JP2007174744A - チャージポンプ回路及び電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】出力電流のレベルを検知することができ、フライングコンデンサの接続を変更することができる高効率なチャージポンプ回路及び電源装置を提供すること。
【解決手段】チャージポンプ回路１００は、フライングコンデンサ１０５を入力端子１０１から充電する充電状態と出力端子１０２へ放電する放電状態とを交互に切り替えるスイッチング動作を行うスイッチ回路１０４と、一端がスイッチ素子１１１とスイッチ素子１１２の接続点に接続され、他端にスイッチ回路１０４からの駆動信号Ｖ５が印加されるフライングコンデンサ１０５と、フライングコンデンサ１０５の電圧Ｖｃを検出し各駆動信号を出力する検出制御部１１０とを備え、フライングコンデンサ１０５の検出電圧Ｖｃを検出し、フライングコンデンサ１０５の充電時の検出電圧Ｖｃの初期値Ｖｃ０と入力電圧Ｖｉとの差を示す関係式により出力端子１０２からの出力電流Ｉｏを検知する。
【選択図】図１

Description

本発明は、各種電子機器に安定した電圧を供給するチャージポンプ回路及び電源装置に関する。

近年、バッテリーを有する携帯機器等の電子機器においては、表示用デバイス等に対してバッテリー電圧以上の電圧が必要とされている。その中で、チャージポンプ回路はインダクタを使用しないＤＣ−ＤＣコンバータとして広く用いられ、更なる消費電力の低減が求められている。

従来のチャージポンプ回路として、例えば特許文献１に記載の電圧変換回路がある。

図２０は、特許文献１に記載のチャージポンプ回路の回路構成図、図２１は、図２０のチャージポンプ回路の動作波形図である。

図２０において、１は入力電圧Ｖｉが印加される入力端子、２は出力端子であり、入力端子１から出力端子２へは３つのダイオード１１，１２，１３が直列に接続される。ダイオード１１とダイオード１２の接続点にはフライングコンデンサ１４の一端が接続され、フライングコンデンサ１４の他端には第１の入力信号ＩＮ１が印加される。ダイオード１２とダイオード１３の接続点にはフライングコンデンサ１５の一端が接続され、フライングコンデンサ１５の他端には第２の入力信号ＩＮ２が印加される。１６はスイッチ素子であり、ダイオード１４と並列に接続される。また、出力端子２からの出力電圧をＶｏｉとする。

図２１（ａ）は、スイッチ素子１６がオン状態である場合の第１の入力信号ＩＮ１と第２の入力信号ＩＮ２を示す。この場合、入力信号ＩＮ１及びＩＮ２は同相のクロック信号である。入力信号ＩＮ１及びＩＮ２がローレベル（接地電位）の時、ダイオード１１を介してフライングコンデンサ１４及び１５は共に入力端子−接地間に接続され、直流入力電圧Ｖｉに充電される。次に入力信号ＩＮ１及びＩＮ２がハイレベル（Ｖｉ）になると、ダイオード１３を介してフライングコンデンサ１４及び１５から出力へ放電電流が流れる。出力電圧Ｖｏｉは入力電圧Ｖｉにさらにフライングコンデンサ１４及び１５の充電電圧Ｖｉが加算された２×Ｖｉとなる。したがって、スイッチ素子１６がオン状態では２倍昇圧動作をする。

図２１（ｂ）は、スイッチ素子１６がオフ状態である場合の第１の入力信号ＩＮ１と第２の入力信号ＩＮ２を示す。この場合、入力信号ＩＮ１及びＩＮ２は逆相のクロック信号である。入力信号ＩＮ１がローレベルでＩＮ２がハイレベルの時、ダイオード１１を介してフライングコンデンサ１４は直流入力電圧Ｖｉに充電されるとともに、フライングコンデンサ１５は出力へ放電する。次に入力信号ＩＮ１がハイレベルでＩＮ２がローレベルになると、ダイオード１２を介してフライングコンデンサ１４はフライングコンデンサ１５へ放電する。フライングコンデンサ１５の電圧は、直流入力電圧Ｖｉにさらにフライングコンデンサ１４の充電電圧Ｖｉが加算された２×Ｖｉとなり、出力電圧Ｖｏｉは直流入力電圧Ｖｉにさらにフライングコンデンサ１５の充電電圧２×Ｖｉが加算された３×Ｖｉとなる。したがって、スイッチ素子１６がオフ状態では３倍昇圧動作をする。

以上のように２倍昇圧動作と３倍昇圧動作を適宜切り替えることによって、電力効率の良い電力変換回路に適用できる。

なお、図示していないが、特許文献１においては、他の多倍昇圧の構成、ダイオードをスイッチ素子に置き換えた構成、動作切り替えのために入力電圧Ｖｉ又は出力電圧Ｖｏｉを検出する構成が開示されている。
特開２００１−２１８４５１号公報

しかしながら、このような従来のチャージポンプ回路にあっては、出力電流のレベルを適切に検知していなかったため、フライングコンデンサの動作切替えが最適とならない場合には電力変換効率を大幅に低下させてしまう問題がある。

すなわち、入力電圧の検出のみによってフライングコンデンサの接続を変更する場合、軽負荷電流時における電圧降下が少なく２倍昇圧動作で事足りる状態であっても、３倍昇圧する接続のままであるために電力変換効率を低下させてしまう。入力電圧と出力電圧の両方を検出すれば、動作切り替えに出力電流の軽重による調整も付加することはできるものの、高出力電圧が要求される多倍昇圧の場合には、出力電圧の検出部に高耐圧の素子が必要になるといった問題があった。上記動作切替えのためだけに、チャージポンプ回路の出力側に検出素子を設けることはコスト上昇を招き、それが高耐圧の素子である場合には更にコスト上昇を助長する。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、出力以外の検出点と簡易な回路によって出力電流のレベルを検知することができ、またその検知結果に応じてフライングコンデンサの接続を変更することができる高効率なチャージポンプ回路及び電源装置を提供することを目的とする。

本発明のチャージポンプ回路は、入力端子と出力端子と、少なくとも１つのフライングコンデンサと、複数のスイッチ素子を備え、前記フライングコンデンサを前記入力端子から充電する充電状態と前記出力端子へ放電する放電状態とを交互に切り替えるスイッチング動作を行うスイッチ回路と、前記フライングコンデンサの電圧を検出し、該検出電圧を基に前記出力端子からの出力電流を検知する検出部とを備える構成を採る。

本発明のチャージポンプ回路は、入力端子と出力端子と、前記入力端子と前記出力端子間に直列に接続された第１及び第２のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子の接続点に一端が接続された少なくとも１つのフライングコンデンサと、前記第１及び第２のスイッチ素子を含む複数のスイッチ素子に対して、前記フライングコンデンサを前記入力端子から充電する充電状態と前記出力端子へ放電する放電状態とを交互に切り替えるスイッチング動作を行うスイッチ回路と、前記フライングコンデンサの電圧を検出し、該検出電圧を基に前記出力端子からの出力電流を検知する検出部とを備える構成を採る。

また、前記スイッチ回路は、スイッチング動作か、もしくは入力端子と出力端子間を接続する等倍動作をする。

より好ましい具体的な態様として、前記検出部は、前記フライングコンデンサの充電時の前記検出電圧の初期値と入力電圧との差又は比を示す関係式により前記出力端子からの出力電流を検知する。

ここで、前記検出部は、基準電圧発生回路と、前記充電状態又は前記放電状態における前記フライングコンデンサの電圧を前記基準電圧発生回路の電圧と比較する比較器を備える構成であってもよい。さらに、前記比較器の出力を含む信号を平均化する平均化回路を備える構成であってもよい。また、前記基準電圧発生回路は、前記入力端子の電圧又はスイッチ回路の状態に応じた電圧を発生する構成が望ましい。この構成により、出力端子以外の検出点と簡易な回路によって出力電流のレベルを検知することができる。

また、複数のフライングコンデンサと、前記スイッチ回路によって前記複数のフライングコンデンサが直列に接続される場合に、フライングコンデンサの接続点となる電圧を検出し、前記出力端子からの出力電流を検知する検出部を有する構成であってもよい。この構成により、出力端子からの出力電圧が昇圧されても、検出部は高耐圧な素子を必要としなくできる。

また、前記スイッチ回路が、前記検出部の出力に基づいて、複数の充電状態又は複数の放電状態から組み合わせられる複数のスイッチング動作のいずれかを選択する構成であってもよい。または、前記スイッチ回路は、前記検出部の出力に基づいて、複数の充電状態または複数の放電状態から組み合わせられる複数のスイッチング動作と前記等倍動作からいずれかを選択する構成であってもよい。この構成によって出力電流に応じた高効率な回路構成を選択することができる。さらに、前記出力端子からの出力電圧を安定化するように前記入力端子へ印加する入力電圧を調整する電圧安定化回路を備えた構成であってもよい。この構成により、出力の安定化のために入力電圧が調整されるので、フライングコンデンサの電圧レベルに入力電圧補正を必要とせずに、スイッチ回路構成の選択ができる。

本発明の電源装置は、フライングコンデンサと、前記フライングコンデンサを入力端子から充電する充電状態と出力端子へ放電する放電状態とを交互に切り替えるスイッチング動作を行うスイッチ回路とを備える電源装置であって、前記フライングコンデンサの電圧を検出し、該検出電圧を基に前記出力端子からの出力電流を検知する検出部を備える構成を採る。この構成により、出力端子側に高耐圧な検出素子を用いることなく、出力電流を検知することができる。

本発明によれば、フライングコンデンサの電圧を検出することによって出力電流を検知できる。また、検知した出力電流のレベルに応じた変換倍率で動作させるため、高効率な電力変換ができる。また複数のフライングコンデンサを有する昇圧動作においては、検出部は直列接続されるフライングコンデンサの接続点の電圧を検出することにより素子の耐圧が低減でき、検出部の実装面積が小さくできるといった効果も奏する。また、入力電圧を調整して出力を安定化することにより、出力電流のレベルによる回路構成の選択が容易となる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係るチャージポンプ回路の回路構成図である。本実施の形態は、２倍昇圧動作を行うチャージポンプ回路に適用した例である。

図１において、チャージポンプ回路１００は、入力電圧Ｖｉが印加される入力端子１０１と、出力電圧Ｖｏ，出力電流Ｉｏを出力する出力端子１０２と、出力端子１０２−接地間に接続され、チャージポンプ回路１００の出力を平滑する出力コンデンサ１０３と、フライングコンデンサ１０５の電圧を検出し出力端子１０２からの出力電流を検知する検出制御部１１０、ＰＭＯＳトランジスタのスイッチ素子１１１及びスイッチ素子１１２からなるスイッチ回路１０４と、一端がスイッチ素子１１１とスイッチ素子１１２の接続点に接続され、他端にスイッチ回路１０４からの駆動信号Ｖ５が印加されるフライングコンデンサ１０５とを備えて構成される。

スイッチ回路１０４は、複数のスイッチ素子１１１,１１２を備え、フライングコンデンサ１０５を入力端子１０１から充電する充電状態と出力端子１０２へ放電する放電状態とを交互に切り替えるスイッチング動作を行う。

検出制御部１１０は、スイッチ素子１１１とスイッチ素子１１２の接続点電圧Ｖｃを検出し、スイッチ素子１１１を駆動する駆動信号Ｖ１、スイッチ素子１１２を駆動する駆動信号Ｖ２、及び駆動信号Ｖ５を出力する。

スイッチ素子１１１とスイッチ素子１１２は、入力端子１０１−出力端子１０２間に直列に接続される。

図２は、上記検出制御部１１０の回路構成例を示す図である。

図２において、検出制御部１１０は、発振回路１２０、比較器１２１、スイッチ１２２、コンデンサ１２４、抵抗１２５、比較器１２６、ＡＮＤ回路１２７、インバータ１２８、ＡＮＤ回路１２９、及びバッファ回路１３０を備えて構成される。

発振回路１２０は、デューティ比５０％のクロック信号Ｖｃｋを出力する。

比較器１２１は、検出電圧Ｖｃを基準電圧Ｖｒ１と比較し、比較結果をスイッチ１２２に出力してスイッチ１２２をオンオフする。

電流源回路１２３は、スイッチ１２２がオン時にコンデンサ１２４を充電する。抵抗１２５は、コンデンサ１２４と並列に接続される。

比較器１２６は、コンデンサ１２４の電圧を基準電圧Ｖｒ２と比較し、比較結果をＡＮＤ回路１２７,１２９に出力する。

ＡＮＤ回路１２７は、比較器１２６の出力とクロック信号Ｖｃｋの論理積をとり、駆動信号Ｖ１を出力する。ＡＮＤ回路１２９は、比較器１２６の出力とクロック信号Ｖｃｋを反転するインバータ１２８の出力の論理積をとり、駆動信号Ｖ２を出力する。バッファ回路１３０は、駆動信号Ｖ１を電力増幅して駆動信号Ｖ５を出力する。

以下、上述のように構成されたチャージポンプ回路１００の動作について説明する。まず、基本動作について述べる。

チャージポンプ回路１００の入力端子１０１には、入力電圧Ｖｉが印加される。入力端子１０１−出力端子１０２間には、スイッチ素子１１１とスイッチ素子１１２が直列に接続され、スイッチ素子１１１とスイッチ素子１１２の接続点にはフライングコンデンサ１０５が接続され、フライングコンデンサ１０５の他端には検出制御部１１０からの駆動信号Ｖ５が印加される。

検出制御部１１０では、スイッチ素子１１１とスイッチ素子１１２の接続点電圧Ｖｃ（フライングコンデンサ１０５の電圧）を検出し、スイッチ素子１１１を駆動する駆動信号Ｖ１と、スイッチ素子１１２を駆動する駆動信号Ｖ２と、駆動信号Ｖ５を出力する。スイッチ素子１１１及びスイッチ素子１１２は、駆動信号Ｖ１又は駆動信号Ｖ２を受けてオンオフし、フライングコンデンサ１０５を入力端子１０１から充電する充電状態と出力端子１０２へ放電する放電状態とを交互に切り替えるスイッチング動作を行う。

出力端子１０２からは、チャージポンプ回路１００により昇圧動作された出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏが出力される。また、出力端子−接地間には出力コンデンサ１０３が接続されており、チャージポンプ回路１００の出力を平滑する。

次に、出力電圧Ｖｏが入力電圧Ｖｉの約２倍に昇圧される２倍昇圧動作が可能であることと、出力電流Ｉｏが検出電圧Ｖｃから検知できることとを各部動作波形図を用いて説明する。

図３は、チャージポンプ回路１００の動作波形図であり、図１の各部の信号波形、駆動信号Ｖ１、駆動信号Ｖ２、駆動信号Ｖ５及び検出電圧Ｖｃを示す。

図１において、スイッチ回路１０４の検出制御部１１０は、内部又は外部から供給されるデューティ比５０％のクロック信号に従って、駆動信号Ｖ１と駆動信号Ｖ２によりスイッチ素子１１１とスイッチ素子１１２を交互にオンオフする。また、駆動信号Ｖ５は、スイッチ素子１１１がオンでスイッチ素子１１２がオフの時にローレベル（０Ｖ）となり、スイッチ素子１１１がオフでスイッチ素子１１２がオンの時にハイレベル（Ｖｉ）となる。

以上のような動作により、スイッチ素子１１１がオンでスイッチ素子１１２がオフの時にフライングコンデンサ１０５は入力電圧Ｖｉで充電され、スイッチ素子１１１がオフでスイッチ素子１１２がオンの時に入力端子１０１と出力端子１０２の間に接続されて、フライングコンデンサ１０５から出力端子１０２へ放電電流が流れる。スイッチ素子のオン時の抵抗やフライングコンデンサ１０５の充放電による電圧変動を無視すれば、出力電圧Ｖｏは、入力電圧Ｖｉにさらにフライングコンデンサ１０５の充電電圧Ｖｉが加算された２×Ｖｉとなる。実際には上述の電圧変動は無視できず、検出電圧Ｖｃは図３のＶｃに示すように、充電時には上昇し、放電時には下降する動作波形となる。

ここで、出力電流Ｉｏは、フライングコンデンサ１０５の静電容量をＣ、クロック信号の周波数をｆとすると、充放電に伴う検出電圧Ｖｃの電圧変動値ΔＶを用いて次式（１）で表される。
Ｉｏ＝ｆ・Ｃ・ΔＶ …（１）

なお、フライングコンデンサ１０５の充放電時間が充分であれば、 ΔＶ＝２Ｖｉ−Ｖｏ となり、式（１）から入出力電圧の関係が次式（２）により求められる。
Ｖｏ＝２Ｖｉ−Ｉｏ／（ｆ・Ｃ） …（２）

検出電圧Ｖｃは、フライングコンデンサ１０５が入力電圧Ｖｉからの充電状態において、Ｖｉ−ΔＶを初期値として充電される。この初期値Ｖｃ０は上記式（１）から、式（３）で表され、出力電流Ｉｏに比例して低下する。すなわち、検出電圧Ｖｃから出力電流のレベルが検知できる（図３参照）。
Ｖｃ０＝Ｖｉ−ΔＶ＝Ｖｉ−Ｉｏ／（ｆ・Ｃ） …（３）

次に、スイッチ回路１０４の検出制御部１１０の動作について説明する。

図２において、通常動作時は、検出電圧Ｖｃは基準電圧Ｖｒ１より高く、スイッチ１２２はオフ状態で、コンデンサ１２４は抵抗１２５によって放電されている。このため比較器１２６はハイレベルを出力し、駆動信号Ｖ１と駆動信号Ｖ５はクロック信号Ｖｃｋと同相、駆動信号Ｖ２はクロック信号Ｖｃｋの逆相の信号となる。出力電流Ｉｏが大きく過負荷状態が続くと、検出電圧Ｖｃが基準電圧Ｖｒ１より低下する期間が増え、スイッチ１２２のオン時間の増加とともにコンデンサ１２４の充電が進む。コンデンサ１２４の電圧が基準電圧Ｖｒ２を超えると、比較器１２６の出力はローレベルとなる。ＡＮＤ回路１２７及びＡＮＤ回路１２９によって駆動信号Ｖ１、駆動信号Ｖ２及び駆動信号Ｖ５は全てローレベルとなってチャージポンプ回路１００は動作を停止する。

以上のように、本実施の形態によれば、チャージポンプ回路１００は、入力端子１０１と出力端子１０２間に直列に接続された第１及び第２のスイッチ素子１１１，１１２と、スイッチ素子１１１,１１２に対して、フライングコンデンサ１０５を入力端子１０１から充電する充電状態と出力端子１０２へ放電する放電状態とを交互に切り替えるスイッチング動作を行うスイッチ回路１０４と、一端がスイッチ素子１１１とスイッチ素子１１２の接続点に接続され、他端にスイッチ回路１０４からの駆動信号Ｖ５が印加されるフライングコンデンサ１０５と、フライングコンデンサ１０５の電圧Ｖｃを検出し、スイッチ素子１１１を駆動する駆動信号Ｖ１、スイッチ素子１１２を駆動する駆動信号Ｖ２、及び駆動信号Ｖ５を出力する検出制御部１１０とを備え、検出制御部１１０は、フライングコンデンサ１０５の検出電圧Ｖｃを検出し、フライングコンデンサ１０５の充電時の検出電圧Ｖｃの初期値Ｖｃ０と入力電圧Ｖｉとの差を示す関係式（３）により出力端子１０２からの出力電流Ｉｏを検知するので、出力端子側に高耐圧な検出用素子を用いることなく、出力以外の検出点と簡易な回路によって出力電流のレベルを検知することができる。高耐圧な素子は、一般に高価で、かつ実装面積が大きいので携帯機器等の電子機器においてはコスト及び実装の両面から使用を避けたい要求があるがこの要求に応えることができる。そして、出力電流の検知結果に応じてフライングコンデンサ１０５の接続を変更することができる。例えば、フライングコンデンサ１０５の検出電圧Ｖｃから出力電流のレベルが検知できると、このことを利用して過負荷保護動作をすることができる。

以上はチャージポンプ回路１００の場合であるが、電源装置の場合も同様の効果を得ることができる。すなわち、フライングコンデンサを入力端子から充電する充電状態と出力端子へ放電する放電状態とを交互に切り替えるスイッチング動作を行うスイッチ回路を、回路要素として備える電源装置全般において、出力端子側に検出素子を設けることなく、前記スイッチ回路内部の状態から出力電流を検出することができる。したがって、出力電圧を検出しない又は検出できない場合においてスイッチ回路内部の情報を基に出力電圧を検知できるという従来の回路にはない特有の効果を有する。

なお、本実施の形態では、スイッチ素子１１１及びスイッチ素子１１２にＰＭＯＳトランジスタを使用した例について説明したが、スイッチング動作を行う素子であればどのようなスイッチ素子であってもよい。本実施の形態では、スイッチ素子１１１及びスイッチ素子１１２にＰＭＯＳトランジスタを使用したので、駆動信号Ｖ１及び駆動信号Ｖ２のローレベルでスイッチ素子はオン状態になる。しかし以降の実施の形態からは、スイッチ素子は一般化して記述し、駆動信号のハイレベルでオン状態になるものとして説明する。

（実施の形態２）
実施の形態１では、２倍昇圧動作のチャージポンプ回路と電流検出機能、さらにその電流検出機能の利用例として過電流保護回路について説明した。本実施の形態では、１．５倍昇圧動作するチャージポンプ回路と電流検出機能を説明し、さらにその電流検出機能の利用例として１．５倍昇圧動作と等倍動作の切り替えについて説明する。

図４は、本発明の実施の形態２に係るチャージポンプ回路の回路構成図である。本実施の形態の説明に当たり、図１と同一構成部分には同一符号を付している。

図４において、チャージポンプ回路２００は、入力電圧Ｖｉが印加される入力端子１０１と、出力電圧Ｖｏ，出力電流Ｉｏを出力する出力端子１０２と、出力端子１０２−接地間に接続され、チャージポンプ回路２００の出力を平滑する出力コンデンサ１０３と、検出制御部２１０とスイッチ素子２１１、スイッチ素子２１２、スイッチ素子２１３、スイッチ素子２１４、スイッチ素子２１５、スイッチ素子２１６及びスイッチ素子２１７からなるスイッチ回路２０４と、一端がスイッチ素子２１１とスイッチ素子２１２の接続点に接続され、他端がスイッチ素子２１３とスイッチ素子２１４の接続点、すなわち検出点に接続される第１のフライングコンデンサ２０６と、一端がスイッチ素子２１４とスイッチ素子２１５の接続点に接続され、他端がスイッチ素子２１６とスイッチ素子２１７の接続点に接続される第２のフライングコンデンサ２０７とを備えて構成される。第１のフライングコンデンサ２０６と第２のフライングコンデンサ２０７は、同じ静電容量Ｃを有するものとする。

上記スイッチ素子２１１とスイッチ素子２１２は、入力端子１０１−出力端子１０２間に直列に接続される。また、スイッチ素子２１３とスイッチ素子２１４とスイッチ素子２１５は、入力端子１０１−出力端子１０２間に直列に接続される。スイッチ素子２１６とスイッチ素子２１７は、入力端子１０１−接地間に直列に接続される。

検出制御部２１０は、デューティ比５０％のクロック信号Ｖｃｋを出力する発振回路２２０、検出電圧Ｖｃを基準電圧Ｖｒ３と比較する比較器２２１、比較器２２１の出力と駆動信号Ｖ３が入力され信号Ｖ１２を出力するＯＲ回路２２２、比較器２２１の出力を平均化した信号Ｖ１３を出力する平均化回路２２３、平均化回路２２３の出力を基準電圧Ｖｒ４と比較する比較器２２４、比較器２２４の出力とクロック信号Ｖｃｋが入力され駆動信号Ｖ１を出力するＮＡＮＤ回路２２５、クロック信号Ｖｃｋを反転するインバータ２２６、比較器２２４の出力とインバータ２２６の出力が入力され駆動信号Ｖ２を出力するＮＡＮＤ回路２２７、及び駆動信号Ｖ１を反転して駆動信号Ｖ３を出力するインバータ２２８を備えて構成される。

検出制御部２１０は、スイッチ素子２１３とスイッチ素子２１４の接続点電圧Ｖｃを検出し、スイッチ素子２１１とスイッチ素子２１４とスイッチ素子２１７を駆動する駆動信号Ｖ１と、スイッチ素子２１２を駆動する駆動信号Ｖ２と、スイッチ素子２１３とスイッチ素子２１５とスイッチ素子２１６を駆動する駆動信号Ｖ３を出力する。

以下、上述のように構成されたチャージポンプ回路２００の動作について説明する。

〔１．５倍昇圧動作〕
まず、チャージポンプ回路２００が、出力電流Ｉｏの大きい場合に入力電圧Ｖｉの約１．５倍の出力電圧を出力する、１．５倍昇圧動作について説明する。

図５は、チャージポンプ回路２００の１．５倍昇圧動作時の各部動作波形図であり、駆動信号Ｖ１、駆動信号Ｖ２、駆動信号Ｖ３、検出電圧Ｖｃ、比較器２２１の出力と駆動信号Ｖ３との論理和Ｖ１２とその平均値である平均化回路２２３の出力Ｖ１３を示す。

図５に示すように、１．５倍昇圧動作時の駆動信号Ｖ２と駆動信号Ｖ３は同相であり、駆動信号Ｖ１と逆相になる。駆動信号Ｖ１がハイレベルの時、スイッチ素子２１１，２１４，２１６がオンし、他のスイッチ素子はオフとなる。この時、第１及び第２のフライングコンデンサ２０６，２０７は、直列に接続され、入力電圧Ｖｉが印加され、充電電流が流れる充電状態となる。この充電期間が充分であれば両フライングコンデンサの電圧は入力電圧の半分Ｖｉ／２に充電される。次に駆動信号Ｖ１がローレベルの時、スイッチ素子２１２，２１３，２１５，２１６がオンし、他のスイッチ素子はオフとなる。この時、第１及び第２のフライングコンデンサ２０６，２０７は並列に接続され、入力端子１０１−出力端子１０２間に接続されて放電状態となる。スイッチ素子のオン時の抵抗やフライングコンデンサの充放電による電圧変動を無視すれば、出力電圧Ｖｏは入力電圧Ｖｉにさらにフライングコンデンサの充電電圧Ｖｉ／２が加算された１．５×Ｖｉとなる。実際には上述の電圧変動は無視できず、図示していないが、両フライングコンデンサの電圧は充電時には上昇し、放電時には下降する動作波形となる。このため検出電圧Ｖｃは、図５のＶｃに示すように、充電状態には初期値Ｖｃ０からＶｉ／２へ上昇し、放電状態では入力電圧Ｖｉからスイッチ素子２１３の電圧降下した電圧となる。ここで、出力電流Ｉｏは、クロック信号の周波数をｆとすると、充電状態での検出電圧Ｖｃの電圧変動値ΔＶを用いて次式（４）で表される。
Ｉｏ＝２ｆ・Ｃ・ΔＶ …（４）

なお、第１及び第２のフライングコンデンサ２０６，２０７の充放電時間が充分であれば、ΔＶ＝Ｖｉ／２−（Ｖｏ−Ｖｉ）＝１．５Ｖｉ−Ｖｏ となり、式（４）から入出力電圧の関係が次式（５）のように求められる。
Ｖｏ＝１．５Ｖｉ−Ｉｏ／（２ｆ・Ｃ） …（５）

検出電圧Ｖｃは、第１のフライングコンデンサ２０６が入力電圧Ｖｉからの充電状態において、Ｖｉ／２−ΔＶを初期値として充電される。この初期値Ｖｃ０は式（４）から、
Ｖｃ０＝Ｖｉ／２−ΔＶ＝Ｖｉ／２−Ｉｏ／（２ｆ・Ｃ） …（６）
で表され、出力電流Ｉｏに比例して低下する。すなわち、検出電圧Ｖｃから出力電流のレベルが検知できる。

次に、検出制御部２１０の動作を説明する。

出力電流Ｉｏが所定値より大きい重負荷では、充電状態での検出電圧Ｖｃの初期値Ｖｃ０は基準電圧Ｖｒ３より低く、比較器２２１はパルスを発生する。このパルスと駆動信号Ｖ３との論理和Ｖ１２を平均化回路２２３で平均化した電圧Ｖ１３が、基準電圧Ｖｒ４より大きければ比較器２２３はハイレベルを出力する。ＮＡＮＤ回路２２５及びＮＡＮＤ回路２２７によって、駆動信号Ｖ１はクロック信号Ｖｃｋと逆相の信号となり、駆動信号Ｖ２及び駆動信号Ｖ３はクロック信号Ｖｃｋと同相の信号となって出力される。

〔等倍動作−１．５倍昇圧動作の切替え動作〕
図６は、チャージポンプ回路２００が、１．５倍昇圧動作から等倍動作へ移行する際の各部動作波形図であり、出力電流Ｉｏ、駆動信号Ｖ１、駆動信号Ｖ２、駆動信号Ｖ３、検出電圧Ｖｃ、比較器２２１の出力と駆動信号Ｖ３との論理和Ｖ１２とその平均値である平均化回路２２３の出力Ｖ１３を示す。等倍動作とは出力電圧Ｖｏが入力電圧Ｖｉにほぼ等しい電圧となる動作である。

検出制御部２１０において、出力電流Ｉｏが所定値より小さくなって、充電状態での検出電圧Ｖｃの初期値Ｖｃ０が上昇し、比較器２２１の出力するパルスのパルス幅が小さくなる。これと駆動信号Ｖ３との論理和Ｖ１２を平均化回路２２３で平均化した電圧Ｖ１３が、基準電圧Ｖｒ４より小さいと比較器２２４はローレベルを出力する。ＮＡＮＤ回路２２５及びＮＡＮＤ回路２２７によって、駆動信号Ｖ１と駆動信号Ｖ２はハイレベルに固定され、駆動信号Ｖ３はローレベルに固定される（図６Ｖ１−Ｖ３参照）。

このことにより、スイッチ素子２１１，２１２，２１４，２１７がオンし、他のスイッチ素子はオフとなり、入力端子１０１−出力端子１０２間はスイッチ素子２１１とスイッチ素子２１２によって短絡される等倍動作となる。スイッチ素子のオン時の抵抗を無視すれば、出力電圧Ｖｏは入力電圧Ｖｉとなり、第１及び第２のフライングコンデンサ２０６，２０７は直列に接続され、入力電圧Ｖｉが印加される。実際には上述のオン抵抗の影響は無視できず、検出電圧Ｖｃは図６に示すように、スイッチ素子２１１とスイッチ素子２１２のオン抵抗の比に従って、Ｖｉ／２とＶｏ／２の間の値となる。ここで、出力電圧Ｖｏ及び検出電圧Ｖｃは、スイッチ素子２１１とスイッチ素子２１２のオン抵抗を等しくＲｏｎとすると次式（７）（８）で表される。
Ｖｏ＝Ｖｉ−２Ｒｏｎ・Ｉｏ …（７）
Ｖｃ＝（Ｖｉ−Ｒｏｎ・Ｉｏ）／２ …（８）

検出制御部２１０によって、駆動信号Ｖ３はローレベルに固定され、検出電圧Ｖｃのレベルも式（８）のようになるので電圧Ｖ１３は０Ｖとなり、等倍動作が確定される。

なお、等倍動作から１．５倍昇圧動作へは、出力電流Ｉｏが大きくなり、スイッチ素子２１１のオン抵抗による電圧降下で検出電圧Ｖｃが低下して基準電圧Ｖｒ３を下回る時である。出力電圧Ｖｏとして確保したい下限値をＶｏｌとすると、等倍動作時に出力電圧Ｖｏが下限値Ｖｏｌとなる出力電流Ｉｏｘは、式（７）から、Ｉｏｘ＝（Ｖｉ−Ｖｏｌ）／（２Ｒｏｎ）となる。これを式（８）に代入すると、出力電流がＩｏｘとなる時の検出電圧Ｖｃｘが次式（９）のように求まる。
Ｖｃｘ＝（Ｖｉ＋Ｖｏｌ）／４ …（９）

基準電圧Ｖｒ３は、このＶｃｘに余裕を持たせた値に設定すればよい。

１．５倍昇圧動作に移行すると、検出電圧Ｖｃは図５に示すような波形となるが、この時、Ｖｃ０＜Ｖｒ３であること（この条件は、式（６）〜（９）より、ｆ・Ｃ・Ｒｏｎ＜１となる）に加え、平均値Ｖ１３が基準電圧Ｖｒ４よりわずかに大きくなるように設定することが望ましい。

上述した動作によるチャージポンプ回路２００の出力電圧Ｖｏ−出力電流Ｉｏの特性を図７に示す。図７は、チャージポンプ回路２００の出力特性図である。等倍動作から１．５倍昇圧動作に移行する場合と１．５倍昇圧動作から等倍動作に移行する場合とで、スイッチ素子の切替えタイミングを変えることでヒステリシスを持たせ切替え動作のハンチングを防いでいる。

以上のように、本実施の形態によれば、チャージポンプ回路２００は、第１のフライングコンデンサ２０６の低電位側からの検出電圧Ｖｃによって出力電流のレベルが検知でき、実施の形態１と同様な効果、すなわち、出力以外の検出点と簡易な回路によって出力電流のレベルを検知することができ、またその検知結果に応じてフライングコンデンサ２０６，２０７の接続を変更することができる。本実施の形態では、このことを利用して１．５倍昇圧動作と等倍動作を切り替えることができる。

なお、本実施の形態では、上記動作切り替えの設定において、入力電圧Ｖｉの変動は考慮しなかったが、基準電圧Ｖｒ３及び基準電圧Ｖｒ４に入力補正を加えることで対応可能である。

（実施の形態３）
実施の形態２では、１．５倍昇圧動作するチャージポンプ回路への電流検出機能の利用例として１．５倍昇圧動作と等倍動作の切り替えについて説明した。本実施の形態では、電圧安定化機能を付加した２倍昇圧と３倍昇圧の切り替えについて説明する。

図８は、本発明の実施の形態３に係るチャージポンプ回路の回路構成図である。本実施の形態の説明に当たり、図４と同一構成部分には同一符号を付している。

図８において、チャージポンプ回路３００は、入力電圧Ｖｉが印加される入力端子１０１と、出力電圧Ｖｏ，出力電流Ｉｏを出力する出力端子１０２と、出力端子１０２−接地間に接続され、チャージポンプ回路３００の出力を平滑する出力コンデンサ１０３と、チャージポンプ回路３００の出力電圧Ｖｏが目標電圧Ｖｒ０となるようにチャージポンプ回路３００への入力電圧Ｖｉを調整する安定化電源回路３０１、安定化電源回路３０１からの入力電圧Ｖｉを平滑する平滑コンデンサ３０２、検出制御部３１０とスイッチ素子３１１、スイッチ素子３１２、スイッチ素子３１３、スイッチ素子３１４、スイッチ素子３１５、スイッチ素子３１６及びスイッチ素子３１７からなるスイッチ回路３０４と、一端がスイッチ素子３１１とスイッチ素子３１２の接続点に接続され、他端がスイッチ素子３１４とスイッチ素子３１５の接続点に接続される第１のフライングコンデンサ３０６と、一端がスイッチ素子３１３とスイッチ素子３１４の接続点、すなわち検出点に接続され、他端がスイッチ素子３１６とスイッチ素子３１７の接続点に接続される第２のフライングコンデンサ３０７とを備えて構成される。第１のフライングコンデンサ３０６と第２のフライングコンデンサ３０７は、同じ静電容量Ｃを有するものとする。

上記スイッチ素子３１１とスイッチ素子３１２は、入力端子１０１−出力端子１０２間に直列に接続される。また、スイッチ素子３１３とスイッチ素子３１４とスイッチ素子３１６は、入力端子１０１−接地間に直列に接続される。スイッチ素子３１６とスイッチ素子３１７は、入力端子１０１−接地間に直列に接続される。

検出制御部３１０は、デューティ比５０％のクロック信号Ｖｃｋを出力する発振回路３２０、検出電圧Ｖｃを基準電圧Ｖｒ５と比較する比較器３２１、比較器３２１の出力と駆動信号Ｖ２が入力され信号Ｖ２２を出力するＯＲ回路３２２、比較器３２１の出力を平均化した信号Ｖ２３を出力する平均化回路３２３、平均化回路３２３の出力を基準電圧Ｖｒ６と比較する比較器３２４、比較器３２４の出力とクロック信号Ｖｃｋが入力され駆動信号Ｖ３を出力するＮＡＮＤ回路３２５、クロック信号Ｖｃｋを反転するインバータ３２６、ＮＡＮＤ回路３２５の駆動信号Ｖ３を反転して駆動信号Ｖ４を出力するインバータ３２７を備えて構成される。発振回路３２０から出力されるデューティ比５０％のクロック信号Ｖｃｋは駆動信号Ｖ１として出力される。

検出制御部３１０は、スイッチ素子３１３とスイッチ素子３１４の接続点電圧Ｖｃを検出し、スイッチ素子３１１とスイッチ素子３１７を駆動する駆動信号Ｖ１と、スイッチ素子３１２とスイッチ素子３１６を駆動する駆動信号Ｖ２と、スイッチ素子３１３とスイッチ素子３１５を駆動する駆動信号Ｖ３と、スイッチ素子３１４を駆動する駆動信号Ｖ４を出力する。

以下、上述のように構成されたチャージポンプ回路３００の動作について説明する。

〔３倍昇圧動作〕
まず、チャージポンプ回路３００が、出力電流Ｉｏの大きい場合に入力電圧Ｖｉの約３倍の出力電圧を出力する、３倍昇圧動作について説明する。

図９は、チャージポンプ回路３００の３倍昇圧動作時の各部動作波形図であり、駆動信号Ｖ１、駆動信号Ｖ２、駆動信号Ｖ３、駆動信号Ｖ４、検出電圧Ｖｃ、比較器３２１の出力と駆動信号Ｖ２との論理和Ｖ２２とその平均値である平均化回路３２３の出力Ｖ２３を示す。

図９に示すように、３倍昇圧動作時の駆動信号Ｖ１と駆動信号Ｖ３は同相であり、駆動信号Ｖ２と駆動信号Ｖ４は同相であり、駆動信号Ｖ１と駆動信号Ｖ２は逆相になる。駆動信号Ｖ１がハイレベルの時、スイッチ素子３１１，３１３，３１５，３１７がオンし、他のスイッチ素子はオフとなる。この時、第１及び第２のフライングコンデンサ３０６，３０７は並列に接続され、入力電圧Ｖｉが印加され、充電電流が流れる充電状態となる。この充電期間が充分であれば両フライングコンデンサ３０６，３０７の電圧は入力電圧Ｖｉに充電される。次に駆動信号Ｖ１がローレベルの時、スイッチ素子３１２，３１４，３１６がオンし、他のスイッチ素子はオフとなる。この時、第１及び第２のフライングコンデンサ３０６，３０７は直列に接続され、入力端子１０１−出力端子１０２間に接続されて放電状態となる。スイッチ素子のオン時の抵抗やフライングコンデンサの充放電による電圧変動を無視すれば、出力電圧Ｖｏは入力電圧Ｖｉにさらに直列接続されたフライングコンデンサ３０６，３０７の充電電圧２Ｖｉが加算された３×Ｖｉとなる。実際には上述の電圧変動は無視できず、図示していないが、両フライングコンデンサの電圧は充電時には上昇し、放電時には下降する動作波形となる。このため検出電圧Ｖｃは図９に示すように、充電状態には初期値Ｖｃ０からＶｉへ上昇し、放電状態では２Ｖｉから下降する電圧となる。ここで、出力電流Ｉｏは、クロック信号の周波数をｆとすると、充電状態での検出電圧Ｖｃの電圧変動値ΔＶを用いて次式（１０）で表される。
Ｉｏ＝ｆ・Ｃ・ΔＶ …（１０）

なお、第１及び第２のフライングコンデンサ３０６，３０７の充放電時間が充分であれば、ΔＶ＝Ｖｉ−（Ｖｏ−Ｖｉ）／２＝１．５Ｖｉ−Ｖｏ／２ となり、式（１０）から入出力電圧の関係が次式（１１）のように求められる。
Ｖｏ＝３Ｖｉ−２Ｉｏ／（ｆ・Ｃ） …（１１）

検出電圧Ｖｃは、第２のフライングコンデンサ９が入力電圧Ｖｉからの充電状態において、Ｖｉ−ΔＶを初期値として充電される。この初期値Ｖｃ０は式（１０）から、
Ｖｃ０＝Ｖｉ−ΔＶ＝Ｖｉ−Ｉｏ／（ｆ・Ｃ） …（１２）
で表され、出力電流Ｉｏに比例して低下する。すなわち、検出電圧Ｖｃから出力電流のレベルが検知できる。

次に、３倍昇圧動作時の検出制御部３１０の動作を説明する。

出力電流Ｉｏが所定値より大きい重負荷では、充電状態での検出電圧Ｖｃの初期値Ｖｃ０は基準電圧Ｖｒ５より低く、比較器３２１はパルスを発生する。このパルスと駆動信号Ｖ２との論理和Ｖ２２を平均化回路３２３で平均化した電圧Ｖ２３が、基準電圧Ｖｒ６より大きければ比較器３２４はハイレベルを出力する。ＡＮＤ回路３２５によって、駆動信号Ｖ３は駆動信号Ｖ１と同相の信号となり、駆動信号Ｖ４は駆動信号Ｖ２と同相の信号となって出力される。

以上がチャージポンプ回路３００の３倍昇圧動作である。

〔２倍昇圧動作〕
次に、出力電流Ｉｏの小さい場合に入力電圧Ｖｉの約２倍の出力電圧を出力する、２倍昇圧動作について説明する。

図１０は、チャージポンプ回路３００の２倍昇圧動作時の各部動作波形図であり、駆動信号Ｖ１、駆動信号Ｖ２、駆動信号Ｖ３、駆動信号Ｖ４、検出電圧Ｖｃ、比較器３２１の出力と駆動信号Ｖ２との論理和Ｖ２２とその平均値である平均化回路３２３の出力Ｖ２３を示す。

図１０に示すように、２倍昇圧動作時の駆動信号Ｖ１と駆動信号Ｖ２は逆相であり、駆動信号Ｖ３はローレベル、駆動信号Ｖ４はハイレベルに固定される。すなわち、スイッチ素子３１４は常時オン状態であり、第１及び第２のフライングコンデンサ３０６，３０７は直列接続され、静電容量Ｃ／２の１つのコンデンサとみなせる。スイッチ素子３１３と３１５は常時オフ状態となる。駆動信号Ｖ１がハイレベルの時、スイッチ素子３１１，３１４，３１７を介して、直列接続された第１及び第２のフライングコンデンサ３０６，３０７は、入力電圧Ｖｉが印加され、充電電流が流れる充電状態となる。この充電期間が充分であれば直列接続されたフライングコンデンサ３０６，３０７の電圧は入力電圧Ｖｉに充電される。

次に駆動信号Ｖ１がローレベルの時、スイッチ素子３１６，３１４，３１２を介して、直列接続された第１及び第２のフライングコンデンサ３０６，３０７は、入力端子１０１−出力端子１０２間に接続されて放電状態となる。スイッチ素子のオン時の抵抗やフライングコンデンサの充放電による電圧変動を無視すれば、出力電圧Ｖｏは入力電圧Ｖｉにさらに直列接続されたフライングコンデンサ３０６，３０７の充電電圧Ｖｉが加算された２×Ｖｉとなる。実際には上述の電圧変動は無視できず、図示していないが、両フライングコンデンサ３０６，３０７の電圧は充電時には上昇し、放電時には下降する動作波形となる。このため検出電圧Ｖｃは図１０に示すように、充電状態には初期値Ｖｃ０からＶｉ／２へ上昇し、放電状態では１．５Ｖｉから下降する電圧となる。ここで、出力電流Ｉｏは、クロック信号の周波数をｆとすると、充電状態での検出電圧Ｖｃの電圧変動値ΔＶを用いて次式（１３）で表される。
Ｉｏ＝ｆ・Ｃ・ΔＶ …（１３）

なお、第１及び第２のフライングコンデンサ３０６，３０７の充放電時間が充分であれば、ΔＶ＝Ｖｉ／２−（Ｖｏ−Ｖｉ）／２＝Ｖｉ−Ｖｏ／２ となり、式（１３）から入出力電圧の関係が次式（１４）のように求められる。
Ｖｏ＝２Ｖｉ−２Ｉｏ／（ｆ・Ｃ） …（１４）

検出電圧Ｖｃは、第２のフライングコンデンサ９が入力電圧Ｖｉからの充電状態において、Ｖｉ／２−ΔＶを初期値として充電される。この初期値Ｖｃ０は式（１３）から、
Ｖｃ０＝Ｖｉ／２−ΔＶ＝Ｖｉ／２−Ｉｏ／（ｆ・Ｃ） …（１５）
で表され、出力電流Ｉｏに比例して低下する。すなわち、検出電圧Ｖｃから出力電流のレベルが検知できる。

次に、２倍昇圧動作時の検出制御部３１０の動作を説明する。

出力電流Ｉｏが所定値より小さい軽負荷では、充電状態での検出電圧Ｖｃの初期値Ｖｃ０は高く、比較器３２１はローレベルかパルスを出力してもそのパルス幅は狭い。このため平均化回路３２３で平均化した電圧Ｖ２３は、基準電圧Ｖｒ６より小さく比較器３２４はローレベルを出力する。ＡＮＤ回路３２５によって、駆動信号Ｖ３はローレベルに固定され、駆動信号Ｖ４はハイレベルに固定される。

〔３倍昇圧動作−２倍昇圧動作の切替え動作〕
さて本実施の形態では、安定化電源回路３０１によって、出力電圧Ｖｏは目標値Ｖｒ０に安定化されるように入力電圧Ｖｉが変動する。３倍昇圧動作時においては、式（１１）式より、入力電圧Ｖｉは次式（１６）のように表せる。
Ｖｉ＝Ｖｏ／３＋２Ｉｏ／（３ｆ・Ｃ） …（１６）

また、２倍昇圧動作時には、式（１４）より、入力電圧Ｖｉは次式（１７）のようになる。
Ｖｉ＝Ｖｏ／２＋Ｉｏ／（ｆ・Ｃ） …（１７）

これに対し安定化電源回路３０１が出力できる最大入力電圧をＶｉｘとすると、２倍昇圧動作での最大出力電流Ｉｏｘは、次式（１８）で表される。
Ｉｏｘ＝ｆ・Ｃ・（Ｖｉｘ−Ｖｏ／２） …（１８）

この式（１８）のＩｏｘと式（１７）を式（１５）のＩｏに代入して得られるＶｃ０に余裕のある値をＶｒ５に設定する必要がある。この場合のＶｒ５は、次式（１９）で示される。
Ｖｒ５＞（Ｖｏ−Ｖｉｘ）／２ …（１９）

なお、３倍昇圧動作においては、出力電流ＩｏがＩｏｘの時のＶｉは式（１６）より、Ｖｉ＝２Ｖｉｘ／３ となるので、この時のＶｃ０は、Ｖｃ０＝Ｖｏ／２−Ｖｉｘ／３となる。この値は式（１９）の右辺よりも大きいので、３倍昇圧動作においては、Ｖｒ５の設定を２倍昇圧動作時より大きくする必要がある。

上述した動作によるチャージポンプ回路３００の入力電圧Ｖｉ−出力電流Ｉｏの特性を図１１に示す。図１１は、チャージポンプ回路３００の入出力特性図である。２倍昇圧動作から３倍昇圧動作に移行する場合と３倍昇圧動作から２倍昇圧動作に移行する場合とで、スイッチ素子の切替えタイミングを変えることでヒステリシスを持たせ切替え動作のハンチングを防いでいる。

以上のように、本実施の形態によれば、チャージポンプ回路３００は、安定化電源回路３０１を付加して出力電圧Ｖｏを安定化するとともに、第２のフライングコンデンサ３０７からの検出電圧Ｖｃによって出力電流のレベルが検知でき、このことを利用して２倍昇圧動作と３倍昇圧動作を切り替えることができる。さらに、検出電圧Ｖｃの最大値は２倍昇圧動作時には１．５Ｖｉ（＝３Ｖｏ／４）、３倍昇圧動作時には２Ｖｉ（＝２Ｖｏ／３）であり、昇圧された出力電圧Ｖｏより低くなるので検出部の耐圧を低く設定できる。また、出力制御のために入力電圧を調整する構成を採ることにより、上記のように、選択される動作による検出レベルの補正のみでよく、検出レベルへの入力電圧による補正が不要になる。

ここで、２倍昇圧動作と３倍昇圧動作を切り替えられるチャージポンプ回路は、図８に示した構成に限定されない。また、他の構成例の１．５倍昇圧動作と２倍昇圧動作、降圧型チャージポンプ回路などにも同様に適用されるものである。以下、他の構成例について説明する。

図１２は、２倍昇圧動作を行うチャージポンプ回路の他の回路構成図、図１３は、図１２のチャージポンプ回路の動作波形図である。図８のチャージポンプ回路３００と同一構成部分には同一符号を付している。また、検出制御部の記載は省略した。

図１２において、チャージポンプ回路４００は、図８のチャージポンプ回路３００の構成に、さらに入力端子１０１と第１のフライングコンデンサ３０６の低電位側との間にスイッチ素子３１８を追加し、図１３（ａ）と図１３（ｂ）に示すような駆動信号を与えることによって、第１のフライングコンデンサ３０６のみを用いた２倍昇圧動作が可能となる。この場合、第１のフライングコンデンサ３０６の電圧が検出電圧Ｖｃとなる。

図１４は、２倍昇圧動作を行うチャージポンプ回路の他の回路構成図、図１５は、図１４のチャージポンプ回路の動作波形図である。図１２のチャージポンプ回路４００と同一構成部分には同一符号を付している。

図１４において、チャージポンプ回路５００は、図１２のチャージポンプ回路４００の構成に、さらに出力端子１０２と第２のフライングコンデンサ３０６の高電位側との間にスイッチ素子３１９を追加し、図１５（ａ）と図１５（ｂ）に示すような駆動信号を与えることによって、第１のフライングコンデンサ３０６と第２のフライングコンデンサ３０７の並列コンデンサを用いた２倍昇圧動作が可能となる。この場合、第２のフライングコンデンサ３０７の電圧が検出電圧Ｖｃとなる。

図１６は、２倍昇圧／１．５倍昇圧動作を行うチャージポンプ回路の他の回路構成図、図１７は、図１６のチャージポンプ回路の動作波形図である。

図１６に示すチャージポンプ回路６００は、スイッチ素子の構成は実施の形態２で示した図４と同様であるが、図１７（ａ）と図１７（ｂ）に示すような駆動信号を与えることによって、実施の形態２で示した１．５倍昇圧動作に加えて、第１のフライングコンデンサ２０６と第２のフライングコンデンサ２０７の直列コンデンサを用いた２倍昇圧動作が可能となる。この場合、第２のフライングコンデンサ２０７の電圧が検出電圧Ｖｃとなる。

また、本発明のチャージポンプ回路に用いた電流検出方法は、昇圧以外にも降圧型のチャージポンプ回路や反転型のチャージポンプ回路にも適用可能であり、回路構成を問わない。

図１８は、０．５倍圧動作を行う降圧型チャージポンプ回路の回路構成図、図１９は、図１８の降圧型チャージポンプ回路の動作波形図である。図４のチャージポンプ回路２００と同一構成部分には同一符号を付している。

図１８において、０．５倍圧の降圧型チャージポンプ回路７００は、スイッチ素子７１１、スイッチ素子７１２、スイッチ素子７１３及びスイッチ素子７１４からなるスイッチ回路７０１と、一端がスイッチ素子７１１とスイッチ素子７１２の接続点、すなわち接続点に接続され、他端がスイッチ素子７１３とスイッチ素子７１４の接続点に接続されるフライングコンデンサ７０２とを備えて構成される。

図１９（ａ）に０．５倍圧降圧動作時、図１９（ｂ）に等倍動作時の動作波形を示すように、既述の各実施の形態の動作と同様に、フライングコンデンサ７０２の検出電圧Ｖｃによって出力電流のレベルが検知でき、このことを利用して０．５倍昇圧動作と等倍動作を切り替えることができる。但し、検出レベルの閾値設定には、動作モードや入力電圧による補正が必要な場合がある。

以上の説明は本発明の好適な実施の形態の例証であり、本発明の範囲はこれに限定されることはない。例えば、上記各実施の形態は、チャージポンプ回路に適用した例であるが、フライングコンデンサの検出電圧Ｖｃを基に出力端子からの出力電流を検知するものであればどのような機器にも同様に適用できることは言うまでもない。例えば、上述したチャージポンプ回路を備えるＤＣ−ＤＣコンバータ、及び電源回路であってもよい。

また、上記各実施の形態ではチャージポンプ回路及び電源装置という名称を用いたが、これは説明の便宜上であり、電圧変換回路、出力電圧検出回路、電流検出機能を備える電源回路等であってもよいことは勿論である。

さらに、上記チャージポンプ回路を構成する各回路部、例えばスイッチ素子等の種類、数及び接続方法などは前述した実施の形態に限られない。

本発明に係るチャージポンプ回路及び電源装置は、携帯機器等の電子機器用電源回路として有用である。また、携帯機器以外の電子機器におけるチャージポンプ回路及び電源装置にも広く適用され得るものである。

本発明の実施の形態１に係るチャージポンプ回路の回路構成図 上記実施の形態１に係るチャージポンプ回路の検出制御部の回路構成例を示す図 上記実施の形態１に係るチャージポンプ回路の動作波形図 本発明の実施の形態２に係るチャージポンプ回路の回路構成図 上記実施の形態２に係るチャージポンプ回路の１．５倍昇圧動作時の各部動作波形図 上記実施の形態２に係るチャージポンプ回路の１．５倍昇圧動作から等倍動作へ移行する際の各部動作波形図 上記実施の形態２に係るチャージポンプ回路の出力特性図 本発明の実施の形態３に係るチャージポンプ回路の回路構成図 上記実施の形態３のチャージポンプ回路の３倍昇圧動作時の各部動作波形図 上記実施の形態３に係るチャージポンプ回路の２倍昇圧動作時の各部動作波形図 上記実施の形態３に係るチャージポンプ回路の入出力特性図 ２倍昇圧動作を行うチャージポンプ回路の他の回路構成図 図１２のチャージポンプ回路の動作波形図 ２倍昇圧動作を行うチャージポンプ回路の他の回路構成図 図１４のチャージポンプ回路の動作波形図 ２倍昇圧／１．５倍昇圧動作を行うチャージポンプ回路の他の回路構成図 図１６のチャージポンプ回路の動作波形図 ０．５倍圧動作を行う降圧型チャージポンプ回路の回路構成図 図１８の降圧型チャージポンプ回路の動作波形図 従来のチャージポンプ回路を示す回路構成図 図２０のチャージポンプ回路の動作波形図

符号の説明

１００，２００，３００，４００，５００，６００，７００ チャージポンプ回路
１０１ 入力端子
１０２ 出力端子
１０３ 出力コンデンサ
１０４，２０４，３０４，７０１ スイッチ回路
１０５，２０６，２０７，３０６，３０７，７０２ フライングコンデンサ
１１０，２１０，３１０ 検出制御部
１１１，１１２，２１１〜２１７，３１１〜３１９，７１１〜７１４ スイッチ素子
３０１ 安定化電源回路
３０２ 平滑コンデンサ

Claims (13)

1. 入力端子と出力端子と、
   少なくとも１つのフライングコンデンサと、
   複数のスイッチ素子を備え、前記フライングコンデンサを前記入力端子から充電する充電状態と前記出力端子へ放電する放電状態とを交互に切り替えるスイッチング動作を行うスイッチ回路と、
   前記フライングコンデンサの電圧を検出し、該検出電圧を基に前記出力端子からの出力電流を検知する検出部と
   を備えることを特徴とするチャージポンプ回路。
2. 入力端子と出力端子と、
   前記入力端子と前記出力端子間に直列に接続された第１及び第２のスイッチ素子と、
   前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子の接続点に一端が接続された少なくとも１つのフライングコンデンサと、
   前記第１及び第２のスイッチ素子を含む複数のスイッチ素子に対して、前記フライングコンデンサを前記入力端子から充電する充電状態と前記出力端子へ放電する放電状態とを交互に切り替えるスイッチング動作を行うスイッチ回路と、
   前記フライングコンデンサの電圧を検出し、該検出電圧を基に前記出力端子からの出力電流を検知する検出部と
   を備えることを特徴とするチャージポンプ回路。
3. 前記検出部は、前記フライングコンデンサの充電時の前記検出電圧の初期値と入力電圧との差又は比を示す関係式により前記出力端子からの出力電流を検知することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のチャージポンプ回路。
4. 複数のフライングコンデンサ有し、
   前記検出部は、前記スイッチ回路によって前記複数のフライングコンデンサが直列に接続される場合に、直列接続されたフライングコンデンサの接続点となる電圧を検出することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のチャージポンプ回路。
5. 前記スイッチ回路は、前記フライングコンデンサを前記入力端子から充電する充電状態と前記出力端子へ放電する放電状態とを交互に切り替えるスイッチング動作か、もしくは前記入力端子と前記出力端子間を接続する等倍動作を行うことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のチャージポンプ回路。
6. 前記スイッチ回路は、前記検出部の出力に基づいて、複数の充電状態又は複数の放電状態から組み合わせられる複数のスイッチング動作のいずれかを選択することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のチャージポンプ回路。
7. 前記スイッチ回路は、前記検出部の出力に基づいて、複数の充電状態又は複数の放電状態から組み合わせられる複数のスイッチング動作と前記等倍動作からいずれかを選択することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のチャージポンプ回路。
8. 前記検出部は、基準電圧発生回路と、
   前記充電状態又は前記放電状態における前記フライングコンデンサの電圧を前記基準電圧発生回路の電圧と比較する比較器とを備えることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のチャージポンプ回路。
9. 前記検出部は、前記比較器の出力を含む信号を平均化する平均化回路を備えることを特徴とする請求項８記載のチャージポンプ回路。
10. 前記基準電圧発生回路は、前記入力端子の入力電圧又は前記スイッチ回路の充放電状態に応じた電圧を発生することを特徴とする請求項８記載のチャージポンプ回路。
11. 前記出力端子からの出力電圧を安定化するように前記入力端子へ印加する入力電圧を調整する電圧安定化回路を備えることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のチャージポンプ回路。
12. フライングコンデンサと、前記フライングコンデンサを入力端子から充電する充電状態と出力端子へ放電する放電状態とを交互に切り替えるスイッチング動作を行うスイッチ回路とを備える電源装置であって、
    前記フライングコンデンサの電圧を検出し、該検出電圧を基に前記出力端子からの出力電流を検知する検出部
    を備えることを特徴とする電源装置。
13. 前記検出部は、前記フライングコンデンサの充電時の前記検出電圧の初期値と入力電圧との差又は比を示す関係式により前記出力端子からの出力電流を検知することを特徴とする請求項１２記載の電源装置。
    

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