JP4287928B2 - フィルタ回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、キャパシタと演算増幅器を用いたアクティブフィルタ回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
図8は、一般的なアクティブフィルタ回路の構成を示す回路図である。
図8に示すアクティブフィルタ回路の一例であるローパスフィルタLPFは、演算増幅器AMP、コンデンサC1,C2、抵抗R1,R2から構成されている。
入力信号Vinが入力される入力端子Tinと演算増幅器AMPの非反転入力(+)との間に、抵抗R1および抵抗R2が直列接続されている。演算増幅器AMPの非反転入力(+)と基準電位GNDとの間にコンデンサC1が接続されている。
抵抗R1,R2間の接続点と演算増幅器AMPの反転入力(−)との間にコンデンサC2が接続されている。演算増幅器AMPの反転入力(−)は出力に接続されて、負帰還がかけられている。演算増幅器AMPの出力は出力端子Tout に接続され、出力端子Tout から出力信号Vout が取り出される。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、この従来のフィルタ回路では、電圧依存性がなく大きな容量値のキャパシタが必要であり、このキャパシタを半導体プロセスにおいて演算増幅器等と同じウエハ上に形成するには、キャパシタ形成のためだけの専用プロセスが必要であった。このため、半導体プロセスの工程数が多く、プロセスコストが高くなっていた。
【0004】
本発明の目的は、キャパシタ専有面積が小さく、キャパシタ形成のためだけの専用プロセスが不要なフィルタ回路を提供することにある。
【0005】
【課題を解決するための手段】
本発明のフィルタ回路は、例えば汎用ロジック混載の場合など、絶縁ゲート電界効果トランジスタを半導体装置に内蔵するフィルタ回路として、絶縁ゲート電界効果(MOS)トランジスタのソースとドレインを共通接続しゲート絶縁膜を用いてキャパシタとしている。その際、トランジスタのチャネルを常時形成した状態でないとキャパシタ値が一定せず、低電圧時にキャパシタ値が極端に小さくなるという電圧依存性を示すが、これを解消するために本発明では直流バイアス手段が設けられている。
【0006】
すなわち、本発明に係るフィルタ回路は、一の半導体基板に形成されるフィルタ回路であって、第1の演算増幅器と、信号入力端子と上記第1の演算増幅器の非反転入力端子との間に直列に接続される第1及び第2の抵抗素子と、上記非反転入力端子と接地電位との間に接続される第1の容量素子と、上記第1及び第2の抵抗素子の接続中点に第1の電極が接続される第2の容量素子と、上記第2の容量素子の第2の電極と上記第1の演算増幅器の反転入力端子及び出力端子との間に接続され、所定の直流バイアスを印加する直流バイアス回路と、を有する。
上記直流バイアス回路が、上記第1の演算増幅器の出力端子と接地電位との間に直列に接続される第3及び第4の抵抗素子と、電源電圧と接地電位との間に直列に接続される第5の抵抗素子及び第1のMOSトランジスタと、上記第5の抵抗素子及び上記第1のMOSトランジスタの接続中点と上記第2の容量素子の第2の電極との間に直列に接続される第6及び第7の抵抗素子と、非反転入力端子が上記第3及び第4の抵抗素子の接続中点に接続され、反転入力端子が上記第6及び第7の抵抗素子の接続中点に接続され、出力端子が上記第2の容量素子の第2の電極に接続される第2の演算増幅器と、を含む。
上記第1のMOSトランジスタのゲートとドレインとが接続されてダイオードが構成され、上記第1及び第2の容量素子が、ソース・ドレイン領域を一方の電極とし、ゲート電極を他方の電極とするMOSトランジスタで構成される。
【0007】
このフィルタ回路は、ローパスフィルタでもハイパスフィルタでもよい。
第1の容量素子および第2の容量素子それぞれに直流バイアス手段を設けてもよいが、好適には、入力信号レベルを所定量だけ高くすることにより、その一方を省略するとよい。
【0008】
このような構成のフィルタ回路では、薄くて高品質なゲート絶縁膜を用いてキャパシタを形成することから単位面積当たりの容量値を大きくでき、しかも、他の絶縁ゲート電界効果トランジスタと一括して形成できる。
また、直流バイアス手段によって、各キャパシタに所定の直流バイアス電圧が常時印加されることから、ゲート絶縁膜を用いたキャパシタの容量値が電圧依存性を示さない。
【0009】
【発明の実施の形態】
図1は、本実施形態に係るローパスフィルタ(LPF)の回路図であり、図2はハイパスフィルタ(HPF)の回路図である。図3は、本実施形態のフィルタ回路に用いられているコンデンサの断面構造と回路構成を示す図である。
これらのフィルタLFP,HPFは、演算増幅器AMP、コンデンサC1,C2、抵抗R1,R2および直流バイアス手段V1,V2とから構成されている。
【0010】
コンデンサC1,C2は、MOSトランジスタのゲート絶縁膜をキャパシタ誘電体膜に用いた構成となっている。以下、この構成のコンデンサを“ゲート絶縁膜コンデンサ”と称する。
ゲート絶縁膜コンデンサC1,C2において、図3(A)に示すように、シリコンウエハ等の半導体基板1上にゲート絶縁膜2とゲート電極4が積層され、ゲート電極4両側の半導体基板に形成されたソース不純物領域1aとドレイン不純物領域1bとを、図示しない配線層等で短絡している。そして、このソース不純物領域1aとドレイン不純物領域1b間にチャネルを形成させ、不純物領域1a,1bおよびチャネルをキャパシタの下部電極とし、ゲート電極をキャパシタの上部電極とし、チャネルとゲート電極間のゲート絶縁膜をキャパシタの誘電体膜に用いている。
【0011】
直流バイアス手段V1,V2は、ゲート絶縁膜コンデンサC1,C2のキャパシタ電極間に所定の直流バイアス電圧を常に印加して、チャネルの形成状態を維持するために設けられている。直流バイアス手段V1,V2として、ゲート絶縁膜コンデンサC1,C2に直列に接続された直流電源、或いは、後述するような構成の直流バイアス回路を用いることができる。なお、信号が入力される入力端子Tinに直流バイアス手段を直結させた場合、その直流バイアス手段(即ち、図1,2における直流バイアス手段V1)は、入力信号Vinの直流レベルを所定量オフセットすることにより省略できる。
【0012】
図1に示すローパスフィルタLPFにおいて、入力信号Vinが入力される入力端子Tinと演算増幅器AMPの非反転入力(+)との間に、直流バイアス手段V1,抵抗R1および抵抗R2が直列接続されている。演算増幅器AMPの非反転入力(+)と基準電位GNDとの間に、ゲート絶縁膜コンデンサC1が接続されている。
抵抗R1,R2間の接続点と演算増幅器AMPの反転入力(−)との間に、ゲート絶縁膜コンデンサC2と直流バイアス手段V2が直列接続されている。演算増幅器AMPの反転入力(−)は出力に接続されて、負帰還がかけられている。演算増幅器AMPの出力は出力端子Tout に接続され、出力端子Tout から出力信号Vout が取り出される。
【0013】
図2に示すハイパスフィルタHPFにおいて、入力信号Vinが入力される入力端子Tinと演算増幅器AMPの非反転入力(+)との間に、直流バイアス手段V1,ゲート絶縁膜コンデンサC1,直流バイアス手段V2およびゲート絶縁膜コンデンサC2が直列接続されている。演算増幅器AMPの非反転入力(+)と基準電位GNDとの間に、抵抗R1が接続されている。
ゲート絶縁膜コンデンサC1と直流バイアス手段V2との間の接続点と演算増幅器AMPの反転入力(−)との間に、抵抗R2が接続されている。演算増幅器AMPの反転入力(−)は出力に接続されて、負帰還がかけられている。演算増幅器AMPの出力は出力端子Tout に接続され、出力端子Tout から出力信号Vout が取り出される。
【0014】
以下、本実施形態に係るフィルタ回路の詳細を、ローパスフィルタLPFを例に説明する。
【0015】
図4は、ローパスフィルタLPFの具体的な一構成例を示す回路図である。
図4において、直流バイアス回路V2は、演算増幅器AMP2、抵抗R3〜R7およびMOSトランジスタMとから構成されている。
【0016】
出力信号Vout が取り出されている演算増幅器(本回路ではAMP1で示す)の出力と基準電位、例えば接地電位GNDの供給線との間に抵抗R3と抵抗R4が直列接続され、その接続点が演算増幅器AMP2の非反転入力(+)に接続されている。演算増幅器AMP2の出力はゲート絶縁膜コンデンサC1に接続されている。
一方、電源電圧VCCと接地電位GNDの供給線との間に、抵抗R7とMOSトランジスタMとが直列接続されている。抵抗R7とNチャネルMOSトランジスタMとの接続点と、演算増幅器AMP2の出力との間に、抵抗R5と抵抗R6が直列接続されている。抵抗R5と抵抗R6との接続点が演算増幅器AMP2の反転入力(−)に接続されている。MOSトランジスタMのゲートとドレインが接続されてダーオードが構成され、またソースと基板が接続されている。
【0017】
なお、本回路においては、図1に示す直流バイアス手段V1は省略され、入力信号Vinの直流レベルが所定電圧、例えば0.6V程度だけ高くオフセットされている。
【0018】
いま、図4に示すように、ゲート絶縁膜コンデンサC1が接続された抵抗R1と抵抗R2との接続点の電位をVG1、ゲート絶縁膜コンデンサC2が接続された演算増幅器AMP1の非反転入力(+)の電位をVG2、演算増幅器AMP2の出力電位をVDS1、抵抗R7とMOSトランジスタMとの接続点の電位をVbiasとする。また、演算増幅器AMP2は入力インピーダンスが高く、入力に電流が殆ど流れ込まないことから、抵抗R3および抵抗R4を流れる電流をi1、抵抗R5および抵抗R6を流れる電流をi2として、これらの電流の向きを図示のようにとる。
【0019】
演算増幅器AMP1は負帰還がかかっており、入力端子間に仮想短絡が適用できるので、出力電位Vout =VG2となる。このとき、抵抗R3と抵抗R4を流れる電流i1は、次式で表される。
【0020】
【数1】
i1=VG2/(R3+R4) …(1)
【0021】
演算増幅器AMP2は抵抗R6を介して負帰還がかかっており、入力端子間に仮想短絡が適用できるので、演算増幅器AMP2の入力端子(+),(−)の電位を共にvとおく。抵抗R4の電圧降下としてのvは、次式で表せる。
【0022】
【数2】
【0023】
ここで、抵抗R6にかかっている電圧をv6とすると、演算増幅器AMP2の出力電位VDS1は、上記式(2)を用いて次式で表される。
【0024】
【数3】
【0025】
ここで、(R4/R3)=(R6/R5)=1とすると、上記式(3)は、次式の如く簡略化できる。
【0026】
【数4】
VDS1=VG2−Vbias …(4)
【0027】
ゲート絶縁膜コンデンサC1,C2を介して信号が減衰しない所定の周波数領域ではVG2=VG1が成り立つ。このため、この直流バイアス回路V2によってゲート絶縁膜コンデンサC1の両端にVbiasの所定バイアスを常に印加することができ、ゲート絶縁膜コンデンサC1の容量値を一定に保つことが可能となる。
なお、入力信号Vinに所定の直流バイアス値がかけられていることから、ゲート絶縁膜コンデンサC2の容量値も一定に保たれている。
【0028】
図5は、図4に示すローパスフィルタLPFのDCシミュレーション結果を示すグラフである。図5において、横軸は入力電圧Vinを示し、縦軸は出力電圧Vout および各ノード電位VG1,VG2,VDS1,Vbiasを示す。
この図5から、入力電圧VinがVbias(0.6V)以上のときに、演算増幅器AMP2の出力電位VDS1は、出力電圧Vout およびノード電位VG1,VG2よりもVbiasだけ低く保たれており、この結果、ゲート絶縁膜コンデンサC1の両端に一定電圧Vbiasが常時印加されていることが分かる。
【0029】
図6(A)は、図4に示す2次ローパスフィルタLPFの周波数特性の評価結果を示すグラフである。また、図6(B)は、リファレンス(比較例)として、ゲート絶縁膜キャパシタC1,C2の代わりに、誘電体膜を2層ポリシリコン層で挟んだ構成のキャパシタをDRAMプロセスで作製した場合、その2次ローパスフィルタLPFの周波数特性を示すグラフである。
この図6より、ゲインおよび位相ともに比較例と同等の特性が得られ、また、カットオフ周波数fcも、比較例の28.8kHzに対し、28.2kHzとほぼ同じ値が得られた。
【0030】
図7に、4次のローパスフィルタにおける各パラメータ(誘電体膜厚,単位面積容量)とキャパシタ,抵抗および演算増幅器の面積とを、従来例と比較して示す。ここで、従来例1は層間絶縁膜(膜厚:約700nm)をポリシリコン層またはメタル層とメタル層とで挟んだ構造のキャパシタを用いた場合、従来例2は誘電体膜(膜厚:50nm)を2層ポリシリコン層で挟んだ構造のキャパシタを用いた場合を示す。なお、4次のローパスフィルタでは2つの演算増幅器が必要であり、さらに本発明の場合、それぞれに直流バイアス回路用として演算増幅器が2つ必要となる。直流バイアス回路用のMOSトランジスタMは殆ど面積を必要としないので計算から除外されており、抵抗R7は2つの直流バイアス回路間で共通化されている。
【0031】
図7に示すように、本発明を適用した4次のローパスフィルタの全専有面積は、従来例1の23%、従来例2の77%で済み、省面積化が図られていることが分かる。
【0032】
本実施形態に係るフィルタは、MOSトランジスタ等のゲート絶縁膜をキャパシタ誘電体膜として用いたキャパシタを有することから小面積が達成できる。このキャパシタに所定の直流バイアスを印加する手段(直流バイアス回路)を有することから、キャパシタを構成するMOSトランジスタのチャネルが常時形成され、キャパシタ値を一定に保つことができる。この直流バイアス回路を含めたフィルタ回路全体の専有面積も小さい。
キャパシタの形成プロセスがMOSトランジスタの形成プロセスと共通にでき、特にメモリやロジックとの混載に適したものとなっている。
以上より、本発明によって、高集積化に適しローコストなフィルタ回路の実現が可能となった。
【0033】
【発明の効果】
本発明に係るフィルタ回路によれば、キャパシタ専有面積が小さく、キャパシタ形成のためだけの専用プロセスが不要なフィルタ回路を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施形態に係るローパスフィルタ(LPF)の回路図である。
【図2】本発明の実施形態に係るハイパスフィルタ(HPF)の回路図である。
【図3】本発明の実施形態のフィルタに用いられているコンデンサの断面構造と回路構成を示す図である。
【図4】ローパスフィルタLPFの具体的な一構成例を示す回路図である。
【図5】図4に示すローパスフィルタLPFのDCシミュレーション結果を示すグラフである。
【図6】図4に示す2次ローパスフィルタLPFの周波数特性の評価結果を、リファレンス(比較例)の周波数特性とともに示すグラフである。
【図7】4次のローパスフィルタにおける各パラメータ(誘電体膜厚,単位面積容量)とキャパシタ,抵抗および演算増幅器の面積とを、従来例1,2と比較して示す表である。
【図8】従来のアクティブフィルタの構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
1…半導体基板、
1a…ソース不純物領、
1b…ドレイン不純物領域、
2…ゲート絶縁膜、
4…ゲート電極、
LFP…ローパスフィルタ、
HPF…ハイパスフィルタ、
AMP,AMP1,AMP2…演算増幅器、
V1,V2…直流バイアス回路(直流バイアス手段)、
C1,C2…ゲート絶縁膜キャパシタ(第1,第2容量)、
R1,R2…抵抗(第1,第2抵抗)、
R3〜R7…抵抗、
M…MOSトランジスタ、
Tin…入力端子、
Tout …出力端子、
Vin…入力信号または入力電圧、
Vout …出力信号または出力電圧、
VCC…電源電圧、
GND…接地電位(基準電位)、
VG1,VG2,VDS1,VDS2,Vbias…各ノード電位。
Claims (2)
- 一の半導体基板に形成されるフィルタ回路であって、
第1の演算増幅器と、
信号入力端子と上記第1の演算増幅器の非反転入力端子との間に直列に接続される第1及び第2の抵抗素子と、
上記非反転入力端子と接地電位との間に接続される第1の容量素子と、
上記第1及び第2の抵抗素子の接続中点に第1の電極が接続される第2の容量素子と、
上記第2の容量素子の第2の電極と上記第1の演算増幅器の反転入力端子及び出力端子との間に接続され、所定の直流バイアスを印加する直流バイアス回路と、
を有し、
上記直流バイアス回路が、
上記第1の演算増幅器の出力端子と接地電位との間に直列に接続される第3及び第4の抵抗素子と、
電源電圧と接地電位との間に直列に接続される第5の抵抗素子及び第1のMOSトランジスタと、
上記第5の抵抗素子及び上記第1のMOSトランジスタの接続中点と上記第2の容量素子の第2の電極との間に直列に接続される第6及び第7の抵抗素子と、
非反転入力端子が上記第3及び第4の抵抗素子の接続中点に接続され、反転入力端子が上記第6及び第7の抵抗素子の接続中点に接続され、出力端子が上記第2の容量素子の第2の電極に接続される第2の演算増幅器と、
を含み、
上記第1のMOSトランジスタのゲートとドレインとが接続されてダイオードが構成され、
上記第1及び第2の容量素子が、ソース・ドレイン領域を一方の電極とし、ゲート電極を他方の電極とするMOSトランジスタで構成される、
フィルタ回路。 - 上記第1のMOSトランジスタの形成プロセスと上記第1及び第2の容量素子の形成プロセスとが共通である、
請求項1に記載のフィルタ回路。
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