KR101335764B1 - Ｄｃ／ｄｃ 전압 컨버터 - Google Patents

Ｄｃ／ｄｃ 전압 컨버터 Download PDF

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Abstract

DC/DC 전압 컨버터는 유도성 스위칭 전압 레귤레이터 및 컨버터의 입력 단자와 출력 단자 사이에 직렬로 연결된 용량성 전하 펌프를 포함한다. 전하 펌프는 컨버터의 입력 단자에 연결된 제 2 입력 단자를 구비한다. 이것은 전류 경로에서 직렬 저항을 감소시키고, 전하가 전하 펌프 내의 커패시터에서 출력 커패시터로 전송되는 것에 의해 부하에 의해 요구되는 빠른 전류 변화에 응답하는 컨버터의 능력을 개선한다.

Description

ＤＣ／ＤＣ 전압 컨버터{STEP-UP DC/DC VOLTAGE CONVERTER WITH IMPROVED TRANSIENT CURRENT CAPABILITY}
본 발명은 DC/DC 변환 및 전압 조정에 사용하는 전원 스위칭의 설계, 동작, 및 실행을 포함하고 그러한 변환에서 사용되는 반도체 컴포넌트를 포함한다. 특히, 본 발명은 스텝-업 DC/DC 컨버터에 관한 것으로, 특히 출력 전압이 입력 전압을 초과하는 경우에, 출력 전압이 최소 입력 전압보다 상당히 큰 경우 DC/DC 변환에서 관한 것이다.
전압 조정은 일반적으로 특히 휴대폰, 노트북 컴퓨터 및 소비자 제품과 같은 배터리-전력 공급 애플리케이션에서, 디지털 IC, 반도체 메모리, 디스플레이 모듈, 하드 디스크 드라이브, RF 회로, 마이크로 프로세서, 디지털 신호 프로세서 및 아날로그 IC와 같은 여러 마이크로 전자 컴포넌트로 공급하는 공급 전압에, 변동 방지가 요구된다.
제품의 배터리 또는 다른 DC 입력 전압은 종종 더 높은 DC 전압으로 스텝-업되거나 더 낮은 DC 전압으로 스텝-다운되어야 하기 때문에, 그러한 레귤레이터는 DC/DC 컨버터로 불린다. 스텝-다운 컨버터는 배터리 전압이 원하는 부하 전압보다 큰 경우마다 사용된다. 스텝-다운 컨버터는 유도성 스위칭 레귤레이터, 용량성 전하 펌프, 및 리니어 레귤레이터를 포함한다. 반대로, 일반적으로 부스트 컨버터로 불리는 스텝-업 컨버터는 그 부하에 공급하기 위해 원하는 부하 전압보다 배터리 전압이 더 낮을 때마다 필요하다. 스텝-업 컨버터는 유도성 스위칭 레귤레이터 또는 용량성 전하 펌프를 포함한다.
기존의 유도 스위칭 레귤레이터, 용량성 전하-펌프 컨버터, 및 리니어 컨버터는 그러나 모두 그 용량과 성능에 임의의 제한을 가지고 있다.
유도성 부스트 스위칭 컨버터
전술된 전압 레귤레이터 중, 유도성 스위칭 컨버터는 넓은 범위의 전류, 입력 전압 및 출력 전압에 대해 뛰어난 성능을 달성할 수 있다. 두 가지 주요한 타입의 유도성 스위칭 컨버터- 일반적으로 비-절연 컨버터로 불리는 단일-권선 인덕터를 사용하는 것과 일반적으로 절연 컨버터로 불리는 다중 권선 인덕터와 트랜스포머를 사용하는 것이 있다. 이들 중, 단일-권선, 비-절연 유도성 스위칭 컨버터가 크기, 효율, 및 배터리 수명이 뛰어나 일반적으로 이동 기기에 사용된다.
비-절연 유도성 스위칭 컨버터는 넓은 범위의 입 출력 전압과 부하 전류에 대하여, 특히 입력 전압을 각각 더 높은 전압 또는 더 낮은 전압으로의 스텝 업 또는 스텝 다운만 전용인 경우 높은 효율에서 동작할 수 있다. 비-절연 스텝 다운 컨버터는 일반적으로 벅 컨버터(Buck converter)로 불린다. 비-절연 스텝 업 컨버터는 부스트 컨버터(Boost converter)로 불린다. 비-절연 유도성 스위칭 레귤레이터는 본 명세서에서 참조로 포함되는 R. K. Williams가 발명한, 미 특허 출원 제11/890,818호, 발명의 명칭 "High-Efficiency DC/DC Voltage Converter Including Down Inductive Switching Pre-Regulator and Capacitive Switching Post-Converter"에 설명된다.
유도성 스위칭 레귤레이터는 여러 또는 기본적인 제한을 갖는다. 예를 들어, 벅 및 부스트 컨버터 모두 매우 좁은 펄스 폭을 갖는 어려움을 보여준다. 좁은 펄스는 자연히 높은 변환비에서, 즉, 입력 전압보다 출력 전압이 드라마틱하게 상이한 경우 발생한다. 좁은 펄스는 또한 출력 전압과 입력 전압이 유사한 경우 발생한다.
예를 들어, 부스트 컨버터에서, 좁은 펄스 폭은 원하는 출력 전압이 입력 전압보다 상당히 클 때마다 발생한다. 이 좁은 펄스 제한은 높은 비율로, 예를 들어 4 이상의 계수로 입력 전압을 스텝 업 하는 것을 어렵게 만들고 비효율적으로 만든다. 이것은 고정 주파수 동작에서, 부스트 컨버터가 다음 관계에 따라 출력 전압을 전달하기 때문에 발생한다.
Figure 112011013866369-pct00001
여기서 Vbatt는 입력 전압, D는 인덕터의 자화 동안, 즉 자기 에너지 저장 동안 MOSFET 처리의 듀티 팩터(duty factor)이다. Vout>> Vbatt 대하여, 그러면 (1-D) 는 D -> 100% 되도록 작아야 한다. D 가 증가할수록, 낮은 측 MOSFET는 주기의 증가 부분동안 온이고, 나머지 시간은 그 에너지를 출력 커패시터로 전송하는 것이 가능하다. 더 짧은 시간 동안 더 많은 에너지를 전송하는 것은 점점 더 높은 전류를 필요로 하고 효율에 문제가 있다.
낮은 측 MOSFET는 턴 오프 해야하고 그 다음 매우 빠르게 다시 턴 온 해야 하기 때문에, 부스트 컨버터에서 매우 높은 듀티 사이클은 좁은 오프 펄스 문제를 만들고 높은 스텝 업 변환비에 대해 효율이 떨어진다. 이상적으로는, 컨버터는 50%의 듀티 사이클에 가깝게 동작해서 보다 동일한 양의 시간이 인덕터의 자화와 그 다음 인덕터에 저장된 에너지를 출력 커패시터에 전달하는 것 모두 가능하게 만드는 것이다.
좁은 펄스 폭은 레귤레이터의 입력과 출력 전압이 유사한 경우, 즉 출력 대 입력 전압 전송비가 유니티(unity)에 접근하는 경우에도 발생할 수 있다. 이 조건은 조정이 열화되는 경우, 전류 스파이크가 아니라 “드롭 아웃”으로 불리는 현상 그 자체로 명백하다.
종래 기술 컨버터의 드롭 아웃
컨버터가 스텝-업 또는 스텝-다운 컨버터인지 여부와 관계없이, 종래의 컨버터는 드롭 아웃으로 부르는 문제를 겼고 있다. 특히, 입력 전압과 출력 전압이 수백 밀리볼트, 즉 Vout≒Vin ± 200mV 범위 안에서 서로 접근할 때마다, 컨버터의 조정 능력에 문제가 생긴다. 조정 능력의 손실은 몇 가지 방식에서, 한번 또는 반복된 전류의 순간 이상 또는 출력 전압의 불연속에 의해, 또는 출력 전압에서 증가된 리플에 의해, 또는 일부 좁은 전압 대역에서 조정의 완전 손실에 의해 명백하게 될 수 있다. 이들 상황에서, 컨버터는 조정이 “드롭 아웃”한다.
부스트 컨버터가 D->0%로, 거의 드롭 아웃하는 경우, 시간 간격이 폐쇄 루프 제어를 달성하기에 너무 짧아질 때마다, 듀티 팩터는 Dmin에서 0%로 점프해야 한다. 듀티 팩터 ‘0’에서, 에너지는 컨버터의 입력 단자에서 인덕터로 전달되지 않아, 제어 및 그에 의한 조정을 순간적으로 놓치게 된다. 유사하게, 벅 컨버터는 그 스위칭 듀티 팩터가 Dmax 에서 100%로 점프하여 순간적으로 조정을 놓치게 되고, D=100% 동안 입력 단자가 본질적으로 저항성 있게 출력 단자에 연결되므로 완전히 조정을 놓치게 된다. 그러므로 유도성 스위칭 레귤레이터로 구성된 벅 및 부스트 모두 변환비가 유니티 가까이에서 드롭 아웃을 당한다.
다른 타입의 스텝-다운 컨버터인 선형 레귤레이터 또한 선형 레귤레이터의 입력과 출력 단자를 가로지르는 ΔV가 아주 작을 때마다, 드롭 아웃과 조정의 손실을 당하게 된다. 본질적으로, 드롭 아웃은 조정을 실행하는 증폭기의 루프 게인이 그 트랜지스터 패스 구성요소가 전류원 역할을 하다가 가변 저항 역할로 변화하므로 가파르게 떨어지기 때문에 선형 레귤레이터에서 발생한다. 패스 구성요소가 쌍극 트랜지스터일 경우, 게인의 손실은 장치가 그 활성 동작 영역에서 포화 상태로 변이하듯이 작은 값의 Vce에서 발생한다. 여러 쌍극 선형 레귤레이터에서, 이 드롭 아웃 조건은 400mV 이상에서 발생한다.
소위 “낮은 드롭 아웃” 선형 레귤레이터 또는 “LDO”에서, 더 낮은 ΔV에서 전류원으로 동작할 수 있는 MOSFET는 쌍극 패스 구성요소를 대신하지만 선형 레귤레이터는 파워 MOSFET 패스 구성요소가 그 포화, 즉 일정한 전류 영역에서 그 선형, 즉, 저항성 동작의 영역으로 변이하므로 200mV 내지 300mV의 ΔV에서 여전히 드롭 아웃 한다. 따라서 선형 레귤레이터는 스위칭하지 않고 좁은 펄스 문제에 제한되지 않지만, 그들은 여전히 드롭 아웃 효과와 조정의 상응하는 손실을 겪고 있다. 또한, 자연히 선형 레귤레이터는 스텝 다운 동작만 가능하다.
그 비-절연 상대에 비해, 플라이 백 및 포워드 컨버터와 같은 절연 컨버터는스위칭 모드 또는 드롭 아웃을 겪을 필요 없이 거의 유니티의 변환비에서 높은 효율로 동작할 수 있지만 물리적으로 큰 탭방식 인덕터, 커플링된 인덕터, 및 변압기의 사용은 대부분의 휴대용 제품에서 그 애플리케이션을 배제한다.
전하 펌프 컨버터
스위칭된-인덕터 컨버터에 대한 대안은 전하 펌프, 스위치만 사용한 전압 변환 회로, 및 반복된 전하 재분산, 즉 클럭 또는 오실레이터에 의해 구동되는 커패시터 네트워크의 연속 충전 및 방전을 통해 전압 전이를 실행하는 커패시터이다. 많은 다양한 종류의 종래 기술의 전하 펌프가 존재하지만, 임의 개수의 플라잉 커패시터와 MOSFET 스위칭 네트워크를 활용하는, 이 종류의 컨버터는 전압을 스텝-업 또는 스텝-다운 중 하나로 미리 설정될 수 있지만 스텝-업 및 스텝-다운 변환 모두를 실행하도록 미리 설정될 수는 없다.
스텝 업 전하 펌프의 2개의 가장 일반적인 토폴로지는 2배기 전하 펌프 및 1.5배 분수 전하 펌프가 있다. 예를 들어, 도 1a의 2배기 전하 펌프(1)는 전압 Vbatt의 전압원(2) 또는 배터리, 플라잉 커패시터(3), MOSFET(4,5,6,7), 및 출력 커패시터(8)를 포함한다. 2배기(1)의 동작은 전류 경로 ①에서 플라잉 커패시터(3)을 연속적으로 반복해서 충전하는 단계 및 그 다음 전류 경로 ②에서 플라잉 커패시터로부터 출력 커패시터(8)로 전하를 전달하는 단계를 포함한다. 플라잉 커패시터(3)의 충전은 MOSFET(6,7)가 오프로 남아있는 동안 MOSFET(4,5)를 턴온 하는 것에 의해 발생하여, 도 1b에 도시된 균등한 회로(10)에 도시된 바와 같이, 몇 타임 후 Vfly ≒ Vbatt 이다. 도시된 바와 같이, 전압 원(11)은 배터리(2)를 나타낸다.
전하를 커패시터(3)에서 출력 커패시터(8)로 전달하는 것은 MOSFET(4,5)가 턴오프 하는 동안 MOSFET(6,7)을 턴온하는 것에 의해 발생한다. 도 1c에 도시된 균등 회로(15)는 출력 커패시터(8)의 충전 동안 그 전압이 부가되도록 플라잉 커패시터(3)이 전기적으로 배터리(11) 위에 있는다. Vfly≒Vbatt 이므로 커패시터(8)는 Vbatt의 전압의 거의 두배로 충전하고, 즉 출력 전압 Vout은 2Vbatt로 접근한다. 이 이유로, 전하 펌프(1)는 종종 2배기로 불린다. 배터리(11)가 최소 내부 직렬 저항(개략적으로 도시되지 않음)을 가지면, 전하 전이 전류 I는 2배기 전하펌프(1)가 빠르게 전하 부하 조건으로 반응하고 부가 전류를 전기 부하에 운반하는 동안 출력 전압을 유지할 수 있도록, 상당하게 될 수 있다.
일부 애플리케이션에서, 입력 전압의 2배의 출력을 산출하는 것은 전기 부하에 과도하게 높은 전력이 인가되는 것이 될 수도 있다. 그러한 경우, 전하 펌프(1)의 효율을 매우 낮을 수 있다. 전체 전하 펌프 효율을 향상시키는 한가지 방법은 도 2a에 도시된 바와 같은 분수 전하 펌프(2)를 사용하는 것이다.
도시된 바와 같이, 1.5배 전하 펌프(20)는 전압 Vbatt의 전압원(21) 또는 배터리, 2개의 플라잉 커패시터(22,23), 플라잉 커패시터(22,23) 충전을 위한 MOSFET(24,25,26), 출력 단자에 전하를 전송하기 위한 MOSFET(27,28,29), 및 출력 커패시터(31)를 포함한다. 분수 동작은 전류 경로 ①을 통해 직렬인 플라잉 커패시터(22,23)을 연속적으로 및 반복적으로 충전하는 단계, 및 그 다음 전류 경로 ②를 통해 병렬로 연결된 플라잉 커패시터로부터 출력 커패시터(31)로 전하를 전송하는 단계를 포함한다. 특히, 플라잉 커패시터(22,23)의 충전은 MOSFET(27,28,29,30)이 오프로 남아있는 동안 MOSFET(24,25,26)을 턴온하는 것에 의해 발생한다. 커패시터(22,23)가 직렬로 연결되기 때문에, 각 플라잉 커패시터(22,23)는 1/2입력 전압, 즉, Vfly≒Vbatt/2 로 충전한다. 충전 조건은 도 2b에 도시된 균등 회로(10)에 도시되고, 여기서 전압원(36)은 실질적인 내부 직렬 저항 없는 배터리(21)를 나타낸다.
커패시터(22,23)으로부터 출력 커패시터(31)로의 전하 이송은 MOSFET(24,25,26)를 턴오프하는 동안 MOSFET(27,28,29,30)를 턴온하는 것에 의해 발생한다. 도 2c에 도시된 균등 회로(40)는 출력 커패시터(31)의 충전 동안, 그 전압이 부가되도록 플라잉 커패시터(22,23)가 전기적으로 배터리(36) 위에 있는 병렬 조합과 함께 병렬로 연결되는 것을 나타낸다. Vfly1=Vfly2≒Vbatt/2 이므로, 커패시터(31)는 Vbatt의 거의 1과 1/2배의 전압으로 충전하여, 즉 출력 전압 Vout이 1.5Vbatt에 접근한다. 이 이유로, 전하 펌프(40)는 종종 분수 스텝-업 전하 펌프로 불린다. 배터리(36)가 최소 내부 직렬 저항(개략적으로 도시되지 않음)을 가지면, 분수 전하펌프(36)가 빠르게 전하 부하 조건에 반응하고 부가 전류를 전기 부하에 운반하는 동안 출력 전압을 유지할 수 있도록, 전하 전이 전류 I는 상당하게 될 수 있다.
도 1a, 2a에 도시된 전하 펌프의 이점은 특정 전압 변환비에서 전하 펌프가 100%에 접근하는 변환 효율을 보일 수 있다. 높은 효율은 매우 작은 전류가 각각 충전 및 방전 사이클에서 흐르기 때문에 발생한다.
전하 펌프의 하나의 단점은 단지 특정 변환비에서 효율적으로 동작할 수 있다는 것이다. 출력 전압이 입력 전압의 선택된 곱 이외의 것이면, 컨버터는 낮은 효율을 나타낸다. 임의의 이유 때문에, 예를 들어, 출력 Vout의 로딩이 2배기에서 2Vbatt 또는 분수 전하 펌프에서 1.5Vbatt의 타깃 전압을 빗나가면, 컨버터의 효율이 떨어진다.
출력-대-입력 전압 변환비가 이들 특정 전압 변환비를 빗나갈 때마다, 전하 펌프 컨버터의 효율이 떨어지므로, 상당한 희생 효율 없이 미리 정해진 출력 전압을 생성하는 것은 불가능하다.
그러므로 전하 펌프는 그 출력 전압이 그 입력 전압의 몇몇 고정된 분수 곱일 경우에만 효율적으로 작동한다. 전하 펌프의 출력 전압이 입력 전압에 비례하여 변화하면 전압 레귤레이터로 고려될 수 없다. 예를 들어 전하 펌프의 출력을 플라잉 커패시터를 부분적으로 충전하는 것에 의해 더 낮은 전압으로 강제하는 것에 의해 입력 전압이 변화하듯이 고정된 출력 전압을 생성하도록 전하 펌프를 적용하는 것은 변합없이 효율을 희생시킨다. 그 이유 때문에, 전하 펌프는 전압 레귤레이터를 양호하게 만들지 않는다.
종래 기술의 업-다운 컨버터의 제한
결론적으로, 이전 기술의 DC-DC 컨버터 및 전압 레귤레이터는 다음 표에 요약된 바와 같이 다수의 제한을 겪는다.
Figure 112011013866369-pct00002
사용 가능한 종래 기술의 컨버터의, 벅 컨버터 및 선형 레귤레이터는 스텝 다운 변환 만 제공할 수 있다. 또한, 이들은 조정에 손실이 있는데, 즉 입력 및 출력 전압이 유사할 때마다 드롭 아웃을 겪는다. 입력 및 출력 전압에서의 큰 차이 때문에, 선형 레귤레이터 또한 효율이 좋지 않다.
부스트 컨버터는 입력 전압을 스텝업할 수 있지만 다수의 제한이 있다.
좁은 펄스 문제 때문에 Vm≒Vbatt이고 듀티 팩터가 100%에 접근할 때 드롭 아웃을 겪는 것과 함께, 유도성 부스트 컨버터는 듀티 팩터가 0에 접근할 때마다 제한된다. 그러한 조건에서, 큰 곱으로 입력 전압을 스텝업하는 부스트 컨버터의 능력은 높은 전류의 아주 좁은 펄스로부터 제한되어, 효율을 저하시키고, 및 과도 전류에 대한 조정 능력을 제한한다.
또한 스텝-업 변환이 가능한 전하 펌프는, 더 높은 변환비, 예를 들어 입력 전압의 2배 또는 3배에서 양호한 효율을 제공할 수 있지만 정확하게 기설정된 전압 곱에서 만이다. 이들은 일반 전압 조정에 실용적이지 않다. 정해진 곱에서 벗어나면 상당한 효율의 손실을 가져온다.
간단히, 모든 현존하는 비-절연 컨버터는 그 출력 및 입력 전압의 크게 다를 때마다 그 성능이 제한된다. 조정의 효율적인 수단을 제공하지 않는 전하 펌프를 제외하고, 종래 기술의 DC-DC 컨버터는 Vin≒Vout, 즉 변환비가 유니티에 접근하는 경우 불안정해지거나 조정에 손실이 있을 수도 있다.
스텝-업 변환을 위한 선택은 부스트 컨버터 또는 전하 펌프만 작은 공간에서 비-절연 스텝 업 변환을 제공하므로, 보다 더 제한된다. 그러나, 부스트 컨버터는 높은 변환비에서 낮은 효율과 높은 MOSFET 전류를 겪게 된다. 전하 펌프는 효율의 희생 없이 조정을 제공할 수 없다.
넓은 범위의 입력 및 출력 전압에 걸쳐 효율적이고 듀티 사이클이 과도할 때 작동하지 않고 높은 변환비가 가능하고 그에 의해 전술한 좁은 펄스 문제를 회피하는 스텝업 컨버터와 전압 레귤레이터가 요구된다. 이상적으로 그러한 컨버터는 유니티의 전압 전송 변환비에 접근하는 드롭 아웃에 관한 문제 또한 최소화할 수 있다. 또한, 컨버터는 엄격한 조정을 유지하는 동안 높은 과도 전류를 공급할 수 있어야 한다.
본 발명에 따른 DC/DC 전압 컨버터에서, 유도성 스위칭 전압 컨버터를 포함하는 프리-레귤레이터의 출력 단자는 전하 펌프를 포함하는 포스트-컨버터의 입력 단자에 연결된다. 프리-레귤레이터는 스텝-다운(벅) 또는 스텝-업(부스트) 컨버터 중 하나를 포함해도 좋다. 포스트-컨버터는 적분 또는 분수 전하 펌프 중 하나를 포함해도 좋다. 프리-레귤레이터의 입력 단자는 DC/DC 전압 컨버터의 입력 단자이고; 포스트-컨버터의 출력 단자는 DC/DC 전압 컨버터의 출력 단자이다.
본 발명에 따르면, 포스트-컨버터는 DC/DC 컨버터의 입력 단자에 커플링된 제 2 입력 단자를 구비한다. 포스트-컨버터의 제 2 입력 단자는 전하 펌프 내의 커패시터의 단자에 스위치를 통해 커플링된다. 동작시, 스위치는 커패시터의 단자가 DC/DC 전압 컨버터의 입력 단자에 연속적으로 연결 및 분리되도록 열림 및 닫힘 된다. 이는 미국 특허 출원 제11/890,818 및 11/890,956호에 설명된 구조체와 반대이고, 전하 펌프 내의 커패시터의 단자는 스위치를 통해 프리-레귤레이터의 출력 단자에 커플링된다.
결과적으로, 전하 펌프 내의 커패시터의 단자가 반복적으로 DC/DC 전압 컨버터의 입력 단자에 연결되듯이, 커패시터를 가로지르는 전압이 프리-레귤레이터에 의해 생성된 중간 전압보다는 입력 DC 전압에 부가된다. 프리-레귤레이터 및 포스트-컨버터는 일반 클럭 펄스 발생기에 의해 구동되고, 전하 펌프 내의 커패시터에서 출력 커패시터로 전하 전송은 프리-레귤레이터 내의 인덕터의 자화와 같은 위상에서 또는 다른 위상에서 발생해도 좋다.
본 발명의 DC/DC 컨버터는 컨버터의 과도 전류 공급 능력이 프리-레귤레이터의 직렬 저항에 의해 영향받지 않기 때문에 부하의 요구에 따라 비교적 큰 과도 전류를 공급할 수 있다.
도 1a는 전하 펌프 2배기의 회로도이다.
도 1b,1c는 충전 및 전하 전송 단계 각각 동안 전하 펌프 2배기의 균등 회로도이다.
도 2a는 분수 1.5배 전하 펌프의 회로도이다.
도 2b,2c는 충전 및 전하 전송 단계 각각 동안 분수 1.5배 전하 펌프의 균등 회로도이다.
도 3a는 2배 포스트-컨버터를 구비한 LCXU 컨버터의 회로도이다.
도 3b,3c는 충전 및 전하 전송 단계 각각 동안 도 3a의 LCXU 컨버터의 균등 회로도이다.
도 4a는 1.5배 포스트-컨버터를 구비한 LCXU 컨버터의 회로도이다.
도 4b,4c는 충전 및 전하 전송 단계 각각 동안 도 4a의 LCXU 컨버터의 균등 회로도이다.
도 5a는 본 발명에 따른 2배 포스트-컨버터를 구비한 LCXU 컨버터의 회로도이다.
도 5b,5c는 충전 및 전하 전송 단계 각각 동안 도 5a의 LCXU 컨버터의 균등 회로도이다.
도 6a,6b는 충전 및 전하 전송 단계 각각 동안 2배 포스트-컨버터를 구비한 LCDU 컨버터의 균등 회로도이다.
도 6c는 2배 포스트-컨버터를 구비한 LCDU 컨버터의 회로도이다.
도 7a,7b는 충전 및 전하 전송 단계 각각 동안 2배 포스트-컨버터를 구비한 LCUU 컨버터의 균등 회로도이다.
도 7c는 2배 포스트-컨버터를 구비한 LCUU 컨버터의 회로도이다.
도 8a는 본 발명에 따른 1.5배 포스트-컨버터를 구비한 LCXU 컨버터의 회로도이다.
도 8b,8c는 충전 및 전하 전송 단계 각각 동안 도 8a의 LCXU 컨버터의 균등 회로도이다.
도 9a, 9b는 충전 및 전하 전송 단계 각각 동안 1.5배 포스트-컨버터를 구비한 LCDU 컨버터의 균등 회로도이다.
도 9c는 1.5배 포스트-컨버터를 구비한 LCDU 컨버터의 회로도이다.
도 10a, 10b는 충전 및 전하 전송 단계 각각 동안 1.5배 포스트-컨버터를 구비한 LCUU 컨버터의 균등 회로도이다.
도 10c는 1.5배 포스트-컨버터를 구비한 LCUU 컨버터의 회로도이다.
고효율 DC-DC 컨버터 및 스위칭 레귤레이터의 새로운 일원이 2007년 8월 8일 출원되고 본 명세서에서참조로 인용되는 미국 특허 출원 제11/890,818, 11/890,941, 11/890,956, 및 11/890,994호에 개시된다. 이들 컨버터는 넓은 범위의 동작 조건에 대한 복잡한 모드 스위칭, 불안정성 없이 동적 업-다운 변환 능력 및 큰 전압 변환비를 특징으로 한다.
개시된 컨버터는 L로 표시된 유도성 에너지 저장 구성요소를 C로 표시되는 하나 이상의 연속 스위칭된 용량성 저장 구성요소와 결합한다. LCXU 컨버터의 클래스로 여기서 일컬어지는 일 실시예에서, 두-단계 전압 컨버터는 용량성 전압 포스트-컨버터가 뒤따르는 유도성 스위칭 프리-레귤레이터를 포함한다. 유도성 프리-레귤레이터는 입력 전압을 스텝-업 또는 스텝-다운 해도 좋다. 용량성 포스트-컨버터는 입력 단자에서 전압을 스텝업 하고 이는 프리-레귤레이터의 출력 전압이다..
바람직한 실시예에서, 전체 두-단계 컨버터는 인덕터와 커패시터의 동기화된 스위칭을 이용하고 유도성 프리-레귤레이터의 펄스폭을 조정하도록 포스트-컨버터의 출력 단자로부터의 폐쇄 루프 피드백을 사용한다.
일 실시예에서, 소위 LCUU 토폴로지는 스텝업 유도성 프리-레귤레이터를 스텝-업 포스트-컨버터와 결합한다. LCUU 토폴로지는 알맞은 듀티 팩터에서, 즉, Vin<<Vout에서 높은 변환비를 가진 스텝-업 전압 변환을 제공하여 종래 기술의 스위칭 레귤레이터의 전술된 좁은 펄스 문제를 회피한다. 유사한 방법에서, LCDU 토폴로지는 스텝-다운 유도성 프리-레귤레이터를 스텝-업 포스트-컨버터와 결합한다.
다른 LCXX 및 관련 클래스의 CLXX 컨버터는 전술된 특허 공개에 설명된다. 이 공개는 그러나 스텝-업 용량성 포스트-컨버터가 뒤따르는 스텝-업 또는 스텝-다운 유도성 프리-레귤레이터를 포함하는 컨버터의 LCXU 클래스의 변형에 특히 관련있다.
LCUX 컨버터 동작
미국 특허 출원 제11/890,818 및 11/890,95호에 개시된 LCXU 컨버터의 일종에서, 일반 토폴로지는 배터리 또는 전력원(51), 인덕터(53)를 구비한 전압 스위칭 프리-레귤레이터(50A), 및 중간 전압 Vy로 충전되는 중간 저장 커패시터(54)를 포함하는 도 3a에 도시된 컨버터(50)로 표시될 수 있다. 인덕터(53)의 연결에 따라, 프리-레귤레이터(50A)는 스텝-업 또는 스텝-다운 컨버터 중 하나를 포함해도 좋다.
컨버터(50A)의 출력 전압(Vy)은 단일 플라잉 커패시터(55), 파워 MOSFET(56,57,58,59)의 네트워크 및 출력 커패시터(60)를 포함하는 2배기 토폴로지를 사용하여 전하 펌프(50B)에 전력을 공급한다. 출력 커패시터(60)는 부하(61)와 병렬로 연결된다. MOSFET(56,57,58,59)(미도시)를 위한 제어 회로가 MOSFET(57,58)이 오프로 남아있는 동안 MOSFET(56,57)를 턴온하여 커패시터(55)를 충전하고 그 다음 MOSFET(56,57)가 턴 오프되는 동안 MOSFET(58,59)를 턴온하여 커패시터(55)로부터 커패시터(60)로 전하를 전송한다.
컨버터(50)의 동작 원리가 도 3 b의 균등 회로(65)와 같이 전압 Vy로 플라잉 커패시터(55)의 충전으로 표시하여 나타내어질 수 있고, 여기서 종속 전압원(66)은 충전된 커패시터(54)에서 프리-레귤레이터(50A)의 출력 전압 Vy를 나타낸다. 충전 동안, 과도 전류 ①는 커패시터(55)가 그 최종 전압 Vy에 도달할 때까지 흐른다.
도 3c의 균등 회로(70)로 도시되는, 전하 전송 사이클 동안, 전압 Vy로 충전된 충전된 플라잉 커패시터(55)는 마찬가지로 전압 Vy로 충전되는 종속 전압원(66)(프리-레귤레이터(50A)의 출력 전압) 위에 전기적으로 적층된다. 커패시터(55)의 음의 단자가 전압원(66)의 양의 단자에 연결되므로, 전압이 부가된다. 커패시터(60)는 그 다음 프리-레귤레이터(50A)의 출력의 두배인 전압 2Vy로 충전된다. 포스트-컨버터(50B)의 출력 전압이 중간 전압 Vy에 2배 이므로, 포스트-컨버터(50B)는 2배기 역할을 한다.
과도 전류②가 커패시터(60)으로 전하를 전송하고 커패시터(60)에 병렬로 연결된 전기 부하(61)에 의해 요구되는 임의의 전류를 공급하기 위해 흐른다. 이 루프 영향 전류②의 직렬 임피던스는 제어된 전압원(66) 안에 포함되는 임의의 기생 저항을 포함한다. 다시 말해, 컨버터(50)의 과도 전류 공급 능력은 프리-레귤레이터(50A)의 설계와 커패시터(54)의 종류와 커패시턴스에 영향을 받는다.
대안으로, 포스트-컨버터는 도 3a의 컨버터(80)에 도시된 바와 같이 배터리 또는 전력원(81), 인덕터(83)를 구비한 스위칭 전압 프리-레귤레이터(80A), 및 중간 전압 Vy로 충전된 중간 저장 커패시터(84)를 포함하는 분수 전하 펌프 회로를 포함해도 좋다. 인덕터(83)의 연결에 따라, 프리-레귤레이터(80A)는 스텝-업 또는 스텝-다운 컨버터 중 하나를 포함해도 좋다.
프리-레귤레이터(80A)의 출력 전압 Vy은 두 플라잉 커패시터(85,86), 전력 MOSFET(87,88,89,90,91,92,93)의 네트워크, 및 출력 커패시터(94)를 포함하는 분수 또는 1.5배 토폴로지를 사용하여 여기 도시되는 전하펌프(80B)에 전력을 공급한다. 부하(97)는 출력 커패시터(94)와 병렬로 연결된다. MOSFET(87,88,89,90,91,92,93)를 위한 제어 회로(미도시)는 MOSFET(90,91,92,93)가 오프로 남아있는 동안 MOSFET(87,88,89)를 턴온하는 것에 의해 커패시터(85)를 충전하고 커패시터(94)로 전하를 전송하기 위해 MOSFET(87,88,89,90,91,92,93)를 스위칭한다. 전하 전송은 MOSFET(87,88,89)가 오프로 바이어스되는 동안 MOSFET(90,91,92,93)를 턴온하는 것에 의해 발생한다.
분수 컨버터(80)의 동작 원리는 플라잉 커패시터(85,86)을 각각 도 4b의 균등 회로(95)에 도시된 바와 같이 전압 Vy/2로 충전하는 것을 표시하여 도시되고, 종속 전압원(96)은 프리-레귤레이터(80A)의 출력과 충전된 커패시터(84)를 나타낸다. 충전 동안, 과도 전류 ①는 커패시턴스 85,86이 자기장이 동일하다고 가정하여 각각의 커패시터(85,96)가 Vy/2에 동일한 전압에 도달할 때까지 흐른다.
도 4c의 균등 회로(98)로 도시되는, 전하 전송 사이클 동안, 충전된 플라잉 커패시터(85,86)는 병렬로 연결되고 그 병렬 조합이 종속 전압원(96)(프리-레귤레이터(80A)의 출력 전압) 위에 전기적으로 적층된다. 커패시터(85,86)의 음의 단자가 전압원(96)의 양의 단자에 연결되므로, 전압이 부가된다. 그러면, 커패시터(94)가 프리-레귤레이터(50A)의 출력 전압의 1과 1/2배인, (Vy + 0.5Vy) 또는 1.5Vy의 전압으로 충전된다. 출력 전압이 중간 전압 Vy보다 50% 이상이므로, 포스트-컨버터(80B)는 분수 스텝업 단계로 작용한다.
과도 전류②가 커패시터(94)로 전하를 전송하고 커패시터(94)에 병렬로 연결된 전기 부하(97)에 의해 요구되는 임의의 전류를 공급하기 위해 흐른다. 이 루프 영향 전류②의 직렬 임피던스는 제어된 전압원(96) 안에 포함되는 임의의 기생 저항을 포함한다. 다시 말해, 컨버터(80)의 과도 전류 공급 능력은 프리-레귤레이터(80A)의 설계와 커패시터(85,86)의 종류와 커패시턴스에 영향을 받는다.
LCXU 컨버터(50,80)의 유도성 프리-레귤레이터(50A,80A)는 임의 타입의 DC-DC 스위칭 컨버터를 포함해도 좋지만 바람직하게 벅 컨버터 또는 부스트 컨버터 중 하나를 포함한다. 벅 컨버터의 경우, 중간 전압 Vy의 자기장이 입력 전압 Vbatt의 자기장 보다 작고 프리-레귤레이터(50A 또는 80A)는 공급 전압을 스텝 다운한다. 컨버터(50,80)는 그 다음 이전에 개시된 LCDU 컨버터의 예이고, 여기서 제 1 단계는 입력 전압 Vbatt을 스텝 다운하고 제 2 단계는 중간 전압 Vy를 스텝 업한다.
동작 조건에 따라, 피드백 제어를 사용하여 그러한 회로는 입력 전압보다 크거나 작거나 동일한 출력 전압을 유지하도록 조건을 변화시키도록 동적으로 조절할 수 있다. 피드백에 응답하여, 프리-레귤레이터의 Vy 출력 전압은 고정 주파수 PWM(pulse width modulation) 또는 가변 주파수 기술을 사용하여 제어될 수 있다.
고정 주파수 동작에서, 벅 컨버터의 출력 전압은 다음으로 주어진다.
Figure 112011013866369-pct00003
여기서 D는 벅 컨버터 내의 메인 스위칭 MOSFET의 듀티 팩터이다. 포스트-컨버터는 다음으로 주어진 전압 전송 함수를 가지는 회로(50,80)의 전송 함수를 가진다.
Figure 112011013866369-pct00004
여기서 n>1, 즉 2배기 포스트-컨버터(50B)의 경우 n=2 또는 분수 포스트-컨버터(80B)의 경우 n=1.5이다. 이 항들을 결합하여, 전체 LCDU 전송 함수가 다음과 같이 주어진다.
Figure 112011013866369-pct00005
1.5 또는 2 중 하나로 n의 값이, 그리고 5% 내지 95% 범위로 D의 값이 주어지면, 컨버터 종류의 전압 변환비 Vout/Vbatt는 스텝 다운 동작에 대해 유니티 보다 작거나, 스텝 업 동작에 대해 유니티보다 크거나, Vout≒Vbatt일 때 유니티에 가깝거나 유니티에서 동작할 수 있다. LCDU 컨버터는 유니티의 전압 변환 조건에서도, 동작 모드를 변경하지 않고 넓은 범위를 커버할 수 있어 모드 변환 동안 낮은 성능과 불안정성을 겪는 종래의 벅-부스트 컨버터에 대해 커다란 이익을 제공한다.
대안으로, LCXU 컨버터(50,80) 내의 유도성 프리-레귤레이터(50A,80A)는 부스트 컨버터를 포함한다. 그러한 경우, 중간 전압 Vy의 자기장이 입력 전압 Vbatt의 자기장 보다 크고 프리-레귤레이터(50A 또는 80A)는 공급 전압을 스텝 업 한다. 컨버터(50,80)는 그 다음 이전에 개시된 LCUU 컨버터의 예이고, 여기서 제 1 단계는 입력 전압 Vbatt을 스텝 업 하고 제 2 단계는 중간 전압 Vy을 그 이상 스텝 업 한다.
동작 조건에 따라, 피드백 제어를 사용하여 LCUU 회로는 그 입력보다 크거나 작거나 동일한 입력 전압으로부터 출력 전압을 유지하도록 조건을 변화시키기 위해 동적으로 조절할 수 있다. 피드백에 응답하여, 프리-레귤레이터의 Vy 출력 전압은 고정된 주파수 PWM(pulse width modulation) 또는 가변 주파수 기술을 사용하여 제어될 수 있다.
고정 주파수 동작에서, 부스트 컨버터의 출력 전압은 다음으로 주어진다.
Figure 112011013866369-pct00006
여기서 D는 동기 정류기 MOSFET가 아니라, 부스트 컨버터 내의 메인 스위칭 MOSFET의 듀티 팩터이다. 전술한 바와 같이, 포스트-컨버터(50B,80B)는 다음으로 주어진 전송 함수를 갖는다.
Figure 112011013866369-pct00007
여기서 n>1, 즉 2배기 포스트-컨버터(50B)의 경우 n=2 또는 분수 포스트-컨버터(80B)의 경우 n=1.5이다. 이 항들을 결합하여, 전체 LCUU 전송 함수가 다음과 같이 주어진다.
Figure 112011013866369-pct00008
1.5 또는 2 중 하나로 n의 값이, 그리고 5% 내지 95% 범위로 D의 값이 주어지면, 이 LCUU 컨버터 종류의 전압 변환비 Vout/Vbatt는 항상 유니티 보다 크고 이는 입력 전압을 스텝 업만 할 수 있다는 것을 의미한다.
LCUU 컨버터의 장점은 50% 듀티 팩터에서도 큰 스텝업 변환비를 달성할 수 있다는 것이다. 예를 들어, n=2이면, 즉, 2배기 포스트-컨버터를 사용하여, 그 다음 50% 듀티 팩터에서, 전압 변환비 Vout/Vbatt=4이고, 이는 출력 전압이 입력의 4배인 것을 보여준다. 종래의 부스트 컨버터에서, 4X 변환비는 75% 듀티 팩터에서 동작할 필요가 있다. 75% 듀티 팩터에서, 2배기-타입 LCUU 컨버터는 종래 부스트보다 8배의 출력을 가져올 수 있다.
거의 50% 듀티 팩터 작동의 하나의 주요 장점은 컨버터의 주파수가 증가될 수 있는 것과 프리-레귤레이터 내의 인덕터의 크기가 전술된 좁은 펄스 문제를 회피하기 위해 듀티 팩터 범위를 제한하지 않고 감소될 수 있다는 것이다. 거의 50% 듀티 팩터 작동의 다른 장점은, 더 많은 시간 배터리에서 인덕터로 및 인덕터에서 출력 커패시터로 에너지를 전송하는 것이 가능하기 때문에 MOSFET 전류는 높은 피크 전류를 필요로 하지 않는 것이다. 그래서 LCUU 컨버터는 종래의 부스트 컨버터에 비해 여러 장점을 제공한다.
개선된 LCXU 스위칭 컨버터
LCXU 컨버터 계통에서, 에너지는 포스트-컨버터에서 하나 이상의 플라잉 커패시터와 프리-레귤레이터의 직렬 결합을 포함하는 출력 커패시터로 전송된다. 예를 들어, 도 3a에 도시된 2배기 타입 LCXU를 참조하면, 출력 커패시터(60)의 충전 동안, 컨버터(50)는 회로(70)(도 3c)에 도시된 바와 같이, 전압원(66)과 직렬인 플라잉 커패시터(55)를 구비한 프리-레귤레이터(50A)를 나타내는 이상화된 구성요소로 행동한다. 전류②는 또한 커패시터(60)에 병렬로 부착된 임의의 부하에 전류를 공급하기 위해서 출력 커패시터(60)의 충전 동안 흐른다. 플라잉 커패시터(55)가 충전될 때 사이클을 교체하는 동안, 출력 커패시터(60)는 부하에서 요구하는 임의의 전류를 공급해야 한다.
이상적으로, 전류 ②는 커패시터와 직렬인 전압에 의해 공급되고 그리하여 경고 없이 필요한 높은 과도 전류를 공급할 수 있어야 한다. 그러나 실제로, 전압원(66)은 벅 또는 부스트 컨버터, 또는 특히 커패시터(54)가 작다면 전류에 내재하는 제한을 가진 몇몇 다른 DC/DC 컨버터 회로이다. 이들 컴포넌트는 직렬 저항을 이상화된 균등 회로(70)에 부가하고, 부하의 전류 필요의 변화에 반응하기위해 컨버터(50)의 능력을 제한한다. 이 균등 직렬 기생 저항의 결과로, 과도 전압 조정이 견딜 수 있다. 이 빈약한 응답은 반대로 컨버터(50)의 스텝 부하 응답 기능에 영향을 미치고 커패시터(54 또는 60)의 의 크기를 증가시키는 것에 의해서만 피할 수 있다.
본 발명의 LCXU 컨버터에서, 전하 전송 동안 컨버터의 직렬 저항은 프리-레귤레이터 회로 내의 직렬 저항에 독립적으로 만들어지고 과도 부하 전류 기능이 같은 정도로 개선된다. 이 새로운 토폴로지는 방전 동안 전류가 프리-레귤레이터를 통해 더 이상 흐르지 않는 독특한 특성을 갖는다. 그러므로 과도 전압 조정이 이 기술을 사용하여 개선된다.
본 발명의 일 실시예가 도 5a에 도시되고, 여기서 컨버터(100)는 배터리 또는 전력원(101), 인덕터(103)를 구비한 스위칭 전압 컨버터(102), 및 전압 Vy로 충전된 중간 저장 커패시터(104)를 포함한다. 인덕터(103)의 연결에 따라, 프리-레귤레이터(100A)는 스텝-업 또는 스텝-다운 컨버터 중 하나를 포함해도 좋다.
프리-레귤레이터(100A)의 출력에서 전압 Vy가 포스트-컨버터 전하 펌프(100B)의 일부에 전력을 공급하고, 본 실시예에서 단일 플라잉 커패시터(105), 파워 MOSFET(106,107,108,109)의 네트워크, 및 출력 커패시터(110)를 포함하는 2배기 토폴로지를 이용한다. MOSFET(106,107,108,109)(미도시)를 위한 제어 회로가 MOSFET(108,109)이 오프로 남아있는 동안 MOSFET(106,107)를 턴온하여 커패시터(105)를 충전하고 그 다음 MOSFET(106,107)가 턴 오프되는 동안 MOSFET(108,109)를 턴온하여 커패시터(105)로부터 커패시터(110)로 전하를 전송한다.
도 3a에 도시된 컨버터(50)와 반대로, 컨버터(100)는 플라잉 커패시터(105)의 음의 단자에 연결된 하나의 단자, 및 배터리(101)의 양의 단자에 연결된 제 2 단자를 구비한 MOSFET(108)를 포함한다. 이 토폴로지의 변화는 그 컨버터(100)의 동작에 상당한 변화를 가져온다. 전하 이송 동안, 플라잉커패시터(105)의 음의 단자는 MOSFET(108)를 통해 DC/DC 프리-레귤레이터(100A)의 출력 전압 Vy 대신 배터리 전압 Vbatt에 연결된다.
컨버터(100)는 그러므로 MOSFET(58)가 중간 전압 Vy에 연결된 컨버터(50)로부터 토폴로지하게 구분된다. 컨버터(100)에서, 상응하는 MOSFET(108)는 중간 전압 Vy가 아니라 직접 전압 입력 Vbatt에 대신 묶인다. 컨버터(100)의 동작 원리가 도 5b의 균등 회로(115)와 같이 전압 Vy로 플라잉 커패시터(105)의 충전으로 표시하여 나타내어질 수 있고, 여기서 종속 전압원(116)은 충전된 커패시터(104) 및 프리-레귤레이터(100A)의 출력을 나타낸다. 충전 동안, 과도 전류 ①가 컨버터(50)에서 커패시터(54)의 충전과 동일한 방식으로, 커패시터(105)가 그 최종 전압 Vy에 도달할 때까지 흐른다.
전하 전송 사이클 동안, 도 5c의 균등 회로(118)에 도시된 바와 같이, 충전된 플라잉 커패시터(105)는 조속 전압원(116)(프리-레귤레이터(100A)와 충전된 커패시터(104)의 출력을 나타냄)이 아니라, 입력 전압원 Vbatt 위에 전기적으로 적층된다. 커패시터(105)의 음의 단자가 전압원(101)의 양의 단자에 연결되므로, 전압이 부가된다. 커패시터(110)는 그다음 전압(Vbatt + Vy)으로 충전된다. 이 전압은 프리-레귤레이터(100A)의 출력에서 중간 전압 Vy의 두배와 같지만, Vbatt 보다 명백히 크다.
도 5c에 도시된 바와 같이, 과도 전류 ②는 전하 이송 단계 동안 커패시터(110)로 흐르고, 커패시터(110)와 병렬로 연결된 전기 부하에서 요구되는 임의의 전류를 제공하기 위해 흐른다. 이 루프 영향 전류②의 직렬 임피던스는 배터리 안에 또는 다른 전압원(101) 안에 포함되는 임의의 기생 저항을 포함한다. 종속 전압원(116)이 그러므로 플라잉 커패시터(105)로부터 출력 커패시터(110)로 전하 이송 동안 포함되지 않는다. 프리-레귤레이터(100A)의 디자인 또는 커패시터(104)에 좌우되지 않기 때문에 컨버터(100)의 과도 전류 기능이 개선된다.
그러므로, 본 발명에 따라, 충전 단계 동안, 프리-레귤레이터(100A)는 플라잉 커패시터(105)를 중간 전압 Vy로 충전하는 데 사용하고, 그 다음 전하 전송 단계 동안, DC/DC 컨버터(100)의 출력 전압을 결정하기 위해 중간 전압 Vy이 배터리 또는 다른 전압원(101)의 전압 Vbatt에 부가된다. 중간 전압 Vy의 값은 프리 레귤레이션(100A)의 동작 또는 구조에 좌우된다. 그러나 전하 이송 동안 전류는 프리-레귤레이터(100A)를 통한 전도에 좌우되지 않는다.
높은 과도 전류가 가능한 LCXU 컨버터(100)는 프리-레귤레이터(100A)가 벅 또는 스텝 다운 프리-레귤레이터인 경우 LCDU 컨버터로 실시될 수 있거나, 또는 대안으로 프리-레귤레이터(100A)가 부스트 또는 스텝 업 프리-레귤레이터인 경우 LCUU 컨버터로 실시될 수 있다.
높은 과도 전류가 가능한 LCDU 컨버터의 실시예
개시된 LCXU 컨버터가 고정 주파수 다운-업 동작에 적용되면, 프리-레귤레이터 단계는 전송 특성 Vy = DVbatt 를 나타낸다. 따라서, 도 6a의 균등 회로(120)에 도시된 바와 같이, 충전 단계 동안, LCDU 컨버터는 과도 전류 ①을 가진 전압 Vy으로 플라잉 커패시터(122)를 충전하기 위해 독립 전압원(121)을 사용한다. 전하 전송 단계 동안, 도 6b의 균등 회로(125)에 도시된 바와 같이, 충전된 플라잉 커패시터(122)는 입력 전압원(127)의 전압 Vbatt 위에 전기적으로 적층된다. 결과적으로, 전류②는 그 최종 값 Vout으로 출력 커패시터(126)를 충전하기 위해 흐른다. 전압원(127) 및 플라잉 커패시터(122)가 직렬로 연결되어, 전압 Vout은 Vbatt와 Vy의 합이다.
Figure 112011013866369-pct00009
본 명세서에서 개시되는 LCDU 컨버터의 실시예의 균등 출력-입력 전압 전송 비는 그러면 다음과 같이 주어진다.
Figure 112011013866369-pct00010
이전에 개시된 2배-타입 LCDU 컨버터(50)는 Vout/Vbatt=2D의 전압 전송비를 가지고, 이것은 컨버터(50)가 1의 전송비 이상 또는 이하로 동작할 수 있다는 것을 의미한다. 반대로, 컨버터(100)의 LCDU 버전은 언제나 1의 전송비 이상으로 작동한다. 특히, D가 0에서 100%로 변화하듯이, 컨버터(100)의 LCDU 버전의 전송비는 1배에서 2배로 변화한다. 그래서 컨버터가 스텝 다운 및 스텝 업 단계를 모두 포함하더라도, 2배기 타입의 포스트-컨버터의 크기가 프리-레귤레이터의 스텝 다운 범위 보다 크고 순수 결과는 스텝 업 동작만이다.
가변 주파수 제어가 채용되면, 듀티 팩터 D가 크기 ton/(ton+toff)로 대체되고, 여기서 ton은 자화 전류가 인덕터 안으로 흐르는 것을 허용하는 스위치가 턴온되는 동안의 시간 구간이고, toff는 스위치가 턴오프되는 동안 시간 구간이다. 이는 인덕터(103)의 자화 시간 및 전류 재순환에 대하여 허용된 구간, 즉 전류 인덕터 전류가 하강하는 경우 사이클 대 사이클을 기본으로 동적으로 조절되는 것을 중 하나를 허용한다.
높은 과도 전류 가능 LCDU 컨버터의 실시예가 도 6c에 도시된다. 컨버터(140)는 입력 전압 Vbatt와 접지 사이에 직렬로 연결된 높은 측 MOSFET(141) 및 낮은 측 N-채널 MOSFET(142), 인덕터(144), 및 옵션 커패시터(145)를 포함한다.(주: 본 명세서에서 사용되는 바와 같이, “접지”는 Vbatt와 상이한 임의의 전압이 될 수도 있는 회로 접지를 의미함) 포스트-컨버터(140b)는 플라잉 커패시터(146), MOSFETs 147,148,149,150), 및 출력 커패시터(151)를 포함한다. 하이 측 MOSFET(141)는 게이트 구동 회로와 게이트 구동 신호 VGI의 극성에서 적절한 변화를 가지는 P-채널 또는 N-채널이 될 수 있다.
MOSFET 게이트 구동과 타이밍은 클럭 또는 램프 발생기기(155) 및 BBM(break-before-make) 회로(153,154)를 구비한 펄스폭 변조 제어기(152)를 사용하여 달성된다. 펄스폭 변조는 출력 전압 컨버터(140)으로부터의 음의 피드백을 사용한 제어 전압VFB에 응답하여 달성된다. 레벨 시프터(156)는 Vout이 타깃 값이 되도록 적절한 전압으로 VFB의 크기를 조절한다. PWM 제어기(152)는 가변 주파수 제어를 사용하여 대체적으로 작동해도 좋다.
BBM 회로(153)의 동작은 MOSFET(141,142)가 슛-스루(shoot-through) 전도를 회피하는 위상 밖으로 구동되는 것을 보장한다. 특히, MOSFET(141)는 인덕터(144)를 자화하도록, 즉, 그 전류를 증가시키도록 하는 반면에, 다른 방법으로 다이오드(143)와 동기화 정류기 MOSFET(142)는 MOSFET(141)가 오프가 될 때마다 전류 재순환 경로를 제공한다.
유사하게, BBM 회로(154)는 MOSFET(147,148)가 MOSFET(149,150)와 다른 위상으로 구동되고 같은 위상에서 작동하는 것을 보장한다. 특히, MOSFET(147,148)는 모두 플라잉 커패시터(146)를 충전하도록 작동하고, 다른 방법으로 MOSFET(149,150)는 플라잉 커패시터(146)에서 출력 커패시터(151)로 전하를 전송하도록 작동한다. 바람직한 실시예에서, BBM 회로(153,154)는 일반 클럭 발생기(155)로부터의 신호에 의해 같은 위상에서 구동된다.
일 실시예에서, 인덕터(144)는 플라잉 커패시터(146)가 충전되는 동안 자화되어, MOSFET(141,147,148)가 동시에 작동하여 같은 위상으로 구동될 필요가 있다. 다른 실시예에서, 인덕터(144)는 플라잉 커패시터(146) 상의 전하가 출력 커패시터(151)로 전송되는 동안 자화 되어, MOSFET(141)는 같은 위상으로 구동되는, 즉 MOSFET(149,150)과 동시에 작동하고 MOSFET(147,148)과 다른 위상으로 구동될 필요가 있다. 옵션 커패시터(145)의 크기는 게이트 타이밍 및 컨버터(140)의 동작 전류 범위와 같은 정도로 조절되어야 한다.
모놀리식 실행에서, 커패시턴스(145)는 MOSFET(147 내지 150)를 형성 및 집적하는 데 사용되는 웰, 즉 P-N 접합의 형성과 자연히 연관되는 커패시턴스의 일부를 나타낸다.
높은 과도전류 가능 LCUU 컨버터의 실시예
개시된 LCXU 컨버터가 고정 주파수 스텝-업(또는 정확하게 업-업) 동작에 적용되면, 프리-레귤레이터 단계는 전송 특성 Vy=Vbatt/(1-D)를 나타낸다. 따라서, 도 7a의 균등 회로(170)에 도시된 바와 같이, 충전 단계 동안, LCUU 컨버터는 과도 전류 ①를 가진 전압 Vy로 플라잉 커패시터(172)를 충전하기 위해 종속 전압원(171)을 사용한다. 전하 전송 단계 동안, 도 7b의 균등 회로(175)에 도시된 바와 같이, 충전된 플라잉 커패시터(172)는 입력 전압원(173)의 전압 Vbatt 위에 전기적으로 적층되어, 전류 ②는 출력 커패시터를 최종 값 Vout으로 충전하도록 흐른다. 전압원(173) 및 플라잉 커패시터(172)가 직렬로 연결되어, 전압 Vout은 Vbatt와 Vy의 합이다.
Figure 112011013866369-pct00011
본 명세서에서 개시되는 LCUU 컨버터의 실시예의 균등 출력-입력 전압 전송 비는 그러면 다음과 같이 주어진다.
Figure 112011013866369-pct00012
이전에 개시된 2배-타입 LCUU 컨버터(50)는 Vout/Vbatt=2/(1-D)의 전압 전송비를 가진다. 대조적으로, 컨버터(100)의 LCUU 버전은 항상 1의 전송비 이상이지만 중간 전압 Vy의 2배 값보다 작은 전압에서 작동한다. 특히, D가 0에서 75%로 변화하듯이, 컨버터(100)의 LCUU 버전의 전송비는 2배에서 6배로 변화한다. 같은 범위에 대해, 이전에 개시된 2배-타입 LCUU 컨버터(50)는 2배 내지 8배의 범위를 보여준다.
그래서, 컨버터가 스텝 업 단계만 포함하더라도, 도 3a에 도시된 2배기 타입 포스트-컨버터의 전송비 범위는 도 5a에 도시된 높은 과도 전류 가능 컨버터(100)의 LCUU 버전의 전송비 범위 이상이다. 그럼에도 불구하고, 컨버터(100)의 LCUU 버전은 전송 비의 매우 큰 범위도 제공한다. 75% 이상의 듀티 팩터 또한 가능하지만 상응하는 전송 비를 달성하기 위해 필요한 전류는 상당히 높게 될 수 있다.
가변 주파수 제어가 사용되면, 듀티 팩터 D가 ton/(ton + toff)로 대체되어, 인덕터(103)의 자화 시간 및 전류 재순환에 대하여 허용된 구간, 즉 전류 인덕터 전류가 하강하는 경우 사이클 대 사이클을 기본으로 동적으로 조절되는 것을 중 하나를 허용한다.
높은 과도 전류 가능 LCUU 컨버터(180)의 실시예가 도 7c에 도시된다. 컨버터(180)는 낮은 측 N-채널 MOSFET(181), 상응하는 내장 P-N 다이오드(184), 인덕터(182), 및 옵션 커패시터(195)를 구비한 동기화 정류 MOSFET(183), 및 플라잉 커패시터(185), MOSFET(186,187,188), 및 출력 커패시터(189)를 포함하는 포스트-컨버터(180B)를 포함한다. 동기화 정류기 MOSFET(184)는 게이트 구동 회로와 게이트 구동 신호 VQ2의 극성에 적절한 변화를 가지는 P-채널 또는 N-채널이 되어도 좋다. MOSFET(184)는 컨버터(180)에서 두가지 목적, 프리-레귤레이터(180A)로의 동기화 정류기로, 및 플라잉 커패시터(185)가 충전되는 경우 시간 제어에 사용되는 MOSFET 중 하나로 작용한다.
MOSFET 게이트 구동과 타이밍은 클럭 또는 램프 발생기기(193) 및 BBM(break-before-make) 회로(191,192)를 구비한 펄스폭 변조 제어기(190)를 사용하여 달성된다. 펄스폭 변조는 컨버터(180)의 출력 전압 Vout으로부터의 음의 피드백을 사용한 제어 전압VFB에 응답하여 달성된다. 레벨 시프터(194)는 Vout이 타깃 값이 되도록 적절한 전압으로 VFB의 크기를 조절한다. PWM 제어기(190)는 가변 주파수 제어를 사용하여 대체적으로 작동해도 좋다.
BBM 회로(1191)의 동작은 MOSFET(181,184)가 슛-스루(shoot-through) 전도, 및 커패시터(195)의 슛팅 아웃을 회피하는 위상 밖으로 구동되는 것을 보장한다. 특히, MOSFET(181)는 인덕터(182)를 자화하도록, 즉, 그 전류를 증가시키도록 하는 반면에, 다른 방법으로 다이오드(184)와 동기화 정류기 MOSFET(183)는 MOSFET(181)가 오프가 될 때마다 커패시터(195)를 충전하는 전류 경로를 제공한다.
유사하게, BBM 회로(154)는 MOSFET(186)가 MOSFET(187,188)와 다른 위상으로 구동되고 같은 위상에서 작동하는 것을 보장한다. 특히, MOSFET(186)는 커패시터(195)로부터 플라잉 커패시터(185)를 충전하기 위해 수행한다. 다른 방법으로, MOSFET(187,188) 모두는 플라잉 커패시터(185)에서 출력 커패시터(189)로 전하를 동시에 전송하도록 바이어스된다. 바람직한 실시예에서, BBM 회로(191,192)는 일반 클럭 발생기(193)로부터의 신호에 의해 같은 위상에서 구동된다.
바람직한 실시예에서, 인덕터(182)는 플라잉 커패시터(185)가 출력 커패시터(189)로 전하를 전송하는 동안 자화되어, MOSFET(181,187,188)가 동시에 동작하여 같은 위상으로 구동될 필요가 있다. 반대 위상에서, MOSFET(183,186)는 동시에 작동하도록 바이어스되어 플라잉 커패시터(185)를 전압 V'y로 충전한다.
MOSFET(183)가 동기화 정류기와 충전을 위한 플라잉 커패시터(185)로 사용되므로, 안정적인 중간 전압 Vy가 회로(100)에 나타난 바와 같이 컨버터(180)에 존재하지 않는다. 대신 전압 V'y는 MOSFET(181)가 오프되고 MOSFET(183,186)가 온 되는 시간 동안에만 Vy와 같이 작용한다. 옵션 커패시터(195)의 크기는 게이트 타이밍과 컨버터(180)의 작동 전류 범위와 같은 정도로 조절될 수 있지만, 커패시터(195)는 MOSFET(183,186,187,188)를 형성 및 집적하는 데 사용되는 웰, 즉 P-N 접합의 형성과 연관되는 기생 커패시턴스만 나타내어도 좋다.
높은 과도 전류 가능성을 가진 분수 LCXU 스위칭 컨버터
전술된 바와 같이, LCXU 컨버터에서, 에너지는 컨버터에서 하나 이상의 플라잉 커패시터와 프리-레귤레이터의 직렬 결합을 포함하는 출력 커패시터로 전송된다. 예를 들어, 다시 도 4a를 참조하면, 출력 커패시터(94)의 충전 동안, 분수-타입 LCXU 컨버터(80)는 프리-레귤레이터(80A)를 나타내는 이상화된 구성요소, 전압원(96)과 직렬인 플라잉 커패시터(85,86)를 구비한 균등 회로(95)(도 4b)에 도시된 방식으로 행동한다. 도 4c에 도시된 바와 같이, 출력 커패시터(94)의 충전 동안, 전류②는 출력 커패시터(94)와 병렬로 연결된 임의의 부하로 전류를 공급하기 위해 전압원(96) 위에 적층된 플라잉 커패시터(89,86)의 병렬 결합으로부터 흐른다. 충전 단계 동안, 플라잉 커패시터(85,86)가 충전될 때, 출력 커패시터(94)는 부하에서 필요한 임의의 전류를 공급해야만 한다.
이상적으로, 전류 ②는 커패시터와 직렬인 전압에 의해 공급되고 그리하여 경고 없이 필요한 높은 과도 전류를 공급할 수 있어야 한다. 그러나 실제로, 전압원(96)은 벅 또는 부스트 컨버터, 또는 특히 커패시터(84)가 작다면 전류에 내재하는 제한을 가진 몇몇 다른 DC/DC 컨버터 회로이다. 이들 컴포넌트는 직렬 저항을 이상화된 균등 회로(98)에 부가하고, 부하의 전류 필요의 변화에 반응하기위해 컨버터(80)의 능력을 제한한다. 이 직렬 기생 저항의 결과로, 과도 전압 조정이 견딜 수 있다. 이 빈약한 응답은 반대로 컨버터의 스텝 부하 응답 능력에 영향을 미치고 LCXU 컨버터(80)에서 커패시터(84 또는 94)의 크기를 증가시키는 것에 의해서만 피할 수 있다.
본 발명의 분수 LCXU 컨버터에서, 전하 전송 동안 컨버터의 직렬 저항은 프리-레귤레이터 회로 내의 직렬 저항에 독립적으로 만들어지고 과도 부하 전류 기능이 같은 정도로 개선된다. 이 새로운 토폴로지는 방전 동안 전류가 프리-레귤레이터를 통해 더 이상 흐르지 않는 독특한 특성을 갖는다. 그러므로 과도 전압 조정이 이 기술을 사용하여 개선된다.
본 개선의 일 실시예가 도 8a에 도시되고, 여기서 컨버터(300)는 배터리 또는 전력원(301), 인덕터(303)를 구비한 스위칭 프리-레귤레이터(300A), 및 전압 Vy로 충전된 중간 저장 커패시터(304)를 포함한다. 인덕터(303)의 연결에 따라, 프리-레귤레이터(300A)는 스텝-업 또는 스텝-다운 컨버터 중 하나를 포함해도 좋다.
컨버터(300A)의 출력 전압 Vy은, 2개의 플라잉 커패시터(305,306), MOSFET(307 내지 313) 및 출력 커패시터(314)를 포함하는 분수 토폴로지를 사용하는 전하 펌프를 포함하는 포스트-컨버터(300B)의 일부에 전력을 제공한다. MOSFET(307 내지 313)를 위한 제어 회로는 MOSFET(310,311,312,313)가 오프로 남아있는 동안 MOSFET(307,308,309)를 턴온하여 플라잉 커패시터(305,306)를 충전하고, 그 다음 MOSFET(307,308,309)가 오프로 바이어스된 동안 MOSFET(310,311,312,313)를 턴온하여 플라잉 커패시터(305,306) 상의 전하를 커패시터(314)로 전송한다.
도 4a에 도시된 컨버터(80)와 반대로, 컨버터(300)에서 플라잉 커패시터(305,306)의 음의 단자는 MOSFET(310,311)를 통해 각각 배터리(301)의 양의 단자에 연결된다. 이 토폴로지의 변화는 컨버터(300)의 작동에 상당한 변화를 가져온다. 전하 전송 동안, MOSFET(310,311)는 프리-레귤레이터(300A)의 출력 Vy이 아니라 배터리 전압 Vbatt에 연결된다.
회로(300)는 MOSFET(90,91)가 전압 Vy에 연결되는 컨버터(80)와 토폴로지하게 구별된다. 컨버터(300)에서, MOSFET(90,91)는 중간 전압 Vy 대신 입력 전압 Vbatt에 결합되는 MOSFET(301,311)로 대체된다. 컨버터(300)의 동작 원리는 직렬 연결된 플라잉 커패시터(305,306)를 도 8b의 균등 회로(320)에 도시된 바와 같이 전압 Vy로 충전하는 것을 표시하여 도시될 수 있고, 종속 전압원(321)은 프리-레귤레이터(300A)의 출력과 충전된 커패시터(304)를 나타낸다. 플라잉 커패시터(305,306)의 충전 동안, 과도 전류①는 각 커패시터(305,306)가 컨버터(80)의 플라잉 커패시터(85,86)의 충전과 동일한 방식으로 전압 Vy/2에 도달할 때까지 흐른다.
전하 전송 사이클 동안, 도 8c의 균등 회로에 도시된, 충전된 플라잉 커패시터(305,306)는 종속 전압원(321) 위 대신 입력 전압원 Vbatt 위에 적층된 병렬 결합과 병렬로 전기적으로 연결된다. 커패시터(305,306)의 음의 단자가 전압원(301)의 양의 단자에 연결되므로, 전압이 부가된다. 커패시터(314)는 그 다음 전압(Vbatt + Vy/2)으로 충전된다. 이 전압은 프리-레귤레이터(300A)의 출력의 1.5배와 다르지만, Vbatt 보다 명백히 크다.
과도 전류②가 커패시터(314)으로 전하를 전송하는 단계 동안 커패시터(314)에 병렬로 연결된 전기 부하에서 요구되는 임의의 전류를 공급하기 위해 흐른다. 이 루프 영향 전류②의 직렬 임피던스는 배터리 안에 또는 독립 전압원(301) 안에 포함되는 임의의 기생 저항을 포함한다. 독립 전압원(321)은 플라잉 커패시터(305,306)에서 출력 커패시터(314)로 전하를 전송하는 동안 포함되지 않는다. 프리-레귤레이터(300A)의 디자인 또는 커패시터(304)에 좌우되지 않기 때문에 회로(326)의 과도 전류 가능성이 개선된다.
그러므로, 본 발명에 따라, 충전 단계 동안, 프리-레귤레이터(300A)는 플라잉 커패시터 각각을 전압 Vy/2로 충전하는 데 사용하고, 그 다음 전하 전송 단계 동안, 전압 Vy/2가 DC/DC 컨버터(300)의 출력 전압을 결정하기 위해 배터리 또는 다른 전압원(301)의 전압 Vbatt에 부가된다. 전압 Vy의 값은 프리-레귤레이터(300A)의 동작 또는 구조에 좌우된다. 그러나 전하 전송 동안 전류는 프리-레귤레이터(300A)를 통한 전도에 좌우되지 않는다.
높은 과도 전류가 가능한 LCXU 컨버터(300)는 프리-레귤레이터(300A)가 벅 또는 스텝 다운 프리-레귤레이터인 경우 LCDU 컨버터로 실시될 수 있거나, 또는 대안으로 프리-레귤레이터(300A)가 부스트 또는 스텝 업 프리-레귤레이터인 경우 LCUU 컨버터로 실시될 수도 있다.
높은 과도 전류가 가능한 분수 LCDU 컨버터의 실시예
개시된 LCXU 컨버터가 고정 주파수 다운-업 동작에 적용되면, 프리-레귤레이터 단계는 전송 특성 Vy=DVbatt 를 나타낸다. 따라서, 도 9a의 균등 회로(350)에 도시된 바와 같이, 충전 단계 동안, LCDU 컨버터는 과도 전류 ①를 가진 전압 Vy/2로 플라잉 커패시터(352,353) 각각을 충전하기 위해 종속 전압원(351)을 사용한다. 전하 전송 단계(355) 동안, 도 9b의 균등 회로(355)에 도시된 바와 같이, 충전된 플라잉 커패시터(352,353)는 병렬로 연결되고 이 병렬 결합은 입력 전압원(356)의 전압 Vbatt 위에 전기적으로 적층된다. 결과적으로, 전류②는 그 최종 값 Vout으로 출력 커패시터(357)를 충전하기 위해 흐른다. 전압원(356) 및 플라잉 커패시터(352,353)의 병렬 결합이 직렬로 연결되어, 전압 Vout은 Vbatt와 Vy/2의 합이다.
Figure 112011013866369-pct00013
본 명세서에서 개시되는 분수 LCDU 컨버터의 실시예의 균등 출력-입력 전압 전송 비는 그러면 다음과 같이 주어진다.
Figure 112011013866369-pct00014
이전에 개시된 1.5배-타입 LCDU 컨버터(80)는 전압 전송비=1.5D의 전압 전송비를 가지고, 이것은 컨버터(80)가 1의 전송비 이상 또는 이하로 동작할 수 있다는 것을 의미한다. 반대로, 컨버터(300)의 LCDU 버전은 언제나 1의 전송비 이상으로 작동한다. 특히, D가 0 에서 100%로 변화하듯이, 컨버터(300)의 LCDU 버전의 전송비는 1배에서 1.5배로 변화한다. 그래서 컨버터가 스텝 다운 및 스텝 업 단계를 모두 포함 하더라도, 1.5배기 타입의 포스트-컨버터의 크기가 프리-레귤레이터의 스텝 다운 범위보다 크고 순수 결과는 스텝 업 동작만이다.
가변 주파수 제어가 사용되면, 듀티 팩터 D가 ton/(ton + W)를 대신하여, 인덕터(303)의 자화 시간 및 전류 재순환에 대하여 허용된 구간, 즉 전류 인덕터 전류가 하강하는 경우 사이클 대 사이클을 기본으로 동적으로 조절되는 것을 중 하나를 허용한다
높은 과도 전류 가능 LCDU 컨버터(370)의 실시예가 도 9c에 도시된다. 컨버터(370)는 낮은 측 N-채널 MOSFET(372), 높은 측 MOSFET(371), 인덕터(374), 옵션 커패시터를 포함하는 프리-레귤레이터(370A)를 포함한다. 포스트-컨버터(370b)는 플라잉 커패시터(376,377), MOSFET(378,379,380,381,382,383,384), 및 출력 커패시터(385)를 포함한다. 높은 측 MOSFET(371)는 게이트 구동 회로와 게이트 구동 신호 VQ2의 극성에 적절한 변화를 가지는 P-채널 또는 N-채널이 되어도 좋다.
MOSFET 게이트 구동과 타이밍은 클럭 또는 램프 발생기기(389) 및 BBM(break-before-make) 회로(387,388)를 구비한 펄스폭 변조 제어기(386)를 사용하여 달성된다. 펄스폭 변조는 컨버터(370)의 출력 전압Vout으로부터의 음의 피드백을 사용한 제어 전압VFB에 응답하여 달성된다. 레벨 시프터(390)는 Vout이 타깃 값이 되도록 적절한 전압으로 VFB의 크기를 조절한다. PWM 제어기(386)는 가변 주파수 제어를 사용하여 대체적으로 작동해도 좋다.
BBM 회로(387)의 동작은 MOSFET(371,372)가 슛-스루(shoot-through) 전도를 회피하는 위상 밖으로 구동되는 것을 보장한다. 특히, MOSFET(371)는 인덕터(374)를 자화하도록, 즉, 그 전류를 증가시키도록 하는 반면에, 다른 방법으로 다이오드(373)와 동기화 정류기 MOSFET(372)는 MOSFET(371)가 오프가 될 때마다 전류 재순환 경로를 제공한다.
유사하게, BBM 회로(388)는 MOSFET(378,379)가 MOSFET(381,382,383,384)와 다른 위상으로 구동되고 같은 위상에서 작동하는 것을 보장한다. 특히, MOSFET(378,379,380)는 플라잉 커패시터(376,377)를 충전하도록 동시에 작동하고, 다른 방법으로 MOSFET(381,382,383,384)는 플라잉 커패시터(376,377)에서 출력 커패시터(385)로 전하를 전송하도록 작동한다. 바람직한 실시예에서, BBM 회로(387,388)는 일반 클럭 발생기(389)로부터의 신호에 의해 같은 위상에서 구동된다.
일 실시예에서, 인덕터(374)는 플라잉 커패시터(376,377)가 충전되는 동안 자화되어, MOSFET(371,378,379,380)가 동시에 작동하여 같은 위상으로 구동될 필요가 있다. 다른 실시예에서, 인덕터(374)는 플라잉 커패시터(376,377) 상의 전하가 출력 커패시터(385)로 전송되는 동안 자화 되어, MOSFET(371)는 같은 위상으로 구동되는, 즉 MOSFET(381 내지 384)과 동시에 작동하고 MOSFET(378 내지 380)과 다른 위상으로 구동될 필요가 있다. 옵션 커패시터(375)의 크기는 게이트 타이밍 및 컨버터(370)의 동작 전류 범위와 같은 정도로 조절되어야 한다.
모놀리식 실행에서, 커패시턴스(375)는 MOSFET(378 내지 384)를 형성 및 집적하는 데 사용되는 웰, 즉 P-N 접합의 형성과 자연히 연관되는 커패시턴스의 일부를 나타낸다.
높은 과도 전류 가능 분수 LCUU 컨버터의 실시예
개시된 LCXU 컨버터가 고정 주파수 스텝-업(또는 정확하게 업-업 동작)에 적용되면, 프리-레귤레이터 단계는 전송 특성 Vy=Vbatt/(1-D)를 나타낸다. 따라서, 도 10a의 균등 회로(400)에 도시된 바와 같이, 충전 단계 동안, LCUU 컨버터는 과도 전류 ①를 가진 전압 Vy/2 또는 Vbatt/2(1-D)로 플라잉 커패시터(402,403) 각각을 충전하기 위해 종속 전압원(401)을 사용한다. 전하 전송 단계 동안, 도 10b의 균등 회로(405)에 도시된 바와 같이, 충전된 플라잉 커패시터(402,403)는 입력 전압원(406)의 전압 Vbatt 위에 전기적으로 적층되어, 전류 ②가 출력 커패시터(407)를 최종 값 Vout으로 충전하도록 흐른다. 전압원(406) 및 플라잉 커패시터(402,403)의 병렬 결합이 직렬로 연결되어, 전압 Vout은 Vbatt와 Vy의 합이다.
Figure 112011013866369-pct00015
본 명세서에서 개시되는 LCUU 컨버터의 실시예의 균등 출력-입력 전압 전송 비는 그러면 다음과 같이 주어진다.
Figure 112011013866369-pct00016
이전에 개시된 1.5배-타입 LCUU 컨버터(80)는 Vout/Vbatt=1.5/(1-D)의 전압 전송비를 가진다. 반대로, 컨버터(300)의 LCUU 버전은 항상 유니티의 변환비 이상이지만 Vy 값의 1.5배 이하의 전압에서 동작한다. 특히, D가 0 에서 75%로 변화하듯이, 컨버터(300)의 LCUU 버전의 전송비는 1.5배에서 4배로 변화한다. 같은 범위에 대해, 이전에 개시된 1.5배-타입 LCUU 컨버터(80)는 1.5배 내지 6배의 범위를 보여준다.
그래서, 컨버터가 스텝업 단계만 포함하더라도, 도 4a에 도시된 분수 타입 포스트-컨버터(80)의 전송비 범위는 도 8a에 도시된 높은 과도 전류 가능 컨버터(300)의 LCUU 버전의 스텝업 범위보다 크다. 그럼에도 불구하고, 컨버터(300)의 LCUU 버전은 전송비의 매우 큰 범위도 제공한다. 75% 이상의 듀티 팩터 또한 가능하지만 상응하는 전송 비를 달성하기 위해 필요한 전류는 상당히 높게 될 수 있다.
가변 주파수 제어가 사용되면, 듀티 팩터 D가 ton/(ton + toff) 크기를 대신하여, 인덕터(303)의 자화 시간 및 전류 재순환에 대하여 허용된 구간, 즉 전류 인덕터 전류가 감소할 때 사이클 대 사이클을 기본으로 동적으로 조절되는 것을 중 하나를 허용한다
높은 과도 전류 가능 LCUU 컨버터(420)의 실시예가 도 10c에 도시된다. 컨버터(420)는 낮은-측 N-채널 MOSFET(421), 상응하는 내장 P-N 다이오드(423), 인덕터(422), 및 옵션 커패시터(445)를 구비한 플로팅 동기화 정류 MOSFET(423), 및 플라잉 커패시터(425,426), MOSFET(425 내지 432), 및 출력 커패시터(433)를 포함하는 프리-레귤레이터(420A)를 포함한다. 동기화 정류기 MOSFET(423)는 게이트 구동 회로와 게이트 구동 신호 VG2의 극성에 적절한 변화를 가지는 P-채널 또는 N-채널이 되어도 좋다. MOSFET(423)는 컨버터(420)에서 두가지 목적, 프리-레귤레이터(420A)로의 동기화 정류기로, 및 플라잉 커패시터(425,426)가 충전되는 경우 시간 제어에 사용되는 MOSFET 중 하나로 작용한다.
MOSFET 게이트 구동과 타이밍은 클럭 또는 램프 발생기기(437) 및 BBM(break-before-make) 회로(435,436)를 구비한 펄스폭 변조 제어기(434)를 사용하여 달성된다. 펄스폭 변조는 컨버터(420)의 출력 전압Vout으로부터의 음의 피드백을 사용한 제어 전압VFB에 응답하여 달성된다. 레벨 시프터(438)는 Vout이 타깃 값이 되도록 적절한 전압으로 VFB의 크기를 조절한다. PWM 제어기(434)는 가변 주파수 제어를 사용하여 대체적으로 작동해도 좋다.
BBM 회로(435)의 동작은 MOSFET(421,423)가 슛-스루(shoot-through) 전도, 및 커패시터(425,426)의 슛팅 아웃을 회피하는 위상 밖으로 구동되는 것을 보장한다. 특히, MOSFET(421)는 인덕터(422)를 자화하도록, 즉, 그 전류를 증가시키도록 하는 반면에, 다른 방법으로 다이오드(424)와 동기화 정류기 MOSFET(423)는 MOSFET(421)가 오프가 될 때마다 커패시터(425,426)를 충전하는 전류 경로를 제공한다.
유사하게, BBM 회로(436)는 MOSFET(423)가 MOSFET(427,428)와 같은 위상으로 작동하고 MOSFET(429,430,431,432)와 다른 위상으로 구동되는 것을 보장한다. 특히, MOSFET(423,427,428)는 플라잉 커패시터(425,426)를 충전하도록 동시에 작동한다. 다른 방법으로, MOSFET(429 내지 432)는 플라잉 커패시터(425,426)에서 출력 커패시터(453)로 전하를 동시에 전송하도록 바이어스된다.
바람직한 실시예에서, BBM 회로(435,436)는 일반 클럭 발생기(437)로부터의 신호에 의해 같은 위상에서 구동된다. 바람직한 실시예에서, 인덕터(422)는 플라잉 커패시터(425,426)가 출력 커패시터(453)로 전하를 전송하는 동안 자화되어, MOSFET(429,430,431,432)가 동시에 작동하여 같은 위상으로 구동될 필요가 있다. 반대 위상에서, MOSFET(423,427,428)는 동시에 작동하도록 바이어스되어, 플라잉 커패시터(425,426) 각각을 전압 V'y/2로 충전한다.
MOSFET(423)가 동기화 정류기와 충전을 위한 플라잉 커패시터(425,426)로 사용되므로, 안정적인 중간 전압 Vy가 회로(300)에 나타난 바와 같이 컨버터(420)에 존재하지 않는다. 대신 전압 V'y는 MOSFET(421)가 오프되고 MOSFET(423,427,428)가 온 되는 시간 동안에만 Vy 와 같이 작용한다. 옵션 커패시터(445)의 크기는 게이트 타이밍과 컨버터(420)의 작동 전류 범위와 같은 정도로 조절될 수 있지만, 커패시터(445)는 MOSFET(424 내지 433)를 형성 및 집적하는 데 사용되는 웰, 즉 P-N 접합의 형성과 연관되는 기생 커패시턴스만 나타내어도 좋다.
위에 설명된 실시예는 설명을 위한 것이고 제한하는 것이 아니다. 많은 추가 및 대안 실시예가 상기 설명으로부터 당업자에게 명백할 것이다.

Claims (26)

  1. DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 DC/DC 전압 컨버터에 있어서,
    유도성 스위칭 전압 컨버터를 포함하는 프리-레귤레이터; 및
    전하 펌프를 포함하는 포스트-컨버터를 포함하고,
    상기 프리-레귤레이터는 입력 단자와 출력 단자를 구비하고, 상기 프리-레귤레이터의 입력 단자는 상기 DC 입력 전압과 연결되고,
    상기 포스트-컨버터는 상기 프리-레귤레이터의 출력 단자에 커플링되는 제 1 입력 단자 및 상기 프리-레귤레이터의 상기 입력 단자에 커플링되는 제 2 입력 단자를 구비하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 전하 펌프는 커패시터를 포함하고,
    상기 포스트-컨버터의 상기 제 1 입력 단자는 제 1 스위치를 통해 상기 커패시터의 제 1 단자에 커플링되고, 상기 포스트-컨버터의 상기 제 2 입력 단자는 제 2 스위치를 통해 상기 커패시터의 제 2 단자에 커플링되는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 커패시터의 상기 제 1 단자는 제 3 스위치를 통해 상기 컨버터의 출력 단자에 커플링되고, 상기 커패시터의 상기 제 2 단자는 제 4 스위치를 통해 접지되는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 제 1, 제 2, 제 3, 및 제 4 스위치는 각각 MOSFET를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 전하 펌프는 2개 이상의 커패시터를 포함하고,
    상기 포스트-컨버터의 상기 제 1 입력 단자는 제 1 스위치를 통해 제 1 커패시터의 제 1 단자에 커플링되고,
    상기 포스트-컨버터의 상기 제 2 입력 단자는 제 2 스위치를 통해 상기 제 1 커패시터의 제 2 단자에 커플링되고,
    상기 제 1 커패시터의 상기 제 2 단자는 제 3 스위치를 통해 제 2 커패시터의 제 1 단자에 커플링되고,
    상기 포스트-컨버터의 상기 제 2 입력 단자는 제 4 스위치를 통해 상기 제 2 커패시터의 제 2 단자에 커플링되는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 제 1 커패시터의 상기 제 1 단자는 제 5 스위치를 통해 상기 컨버터의 출력 단자에 커플링되고, 상기 제 2 커패시터의 상기 제 2 단자는 제 6 스위치를 통해 접지되는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 제 2 커패시터의 상기 제 1 단자는 제 7 스위치를 통해 상기 컨버터의 상기 출력 단자에 커플링되는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 제 1, 제 2, 제 3, 제 4, 제 5, 제 6, 및 제 7 스위치는 각각 MOSFET를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 프리-레귤레이터는 상기 프리-레귤레이터의 상기 입력 단자에서 전압을 스텝-업하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 포스트-컨버터는 상기 포스트-컨버터의 입력 단자에서 전압을 두 배로 하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터.
  11. 제 9 항에 있어서,
    상기 포스트-컨버터는 상기 포스트-컨버터의 입력 단자에서 전압을 1.5배 하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 프리-레귤레이터는 상기 프리-레귤레이터의 상기 입력 단자에서 전압을 스텝-다운하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 포스트-컨버터는 상기 포스트-컨버터의 입력 단자에서 전압을 두 배로 하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터.
  14. 제 12 항에 있어서,
    상기 포스트-컨버터는 상기 포스트-컨버터의 입력 단자에서 전압을 1.5배 하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터.
  15. DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 방법에 있어서,
    중간 전압을 생성하도록 인덕터의 제 1 단자를 상기 DC 입력 전압과 접지 사이에서 반복적으로 스위칭하는 단계;
    하나 이상의 커패시터를 충전하기 위해 상기 중간 전압을 이용하는 단계; 및
    반복적으로 상기 하나 이상의 커패시터의 제 1 단자를 상기 DC 입력 전압에 연결하고 상기 하나 이상의 커패시터의 상기 제 1 단자를 상기 DC 입력 전압으로부터 분리하여 상기 커패시터의 제 2 단자에 상기 DC 출력 전압을 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    출력 커패시터를 제공하는 단계;
    상기 하나 이상의 커패시터의 상기 제 1 단자가 상기 DC 입력 전압에 연결될 때 상기 하나 이상의 커패시터의 상기 제 2 단자를 상기 출력 커패시터에 연결하는 단계; 및
    상기 하나 이상의 커패시터의 상기 제 1 단자가 상기 DC 입력 전압에서 분리될 때 상기 하나 이상의 커패시터의 상기 제 2 단자를 상기 출력 커패시터에서 분리하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 방법.
  17. 제 15 항에 있어서,
    상기 중간 전압이 상기 하나 이상의 커패시터를 충전하는 데 사용되는 동안 상기 인덕터의 상기 제 1 단자는 상기 DC 입력 전압에 연결되는 것을 특징으로 하는 DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 방법.
  18. 제 15 항에 있어서,
    상기 중간 전압이 상기 하나 이상의 커패시터를 충전하는 데 사용되는 동안 상기 인덕터를 자화시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 방법.
  19. 제 16 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 커패시터의 상기 제 2 단자가 상기 출력 커패시터에 연결되고, 상기 하나 이상의 커패시터의 상기 제 1 단자가 상기 DC 입력 전압에 연결되는 동안, 상기 인덕터의 상기 제 1 단자는 상기 DC 입력 전압에 연결되는 것을 특징으로 하는 DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 방법.
  20. 제 16 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 커패시터의 상기 제 2 단자가 상기 출력 커패시터에 연결되고 상기 하나 이상의 커패시터의 상기 제 1 단자가 상기 DC 입력 전압에 연결되는 동안 상기 인덕터를 자화하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 방법.
  21. DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 방법에 있어서,
    인덕터의 제 1 단자를 상기 DC 입력 전압에 연결하는 단계;
    중간 전압을 생성하도록 반복적으로 인덕터의 제 2 단자를 접지에 연결하고 인덕터의 상기 제 2 단자를 접지에서 분리하는 단계;
    하나 이상의 커패시터를 충전하기 위해 상기 중간 전압을 이용하는 단계; 및
    반복적으로 상기 하나 이상의 커패시터의 제 1 단자를 상기 DC 입력 전압에 연결하고 상기 하나 이상의 커패시터의 상기 제 1 단자를 상기 DC 입력 전압으로부터 분리하여 상기 커패시터의 제 2 단자에 상기 DC 출력 전압을 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 방법.
  22. 제 21 항에 있어서,
    출력 커패시터를 제공하는 단계;
    상기 하나 이상의 커패시터의 상기 제 1 단자가 상기 DC 입력 전압에 연결될 때 상기 하나 이상의 커패시터의 상기 제 2 단자를 상기 출력 커패시터에 연결하는 단계; 및
    상기 하나 이상의 커패시터의 상기 제 1 단자가 상기 DC 입력 전압에서 분리될 때 상기 하나 이상의 커패시터의 상기 제 2 단자를 상기 출력 커패시터에서 분리하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 방법.
  23. 제 21 항에 있어서,
    상기 중간 전압이 상기 하나 이상의 커패시터를 충전하는 데 사용되는 동안 상기 인덕터의 상기 제 2 단자는 접지에 연결되는 것을 특징으로 하는 DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 방법.
  24. 제 21 항에 있어서,
    상기 중간 전압이 상기 하나 이상의 커패시터를 충전하는 데 사용되는 동안 상기 인덕터를 자화시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 방법.
  25. 제 22 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 커패시터의 상기 제 2 단자가 상기 출력 커패시터에 연결되고 상기 하나 이상의 커패시터의 상기 제 1 단자는 상기 DC 입력 전압에 연결되는 동안 상기 인덕터의 상기 제 2 단자는 접지에 연결되는 것을 특징으로 하는 DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 방법.
  26. 제 22 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 커패시터의 상기 제 2 단자가 상기 출력 커패시터에 연결되고 상기 하나 이상의 커패시터의 상기 제 1 단자가 상기 DC 입력 전압에 연결되는 동안 상기 인덕터를 자화하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 방법.
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