KR102128140B1 - 하이브리드 전압 조정기를 제공하기 위한 장치, 시스템들 및 방법들 - Google Patents

하이브리드 전압 조정기를 제공하기 위한 장치, 시스템들 및 방법들 Download PDF

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Abstract

본 발명은, 작은 인덕터임에도, 보다 용이하게 집적될 수 있고 넓은 출력 및 입력전압 범위에 걸쳐 고효율을 유지할 수 있는 하이브리드 조정기 토폴로지를 보여준다. 상기 하이브리드 조정기 토폴로지는 2가지 형태들의 조정기들을 포함할 수 있다: 플라잉 스위치된-인덕터 조정기 및 상기 입력전압을 상기 입력전압의 M/N 부분으로 분할하는 강압 조정기. 상기 하이브리드 조정기 토폴로지의 상기 설명된 실시예들은 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기에서의 상기 스위치들에 걸린 전압 변동을 제한함으로써 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 용량성 손실을 감소시킬 수 있다. 상기 하이브리드 조정기 토폴로지의 상기 설명된 실시예들은 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기를 높은 스위칭 주파수에서 그리고 상기 인덕터를 통해 흐르는 적은 양의 전류로 동작시킴으로써 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 상기 인덕터 저항성 손실을 감소시킬 수 있다.

Description

하이브리드 전압 조정기를 제공하기 위한 장치, 시스템들 및 방법들{APPARATUS, SYSTEMS, AND METHODS FOR PROVIDING A HYBRID VOLTAGE REGULATOR}
본 발명은 하이브리드 전압 조정기를 제공하기 위한 장치, 시스템들 및 방법들에 관한 것이다.
본 출원은, 미국 특허법 35조 119(e)항[35 U.S.C.§119(e)]에 의거하여, 여기에서는 전부 참증자료로서 포함되어 있는, 2013년 4월 11일에 출원된, "하이브리드 전압 조정기를 제공하기 위한 시스템들 및 방법들"의 명칭의, 미국출원 61/81 0,998호의 출원일을 우선권 주장한다.
본 발명은 국립과학재단(National Science Foundation, NSF)에 의해 수상(受賞)된 1248828 하의 정부 지원으로 발명되었다. 정부는 본 발명에서의 일정한 권리를 가진다.
전자 시스템들의 크기를 감소하기 위한 강렬한 욕구가 있다. 상기 크기 감소는 특히 공간이 프리미엄(premium)인 이동 전자장치들에서 바람직하지만, 또한 고정 부동산에 가능한 만큼의 서버들의 수를 압축하는 것이 중요하기 때문에 많은 데이터 센터들에 위치하는 서버들에서도 바람직하다.
전자 시스템들에서 가장 많은 성분들 중 하나는 전압 조정기들(또한 때때로 전력 조정기들로 불리움)을 포함한다. 전압(또는 전력) 조정기는 전원전압 신호의 전원전압을 목표 전압(target voltage)으로 변환하여 상기 목표 전압이 전압/전력 조정기의 출력 부하에 기여할 수 있도록 구성된다. 전력 조정기들은 종종, 프로세서들, 메모리 장치들(예컨대, 동적 램(dynamic read access memory, DRAM)), 무선 주파수(RF) 칩들, 와이파이 콤보 칩들(WiFi combo chips), 및 전력 증폭기들을 포함하는, 집적화된 칩들로 전압들을 공급하기 위한 다수의 부피가 큰 반도체 칩 밖의 구성요소들(bulky off-chip components)을 포함한다. 그러므로, 전자 시스템들에서 전압 조정기들의 크기를 감소시키는 것이 바람직하다.
전력 조정기들은 전원(예컨대, 밧데리)으로부터 출력 부하로 전력을 공급하는, 직류-직류 조정기 칩(DC-DC regulator chip)과 같은, 반도체 칩들을 포함한다. 상기 출력 부하는 전자장치에서의 다양한 집적화된 칩들(예컨대, 응용 프로세서, 디램(DRAM), 낸드 플래시 메모리(NAND flash memory))을 포함할 수 있다. 전력을 효율적으로 전달하기 위해, 전압 조정기는 "벅(buck)" 토폴로지(topology)를 사용할 수 있다. 이러한 조정기는 벅 조정기(buck regulator)로 불리운다. 벅 조정기는 인덕터를 사용하여 전원으로부터의 전하들을 상기 출력 부하로 이동시킨다. 벅 조정기는 상기 인덕터를 다수의 전압들 중 하나로 연결/차단하기 위해 전원 스위치들을 사용할 수 있음으로써, 상기 다수의 전압들의 가중 평균치인 출력전압을 공급할 수 있다. 벅 조정기는 상기 인덕터가 상기 다수의 전압들 중 하나에 연결되는 시간의 양을 제어함으로써 상기 출력전압을 조정할 수 있다.
불행히도, 벅 조정기는 고집적 전자 시스템들에 대해서는 적합하지 않다. 특히 전력 변환율이 높을 때 그리고 출력 부하에 의해 소비된 전류의 양이 높을 때, 벅 조정기의 변환 효율은 인턱터의 크기에 의존한다. 인덕터가 큰 면적을 차지할 수 있고 다이(die) 상에 또는 패키지 상에 집적하는데는 부피가 크기 때문에, 현존하는 벅 조정기들은 종종 다수의 오프-칩 인덕터 성분들을 사용한다. 이러한 전략은 종종 인쇄회로기판상의 큰 면적을 요구하며, 차례로 전자장치의 크기를 증가시킨다. 이동 칩상의 시스템(system-on-chips, SoCs)이 보다 복잡해지고 전압 조정기에 의해 전달되는 점증하는 수의 전압 도메인들을 요구하므로 도전정신이 악화되고 있다.
본 발명의 요지의 몇개의 실시예들은 전압 조정기를 포함한다. 상기 전압 조정기는 제1 전압신호를 수신하고, 적어도 부분적으로, 상기 제1 전압신호에 근거하여 최종 전압신호를 공급하도록 구성된다. 상기 전압 조정기는 제1 전압신호를 수신하도록 구성된 제1 입력단자, 제2 전압신호를 수신하도록 구성된 제2 입력단자, 및 적어도 부분적으로 상기 제1 전압신호 및 제2 전압신호에 근거하여 중간 전압신호를 공급하도록 구성된 출력단자를 갖는 플라잉 스위치된-인덕터 조정기(flying switched-inductor regulator); 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 상기 출력단자에 연결된 입력단자, 출력단자, 및 복수의 커패시터들을 포함하는 강압 조정기(step-down regulator)로서, 상기 강압 조정기는 상기 강압 조정기의 상기 입력단자에서 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 상기 출력단자로부터의 중간 전압신호를 수신하도록 구성되며 상기 복수의 커패시터들의 미리 결정된 구성을 사용하여 상기 최종 전압신호를 상기 강압 조정기의 상기 출력단자로 공급하는 강압 조정기; 입력단자, 출력단자, 플라잉 커패시터(flying capacitor), 및 복수의 스위치들을 포함하는 레벨 변환 조정기(level shifting regulator)로서, 상기 레벨 변환 조정기는 상기 레벨 변환 조정기의 상기 입력단자에서 상기 강압 조정기의 상기 최종 전압신호를 수신하고 상기 강압 조정기의 상기 최종 전압신호에 근거하는 상기 제2 전압신호를 상기 레벨 변환 조정기의 상기 출력단자에서 공급하는 레벨 변환 조정기; 를 포함한다.
여기에 설명된 상기 전압 조정기의 몇개의 실시예들에서, 상기 레벨 변환 조정기는 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 상기 제1 입력단자 및 제2 입력단자와 병렬로 연결된 상기 플라잉 커패시터를 제공하기 위해 상기 복수의 스위치들의 구성을 변화시키도록 구성될 수 있다.
여기에 설명된 상기 전압 조정기의 몇개의 실시예들에서, 상기 레벨 변환 조정기는 상기 강압 조정기의 상기 출력단자 및 접지와 병렬로 연결된 상기 플라잉 커패시터를 제공하기 위해 상기 복수의 스위치들의 구성을 변화시키도록 구성될 수 있다.
여기에 설명된 상기 전압 조정기의 몇개의 실시예들에서, 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기는 100 피코-헨리(pico-Henry) 및 1 마이크로-헨리(micro-Henr -y) 범위 내의 인덕턴스를 갖는 인덕터를 포함할 수 있다.
여기에 설명된 상기 전압 조정기의 몇개의 실시예들에서, 상기 강압 조정기에서의 상기 복수의 커패시터들중 적어도 하나는 동적 램(DRAM) 제조공정을 사용하여 제조될 수 있다.
여기에 설명된 상기 전압 조정기의 몇개의 실시예들에서, 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기는 시간 삽입방식(time interleaved manner)으로 병렬로 동작하도록 구성된 복수의 조정기들을 포함할 수 있다.
여기에 설명된 상기 전압 조정기의 몇개의 실시예들에서, 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기는 제1 스위칭 주파수에서 동작하도록 구성될 수 있고, 상기 강압 조정기는 제2 스위칭 주파수에서 동작하도록 구성될 수 있다.
여기에 설명된 상기 전압 조정기의 몇개의 실시예들에서, 상기 전압 조정기는 또한 상기 강압 조정기의 상기 최종 전압신호를 조정하도록 구성된 제1 제어 루프, 및 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 상기 중간 전압신호를 조정하도록 구성된 제2 제어 루프를 포함할 수 있다.
여기에 설명된 상기 전압 조정기의 몇개의 실시예들에서, 상기 제1 제어 루프는 상기 출력 노드에서의 상기 중간 전압신호의 일부를 제공하기 위해 상기 강압 조정기를 동작시켜 상기 강압 조정기가 높은 변환 효율을 제공하는 구성에서 동작하도록 구성될 수 있다.
여기에 설명된 상기 전압 조정기의 몇개의 실시예들에서, 상기 제1 제어 루프는 상기 강압 조정기의 상기 최종 전압신호가 목표 출력전압의 미리 결정된 오류 범위내에 있도록 야기하기 위해 상기 강압 조정기를 동작시키도록 구성될 수 있다.
여기에 설명된 상기 전압 조정기의 몇개의 실시예들에서, 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 상기 인덕터를 제외한, 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기 및 상기 강압 조정기는 단일 다이(die)에서 제공될 수 있다.
여기에 설명된 상기 전압 조정기의 몇개의 실시예들에서, 상기 인덕터는 패키지상 또는 기판상에 개별 부품으로서 제공될 수 있다.
상기 설명된 요지의 몇개의 실시예들은 전자 시스템을 포함한다. 상기 전자 시스템은 여기에 설명된 상기 전압 조정기의 몇개의 실시예들을 포함할 수 있다. 상기 전자 시스템은 또한 상기 전압 조정기에 연결된 목표 부하 시스템을 포함할 수 있고, 상기 전압 조정기에서의 상기 강압 조정기의 상기 출력단자는 상기 목표 부하 시스템에 연결된다.
여기에 설명된 상기 전자 시스템의 몇개의 실시예들에서, 상기 목표 부하 시스템은 밧데리를 포함할 수 있고 상기 전압 조정기는 범용직렬버스의 전력선으로부터 상기 제1 전압신호를 수신하고 상기 최종 전압신호를 상기 밧데리로 공급하도록 구성될 수 있다.
여기에 설명된 상기 전자 시스템의 몇개의 실시예들에서, 상기 목표 부하 시스템은 칩상의 시스템(SoC)을 포함할 수 있고, 상기 SoC 및 상기 전압 조정기는 단일 SoC 패키지에서 패키지화될 수 있다.
여기에 설명된 상기 전자 시스템의 몇개의 실시예들에서, 상기 목표 부하 시스템은 칩상의 시스템(SoC)을 포함할 수 있고, 상기 SoC 및 상기 전압 조정기는 인쇄회로기판(PCB)상에 제공될 수 있다.
상기 설명된 요지의 몇개의 실시예들은 전자 시스템을 포함한다. 상기 전자 시스템은 여기에 설명된 전압 조정기의 실시예를 포함할 수 있으며, 상기 전압 조정기는 상기 전압 조정기에서의 상기 강압 조정기의 상기 출력단자가 입력 전압원에 연결되고 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 상기 제1 입력단자는 상기 전압 조정기의 목표 부하에 연결되는 역방향으로 동작하도록 구성된다.
여기에 설명된 상기 전자 시스템의 몇개의 실시예들에서, 상기 전압 조정기를 역방향으로 동작시키는 상기 전자 시스템은 상기 전압 조정기를 승압 조정기로서 동작시키도록 구성될 수 있다.
여기에 설명된 상기 전자 시스템의 몇개의 실시예들에서, 상기 강압 조정기의 상기 출력단자는 밧데리에 연결될 수 있고 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 상기 제1 입력단자는 범용직렬버스의 전력선에 연결될 수 있다.
상기 설명된 요지의 몇개의 실시예들은 플라잉 스위치된-인덕터 조정기와 강압 조정기를 포함하는 전압 조정기를 사용하여 제1 전압신호를 최종 전압신호로 변환하는 방법을 포함한다. 상기 방법은 상기 제1 전압신호를 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 제1 입력단자에서 그리고 제2 전압신호를 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 제2 입력단자에서 수신하는 단계; 적어도 부분적으로, 상기 제1 전압신호 및 상기 제2 전압신호에 근거하여, 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 출력단자에서 중간 전압신호를 공급하는 단계; 상기 중간 전압신호에 근거한 상기 최종 전압신호를 상기 강압 조정기에서의 복수의 커패시터들의 미리 결정된 구성을 사용하여 강압 조정기의 출력단자로 공급하는 단계; 상기 최종 전압신호를 레벨 변환 조정기의 입력단자에서 수신하고, 상기 레벨 변환 조정기를 사용하여, 상기 최종 전압신호에 근거하여 결정된 상기 제2 전압신호를 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 상기 제2 입력단자로 공급하며, 상기 강압 조정기의 상기 출력단자 및 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 상기 제2 입력단자 사이의 피드백 통로를 형성하는 단계; 를 포함한다.
여기에 설명된 상기 방법의 몇개의 실시예들에서, 상기 레벨 변환 조정기는 플라잉 커패시터 및 복수의 스위치들을 포함할 수 있고, 상기 방법은 상기 복수의 스위치들의 구성을 수정함으로써 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 상기 제1 입력단자 및 상기 제2 입력단자와 병렬로 상기 플라잉 커패시터를 제공하는 단계를 포함할 수 있다.
여기에 설명된 상기 방법의 몇개의 실시예들에서, 상기 레벨 변환 조정기는 플라잉 커패시터 및 복수의 스위치들을 포함할 수 있고, 상기 방법은 상기 복수의 스위치들의 구성을 수정함으로써 상기 강압 조정기의 상기 출력단자 및 접지와 병렬로 상기 플라잉 커패시터를 제공하는 단계를 추가로 포함할 수 있다.
상기 설명된 요지의 몇개의 실시예들은 제1 전압신호를 수신하고 적어도 부분적으로, 상기 제1 전압신호에 근거하여 제2 전압신호를 공급하도록 구성된 전압 조정기를 포함한다. 상기 전압 조정기는 인덕터를 포함하는 수신 조정기로서, 상기 수신 조정기는 상기 제1 전압신호를 상기 인덕터의 제1 단자에서 수신하고, 적어도 부분적으로, 상기 제1 전압신호에 근거하여 상기 인덕터의 제2 단자에서 중간 전압신호를 공급하도록 구성되는 수신 조정기; 및 복수의 입력단자들 및 출력단자를 포함하는 강압 조정기로서, 상기 강압 조정기는 상기 인덕터의 상기 제2 단자로부터의 상기 중간 전압신호를 상기 복수의 입력단자들 중 하나에서 약간의 시간 주기 동안 수신하고, 상기 수신된 중간 전압신호에 근거하여 상기 출력단자에서 상기 제2 전압신호를 공급하도록 구성되는 강압 조정기를 포함할 수 있다.
여기에 설명된 상기 전압 조정기의 몇개의 실시예들에서, 상기 전압 조정기는 상기 인덕터의 상기 제2 단자를 상기 복수의 입력단자들중 적어도 하나에 연결하도록 구성된 복수의 스위치들을 추가로 포함할 수 있다.
여기에 설명된 상기 전압 조정기의 몇개의 실시예들에서, 상기 복수의 스위치들중 제1 스위치는 상기 인덕터의 상기 제2 단자를 상기 복수의 입력단자들중 제1 입력단자에 연결하도록 구성되며, 상기 복수의 스위치들중 제2 스위치는 상기 인덕터의 상기 제2 단자를 상기 복수의 입력단자들중 제2 입력단자에 연결하도록 구성되고, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치는 시간-다중 방식(time-multiplexed manner)으로 온된다.
여기에 설명된 상기 전압 조정기의 몇개의 실시예들에서, 상기 강압 조정기는 상기 제1 입력단자에서 제1 양만큼 전압을 감소시키고 상기 제2 입력단자에서 상기 제1 양과는 다른 제2 양만큼 전압을 감소시키도록 구성된다.
여기에 설명된 상기 전압 조정기의 몇개의 실시예들에서, 상기 전압 조정기는 상기 전압 조정기의 상기 제2 전압신호를 제어하기 위해 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치의 듀티 사이클(duty cycle)을 제어하도록 구성된 컨트롤러를 포함할 수 있다.
여기에 설명된 상기 전압 조정기의 몇개의 실시예들에서, 상기 강압 조정기는 복수의 스위치된 커패시터 조정기들을 포함할 수 있다.
여기에 설명된 상기 전압 조정기의 몇개의 실시예들에서, 상기 수신 조정기 및 상기 복수의 스위치들은 플라잉 스위치된-인덕터 조정기를 형성할 수 있다.
여기에 설명된 상기 전압 조정기의 몇개의 실시예들에서, 상기 강압 조정기 및 상기 복수의 스위치들은 스위치된 커패시터 조정기를 형성할 수 있다.
여기에 설명된 상기 전압 조정기의 몇개의 실시예들에서, 상기 수신 조정기는 상기 전압 조정기가 돌입 전류(突入電流)를 감소시키기 위해 초기에 전력 상승될 때 상기 인덕터를 단락시키도록 구성되는 분로 스위치(shunt switch)를 포함할 수 있다.
여기에 설명된 상기 전압 조정기의 몇개의 실시예들에서, 상기 수신 조정기는 상기 인덕터와 직렬로 연결된 직렬 스위치를 포함할 수 있으며, 상기 직렬 스위치는 상기 전압 조정기가 돌입 전류(突入電流)를 감소시키기 위해 초기에 전력 상승될 때 상기 인덕터를 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치로부터 분리시키도록 구성된다.
여기에 설명된 상기 전압 조정기의 몇개의 실시예들에서, 상기 전압 조정기는 상기 전압 조정기가 돌입 전류를 감소시키기 위해 초기에 전력 상승될 때 상기 인덕터의 상기 제2 단자에서의 전압을 증가시키도록 구성된 분로 조정기를 포함할 수 있다.
여기에 설명된 상기 전압 조정기의 몇개의 실시예들에서, 상기 전압 조정기는 상기 전압 조정기가 돌입 전류를 감소시키기 위해 초기에 전력 상승될 때 상기 강압 조정기 내의 노드들중 하나에서의 전압을 증가시키도록 구성된 분로 조정기를 포함할 수 있다.
여기에 설명된 상기 전압 조정기의 몇개의 실시예들에서, 상기 강압 조정기는 적어도 하나의 커패시터를 포함하며, 상기 적어도 하나의 커패시터는 동적 램 (DRAM) 제조공정을 사용하여 제조된다.
상기 설명된 요지의 몇개의 실시예들은 전자 시스템을 포함한다. 상기 전자 시스템은 몇개의 실시예들에 따른 전압 조정기, 및 상기 전압 조정기에 연결된 목표 부하 시스템을 포함하며, 상기 전압 조정기에서의 상기 스위치된 커패시터 조정기의 상기 출력단자는 상기 목표 부하 시스템에 연결된다.
여기에 설명된 상기 전자 시스템의 몇개의 실시예들에서, 상기 목표 부하 시스템은 밧데리를 포함하며 상기 전압 조정기는 범용직렬버스의 전력선으로부터 상기 제1 전압신호를 수신하고 상기 범용직렬버스의 전력선을 사용하여 상기 밧데리를 충전하기 위해 상기 제2 전압신호를 상기 밧데리로 공급하도록 구성된다.
상기 설명된 요지의 몇개의 실시예들은 전자 시스템을 포함한다. 상기 전자 시스템은 몇개의 실시예들에 따른 전압 조정기를 포함할 수 있고, 상기 전압 조정기는 상기 전압 조정기에서의 상기 스위치된 커패시터 조정기의 상기 출력단자가 입력 전압원에 연결되며 상기 수신 조정기에서의 상기 인덕터의 상기 제1 단자는 상기 전압 조정기의 목표 부하에 연결되는 역방향으로 동작하도록 구성된다.
여기에 설명된 상기 전자 시스템의 몇개의 실시예들에서, 상기 전압 조정기를 역방향으로 동작시키는 상기 전자 시스템은 상기 전압 조정기를 승압 조정기로서 동작시키도록 구성된다.
여기에 설명된 상기 전자 시스템의 몇개의 실시예들에서, 상기 전압 조정기에서의 상기 스위치된 커패시터 조정기의 상기 출력단자는 밧데리에 연결되며 상기 수신 조정기에서의 상기 인덕터의 상기 제1 단자는 범용직렬버스의 전력선에 연결된다.
상기 설명된 요지의 몇개의 실시예들은 수신 조정기 및 스위치된 커패시터 조정기를 포함하는 전압 조정기를 사용하여 제1 전압신호를 제2 전압신호로 변환하는 방법을 포함한다. 상기 방법은 상기 수신 조정기에서의 인덕터의 제1 단자에서 상기 제1 전압신호를 수신하는 단계; 적어도 부분적으로, 상기 제1 전압신호에 근거하여 중간 전압신호를 상기 인덕터의 제2 단자에서 공급하는 단계; 상기 중간 전압신호를 상기 복수의 입력단자들중 하나로 공급하기 위해 상기 인덕터의 상기 제2 단자를 상기 강압 조정기의 복수의 입력단자들중 하나에 연결하는 단계; 및 상기 복수의 입력단자들중 하나에서, 상기 강압 조정기를 사용하여 상기 중간 전압신호를 상기 제2 전압신호로 변환하는 단계; 를 포함할 수 있다.
여기에 설명된 상기 방법의 몇개의 실시예들에서, 상기 복수의 입력단자들중 하나는 접지에 연결된다.
여기에 설명된 상기 방법의 몇개의 실시예들에서, 상기 방법은 제1 지속기간에 대한 제1 스위치를 통해, 상기 인덕터의 상기 제2 단자를 상기 복수의 입력단자들중 제1 입력단자에 연결하고, 제2 지속기간에 대한 제2 스위치를 통해, 상기 인덕터의 상기 제2 단자를 상기 복수의 입력단자들중 제2 입력단자에 연결하는 단계를 포함할 수 있다.
여기에 설명된 상기 방법의 몇개의 실시예들에서, 상기 방법은 상기 제2 전압신호를 제어하기 위해 상기 제1 지속기간 및 상기 제2 지속기간의 비율을 제어하는 단계를 포함할 수 있다.
여기에 설명된 상기 방법의 몇개의 실시예들에서, 상기 방법은 상기 전압 조정기가 돌입전류를 감소시키기 위해 초기에 전력 상승될 때 분로 스위치를 사용하여 상기 인덕터의 상기 제1 단자 및 상기 제2 단자를 단락시키는 단계를 포함할 수 있다.
여기에 설명된 상기 방법의 몇개의 실시예들에서, 상기 방법은 상기 전압 조정기가 돌입전류를 감소시키기 위해 초기에 전력 상승될 때 분로 조정기를 사용하여 상기 인덕터의 상기 제2 단자에서의 전압을 증가시키는 단계를 포함할 수 있다.
여기에 설명된 상기 방법의 몇개의 실시예들에서, 상기 전압 조정기에서의 상기 스위치된 커패시터 조정기의 상기 출력단자는 입력 전압원에 연결될 수 있고 상기 수신 조정기에서의 상기 인덕터의 상기 제1 단자는 상기 전압 조정기를 역방향으로 동작시키기 위해 상기 전압 조정기의 목표 부하에 연결될 수 있다.
그러므로, 상기 설명된 요지의 특징들은 이하에 설명되는 그 상세한 설명이 보다 잘 이해될 수도 있도록, 그리고 이 기술분야에 대한 본 발명의 기여가 보다 잘 이해되도록 오히려 넓게 설명되어져 있다. 물론, 이하에 설명될 그리고 여기에 첨부된 청구항들의 요지를 형성할 상기 설명된 요지의 부가적인 특징들이 설명되어 있다.
이 점에서, 상기 설명된 요지의 적어도 하나의 실시예를 자세히 설명하기 전에, 상기 설명된 요지는 다음의 설명에 기재된 또는 도면들에 예시된 구성의 세부사항들에 대한 그리고 구성요소들의 배열들에 대한 그 응용에 있어서 제한되지 않음을 이해해야 한다. 상기 설명된 요지는 다른 실시예들일 수 있고 다양한 방식들로 실시 및 수행될 수도 있다. 또한, 여기에 사용된 어법 및 전문 용어는 설명용이지 제한적인 것으로 간주되어서는 안됨을 이해해야 한다.
이와 같이, 이 기술분야에 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 기초로 하는 개념이 상기 설명된 요지의 몇가지의 목적을 달성하기 위한 다른 구조들, 시스템들, 방법들 및 매체의 구성을 위한 근거로서 용이하게 활용될 수도 있음을 이해할 것이다. 그러므로, 본 발명의 청구항들은 상기 설명된 요지의 정신 및 범위를 벗어나지 않는 지금까지의 상기 동등한 구성들을 포함하는 것으로 간주되는 것이 중요하다.
상기 설명된 요지의 다른 목적들과 함께, 상기 설명된 요지를 특징지우는 참신하면서도 다양한 특징들은 본 발명에 첨부된 그리고 본 발명의 일부를 형성하는 청구항들에서의 특징으로 설명되어 있다. 상기 설명된 요지, 그 동작 장점들 및 그 사용에 의해 얻어진 특별한 목적들의 보다 나은 이해를 위해, 상기 설명된 요지의 예시적이면서도 바람직한 실시예들이 존재하는 설명적인 사항 및 첨부 도면들에 대한 설명이 이루어져야 한다.
상기 설명된 요지의 다양한 목적들, 특징들, 및 장점들은, 유사한 도면부호들이 유사한 성분들을 의미하는, 다음의 도면들과 관련하여 고려될 때, 상기 설명된 요지의 다음의 자세한 설명을 참고함으로써 보다 완전히 이해될 수 있다.
도 1A-도 1B는 벅 조정기 및 그 동작을 예시하는 도면.
도 2A-도 2B는 제1단에서의 강압 조정기 및 제2단에서의 인덕터-기반 벅 조정기를 포함하는 전압 조정기를 예시하는 도면.
도 3은, 몇개의 실시예들에 따라, 제1단에서의 플라잉 스위치된-인덕터 조정기 및 제2단에서의 강압 조정기를 포함하는 전압 조정기의 고-레벨을 예시하는 도면.
도 4A-도 4B는, 몇개의 실시예들에 따라, 제1단에서의 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기가 플라잉 벅 조정기를 포함하는, 도 3의 자세한 도식적인 도면을 예시하는 도면.
도 5A-도 5D는, 몇개의 실시예들에 따라, 제1단에서의 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기가 플라잉 커패시터를 갖는 플라잉 벅 조정기를 포함하는, 도 3의 자세한 도식적인 도면 및 그 동작을 예시하는 도면.
도 6A-도 6B는, 몇개의 실시예들에 따라, 제1단에서의 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기가 플립된 플라잉 벅 조정기를 포함하는, 도 3의 자세한 도식적인 도면을 예시하는 도면.
도 7A-도 7B는, 몇개의 실시예들에 따라, N:M 조정기가 스위치된-커패시터 조정기를 포함하는 도 6A-도 6B의 자세한 도식적인 도면을 예시하는 도면.
도 8A-도 8B는, 몇개의 실시예들에 따른, 전압 조정기에 연결된 인덕터의 구성들을 예시적으로 도시하는 블록도.
도 9는, 몇개의 실시예들에 따른, 전압 조정기에 대한 피드백 제어 시스템의 블록도.
도 10은, 몇개의 실시예들에 따른, 전압 조정기에 대한 피드백 제어 시스템의 블록도.
도 11은, 몇개의 실시예들에 따라, 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 듀티 사이클 및 상기 강압 조정기의 변환율이 출력전압들에 걸쳐 어떻게 변하는지를 예시하는 도면.
도 12는, 몇개의 실시예들에 따라, 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 듀티 사이클 및 상기 강압 조정기의 변환율이 출력전압들에 걸쳐 어떻게 변하는지를 예시하는 도면.
도 13은 몇개의 실시예들에 따른 강압 구성에서의 하이브리드 변환기를 예시하는 도면.
도 14A-도 14B는 몇개의 실시예들에 따른 강압 구성에서의 하이브리드 변환기의 동작을 예시하는 도면.
도 15A-도 15B는 몇개의 실시예들에 따른 강압 구성에서의 플라잉 스위치된-인덕터 조정기를 포함하는 하이브리드 변환기를 예시하는 도면.
도 16A-도 16B는 몇개의 실시예들에 따른 플라잉 스위치된-인덕터 조정기를 갖는 하이브리드 조정기의 동작을 예시하는 도면.
도 17은 몇개의 실시예들에 따라 강압 및 승압 전압 조정을 제공할 수 있는 하이브리드 변환기를 도시하는 도면.
도 18은 몇개의 실시예들에 따른 집적된 전압 조정기의 단면도.
도 19는 몇개의 실시예들에 따른 집적된 전압 조정기의 단면도.
도 20은 몇개의 실시예들에 따른 개별 인덕터 성분을 갖는 집적된 전압 조정기의 단면도.
도 21은 몇개의 실시예들에 따른 개별 인덕터 성분을 갖는 집적된 전압 조정기의 단면도.
도 22는 몇개의 실시예들에 따른 SoC 패키지에서의 칩상의 시스템(SoC) 다이(die)의 바로 옆에 위치한 집적된 전압 조정기 다이들의 단면도.
도 23은 몇개의 실시예들에 따른 SoC 패키지에서의 칩상의 시스템(SoC) 다이(die)의 바로 옆에 위치한 집적된 전압 조정기 다이들 및 개별 인덕터 성분들의 단면도.
도 24는 몇개의 실시예들에 따른 인쇄회로기판(PCB)상의 SoC 패키지의 바로 옆에 위치한 집적된 전압 조정기 다이 또는 패키지의 단면도.
도 25는 몇개의 실시예들에 따른 인쇄회로기판(PCB)상의 SoC 패키지의 바로 옆에 위치한 집적된 전압 조정기 다이 또는 패키지 및 개별 인덕터 성분의 단면도.
도 26은 몇개의 실시예들에 따른 인쇄회로기판(PCB)상의 SoC 패키지의 바로 옆에 위치한 다수의 작은 집적된 전압 조정기 다이들의 상면도.
도 27은 몇개의 실시예들에 따른 인쇄회로기판(PCB)상의 SoC 패키지의 바로 옆에 위치한 소수의 큰 집적된 전압 조정기 다이들의 상면도.
도 28은 몇개의 실시예들에 따른 분로 스위치를 갖는 플라잉 스위치된-인덕터 조정기를 갖는 하이브리드 조정기를 예시하는 도면.
도 29는 몇개의 실시예들에 따른 직렬 스위치 및 분로 스위치를 갖는 플라잉 스위치된-인덕터 조정기를 갖는 하이브리드 조정기를 예시하는 도면.
도 30은 몇개의 실시예들에 따른 시동 회로로서 분로 조정기를 갖는 하이브리드 조정기를 예시하는 도면.
상기 설명된 요지의 완전한 이해를 돕기 위해, 상기 설명된 요지의 시스템들 및 방법들 및 상기 시스템들, 방법들 및 매체가 동작, 등등, 할 수도 있는 환경에 관한 수많은 특별한 세부사항들이 다음의 설명에 기재되어 있다. 그러나, 상기 설명된 요지가 상기 특별한 세부사항 없이도 실시될 수도 있고, 이 기술분야에 잘 알려지지 않은 어떤 특징들은 상기 설명된 요지의 복잡한 문제를 피하기 위해 상세히 설명되지 않음이 이 기술분야에 통상의 지식을 가진 자에게 명백할 것이다. 게다가, 아래에 설명된 예들은 예시적인 것임이 이해될 것이며, 상기 설명된 요지의 범위내에 있는 다른 시스템들 및 방법들이 존재함이 고려될 수 있다.
현대의 전자 시스템들은 다수의 처리용 코어 및 이질적 구성요소들(예컨대, 메모리 컨트롤러들, 하드웨어 가속장치들(hardware accelerators)을 단일 칩 내에 포함하는 칩상의 시스템(system-on-chip, SoC)으로서 고집적되어져 왔다. 저전력 비용과 결합된, SoC들에 대한 인기는 블록-전용 단위(block-specific granularity)로 전압 및 주파수를 제어하는 것에 동기를 부여한다. 상기 블록-전용 전압 제어는 전자 시스템이 더욱 향상된 기능을 갈망하는 코어의 전압만을 상승 가능하도록 할 수 있다. 상기 블록-전용 전압 제어는 전력 및/또는 기능을 개선시킬 수 있다.
그러나, 동적 전압 및 주파수 조정(DVFS)의 종래의 해결책들은 오프-칩 전압 조정기들의 비용 및 크기 제한에 기인하여 코어스-그레인 레벨(coarse-grain leve -l)에서 수행되어져 왔다. 게다가, 종래의 DVFS 구조들은 오프-칩 전압 조정기들의 저속에 기인하여 마이크로-초의 시간의 척도에서의 느린 전압/주파수 조정에 제한되었다. 나노-초의 시간의 척도에서의 더욱 빠른 DVFS는 급속히 변하는 계산 요구에 대한 상기 SoC 전압을 면밀히 추적함으로써 상기 SoC에 의해 소비된 더욱 많은 전력을 상당히 절약할 수 있다.
이러한 오프-칩 전압 조정기들의 단점들이 주어지면, 기판 크기를 감소시키고 나노초의 시간 척도의 코어 당(當) DVFS를 가능하게 하는 집적된 전압 조정기들(IVR)을 제조하는데 대한 많은 관심이 있어져 왔다. IVR은, 스위칭 조정기들 및 저(低)손실 비트(low-dropout) 선형 조정기를 포함하는, 다양한 전압 조정기들을 포함할 수 있다. 기판 크기를 감소시킬 수 있고 나노초의 시간 척도의 코어 당(當) DVFS를 가능하게 할 수 있는 IVR들은, 고성능 컴퓨터 구조(HPCA)에 관한 IEEE 국제 학술 토론회에서 2008년 2월에 김 원영(Wonyoung Kim) 씨(氏) 등에 의해 발표된, "칩상의 스위칭 조정기들을 사용하는 고속, 코어 당(當) DVFS의 시스템 레벨 분석"의 제목의 기사; 고상(固狀) 회로들의 IEEE 저널(JSSC)에서 2011년 9월에 한-푹 레(Hanh-Phuc Le) 씨(氏) 등에 의해 발표된, "완전하게 집적된 스위치된-커패시터 직류-직류 변환기들에 대한 설계 기술들"의 제목의 기사; 및 고상(固狀) 회로들의 IEEE 저널(JSSC)에서 2012년 1월에 김 원영(Wonyoung Kim) 씨(氏) 등에 의해 발표된, "나노초의 시간 척도의 DVFS를 위한 완전히 집적된 3-레벨 직류/직류 변환기"의 제목의 기사를 포함하는, 본 출원의 발명자들에 의해 작성된 기사들에 설명되어 있으며, 상기 기사들의 각각은 전부 여기에 참증자료로서 포함되어 있다.
스위칭 조정기는 벅 조정기(buck regulator)를 포함할 수 있다. 도 1A-도 1B는 벅 조정기 및 그 동작을 예시한다. 도 1A에 예시된 바와 같이, 상기 벅 조정기(100)는 인덕터(108) 및 2개의 스위치들(114, 116)을 포함할 수 있다. 상기 벅 조정기(100)는 전력 스위치들(114, 116)의 세트를 통해 상기 인덕터(108)를 제1 전압원 VIN (104) 및 제2 전압원(118)에 연결할 수 있다. 몇개의 경우들에서, 상기 제2 전압원(118)은 접지 전압원을 포함할 수 있다. 상기 전력 스위치들(114, 116)은 외부의 입력들을 사용하여 온 및 오프될 수 있다. 몇개의 경우들에서, 상기 전력 스위치들(114, 116)은 상기 2개의 스위치들이 동시에 온되지 않도록 제어될 수 있다. 상기 전력 스위치들(114, 116)은 트랜지스터들을 포함할 수 있다. 상기 트랜지스터들은 MOSFET 트랜지스터를 포함할 수 있다. 예를 들어, 상기 스위치(114)는 P-채널 MOSFET 트랜지스터를 포함할 수 있고, 상기 스위치(116)는 N-채널 MOSFET 트랜지스터를 포함할 수 있다.
도 1B에 예시된 바와 같이, 상기 전력 스위치들(114, 116)은 T의 주기로 온 및 오프되므로, 인덕터의 입력 VX (102)은 0 과 VIN 사이에서 T의 주기로 변동할 수 있다. 상기 인덕터(108) 및 커패시터(120)는 시간에 걸쳐 VX (102)를 평균하는 저역 필터로서 동작함으로써, 작은 전압 파형을 갖는 조정기 출력에서의 신호 VOUT (110)를 생성한다. 상기 출력전압 VOUT (110)은 상기 인덕터(108)가 상기 제1 전압원 VIN (104)에 연결되는 시간 양 및 상기 인덕터(108)가 상기 제2 전압원(118)에 연결되는 시간 양에 의존할 수 있다. 예를 들어, 상기 벅 조정기(100)는 VOUT (510)의 레벨을 VIND + (0V)(1-D)로 조정할 수 있고, 여기서, 0 과 1 사이의 수인, D는 VX 가 VIN 에 결합되는 시간의 일부분이다. D는 또한 듀티 사이클(duty cycle)이라 불리운다. 전류를 소비하는 출력 부하(106)는, 프로세서들, 메모리(디램(DRAM), 낸드 플래시(NAND flash)), RF 칩들, 와이파이 콤보 칩들(WiFi combo chips), 및 전력 증폭기들을 포함하는, 임의의 형태의 전자장치일 수 있다.
상기 벅 조정기(100)의 효율
Figure 112015108794144-pct00001
은 다음과 같이 계산될 수 있다:
Figure 112015108794144-pct00002
여기서,
Figure 112015108794144-pct00003
은 상기 출력 부하에 전달된 전력을 의미하고
Figure 112015108794144-pct00004
는 상기 벅 조정기(108)의 출력전압을 의미한다.
Figure 112015108794144-pct00005
은 다음과 같이 계산될 수 있고:
Figure 112015108794144-pct00006
=
Figure 112015108794144-pct00007
-
Figure 112015108794144-pct00008
, 여기서,
Figure 112015108794144-pct00009
은 전압 조정과정 동안의 전력 손실의 양을 의미한다.
벅 조정기(100)와 관련된 주요 전력 손실들
Figure 112015108794144-pct00010
중 하나는 상기 인덕터(108)의 기생 저항에 의해 초래된 저항 손실
Figure 112015108794144-pct00011
을 포함한다. 상기 벅 조정기(100)가 전류(112)를 이상적으로 공급함으로써 전력을 상기 출력 부하(106)로 전달할 때, 상기 벅 조정기(100)는 그 모든 출력전력을 상기 출력 부하(1O6)로 공급한다. 그러나, 실제의 경우에서, 상기 벅 조정기(100)는 그 출력전력의 일부를 상기 인덕터(108)에서 내부적으로 소비한다. 이상적으로, 인덕터(108)는 0의 저항값을 갖는다. 그러므로, 상기 인덕터(108)를 통해 흐르는 전류는 임의의 전력을 소비하지 않는다. 그러나, 실제의 경우에서, 인덕터(108)는, 상기 인덕터(108)를 형성하는 물질의 저항에 주로 기인하여, 유한한 저항과 관련된다. 상기 인덕터(108)의 이러한 바람직하지 않으면서도 유한한 저항은 기생저항이라 불리운다. 상기 기생저항은 상기 인덕터(108)를 통해 흐르는 전류가 에너지를 소비하도록 야기할 수 있기 때문에, 상기 기생저항은 저항성 전력 손실을 초래할 수 있다. 그러므로, 상기 저항성 전력 손실은 상기 벅 조정기(100)의 전력 변환효율을 감소시킬 수 있다.
상기 전류가 교번(交番)할 때, 상기 저항성 전력 손실은 다음과 같이 계산될 수 있다:
Figure 112015108794144-pct00012
= IL,RMS 2RL, 여기서, RL 은 상기 인덕터(108)의 기생저항의 값이며, IL,RMS 은 상기 인덕터(108)를 통해 흐르는 전류의 평균 제곱근(root-mean square)이다. IL,RMS 은 인덕터 전류의 피크-투-피크(peak-to-peak) 파형(IL,PP 120)을 감소시킴으로써 감소될 수 있다. 그러므로, 상기 벅 조정기(100)는 상기 인덕터 전류의 피크-투-피크 파형(IL,PP 120)을 감소시킴으로써 상기 저항성 전력 손실
Figure 112015108794144-pct00013
을 감소시킬 수 있다.
상기 인덕터 전류의 피크-투-피크 파형(IL,PP 120)을 감소시키는 2가지 방법들이 있다. 첫째로, 상기 벅 조정기(100)는 고주파수에서 스위치할 수 있고 상기 스위칭 조정기의 주기 T를 감소시킬 수 있다. 그러나, 이 해결책은 스위치들(114, 116) 사이의 접합(122)에서의 기생용량을 충전 및 방전하는데 소비된 전력을 증가시킬 수 있다. 상기 스위치들(114, 116)의 크기가 클 수 있기 때문에, 이러한 용량성 전력 손실은 상당할 수 있고, VX (102) 상의 전압 변동이 크기 때문에, 이것은 상기 기생용량을 증가시킨다. 이 용량성 전력 손실은 다음과 같이 계산될 수 있다:
PC = fCV2 여기서, f는 상기 벅 조정기(100)가 스위치하는 주파수이며, C는 상기 접합(122)에서의 기생용량의 양이고, V는 상기 접합(122)에서의 전압 변동이다. 상기 스위치들(114, 116)의 크기가 크기 때문에 이 전력 손실은 상당할 수 있고, VX (102) 상의 전압 변동이 크기 때문에, 이것은 상기 기생용량을 증가시킨다.
두번째로, 상기 벅 조정기(100)는 높은 인덕턴스 값을 갖는 인덕터(108)를 사용할 수 있음으로써, 상기 기생저항 RL 을 감소시킬 수 있다. 그러나, 이러한 해결책은 상기 인덕터(108)를 크게 하고 집적을 어렵게 한다.
스위칭 조정기는 또한 스위치된-커패시터(SC) 조정기를 포함할 수 있다. SC 조정기는 전원으로부터 출력 부하로 전하들을 전달하기 위해 인덕터들 대신에 1개 이상의 커패시터들을 사용할 수 있다. SC 조정기는 1개 이상의 커패시터들을 다수의 전압들중 하나에 연결/차단하는데 전력 스위치들을 사용할 수 있음으로써, 상기 다수의 전압들의 가중 평균치인 출력전압을 공급할 수 있다. 상기 SC 조정기는 커패시터들이 서로 연결되는 그 구성 및 그 순서를 변경함으로써 상기 출력전압을 제어할 수 있다. 커패시터들이 인덕터들보다는 다이 상에 또는 패키지 상에 더욱 용이하게 집적되기 때문에, 작은 크기를 갖는 SC IVR들을 수행하는 것이 더욱 용이하다.
그러나, SC 조정기들의 효율이 입력전압의 미리 결정된 부분이 아닌 출력전압들에서 저하될 수 있다. 예를 들어, SC 조정기는 입력전압의 1/2, 1/3, 2/3, 2/5, 3/5 에서 고효율을 달성할 수 있다. 그러나, 동일한 SC 조정기는 상기 출력전압이 이러한 값들로부터 벗어날 때 고효율을 제공할 수 없다. 이것은 전압의 연속적인 범위, 또는 5-10mV의 범위 내에서 동작하는 다수의 SoC들에 대한 문제점이다.
상기 SC 조정기와 관련된 몇가지의 해결책들은 상기 SC 조정기가 고효율을 제공할 수 있는 출력전압을 제공하도록 상기 SC 조정기를 동작시킨 다음, 벅 변환기를 사용하여 상기 SC 조정기의 출력전압을 조정함으로써 설명될 수 있다. 도 2A- 도 2B는 2개의 단(段)에서 SC 조정기 및 벅 조정기(buck regulator)를 포함하는 전력 변환기를 예시한다. 도 2A는 SC 조정기(222) 및 벅 조정기(100)를 포함한다. 상기 SC 조정기(222)는 입력전압(104)을 VTMP (224)으로 변환할 수 있고, 이것은 입력전압의 일부분이며 상기 SC 조정기는 상기 입력전압의 일부분에서 고효율을 제공할 수 있다. 예를 들면, VTMP (224)은 VIN/N 일 수 있고, 여기서, N은 강압율이다. 그 다음으로, 상기 벅 조정기(100)는 VTMP (224)을 수신할 수 있고 다수의 전력 스위치들(114, 116) 및 1개 이상의 인덕터들(108)을 사용하여 VOUT (210)을 세밀한 단계들로 공급하기 위해 상기 VTMP (224)을 조정할 수 있다. 도 2B는 상기 조정기에서의 신호들의 타이밍도를 예시한다.
이러한 조정기는 SC 조정기들이 미리 결정된 부분적인 값들에 걸쳐 전압들을 분할함에 있어서 양호하며 벅 조정기들은 세밀한 단계들에서의 광범한 출력전압들에 걸쳐 전압들을 조정함에 있어서 양호하다는 사실에 근거하고 있다. 예를 들면, 12V-내지-1V 의 강압 조정기에서, 상기 SC 조정기(222)는 VIN (104)에서 12V를 수신하고 1/6 강압을 제공할 수 있음으로써 VTMP (224)에서 2V를 공급할 수 있다. 이어서, 상기 벅 조정기(100)는 2V를 1V로 조정하기 위한 후속적인 조정을 제공할 수 있다. 이 조정기는, VIN (104)보다는 실질적으로 작을 수 있는, VX (202) 내지 VTMP (224)에서의 전압 변동을 감소시키기 때문에, 이 조정기는 상기 접합(122)에서의 기생용량에 기인하는 상기 용량성 전력 손실을 감소시킬 수 있다. 그러나, 부하 (206)에 의해 요구된 전류의 완전한 양이 상기 인덕터(208)를 통해 흘러야 하기 때문에 이 조정기는 여전히 용량성 전력 손실(IL,RMS 2R loss)을 겪을 수 있다. 상기 전류에 의해 초래된 상기 저항성 손실을 감소시키기 위해, 상기 인덕터는 저(低)저항을 가질 필요가 있고, 이것은 소형 다이 면적(예컨대, 소형 공간(footprint))에서 달성하는데는 어려울 수 있다.
본 발명은, 작은 인덕터임에도, 더욱 용이하게 집적될 수 있고 넓은 출력 및 입력전압 범위에 걸쳐 고효율을 유지할 수 있는 하이브리드 조정기 토폴로지(topo -logy)를 보여준다. 상기 하이브리드 조정기 토폴로지는 2가지 형태들의 조정기들을 포함할 수 있다: 플라잉 스위치된-인덕터 조정기(flying switched-inductor reg -ulator) 및 강압 조정기. 플라잉 스위치된-인덕터 조정기는 전원 전압의 전압 레벨을 목표 전압으로 변경시키기 위해 배열되는 복수의 스위치들 및 인덕터를 포함할 수 있다; 강압 조정기는 전원 전압의 전압 레벨을 상기 전원 전압의 M/N 부분으로 분할하기 위해 구성되는 복수의 스위치들 및 복수의 커패시터들을 포함할 수 있다. 상기 하이브리드 조정기 토폴로지의 상기 설명된 실시예들은 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기에서의 상기 스위치들에 걸친 전압 변동을 제한함으로써 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 상기 용량성 손실(CV2f loss)을 감소시킬 수 있다. 상기 하이브리드 조정기 토폴로지의 상기 설명된 실시예들은 또한 높은 스위칭 주파수에서 그리고 상기 인덕터를 통한 적은 양의 전류 흐름으로 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기를 동작시킴으로써 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 상기 인덕터 저항성 손실을 감소시킬 수 있다. 이러한 해결책은 낮은 인덕턴스를 갖는 작은 인덕터임에도 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 상기 저항성 손실을 감소시킬 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 상기 하이브리드 조정기 토폴로지의 상기 설명된 실시예들은 강압 구성으로 구성될 수 있다: 상기 하이브리드 조정기의 입력전압이 상기 하이브리드 조정기의 출력전압보다 더 높은 구성. 다른 실시예들에서, 상기 하이브리드 조정기 토폴로지의 상기 설명된 실시예들은 승압 구성으로 구성될 수 있다: 상기 하이브리드 조정기의 입력전압이 상기 하이브리드 조정기의 출력전압보다 더 낮은 구성.
몇개의 실시예들에서, 상기 하이브리드 조정기는 양방향성일 수 있다. 양방향성 하이브리드 조정기에서, 상기 하이브리드 조정기의 입력전압 및 출력전압은 강압 하이브리드 조정기를 승압 방식으로 동작시키거나 승압 하이브리드 조정기를 강압 방식으로 동작시키기 위해 교환(또는 뒤집힐)될 수 있다. 예를 들면, 상기 입력전압은 상기 하이브리드 조정기의 출력단자에 공급될 수 있고 상기 출력전압은 상기 하이브리드 조정기의 입력단자로부터 공급될 수 있다. 이러한 방식, 강압 하이브리드 조정기는 승압 방식으로 동작될 수 있거나, 승압 하이브리드 조정기는 강압 방식으로 동작될 수 있다.
도 3은 몇개의 실시예들에 따른 하이브리드 조정기 토폴로지를 예시한다. 도 3은 스위치된-인덕터 조정기(314) 및 강압 조정기(312)를 포함하는 하이브리드 조정기(300)를 포함한다. 상기 스위치된-인덕터 조정기(314)는 복수의 전압들, 예컨대, VIN (308) 및 VBOTTOM (310), 을 수신하며, 상기 복수의 전압들중 2개 이상의 전압들의 가중 평균치인 출력 VTMP (302)으로서 상기 강압 조정기(312)에 공급한다. 상기 강압 조정기(312)는 후속적으로 VTMP (302)를 원하는 출력전압(304)으로 강압시킬 수 있다. 몇개의 실시예들에서, 상기 강압 조정기(312)는 스위치된 커패시터 조정기와 같은, N:M 조정기를 포함할 수 있다. 상기 N:M 조정기는 수신된 전압 VTMP 을 M/N:
Figure 112015108794144-pct00014
의 부분으로 감소시키기 위해 구성된다. N:M의 몇가지 예들은 1:1, 2:1, 3:1, 3:2, 4:1, 4:3, 5:1, 5:2, 5:3, 5:4, 6:5, 7:1,7:2, 7:3, 7:4, 7:5, 7:6, 또는 임의의 다른 적합한 분수를 포함한다.
몇개의 실시예들에서, 상기 스위치된-인덕터 조정기(314) 및 상기 강압 조정기(312)는 동일한 스위칭 주파수(예컨대, 상기 스위치된-인덕터 조정기(314) 및 상기 강압 조정기(312)가 제어되는 주파수)에서 동작할 수 있다. 다른 실시예들에서, 상기 스위치된-인덕터 조정기(314) 및 상기 강압 조정기(312)는 2개의 다른 스위칭 주파수들에서 동작할 수 있다. 상기 스위치된-인덕터 조정기(314) 및 상기 강압 조정기(312)의 동작 주파수는 입력 클록신호에 근거하여 결정될 수 있다. 몇가지의 경우들에서, 상기 스위치된-인덕터 조정기(314) 및 상기 강압 조정기(312)에 대한 상기 입력 클록신호는 외부 클록원으로부터 수신될 수 있다; 다른 경우들에서, 상기 스위치된-인덕터 조정기(314) 및 상기 강압 조정기(312)에 대한 상기 입력 클록신호는 상기 스위치된-인덕터 조정기(314) 및 상기 강압 조정기(312)로서 동일한 칩상에 집적된 위상 동기(位相同期) 루프(phase locked loop, PLL)에 의해 발생될 수 있다. 몇개의 실시예들에서, 상기 PLL은 다른 주파수들을 갖는 2개 이상의 클록신호들을 발생할 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 상기 스위치된-인덕터 조정기(314)는 플라잉 스위치된-인덕터 조정기를 포함할 수 있다. 보통의 스위치된-인덕터 조정기(314)에서, VBOTTOM (310)은 접지신호(0V)에 걸린다. 그러나, 플라잉 스위치된-인덕터 조정기에서, 상기 VBOTTOM (310)은 0 이 아닌 전압으로 설정된다. 예를 들면, 플라잉 스위치된-인덕터 조정기에서, 상기 VBOTTOM (310)은 0V보다 더 크게 설정된다.
몇개의 실시예들에서, 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기(314)는 플라잉 벅 조정기를 포함할 수 있다. 도 4는 몇개의 실시예들에 따른 플라잉 벅 조정기를 갖는 하이브리드 조정기를 예시한다. 상기 플라잉 벅 조정기는 VIN (308) 및 VBOTTOM (310) 사이에서 동작할 수 있고, 상기 플라잉 벅 조정기는 N:M 조정기(412)에 연결될 수 있다.
상기 하이브리드 조정기(400)는 상기 플라잉 벅 조정기의 상기 인덕터(108)를 통해 상기 저항성 손실(IL,RMS 2R loss) 을 감소시킴으로써, 전압 변환효율을 개선시킬 수 있다. 상기 N:M 조정기는 입력전압 VTMP (302)을
Figure 112015108794144-pct00015
만큼 강압하도록 구성되며, VTMP (302)는 대부분 VOUT 보다 더 높다. N:M 조정기의 효율이 높다고 가정하면, 상기 출력 부하에 의해 공급된 전력은 상기 N:M 조정기에 의해 공급된 전력과 대충 같으며, 이것은 차례로 상기 플라잉 벅 조정기에 의해 공급된 전력과 동등하다. 그러므로, 잘 알려진 전력 방정식에 근거하여: 전력은 전류에 의해 곱해진 전압과 같고(P=VI), 상기 플라잉 벅 조정기(314)에 의해 공급된 전류 IL (112)는 대략
Figure 112015108794144-pct00016
이며, 여기서,
Figure 112015108794144-pct00017
(316)는 출력 부하에서 공급된 전류이다. M은 종종 N보다 더 작기 때문에, 상기 플라잉 벅 조정기(314)는 상기 N:M 조정기에 대한
Figure 112015108794144-pct00018
의 부분을 제공할 필요가 있을 뿐이다. 그러므로, 이 보통의 토폴로지는 상기 인덕터를 통해 상기 저항성 손실(IL,RMS 2R loss)을 대략 (M/N)2 으로 감소시킬 수 있다. 게다가, 상기 변환율(M:N 비율)이 커짐에 따라 상기 저항성 손실의 감소는 더욱 커진다. 상기 저항성 손실의 감소는 전력이 전압에 의해 곱해진 전류와 같음(P=VI)을 관찰하는 것에 의해 달성된다. 고정양의 전력이 전달될 때, 고(高)전압을 갖는 전력을 공급하는 것이 바람직하며, 이것은 소량의 전류만을 전달 가능하게 한다.
상기 하이브리드 조정기(400)는 또한 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기(314)의 상기 용량성 전력 손실(CV2f loss)을 감소시킬 수 있다. 특히, 상기 용량성 전력 손실(CV2f loss)은 VBOTTOM (310)을 제어함으로써 감소될 수 있다. 예를 들면, VBOTTOM (310)은 0V 및 VIN 308 사이의 임의의 값일 수 있다. 상기 용량성 손실이 상기 스위치들에 걸친 전압 변동을 감소시킴으로써 감소될 수 있기 때문에, 상기 용량성 손실(CV2f loss)은 가능한 곳이라면 어디서든 VBOTTOM (310)을 증가시킴으로써 감소될 수 있다.
몇개의 실시예들에서, VBOTTOM (310)이 VIN (308) 보다 상당히 작을 때, 스위치들(114, 116)에 걸린 전압은 클 수 있다. 상기 스위치들(114, 116)에 걸린 상기 큰 전압을 설명하기 위해, 상기 스위치들(114, 116)은 단자들에 걸린 큰 전압을 감당할 수 있는 트랜지스터들을 사용하여 형성될 수 있다. 예를 들면, 상기 스위치들(114, 116)은, 후막(厚膜)-산화물 MOSFET 트랜지스터들(thick-oxide MOSFET transisto -rs)과 같은, 후막-산화물 트랜지스터들(thick-oxide transistors)을 사용하여 형성될 수 있다. 다른 예들에서, 상기 스위치들(114, 116)은 질화 갈륨(GaN) 트랜지스터들, 또는 임의의 다른 적합한 트랜지스터들 또는 트랜지스터들의 결합을 사용하여 형성될 수 있다.
다른 실시예들에서, VBOTTOM (310)이 VIN (308) 보다 상당히 작지 않을 때, 상기 스위치들(114, 116)은, 박막 산화물 MOSFET 트랜지스터들과 같은, 보통의 박막-산화물 트랜지스터들을 사용하여 형성될 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 상기 하이브리드 조정기(400)에서의 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기는 또한 2개 이상의 위상들을 갖는 다중-위상 플라잉 벅 조정기를 포함할 수 있다. 상기 다중-위상 플라잉 벅 조정기는 단일 주기 T 동안 시간-삽입 방식으로 동작하는 복수의 병렬 플라잉 벅 조정기들을 포함할 수 있다. 예를 들면, 3-위상 플라잉 벅 조정기는 각각 위상으로부터 0도, 120도, 240도로 동작하는 3개의 세트의 스위치들 및 인덕터들을 포함할 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기에 공급된 상기 VBOTTOM (310)은 상기 강압 조정기의 출력전압에 근거할 수 있다. 도 5A-도 5D는 상기 플라잉 벅 조정기에 대한 VBOTTOM (310)이 몇개의 실시예들에 따른 상기 강압 조정기의 출력전압에 근거하여 발생되는 하이브리드 조정기를 예시한다. 상기 하이브리드 조정기(500)는 플라잉 스위치된-인덕터 조정기 및 N:M 조정기(312)를 포함한다. 도 5A는 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기가 플라잉 벅 조정기를 포함하지만, 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기는 또한 다른 형태들의 플라잉 스위치된-인덕터 조정기들을 포함할 수 있는 실시예를 예시한다. 상기 플라잉 벅 조정기는 VIN (308) 및 VBOTTOM (310)을 수신하고 VTMP (302)을 N:M 조정기(312)에 공급하도록 구성된다. 이어서, 상기 N:M 조정기(312)는 VOUT (304)을 공급하기 위해 VTMP (302)을 강압할 수 있다.
몇개의 실시예들에서, VBOTTOM (310)은 출력전압 VOUT (304)에 근거할 수 있다. 특히, VBOTTOM (310)은 VIN - VOUT 으로서 설정될 수 있다. 상기 하이브리드 조정기(500)는 레벨-변동 변환기(520)를 사용하여 상기 VBOTTOM (310)을 발생할 수 있다. 몇개의 실시예들에서, 상기 레벨-변동 변환기(520)는 플라잉 커패시터(CLS)(522) 및 복수의 스위치들(524-530)을 포함할 수 있다.
상기 레벨-변동 변환기(520)는 상기 스위치들(524-530) 중 2개를 한 번에 온시킴으로써 VIN - VOUT 을 VBOTTOM (310) 로서 공급할 수 있다. 예를 들면, 도 5B에 예시된 바와 같이, t0 의 시간에서, 상기 하이브리드 조정기(500)는, 스위치들(524, 526)을 온시키고 스위치들(528, 530)을 오프시킴으로써, CLS _0 (522)로 예시된, 상기 출력 부하와 병렬로 연결된 상기 플라잉 커패시터(522)를 공급할 수 있다. 이것은 상기 플라잉 커패시터(522)를 VOUT (304)으로 충전시킨다. 도 5C에 도시된 바와 같이, t0 이후의 미리 결정된 시간인, t1 의 시간에서, 상기 하이브리드 조정기(500)는, 스위치들(524, 526)을 오프시키고 스위치들(528, 530)을 온시킴으로써, CLS _1 (522-1)로 예시된, 상기 플라잉 벅 조정기와 병렬로 연결된 상기 플라잉 커패시터(522)를 공급할 수 있다. 양극을 VIN (304)까지 공급하고 음극을 VBOTTOM (310)까지 공급함으로써, VBOTTOM (310)은 VIN - VOUT 으로 설정될 수 있다. 도 5D는 도 5A의 상기 하이브리드 조정기에서의 신호들의 타이밍도를 예시한다. 도 5D는 내부 노드 Vx (102)가 VIN (304) 및 VIN - VOUT 사이에서 변동함을 예시한다. Vx (102)는 후속적으로 VTMP (302)를 발생시키기 위해 상기 인덕터에 의해 저역 필터되며, 이것은 VOUT (304)을 발생하기 위해 상기 강압 조정기(312)에 의해 추가로 강압된다.
몇개의 실시예들에서, 상기 플라잉 커패시터(522)가 2개의 위치들인 CLS _0 (522-0) 및 CLS _1 (522-1) 사이에서 스위치하는 주기는 상기 플라잉 벅 조정기에서의 상기 스위치들이 온 및 오프되는 주기와 동등할 수 있다. 몇개의 경우들에서, 상기 플라잉 커패시터(522)는 상기 플라잉 벅 조정기에서 상기 스위치들을 온 및 오프시키는 것과 동기적으로 2개의 위치들인 CLS _0 (522-0) 및 CLS _1 (522-1) 사이에서 스위치될 수 있다. 예를 들면, 상기 스위치(114)가 온되고 상기 스위치(116)가 오프될 때, 상기 플라잉 커패시터(522)에는 CLS _0 (522-0)가 공급될 수 있고; 상기 스위치(114)가 오프되고 상기 스위치(116)가 온될 때, 상기 플라잉 커패시터(522)에는 CLS_1 (522-1)가 공급될 수 있다. 다른 실시예들에서, 상기 플라잉 커패시터(522)가 2개의 위치들인 CLS _0 (522-0) 및 CLS _1 (522-1) 사이에서 스위치하는 주기는 상기 플라잉 벅 조정기에서의 상기 스위치들이 온 및 오프되는 주기의 정수 곱과 동등할 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 상기 플라잉 커패시터(522)는 높은 용량값을 가질 수 있다. 예를 들어, 상기 플라잉 커패시터(522)의 용량은 0.1-100nF 사이의 값, 또는 임의의 다른 적합한 용량값들일 수 있다. 고(高)용량 플라잉 커패시터(522)는 상기 플라잉 커패시터(522)에 걸리는 전압(그러므로 상기 플라잉 벅 조정기에 걸린 전압)이 시간에 따라 상당히 변하는 것을 방지할 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 상기 하이브리드 조정기(500)의 상기 레벨-변동 변환기는 개별적인 벅 변환기를 포함할 수 있다. 다른 실시예들에서, 상기 레벨-변동 변환기는, 다수의 플라잉 커패시터들이 삽입 방식으로 동작하는, 2개 이상의 위상들을 갖는 다중-위상 변환기를 포함할 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 하이브리드 조정기의 플라잉 벅 조정기의 입력단자 및 출력단자들은 뒤집어질 수 있다. 이러한 플라잉 벅 조정기는 플립된(flipped) 플라잉 벅 조정기로 불리울 수 있다. 상기 플립된(flipped) 플라잉 벅 조정기는 수직축을 따라 플립되는 플라잉 벅 조정기의 토폴로지를 갖기 때문에, 상기 플립된 (flipped) 플라잉 벅 조정기는 또한 플라잉 스위치된-인덕터 조정기로 불리울 수 있다. 이러한 새로운 토폴로지가 플라잉 스위치된-인덕터 조정기로 불리우는 한편, 아래에 설명된 바와 같이, 이러한 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 전력 분포구조는 실질적으로 보통의 플라잉 벅 조정기와는 다를 수 있다.
도 6A-도 6B는 몇개의 실시예들에 따른 플라잉 스위치된-인덕터 조정기를 갖는 하이브리드 조정기를 예시한다. 상기 하이브리드 조정기(600)는, N:M 조정기(312)에 연결되는, 플라잉 스위치된-인덕터 조정기(614)를 포함할 수 있다. 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기(614)는, 인덕터(608) 및 복수의 스위치들(616, 61 8)을 포함하는, 플립된 플라잉 벅 조정기를 포함할 수 있다. 종래의 플라잉 벅 조정기들과는 다르게, 상기 플립된 플라잉 벅 조정기(614)는 상기 인덕터(608)를 통해 VIN (308)에 연결되며, VN:M _TOP (620) 및 VN:M _BOTTOM (622)의 2개의 전압들을 상기 N:M 조정기(312)로 공급한다. 이어서, 상기 N:M 조정기(312)는 출력전압 VOUT (304)을 발생하기 위해 VN:M _TOP (620) 및 VN:M _BOTTOM (622)을 사용할 수 있다.
상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기(614)에서, 입력전압 VIN (308)은 상기 N:M 조정기에 공급된 2개의 전압들의 가중 평균치와 동등하다: VN:M _TOP (620) 및 VN:M_BOTTOM (622). 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기가 상기 예시의 수직축에 걸쳐 플립되고 출력이던 노드가 이제는 고정전압일 수 있는 VIN (308)에 연결되기 때문에 이것은 이전의 실시예들과 다르다.
상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기(614)는 상기 인덕터(608)에 연결된 상기 입력전압 VIN (308)가 VN:M _ TOPD + VN:M _BOTTOM (1-D)와 동등하도록 구성될 수 있고, 여기서, 0 과 1 사이의 수인, D는 VX (602)가 VN:M _TOP 에 연결되는 듀티 사이클이다. VIN 이 고정되어 있기 때문에, VN:M _ TOP (620) 및 VN:M _BOTTOM (622)는 VX (602)가 VN:M _TOP (620)에 얼마나 오랫동안 연결되어 있고 VX (602)가 VN:M _BOTTOM (622)에 얼마나 오랫동안 연결되어 있는지에 의존하여 변하도록 구성된다. 도 6B는 도 6A의 하이브리드 조정기에서의 신호들의 타이밍도를 예시한다. 도 6B는 상기 인덕터(608)에 연결된 상기 입력전압 VIN (308)가 고정전압임을 예시한다. 이 고정된 입력전압 VIN (308)은, 역시 고정전압들이면서도, 2개의 개별적인 전압들인, VN:M _ TOP (620) 및 VN:M _BOTTOM (622)를 발생시키는데 사용된다. 상기 내부 노드 VX (602)는 D의 듀티 사이클에서 VN:M _ TOP (620) 및 VN:M _BOTTOM (622) 사이에서 스위치된다. 상기 강압 조정기(312)는 출력전압 VOUT (304)을 발생하기 위한 2개의 입력들로서 VN:M _ TOP (620) 및 VN:M _BOTTOM (622)를 사용한다.
도 7A-도 7B는 몇개의 실시예들에 따른 플라잉 스위치된-인덕터 조정기를 갖는 하이브리드 조정기의 예시적인 실시예를 도시한다. 도 7A는 인덕터(708)를 포함하는, 플라잉 스위치된-인덕터 조정기(714)를 갖는 하이브리드 조정기(700)를 도시한다. 도 7A는 또한 제1 세트의 스위치들(716) 및 제2 세트의 스위치들(718)을 포함한다. 상기 제1 세트의 스위치들(716) 및 상기 제2 세트의 스위치들(718)에서의 각 스위치는 VN:M _ TOP (620) 및 VN:M _BOTTOM (622)을 상기 강압 조정기(712)의 입력 노드들중 하나 또는 접지(0V)에 연결할 수 있다.
상기 강압 조정기(712)는 복수의 N:M 조정기들을 포함할 수 있다. 예를 들면, 도 7A에서, 상기 강압 조정기(712)는 1:1 조정기, 2:1 조정기, 3:1 조정기, 4:1 조정기, 및 5:1 조정기를 포함한다. 몇개의 실시예들에서, 이러한 N:M 조정기들(5:1, 4:1, 3:1, 2:1, 1:1)은 개별적인 조정기로서 수행될 수 있다. 다른 실시예들에서, 이러한 N:M 조정기들(5:1, 4:1, 3:1, 2:1, 1:1)은 스위치들 및 커패시터들을 공유하는 재구성 가능한 단일 SC 조정기로서 수행될 수 있다. 여전히 다른 실시예들에서, 이러한 N:M 조정기들 중 2개 이상의 조정기들은 재구성 가능한 단일 SC 조정기로서 수행될 수 있고, 이러한 N:M 조정기들 중 나머지 조정기들은 개별적인 조정기들로서 수행될 수 있다.
상기 강압 조정기(712)는, 복수의 입력 노드들을 포함할 수 있고, 그 각각은 상기 강압 조정기(712)에서의 상기 N:M 조정기들 중 하나에 연결된다. 예를 들면, 도 7A에서, 상기 강압 조정기(712)는 5개의 입력 노드들: VSC _5:1, VSC _4:1, VSC _3:1, VSC_2:1, VSC _1: 1 을 포함한다. 상기 강압 조정기(712)는 또한 출력 노드를 포함하며, 이것은 상기 N:M 조정기들 중 하나의 출력전압을 공급한다.
상기 제1 세트의 스위치들(716) 및 상기 제2 세트의 스위치들(718)은 시간 다중방식(time multiplexed manner)으로 동작될 수 있다. 예를 들어, 시간에서의 한개의 점에서, 아무런 스위치도 또는 상기 제1 세트의 스위치들(716)에서의 스위치들중 하나는 온될 수 있다. 이와 같이, 시간에서의 한개의 점에서, 아무런 스위치도 또는 상기 제2 세트의 스위치들(718)에서의 스위치들중 하나가 온될 수 있다. 상기 제1 세트의 스위치들(716) 중 하나가 온될 때, 상기 제2 세트의 스위치들(718) 중 그 어떤 것도 온되지 않는다; 상기 제1 세트의 스위치들(716) 중 그 어떤 것도 온되지 않을 때, 상기 제2 세트의 스위치들(718) 중 하나가 온된다. 도 7B에 도시된 바와 같이, 상기 제2 세트의 스위치들(718)에서의 1개의 스위치 및 상기 제1 세트의 스위치들(716)에서의 1개의 스위치는 VX (702)에서의 방형파(方形波) (square wave)를 생성하기 위해 온 및 오프될 수 있다.
몇개의 실시예들에서, VN:M _TOP (720) 및 VN:M _BOTTOM (722)가 VX (702)에 연결되는 지속기간은 VOUT (704)을 제어하기 위해 제어될 수 있다. 예를 들어, VIN 이 3.7V 라고 가정하면, 이것은 전형적인 리튬-이온 밧데리 전압이다; VN:M _TOP (720)은 상기 제2 세트의 스위치들(718)을 통해 VSC _4:1 에 연결된다; VN:M _BOTTOM (722)는 상기 제1 세트의 스위치들(716)을 통해 VSC _3:1 에 연결된다; 그리고 상기 목표 VOUT (704)은 1V이다. VOUT 은 1V이므로, VSC _4:1 은 4V이고, VSC _3:1 은 3V이다. VIN 이 VN:M _ TOPD + VN:M _BOTTOM (1-D)와 같고 VIN 이 3.7V 이며 VN:M _TOP 및 VN:M _BOTTOM 은 VSC _4:1 (4V) 및 VSC _3:1 (3V)에 각각 연결되므로, 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 듀티 사이클은 0.7 이어야 한다. 달리 설명하자면, 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기는 그 시간의 70% 동안 VSC _4:1 에 연결될 수 있고 그 시간의 나머지 30% 동안 VSC _3:1 에 연결될 수 있다. 다른 예로서, 만일 상기 목표전압 VOUT (704)이 0.95V까지 변하면, VN:M _TOP 및 VN:M_BOTTOM 은 VSC _4:1 (3.8V) 및 VSC _3:1 (2.85V)에 각각 연결되지만, D는 0.89까지 변할 수 있다. 이러한 D는 방정식 3.7 = 3.8D + 2.85(1-D)로부터 유도되며, 이것은 VIN = VN:M_TOPD + VN:M _BOTTOM (1-D)로부터 유도된다. 다른 한예로서, 만일 상기 목표전압 VOUT (704)이 0.9V까지 변하면, VN:M _TOP 및 VN:M _BOTTOM 은 VSC _5:1 (4.5V) 및 VSC _4:1 (3.6V)에 각각 연결되지만, D는 0.11까지 변할 수 있다. 도 7B는 상기 하이브리드 조정기에서의 신호들의 타이밍도를 예시한다. 도 7B에서, 상기 제1 세트의 스위치들(716) 중 하나는 VSC _3: 1 을 VN:M _BOTTOM 에 연결하도록 구성되며, 상기 제2 세트의 스위치들(718) 중 하나는 VSC _4: 1 을 VN:M _TOP 에 연결하도록 구성된다. 도 6B에 예시된 바와 같이, VSC_3:1 and VSC _4:1 은 VOUT (704)을 발생시키기 위해 듀티-사이클될 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 상기 제1 세트의 스위치들(716) 및 상기 제2 세트의 스위치들(718)은 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 일부일 수 있다. 다른 실시예들에서, 상기 제1 세트의 스위치들(716) 및 상기 제2 세트의 스위치들(718)은 상기 강압 조정기(712)의 일부일 수 있다. 예를 들면, 상기 강압 조정기(712)는 상기 제1 세트의 스위치들(716) 및 상기 제2 세트의 스위치들(718)에서의 스위치들 중 어느 스위치가 VN:M _ TOP 및 VN:M _BOTTOM 에 연결될 수 있는지를 결정할 수 있고, 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기는 D(듀티 사이클)의 값을 결정할 수 있다.
도 7A에 예시된 실시예는 상기 인덕터(708)와 관련된 기생저항 및 기생용량을 감소시킬 수 있다. 도 8A-도 8B는 몇개의 실시예들에 따라 어떻게 인덕터가 하이브리드 조정기에 연결될 수 있는지를 예시한다. 도 8A는 인덕터가 어떻게 칩의 2개 이상의 내부 노드들에 연결될 수 있는지를 예시한다. 도 8B는 인덕터가 어떻게 칩의 1개의 내부 노드에 연결될 수 있는지를 예시한다. 몇개의 실시예들에서, 상기 인덕터들은 상기 전압 조정기와 유사한 다이(die) 상에서 수행될 수 있지만, 다른 금속층들 상에서 수행될 수 있다. 이 경우, 패드들(806, 808)은 바이어들(vias)을 사용하여 수행될 수 있다. 몇개의 실시예들에서, 상기 인덕터들은 상기 전압 조정기와는 다른 다이 상에서 수행될 수 있거나 내부적으로 위치하는 개별적인 구성요소들이다. 이 경우, 상기 패드들(806, 808)은 전압 조정기 다이 상에서 보통의 패드들로서 수행될 수 있다. 어느 한 형태의 실시예들에서, 기생용량 및/또는 기생 인덕턴스(parasitic inductance)에 기인하는 상기 패드들(806, 808)과 관련된 기생 손실들이 존재한다.
도 3-도 5에 예시된 실시예들에서, 상기 인덕터는 상기 하이브리드 조정기의 2개의 내부 노드들에 연결된다. 예를 들어, 상기 하이브리드 조정기의 상기 벅 조정기/플라잉 벅 조정기에서의 상기 인덕터는 상기 하이브리드 조정기의 2개의 내부 노드들에 연결된다. 이 경우, 벅 조정기/플라잉 벅 조정기의 출력전류는 패드(806)를 통해 흘러나가, 상기 인덕터(804)를 통해 흐른 다음, 패드(808)를 통해 다시 뒤로 흐른다. 그러므로, 상기 하이브리드 조정기는 상기 패드들(806, 808)의 둘다 모두의 기생 손실들에 의해 영향받는다.
이에 반해, 도 6-도 7에 예시된 실시예들에서, 상기 인덕터는 상기 하이브리드 조정기의 단지 1개의 내부 노드만에 연결된다. 예를 들어, 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기에서의 상기 인덕터는 VIN (814) 및 상기 하이브리드 조정기의 내부 노드에 연결된다. 이 경우, 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 전류는 상기 인덕터(812)를 통해 흘러 816을 통해 전압 조정기 다이로 흘러 들어간다. 그러므로, 상기 전류는 상기 패드들(806, 808)들 중 단지 하나만을 통해 흐르며, 이것은 기생 손실을 감소시킬 수 있다.
도 3-도 7에 예시된 실시예들에서, 모든 N:M 조정기들은, 1개 이상의 커패시터들 또는 1개 이상의 인덕터들을 연결/차단하는 1개 이상의 스위치들을 포함하는, 플라잉 스위치된-인덕터 또는 스위치된-커패시터 또는 상기 2개의 하이브리드를 포함할 수 있다. 상기 N:M 조정기들은 또한 다른 변환율(예컨대, (N-1):M (N-2):M, N:(M-1), N:(M-2), (N-1):(M-1), 등등)로 동적으로 변하는 재구성 가능한 조정기 구조들일 수 있다. 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기에서의 인덕터의 전형적인 인덕턴스는 100 피코-헨리(pico-Henry) 내지 1 마이크로-헨리(micro-Henry)의 범위일 수 있고 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기에서의 전력 스위치들은 전형적으로 1000 내지 100,000의 폭/(최소 길이) 값들을 가질 수 있다. 예를 들어, 90nm 공정 기술에서, 전력 스위치 폭들은 전형적으로 100um 내지 10mm의 범위이다. 스위칭 주파수들은 전형적으로 10MHz 내지 500MHz의 범위이다.
상기한 바와 같이, 상기 N:M 조정기는 SC 조정기를 사용하여 수행될 수 있다. 몇개의 경우들에서, 상기 SC 조정기는 상기 입력전압 VTMP 을
Figure 112015108794144-pct00019
로 강압할 수 없을 수도 있다. 대신에, 상기 SC 조정기는 VOUT 으로서
Figure 112015108794144-pct00020
을 공급할 수 있고, 여기서, VDELTA 는 작은 값이다. 예를 들어, 90nm 공정들에서, VDELTA 는 0 - 200mV의 범위에 있다. 몇개의 경우들에서, VDELTA 는 상기 SC 조정기의 비이상적인 특성들 때문에 존재할 수 있다. 예를 들면, 상기 비이상적인 특성들은 기생용량을 포함할 수 있다. 그러나, VDELTA 는 종종 출력전압과 비교하여 실질적으로 작을 수 있다. 몇개의 경우들에서,
Figure 112015108794144-pct00021
일 때, 상기 SC 조정기의 효율은 가장 높을 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 도 3-도 7에 설명된 상기 하이브리드 조정기들은 피드백 시스템을 사용하여 제어될 수 있다. 상기 피드백 시스템은, 실질적으로 실시간으로, 상기 하이브리드 조정기의 출력전압이 상기 목표 출력전압으로부터의 허용 가능한 오류범위 내에 있는지의 여부를 결정할 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 상기 피드백 시스템은 복수의 피드백 시스템들을 포함할 수 있다. 도 9는 몇개의 실시예들에 따른 복수의 피드백 시스템들을 갖는 하이브리드 조정기를 예시한다. 도 9는 도 3에 도시된 2단(段) 하이브리드 조정기를 포함한다. 도 9는 제1 피드백 루프(928) 및 제2 피드백 루프(930)를 추가로 포함한다. 상기 제1 피드백 루프(928)는 상기 강압 조정기(312)를 제어하도록 구성되며 상기 제2 피드백 루프(930)는 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기(314)를 제어하도록 구성된다.
상기 제1 피드백 루프(928) 및 상기 제2 피드백 루프(930)는 서로 동작하여 상기 강압 조정기(312)가 그 고효율 범위에 근접하게 동작할 수 있도록 구성된다. 상기한 바와 같이, 상기 출력전압
Figure 112015108794144-pct00022
이
Figure 112015108794144-pct00023
에 근접할 때 상기 SC 조정기의 효율은 가장 높을 수 있다. 그러므로, 상기 제1 피드백 루프(928)는 상기 강압 조정기(312)를 동작시켜 상기 출력전압
Figure 112015108794144-pct00024
이
Figure 112015108794144-pct00025
에 근접하도록 구성된다. 동시에, 상기 제2 피드백 루프(930)는 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기(314)를 동작시켜 상기 출력전압
Figure 112015108794144-pct00026
이 상기 목표전압에 근접하도록 구성된다.
어떤 의미에서, 상기 제1 피드백 루프(928)는 고효율에서 동작하도록 상기 SC 조정기를 동작시키는 느린 루프이며 상기 제2 피드백 루프(930)는 VOUT 이 VREF 에 근접하여 있도록 부하 변동들에 신속하게 반응하는 빠른 루프이다. 상기 디지털 블록들(908, 920)은 베리로그(Verilog), VHDL 및 블루스텍(Bluespec)을 포함하는 하드웨어 프로그래밍 언어들을 사용하여 합성될 수 있다.
예를 들면, VIN = 3.7V이라고 가정하면; 목표 VOUT 은 1V이다(VREF 은 1V와 동등하다); 그리고 상기 강압 조정기(312)는 3:1 SC 조정기이다. 이 경우, VTMP/VOUT 이 3에 근접할 때 상기 SC 조정기는 고효율을 갖는다. 그러나, VTMP/VOUT 이 이상적인 조건들에서만 3과 같을 수 있고, 비이상적인 조건들에서, VOUT 전압에서의 작은 전압 강하 VDELTA 가 있다. 결과적으로, VOUT 이 VTMP/3 - VDELTA 에 근접할 때 상기 SC 조정기는 고효율을 갖는다.
상기 강압 조정기(312)의 효율을 증가시키기 위해, 상기 제1 피드백 시스템(928)은 VTMP/3 - VDELTA 에 근접한 전압을, 출력전압 VOUT (304)으로서, 공급하기 위해 상기 강압 조정기(312)를 제어할 수 있다. 이것을 위해, 상기 제1 피드백 시스템(928)은 VTMP/3 - VDELTA 및 VOUT 을 비교하는 비교기(910)를 사용할 수 있고 이 비교 결과를 디지털 블록(908)으로 전송할 수 있다. 이 비교 결과는 2진 신호를 포함할 수 있으며, 이 2진 신호는 VOUT 이 VTMP/3 - VDELTA 보다 더 큰지의 여부를 나타낸다. 이어서, 상기 제1 피드백 시스템(928)의 상기 디지털 블록(908)은 VOUT 이 VTMP/3 - VDELTA 로부터 허용 가능한 오류범위 내에 있도록 상기 SC 조정기(914)의 전력 스위치들을 제어하는 신호(906)를 발생시킬 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 상기 제2 피드백 루프(930)는 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기(314)를 제어하기 위해 상기 강압 조정기(312)에 관한 정보를 사용할 수 있다. 예를 들어, VDELTA 가 0.1V라고 가정하면, VTMP 는 3.3V 일 수 있어 VOUT 이 1V의 목표값에 근접하게 된다. 그러므로, 상기 제2 피드백 루프(930)는 VTMP 를 3.3V로 설정할 수 있다.
상기 제2 피드백 시스템(928)은 비교기(926)를 사용하여 VTMP 를 3.3V로 설정할 수 있다. 상기 비교기(926)는 VREF (1V) 및 VOUT 을 비교하여 비교 결과를 상기 디지털 블록(920)으로 전송할 수 있다. 이어서, 상기 디지털 블록(920)은 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기(314)의 듀티 사이클을 제어할 수 있어 VOUT 이 원하는 값, 이 경우 1V, 으로 근접하게 된다. 이 피드백 구조는 자동으로 VTMP 를 3.3V에 근접하도록 설정할 수 있다.
이러한 2개의 루프들을 사용하여, 상기 강압 조정기는 VOUT 을 VTMP/3 - VDELTA 에 근접하게 설정함으로써 고효율로 동작할 수 있고, 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기(314)는 VOUT 이 목표값에 근접하도록 적절한 VTMP 을 발생시키기 위해 그 듀티 사이클을 설정할 수 있다.
도 10은 몇개의 실시예들에 따른 다른 구성을 갖는 복수의 피드백 시스템들을 갖는 하이브리드 조정기를 예시한다. 도 10은 제1 피드백 루프(1028) 및 제2 피드백 루프(1030)를 포함한다. 상기 제1 피드백 루프(1028)는 상기 강압 조정기(31 2)를 제어하도록 구성되며, 상기 제2 피드백 루프(1030)는 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기(314)를 제어하도록 구성된다.
도 10에 예시된 실시예는 도 9의 실시예와 실질적으로 유사하다. 차이점은 상기 제1 피드백 루프(1028)는 VOUT 이 VREF 에 근접해지도록 부하 변동들에 신속하게 반응하는 급속 루프인 반면, 상기 제2 피드백 루프(1030)는 상기 SC 조정기를 고효율에서 동작하도록 동작시키는 느린 루프라는 것이다.
몇개의 실시예들에서, 상기 디지털 블록들(908, 920, 1008, 1020)은 하드웨어 프로그래밍 언어들을 사용하여 합성될 수 있다. 상기 하드웨어 프로그래밍 언어들은 베리로그(Verilog), VHDL, 블루스펙(Bluespec), 또는 임의의 다른 적합한 하드웨어 프로그래밍 언어를 포함할 수 있다. 다른 실시예들에서, 상기 디지털 블록들(908, 920, 1008, 1020)은 수동으로 구성될 수 있고 수동으로 칩 상에 배치될 수 있다.
상기 하이브리드 조정기는, 그들의 각각의 스위칭 주파수들에 의해 제한된 최대 제어 대역폭에 의존하는, 도 9 또는 도 10의 실시예에 따른 피드백 시스템을 사용할 수 있다. 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기(314)의 상기 최대 제어 대역폭이 상기 강압 조정기(312)의 최대 제어 대역폭보다 더 높을 때, 도 9의 실시예에 따른 상기 피드백 시스템은 상기 하이브리드 조정기가 더 높은 루프 대역폭을 가질 수 있도록 함으로써, 상기 하이브리드 조정기가 출력전압(304)에서의 임의의 변동들에 신속하게 반응 가능하도록 한다. 상기 강압 조정기(312)의 최대 제어 대역폭이 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기(314)의 상기 최대 제어 대역폭보다 더 높을 때, 도 10의 상기 피드백 시스템은 더 높은 루프 대역폭을 갖는 완전한 시스템을 가능하게 한다.
몇개의 실시예들에서, 상기 하이브리드 조정기는 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 무감대(無感帶)를 설명할 수 있는 무감대(無感帶) 피드백 시스템을 포함할 수 있다. 단순성을 목적으로, 상기 무감대 피드백 시스템은 도 5의 하이브리드 조정기에 관해 예시되지만, 이 무감대 피드백 시스템은 임의의 상기 설명된 하이브리드 조정기들에 대해 사용될 수 있다.
플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 무감대는 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기에 의해 발생될 수 없는 전압들의 범위를 의미한다. 예를 들어, 도 5에서, 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기는 0 및 1 사이의 듀티 사이클 D를 변경함으로써 VIN (308) 및 VBOTTOM (310) 사이의 모든 전압들을 발생시킬 수 있어야 한다. 그러나, 효율성 이유에 기인하여, 상기 듀티 사이클 D는 종종 0.05 및 0.95에 제한된다. 그러므로, VBOTTOM 및 VBOTTOM +0.05(VIN - VBOTTOM)사이의 전압들, 및 VBOTTOM + 0.95(VIN - VBOTTOM) 및 VIN 사이의 전압들은 발생될 수 없다.
이 무감대는 잠재적으로 상기 무감대 때문에 상기 하이브리드 조정기의 성능에서의 충격을 가질 수 있고, 상기 하이브리드 조정기는 관심범위 내의 모든 원하는 전압들을 발생시키지 않을 수도 있다. 이 문제는 아래의 예에 의해 설명된다.
VIN 이, 전형적인 리튬-이온 밧데리 전압인, 3.7V라고 가정한다; 상기 목표 VOUT 504 는 1.15V이고; 상기 강압 조정기는 3:1 SC 조정기이다. 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 듀티 사이클이 D라고 가정하면, VTMP = VIND+(VIN-VOUT)(1-D) = VIN-VOUT(1-D)이다. 3:1 SC 조정기는 정확히 3:1인 변환율을 갖지 않을 수도 있으나, 대신 VOUT 에서의 약간의 전압 강하에 기인하는 약간 더 높은 변환율을 가질 수 있다. 그러므로, 3:1 SC 조정기의 상기 변환율은 3+NDELTA 이며, 여기서, NDELTA 는 0.1 주위의 수이다. VTMP = (3+NDELTA)VOUT 이기 때문에, 위의 방정식을 결합하면, VIN-VOUT(1-D) = (3+NDELTA)VOUT 이며, 이것은 VIN = (4-D+NDELTA)VOUT, 또는 VIN/(4-D+NDELTA) = VOUT 로 이끈다. D는 0과 1 사이의 수이므로, 이 조정기는 VOUT 을 D = 0일 때의 VIN/(4+NDELTA) 및 D = 1일 때의 VIN/(3 +NDELTA) 사이의 값들로 설정할 수 있다. 만일 상기 강압 조정기가 대신에 4:1 SC 조정기라면, 이 방정식은 VIN/(5-D+NDELTA) = VOUT 가 되며, 조정기는 VOUT 을 D = 0일 때의 VIN/(5+NDELTA) 및 D = 1일 때의 VIN/(4 +NDELTA) 사이의 값들로 설정할 수 있다.
도 11에 설명된 바와 같이, 상기 강압 조정기의 변환율 및 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 듀티 사이클을 변경함으로써, 이 조정기는 VOUT 을 광범한 전압들로 설정할 수 있다. 그러나, 비이상적인 경우들에서, 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 듀티 사이클은 매우 높을 수 없거나 매우 낮을 수 없으므로, 보다 현실적인 범위는, 도 12에 도시된 바와 같이, 0 내지 1 대신에, 0.05 내지 0.95에 근접한 것일 것이다. 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 듀티 사이클은 0 내지 0.05, 0.95 내지 1의 무감대를 갖기 때문에, VOUT 이 설정될 수 없는 몇개의 값들이 있다.
이러한 문제를 해결하기 위해, 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기(312)를 무감대에서 동작시키는 것이 바람직할 때, 상기 강압 조정기(314)는 NDELTA 를 조정함으로써 상기 조정을 수행할 수 있다. 예를 들어, 제2 단(段)이 4:1 SC 조정기일 때, 상기 조정기는 VOUT 을 VIN/4.95 (D = 0.05) 및 VIN/4.05 (D = 0.95) 사이의 값들로 설정할 수 있다. VOUT 을 VIN/5 내지 VIN/4.95 사이의 값들로 설정하기 위해, NDELTA 는 0 과 0.05 사이의 값일 수 있다. VOUT 을 VIN/4.05 내지 VIN/4 사이의 값들로 설정하기 위해, 상기 SC 조정기는 3:1 변환율로 변경시켜야 하며 NDELTA 를 0.05 및 0.1 사이의 값으로 설정해야 한다.
몇개의 실시예들에서, 상기 강압 조정기(314)는 상기 출력전압 VOUT(304)에 대한 전압 강하의 양을 제어함으로써 NDELTA 를 수정할 수 있다. 상기 강압 조정기 (314)는 프로그램 가능한 전기적인 성분을 사용하여 상기 출력전압 VOUT(304)에 대한 전압 강하의 양을 제어할 수 있다. 몇개의 실시예들에서, 상기 프로그램 가능한 전기적인 성분은 프로그램 가능한 저항기 뱅크(resistor bank)를 포함할 수 있다. 상기 강압 조정기(314)는 상기 강압 조정기의 출력 노드에서 프로그램 가능한 저항기 뱅크를 공급할 수 있고 NDELTA 를 제어하기 위해 상기 프로그램 가능한 저항기 뱅크의 저항을 제어할 수 있다. 상기 저항기 뱅크에서의 1개 이상의 저항들은, 금속, 폴리실리콘(poly-silicon) 또는 실리콘 층들로 만들어지는, 물리적인 저항들을 사용하여 수행될 수 있다. 상기 실리콘 층들은 N-형 확산층 또는 P-형 확산층을 포함할 수 있다. 트랜지스터들이 소스 및 드레인 단자들 사이의 제어 가능한 저항을 갖기 때문에 상기 저항기 뱅크에서의 1개 이상의 저항들은 트랜지스터들을 사용하여 수행될 수 있다.
다른 실시예들에서, 상기 출력전압 VOUT (304)에 대한 전압 강하의 양을 제어하기 위한 프로그램 가능한 전기적 성분은 전류원(源) 및 트랜지스터를 포함할 수 있다. 상기 전류원은 미리 결정된 양의 전류를 상기 트랜지스터로 공급하여 미리 결정된 전압 강하가 상기 트랜지스터에 유도될 수 있도록 구성될 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 상기 프로그램 가능한 전기적 성분에서의 전류원은 프로그램 가능할 수 있다. 몇개의 경우들에서, 상기 프로그램 가능한 전류원은 복수의 전류원 장치들을 사용하여 수행될 수 있다. 상기 프로그램 가능한 전류원은 바람직한 수의 전류원들은 온시키고 나머지 전류원들은 오프된 채로 놓아둠으로써 미리 결정된 양의 전류를 공급하도록 프로그램될 수 있다. 몇개의 경우들에서, 전류원은 트랜지스터를 사용하여 수행될 수 있다. 예를 들어, 상기 트랜지스터의 게이트 전압은 소스 및 드레인 단자들을 통해 흐르는 전류의 양을 조정하도록 제어될 수 있다. 몇개의 실시예들에서는, 상기 프로그램 가능한 전류원은 디지털-아날로그 변환기(DAC)를 사용하여 수행될 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 상기 프로그램 가능한 전기적 성분에서의 트랜지스터도 또한 프로그램될 수 있다. 특히, 상기 트랜지스터는 바람직한 폭 및/또는 길이를 제공하기 위해 프로그램될 수 있다. 이러한 트랜지스터는 프로그램 가능한 트랜지스터라 불리울 수 있다. 상기 프로그램 가능한 트랜지스터는 미리 결정된 폭 및/또는 길이를 갖는 복수의 트랜지스터 장치들을 사용하여 수행될 수 있다. 예를 들어, 상기 프로그램 가능한 트랜지스터들은 병렬 방식으로 배치된 복수의 트랜지스터 장치들을 포함할 수 있다. 상기 프로그램 가능한 트랜지스터의 폭 및/또는 길이는 바람직한 수의 트랜지스터 장치들은 온시키고 나머지 트랜지스터 장치들은 오프된 채로 놓아둠으로써 제어될 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 상기 하이브리드 변환기는 강압 구성으로 동작할 수 있다. 예를 들어, 도 3에 예시된 바와 같이, 상기 하이브리드 변환기의 출력전압은 상기 하이브리드 변환기의 입력전압보다 더 낮을 수 있다. 다른 실시예들에서는, 상기 하이브리드 변환기는 승압 구성으로 동작할 수 있다. 상기 하이브리드 변환기의 승압 구성은 상기 하이브리드 변환기의 출력단자와 입력단자를 교환 또는 뒤집음으로써 단순하게 실현될 수 있다.
도 13은 몇개의 실시예들에 따른 승압 구성의 하이브리드 변환기를 예시한다. 승압 구성에서의 상기 하이브리드 변환기(1300)의 동작은, VIN (308) 및 VOUT (304)이 교환되고 VIN (1302)은 VOUT (1310)보다 더 낮은 것을 제외하고는, 도 3의 강압 구성에서의 상기 하이브리드 변환기(300)의 동작과 유사하다.
예를 들어, 상기 하이브리드 변환기(1300)는 상기 강압 조정기(312)의 출력 노드에서 입력전압 VIN (1302)을 수신하도록 구성된다. 상기 강압 조정기(312)의 상기 입력 노드 및 상기 출력 노드가 이 구성에서 뒤집어졌기 때문에, 상기 강압 조정기(312)는 사실상 승압 구성으로서 동작하고 있다. 그러므로, 상기 강압 조정기(312)는 승압된 전압신호 VTMP (1304) 및 전류 IL (1306)를 공급하도록 구성된다. 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기(314)는 그 출력에서 승압된 전압신호 VTMP (1304) 및 전류 IL (1306)를 수신할 수 있고, 승압된 출력전압 VOUT(1310)을, 기저전압 VBOTTOM(1308)의 함수로서, 그리고 출력전류 ILOAD (1312)를 공급할 수 있다.
도 14A-도 14B는 몇개의 실시예들에 따른 승압 구성의 하이브리드 변환기의 동작을 예시한다. 도 14A는 상기 하이브리드 조정기(1400)에서의 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기(314)가 플라잉 벅 조정기인 경우를 예시한다. 이 경우, 중간전압 VX (1402)은, 상기 스위치들(114, 116)들 중 어느 것이 온되는지에 의존하여, 출력전압 VOUT (1310) 및 기저전압 VBOTTOM (1308) 사이에서 교번한다. 몇개의 실시예들에서, 도 14A에서의 구성요소들을 제어하기 위한 제어신호들은 도 4에서의 구성요소들을 제어하기 위한 제어신호들과 실질적으로 유사할 수 있다. 도 14B의 타이밍도(1404)에 예시된 바와 같이, 상기 하이브리드 변환기는 승압 구성의 변환기이기 때문에, 상기 출력전압 VOUT (1310)은 상기 입력전압 VIN (1302)보다 더 높다.
몇개의 실시예들에서, 상기 하이브리드 변환기들(1300, 1400)은, 도 5A-도 5C에 예시된 바와 같이, 상기 하이브리드 변환기들(300, 400)이 상기 레벨 변환 조정기(520)와의 접합에서 사용될 수 있는 방식과 실질적으로 유사한 방식으로 레벨 변환 조정기와의 접합에서 사용될 수 있다. 몇개의 실시예들에서, 상기 하이브리드 변환기들(1300, 1400)은, 도 9-도 10에 예시된 바와 같이, 상기 하이브리드 변환기들(300, 400)이 1개 이상의 피드백 제어루프들(928, 930, 1028, 1030)과 결합되어 사용될 수 있는 방식과 실질적으로 유사한 방식으로 1개 이상의 피드백 제어루프들과 결합되어 사용될 수 있다. 몇개의 경우들에서, 상기 1개 이상의 피드백 제어루프들도 또한, 도 11-도 12와 결합되어 예시된 바와 같이, 무감대 감지 제어구조(dead-zone aware control mechanism)를 사용할 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 플라잉 스위치된-인덕터 조정기를 포함하는 하이브리드 변환기도 또한 승압 구성으로 구성될 수 있다. 도 15A-도 15B는 몇개의 실시예들에 따른 승압 구성에서의 플라잉 스위치된-인덕터 조정기를 포함하는 하이브리드 조정기를 예시한다. 승압 구성에서의 상기 하이브리드 변환기(1500)의 동작은, VIN (1502) 및 VOUT (1516)의 위치가 교환되고 VIN (1502)은 VOUT (1516)보다 더 낮은 것을 제외하고는, 도 5에서의 강압 구성에서의 상기 하이브리드 변환기(500)의 동작과 유사하다.
예를 들어, 상기 하이브리드 변환기(1500)는 상기 강압 조정기(312)의 출력 노드에서 입력전압 VIN (1502)을 수신하도록 구성된다. 상기 강압 조정기(312)의 상기 입력노드 및 상기 출력노드가 이 구성에서 뒤집어졌기 때문에, 상기 강압 조정기(312)는 사실상 승압 조정기로서 동작하고 있다. 상기 강압 조정기(312)가 다수의 입력전압 단자들을 가질 때, 각 단자는 다른 비율로 강압되는 전압신호를 수신하도록 구성되며, 상기 강압 조정기(312)는 2개 이상의 승압된 전압신호들 VN:M _TOP (1508) 및 VN:M _BOTTOM (1510)을 공급하도록 구성된다.
상기 2개 이상의 승압된 전압신호들(1508, 1510)은 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기(614)에서의 2개 이상의 스위치들(615, 618)에 공급될 수 있어 상기 2개 이상의 스위치들(615, 618)은 상기 2개 이상의 승압된 전압신호들(1508, 1510) 중 하나를 시간-다중 방식으로 인덕터(608)로 공급할 수 있다. 이것은 상기 인덕터(608)의 제1 노드에서 중간전압 VX (1512) 및 부하 전류 IL (1514)를 발생시킨다. 상기 인덕터는 출력전압 VOUT (1516) 및 출력전류 IOUT (1518)를 공급하기 위해 상기 중간전압 VX (1512)을 평활(平滑)할 수 있다. 도 15B는 2개 이상의 승압된 전압신호들(1508, 1510), 상기 중간전압 VX (1512), 및 출력전압 VOUT (1516)의 타이밍도이다.
도 16A-도 16B는 몇개의 실시예들에 따른 플라잉 스위치된-인덕터 조정기를 갖는 하이브리드 조정기의 동작을 예시한다. 도 16A는 상기 하이브리드 조정기(15 00)가 인덕터(608)를 갖는 플라잉 스위치된-인덕터 조정기(714)를 포함하는 경우를 예시한다. 이 경우, 도 16A에서의 구성요소들을 제어하기 위한 제어신호들은 도 7에서의 구성요소들을 제어하기 위한 제어신호들과 실질적으로 유사할 수 있다. 도 16B의 타이밍도(1602)에 예시된 바와 같이, 상기 하이브리드 조정기(1500)가 승압 구성이기 때문에, 상기 출력전압 VOUT (1516)은 상기 입력전압 VIN (1502)보다 더 높다.
몇개의 실시예들에서, 승압 구성에서의 상기 하이브리드 변환기들(1300, 1400, 1500, 1600)은 다양한 응용에서 사용될 수 있다. 휴대용 이동장치에서, 상기 입력전압(1302, 1502)은 2.8V - 4.3V 전압 범위내의 전압신호를 공급하는 리튬-이온(Li-Ion) 밧데리일 수 있고, 부하전류 ILOAD (706)는 1개 이상의 후광 디스플레이, 카메라 플래시, 및 1개 이상의 유기발광 다이오우드(OLED) 디스플레이들을 구동하는데 사용될 수 있다. 이러한 부하들 중 몇개는 상기 리튬-이온(Li-Ion) 밧데리 전압보다 더 큰 전압을 사용할 수도 있다. 그러므로, 승압 구성에서의 상기 하이브리드 변환기들(1300, 1400, 1500, 1600)은 이러한 부하들 중 몇개를 위한 전압 및 전류신호들을 공급하는데 유용할 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 하이브리드 변환기는 입력전압 단자 및 출력전압 단자를 뒤바꿀 필요없이도 강압 또는 승압 구성으로 구성될 수 있다. 도 17은 몇개의 실시예들에 따른 강압 및 승압 전압 조정 모두를 공급할 수 있는 하이브리드 변환기를 도시한다. 상기 하이브리드 변환기(1700)는 상기 하이브리드 변환기(600)와 유사하다. 상기 하이브리드 변환기(1700)와 상기 하이브리드 변환기(600) 사이의 차이점은 상기 하이브리드 변환기(1700)는 전압신호들의 승압 및 강압 조정 모두를 공급할 수 있는 강압/승압 변환기(1702)를 포함한다는 점이다. 상기 강압/승압 변환기(1702)는 VIN (308)보다 더 낮거나 더 큰 출력전압 신호를 각각 공급할 수 있는 복수의 출력단자들을 포함할 수 있다. 상기 강압/승압 변환기(1702)에 연결된 상기 스위치 매트릭스(1704)는 상기 하이브리드 변환기(1700)의 상기 부하에 연결되기 위해 상기 복수의 출력단자들중 하나를 선택하도록 구성되는 멀티플렉서로서 동작할 수 있음으로써, 최종 출력전압 VOUT (304)을 공급할 수 있다. 그러므로, 상기 최종 출력전압 VOUT (304)은, 상기 스위치들(1704)의 구성에 의존하여, 상기 입력전압 VIN (308)보다 더 낮을 수 있거나(강압) 또는 더 높을(승압) 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 상기 강압/승압 변환기(1702)는 확실한 전압 이득 설정을 제공하도록 구성되는 1개 이상의 스위치된 커패시터 조정기들을 포함할 수 있다. 상기 1개 이상의 스위치된 커패시터 조정기들은 상기 1개 이상의 스위치된 커패시터 조정기들에 의해 수신된 전압신호에서의 전압의 미리 결정된 증가(또는 이득) 또는 미리 결정된 강하(또는 감소)를 제공하도록 구성될 수 있다. 그러므로, 상기 강압/승압 변환기(1702)는 1개 이상의 확실한 전압 이득 설정들을 수용하도록 구성될 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 상기 강압/승압 변환기(1702)에서의 상기 1개 이상의 스위치된 커패시터 조정기들의 입력단자들은 전용 스위치들의 세트를 사용하여 상기 인덕터(608)에 연결될 수 있다. 예를 들어, 상기 강압/승압 변환기(1702)에서의 상기 1개 이상의 스위치된 커패시터 조정기들의 입력단자들은, 도 7A에 예시된 바와 같은 복수의 스위치들(716, 718)을 사용하여 상기 인덕터(608)에 연결될 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 상기 하이브리드 변환기(1700)는, 상기 하이브리드 변환기들(300, 400)이, 도 5A-도 5C에 예시된 바와 같이, 상기 레벨 변환 조정기(52 0)와 결합되어 사용될 수 있는 방식과 실질적으로 유사한 방식으로 레벨 변환 조정기와 결합되어 사용될 수 있다. 몇개의 실시예들에서, 상기 하이브리드 변환기 (1700)는, 상기 하이브리드 변환기들(300, 400)이, 도 9-도 10에 예시된 바와 같이, 1개 이상의 피드백 제어루프들(928, 930, 1028, 1030)과 결합되어 사용될 수 있는 방식과 실질적으로 유사한 방식으로 1개 이상의 피드백 제어루프들과 결합되어 사용될 수 있다. 몇개의 경우들에서, 상기 1개 이상의 피드백 제어루프들도 또한 도 11-도 12와 결합되어 예시된 바와 같은 무감대 감지 제어구조를 수행할 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 상기 하이브리드 변환기(1700)는 역(逆)구성(예컨대, 상기 하이브리드 변환기(1700)의 입력단자 및 출력단자가 스위치되는)으로 동작될 수 있다. 상기 하이브리드 변환기(1700)의 동작 방향은 다양한 형태의 입력 전압원들 및 상기 하이브리드 변환기(1700)의 상기 입력단자 및 상기 출력단자에 연결된 출력부하들의 다양한 형태를 수용하기 위해 유연하게 수정될 수 있다.
상기 설명된 하이브리드 변환기들의 다양한 실시예들은 밧데리-동작장치에서의 밧데리 충전기로서 사용될 수 있다. 예를 들어, 하이브리드 변환기의 출력 노드는 상기 하이브리드 변환기의 출력전압 및 출력전류가 상기 밧데리를 충전하는데 사용되도록 밧데리에 연결될 수 있다. 상기 하이브리드 변환기는 특히 휴대용 장치에서의 밧데리들을 충전하는데 유용할 수 있다. 스마트폰과 같은, 휴대용 장치는, 밧데리가 충전되는지의 여부에 의존하여(예컨대, 완전 충전되었을 때는 4.3V, 완전 방전되었을 때는 2.8V), 거의 2.8 - 4.3V의 범위 내의 전압 출력을 공급하도록 구성되는 리튬-이온(Li-Ion) 밧데리, 를 사용할 수 있다. 상기 휴대용 장치에서의 상기 리튬-이온(Li-Ion) 밧데리는 범용직렬버스(USB)를 사용하여 충전될 수 있다. USB 전력선의 현재의 버젼은 5V(상기 USB의 미래의 버젼은 한층 더 높은 전압들을 사용할 수도 있음)를 사용하며, 이것은 상기 리튬-이온(Li-Ion) 밧데리의 전압 출력보다 더 높다. 그러므로, 상기 USB 전력선으로부터의 전압은 상기 리튬-이온(Li-Ion) 밧데리를 충전하는데 사용될 수 있기 전에 강압되어야 한다. 이러한 목적으로, 상기 하이브리드 변환기는 상기 USB로부터 상기 전력선 전압 및 전류를 수신하고 상기 리튬-이온(Li-Ion) 밧데리가 상기 USB로부터의 상기 전압 및 전류에 근거하여 충전될 수 있도록 상기 전력선 전압 및 전류의 강압 버젼을 상기 리튬-이온(Li-Ion) 밧데리에 공급하도록 구성될 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 밧데리가 USB 전력선을 사용하여 충전되는, 상기 구성은 USB On-The-Go(OTG)로서 역(逆)으로 사용될 수 있고, 여기서, 제1 장치에서의 밧데리는 제2 장치를 충전하기 위해 USB 상에서 전력을 상기 제2 장치로 전달할 수 있다. 이 경우, 제1 장치에서의 밧데리는 전류를 USB 를 통해 제2 장치에서의 밧데리로 전달하도록 구성된다. 상기 제1 장치에서의 밧데리의 출력전압이 USB 전력선 전압보다 더 작을 수도 있지만, 상기 하이브리드 변환기는 상기 하이브리드 변환기는 상기 밧데리의 출력전압을 상기 USB 전력선의 출력전압으로 승압시키는 승압 구성으로 동작할 수 있다. 이러한 방식으로, 상기 제1 장치에서의 밧데리는 상기 제2 장치에서의 밧데리를 상기 USB 전력선 상에서 충전할 수 있다.
몇개의 경우들에서, 하이브리드 조정기는, 적절한 제조공정들 및 집적 방법들을 사용함으로써, 예컨대, 전력 변환효율, 전력 밀도, 및 제어루프 대역폭, 의 개념의 고성능을 달성할 수 있다.
몇개의 경우들에서, 적절한 제조공정 기술은 상기 하이브리드 조정기에서의 수동소자들의 품질을 개선시킬 수 있다. 특히, 적절한 제조공정 기술은 커패시터들의 용량 밀도를 증가시킬 수 있고 또한 상기 하이브리드 조정기에서의 커패시터들의 기생용량을 감소시킬 수 있다. 또한, 적절한 제조공정 기술은 아주 낮은 기생저항을 갖는 두꺼운 금속들을 사용하여 인덕터의 제조를 가능하게 할 수 있다. 높은 용량 밀도의 커패시터들 및 낮은 저항의 인덕터들은 IVR들의 전력 밀도(예컨대, 전력 전송능력) 및 전력 전송효율을 개선시킬 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 하이브리드 조정기의 1개 이상의 블록들은 DRAM 셀들에서 종종 사용되는 고밀도 커패시터들의 제조를 가능하게 하는 DRAM 공정으로 수행될 수 있다. 하이브리드 조정기는 또한 약 3-10
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의 범위의 두께를 갖는, 고품질의 칩상의 나선형 인덕터들을 수행하기 위한 낮은 시트 저항(sheet resistance)을 갖는, 매우 두꺼운 금속들을 활용할 수 있다.
몇개의 경우들에서, 하이브리드 조정기의 성능은 상기 하이브리드 조정기가 어떻게 다른 칩들 또는 시스템들에 집적되는지에 의존할 수 있다. 예를 들어, 인덕터들 및 커패시터들을 포함하는, 수동소자들, 및 전력 분산 네트워크(예컨대, 전력 그리드)의 구현은 상기 수동소자들의 품질(예컨대, 커패시터들의 용량 밀도 및 인덕터들의 기생용량) 및 IVR 칩, 상기 IVR 칩을 구현하는 회로 기판, 및/또는 상기 IVR 칩을 구현하는 전자 시스템의 크기 사이의 균형에 예속될 수 있다. 예를 들어, 수동소자들의 완전한 집적은, 작은 형태 인자(예컨대, 작은 크기)를 갖지만, 패키지 상의 IVR 시스템에서의 수동소자들 또는 칩 밖의 소자로서 구현된 수동소자들과 비교하여 더 낮은 품질의 수동소자들의 비용으로, IVR 시스템을 가능하게 할 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 하이브리드 조정기는 모든 소자들이 단일 다이 상에 집적되는 집적된 조정기로서 구현될 수 있다. 도 18은 몇개의 실시예들에 따른 집적된 조정기를 예시한다. 상기 다이(1800)는, 프론트-엔드-오브-라인(front-end-of-line, FEOL) 층들 및 박막 금속층들을 포함하는, 상기 다이(1800)의 상부 금속층들에서 스위치들, 피드백 제어회로들, 및 커패시터들을 포함할 수 있는 한편, 상기 다이(1800)는 더욱 두꺼운 금속들을 수용할 수 있는 더욱 낮은 금속층들에서 1개 이상의 인덕터들을 포함할 수 있다. 상기 FEOL 층들은 개별적인 능동 및 수동장치들(트랜지스터들, 커패시터들, 저항들, 등등)이 패터닝되는 집적된-칩(IC)에서 기저층들 중 하나를 포함한다. 도 18은 상기 다이(1800)가 플립-칩 패키지(flip-chip package)에 대해 플립되는 플립-칩 패키징 구현을 예시한다. 그러나, 상기 다이(1800)는 땜납(1804)을 통해 인쇄회로기판(PCB)에 연결될 수 있다. 상부층들은 바이어들(vias) 및 금속들과 같은 연결재들의 세트를 통해 하부층들에 연결될 수 있다.
어떤 실시예에서, 하이브리드 조정기는 모든 소자들이 단일 다이 상에 집적되는 집적된 조정기로서, 그러나 도 18과 비교하여 다른 구성으로 구현될 수 있다. 도 19는 몇개의 실시예들에 따른 집적된 조정기를 예시한다. 상기 다이(1900)는, 프론트 엔드 오브 라인층들(front end of line layers) 및 박막 금속층들을 포함하는, 상부 금속층들에 스위치들 및 피드백 제어회로들을 포함할 수 있는 한편, 상기 다이(1900)는 더욱 밀집된 커패시터들을 위해 필요한 더욱 두꺼운 금속들 및 물질들을 갖는 하부 금속층들에서 커패시터들 및 인덕터들을 포함할 수 있다. 상기 상부층들은 바이어들 및 금속들과 같은 연결재들의 세트를 통해 상기 하부층들에 연결될 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 몇개의 실시예들에 따른 도 20에 예시된 바와 같이, 하이브리드 조정기의 부분들은 단일 다이 상에서 구현될 수 있는 한편, 1개 이상의 인덕터들은 개별적인 소자들로서 구현된다. 예를 들어, 상기 다이(2000)는 상기 상부층들에 전력 스위치들, 피드백 제어회로들 및 커패시터들을 포함하는 한편, 인덕터들(2002)은 개별 소자들로서 구현된다. 상기 인덕터는 0201, 0402, 0308, 0805 개별적인 인덕터를 포함할 수 있다.
어떤 실시예에서는, 몇개의 실시예들에 따른 도 21에 예시된 바와 같이, 하이브리드 조정기의 부분들은 단일 다이 상에서 구현될 수 있는 한편, 1개 이상의 인덕터들은 개별 소자들로서 구현된다. 상기 다이(2100)는, 프론트 엔드 오브 라인층들 및 박막 금속층들을 포함하는, 상기 상부층들에 스위치들 및 피드백 제어회로들을 포함할 수 있는 한편, 상기 다이(2100)는 더욱 밀집된 커패시터들을 위해 필요한 물질들을 갖는 상기 하부 금속층들에 커패시터들을 포함한다. 상기 상부층들은 바이어들 및 금속들과 같은 연결재들의 세트를 통해 상기 하부층들에 연결될 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 도 22에 예시된 바와 같이, 전력 스위치들, 피드백 제어회로들, 커패시터들 및 인덕터들을 포함하는, 1개 이상의 집적된 전압 조정기 다이들(2200)은 SoC 패키지 기판(2204) 상에서 다른 칩상의 시스템 다이[system-on-chip(SoC) die](2202)의 바로 옆에 나란히 위치될 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 도 23에 예시된 바와 같이, 전력 스위치들, 피드백 제어회로들, 커패시터들을 포함하는, 1개 이상의 집적된 전압 조정기 다이들(2300)은, 개별적인 인덕터 소자들(2002)과 함께, SoC 패키지 기판(2204) 상에서 다른 SoC 다이(2202)의 바로 옆에 나란히 위치될 수 있다. 상기 인덕터들(2002)은 0201, 0402, 0308, 0805 개별적인 인덕터들을 포함할 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 도 24에 예시된 바와 같이, 전력 스위치들, 피드백 제어회로들, 커패시터들 및 인덕터들을 포함하는, 1개 이상의 집적된 전압 조정기 다이들 또는 패키지들(2400)은 PCB(1802) 상에서 다른 SoC(2402)의 바로 옆에 나란히 위치될 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 도 25에 예시된 바와 같이, 전력 스위치들, 피드백 제어회로들, 커패시터들을 포함하는 1개 이상의 집적된 전압 조정기 다이들 또는 패키지들(2500)은 개별적인 인덕터(2002) 소자들과 함께 PCB(1802) 상에서 다른 SoC(2402)의 바로 옆에 나란히 위치될 수 있다. 상기 인덕터들(2002)은 0201, 0402, 0308, 0805 개별적인 인덕터들일 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 도 26에 예시된 바와 같이, 소수의, 큰 IVR 다이들( 2600)은 SoC 패키지(2204)에서 다른 SoC 다이(2202)의 바로 옆에 위치될 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 도 27에 예시된 바와 같이, 다수의 작은 "집적된 전압 조정기" 다이들(2700)은 SoC 패키지(2204)에서 다른 하나의 SoC 다이(2202)의 주위에 위치될 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 도 18-도 27에 예시된, 다이는 쓰루-홀(through-hole) 패키지로 패키지될 수 있다. 상기 쓰루-홀(through-hole) 패키지는 싱글 인라인 패키지(single in-line package), 듀얼 인라인 패키지(dual in-line package, DIP), 세라믹 DIP, 유리 밀봉 세라믹(glass sealed ceramic) DIP, 4면 인라인 패키지(qu -adruple in-line package), 스키니 딥(skinny DIP), 지그-재그 인라인 패키지(zi g-zag in-line package), 성형된 딥(molded DIP), 또는 플라스틱 딥(plastic DIP)을 포함할 수 있다. 몇개의 실시예들에서, 상기 다이는 표면 실장(surface mount)으로서 패키지될 수 있다. 상기 표면 실장은 세라믹 칼럼 그리드 배열(ceramic column grid array, CGA), 칼럼 그리드 배열(column grid array), 세라믹 패키지, 랜드 그리드 배열(land grid array, LGA), 및 멀티-칩 모듈(multi-chip module, MCM)을 포함할 수 있다. 몇개의 실시예들에서, 상기 다이는 칩 캐리어(chip carri -er)에서 패키지될 수 있다. 칩 캐리어는 상기 패키지의 모든 4개의 모서리들 상의 전기적인 접촉부들을 갖는 장방형 패키지(rectangular package)를 포함할 수 있다. 상기 칩 캐리어는 범프 칩 캐리어(bump chip carrier, BCC), 세라믹 리드리스 칩 캐리어(ceramic leadless chip carrier, CLCC), 듀얼 리드리스 칩 캐리어(dual lea d-less chip carrier, DLCC), 및 플라스틱 리드이드 칩 캐리어(plastic leaded chip carrier, PLCC)를 포함할 수 있다. 몇개의 실시예들에서, 상기 다이는 핀 그리드 배열들(pin grid arrays)을 사용하여 패키지될 수 있다. 상기 핀 그리드 배열들은 유기 핀 그리드 배열(organic pin grid array, OPGA), 플립-칩 핀 그리드 배열(flip-chip pin grid array, FCPGA), 핀 배열 카트리지(pin array cartridge (PAC), 핀 그리드 배열(pin grid array, PGA), 및 세라믹 핀 그리드 배열(ceramic pin grid array, CPGA)을 포함할 수 있다. 몇개의 실시예들에서, 상기 다이는 볼 그리드 배열들(ball grid arrays)을 사용하여 패키지될 수 있다. 볼 그리드 배열은 최적 피치 볼 그리드 배열(fine pitch ball grid array, FBGA), 세라믹 볼 그리드 배열(ceramic ball grid array, CBGA), 플라스틱 볼 그리드 배열(plastic ball grid array, PBGA), 및 얇은 볼 그리드 배열(thin ball grid array, TBGA)을 포함할 수 있다.
하이브리드 조정기에 초기에 전원이 들어올 때, 상기 하이브리드 조정기에서의 신호들은 안정한 상태로 램프(ramp)된다. 모든 입력들 및 출력들이 접지되는, 오프 상태 및 상기 입력전압 및 출력전압 모두 그들의 각각의 안정한 상태들로 도달한, 온 상태 사이의 일시적인 상태는 시동(start-up)이라 불리운다. 몇개의 실시예들에서, 밧데리와 같은, 상기 전원으로부터의 상기 입력전압, 및 상기 하이브리드 조정기의 상기 조정된 출력전압은 함께 시동(또는 함께 증가)될 수 있다. 달리 설명하자면, 상기 실시예들에서, 상기 전원으로부터의 상기 입력전압은 상기 조정된 출력전압과 함께 증가될 수 있도록 제어될 수 있다. 이것을 위해, 상기 하이브리드 조정기는 평탄한 시동을 가능하게 하기 위한 단순한 시동회로를 사용할 수 있다. 특히, 상기 시동회로는 상기 입력전압 및 상기 출력전압의 일정한 비율을 유지할 수 있어, 임의의 갑작스러운 전압 불안정을 야기하지 않고서도, 상기 입력 전압원이 상기 출력전압까지 평탄하게 충전할 수 있다.
다른 실시예들에서, 상기 입력 전압원은 제어되지 않을 수도 있다. 대신에, 상기 하이브리드 조정기가 오프될 때마저도, 상기 입력 전압원은 고정된, 미리 결정된 전압을 일정하게 공급할 수 있다. 예를 들어, 도 6에서의 상기 하이브리드 조정기의 특별한 구현에서, 상기 출력 VOUT (304)은 0V로부터 안정한 출력전압으로 증가할 수 있는 한편, 상기 입력 VIN (308)은 미리 결정된 입력전압에서 고정된다. 이 상황에서, 상기 출력 VOUT (304)이 0V로부터 증가하므로, VN:M _ TOP (620) 및 VN:M _BOTTOM (622)에서의 전압들도 마찬가지이다. 이것은 상기 인덕터(608)에 걸린 큰 전압 차이를 야기하며, 이것은 VN:M _TOP (620)이 VIN (308)의 위로 상승할 때까지 상기 인덕터를 통해 흐르는 많은 전류 IL (312)를 야기할 수 있다. 이 많은 전류 IL (312)는 종종 돌입전류라 불리운다. 이 크고, 갑작스러운 전류 유입은 상기 하이브리드 조정기에서의 상기 인덕터(608) 및/또는 다른 소자들을 손상시킬 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 하이브리드 조정기에서의 플라잉 스위치된-인덕터 조정기는 분로 스위치를 포함할 수 있다. 도 28은 몇개의 실시예들에 따른 분로 스위치를 갖는 플라잉 스위치된-인덕터 조정기를 갖는 하이브리드 조정기를 예시한다. 도 28은 도 6의 하이브리드 조정기를 포함하며, 또한 분로 스위치(2802)를 포함한다. 상기 분로 스위치(2802)는 상기 인덕터(608)에 대한 순탄한 시동구조를 제공할 수 있고 시동 동안 상기 인덕터(608)에서의 돌입전류를 억제할 수 있다. 상기 분로 스위치(2802)의 각 노드는 상기 인덕터(608)의 다른 노드에 연결될 수 있음으로써, 상기 입력전압 VIN (308) 및 상기 중간 노드 VX (602)를 결합시킬 수 있다. 시동 동안, 상기 분로 스위치(630)는 온됨으로써, 상기 인덕터(608)의 2개의 단자들을 단락시킨다. 이것은 전류가 시동 동안에 인덕터(608)에 형성되지 않고 상기 중간 노드 VX (602)가 상기 입력전압 VIN (308)와 유사한 전위에 있도록 보장할 수 있다. 상기 시동 과정 동안, 상기 분로 스위치(630)가 온 상태에 있는 동안, 상기 스위치들(616, 618)중 1개 이상은 온 및 오프될 수 있어 상기 입력전압 VIN (308)은 상기 스위치들(616, 618)을 통해 VN:M _TOP (620) 및/또는 VN:M _BOTTOM (622)을 충전할 수 있다. 몇개의 실시예들에서, 상기 스위치들(616, 618)중 1개 이상은 미리 결정된 프로그램 가능한 듀티 사이클에 따라 온 및 오프될 수 있어 VN:M _TOP (620) 및/또는 VN:M _BOTTOM (622)은 천천히 상승할 수 있다. 몇개의 실시예들에서, 상기 스위치들(616, 618)의 미리 결정된 듀티 사이클은 VN:M _TOP (620) 및/또는 VN:M _BOTTOM (622)을 그리고 그러므로 VOUT (304)을 천천히 상승시키기 위해 0으로부터 특정치까지 시간에 걸쳐 증가될 수 있다. 이러한 특징들은 상기 하이브리드 조정기의 평탄한 시동을 가능하게 할 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 상기 인덕터-스위치된 조정기는 직렬 스위치 및 분로 스위치를 포함할 수 있다. 도 29는 몇개의 실시예들에 따른 직렬 스위치 및 분로 스위치를 갖는 플라잉 스위치된-인덕터 조정기를 갖는 하이브리드 조정기를 예시한다. 도 29는 도 6의 하이브리드 조정기, 또한 직렬 스위치(2902) 및 분로 스위치 (2802)를 포함한다. 시동 동안, 상기 직렬 스위치(2902)는 상기 인덕터(608)를 상기 시동 동작으로부터 분리시키기 위해 오프된다. 이것은 상기 시동 과정이 완료될 때까지 상기 인덕터를 통해 흐르는 전류 IL (612)가 0에 머무르도록 보장할 수 있다.
상기 전류 IL (612)가 상기 시동 과정 동안, 0이기 때문에, VN:M _TOP (620) 및/또는 VN:M _BOTTOM (622)은 적어도 2가지 방법들로 천천히 충전될 수 있다. 첫번째 방법에서, 상기 분로 스위치(2802)는 상기 시동 과정의 전체의 주기상에서 온될 수 있고, 도 28에 관련하여 예시된 바와 같이 VN:M _TOP (620) 및/또는 VN:M _BOTTOM (622)을 충전할 수 있다. 두번째 방법에서, 상기 분로 스위치(2802)가 VN:M _TOP (620) 및/또는 VN:M_BOTTOM (622)을 그리고 그러므로 VOUT (304)을 천천히 승압시키기 위해 프로그램 가능한 듀티 사이클을 갖도록 온 및 오프될 수 있는 동안 상기 전력 스위치들(616, 618)중 하나 이상은 항상 온될 수 있다.
몇개의 실시예들에서, 하이브리드 조정기는 차례로, 분로 스위치를 사용하는 것을 포함하는 순탄한 시동회로를 포함할 수 있다. 도 30은 분로 조정기를 몇개의 실시예들에 따른 시동회로로서 갖는 하이브리드 조정기를 예시한다. 순탄한 시동은 스위치(2902) 및 VIN (308) 및 VOUT (304)을 결합하는 분로 조정기(3002)를 사용하여 수행될 수 있다. 시동 동안, 상기 스위치(2902)는 상기 시동 동작으로부터 상기 인덕터(608)를 분리하기 위해 오프될 수 있다. 그러므로, 상기 스위치(2902)는 상기 시동 과정이 완료될 때까지 상기 인덕터(608)를 통해 흐르는 전류 IL (612)가 0에 머무를 수 있도록 보장할 수 있다. 상기 시동 과정 동안, 상기 분로 조정기(634)는 VOUT (304)을 증가시킬 수 있다. 상기 강압 조정기(312)는 VN:M _TOP (620) 및/또는 VN:M_BOTTOM (622)을 VIN (308)에 근접하게 증가시키기 위해 상기 분로 조정기(3002)에 의해 전원 공급된 VOUT (304)으로부터의 역방향 전력 전송에서 동작할 수 있다. 상기 시동 과정의 끝에서, 상기 전력 스위치(616, 618)가 도 6에 관하여 설명된 플라잉 스위치된-인덕터 변환기로서 동작하도록 듀티 사이클되는 동안 상기 직렬 스위치(2902)는 온된다. 몇개의 실시예들에서, 상기 분로 조정기는 상기 강압 조정기의 임의의 내부 노드들에 연결될 수 있다. 상기 분로 조정기는 상기 하이브리드 조정기의 정규 동작 동안 오프될 수 있다. 상기 분로 조정기는 선형 조정기, 스위치된-커패시터 조정기, 벅 조정기, 또는 다른 하이브리드 조정기를 포함할 수 있다.
본 출원 전체에 걸쳐 여기에 사용된, 용어들 "a" 또는 "an" 은 1개 또는 1개 이상으로 정의될 수 있다. 또한, "적어도 하나" 및 "하나 또는 그 이상의"와 같은 서론 부분이 되는 구들의 사용은 부정관사들 "a" 또는 "an"에 의한 다른 성분의 서론 부분이 1개의 그러한 성분에 해당하는 성분을 제한함을 의미한다고 이해되어서는 안된다. 이와 같은 취지가 정관사들의 사용에서도 적용된다.
상기 설명된 요지가 구성의 세부사항들에 대한 그리고 다음의 설명에 기재된 또는 도면들에 예시된 구성요소들의 배열들에 대한 그 응용에 제한되지 않음이 이해될 것이다. 상기 설명된 요지는 다른 실시예들일 수도 있고 다양한 방식들로 실시 및 구현될 수 있다. 또한, 여기에 사용된 어법 및 전문 용어는 설명용이지 제한적인 것으로 간주되어서는 안됨이 이해될 것이다.
이와 같이, 이 기술분야에 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 기초로 하는 개념이 상기 설명된 요지의 몇가지의 목적들을 달성하기 위한 다른 구조들, 시스템들, 방법들 및 매체의 구성을 위한 근거로서 용이하게 활용될 수도 있음을 이해할 것이다. 그러므로, 본 발명의 청구항들은 상기 설명된 요지의 정신 및 범위를 벗어나지 않는 지금까지의 상기 동등한 구성들을 포함하는 것으로 간주되는 것이 중요하다.
상기 설명된 요지가 이전의 예시적인 실시예들에서 설명 및 예시되어져 왔지만, 본 발명은 예에 의해서만 만들어졌으며, 상기 설명된 요지의 실시의 세부사항들에서의 수많은 변경들은 상기 설명된 요지의 정신 및 범위를 벗어나지 않고서도 이루어졌으며, 이것은 다음의 청구항들에 의해 제한됨이 이해된다.

Claims (48)

  1. 제1 전압신호를 수신하고, 적어도 부분적으로, 상기 제1 전압신호에 근거하여 최종 전압신호를 공급하도록 구성되는 전압 조정기로서, 상기 전압 조정기는 :
    제1 전압신호를 수신하도록 구성된 제1 입력단자, 제2 전압신호를 수신하도록 구성된 제2 입력단자, 및 적어도 부분적으로 상기 제1 전압신호 및 상기 제2 전압신호에 근거하여 중간 전압신호를 공급하도록 구성된 출력단자를 갖는 플라잉 스위치된-인덕터 조정기(flying switched-inductor regulator);
    상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 상기 출력단자에 연결된 입력단자, 출력단자, 및 복수의 커패시터들을 포함하는 강압 조정기(step-down regulator)로서, 상기 강압 조정기는 상기 강압 조정기의 상기 입력단자에서 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 상기 출력단자로부터의 상기 중간 전압신호를 수신하도록 구성되며 상기 복수의 커패시터들의 미리 결정된 구성을 사용하여 상기 최종 전압신호를 상기 강압 조정기의 상기 출력단자로 공급하는 상기 강압 조정기; 및
    입력단자, 출력단자, 플라잉 커패시터(flying capacitor), 및 복수의 스위치들을 포함하는 레벨 변환 조정기(level shifting regulator)로서, 상기 레벨 변환 조정기는 상기 레벨 변환 조정기의 상기 입력단자에서 상기 강압 조정기의 상기 최종 전압신호를 수신하고 상기 강압 조정기의 상기 최종 전압신호에 근거하는 상기 제2 전압신호를 상기 레벨 변환 조정기의 상기 출력단자에서 공급하도록 구성된 것인 상기 레벨 변환 조정기를 포함하고,
    상기 레벨 변환 조정기는 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 상기 제1 입력단자 및 제2 입력단자와 병렬로 연결된 상기 플라잉 커패시터를 제공하기 위해 상기 복수의 스위치들의 구성을 변화시키도록 구성되는 전압 조정기.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서,
    상기 레벨 변환 조정기는 상기 강압 조정기의 상기 출력단자 및 접지와 병렬로 연결된 상기 플라잉 커패시터를 제공하기 위해 상기 복수의 스위치들의 구성을 변화시키도록 구성되는 전압 조정기.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기는 100 피코-헨리(pico-Henry) 및 1 마이크로-헨리(micro-Henry) 범위내의 인덕턴스를 갖는 인덕터를 포함하는 전압 조정기.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 강압 조정기에서의 상기 복수의 커패시터들중 적어도 하나는 동적 램(DRAM) 제조공정을 사용하여 제조되는 전압 조정기.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기는 시간 삽입방식(time interleaved manner)으로 병렬로 동작하도록 구성된 복수의 조정기들을 포함하는 전압 조정기.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기는 제1 스위칭 주파수에서 동작하도록 구성되고, 상기 강압 조정기는 제2 스위칭 주파수에서 동작하도록 구성되는 전압 조정기.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 전압 조정기는 상기 강압 조정기의 상기 최종 전압신호를 조정하도록 구성된 제1 제어 루프, 및 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 상기 중간 전압신호를 조정하도록 구성된 제2 제어 루프를 추가로 포함하는 전압 조정기.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제1 제어 루프는 상기 출력단자에서의 상기 중간 전압신호의 일부를 제공하기 위해 상기 강압 조정기를 동작시키도록 구성되는 전압 조정기.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 제1 제어 루프는 상기 강압 조정기의 상기 최종 전압신호가 목표 출력전압의 미리 결정된 오류 범위 내에 있도록 야기하기 위해 상기 강압 조정기를 동작시키도록 구성되는 전압 조정기.
  11. 제4항에 있어서,
    상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 상기 인덕터를 제외한, 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기 및 상기 강압 조정기는 단일 다이(die)에서 제공되는 전압 조정기.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 인덕터는 패키지상 또는 기판상에 개별 부품으로서 제공되는 전압 조정기.
  13. 제1항에 따른 전압 조정기; 및
    상기 전압 조정기에 연결된 목표 부하 시스템;
    을 포함하고,
    상기 전압 조정기에서의 상기 강압 조정기의 상기 출력단자는 상기 목표 부하 시스템에 연결되는 전자 시스템.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 목표 부하 시스템은 밧데리를 포함하고 상기 전압 조정기는 범용직렬버스의 전력선으로부터 상기 제1 전압신호를 수신하고 상기 최종 전압신호를 상기 밧데리로 공급하도록 구성되는 전자 시스템.
  15. 제13항에 있어서,
    상기 목표 부하 시스템은 칩상의 시스템(SoC)을 포함하고, 상기 SoC 및 상기 전압 조정기는 단일 SoC 패키지에서 패키지화되는 전자 시스템.
  16. 제13항에 있어서,
    상기 목표 부하 시스템은 칩상의 시스템(SoC)을 포함하고, 상기 SoC 및 상기 전압 조정기는 인쇄회로기판(PCB)상에 제공되는 전자 시스템.
  17. 제1항에 따른 전압 조정기를 포함하며, 상기 전압 조정기는, 상기 전압 조정기에서의 상기 강압 조정기의 상기 출력단자가 입력 전압원에 연결되고 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 상기 제1 입력단자는 상기 전압 조정기의 목표 부하에 연결되는 것인 역방향으로 동작하도록 구성되는 전자 시스템.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 전압 조정기를 역방향으로 동작시키는 상기 전자 시스템은 상기 전압 조정기를 승압 조정기로서 동작시키도록 구성되는 전자 시스템.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 강압 조정기의 상기 출력단자는 밧데리에 연결되고 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 상기 제1 입력단자는 범용직렬버스의 전력선에 연결되는 전자 시스템.
  20. 플라잉 스위치된-인덕터 조정기와 강압 조정기를 포함하는 전압 조정기를 사용하여 제1 전압신호를 최종 전압신호로 변환하는 방법으로서, 상기 방법은 :
    상기 제1 전압신호를 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 제1 입력단자에서 그리고 제2 전압신호를 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 제2 입력단자에서 수신하는 단계;
    적어도 부분적으로, 상기 제1 전압신호 및 상기 제2 전압신호에 근거하여, 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 출력단자에서 중간 전압신호를 공급하는 단계;
    상기 중간 전압신호에 근거한 상기 최종 전압신호를, 강압 조정기에서의 복수의 커패시터들의 미리 결정된 구성을 사용하여 상기 강압 조정기의 출력단자로 공급하는 단계; 및
    상기 최종 전압신호를 레벨 변환 조정기의 입력단자에서 수신하고, 상기 레벨 변환 조정기를 사용하여, 상기 최종 전압신호에 근거하여 결정된 상기 제2 전압신호를 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 상기 제2 입력단자로 공급하며, 상기 강압 조정기의 상기 출력단자 및 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 상기 제2 입력단자 사이의 피드백 통로를 형성하는 단계;
    를 포함하는 플라잉 스위치된-인덕터 조정기와 강압 조정기를 포함하는 전압 조정기를 사용하여 제1 전압신호를 최종 전압신호로 변환하는 방법.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 레벨 변환 조정기는 플라잉 커패시터 및 복수의 스위치들을 포함하고, 상기 방법은 상기 복수의 스위치들의 구성을 수정함으로써 상기 플라잉 스위치된-인덕터 조정기의 상기 제1 입력단자 및 상기 제2 입력단자와 병렬로 상기 플라잉 커패시터를 제공하는 단계를 포함하는 플라잉 스위치된-인덕터 조정기와 강압 조정기를 포함하는 전압 조정기를 사용하여 제1 전압신호를 최종 전압신호로 변환하는 방법.
  22. 제20항에 있어서,
    상기 레벨 변환 조정기는 플라잉 커패시터 및 복수의 스위치들을 포함하고, 상기 방법은 상기 복수의 스위치들의 구성을 수정함으로써 상기 강압 조정기의 상기 출력단자 및 접지와 병렬로 상기 플라잉 커패시터를 제공하는 단계를 추가로 포함하는 플라잉 스위치된-인덕터 조정기와 강압 조정기를 포함하는 전압 조정기를 사용하여 제1 전압신호를 최종 전압신호로 변환하는 방법.
  23. 제1 전압신호를 수신하고 적어도 부분적으로, 상기 제1 전압신호에 근거하여 제2 전압신호를 공급하도록 구성된 전압 조정기로서, 상기 전압 조정기는 :
    인덕터를 포함하는 수신 조정기로서, 상기 수신 조정기는 상기 제1 전압신호를 상기 인덕터의 제1 단자에서 수신하고, 적어도 부분적으로, 상기 제1 전압신호에 근거하여 상기 인덕터의 제2 단자에서 중간 전압신호를 공급하도록 구성되는 상기 수신 조정기; 및
    복수의 입력단자들 및 출력단자를 포함하는 강압 조정기로서, 상기 강압 조정기는 상기 인덕터의 상기 제2 단자로부터의 상기 중간 전압신호를 상기 복수의 입력단자들 중 하나에서 기간의 일부 동안 수신하고, 상기 수신된 중간 전압신호에 근거하여 상기 출력단자에서 상기 제2 전압신호를 공급하도록 구성되는 상기 강압 조정기;
    를 포함하고,
    상기 강압 조정기는, 상기 중간 전압신호가 상기 복수의 입력단자들 중 제1 입력단자에서 수신될 때에 상기 중간 전압신호를 상기 복수의 입력단자들 중 제1 입력단자로부터 상기 출력단자로 제1 변환율로 하향 변환하도록 구성되고, 상기 강압 조정기는, 상기 중간 전압 신호가 상기 복수의 입력단자들 중 제2 입력단자에서 수신될 때에 상기 중간 전압 신호를 상기 복수의 입력단자들 중 제2 입력단자로부터 상기 출력단자로 제2 변환율로 하향 변환하도록 구성되는 전압 조정기.
  24. 제23항에 있어서,
    상기 인덕터의 상기 제2 단자를 상기 복수의 입력단자들 중 적어도 하나에 연결하도록 구성된 복수의 스위치들을 추가로 포함하는 전압 조정기.
  25. 제24항에 있어서,
    상기 복수의 스위치들중 제1 스위치는 상기 인덕터의 상기 제2 단자를 상기 복수의 입력단자들중 제1 입력단자에 연결하도록 구성되며, 상기 복수의 스위치들중 제2 스위치는 상기 인덕터의 상기 제2 단자를 상기 복수의 입력단자들중 제2 입력단자에 연결하도록 구성되고, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치는 시간-다중 방식(time-multiplexed manner)으로 온되는 전압 조정기.
  26. 제25항에 있어서,
    상기 강압 조정기는 상기 제1 입력단자에서 제1 양만큼 전압을 감소시키고 상기 제2 입력단자에서 상기 제1 양과는 다른 제2 양만큼 전압을 감소시키도록 구성되는 전압 조정기.
  27. 제26항에 있어서,
    상기 전압 조정기의 상기 제2 전압신호를 제어하기 위해 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치의 듀티 사이클(duty cycle)을 제어하도록 구성된 컨트롤러를 추가로 포함하는 전압 조정기.
  28. 제26항에 있어서,
    상기 강압 조정기는 복수의 스위치된 커패시터 조정기들을 포함하는 전압 조정기.
  29. 제24항에 있어서,
    상기 수신 조정기 및 상기 복수의 스위치들은 플라잉 스위치된-인덕터 조정기를 형성하는 전압 조정기.
  30. 제24항에 있어서,
    상기 강압 조정기 및 상기 복수의 스위치들은 스위치된 커패시터 조정기를 형성하는 전압 조정기.
  31. 제23항에 있어서,
    상기 수신 조정기는 상기 전압 조정기가 돌입 전류(突入電流)를 감소시키기 위해 초기에 전력 상승될 때 상기 인덕터를 단락시키도록 구성되는 분로 스위치 (shunt switch)를 추가로 포함하는 전압 조정기.
  32. 제25항에 있어서,
    상기 수신 조정기는 상기 인덕터와 직렬로 연결된 직렬 스위치를 추가로 포함하며, 상기 직렬 스위치는 상기 전압 조정기가 돌입 전류(突入電流)를 감소시키기 위해 초기에 전력 상승될 때 상기 인덕터를 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치로부터 분리시키도록 구성되는 전압 조정기.
  33. 제23항에 있어서,
    상기 전압 조정기가 돌입 전류를 감소시키기 위해 초기에 전력 상승될 때 상기 인덕터의 상기 제2 단자에서의 전압을 증가시키도록 구성된 분로 조정기를 추가로 포함하는 전압 조정기.
  34. 제23항에 있어서,
    상기 전압 조정기가 돌입 전류를 감소시키기 위해 초기에 전력 상승될 때 상기 강압 조정기내의 노드들중 하나에서의 전압을 증가시키도록 구성된 분로 조정기를 추가로 포함하는 전압 조정기.
  35. 제23항에 있어서,
    상기 강압 조정기는 적어도 하나의 커패시터를 포함하며, 상기 적어도 하나의 커패시터는 동적 램(DRAM) 제조공정을 사용하여 제조되는 전압 조정기.
  36. 제23항에 따른 전압 조정기; 및
    상기 전압 조정기에 연결된 목표 부하 시스템;
    을 포함하며,
    상기 전압 조정기에서의 상기 강압 조정기의 상기 출력단자는 상기 목표 부하 시스템에 연결되는 전자 시스템.
  37. 제36항에 있어서,
    상기 목표 부하 시스템은 밧데리를 포함하며 상기 전압 조정기는 범용직렬버스의 전력선으로부터 상기 제1 전압신호를 수신하고 상기 범용직렬버스의 상기 전력선을 사용하여 상기 밧데리를 충전하기 위해 상기 제2 전압신호를 상기 밧데리로 공급하도록 구성되는 전자 시스템.
  38. 제23항에 따른 전압 조정기를 포함하고, 상기 전압 조정기는 상기 전압 조정기에서의 상기 강압 조정기의 상기 출력단자가 입력 전압원에 연결되며 상기 수신 조정기에서의 상기 인덕터의 상기 제1 단자는 상기 전압 조정기의 목표 부하에 연결되는 것인 역방향으로 동작하도록 구성되는 전자 시스템.
  39. 제38항에 있어서,
    상기 전압 조정기를 역방향으로 동작시키는 상기 전자 시스템은 상기 전압 조정기를 승압 조정기로서 동작시키도록 구성되는 전자 시스템.
  40. 제39항에 있어서,
    상기 전압 조정기에서의 상기 강압 조정기의 상기 출력단자는 밧데리에 연결되며 상기 수신 조정기에서의 상기 인덕터의 상기 제1 단자는 범용직렬버스의 전력선에 연결되는 전자 시스템.
  41. 수신 조정기 및 강압 조정기를 포함하는 전압 조정기를 사용하여 제1 전압신호를 제2 전압신호로 변환하는 방법으로서, 상기 방법은 :
    상기 수신 조정기에서의 인덕터의 제1 단자에서 상기 제1 전압신호를 수신하는 단계;
    적어도 부분적으로, 상기 제1 전압신호에 근거하여 중간 전압신호를 상기 인덕터의 제2 단자에서 공급하는 단계;
    상기 인덕터의 상기 제2 단자를 상기 강압 조정기의 복수의 입력단자들중 제1 입력단자에 연결하여, 상기 중간 전압신호를 상기 복수의 입력단자들중 제1 입력단자로 공급하는 단계;
    상기 복수의 입력단자들중 제1 입력단자에 공급된 상기 중간 전압신호를, 상기 강압 조정기를 사용하여, 출력단자에서 제1 전압 변환율로 상기 제2 전압신호로 변환하는 단계;
    상기 인덕터의 상기 제2 단자를 상기 강압 조정기의 복수의 입력단자들중 제2 입력단자에 연결하여, 상기 중간 전압신호를 상기 복수의 입력단자들중 제2 입력단자로 공급하는 단계;
    상기 복수의 입력단자들중 제2 입력단자에 공급된 상기 중간 전압신호를, 상기 강압 조정기를 사용하여, 상기 출력단자에서 제2 전압 변환율로 상기 제2 전압신호로 변환하는 단계;
    를 포함하는 수신 조정기 및 강압 조정기를 포함하는 전압 조정기를 사용하여 제1 전압신호를 제2 전압신호로 변환하는 방법.
  42. 제41항에 있어서,
    상기 복수의 입력단자들중 하나는 접지에 연결되는 수신 조정기 및 강압 조정기를 포함하는 전압 조정기를 사용하여 제1 전압신호를 제2 전압신호로 변환하는 방법.
  43. 제41항에 있어서,
    제1 지속기간에 대한 제1 스위치를 통해, 상기 인덕터의 상기 제2 단자를 상기 복수의 입력단자들중 제1 입력단자에 연결하고, 제2 지속기간에 대한 제2 스위치를 통해, 상기 인덕터의 상기 제2 단자를 상기 복수의 입력단자들중 제2 입력단자에 연결하는 단계를 추가로 포함하는 수신 조정기 및 강압 조정기를 포함하는 전압 조정기를 사용하여 제1 전압신호를 제2 전압신호로 변환하는 방법.
  44. 제43항에 있어서,
    상기 제2 전압신호를 제어하기 위해 상기 제1 지속기간 및 상기 제2 지속기간의 비율을 제어하는 단계를 추가로 포함하는 수신 조정기 및 강압 조정기를 포함하는 전압 조정기를 사용하여 제1 전압신호를 제2 전압신호로 변환하는 방법.
  45. 제41항에 있어서,
    상기 전압 조정기가 돌입전류를 감소시키기 위해 초기에 전력 상승될 때 분로 스위치를 사용하여 상기 인덕터의 상기 제1 단자 및 상기 제2 단자를 단락시키는 단계를 추가로 포함하는 수신 조정기 및 강압 조정기를 포함하는 전압 조정기를 사용하여 제1 전압신호를 제2 전압신호로 변환하는 방법.
  46. 제41항에 있어서,
    상기 전압 조정기가 돌입전류를 감소시키기 위해 초기에 전력 상승될 때 분로 조정기를 사용하여 상기 인덕터의 상기 제2 단자에서의 전압을 증가시키는 단계를 추가로 포함하는 수신 조정기 및 강압 조정기를 포함하는 전압 조정기를 사용하여 제1 전압신호를 제2 전압신호로 변환하는 방법.
  47. 제41항에 있어서,
    상기 전압 조정기에서의 상기 강압 조정기의 상기 출력단자는 입력 전압원에 연결되고 상기 수신 조정기에서의 상기 인덕터의 상기 제1 단자는 상기 전압 조정기를 역방향으로 동작시키기 위해 상기 전압 조정기의 목표 부하에 연결되는 수신 조정기 및 강압 조정기를 포함하는 전압 조정기를 사용하여 제1 전압신호를 제2 전압신호로 변환하는 방법.
  48. 제23항에 있어서, 상기 수신 조정기는 인덕터로 구성되는 전압 조정기.
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