开关528、530将快速电容器522提供为与快速buck调节器并联，被示出为CLS_1522-1。通过将具有正电荷的板提供到VIN 304并且将具有负电荷的板提供到VBOTTOM 310，VBOTTOM 310能够被设定为VIN-VOUT。图5D示出了图5A的混合式调节器中的信号的时序图。图5D示出了内部节点VX 102在VIN 304和VIN-VOUT之间摇摆。VX 102随后被电感器低通滤波以生成VTMP 302，其进一步被降压调节器312降压以生成VOUT 304。
在一些实施例中，其中快速电容器522在两个位置CLS_0522-0和CLS_1522-1之间切换的时间段能够等同于快速buck调节器中的开关接通和断开的时间段。在一些情况下，快速电容器522能够与接通和断开快速buck调节器中的开关同步地在两个位置CLS_0522-0和CLS_ 1522-1之间切换。例如，当开关114被接通并且开关116被断开时，快速电容器522能够被提供在CLS_0522-0处；当开关114被断开并且开关116被接通时，快速电容器522能够被提供在CLS_1522-1处。在其他实施例中，其中快速电容器522在两个位置CLS_0522-0和CLS_1522-1之间切换的时间段能够等同于其中快速buck调节器中的开关接通和断开的时间段的整数倍。
在一些实施例中，快速电容器522能够具有高电容值。例如，快速电容器522的电容值能够是在0.1-100nF之间，或是任何其他适当的电容值。高电容快速电容器522能够阻止跨快速电容器522的电压(并且因此跨速buck调节器的电压)显著地随时间变化。
在一些实施例中，混合式调节器500的电平移位转换器能够包括分开的buck转换器。在其他实施例中，电平移位转换器能够包括具有两相或多相的多相转换器，其中，多个快速电容器以交错的方式操作。
在一些实施例中，混合式调节器的快速buck调节器的输入端和输出端能够被倒装。这样的快速buck调节器能够被称为倒装的快速buck调节器。倒装的快速buck调节器还能够被称为快速开关电感型调节器，因为其具有沿着垂直轴被倒装的快速buck调节器的拓扑结构。尽管这种新的拓扑结构被称为快速开关电感型调节器，但是这种快速开关电感型调节器的功率分布机制能够显著不同于常规快速buck调节器，如下面讨论的。
图6A至图6B示出了根据一些实施例的具有快速开关电感型调节器的混合式调节器。混合式调节器600能够包括快速开关电感型调节器614，其耦合到N:M调节器312。快速开关电感型调节器614能够包括倒装的快速buck调节器，其包括电感器608和多个开关616、618。不同于常规快速buck调节器，倒装的快速buck调节器614经由电感器608耦合到VIN308，并且将两个电压VN:M_TOP620和VN:M_BOTTOM 622提供到N:M调节器312。随后，N:M调节器312能够使用VN:M_TOP 620和VN:M_BOTTOM 622来生成输出电压VOUT 304。
在快速开关电感型调节器614中，输入电压VIN 308等同于被提供到N:M调节器的两个电压：VN:M_TOP 620和VN:M_BOTTOM 622的加权平均。这不同于先前实施例，因为快速开关电感型调节器跨示出的垂直轴被倒装并且用于为输出的节点现在耦合到VIN 308，其能够为固定电压。
快速开关电感型调节器614能够被配置为使得耦合到电感器608的输入电压VIN308等同于VN:M_TOPD+VN:M_BOTTOM(1-D)，其中，D是其中VX 602耦合到VN:M_TOP的占空比，为在0和1之间的数。由于VIN是固定的，所述VN:M_TOP 620和VN:M_BOTTOM 622被配置为取决于VX 602保持耦合到VN:M_TOP 620多久以及VX602保持耦合到VN:M_BOTTOM 622多久而变化。图6B示出了图6A的混合式调节器中的信号的时序图。图6B示出了耦合到电感器608的输入电压VIN 308是固定电压。该固定输入电压VIN 308用于生成两个分开的电压，VN:M_TOP 620和VN:M_BOTTOM 622，其也是固定电压。内部节点VX 602在D的占空比在VN:M_TOP620和VN:M_BOTTOM 622之间切换。降压调节器312使用VN:M_TOP 620和VN:M_BOTTOM622作为两个输入以生成输出电压VOUT 304。
图7A至图7B示出了根据一些实施例的具有快速开关电感型调节器的混合式调节器的示例性实施例。图7A示出了具有包括电感器708的快速开关电感型调节器714的混合式调节器700。图7A还包括第一组开关716和第二组开关718。第一组开关716和第二组开关718中的每个开关能够将VN:M_TOP 620和VN:M_BOTTOM 622耦合到降压调节器712的输入节点或接地点(0V)中的一个。
降压调节器712能够包括多个N:M调节器。例如，在图7A中，降压调节器712包括1:1调节器、2:1调节器、3:1调节器、4:1调节器和5:1调节器。在一些实施例中，这些N:M调节器(5:1、4:1、3:1、2:1、1:1)能够被实施为分开的调节器。在其他实施例中，这些N:M调节器(5:1、4:1、3:1、2:1、1:1)能够被实施为共享开关和电容器的单个可配置的SC调节器。在另外的其他实施例中，这些N:M调节器中的两个或更多个能够被实施为单个可配置的SC调节器，并且这些N:M调节器中的剩余的调节器能够被实施为分开的调节器。
降压调节器712能够包括多个输入节点，每个耦合到降压调节器712中的N:M调节器中的一个。例如，在图7A中，降压调节器712包括5个输入节点：VSC_5:1、VSC_4:1、VSC_3:1、VSC_2:1、VSC_1:1。降压调节器712还包括输出节点，其提供N:M调节器中的一个的输出电压。
第一组开关716和第二组开关718能够以时分复用的方式来操作。例如，在一个时间点处，第一组开关716中没有一个或第一组开关716中的一个能够被接通。类似地，在一个时间点处，第二组开关718中没有一个或第二组开关718中的一个能够被接通。当第一组开关716中的一个能够被接通时，则第二组开关718中没有一个被接通；当第一组开关716中没有一个能够被接通时，则第二组开关718中的一个被接通。如图7B所述，718中的一个开关和716中的一个开关能够接通和断开以在VX 702创建方形波。
在一些实施例中，其中VN:M_TOP 720和VN:M_BOTTOM 722耦合到VX 702的持续时间能够被控制以控制VOUT 704。例如，假设VIN是3.7V，其是典型的锂离子电池电压；VN:M_TOP 720经由第二组开关718耦合到VSC_4:1；VN:M_BOTTOM 722经由第二组开关716耦合到VSC_3:1；并且目标VOUT 704是1V。由于VOUT是1V，所以VSC_4:1是4V VSC_3:1是3V。由于VIN等于VN:M_TOPD+VN:M_BOTTOM(1-D)并且VIN是3.7V并且VN:M_TOP和VN:M_BOTTOM分别耦合到VSC_4:1(4V)和VSC_3:1(3V)，快速开关电感型调节器的占空比(D)应当为0.7。换言之，快速开关电感型调节器能够在70％的时间耦合到VSC_4:1并且在剩余30％的时间耦合到VSC_3:1。作为另一示例，如果目标电压VOUT 704改变为0.95V，则VN:M_TOP和VN:M_BOTTOM能够保持分别耦合到VSC_4:1(3.8V)和VSC_3:1(2.85V)，但是D能够改变为0.89。该D是根据公式3.7＝3.8D+2.85(1-D)导出的，该公式来自于VIN＝VN:M_ TOPD+VN:M_BOTTOM(1-D)。作为另一示例，如果目标电压VOUT 704改变为0.9V，则VN:M_TOP和VN:M_BOTTOM能够分别耦合到VSC_5:1(4.5V)和VSC_4:1(3.6V)，并且D能够改变为0.11。图7B示出了混合式调节器中的信号的时序图。在图7B中，第一组开关716中的一个被配置为将VSC_3:1耦合到VN:M_BOTTOM，并且第二组开关718中的一个被配置为将VSC_4:1耦合到VN:M_TOP。如图6B所示，VSC_3:1和VSC_4:1能够被占空以生成VOUT 704。
在一些实施例中，第一组开关716和第二组开关718能够是快速开关电感型调节器的一部分。在其他实施例中，第一组开关716和第二组开关718能够是降压调节器712的一部分。例如，降压调节器712能够确定第一组开关716和第二组开关718中的开关中的哪个能够耦合到VN:M_TOP和VN:M_BOTTOM，并且快速开关电感型调节器能够确定D(占空比)的值。
图7A中示出的实施例能够减小与电感器708相关联的寄生电容和寄生电阻。图8A至图8B示出了根据一些实施例的电感器如何能够耦合到混合式调节器。图8A示出了电感器如何能够耦合到芯片的两个或更多个内部节点；图8B示出了电感器如何能够耦合到芯片的一个内部节点。在一些实施例中，电感器能够被实施在与电压调节器相同的管芯上，但是在不同的金属层上。在这种情况下，垫806、808能够经由通孔来实施。在一些实施例中，电感器能够被实施在与电压调节器不同的管芯上或者为被放置在外部的分立部件。在这种情况下，垫806、808能够被实施为电压调节器管芯上的常规垫。在任一类型的实施例中，存在由于寄生电容和/或寄生电感而与垫806、808相关联的寄生损耗。
在图3至图5中示出的实施例中，电感器耦合到混合式调节器的两个内部节点。例如，混合式调节器的buck调节器/快速buck调节器中的电感器耦合到混合式调节器的两个内部节点。在这种情况下，buck调节器/快速buck调节器的输出电流能够通过806流出、通过电感器804，并且之后通过808流回。因此，混合式调节器受两个垫806、808的寄生损耗影响。
与此相反，在图6至图7中示出的实施例中，电感器耦合到混合式调节器的仅仅一个内部节点。例如，快速开关电感型调节器中的电感器耦合到VIN 814和混合式调节器的内部节点。在这种情况下，快速开关电感型调节器的电流能够流过电感器812并且通过816流入到电压调节器管芯中。因此，电流流过垫806、808中的仅仅一个，其能够减小寄生损耗。
在图3至图7中示出的实施例中，所有N:M调节器能够包括快速开关电感器或开关电容器或这两者的混合，包括将一个或多个电容器或一个或多个电感器连接/断开连接的一个或多个开关。N:M调节器还能够是可配置的调节器结构，其动态地改变为不同的转换比率(例如，(N-1):M(N-2):M，N:(M-1)，N:(M-2)，(N-1):(M-1)等等)。快速开关电感型调节器中的电感器的典型电感能够处在从100皮亨利到1微亨利的范围，并且快速开关电感型调节器中的功率开关能够通常具有1000到100000的宽度/(最小长度)值。例如，在90nm工艺技术中，功率开关宽度通常处在从100um到10mm的范围。开关频率通常处在从10MHz到500MHz的范围。
如以上所示，N:M调节器能够使用SC调节器来实施。在一些情况下，SC调节器可能不能够将输入电压VTMP降压到相反，SC调节器能够提供作为VOUT，其中，VDELTA是小的值。例如，在90nm工艺中，VDELTA处在0到200mV的范围中。在一些情况下，VDELTA能够由于SC调节器的非理想特性而存在。例如，非理想特性能够包括寄生电容。然而，时间VDELTA常常与输出电压相比较是相当小的。在一些情况下，当时，SC调节器的效率能够是最高的。
在一些实施例中，图3至图7中公开的混合式调节器能够使用反馈系统来控制。反馈系统能够基本上实时确定混合式调节器的输出电压是否是在距目标输出电压的可容忍误差范围内。
在一些实施例中，反馈系统能够包括多个反馈系统。图9示出了根据一些实施例的具有多个反馈系统的混合式调节器。图9包括如图3所述的两级混合式调节器。图9还包括第一反馈回路928和第二反馈回路930。第一反馈回路928被配置为控制降压调节器312，并且第二反馈回路930被配置为控制快速开关电感型调节器314。
第一反馈回路928和第二反馈回路930被配置为彼此协作使得降压调节器312能够操作接近其高效率范围。如以上讨论的，当输出电压VOUT接近A时，SC调节器的效率能够是最高的。因此，第一反馈回路928被配置为操作降压调节器312使得输出电压VOUT接近同时，第二反馈回路930被配置为操作快速开关电感型调节器314使得输出电压VOUT接近目标电压。
在某种意义上，第一反馈回路928是操作SC调节器从而以高效率操作的慢回路，并且第二反馈回路930是对负载波动做出快速反应的快回路，使得VOUT保持接近VREF。数字框908920能够使用包括Verilog、VHDL和Bluespec的硬件编程语言来合成。
例如，假设VIN＝3.7V；目标VOUT是1V(VREF等于1V)；并且降压调节器312是3:1SC调节器。在这种情况下，当VTMP/VOUT接近3时，SC调节器具有高效率。然而，VTMP/VOUT能够仅仅在理想状况下等于3，并且在非理想状况下，存在在VOUT电压中的小电压降VDELTA。因此，当VOUT接近VTMP/3-VDELTA时，SC调节器具有高效率。
为了提高降压调节器312的效率，第一反馈系统928能够控制降压调节器312来提供接近VTMP/3-VDELTA的电压作为输出电压VOUT 304。为此，第一反馈系统928能够使用对VTMP/3-VDELTA和VOUT进行比较的比较器910并将比较结果发送到数字框908。比较结果能够包括二元信号，指示VOUT是否大于VTMP/3-VDELTA。随后，第一反馈系统928的数字框908能够生成控制SC调节器914的功率开关的信号906，使得VOUT是在距VTMP/3-VDELTA的可容忍误差范围内。
在一些实施例中，第二反馈回路930能够使用关于降压调节器312的信息来控制快速开关电感型调节器314。例如，假设VDELTA是0.1V，VTMP能够为3.3V，使得VOUT接近1V的目标值。因此，第二反馈回路930能够将VTMP设定为3.3V。
第二反馈回路928能够使用比较器926将VTMP设定为3.3V。比较器926能够将VREF(1V)和VOUT进行比较并将比较结果发送到数字框920。随后，数字框920能够控制快速开关电感型调节器314的占空比，使得VOUT接近期望值，在这种情况下，为1V。该反馈机制能够自动地将VTMP设定接近3.3V。
使用这两个回路，降压调节器能够通过将VOUT设定接近VTMP/3-VDELTA来以高效率操作，并且快速开关电感型调节器314能够设定其占空比以生成合适的VTMP使得VOUT接近目标值。
图10示出了根据一些实施例的含有具有不同配置的多个反馈系统的混合式调节器。图10包括第一反馈回路1028和第二反馈回路1030。第一反馈回路1028被配置为控制降压调节器312，并且第二反馈回路1030被配置为控制快速开关电感型调节器314。
图10中示出的实施例基本上类似于图9中的实施例。差别在于第一反馈回路1028是对负载波动快速做出反应的快回路使得VOUT保持接近VREF，然而第二反馈回路1030是操作SC调节器从而以高效率操作的慢回路。
在一些实施例中，数字框908、920、1008、1020能够使用硬件编程语言来合成。硬件编程语言能够包括Verilog、VHDL、Bluespec或任何其他适当的硬件编程语言。在其他实施例中，数字框908、920、1008、1020能够被手动设计并且能够被手动布局在芯片上。
混合式调节器能够使用根据图9或图10的实施例的反馈系统，取决于由其各自的开关频率限制的最大控制带宽。当快速开关电感型调节器314的最大控制带宽高于降压调节器312的最大控制带宽时，根据图9的实施例的反馈系统能够允许混合式调节器具有较高回路带宽，由此允许混合式调节器对输出电压304中的任何波动快速做出回应。当降压调节器312的最大控制带宽高于快速开关电感型调节器314的最大控制带宽时，图10的反馈系统允许完整系统具有较高回路带宽。
在一些实施例中，混合式调节器能够包括能够解决快速开关电感型调节器的死区的死区反馈系统。为简单起见，死区反馈系统参考图5的混合式调节器来示出，但是该死区反馈系统能够被用于所公开的混合式调节器中的任何。
快速开关电感型调节器的死区是指不能够由快速开关电感型调节器生成的电压的范围。例如，在图5中，快速开关电感型调节器应当能够通过改变在0和1之间的占空比D来生成在VIN 308和VBOTTOM 310之间的所有电压。然而，由于效率原因，占空比D常常被限制为0.05和0.95。因此，在VBOTTOM和VBOTTOM+0.05(VIN-VBOTTOM)之间的电压以及电压VBOTTOM+0.95(VIN-VBOTTOM)和VIN不能够被生成。
该死区能够潜在地具有在混合式调节器的性能中的影响，因为在具有死区的情况下，混合式调节器可能不能够生成在感兴趣范围内的所有期望电压。下面利用示例来描述该问题。
假设VIN是3.7V，其是典型的锂离子电池电压；目标VOUT 504是1.15V；并且降压调节器是3:1SC调节器。假设快速开关电感型调节器的占空比是D，则VTMP＝VIND+(VIN-VOUT)(1-D)＝VIN-VOUT(1-D)。3:1SC调节器可能不具有精确地为3:1的转换比率，但是相反能够由于在VOUT上的轻微电压降而具有稍微更高的转换比率。因此，3:1SC调节器的转换比率是3+NDELTA，其中，NDELTA是约为0.1的数。由于VTMP＝(3+NDELTA)VOUT，组合以上公式VIN-VOUT(1-D)＝(3+NDELTA)VOUT，其得到VIN＝(4-D+NDELTA)VOUT或者VIN/(4-D+NDELTA)＝VOUT。由于D是在0和1之间的数，所以该调节器能够将VOUT设定为在当D＝0时的VIN/(4+NDELTA)和当D＝1时的VIN/(3+NDELTA)之间的值。相反，如果降压调节器是4:1SC调节器，则该公式变成VIN/(5-D+NDELTA)＝VOUT，并且调节器能够将VOUT设定为在当D＝0时的VIN/(5+NDELTA)和当D＝1时的VIN/(4+NDELTA)之间的值。
如图11所述，通过改变降压调节器的转换比率和快速开关电感型调节器的占空比，该调节器能够将VOUT设定为宽广范围的电压。然而，在非理想情况下，快速开关电感型调节器的占空比不能够是非常高或非常低的，因此较现实的范围将是接近0.05到0.95而非0到1，如图12所述。由于快速开关电感型调节器的占空比具有从0到0.05和从0.95到1的死区，所以存在VOUT不能够被设定的一些值。
为了克服该问题，当期望在死区中操作快速开关电感型调节器312时，降压调节器314能够通过调节NDELTA来执行调节。例如，当第2级是4:1SC调节器时，调节器能够将VOUT设定为在VIN/4.95(D＝0.05)和VIN/4.05(D＝0.95)之间的值。为了将VOUT设定为从VIN/5到VIN/4.95的值，NDELTA能够是在0和0.05的某处。为了将VOUT设定为从VIN/4.05到VIN/4的值，SC调节器应当改变为3:1转换比率并且将NDELTA设定为在0.05和0.1的某处。
在一些实施例中，降压调节器314能够通过控制针对输出电压VOUT 304的电压降的量来修改NDELTA。降压调节器314能够使用可编程电子部件来控制针对输出电压VOUT 304的电压降的量。在一些实施例中，可编程电子部件能够包括可编程电阻器库。降压调节器314能够在降压调节器的输出节点处提供可编程电阻器库并且控制可编程电阻器库的电阻来控制NDELTA。电阻器库中的一个或多个电阻器能够使用由金属聚硅或硅层制成的物理电阻器来实施。硅层能够包括N型扩散层或P型扩散层。电阻器库中的一个或多个电阻器能够使用电阻器来实施，因为它们具有在源极端和漏极端之间的可控制的电阻。
在其他实施例中，用于控制针对输出电压VOUT 304的电压降的量的可编程电子部件能够包括电流源和晶体管。电流源能够被配置为将预定量的电流提供到晶体管，使得能够在晶体管两端引发预定电压降。
在一些实施例中，可编程电子部件中的电流源能够是可编程的。在一些情况下，可编程电流源能够使用多个电流源单元来实施。可编程电流源能够被编程以通过接通期望数量的电流源同时使剩余的电流源断开来提供预定量的电流。在一些情况下，电流源能够使用晶体管来实施。例如，晶体管的栅极电压能够被控制以调节流过源极端和漏极端的电流量。在一些实施例中，可编程电流源能够使用数模转换器(DAC)来实施。
在一些实施例中，可编程电子部件中的晶体管还能够是可编程的。具体地，晶体管能够被编程以提供期望宽度和/或长度。这样的晶体管能够被称为可编程晶体管。可编程晶体管能够使用具有预定宽度/长度的多个晶体管单元来实施。例如，可编程晶体管能够包括以并联方式被布置的多个晶体管单元。可编程晶体管的宽度和/或长度能够通过接通期望数量的晶体管单元同时使剩余的晶体管单元断开来控制。
在一些实施例中，混合式转换器能够以降压配置操作。例如，如图3所示，混合式转换器的输出电压能够低于混合式转换器的输入电压。在其他实施例中，混合式转换器能够以升压配置操作。混合式转换器的升压配置能够简单地通过交换或倒装混合式转换器的输出端和输入端来实现。
图13示出了根据一些实施例的以升压配置的混合式转换器。以升压配置的混合式转换器1300的操作类似于对图3中的以降压配置的混合式转换器300的操作，除了VIN 308和VOUT 304的位置被交换，并且VIN 1302低于VOUT 1310。
例如，混合式转换器1300被配置为在降压调节器312输出节点处接收输入电压。因为降压调节器312的输入节点和输出节点已经在该配置中被倒装，所以降压调节器312实际上用作升压调节器。因此，降压调节器312被配置为提供升压电压信号VTMP 1304和电流IL1306。快速开关电感型调节器314能够在其输出接收升压电压信号VTMP 1304和电流IL1306，并且提供作为底电压VBOTTOM 1308的函数的升压输出电压VOUT 1310，以及输出电流ILOAD 1312。
图14A至图14B示出了根据一些实施例的对以升压配置的混合式转换器的操作。图14A示出了其中混合式调节器1400中的快速开关电感型调节器314是快速buck调节器的情形。在这种情况下，中间电压VX 1402在输出电压VOUT1310和底电压VBOTTOM 1308之间交替，取决于开关114、116中的哪个被接通。在一些实施例中，用于控制图14A中的部件的控制信号能够基本上类似于用于控制图4中的部件的控制信号。如图14B的时序图1404中示出的，因为混合式转换器是以升压配置的，则输出电压VOUT 1310高于输入电压VIN 1302。
在一些实施例中，混合式转换器1300、1400能够以基本上类似于混合式转换器300、400如何结合如图5A至图5C中示出的电平移位调节器520来使用的方式结合电平移位调节器来使用。在一些实施例中，混合式转换器1300、1400能够以混合式转换器300、400能够结合如图9至图10中示出的一个或多个反馈控制回路928、930、1028、1030来使用的方式结合一个或多个反馈控制回路来使用。在一些情况下，一个或多个反馈控制回路还能够实施如结合图11至图12示出的死区识别控制机制。
在一些实施例中，包括快速开关电感型调节器的混合式转换器还能够以升压配置来配置。图15A至图15B示出了根据一些实施例的以升压配置的包括快速开关电感型调节器的混合式转换器。对以升压配置的混合式转换器1500的操作类似于对图5中的以降压配置的混合式转换器500的操作，除了VIN 1502和VOUT 1516的位置被交换并且VIN 1502低于VOUT1516。
例如，混合式转换器1500被配置为在降压调节器312的输出节点处接收输入电压VIN 1502。因为降压调节器312的输入节点和输出节点已经在该配置中被倒装，所以降压调节器312实际上用作升压调节器。当降压调节器312具有多个输入电压端时，每个端被配置为接收由不同比例降压的电压信号，并且降压调节器312被配置为提供两个或更多个升压电压信号VN:M_TOP 1508和VN:M_BOTTOM 1510。
两个或更多个升压电压信号1508、1510能够被提供到快速开关电感型调节器614中的两个或更多个开关615、618，使得两个或更多个开关615、618能够以时分复用的方式将两个或更多个升压电压信号1508、1510中的一个提供到电感器608。这在电感器608的第一节点处生成中间电压VX 1512和负载电流IL1514。电感器能够使中间电压VX 1512平滑以提供输出电压VOUT 1516和输出电流IOUT 1518。图15B示出了两个或更多个升压电压信号1508、1510、中间电压VX 1512和输出电压VOUT 1516的时序图。
图16A至图16B示出了根据一些实施例的对具有快速开关电感型调节器的混合式调节器的操作。图16A示出了其中混合式调节器1500包括具有电感器608的快速开关电感型调节器714的情形。在这种情况下，用于控制图16A中的部件的控制信号能够基本上类似于用于控制图7中的部件的控制信号。如图16B的时序图1602所示，因为混合式转换器1500是以升压配置的，所以输出电压VOUT 1516高于输入电压VIN 1502。
在一些实施例中，以升压配置的混合式转换器1300、1400、1500、1600能够被用在各种应用中。在移动手持设备中，输入电压1302、1502能够为提供在2.8V到4.3V电压范围内的电压信号的锂离子(锂离子)电池，并且负载ILOAD 706能够用于驱动显示背光、相机闪光灯和一个或多个有机发光二极管(OLED)显示器中的一个或多个。这些负载中的一些可以使用高于锂离子电池电压的电压。因此，以升压配置的混合式转换器1300、1400、1500、1600能够在为这些负载中的一些提供电压和电流信号中有用。
在一些实施例中，混合式转换器能够以降压或升压配置来配置，而不必须倒装输入电压端和输出电压端。图17示出了根据一些实施例的提供降压和升压电压调节两者的混合式转换器。混合式转换器1700类似于混合式转换器600。在混合式转换器1700和混合式转换器600之间的差别在于混合式转换器1700包括能够提供对电压信号的升压和降压配置两者的降压/升压转换器1702。降压/升压转换器1702能够包括每个能够提供低于或高于VIN308的输出电压信号的多个输出端。耦合到降压/升压转换器1702的开关矩阵1704能够用作复用器，其被配置为选择多个输出端中的要耦合到混合式转换器1700的负载的一个，由此提供最终输出电压VOUT 304。因此，最终输出电压VOUT 304能够比输入电压VIN 308低(降压)或高(升压)，取决于开关1704的配置。
在一些实施例中，降压/升压转换器1702能够包括一个或多个开关电容型调节器，其被配置为提供不同的电压增益设置。一个或多个开关电容型调节器能够被配置为提供由一个或多个开关电容型调节器接收的电压信号中的电压的预定增加(或增益)或预定减少(或减小)。因此，降压/升压转换器1702能够能够被配置为适应一个或多个不同的电压增益设置。
在一些实施例中，降压/升压转换器1702中的一个或多个开关电容型调节器的输入端能够使用专用开关组耦合到电感器608。例如，降压/升压转换器1702中的一个或多个开关电容型调节器的输入端能够使用如图7A中示出的多个开关716、718耦合到电感器608。
在一些实施例中，混合式转换器1700能够以基本上类似于混合式转换器300、400能够如何结合如图5A至图5C所示的电平移位调节器520来使用的方式结合电平移位调节器来使用。在一些实施例中，混合式转换器1700能够以基本上类似于混合式转换器300、400能够如何结合如图9至图10所示的一个或多个反馈控制回路928、930、1028、1030来使用的方式结合一个或多个反馈控制回路来使用。在一些情况下，一个或多个反馈控制回路还能够实施如结合图11至图12所示的死区识别控制机制。
在一些实施例中，混合式转换器1700能够以反向配置(例如，混合式转换器1700的输入端和输出端被切换)操作。混合式转换器1700的操作方向能够灵活地被修改以适应各种类型的输入电压源和耦合到混合式转换器1700的输入端和输出端的输出负载。
所公开的混合式转换器的各种实施例能够用作电池操作的设备中的电池充电器。例如，混合式转换器的输出节点能够耦合到电池，使得混合式转换器的输出电压和输出电流用于对电池进行充电。混合式转换器能够尤其在对手持设备中的电池进行充电中有用。诸如智能电话的手持设备能够使用被配置为提供在大约2.8V到4.3V的范围内的电压输出的锂离子(锂离子)电池，取决于电池是否被充电(例如，当完全充电时为4.3V，当完全放电时为2.8V)。手持设备中的锂离子电池能够使用通用串行总线(USB)来充电。USB电力线的当前版本使用5V(并且USB的未来版本可能使用甚至更高的电压)，其高于锂离子电池的电压输出。因此，来自USB电力线的电压应当在其能够被用于对锂离子电池进行充电之前被降压。为此，混合式转换器能够被配置为接收来自USB的电力线电压和电流并将电力线电压和电流的降压版本提供到锂离子电池，使得能够基于来自USB的电压和电流来对锂离子电池进行充电。
在一些实施例中，其中使用USB电力线对电池进行充电的上述标识配置能够反过来用作移动USB(OTG),其中，第一设备中的电池能够通过USB将功率递送到第二设备以对第二设备进行充电。在该情形下，第一设备中的电池被配置为通过USB将电流递送到第二设备中的电池。尽管第一设备中的电池的输出电压可以低于USB电力线电压，但是混合式转换器能够以升压配置来操作以将电池的输出电压升压到USB电力线的输出电压。这样，第一设备中的电池能够通过USB电力线对第二设备中的电池进行充电。
在一些情况下，混合式调节器能够通过使用合适的制造工艺和集成方法来实现例如在功率转换效率、功率密度和控制回路带宽方面的高性能。
在一些实施例中，合适的制造工艺技术能够改善混合式调节器中的无源部件的质量。具体地，合适的制造工艺技术能够增大电容器的电容密度并且还减小混合式调节器中的电容器的寄生电容。此外，合适的制造工艺能够允许使用具有非常低的寄生电阻的厚金属来制造电感器。高电容密度电容器和低电阻电感器两者能够改善IVR的功率密度(例如，功率转移能力)和功率转移效率。
在一些实施例中，混合式调节器的一个或多个框能够被实施在DRAM工艺中，DRAM工艺中允许制造常常被使用在DRAM电芯中的高密度电容器。混合式调节器还能够利用其具有在大约在3-10μm的范围中的厚度、具有低片电阻的超厚金属来实施高质量的片上螺旋电感器。
在一些情况下，混合式调节器的性能能够取决于其如何与其他芯片或系统一起集成。例如，包括电感器和电容器的无源部件以及功率分布网络(例如，功率网格)的实施能够受制于在无源部件的质量(例如，电容器的电容密度和电感器的寄生电阻)和IVR芯片的尺寸之间的权衡、实现IVR芯片的电路板和/或实现IVR芯片的电子系统。例如，无源部件的完全继承可以允许具有小形式因素(例如小尺寸)的IVR系统，但是以与封装上IVR系统中的无源部件或被实现为片外部件的无源部件相比较更低质量的无源部件为代价。
在一些实施例中，混合式调节器能够被实施为集成调节器，在集成调节器中，所有部件被集成在单个管芯上。图18示出了根据一些实施例的集成调节器。管芯1800能够在管芯1800的包括前段制程(FEOL)层和薄金属层的上金属层中包括开关、反馈控制电路和电容器，同时管芯1800能够在适应更厚金属的较低金属层中包括一个或多个电感器。FEOL层包括集成芯片(IC)中的底层中的一个，其中，各个有源和无源设备(晶体管、电容器、电阻器、等等)被样式化。图18示出了其中管芯1800针对倒装芯片封装被倒装的倒装芯片封装实施方式。然而，管芯1800也能够被封装在是直立封装中。管芯1800能够经由焊接剂1804耦合到印刷电路板(PCB)。上层能够通过诸如通孔和金属的一组互连件耦合到较低层。
在一些实施例中，混合式调节器能够被实施为集成调节器，在集成调节器中，所有部件被集成在单个管芯上，但是以与图18相比较不同的配置。图19示出了根据一些实施例的集成调节器。管芯1900能够在包括前段制程层和薄金属层的上金属层中包括开关和反馈控制电路，同时管芯1900能够在具有对于更密集的电容器必需的更厚金属和材料的较低金属层中包括电容器和电感器。上层能够通过诸如通孔和金属的一组互连件耦合到较低层。
在一些实施例中，混合式调节器的部分能够被实施在单个管芯上，同时一个或多个电感器被实施为分立部件，如根据一些实施例在图20中示出的。例如，管芯2000在上层中包括功率开关、反馈控制电路和电容器，同时电容器2002被实施为分立部件。电感器能够包括0201、0402、0308、0805分立电感器。
在一些实施例中，混合式调节器的部分能够被实施在单个管芯上，同时一个或多个电感器能够被实施为分立部件，如根据一些实施例在图21中示出的。例如，管芯2100在包括前段制程层和薄金属层的上层中包括开关和反馈控制电路，通过管芯2100在具有对于更密集的电容器必需的材料的较低金属层中包括电容器。上层能够通过诸如通孔和金属的一组互连件耦合到较低层。
在一些实施例中，如图22所述，包括功率开关、反馈控制电路、电容器和电感器的一个或多个集成电压调节器管芯2200能够靠近另一片上系统(SoC)管芯2202被并排放置在SoC封装基板2204上。
在一些实施例中，如图23所示，包括功率开关、反馈控制电路、电容器的一个或多个集成电压调节器管芯2300能够靠近另一SoC管芯2202连同分立电感器部件2002被并排放置在SoC封装基板2204上。电感器2002能够包括0201、0402、0308、0805分立电感器。
在一些实施例中，如图24所示，包括功率开关、反馈控制电路、电容器和电感器的一个或多个集成电压调节器管芯或封装2204能够靠近另一SoC 2402被并排放置在PCB1802上。
在一些实施例中，如图25所示，包含功率开关、反馈控制电路、电容器的一个或多个集成电压调节器管芯或封装2500能够靠近另一SoC 2402连同分立电感器部件2002被并排放置在PCB 1802上。电感器2002能够为0201、0402、0308、0805分立电感器。
在一些实施例中，如图26所示，几个大的IVR管芯2600能够靠近另一SoC管芯2202被放置在SoC封装2204中。
在一些实施例中，如图27所示，大量小的“集成电压调节器”管芯2700包围SoC封装2204中的另一SoC管芯2202。
在一些实施例中，图18至图27中示出的管芯能够被封装在穿孔封装中。穿孔封装能够包括单行直插式封装、双行直插式封装(DIP)、陶瓷DIP、玻璃密封的陶瓷DIP、四列直插式封装、skINny DIP、之字形直插式封装、模制DIP或塑料DIP。在一些实施例中，管芯能够被封装为表面贴装。表面贴装能够包括陶瓷柱栅阵列(CGA)、柱栅阵列、陶瓷封装、焊盘栅阵列(LGA)和多芯片模块(MCM)。在一些实施例中，管芯能够被封装在芯片载体中。芯片载体能够包括具有在封装的全部四个边缘上的电接触的矩形封装。芯片载体能够包括凸点芯片载体(BCC)、陶瓷无引线芯片载体(CLCC)、双无引线芯片载体(DLCC)和塑料有引线芯片载体(PLCC)。在一些实施例中，管芯能够使用针栅阵列来封装。针栅阵列能够包括有机针栅阵列(OPGA)、倒装芯片针栅阵列(FCPGA)、针阵列卡盒(PAC)、针栅阵列(PGA)和陶瓷针栅阵列(CPGA)。在一些实施例中，管芯能够使用球栅阵列来封装。球栅阵列能够包括细间距球栅阵列(FBGA)、球栅阵列(CBGA)、塑料球栅阵列(PBGA)和薄球栅阵列(TBGA)。
当混合式调节器初始上电时，混合式调节器中的信号被斜升到温度状态。当所有输入和输出被接地时的断开状态和当输入电压和输出电压已经全部到达其各自的稳态时的接通状态之间的瞬时状态被称为启动。在一些实施例中，来自诸如电池的电压的输入电压和混合式调节器的调节的输出电压能够一起启动(或一起斜升)。换言之，在那些实施例中，来自电源的输入电压能够被控制使得其与调节的输出电压一起被斜升。为此，混合式调节器能够使用简单启动电路以允许平滑启动。具体地，启动电路能够维持输入电压和输出电压的恒定比率，使得输入电压能够平滑地对输出电压充电，而不引起任何突然的电压不稳定性。
在其他实施例中，输入电源可能不被控制。相反，输入电源能够甚至在混合式调节器断开时持续不断地提供固定预定电压。例如，在图6中的混合式调节器的具体实施方式中，输出VOUT 304能够在输入VIN被固定在预定输入电压的同时从0V斜升到稳定输出电压。在该情形下，当输出VOUT 304从0V斜升时，在VN:M_TOP 620和VN:M_BOTTOM 622的电压也是如此。这引起在电感器608的两端的大电压差，这能够引起通过电感器的大电流IL 312，直到VN:M_TOP620上升到VIN 308以上为止。该大电流IL 312常常被称为励磁涌流。该大的突然的电流消耗能够损坏混合式调节器中的电感器608和/或其他部件。
在一些实施例中，混合式调节器中的快速开关电感型调节器包括并联开关。图28示出了根据一些实施例的具有含有并联开关的快速开关电感型调节器的混合式调节器。图28包括图6的混合式调节器以及还有并联开关2802。并联晶体管2802能够提供针对电感器608的软启动机制并在启动期间抑制电感器608中的电流。并联开关2802的每个节点能够耦合电感器608的不同节点，由此将输入电压VIN 308和中间节点VX 602耦合。在启动期间，并联开关630被接通，由此使电感器608的两个终端短路。这能够确保在启动期间在电感器608中没有建立电流并且中间节点VX 602与输入电压VIN 308处于相同电位。在启动过程期间，当并联开关630被接通时，开关616、618中的一个或多个能够被接通和断开使得输入电压VIN308能够经由开关616、618对VN:M_TOP 620和/或VN:M_BOTTOM 622进行充电。在一些实施例中，开关616、618中的一个或多个能够根据预定可编程占空比被接通和断开使得VN:M_TOP 620和/或VN:M_BOTTOM 622能够缓慢地斜升。在一些实施例中，开关616、618的预定占空比能够随时间从零增大到特定值以缓慢地升高VN:M_TOP 620和VN:M_BOTTOM 622并且因此升高VOUT 304。这些特征能够实现对混合式调节器的平滑启动。
在一些实施例中，电感器开关调节器能够包括串联开关和并联开关。图29示出了根据一些实施例的具有含有串联开关和并联开关的快速开关电感型调节器的混合式调节器。图29包括图6的混合式调节器，以及还有串联开关2902和并联开关2802。在启动期间，串联开关2902被断开以便将电感器608与启动操作隔离。这能够确保通过电感器的电流IL612保持处于零直到完成启动过程为止。
因为在启动过程期间电流IL 612为零，所以VN:M_TOP 620和VN:M_BOTTOM 622能够在至少两种方法中被缓慢充电。在第一种方法中，并联开关2802能够在启动过程的整个时间段被接通，并且对VN:M_TOP 620和VN:M_BOTTOM 622充电，如参考图28示出的。在第二种方法中，功率开关616、618中的一个或多个能够总是被接通，并联开关2802能够以可编程的占空比被接通和断开以缓慢提高VN:M_TOP 620和VN:M_BOTTOM 622并且因此提高VOUT 304。
在一些实施例中，混合式调节器能够包括软启动电路，其转而包括使用并联调节器。图30示出了根据一些实施例的具有如启动电路的并联调节器的混合式调节器。软启动能够使用将VIN 308和VOUT 304耦合的开关2902和并联调节器3002来实施。在启动期间，开关2902能够被断开以使电感器608与启动操作隔离。因此，开关2902能够确保通过电感器608的电流IL 612能够保持处于零直到完成启动过程为止。在启动过程期间，并联调节器634能够增大VOUT 304。降压调节器312能够以从由并联调节器3002供电的VOUT 304转移的反向功率操作以将VN:M_TOP 620和VN:M_BOTTOM 622增大为接近VIN 308。在启动过程的结束，串联开关2902在功率开关616和618被占空以用作参考图6描述的快速开关电感器转换器的同时被接通。在一些实施例中，并联调节器能够耦合到降压调节器的任何内部节点。并联调节器能够在混合式调节器的常规操作期间被断开。并联调节器能够包括线性调节器、开关电容型调节器、buck调节器或另一混合式调节器。
如本文贯穿本申请使用的术语“一”或“一个”能够被定义为一个或多于一个。此外，对诸如“至少一个”和“一个或多个”的介绍性短语的使用不应当被解释为暗示由不定冠词“一”或“一个”对另一元件的介绍将对应的元件限制到仅仅一个这样的元件。这同样适用于对定冠词的使用。
应理解所公开的主题不限于其对结构的细节和对在下面的描述中阐述的或在附图中图示的部件的布置的应用。所公开的主题能够是其他实施例并且能够以各种方式来实践和实现。此外，应理解，本文采用的用词和术语是出于描述的目的并且不应当被认为是限制。
因此，本领域技术人员将认识到，本公开所基于的构思可以容易地被用作用于设计用于实现所公开的主题的若干目的的其他结构、系统、方法和介质的基础。因此，重要的是，权利要求被认为是包括这样的等效结构，只要它们不脱离所公开的主题的精神和范围。
尽管已经在前面的示例性实施例中描述并说明了所公开的主题，但是应理解，本公开仅仅通过举例的方式进行，并且可以在不脱离所公开的主题的精神和范围的情况下进行对所公开的主题的实施方式的细节的许多变化，所公开的主题的范围仅仅受权利要求限制。

Claims (47)

1.一种电压调节器，其被配置为接收第一电压信号并且至少部分基于所述第一电压信号来提供最终电压信号，所述电压调节器包括：
快速开关电感型调节器，其具有被配置为接收第一电压信号的第一输入端、被配置为接收第二电压信号的第二输入端以及被配置为至少部分基于所述第一电压信号和所述第二电压信号来提供中间电压信号的输出端；
降压调节器，其包括耦合到所述快速开关电感型调节器的所述输出端的输入端、输出端以及多个电容器，其中，所述降压调节器被配置为在所述降压调节器的所述输入端处接收来自所述快速开关电感型调节器的所述输出端的所述中间电压信号并且使用所述多个电容器的预定配置来向所述降压调节器的所述输出端提供所述最终电压信号；以及
电平移位调节器，其包括输入端、输出端、快速电容器以及多个开关，其中，所述电平移位调节器被配置为在所述电平移位调节器的所述输入端处接收所述降压调节器的所述最终电压信号并且在所述电平移位调节器的所述输出端处提供所述第二电压信号，所述第二电压信号是基于所述降压调节器的所述最终电压信号的。
2.根据权利要求1所述的电压调节器，其中，所述电平移位调节器被配置为改变所述多个开关的配置以提供与所述快速开关电感型调节器的所述第一输入端和所述第二输入端并联的所述快速电容器。
3.根据权利要求1所述的电压调节器，其中，所述电平移位调节器被配置为改变所述多个开关的配置以提供与所述降压调节器的所述输出端和接地点并联的快速电容器。
4.根据权利要求1所述的电压调节器，其中，所述快速开关电感型调节器包括具有在100皮亨利和1微亨利的范围内的电感的电感器。
5.根据权利要求1所述的电压调节器，其中，所述降压调节器中的所述多个电感器中的至少一个使用动态随机存取存储器(DRAM)制造工艺来制造。
6.根据权利要求1所述的电压调节器，其中，所述快速开关电感型调节器包括被配置为以时间交错的方式并行操作的多个调节器。
7.根据权利要求1所述的电压调节器，其中，所述快速开关电感型调节器被配置为以第一切换频率操作，并且其中，所述降压调节器被配置为以第二切换频率操作。
8.根据权利要求1所述的电压调节器，还包括被配置为调节所述降压调节器的所述最终电压信号的第一控制回路和被配置为调节所述快速开关电感型调节器的所述中间电压信号的第二控制回路。
9.根据权利要求8所述的电压调节器，其中，所述第一控制回路被配置为操作所述降压调节器以在输出节点处提供所述中间电压信号的分数，使得所述降压调节器以提供高转换效率的配置操作。
10.根据权利要求8所述的电压调节器，其中，所述第一控制回路被配置为操作所述降压调节器以使所述降压调节器的所述最终电压信号处在目标输出电压的预定误差范围内。
11.根据权利要求4所述的电压调节器，其中，所述快速开关电感型调节器和所述降压调节器，不包括所述快速开关电感型调节器，被设置在单个管芯中。
12.根据权利要求11所述的电压调节器，其中，所述电感器被提供作为封装上或板上的分立部件。
13.一种电子系统，包括：
根据权利要求1所述的电压调节器；以及
目标负载系统，其耦合到所述电压调节器，其中，所述电压调节器中的所述降压调节器的所述输出端耦合到所述目标负载系统。
14.根据权利要求13所述的电子系统，其中，所述目标负载系统包括电池，并且所述电压调节器被配置为接收来自通用串行总线的电源线的所述第一电压信号并且向所述电池提供所述最终电压信号。
15.根据权利要求13所述的电子系统，其中，所述目标负载系统包括片上系统，并且所述片上系统和所述电压调节器被封装在单个片上系统封装中。
16.根据权利要求13所述的电子系统，其中，所述目标负载系统包括片上系统，并且所述片上系统和所述电压调节器被设置在印刷电路板(PCB)上。
17.一种电子系统，包括：
根据权利要求1所述的电压调节器，其中，所述电压调节器被配置为以反向方向操作，在所述反向方向中，所述电压调节器中的所述降压调节器的所述输出端耦合到输入电压源，并且所述快速开关电感型调节器的所述第一输入端耦合到所述电压调节器的目标负载。
18.根据权利要求17所述的电子系统，其中，以反向方向操作所述电压调节器的所述电子系统被配置为将所述电压调节器操作为升压调节器。
19.根据权利要求18所述的电子系统，其中，所述降压调节器的所述输出端耦合到电池，并且所述快速开关电感型调节器的所述第一输入端耦合到通用串行总线的电源线。
20.一种使用包括快速开关电感型调节器和降压调节器的电压调节器来将第一电压信号转换为最终电压信号的方法，所述方法包括：
在所述快速开关电感型调节器的第一输入端处接收所述第一电压信号，并且在所述快速开关电感型调节器的第二输入端处接收第二电压信号；
至少部分基于所述第一电压信号和所述第二电压信号在所述快速开关电感型调节器的输出端处提供中间电压信号；
基于所述中间电压信号使用降压调节器中的多个电容器的预定配置来向所述降压调节器的输出端提供所述最终电压信号；并且
在电平移位调节器的输入端处接收所述最终电压信号，并且使用所述电平移位调节器来向所述快速开关电感型调节器的所述第二输入端提供基于所述最终电压信号确定的所述第二电压信号，形成在所述降压调节器的所述输出端和所述快速开关电感型调节器的所述第二输入端之间的反馈路径。
21.根据权利要求20所述的方法，其中，所述电平移位调节器包括快速电容器和多个开关，并且所述方法包括通过修改所述多个开关的配置来提供与所述快速开关电感型调节器的所述第一输入端和所述第二输入端并联的所述快速电容器。
22.根据权利要求20所述的方法，其中，所述电平移位调节器包括快速电容器和多个开关，并且所述方法还包括通过修改所述多个开关的配置来提供与所述降压调节器的所述输出端和接地点并联的所述快速电容器。
23.一种电压调节器，其被配置为接收第一电压信号并且至少部分基于所述第一电压信号来提供第二电压信号，所述电压调节器包括：
接收调节器，其包括电感器，其中，所述接收调节器被配置为在所述电感器的第一端处接收所述第一电压信号并且至少部分基于所述第一电压信号在所述电感器的第二端处提供中间电压信号；以及
降压调节器，其包括多个输入端和输出端，其中，所述降压调节器被配置为在所述多个输入端中的一个处针对一个时间段的一部分接收来自所述电感器的所述第二端的所述中间电压信号，并且基于接收到的中间电压信号在所述输出端处提供所述第二电压信号，
其中，当在所述多个输入端中的第一输入端处接收到所述中间电压信号时，所述降压调节器被配置为以第一转换比率将所述中间电压信号从所述多个输入端中的第一输入端处下变频到所述输出端，并且其中，当在所述多个输入端中的第二输入端处接收到所述中间电压信号时，所述降压调节器被配置为以第二转换比率将所述中间电压信号从所述多个输入端中的第二输入端处下变频到所述输出端。
24.根据权利要求23所述的电压调节器，还包括多个开关，所述多个开关被配置为将所述电感器的所述第二端耦合到所述多个输入端中的至少一个。
25.根据权利要求24所述的电压调节器，其中，所述多个开关中的第一开关被配置为将所述电感器的所述第二端耦合到所述多个输入端中的第一输入端，其中，所述多个开关中的第二开关被配置为将所述电感器的所述第二端耦合到所述多个输入端中的第二输入端，并且所述第一开关和所述第二开关以时分复用的方式被接通。
26.根据权利要求25所述的电压调节器，其中，所述降压调节器被配置为将在所述第一输入端处的电压减少第一量并且将在所述第二输入端处的电压减少第二量，所述第二量不同于所述第一量。
27.根据权利要求26所述的电压调节器，还包括控制器，所述控制器被配置为控制所述第一开关和所述第二开关的占空比以控制所述电压调节器的所述第二电压信号。
28.根据权利要求26所述的电压调节器，其中，所述降压调节器包括多个开关电容型调节器。
29.根据权利要求24所述的电压调节器，其中，所述接收调节器和所述多个开关形成快速开关电感型调节器。
30.根据权利要求24所述的电压调节器，其中，所述降压调节器和所述多个开关形成开关电容型调节器。
31.根据权利要求23所述的电压调节器，其中，所述接收调节器还包括并联开关，所述并联开关被配置为在所述电压调节器初始上电时使所述电感器短路以减少励磁涌流。
32.根据权利要求25所述的电压调节器，其中，所述接收调节器还包括与所述电感器串联的串联开关，其中，所述串联开关被配置为在所述电压调节器初始上电时将所述电感器与所述第一开关和所述第二开关解耦以减少励磁涌流。
33.根据权利要求23所述的电压调节器，还包括并联调节器，所述并联调节器被配置为在所述电压调节器初始上电时增大在所述电感器的所述第二端处的电压以减少励磁涌流。
34.根据权利要求23所述的电压调节器，还包括并联调节器，所述并联调节器被配置为在所述电压调节器初始上电时增大在所述降压调节器内的节点中的一个处的电压以减少励磁涌流。
35.根据权利要求23所述的电压调节器，其中，所述降压调节器包括至少一个电容器，并且所述至少一个电容器使用随机存取存储器(DRAM)制造工艺来制造。
36.一种电子系统，包括：
根据权利要求23所述的电压调节器；以及
目标负载系统，其耦合到所述电压调节器，其中，所述电压调节器中的所述降压调节器的所述输出端耦合到所述目标负载系统。
37.根据权利要求36所述的电子系统，其中，所述目标负载系统包括电池，并且所述电压调节器被配置为接收来自通用串行总线的电源线的所述第一电压信号并将所述第二电压信号提供到所述电池以使用所述通用串行总线的所述电源线来对所述电池进行充电。
38.一种电子系统，包括：
根据权利要求23所述的电压调节器，其中，所述电压调节器被配置为以反向方向操作，在所述反向方向中，所述电压调节器中的所述降压调节器的所述输出端耦合到输入电压源，并且所述接收调节器中的所述电感器的所述第一端耦合到所述电压调节器的目标负载。
39.根据权利要求38所述的电子系统，其中，以反向方向操作所述电压调节器的所述电子系统被配置为将所述电压调节器操作为升压调节器。
40.根据权利要求39所述的电子系统，其中，所述电压调节器中的所述降压调节器的所述输出端耦合到电池，并且所述接收调节器中的所述电感器的所述第一端耦合到通用串行总线的电源线。
41.一种使用包括接收调节器和降压调节器的电压调节器来将第一电压信号转换为第二电压信号的方法，所述方法包括：
在所述接收调节器中的电感器的第一端处接收所述第一电压信号；
至少部分基于所述第一电压信号在所述电感器的第二端处提供中间电压信号；
将所述电感器的所述第二端耦合到所述降压调节器的多个输入端中的第一输入端，并且将所述中间电压信号提供到所述多个输入端中的第一输入端；
使用所述降压调节器以第一电压转换比率将在所述多个输入端中的第一输入端处提供的的所述中间电压信号转换成在输出端处的所述第二电压信号；
将所述电感器的所述第二端耦合到所述降压调节器的多个输入端中的第二输入端以并且将所述中间电压信号提供到所述多个输入端中的第二输入端；并且
使用所述降压调节器以第二电压转换比例将在所述输入端中的第二输入端处提供的所述中间电压信号转换成在输出端处的所述第二电压信号。
42.根据权利要求41所述的方法，其中，所述多个输入端中的一个耦合到接地点。
43.根据权利要求41所述的方法，还包括经由第一开关针对第一持续时间将所述电感器的所述第二端耦合到所述多个输入端中的第一输入端，并且经由第二开关针对第二持续时间将所述电感器的所述第二端耦合到所述多个输入端中的第二输入端。
44.根据权利要求43所述的方法，还包括控制所述第一持续时间与所述第二持续时间的比率以控制所述第二电压信号。
45.根据权利要求41所述的方法，还包括在所述电压调节器初始上电时使用并联开关来使所述电感器的所述第一端和所述第二端短路以减少励磁涌流。
46.根据权利要求41所述的方法，还包括在所述电压调节器初始上电时使用并联调节器来增大在所述电感器的所述第二端处的电压以减少励磁涌流。
47.根据权利要求41所述的方法，其中，所述电压调节器中的所述降压调节器的所述输出端耦合到输入电压源，并且所述接收调节器中的所述电感器的所述第一端耦合到所述电压调节器的目标负载从而以反向方向操作所述电压调节器。
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