CN113454563B - 深度集成的电压调节器架构 - Google Patents

Abstract

公开了一种系统。该系统包括基板以及位于基板上的第一芯片，其中负载电路集成在第一芯片上。该系统还包括基板上的第二芯片，其中功率输送电路被配置成根据节点处的调节电压向负载电路输送电流。功率输送电路包括第一电路和电压生成器，该第一电路被配置成至少部分地基于调节电压生成误差信号，该电压生成器包括被配置成根据误差信号修改调节电压的功率开关，其中功率输送电路的第一电路集成在第一芯片上，并且其中功率输送电路的功率开关的至少一部分集成在第二芯片上。

Description

深度集成的电压调节器架构

相关申请的交叉引用

本申请要求于2018年12月26日提交的名称为“集成电压调节器(INTEGRATEDVOLTAGE REGULATOR)”的第62/785,143号美国临时申请的权益，其公开内容通过引用并入本文。

技术领域

本申请总体涉及功率输送电路，并且更具体地涉及使用多个相向负载输送功率的电路。

背景技术

新电路具有增加的功率需求。因此，需要具有改进的控制方案的功率输送系统。

发明内容

一个发明方面是一种系统。该系统包括基板以及位于基板上的第一芯片，其中负载电路集成在第一芯片上。该系统还包括基板上的第二芯片，其中功率输送电路被配置成根据节点处的调节电压向负载电路输送电流。功率输送电路包括第一电路和电压生成器，该第一电路被配置成至少部分地基于调节电压生成误差信号，该电压生成器包括被配置成根据误差信号修改调节电压的功率开关，其中功率输送电路的第一电路集成在第一芯片上，并且其中功率输送电路的功率开关的至少一部分集成在第二芯片上。

附图说明

图1描绘了系统的说明性简化示图。

图2是IC封装的横截面示意图。

图3描绘了可在各种电子系统中使用的功率输送控制电路的说明性简化示图。

图4是示出图1所示的功率输送控制电路100的信号的波形的波形图。

图5是示出图1所示的功率输送控制电路100的信号的波形的波形图。

图6是示出依赖于负载电流的Tc(相位脉冲的起点之间的时间)和Verr(误差电压)的示图。

图7A是功率输送引擎的示意性图示。

图7B示出了图7A所示的功率输送引擎500的波形的一个示例。

图8是功率输送引擎的示意性图示。

图9是控制计时器电路的示意性图示。

图10是比较器模式控制电路的示意性图示。

图11和图12示出了电压到时间电路的实施例。

图13和图14示出了电压到时间电路的实施例。

图15和图16示出了电感器短路的实施例。

图17是控制计时器电路的示意性图示。

图18至图20是根据一些实施例的补偿网络的示意性图示。

图21是根据本发明的实施例的为图7A中的开关调节电路提供连续电流输出的重复性切换序列的流程图。

图22是根据图21中的切换序列，图7A的开关调节电路内的电压和电流的时序图。

图23是图7A所示的开关调节电路在根据图21中的切换序列的特定开关配置时的示图。

图24是图7A所示的开关调节电路在根据图21中的切换序列的特定开关配置时的示图。

图25是图7A所示的开关调节电路在根据图21中的切换序列的特定开关配置时的示图。

图26是图7A所示的开关调节电路在根据图21中的切换序列的特定开关配置时的示图。

图27是图7A所示的开关调节电路在根据图21中的切换序列的特定开关配置时的示图。

图28是图7A所示的开关调节电路在根据图21中的切换序列的特定开关配置时的示图。

具体实施方式

在本文中结合附图示出了本发明的特定实施例。

图1描绘了系统10的说明性简化示图，该系统包括耦接到负载12的功率输送电路20，该负载从功率输送电路20接收功率。例如，负载12可经由节点Vout从功率输送电路20接收电流，其中节点Vout处的电压由功率输送电路20调节。因此，如本领域技术人员所理解的，负载12是功率输送电路20的负载。

负载12集成在第一半导体芯片或管芯上。功率输送电路20的第一部分也集成在第一半导体芯片或管芯上。此外，功率输送电路20的第二部分集成在第二半导体芯片或管芯上。

在一些实施例中，如以上所描述的，负载12可以是任何类型的集成电路(例如，处理器、DSP、AI计算、通信)并且可含有数字电路和模拟电路。负载12可以与功率输送电路20通过接口连接。通信装置可包括通信总线，该通信总线耦接到功率输送电路20的第一部分和第二部分中的任一者或两者。例如，负载12可包括与功率输送电路20的一个或多个部分通过接口连接的监控或控制系统的任何部分。负载12还可以将与功率输送电路20相关联的信息存储在存储器中，并将与功率输送电路20相关联的数据传送到外部设备。

负载12可包括配置功率输送电路20的电路系统。例如，它可以传送期望的输出电压。它还可以配置功率输送电路20的属性，包括补偿信息、启动和关机信息等。负载可以与第二管芯或第一管芯上的功率输送电路通信。在功率输送电路20的处于第一管芯上的部分和处于第二管芯上的部分之间也可连接有专用的通信连接。

同一管芯上的电路之间的通信通常可快得多。能够快速改变电压可以增加吞吐量并节省功率，因此一种具体实施使负载能够通过与功率输送电路的处于第一管芯上的部分进行通信来快速改变期望的电压。在一些具体实施中，也可将该期望电压传送到功率输送电路20的处于第二管芯上的部分。这可以实现该电路系统的最佳优化。可传送到功率输送电路20的其他信息包括负载的功率状态、功率输送电路的启动和关机时序和速率。可从功率输送电路20传送到负载12的其他信息包括调节器的状态、关于输出电压的信息、正在提供多少电流、温度以及任何故障条件。该信息可被接收电路或部件使用来修改接收部件的功能。例如，该信息可被接收电路或部件使用来修改由功率输送电路20所生成的电压。

功率输送电路20包括误差电路22、误差管理电路24、开关控制电路26、功率开关28、电感器38和电容器32。在一些实施例中，功率输送电路20形成或部分形成电压调节器电路。

误差电路22被配置成接收节点或总线Vref处的参考电压。参考电压由另一电路生成，并且其电压值等于或基本上等于节点Vout处的电压的目标电压值或期望电压值，节点Vout处的电压由功率输送电路20为负载12生成，使得功率输送电路20以节点Vout处的调节电压向负载12输送电流，其中节点Vout处的调节电压是基于节点或总线Vref处的参考电压来确定的。

误差电路22被配置成还接收由功率输送电路20生成的节点Vout处的电压。如本领域的技术人员所理解的，至少基于节点Vout处的电压与参考电压之间的差值，误差电路22生成误差信号，该误差信号致使功率输送电路20生成节点Vout处的电压，使得节点Vout处的电压与参考电压之间的差值被最小化。

在一些实施例中，误差电路22包含运算放大器，该运算放大器具有有助于节点Vout处的电压的稳定生成的增益、带宽和稳定性特性。

误差电路22可包括模数转换器，该模数转换器被配置成生成节点Vout处的模拟电压与节点Vref处的模拟参考电压之间的差值的数字表示作为误差信号。

在一些实施例中，误差电路22包含模数转换器和数字差值或减法电路，该模数转换器被配置成生成节点Vout处电压的数字表示，并且该数字差值或减法电路被配置成接收节点Vout处的电压的数字表示，并基于节点Vout处的电压的数字表示与参考电压(如误差电路22在节点或总线Vref处所接收到的数字字表示)之间的差值生成数字误差信号。

可替代地，在一些实施例中，误差电路22包含模拟放大器，该模拟放大器被配置成接收节点Vout处的模拟电压和节点Vref处的模拟参考电压，并生成模拟误差信号。在一些具体实施中，模拟误差信号表示节点Vout处的模拟电压与节点Vref处的模拟参考电压之间的差值。在一些具体实施中，模拟误差信号表示节点Vout处的模拟电压与节点Vref处的模拟参考电压之间的差值乘以增益因子。在一些具体实施中，放大器可包括本领域已知的补偿。例如，放大器可被配置成对节点Vout处的模拟电压进行比例、积分和/或微分处理。在其他具体实施中，误差电路22可以是或者与其他电路一起包括比较器，以生成误差信号，该误差信号指示节点Vout处的模拟电压是大于还是小于参考电压(诸如，节点Vref处的参考电压)。

误差电路22的至少一部分可集成在第一半导体芯片或管芯上，负载12或负载12的至少一部分也集成在该第一半导体芯片或管芯上。在一些实施例中，误差电路22整个都集成在第一半导体芯片或管芯上。在一些实施例中，误差电路22的至少一部分集成在第二半导体芯片或管芯上。在一些实施例中，误差电路22的至少一部分与功率输送电路20的一个或多个其他部分一起集成在第二半导体芯片或管芯上。

至少由于误差电路22或误差电路22的至少一部分包含被配置成为功率输送电路20感测节点Vout处的电压的传感器，因此将误差电路22的至少一部分集成在第一半导体芯片或管芯上可能是有利的。如本领域技术人员所理解的，功率输送电路20基于节点Vout处的电压与节点Vref处的电压参考电压之间的差值来调节节点Vout处的电压。因此，如本领域技术人员所理解的，使传感器尽可能的靠近感测节点Vout处的电压的最佳点(该点位于负载处)，从而使得所感测的值尽可能的准确是有利的。如本领域技术人员所理解的，最佳点与节点Vout处的感测点之间的距离允许所感测的电压至少由于例如噪声和IR压降而不同于实际电压。

误差管理电路24被配置成接收误差电路22的输出，并基于误差电路22的输出生成一个或多个信号。如本领域技术人员所理解的，由误差管理电路24生成的一个或多个信号影响节点Vout处的电压，以便使节点Vout处的电压与参考电压之间的差值最小化。

在一些实施例中，误差管理电路24的输出是节点Vout处的电压与参考电压之间的差值的表示。

误差管理电路24的输出可包括模拟电压、数字字和另一信号类型中的一者或多者。例如，在一些实施例中，误差管理电路24的输出可包括一系列数字脉冲，其中这些脉冲的频率至少与节点Vout处的电压与参考电压之间的关系(例如，差值)相对应。在替代实施例中，其他信号机制(例如，对节点Vout处的电压与参考电压之间的差值进行编码)由误差管理电路24生成。

在一些实施例中，误差管理电路24例如从负载12、误差电路22或开关控制电路26接收正向负载提供的电流的表示，并且误差管理电路24的输出是基于正从负载汲取或向负载供应的电流以及节点Vout处的电压的表示来确定的。

误差管理电路24的至少一部分可集成在第一半导体芯片或管芯上，负载12或负载12的至少一部分也集成在该第一半导体芯片或管芯上。在一些实施例中，误差管理电路24整个都集成在第一半导体芯片或管芯上。在一些实施例中，误差管理电路24的至少一部分集成在第二半导体芯片或管芯上。在一些实施例中，误差管理电路24的至少一部分与功率输送电路20的一个或多个其他部分一起集成在第二半导体芯片或管芯上。在一些实施例中，误差管理电路24整个都集成在第二半导体芯片或管芯上。

开关控制电路26被配置成接收误差管理电路24的输出，并基于接收到的误差管理电路24的输出生成一个或多个信号。如本领域的技术人员所理解的，由开关控制电路26例如利用功率FET驱动器生成的一个或多个输出信号影响节点Vout处的电压，以便使节点Vout处的电压与参考电压之间的差值最小化。

在一些实施例中，开关控制电路26的输出基于节点Vout处的电压与参考电压之间的差值。在一些实施例中，开关控制电路26的输出额外地或可替代地基于向负载12输送的电流。

开关控制电路26的输出可包括来自功率FET驱动器的信号，其控制功率开关28的导电状态。例如，在一些实施例中，开关控制电路26的输出可包括多个数字脉冲系列，其中多个系列之间的频率和时序关系至少与节点Vout处的电压与参考电压之间的差值相对应。在替代实施例中，例如与节点Vout处的电压与参考电压之间的差值相对应的其他信号机制由开关控制电路26生成。

在一些实施例中，开关控制电路26包括电流感测电路系统，该电流感测电路系统感测通过功率开关28的电流。如本领域技术人员所理解的，感测到的电流可用于影响功率开关28应何时进行切换。

在一些实施例中，开关控制电路26为误差电路22和误差管理电路24中的任一者或两者生成表示正在向负载输送的电流的信号。

开关控制电路26的至少一部分可以集成在第一半导体芯片或管芯上，负载12或负载12的至少一部分也集成在该第一半导体芯片或管芯上。在一些实施例中，开关控制电路26整个都集成在第一半导体芯片或管芯上。在一些实施例中，开关控制电路26的至少一部分集成在第二半导体芯片或管芯上。在一些实施例中，开关控制电路26的至少一部分与功率输送电路20的一个或多个其他部分一起集成在第二半导体芯片或管芯上。在一些实施例中，开关控制电路26整个都集成在第二半导体芯片或管芯上。

功率开关28被配置成接收开关控制电路的输出26，并与电感器30和电容器32共同生成节点Vout处的电压，其中所生成的电压基于接收到的开关控制电路26的输出。因此，功率开关28、电感器30和电容器32共同形成通过开关控制电路26的输出来驱动和控制的电压生成器。因此，如本领域技术人员所理解的，开关控制电路26的输出致使功率开关28、电感器30和电容器32影响节点Vout处的电压，以便使节点Vout处的电压与参考电压之间的差值最小化。

在一些实施例中，功率开关28被配置成选择性地、交替地和重复地将电感器30连接到正电源和负电源。在一些实施例中，开关控制电路26、功率开关28、电感器30和电容器32被布置成使得形成同步降压转换器拓扑结构、全桥转换器拓扑结构、升压拓扑结构、降压-升压或另一类型的功率调节器电路拓扑结构。

功率开关28可集成在第二半导体芯片或管芯上。在一些实施例中，功率开关28是分立的功率器件或集成在另一个半导体管芯上。

如本领域技术人员所理解的，电感器38和电容器32共同形成LC滤波器。在一些实施例中，电容器32被实现为并联连接的多个物理电容器。电感器38和电容器32或电感器38和电容器32的部分可形成在第一和第二半导体芯片或管芯中的任一者上。在一些实施例中，输出电容器32仅位于第一半导体管芯上。在一些实施例中，输出电容器32是电容器的组合，这些电容器中的一些在第一半导体管芯上，而一些在第一半导体管芯之外。在一些实施例中，电感器38和电容器32中的任一者或者两者放置在承载第一和第二半导体芯片或管芯的多芯片或多管芯封装之内，而没有集成在第一和第二半导体芯片或管芯中的任一者上。在一些实施例中，电感器38和电容器32中的任一者或者两者放置在承载第一和第二半导体芯片或管芯的多芯片或多管芯封装的外部。

在一些实施例中，功率输送电路20是多相的。在这样的实施例中，电感器30包含多个电感器，每个电感器都连接到电容器32和功率开关28的不同功率开关对。功率开关28的每一不同的功率开关对都由开关控制电路26单独控制，使得多相功率由功率开关28、电感器30和电容器32输送到负载12。

在一些实施例中，误差管理电路24和开关控制电路26集成到回路控制电路中，该回路控制电路具有误差管理电路24的输入功能和开关控制电路26的输出功能。

在这样的实施例中，回路控制电路的至少一部分可集成在第一半导体芯片或管芯上，负载12或负载12的至少一部分也集成在该第一半导体芯片或管芯上。在一些实施例中，回路控制电路整个都集成在第一半导体芯片或管芯上。在一些实施例中，回路控制电路的至少一部分集成在第二半导体芯片或管芯上。在一些实施例中，回路控制电路的至少一部分与功率输送电路20的一个或多个其他部分一起集成在第二半导体芯片或管芯上。

如以上所讨论的，至少在一些实施例中，误差电路22接收节点Vout和Vref处的模拟电压，并且开关控制电路26为功率开关28生成控制信号。因此，误差电路22、误差管理电路24和开关控制电路26可被认为共同生成控制信号。因此，误差电路22、误差管理电路24和开关控制电路26可被共同看作控制信号生成器。

在这样的实施例中，集体控制信号生成器的至少一部分可以集成在第一半导体芯片或管芯上，负载12或负载12的至少一部分也集成在该第一半导体芯片或管芯上。在一些实施例中，集体控制信号生成器整个都集成在第一半导体芯片或管芯上。在一些实施例中，集体控制信号生成器的至少一部分集成在第二半导体芯片或管芯上。在一些实施例中，集体控制信号生成器的至少一部分与功率输送电路20的一个或多个其他部分一起集成在第二半导体芯片或管芯上。

如本领域技术人员所理解的，集体控制信号生成器转换器可分成模拟电路部分和数字电路部分。模拟电路部分的至少一部分可集成在第一半导体芯片或管芯上，负载12或负载12的至少一部分也集成在该第一半导体芯片或管芯上。在一些实施例中，模拟电路部分整个都集成在第一半导体芯片或管芯上，例如，使得数字信号从第一半导体芯片或管芯被发送到第二半导体芯片或管芯。在一些实施例中，模拟电路部分的至少一部分集成在第二半导体芯片或管芯上。在一些实施例中，模拟电路部分的至少一部分与功率输送电路20的一个或多个其他部分一起集成在第二半导体芯片或管芯上。

在一些实施例中，从第一管芯到第二管芯的信号指示何时开始新脉冲。第二管芯可以获取该信号并决定接下来应切换哪个相，以便使负载12处的输出电压处的电压纹波最小化。

在一些实施例中，系统10还包括参考电压生成电路(未示出)，该参考电压生成电路被配置成生成节点Vref处的参考电压。

在这样的实施例中，参考电压生成电路的至少一部分可集成在第一半导体芯片或管芯上，负载12或负载12的至少一部分也集成在该第一半导体芯片或管芯上。在一些实施例中，参考电压生成电路整个都集成在第一半导体芯片或管芯上。在一些实施例中，参考电压生成电路的至少一部分集成在第二半导体芯片或管芯上。在一些实施例中，参考电压生成电路的至少一部分与功率输送电路20的一个或多个其他部分一起集成在第二半导体芯片或管芯上。

附加地或可替代地，在一些实施例中，向负载12提供的电流可在误差电路22、误差管理电路24和开关控制电路26中的任何一者中被使用来生成用于功率开关28的控制信号。感测向负载12提供的电流可在第一管芯和第二管芯中的任一者中完成。向负载12提供的电流也可通过感测电感器30两端的电压来感测。

图2是具有功率输送电路20和负载12的IC封装50的横截面示意性视图。如图所示，IC封装50包括基板55上的第一管芯51和第二管芯52。如本领域的技术人员所理解的，第一管芯51和第二管芯52可例如通过第一管芯和第二管芯上的连接器以及封装或印刷电路板中的金属彼此电连接。此外，第一管芯51和第二管芯52可通过一个或多个接合线或其他导体电连接到导电引脚或引线，这些引脚或引线延伸为使得暴露于封装50外部的部件。例如，第一管芯51和第二管芯52可通过通信总线电连接。

负载12或负载12的至少一部分可集成在第一管芯51上。此外，功率开关28可集成在第二管芯52上。

在一些实施例中，误差电路22的第一部分集成在第一管芯51上，其中误差电路22的第二部分连同误差管理电路24和开关控制电路26一起集成在第二管芯52上。

在一些实施例中，误差电路22完全集成在第一管芯51上，并且误差管理电路24和开关控制电路26集成在第二管芯52上。

在一些实施例中，误差管理电路24的第一部分连同误差电路22一起集成在第一管芯51上，其中误差管理电路24的第二部分连同开关控制电路26一起集成在第二管芯52上。

在一些实施例中，误差电路22和误差管理电路24完全集成在第一管芯51上，并且开关控制电路26集成在第二管芯52上。

在一些实施例中，开关控制电路26的第一部分连同误差管理电路24和误差电路22一起集成在第一管芯51上，其中开关控制电路26的第二部分集成在第二管芯52上。

在一些实施例中，开关控制电路26、误差电路22和误差管理电路24完全集成在第一管芯51上。

在一些实施例中，电感器30集成在第二管芯52上。

在一些实施例中，电感器30在第一管芯51和第二管芯52两者的外部。例如，电感器30可由基板55上的金属形成，其在第一管芯51和第二管芯52外部，并且该电感器电连接到第一管芯51和第二管芯52中的任一者或者两者。可替代地，电感器30可连接到封装50的外部，并且电连接到第一管芯51和第二管芯52中的任一者或者两者。

在一些实施例中，电容器32集成在第二管芯52上。

在一些实施例中，电容器32在第一管芯51和第二管芯52两者的外部。例如，电容器32可连接到在第一管芯51和第二管芯52外部的基板55，并且电连接到第一管芯51和第二管芯52中的任一者或者两者。可替代地，电容器32可连接在封装50的外部，并且电连接到第一管芯51和/或第二管芯52。

在一些实施例中，电容器32仅集成在第二管芯52上。

在一些实施例中，功率开关28集成在第二管芯52上。在一些实施例中，例如，在使用升压调节器配置的实施例中，功率开关28部分地集成在第二管芯52上，并且部分地集成在第一管芯51上。

在一些实施例中，仅功率输送电路20的功率开关集成在第二管芯52上，而功率输送电路20的其余部分集成在第一管芯51上。

可以使用单独的制造工艺来形成第一管芯51和第二管芯52，其中第一管芯的制造工艺对于形成功率半导体是最佳的。这是所公开的将电路系统分配到第一管芯51和第二管芯52上的优点之一。倾向于快速的电路系统可集成到第二管芯52上，其中该工艺可能更适合于快速操作。第一管芯51可采用对于创建功率开关最佳的工艺。

在一些实施例中，第一管芯和第二管芯被定位在彼此的200-500微米之内。在一些实施例中，第一管芯和第二管芯足够靠近，以致第一管芯和第二管芯使用高速通信，这使得功率输送电路20能够向负载12输送功率，而没有在第一管芯和第二管芯外部的电容器32，或者在封装50外部的电容器32。例如，电容器32可以形成在第一管芯上、第二管芯上或者第一管芯和第二管芯外部的封装50之内。在一些实施例中，电子封装内的电容器32可以采用位于电子封装内的一个或多个分立电容器的形式。

在一些实施例中，将功率耦合到负载的电感器可以是空芯电感器，即没有磁芯的电感器。与传统架构相比，各种实施例可具有降低的对电容器32的电容需求。与传统架构相比，一些实施例具有显著降低的寄生现象和延迟，从而允许功率输送电路20更快地对负载12的瞬态功率要求作出响应。

负载12和/或功率输送电路20的集成在第一管芯上的部分可经由通信总线与功率输送电路20的集成在第二管芯上的部分进行通信，并对其进行控制。在一些实施例中，通信总线是模拟的，而在其他实施例中，它是数字的，包括但不限于I2C总线。在一些配置中，它是高速数字总线。在各种实施例中，通信总线可以是双向的，从而使得负载12和/或功率输送电路20的集成在第一管芯上的部分可以向功率输送电路20的集成在第二管芯上的部分发送信号，并且功率输送电路20的集成在第二管芯上的部分可以向负载12和/或功率输送电路20的集成在第一管芯上的部分发送信号。在一些实施例中，通信总线具有一个、两个、三个、四个或更多个单独的导体。在一些实施例中，通信总线具有以下架构和/或特征中的一个或多个：

在一些多相实施例中，功率输送电路20的相数不传送到负载12和/或功率输送电路20的集成在第一管芯上的部分。

在一些实施例中，每次应当启动脉冲时，负载12和/或功率输送电路20的集成在第一管芯上的部分都会向功率输送电路20的集成在第二管芯上的部分发送信号(例如，PWM信号、关断到高侧开启、或低侧开启到高侧开启、高侧开启到低侧、或启动谐振脉冲)。

在一些实施例中，负载12和/或功率输送电路20的集成在第一管芯上的部分向功率输送电路20的集成在第二管芯上的部分发送指示接下来应触发哪个相的信号。

在一些实施例中，负载12和/或功率输送电路20的集成在第一管芯上的部分向功率输送电路20的集成在第二管芯上的部分发送指示与输出电压相关的信息的信号。该信息可含有以下中的一个或多个：误差电压、绝对电压、负载的电流、输出电压的数字表示、误差电压的数字表示、作为补偿电路的输出的误差电压的经处理(即，补偿)版本、或任何其他信息。

在一些实施例中，负载12和/或功率输送电路20的集成在第一管芯上的部分向功率输送电路20的集成在第二管芯上的部分发送指示节点Vref处的参考电压的值的信号或从其接收该信号。

在一些实施例中，负载12和/或功率输送电路20的集成在第一管芯上的部分向功率输送电路20的集成在第二管芯上的部分发送指示状态信息(例如，应输送多少电流、温度等)的信号。

在一些实施例中，负载12和/或功率输送电路20的集成在第一管芯上的部分向功率输送电路20的集成在第二管芯上的部分发送指示配置信息(例如，期望电压、补偿设置、功率节省设置)的信号。

在一些实施例中，负载12和/或功率输送电路20的集成在第一管芯上的部分向功率输送电路20的集成在第二管芯上的部分发送具有以下信息的信号或从其接收该信号，该信息包括：

功率输送电路20的集成在第一管芯上的部分的期望功率状态(例如，关断、低功率、高功率、功率输送电流的集成部分的电压)。

针对集成在第二管芯上的每个相和/或每个个体功率开关的开启和关断信号。

功率输送电路20的一个或多个部分的状态(例如，电流、温度、电压、电流、误差状态等)。

图3是包括功率输送电路100和负载175的系统的示意性图示。图3的系统是图1的系统10的示例实施例。可以使用其他实施例。

图3描绘了可在各种电子系统中使用的功率输送控制电路100的说明性简化示图。如图1所示，功率输送控制电路包括三个相110、120和130，然而在其他实施例中，功率输送控制电路可具有从一个相到任意数量的相。相110、120和130共同作为系统10的功率开关28或者功率开关28和开关控制26的实施例。在一些实施例中，每个相可包括一个或多个固态开关，该一个或多个固态开关调节从电源输送到负载的功率。在各种实施例中，每个相可包括依次耦接的固态开关的布置，而在另外的实施例中，每个相可包括以同步降压转换器拓扑结构布置的一对固态开关，而在又一些的实施例中，每个相可以是全桥电源调节器电路或者其他类型的电源调节器电路。

如图3中进一步示出的，每个相都耦接到控制电路150并由其控制。控制电路150包括作为误差放大器152的输入的Vout节点和Vref节点。误差放大器152是系统10的误差电路22的实施例。误差放大器152基于Vout输入和Vref输入之间的差值生成节点Verr处的误差电压。误差电压可用作电压到时间电路154的输入，其是系统10的误差管理电路24的实施例。在一些实施例中，取代使用误差电压作为电压到时间电路154的输入，从误差电压导出的信号可用作输入。在一个示例中，该信号可从类型2补偿网络导出。电压到时间电路154被配置成将误差电压或从误差电压导出的信号转换为受控时间(Tc)。在一些实施例中，电压到时间电路154向移相器电路156发送一系列时钟脉冲，其中脉冲的启动之间的时间等于或基本上等于受控时间(Tc)。相位电路156是开关控制电路26的实施例。

当移相器电路156接收到每个时钟脉冲信号时，它确定接下来要触发相110、120和130中的哪一个，并且向所确定的相发送触发信号。例如，在非常轻的负载下，仅相110可被重复触发，使得每次移相器电路156接收到时钟脉冲信号时，它仅向相110发送触发电压。然而，在大负载下，可能需要在相110中的所有电流或能量都被输送到负载之前就触发相120，使得移相器电路156向相110发送第一触发信号，并向相120发送第二触发信号，如在本文中更详细地说明的。

在一些实施例中，相对较大的误差电压(例如，当Vout低于Vref时)指示在负载处需要更多的功率以提升Vout，使得电压到时间电路减小Tc，因此在触发相110、120和130之间存在更少的时间。类似地，当Vout接近Vref时，存在相对较小的误差电压(其对应于Tc的增加)以及更长的连续相之间的时间，如以下更详细地描述的。

在一些配置中，用于电压到时间电路154、移相器电路156以及相110、120和130中的一个或多个的逻辑和控制电路系统彼此物理地组合或者相互混合或相互接近。

图4是示出图3所示的功率输送控制电路100的信号的波形的波形图。现在参考图5，图3所示的功率输送控制电路的波形被示为用于轻负载条件。第一波形是电感器电流(Lres电流)，第二波形是电压，第三波形是时钟脉冲，并且第四波形、第五波形和第六波形分别是用于触发相1、相2和相3的触发信号。

如图4所示，对于给定的负载条件，电压到时间电路已将相充电时间的启动之间的时间设置为Tc。移相器电路触发相110来执行导致将一定量的电荷或电流或能量输送到所示LC滤波器的电感器的周期。在时间Tc已到期之后，电压到时间电路154向移相器电路156发送第二脉冲。在这种情况下，移相器电路156触发相120来执行导致将一定量的电荷或电流或能量输送到所示LC滤波器的电感器的周期。在时间Tc已到期之后，电压到时间电路154向移相器电路156发送第三脉冲。在这种情况下，移相器电路156触发相130来执行导致将一定量的电荷或电流或能量输送到所示LC滤波器的电感器的周期。

在一些实施例中，可以控制由相110、120和130中的每一个向电感器输送的电荷或电流或能量的量。例如，电荷或电流或能量的量可以通过设计功率输送控制电路100的部件来控制，或者可以通过控制功率输送控制电路100的信号来控制。例如，移相器电路156可被配置成通过输送可变宽度的脉冲来触发相110、120和130，其中脉冲带宽由控制器控制。可替代地，相110、120和130中的每一个都可被配置成输送可变量的电荷或电流或能量，其中该量由控制器控制。附加地或可替代地，可以使用控制由相110、120、130中的每一个向电感器输送的电荷或电流或能量的其他机制。

在时间Tc已到期之后，电压到时间电路154向移相器电路156发送第四脉冲。在这种情况下，移相器电路156触发相110来执行实质上将受控量的能量发送给所连接的电感器并输出到负载的周期。在时间Tc已到期之后，电压到时间电路154向移相器电路156发送第五脉冲。在这种情况下，移相器电路156决定触发相120来执行实质上将受控量的能量发送给所连接的电感器并输出到负载的周期。

在一些实施例中，功率输送控制电路100和/或移相器电路156可具有以下特征中的一个或多个：

充电模式控制，其中移相器电路156被配置成仲裁接下来要激发哪个相。在一些实施例中，控制在每个周期期间向电感器输送的电荷。在一些实施例中，向输出电容器和负载输送的电流起始于零，并且响应于来自电压到时间电路154的每个脉冲而返回到零。

在轻负载时，相被再次触发之间的时间可能很长。在相触发之间的“关断”时间期间，相不向电感器输送电流，并且由此可被认为“关断”或“切断”。换言之，相切断可以是该控制方案的自动副产品。

这种自动相切断还可以允许在相被切断时关断该相的部分。例如，可以减小或关断相的偏置电流以减少功耗和热量。

在一些实施例中，功率输送控制电路100的一些特征是：

基于时间的控制回路架构。

每次相被“激发”或“触发”时，它都会向输出部输送“一定量的电荷”。

控制回路确定‘Tc’，即连续相触发之间的时间。‘Tc’越小，下一相得到激发就越快。换言之，‘Tc’决定了将电荷“量”输送到输出部的速率。

控制计时器电路可被配置成监控输出电压以及指令/期望电压(DAC电压)，以计算所需的精确‘Tc’。

控制计时器电路可以是数字的、模拟的或其组合。

功率输送控制电路可以利用数字技术、模拟技术或数字技术和模拟技术的组合。更具体地，在一些实施例中，诸如但不限于误差电压和输出电压的信号可以是模拟信号或数字化信号。计时器可以是数字编程计时器或为电容器充电的模拟计时器。类似地，逻辑功能可以用数字数据或模拟比较器来执行。可以采用任何技术组合，并且本公开绝不限于执行任何特定功能的特定数字技术或模拟技术。

图5是示出图3所示的功率输送控制电路100的信号的波形的波形图。现在参考图5，示出了图3所示的功率输送电路的高负载波形。如图5所示，相110、相120和相130的触发脉冲更加靠近在一起，从而使得与图4所示的低负载情况相比，高的多的平均电荷或电流或能量被传输到负载。更具体地，如Lres电流波形所示，每个相所输送的电荷或电流或能量在时间上与每个相邻相所输送的电荷或电流或能量重叠。

图6是示出依赖于负载电流的Tc和Verr的示例实施例的示图。在替代实施例中，依赖于负载电流的Tc和Verr具有图6中未示出的特性。例如，在一些实施例中，依赖于负载电流的Tc和/或Verr不是线性的。如图6所示，随着负载电流的增加，Verr增加，并且Tc减小。此外，如图5所示，随着负载电流的增加，CLK脉冲发生得更频繁。在足够高的负载电流条件下，相的输出重叠以提供增加的输出电流，并且可以无缝地过渡到连续导通模式(CCM)操作以用于提供甚至更高的电流。在一些实施例中，CCM电路(诸如，在2017年6月30日提交的第15/640,335号美国专利申请中公开的那些CCM电路，出于所有目的，该美国专利申请通过引用整体并入本文)可以与功率输送控制电路100一起使用。

图7A是功率输送引擎500的示意性图示。在该实施例中，功率输送引擎500包含功率调节器电路。现在参考图7A，示出了可用于图3所示的功率输送控制电路100的每一相的功率输送引擎500的非限制性示例示图。在该示例中，功率输送引擎500包括多个依次耦接的功率开关M1、M2、M3和M4。

图7B示出了图7A所示的功率输送引擎500的波形的一个示例。这些电路和其他电路在2016年3月29日授权的第9,300,210号美国专利中进行了更详细的描述，出于所有目的，该美国专利通过引用整体并入本文。

迹线805示出了向第一固态开关130施加的控制电压。在所描绘的特定实施例中，当施加大约1伏时开关导通。在时间t1处，迹线805处于大约0伏，由此第一固态开关130断开。迹线810示出了向第二固态开关140施加的控制端电压。在时间t1处，迹线810处于大约1伏，由此第二固态开关接通。迹线815示出了向第三固态开关150施加的控制端电压。在时间t1处，迹线815转变为大约1伏，由此第三固态开关150从断开转变为接通。迹线820示出了向第四固态开关160施加的控制端电压。在时间t1，迹线820处于大约0伏，由此第四固态开关断开。

迹线825示出了第二结145处的电压。在时间t1处，电容器170短路。迹线830示出了通过电感器173的电流。在时间t1处，电感器173与开关调节电路125的其余部分去耦，由此电感器173中的电流为零。迹线835示出了对应于电感器173中的零电流条件的比较器输出，如下文更详细讨论的。迹线840示出了电容器170两端的电压。在时间t1处，电容器170被短路，从而导致电容器173两端的电压随着电容器放电而降低。

现在参考图8，示出了可在图3所示的电路100的每个相中使用的功率输送引擎600的非限制性示例示意图。在该示例中，功率输送引擎600包括两个耦接的功率开关610和620，如本领域中已知的，该两个功率开关以同步降压转换器配置布置。其他实施例可以具有不同的功率输送引擎，包括但不限于全桥、降压、升压、降压升压和本领域技术人员已知的其他类型的功率控制电路。

现在参考图9，示出了瞬变性能提升电路700，其可以代替图3所示的功率输送控制电路100中的控制电路150使用。在一些实施例中，瞬变性能提升电路700可包括以下特征中的一个或多个：

对于快速瞬变响应，误差电压生成部710可以并入多种增强方案。

一种这样的方案临时地增加误差电压生成部710中的误差放大器的GM。GM的增加有助于控制电压“Ve”响应于在输入部看到的误差电压(Vout-Vdac)而快速上升或下降。

另一种方案采用从误差放大器供应并向计时器输送的前馈信号(Ie)，使得在瞬变期间，误差电流绕过补偿网络720并快速改变计时器电路730的输出(增加或减小相位激发的频率)。

另一种方案采用计时器电路730中的固定偏移。检测到瞬变，偏移就可立即增加或减少，使得频率变化是即时的，从而给出快速响应。

另一种方案采用多个操作频率频带。计时器电路730被配置成生成与控制电压(Ve)的功能范围相对应的输出频率范围。在多频带方案中，计时器电路730是可编程的，使得为每个频带生成不同范围的输出频率。因此，在使用多频带方案时，由计时器电路730生成的频率是基于控制电压(Ve)和编程的频带两者来确定的。输出频率的控制是通过以下的组合来实现的：即响应于误差电压，进行精细控制，并且响应于频带选择，进行粗略控制。

在瞬变条件期间，频带可以向上或向下跳变(频带跳变)，以快速地实现期望的操作频率。例如，响应于控制电压(Ve)饱和，通过被驱动到其功能范围之外，计时器电路730可由控制器编程为在适当的相邻较高或较低频带中操作。可替代地或附加地，计时器电路730可由控制器编程为响应于控制电压(Ve)以大于阈值的速率增加或减小而在较高或较低的频带中操作。

在一些实施例中，当使用多个串联耦接的功率器件时，可以使用每个相的冲击类型序列化，例如，如在2017年6月30日提交的申请15/640,335和2016年3月29日授权的第9,300,210号美国专利中描述的，这两者的全部内容通过引用并入本文。冲击类型序列化可以包括以下特征中的一个或多个：

每个相可以输送两种类型的“冲击”或电荷输送序列，这两种类型的“冲击”或电荷输送序列被称为VDD冲击和GND冲击，VDD冲击由来源于VDD功率供应部或被VDD功率供应部吸取的电流引起，其被所连接的电感器吸取或来源于所连接的电感器，并且GND冲击由来源于所连接的电感器或被所连接的电感器吸取的电流引起，其被GND功率供应部吸取或来源于GND功率供应部。

这些相可严格按照交替顺序共同输送这两个冲击。VDD＝>GND＝>VDD＝>GND并以此类推。例如，这可能因每个相输送交替冲击(VDD＝>GND＝>VDD＝>GND等)而发生。

在一些实施例中，交替的冲击序列可能是优选的。

例如，VDD冲击可比GND冲击更能激发供电网络。因此，多相系统中的相可共同输送比VDD冲击更多的GND冲击。

在一些系统中，VDD冲击和/或GND冲击的频率可通过选择VDD/GND冲击序列来控制。

在一些实施例中，可对相激发进行序列化，以实现任意冲击序列。例如，三相系统可以输送VDD＝>VDD＝>VDD＝>GND＝>GND＝>GND序列。或者它也可输送VDD＝>GND＝>VDD＝>GND＝>VDD＝>GND序列。所使用的冲击序列可影响用于激励输入网络的频率。

取决于输入阻抗网络，冲击序列的最佳选择可被编程为实现最优供电噪声特性。

功率供应切换频率可保持远离输入网络谐振频率(或输入阻抗大的位置)。

至少由于功率供应部上的电流负载是适时分配的，因此该特征在瞬变响应期间可能也有帮助。结果，旁路电容和低功率总线阻抗足以防止不可接受的功率供应瞬变。因此，正和负功率供应部之间的电压差基本上保持固定。

在一些实施例中，每个相的冲击序列使用以上引用的于2017年6月30日提交的申请15/640,335和于2016年3月29日授权的第9,300,210号美国专利中讨论或描述的方法来控制。为了协调由多个相共同生成的集体冲击序列，控制器接收或确定目标集体冲击序列，并为每个相确定冲击序列。控制器为每个单独的相提供信号，以便使每个单独的相都以由控制器为其确定的冲击序列操作。相应地，每个单独的相都以为其确定的冲击序列操作，并且由多个相生成的集体冲击序列与目标集体冲击序列对应。

现在参考图10，比较器模式控制电路800可以取代图3所示的功率输送控制电路100中的控制电路150来使用。比较器模式控制电路800可以将计时器810的输出与比较器820的输出组合，使得触发下一个相的决定包括以下条件：1)计时器已到期？2)输出电压低于阈值电压？这两个条件都必须为真，才能触发下一个相。该特征对于难以制造具有宽时间范围的计时器的半导体工艺可能尤其有用，因此在轻负载时，可以依赖于比较器，从而使得仅当输出电压变得低于阈值电压时才会触发下一个相。在一些实施例中，比较器模式控制可具有以下特征中的一个或多个：

除了一个或多个其他控制方案之外，还可以使用比较器模式控制电路800。例如，可以使用比较器模式控制电路800和控制电路150两者。例如，基于负载条件来确定哪个控制电路是活跃的。例如，当负载小于阈值时，可以使用比较器更多的控制模式控制电路800。

频带跳变连同比较器一起可用于提供快速瞬变响应。

比较器模式控制在启动、向上的动态电压调节(DVS)和向下的DVS期间也有用。在比较器模式下，基于比较器输出的状态来使过冲和下冲最小化。

在一些实施例中，比较器820是滞后的。

在一些实施例中，可以包括比较器控制电路作为移相器电路的一部分。更具体地，如果Vout低于预定电压，并且从电压到时间电路接收到了时钟信号，则比较器控制电路可以使用Vout和时钟信号来仅允许移相器执行相。如果Vout高于预定电压，但是由于控制电路的瞬变或带宽限制，发送了一个或多个时钟信号，则该特征可以防止移相器向一个或多个相发送触发信号。由于Vout高于预定电压，因此不会触发任何相。

在一些实施例中，Vout和计时器输出的任何逻辑组合都可用作移相器的输入。在各种实施例中，比较器控制电路可以经由模拟电路系统、数字电路系统或其组合来实现。在一个示例中，输出电压可以被数字化，计时器可以是数字的并且可以使用数字处理器来做出是否向移相器传输脉冲的逻辑决定。

现在参考图11和图12，示出了电压到时间电路900的实施例。电压到时间电路900可以与图3所示的功率输送控制电路一起使用。在一些实施例中，电压到时间电路900可具有以下特征中的一个或多个：

跳转电压可以动态地改变，以在瞬变期间获得更快的响应。例如，在加载瞬变期间，跳转电压可以降低。

对于向上的DVS转变，可以减小跳转电压，而对于向下的DVS转变，可以增加跳转电压。

可以改变电容器C的电容来增加或减小时钟输出频率。

图13和图14图示了电压到时间电路的实施例。现在参考图13和图14，示出了电压到时间电路1100的实施例。电压到时间电路1100可以与图3所示的功率输送电路一起使用。在一些实施例中，电压到时间电路可具有以下特征中的一个或多个：

计时器电流可编程为给予对时钟频率范围的控制。

计时器电流可以被动态地改变，以改善瞬变响应，例如，在加载瞬态期间，可以增加计时器电流以生成更快的时钟频率。

在向上的DVS期间，可以增加计时器电流。

电容器C的电容可以被改变，以增加或减小时钟输出频率。

图15和图16示出了电感器短路电路Lshort的实施例。在该实施例中，电感器短路电路Lshort是开关。现在参考图15和图16，在一些实施例中，电感器短路可用于提高图3所示的功率输送电路的线性度。电感器短路可以包括以下特征中的一个或多个：

在非连续电流模式(DCM)操作期间，图15的相电路对开关节点Vx呈现高阻抗。结果，根据本领域技术人员理解的原理，开关节点Vx处的电压和通过电感器环的电流基于该电路的电容、电阻和电感。在一些实施例中，振铃(ringing)可能不是所需的，因为当开关节点Vx再次由相驱动时，它会使电感器中的起始电流在下一个周期开始时处于不受控制的状态。该不受控制的状态至少部分地受先前数据的影响，使得该不受控制的状态导致非线性。

可以使用电感器短路电路Lshort，使得当电感器不由相驱动时，开关节点Vx和输出Vout被短路。

短路导致电感器电流等于或基本上等于零。这允许当开关节点Vx再次由相驱动时，该相的下一个周期始于受控的和/或一致的为零或基本上为零或接近于零的电流，而不是以不受控制的状态开始，其可以是正电流或负电流。

为了使电感器短路，电感器短路电路Lshort在与其连接的相处于高阻抗状态(例如，对于多个并联耦接的FETS和降压架构很常见)时变为导通。电感器短路电路Lshort可保持接通达很小的预定时间量，或者可以保持接通直到就要再次激发该相之前。

电感器短路电路Lshort使输出电感器短路，并提供低阻抗路径，以用于将开关节点Vx处的寄生电容充电至节点Vout处的电压。

由于Lout和Cout形成LC振荡器，因此在没有电感器短路电路Lshort的情况下，寄生节点可能会不合需地振铃。

在另一实施例中，电感器短路电路Lshort可以将开关节点Vx电短路到另一电压源(例如，供电部)达短暂的时间量，以将开关节点Vx充电到供电电压，此后电感器短路电路Lshort可以被打开。通过将开关节点Vx充电到供电电压，振铃可被大大减少和/或可以受到控制，使得当开关节点Vx再次被相驱动时，该相的下一个周期始于恒定的电流，而不是以不受控制的状态开始。

现在参考图9，示出了瞬变性能提升电路700，其可以取代图1所示的功率输送控制电路100中的控制电路150被使用。在一些实施例中，瞬变性能提升电路700可包括以下特征中的一个或多个：

图17是控制计时器电路1500的示意性图示。现在参考图17，示出了可取代图3所示的功率输送控制电路100中的控制电路150使用的控制计时器1500。在该实施例中，误差放大器1510和电压到时间电路1530之间耦接有补偿网络1520。在各个实施例中，补偿网络1520用于提高Verr信号的稳定性，以使反馈回路更稳定和更可靠。在一个示例实施例中，补偿网络1520可以包括如图所示的接地的电容器。在图18、图19和图20所示的进一步的实施例中，如本领域技术人员已知的，补偿网络可以分别包括类型3、类型2或类型1补偿电路。也可以使用其他补偿网络，并且本公开绝不限于所公开的示例补偿网络。例如，如图17所示，另一方案采用从误差放大器1510到计时器1530的前馈信号(Ie)，从而使得在瞬变期间，误差电流绕过补偿网络并快速改变计时器输出(例如，增加或降低相激发的频率)。

在一些实施例中，可以为图3所示的功率输送控制电路100实现一个或多个遥测特征。例如，在一个实施例中，遥测电路系统可被配置成记录来自功率输送和控制电路的数字数据或模拟数据，该数字数据或模拟数据对应于功率输送控制电路的电流输出、电压输出或其他特性。在一些实施例中，功率输送控制电路100可以与包括处理器的集成电路结合使用，其中可以命令处理器记录遥测数据并将遥测数据存储在相关联的存储器中。在各实施例中，遥测数据可以仅在被命令时才被记录，或者在其他实施例中，它可以被连续记录，例如在与FIFO存储器结合使用时被记录。

在一些实施例中，遥测电路系统可以通过记录表示误差放大器152所生成的Verr信号的数据，来获取与功率输送控制电路100的电流输出相关联的数据，因为Verr信号可与输出电流相关。在其他实施例中，遥测电路系统可获取与电压到时间(Tc)电路154所发送的时钟脉冲的频率相对应的数据，该频率也可与输出电流相关。遥测数据的准确性以及它与功率输送控制电路所输送的实际电流的相关性有多精确可能受到对功率输送控制电路的部件的特性的控制和/或了解程度的影响。例如，电容器、电感器和电阻器的特定值可影响数据的准确性，因此为了提高准确性，可对这样的部件的容差进行高度控制，和/或可将这些部件特性化，并且可以修整系统以对这些特性进行补偿，由此提高该准确性。

为简单起见，图中未示出各外围电子部件。

连续电流调节器

在一些实施例中，功率输送控制电路100(参见图3)可被配置成通过将相110、120、130中的至少一个的电感器中的电流连续维持为高于零，来向负载提供连续的电流和/或电流上的增加，如以下更详细地描述的。

现在同时参考图7A和图19至图26，示出了具有连续的电流和/或增加的电流的开关调节电路125(参见图7A)的实施例的示例切换序列和时序图。更具体地，图7A示出了开关调节电路125的简化示图；图21示出了具有用于开关调节电路125中的四个开关的顺序步骤1905到1940的示例切换序列1900；图22示出了示例时序图，该示例时序图示出了在切换序列1900期间，向四个固态开关中的每一个输送的控制信号以及电感器173内的电流(IL)和第二结145的电压(V145)；并且图23至图28示出了切换序列1900中描述的六个不同固态开关配置中的每一个的简化电路示图。在图23至图28中，处于接通状态的固态开关用实线描绘，处于关断状态的固态开关用虚线描绘。图21所示的切换序列仅为示例，其他切换序列、时序和配置在本公开的范围内。

现在参考图21，示出了具有顺序步骤1905到1940的切换序列1900。在步骤1905中，分别控制第一固态开关M1、第二固态开关M2和第三固态开关M3处于接通状态，并控制第四固态开关M4处于关断状态。图23示出了开关调节电路125在步骤1905时的简化示图。步骤1905为第一电感器预流动(preflux)状态，在该状态下，通过在向电容器170充电之前的时间，在电感器两端的第一端子120处施加输入电压(Vin)，使得电感器173中的电流(见图7A)以基本上线性的速率增加。

在时序图2000(参见图22)中，示出了对于步骤1905，开关调节电路125内的示例电流和电压。固态开关控制信号M1、M2、M3、M4的逻辑电平分别由迹线2005、2010、2015和2020指示。高逻辑电平(有时记为1)指示开关(或复合开关)处于接通状态，低逻辑电平(有时记为0)指示开关处于关断状态。

时序图2000示出了第一步骤1905发生在时间t1处。在时间t1处，迹线2005显示高逻辑电平控制信号被施加到第一固态开关130，从而将其置于接通状态。迹线2010示出在时间t1处，高逻辑电平控制信号被施加到第二固态开关140，从而将其置于接通状态。迹线2015示出在时间t1处，高逻辑电平控制信号被施加到第三固态开关150，从而将其置于接通状态。迹线2020示出在时间t1处，低逻辑电平控制信号被施加到第四固态开关160，从而将其置于关断状态。

继续参考时序图2000，在t1处，第二结145(参见图7A)处的电压由迹线2025示出，并且基本上等效于第一端子120处的Vin电压(减去M1和M2上的相对较小的电压降)。电感器170中的电流(IL迹线2030)快速增加，对应于所施加的电压和电感器173的特性。对于一些实施例，节点176处的电压(参见图7A)与电感器两端的电压相比可改变相对较小的量，由此电流可以以近似于(Vin-Vout)/L的速率基本上线性地增加，其中Vout是节点176处的电压。电感器173中的电流继续增加，而在此开关状态下，其持续时间可由计时器控制，在步骤1910中示为延迟。

在一些实施例中，在步骤1910中，计时器可以是固定的，而在其他实施例中，它可以是可变计时器。在一个示例中，可变计时器可以使用查找表来根据开关调节电路125的不同负载条件和需求进行调整。更具体地，在一些实施例中，计时器可以被设置为与“占空因数”(例如，Vout/Vin)成比例，以便在需要较高的Vout时选择较长的时间量。在进一步的实施例中，步骤1910中，计时器可由反馈回路基于开关调节电路125的一个或多个特性进行控制。在一些实施例中，计时器可以由反馈回路调整为用适当的电流量来激励电感器173，从而使得当处于第一谐振状态时，电感器电流谐振到预定电流(在下一步骤1915中讨论)。在进一步的实施例中，计时器可以使用比较器将电感器中的电流与可编程电流阈值进行比较。

在其他实施例中，计时器可以利用电容器上的电流，其中该电流在预流动周期开始时开始充电，并且可以与预定电压进行比较。当电容器上的电压达到指定电压时，计时器指示预流动周期应当结束。在其他实施例中，计时器功能可利用逻辑门来执行。

在一些实施例中，代替用于设置预流动的量的计时器，电感器中的电流可以在预流动期间被监控(例如，步骤1905)，并且预流动周期可以被设置为在电流达到指定电平时结束。指定电流电平可以在逐周期的基础上调整，以优化性能。其他计时器技术和计时器架构可以被使用，并且在本公开的范围内。

现在参考图21，在步骤1910中的延迟之后，控制器前进到步骤1915，在该步骤中，第一固态开关M1和第三固态开关M3保持接通，而第二固态开关M2被关断，并且第四固态开关M4保持关断。由此，第一固态开关M1和第三固态开关M3分别为接通，而第二固态开关M2和第四固态开关M4分别为关断。图24中示出了开关调节电路125在步骤1915时的简化示图。该状态将电容器170与电感器173串联耦接，并且第一端子120处的电压(Vin)被直接施加到第二结145。电容器170现在开始充电。电容器170以电容器170和电感器173值所设定的时间常数充电。此外，随着电容器170开始充电，电感器173中的电流连续增加，因为第二结145和输出之间的电压为正。由于步骤1905中的预流动操作，已经在电感器173中流动的电流连续增加，如下文更详细讨论的。

在时序图2000(参见图22)中，在时间t2处示出了步骤1915。现在同时参考图7A和图20，在时间t2处，第二固态开关140(即，迹线2010)关断。第二结145处的电压(即，迹线2025)开始减小。在电容器170充电时，电感器173中的电流(迹线2030)连续增加。电容器170中的电压朝着Vin增加。在电容器170充电时，电感器173中的电流(迹线2030)达到峰值，然后在节点145处的电压等于节点176处的电压时开始减小，并朝着时间t3继续减小。因此，在步骤1915中，电容器170充电，从而导致电流流入电感器173，并增加输出节点176处的电压(Vout)。当电容器170完全充电到(Vin)120处的电压时，控制器行进到步骤1920(参见图21)，该步骤是第一“软制动”配置，其可用于转变电感器173中保留的电流。与以上讨论并且以下更详细地解释的方法相比，软制动可实现每个相更高的电流和/或每个相更小的电容器170。

在第一软制动配置(步骤1920)中，第一固态开关M1、第三固态开关M3和第四固态开关M4分别接通，而第二固态开关M2关断。图25中示出了开关调节电路125在步骤1920时的简化示图。在该状态下，电感器173通过电容器170耦接到Vin(节点120)，并且还分别通过第三固态开关M3和第四固态开关M4耦接到地165，从而允许电感器中的残余电流继续减小到非零的最小电流(Imin)。

在时序图2000(参见图22)中，在时间t3处示出了步骤1920。现在同时参考图7A和图20，在时间t3处，第四固态开关160(即，迹线2020)接通，从而在电感器173和地165之间增加了路径。第二结145处的电压(即，迹线2025)保持在地电位，并且电感器173中的电流(迹线2030)随着电感器耗散其存储的能量而继续减小。在该特定实施例中，电感器173中的电流继续减小到非零的预定最小电流(Imin)。在一些实施例中，最小电流(Imin)可以在10毫安和50安培之间，而在其他实施例中，它可以在100毫安和1安培之间，在另一实施例中，它可以在200毫安和400毫安之间。控制器随后行进到步骤1925(参见图21)，该步骤是第二预流动状态，该状态可用于增加流经电感器173的电流。

现在参考图21，在步骤1925中，第一固态开关M1和第四固态开关M4保持接通，第二固态开关M2接通，并且第三固态开关M3保持关断。图26中示出了开关调节电路125在步骤1925时的简化示图。这是第二电感器预流动阶段，在该阶段，通过将第一输出端子120处的电压(Vin)施加到电感器，来使电感器173中的电流以基本上线性的速率增加。在这种情况下，第一端子120处的电压(Vin)直接施加在电感器173上。

现在参考时序图2000，在t4处示出了第二预流动状态(步骤1925)。如迹线2025所示，第二结145处的电压迅速增加到第一端子120处的Vin电压。电感器170中的电流(迹线2030)快速增加，从而对应于所施加的电压以及电感器173的特性。在一些实施例中，电流增加的速率可以与在t1和t2之间的时间中电流增加的速率基本上相似。电感器173中的电流继续增加，直到开关状态被改变为止，在一个实施例中，这可由步骤1930中示出的延迟控制，如以上所描述的，该延迟可由计时器控制。

现在参考图21，在步骤1935中，第四固态开关M4保持接通并且第二固态开关M2接通，而第一固态开关M1和第三固态开关M3分别保持关断。图27中示出了开关调节电路125在步骤1935时的简化示图。电容器170连接在电感器173和地165之间，从而允许存储在电容器中的电荷通过电感器放电到负载115(参见图1)。随着电容器170开始(以电容器170和电感器173所设定的时间常数)放电，电感器173中的电流增加。该条件在图22中的时序图2000中在时间t5处示出，其示出第二结145处的电压(即，迹线2025)处于接近于Vin(120)处的电压的电压下，因为它被连接到完全充电的电容器170上。当电容器170与电感器173谐振时，它放电，从而导致电感器173中的电流(即，迹线2030)增加。电流的增加导致Vout(节点176)处的电压增加。当存储在电容器170中的电荷减少时，电感器173中的电流达到峰值(Ipeak)，然后开始减小(迹线2030)。

控制器然后行进到步骤1940(参见图21)，该步骤是第二“软制动”配置，其可用于转变电感器173中保留的电流。如以上所讨论的，软制动可实现每个相更高的电流和/或每个相更小的电容器170。

更具体地，在步骤1940中，第二固态开关M2、第三固态开关M3和第四固态开关M4分别接通，而第一固态开关M1关断。图28中示出了开关调节电路125在步骤1935时的简化示图。在这种状态下，电感器173分别通过第三固态开关M3和第四固态开关M4耦接到地165，从而允许电感器中的残留电流继续下降到非零最小电流(Imin)。

在时序图2000(参见图22)中在时间t6处示出了步骤1940。现在同时参考图7A和图20，在时间t6处，第三固态开关150(即，迹线2015)接通，从而在电感器173和地165之间增加了路径。第二结145处的电压(即，迹线2025)保持在地电位，并且电感器173中的电流(迹线2030)随着电感器耗散其存储的能量而继续减小。在该特定实施例中，电感器173中的电流继续减小到非零的预定最小电流(Imin)。控制器随后返回到步骤1905(参见图21)，该步骤是第一预流动状态，该状态可用于增加流经电感器173的电流。

图22中的时序图2000仅用于说明，并且是以非零电感器电流操作的电路125(参见图7A)的功能的一个示例。在不背离本公开的情况下，可以实现其他切换算法、控制功能和特征。为了控制图21所示的步骤1905-1940中的任何步骤的持续时间，可以使用任何类型的计时器或控制电路，包括本文中公开的那些计时器或控制电路。例如，在一些实施例中，可以使用比较器来将输出电压(Vout)与命令电压进行比较。如果输出电压过低，控制器可以缩短软制动持续时间，并提前开始下一预流动步骤，从而导致更高的输出电压和更高的平均输出电流被输送到负载(参见图7A)。这种控制算法还可以为具有高瞬变电压要求的负载提供相对较快的响应时间。在进一步的实施例中，可以采用多相架构，其中多个开关调节电路125(参见图2)一起用于向负载115提供功率。

在进一步的实施例中，可以使用替代切换序列1900来提供开关调节电路125(参见图7A)的附加特征和功能。例如，在第一和第二软制动步骤(分别为步骤1920和1940)之后可以添加等待状态，以提供轻负载性能。更具体地，当负载115(参见图7A)需要降低量的电流和/或电压时，在第一软制动(步骤1920)之后，可以命令等待状态，在该等待状态中，第一固态开关M1和第四固态开关M4分别接通，并且第二固态开关M2和第三固态开关M3关断。这基本阻止电流通过电路125流到负载115(参见图7A)，直到后续预流动步骤1925被命令。类似地，在第二软制动(步骤1940)之后，可以命令第二等待状态，在该第二等待状态中，第二固态开关M2和第三固态开关M3分别接通，并且第一固态开关M1和第四固态开关M4分别关断。这种状态基本阻止电流流过电路125，直到后续预流动步骤1905被命令。

在一些实施例中，可以包括比较器控制电路作为移相器电路的一部分。更具体地，如果Vout低于预定电压，并且从电压到时间电路接收到了时钟信号，则比较器控制电路可以使用Vout和时钟信号来仅允许移相器执行相。如果Vout高于预定电压，但是由于控制电路的瞬变或带宽限制，发送了一个或多个时钟信号，则该特征可以防止移相器向一个或多个相发送触发信号。由于Vout高于预定电压，因此不会触发任何相。

在前述说明书中，已经参考可以随具体实施而变化的众多具体细节描述了本公开的实施例。因此，说明书和附图被认为是说明性的而不是限制性的。本公开的范围的唯一和排他性指标以及申请人意图作为本公开的范围的内容是以具体形式从本申请得出的权利要求集合的字面和等效范围，通过该具体形式，得出了这样的权利要求，包括任何后续更正。在不背离本公开的实施例的精神和范围的情况下，可以以任何合适的方式组合特定实施例的具体细节。

此外，诸如“底部或顶部”等空间相对术语可用于描述要素和/或特征与另一要素和/或特征(例如，附图中示出的另一要素和/或特征)的关系。将理解，除了图中描绘的定向之外，空间相对术语还旨在涵盖设备在使用和/或操作时的不同定向。例如，如果附图中的设备被倒置，则描述为“底部”表面的要素可定向为在其他要素或特征“上面”。设备可按其他方式定向(例如，旋转90度或处于其他定向)，并且本文中使用的空间相对描述符应据此解释。

本文中阐述了各种细节，因为它们涉及某些实施例。然而，本发明也可按与本文中描述的那些方式不同的方式来实现。在不背离本发明的情况下，本领域技术人员可对所讨论的实施例作出修改。因此，本发明不限于本文中公开的特定实施例。

虽然本发明是通过如上所述的特定实施例公开的，但这些实施例并不旨在限制本发明。基于本文中公开的方法和技术方面，本领域技术人员可在不背离本发明的精神和范围的情况下，对所呈现的实施例作出变化和改变。

Claims (26)

1.一种电压调节系统，包含：

基板；

所述基板上的第一芯片，其中负载电路集成在所述第一芯片上；以及

所述基板上的第二芯片，

其中功率输送电路被配置成根据节点处的调节电压向所述负载电路输送电流，其中所述负载电路经由所述节点从所述功率输送电路接收电流，其中所述节点处的所述调节电压由所述功率输送电路生成，并且其中，所述功率输送电路包含：

第一电路，所述第一电路被配置成至少部分地基于所述调节电压生成误差信号，和

电压生成器，所述电压生成器包含功率开关，所述功率开关被配置成根据所述误差信号修改所述调节电压，

其中所述功率输送电路的所述第一电路集成在所述第一芯片上，并且

其中所述功率输送电路的所述功率开关的至少一部分集成在所述第二芯片上。

2.根据权利要求1所述的系统，其中所述误差信号表示所述节点处的所述调节电压与参考电压之间的差值。

3.根据权利要求2所述的系统，其中所述误差信号包括一系列脉冲，并且其中所述一系列脉冲的频率基于所述差值。

4.根据权利要求1所述的系统，其中所述误差信号是模拟电压。

5.根据权利要求1所述的系统，其中所述误差信号是数字值。

6.根据权利要求1所述的系统，其中所述误差信号表示所述节点处的所述调节电压与参考电压之间的差值乘以增益因子。

7.根据权利要求1所述的系统，其中所述第一电路包含被配置成生成所述误差信号的模数转换器。

8.根据权利要求1所述的系统，其中所述功率输送电路包括连接到所述负载电路的电容器，其中所述电容器集成在所述第一芯片上。

9.根据权利要求1所述的系统，其中所述功率输送电路包含连接到所述负载电路的一个或多个电感器，其中所述电感器形成在所述基板上，与所述第一芯片和所述第二芯片分开。

10.根据权利要求1所述的系统，其中所述功率输送电路的所有所述功率开关都集成在所述第二芯片上。

11.根据权利要求1所述的系统，还包含被配置成生成参考电压的参考电压生成器，其中所述误差信号表示所述节点处的所述调节电压与所述参考电压之间的差值，并且其中所述参考电压生成器集成在所述第一芯片上。

12.根据权利要求1所述的系统，其中所述功率输送电路包含：

连接到所述负载电路的电容器；和

连接到所述负载电路的一个或多个电感器，

其中所述功率开关、所述电容器以及所述一个或多个电感器共同形成电压调节器。

13.根据权利要求12所述的系统，其中所述电压调节器是多相的。

14.一种形成电压调节系统的方法，所述方法包含：

将第一芯片附接到基板，其中负载电路集成在所述第一芯片上；以及

将第二芯片附接到所述基板上，

其中功率输送电路被配置成根据节点处的调节电压向所述负载电路输送电流，其中所述负载电路经由所述节点从所述功率输送电路接收电流，其中所述节点处的所述调节电压由所述功率输送电路生成，并且其中，所述功率输送电路包含：

第一电路，所述第一电路被配置成至少部分地基于所述调节电压生成误差信号，和

电压生成器，所述电压生成器包含功率开关，所述功率开关被配置成根据所述误差信号修改所述调节电压，

其中所述功率输送电路的所述第一电路集成在所述第一芯片上，并且

其中所述功率输送电路的所述功率开关的至少一部分集成在所述第二芯片上。

15.根据权利要求14所述的方法，其中所述误差信号表示所述节点处的所述调节电压与参考电压之间的差值。

16.根据权利要求15所述的方法，其中所述误差信号包括一系列脉冲，并且其中所述一系列脉冲的频率基于所述差值。

17.根据权利要求14所述的方法，其中所述误差信号是模拟电压。

18.根据权利要求14所述的方法，其中所述误差信号是数字值。

19.根据权利要求14所述的方法，其中所述误差信号表示所述节点处的所述调节电压与参考电压之间的差值乘以增益因子。

20.根据权利要求14所述的方法，其中所述第一电路包含被配置成生成所述误差信号的模数转换器。

21.根据权利要求14所述的方法，其中所述功率输送电路包含连接到所述负载电路的电容器，其中所述电容器集成在所述第一芯片上。

22.根据权利要求14所述的方法，其中所述功率输送电路包含连接到所述负载电路的一个或多个电感器，其中所述电感器形成在所述基板上，与所述第一芯片和所述第二芯片分开。

23.根据权利要求14所述的方法，其中所述功率输送电路的所有所述功率开关都集成在所述第二芯片上。

24.根据权利要求14所述的方法，还包含被配置成生成参考电压的参考电压生成器，其中所述误差信号表示所述节点处的所述调节电压与所述参考电压之间的差值，并且其中所述参考电压生成器集成在所述第一芯片上。

25.根据权利要求14所述的方法，其中所述功率输送电路包含：

连接到所述负载电路的电容器；和

连接到所述负载电路的一个或多个电感器，

其中所述功率开关、所述电容器以及所述一个或多个电感器共同形成电压调节器。

26.根据权利要求25所述的方法，其中所述电压调节器是多相的。

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