JP4825584B2

JP4825584B2 - チャージポンプ回路

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Publication number: JP4825584B2
Application number: JP2006147685A
Authority: JP
Inventors: 裕樹明石; 卓也石井; 祥之小西; 誠石丸
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2006-05-29
Filing date: 2006-05-29
Publication date: 2011-11-30
Anticipated expiration: 2026-05-29
Also published as: US7541859B2; CN101083431A; US20070273430A1; JP2007318953A

Description

本発明は各種電子機器に直流電圧を供給する電源回路に関し、特に、入力電圧の昇圧を行うチャージポンプ回路に関する。

近年、チャージポンプ回路は、インダクタを用いずに入力電圧より高い電圧を出力することができ、比較的消費電流の小さい負荷に電源電圧を供給する電源回路として多用されている。

このようなチャージポンプ回路としては、例えば特許文献１に記載された電源回路がある。図８は特許文献１に開示されているチャージポンプ回路の回路構成図であり、入力された電源電圧の低下に応じて１倍、１．５倍、２倍の昇圧比を選択し、入力電圧を昇圧して出力するチャージポンプ回路を開示している。図８において、バッテリーなどの直流入力電源（図示なし）が、チャージポンプ回路の入力端子１０に直流入力電圧Ｖｉを供給している。符号１０１〜１０７はＰ型ＭＯＳトランジスタであり、１０８と１０９はＮ型ＭＯＳトランジスタである。このチャージポンプ回路には第１のフライングコンデンサ１１０と第２のフライングコンデンサ１１１が設けられている。出力コンデンサ１１２は、チャージポンプ回路の出力端子２０から出力電圧Ｖｏを出力する。

入力端子１０には、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ１０１のドレインとＰ型ＭＯＳトランジスタ１０２のソースとＰ型ＭＯＳトランジスタ１０３の一端とＰ型ＭＯＳトランジスタ１０４のソースが接続される。Ｐ型ＭＯＳトランジスタ１０１のソースは、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ１０５のドレインと第１のフライングコンデンサ１１０の一端に接続される。この接続点を端子Ｐ１とする。Ｐ型ＭＯＳトランジスタ１０２のドレインは、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ１０６のドレインと第１のフライングコンデンサ１１０の他端とＮ型ＭＯＳトランジスタ１０８のドレインに接続される。この接続点を端子Ｐ２とする。Ｐ型ＭＯＳトランジスタ１０３の他端は、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ１０６のソースと第２のフライングコンデンサ１１１の一端とＰ型ＭＯＳトランジスタ１０７のドレインに接続される。この接続点を端子Ｐ３とする。Ｐ型ＭＯＳトランジスタ１０４のドレインは、第２のフライングコンデンサ１１１の他端とＮ型ＭＯＳトランジスタ１０９のドレインに接続される。この接続点を端子Ｐ４とする。

Ｐ型ＭＯＳトランジスタ１０５のソースとＰ型ＭＯＳトランジスタ１０７のソースは出力端子２０に接続され、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０８のソースとＮ型ＭＯＳトランジスタ１０９のソースは接地されている。Ｐ型ＭＯＳトランジスタ１０１〜１０７の各ゲートには、それぞれ制御信号Ｓ０１〜Ｓ０７が印加され、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０８と１０９の各ゲートにはそれぞれ制御信号Ｓ０８とＳ０９が印加される。また、スイッチ１１３は、制御信号Ｓ１０によって、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ１０３のバックゲートを入力端子１０側若しくは端子Ｐ３側に切り替えられる構成である。

図９〜図１１に示す回路図は、図８に示した従来のチャージポンプ回路の各動作モードにおける各スイッチの状態を示した等価回路図である。図９は昇圧比１倍の動作モードであり、図１０の（ａ）と（ｂ）は昇圧比１．５倍の動作モードであり、図１１の（ａ）と（ｂ）は昇圧比２倍の動作モードである。

以下に、図８に示した従来のチャージポンプ回路の動作を図９〜図１１を用いて説明する。
図９に示す昇圧比１倍の動作モードにおいて、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ１０１〜１０３，１０５〜１０７はオン状態であり、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ１０４とＮ型ＭＯＳトランジスタ１０８，１０９はオフ状態である。図示していないが、スイッチ１１３はＰ型ＭＯＳトランジスタ１０３のバックゲートを入力端子１０側に接続している。この動作モードにおいて、入力端子１０は、オン状態にあるＰ型ＭＯＳトランジスタ１０１，１０５を介して、出力端子２０に接続され、入力電圧Ｖｉの１倍の電圧が出力される。

図１０に示す昇圧比１．５倍の動作モードにおいて、（ａ）に示す状態では、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ１０１，１０６とＮ型ＭＯＳトランジスタ１０９はオン状態であり、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ１０２〜１０５とＰ型ＭＯＳトランジスタ１０７とＮ型ＭＯＳトランジスタ１０８はオフ状態である。図示していないが、スイッチ１１３はＰ型ＭＯＳトランジスタ１０３のバックゲートを入力端子１０側に接続している。この状態において、第１のフライングコンデンサ１１０と第２のフライングコンデンサ１１１は、直列に接続され、その両端には入力電圧Ｖｉが印加される。従って、第１のフライングコンデンサ１１０と第２のフライングコンデンサ１１１は、それぞれ入力電圧Ｖｉの約半分の電圧に充電される。

図１０の（ｂ）に示す状態では、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ１０２，１０４，１０５，１０７がオン状態であり、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ１０１，１０３，１０６とＮ型ＭＯＳトランジスタ１０８，１０９がオフ状態である。図示していないが、スイッチ１１３はＰ型ＭＯＳトランジスタ１０３のバックゲートを第２のフライングコンデンサ１１１側に接続している。この状態においては、第１のフライングコンデンサ１１０と第２のフライングコンデンサ１１１が並列接続され、低電位側が入力端子１０に接続され、高電位側が出力端子２０に接続されている。入力端子１０の入力電圧Ｖｉに入力電圧Ｖｉの約半分の両フライングコンデンサの電圧が加算される。従って、出力端子２０からは入力電圧Ｖｉの約１．５倍の電圧が出力される。
以上のように、図１０の（ａ）と（ｂ）の状態が交互に繰り返されることにより、出力端子２０から入力電圧Ｖｉの約１．５倍の電圧を得ることができる。

図１１に示す昇圧比２倍の動作モードにおいて、（ａ）に示す状態では、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ１０１，１０３とＮ型ＭＯＳトランジスタ１０８，１０９はオン状態、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ１０２，１０４〜１０７はオフ状態である。図示していないが、スイッチ１１３はＰ型ＭＯＳトランジスタ１０３のバックゲートを入力端子１０側に接続している。この状態において、第１のフライングコンデンサ１１０と第２のフライングコンデンサ１１１には、それぞれ入力電圧Ｖｉが印加される。

図１１の（ｂ）に示す状態では、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ１０２，１０４，１０５，１０７はオン状態であり、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ１０１，１０３，１０６とＮ型ＭＯＳトランジスタ１０８，１０９はオフ状態である。図示していないが、スイッチ１１３はＰ型ＭＯＳトランジスタ１０３のバックゲートを第２のフライングコンデンサ１１１側に接続している。この状態において、第１のフライングコンデンサ１１０と第２のフライングコンデンサ１１１は並列接続され、低電位側が入力端子１０に接続され、高電位側が出力端子２０に接続される。入力端子１０の入力電圧Ｖｉに両フライングコンデンサの電圧（Ｖｉ）が加算される。従って、出力端子２０からは入力電圧Ｖｉの約２倍の電圧が出力される。
以上のように、図１１の（ａ）と（ｂ）の状態が交互に繰り返されることにより、出力端子２０から入力電圧Ｖｉの約２倍の電圧を得ることができる。

尚、特許文献１では、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ１０６のバックゲートを第１のフライングコンデンサ１１０側もしくは第２のフライングコンデンサ１１１側に切り替えるスイッチが記載され、貫通電流を防ぐための各スイッチの切換えの順序が説明されている。
特開２００３−３４８８２１号公報

上記のように構成され動作する従来のチャージポンプ回路は、電池を電源とした小型で携帯可能な電子機器に多く用いられており、各構成要素は半導体集積回路内に集積化されている。従って、チャージポンプ回路における構成要素であるスイッチング素子の配設数の低減化は小型携帯化にとって達成すべき重要な課題であった。
本発明は、昇圧比を１倍、１．５倍、又は２倍に選択して入力電圧を変換して出力するチャージポンプ回路の小型化を目的として、チャージポンプ回路の構成要素であるスイッチング素子の低減化を図り、電子機器の小型携帯化に寄与することのできるチャージポンプ回路の提供を目的とする。

前記の目的を達成するため、本発明に係る第１の観点のチャージポンプ回路は、
入力電圧が入力される入力端子と、出力電圧を出力する出力端子と、接地端子と、少なくとも第１のコンデンサと第２のコンデンサを有するコンデンサと、複数のスイッチと、前記複数のスイッチのオンオフを制御する制御回路とを備えたチャージポンプ回路であって、
前記複数のスイッチは、
前記入力端子と前記第１のコンデンサの一端の間に接続される第１のスイッチと、前記入力端子と前記第１のコンデンサの他端の間に接続される第２のスイッチと、前記第１のコンデンサの他端と前記第２のコンデンサの一端の間に接続される第３のスイッチと、前記入力端子と前記第２のコンデンサの他端の間に接続される第４のスイッチと、前記第１のコンデンサの一端と前記出力端子の間に接続される第５のスイッチと、前記第１のコンデンサの他端と前記接地端子の間に接続される第６のスイッチと、前記第２のコンデンサの一端と前記出力端子の間に接続される第７のスイッチと、前記第２のコンデンサの他端と前記接地端子の間に接続される第８のスイッチを有し、
前記制御回路は、
前記第１のコンデンサを前記入力電圧で充電するとともに、前記第２のコンデンサを前記入出力端子間に接続して出力側に放電する第１の状態と、
前記第２のコンデンサを前記入力電圧で充電するとともに、前記第１のコンデンサを前記入出力端子間に接続して出力側に放電する第２の状態とを繰り返して昇圧比が２倍となる動作モード（２倍圧モード）、及び
前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサを直列接続して前記入力電圧で充電する第３の状態と、
前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサを並列接続し、前記入出力端子間に接続して出力側に放電する第４の状態とを繰り返して昇圧比が１．５倍となる動作モード（１．５倍圧モード）を有しており、
前記制御回路は、
前記第１の状態において、前記第１のスイッチと前記第４のスイッチと前記第６のスイッチと前記第７のスイッチがオン状態であり、他のスイッチがオフ状態となり、
前記第２の状態において、前記第２のスイッチと前記第３のスイッチと前記第５のスイッチと前記第８のスイッチがオン状態であり、他のスイッチがオフ状態となり、
前記第３の状態において、前記第１のスイッチと前記第３のスイッチと前記第８のスイッチがオン状態であり、他のスイッチがオフ状態となり、
前記第４の状態において、前記第２のスイッチと前記第４のスイッチと前記第５のスイッチと前記第７のスイッチがオン状態であり、他のスイッチがオフ状態となるよう制御しており、さらに
前記制御回路が、前記第１のスイッチと前記第３のスイッチと前記第５のスイッチと前記第８のスイッチがオン状態であり、他のスイッチがオフ状態となる１倍圧モードを有するよう構成されている。以上のように構成された本発明のチャージポンプ回路においては、構成要素であるスイッチング素子の配設数の低減化を図ることが可能となり、昇圧比を変更できるチャージポンプ回路を用いた装置の小型携帯化を達成することができる。また、このように構成された本発明においては、昇圧比を選択して入力電圧を変換し、出力するチャージポンプ回路の小型化を達成することができる。

また、本発明に係る第２の観点のチャージポンプ回路は、前記第１の観点において、前記制御回路が、前記入力電圧に基づいて、前記２倍圧モードまたは前記１．５倍圧モードまたは１倍圧モードを選択するよう構成しても良い。

本発明によれば、従来のチャージポンプ回路より少ないスイッチング素子数による簡単な構成で、１倍、１．５倍、２倍の昇圧比を選択して入力電圧を変換して出力する電源回路であるチャージポンプ回路を提供することができる。

以下、本発明のチャージポンプ回路に係る好適な実施形態について添付の図面を参照しつつ説明する。

《第１の実施形態》
まず、本発明に係る第１の実施形態のチャージポンプ回路について、添付の図１から図３を参照しつつ説明する。図１は本発明の第１の実施形態に係るチャージポンプ回路の回路構成図である。
図１に示す第１の実施形態のチャージポンプ回路において、入力端子１に直流の入力電圧Ｖｉが印加され、その入力電圧Ｖｉが検出されて昇圧率が選定され、出力端子２から所望の出力電圧Ｖｏが出力されるよう構成されている。第１の実施形態のチャージポンプ回路には、８個のスイッチング素子と、第１のコンデンサ３と、第２のコンデンサ４と、出力コンデンサ５が設けられている。出力コンデンサ５は、出力端子２に接続され、図示していないが負荷に直流の出力電圧Ｖｏを出力する。第１のコンデンサ３と第２のコンデンサ４の静電容量は等しく設定されている。

制御回路６は、駆動信号Ｖ１１，Ｖ１２，Ｖ１３，Ｖ１４，Ｖ１５，Ｖ１６，Ｖ１７，Ｖ１８を対応する各スイッチング素子に出力して制御する。第１のスイッチ１１は入力端子１と第１のコンデンサ３の一端の間に接続され、駆動信号Ｖ１１によってオンオフされる。第２のスイッチ１２は入力端子１と第１のコンデンサ３の他端の間に接続され、駆動信号Ｖ１２によってオンオフされる。第３のスイッチ１３は第１のコンデンサ３の他端と第２のコンデンサ４の一端の間に接続され、駆動信号Ｖ１３によってオンオフされる。第４のスイッチ１４は、入力端子１と第２のコンデンサ４の他端の間に接続され、駆動信号Ｖ１４によってオンオフされる。第５のスイッチ１５は第１のコンデンサ３の一端と出力端子２の間に接続され、駆動信号Ｖ１５によってオンオフされる。第６のスイッチ１６は第１のコンデンサ３の他端と接地間に接続され、駆動信号Ｖ１６によってオンオフされる。第７のスイッチ１７は第２のコンデンサ４の一端と出力端子２の間に接続され、駆動信号Ｖ１７によってオンオフされる。第８のスイッチ１８は第２のコンデンサ４の他端と接地間に接続され、駆動信号Ｖ１８によってオンオフされる。また、第６のスイッチ１６と第８のスイッチ１８はＮ型ＭＯＳトランジスタであり、その他のスイッチング素子はＰ型ＭＯＳトランジスタである。

制御回路６は、入力電圧Ｖｉを検出し、検出された入力電圧Ｖｉを第１の所定値（Ｘ）及び第２の所定値（Ｙ）とそれぞれ比較する。第１の所定値（Ｘ）は第２の所定値（Ｙ）より小さく（Ｘ＜Ｙ）設定されている。制御回路６は、入力電圧Ｖｉが第１の所定値（Ｘ）より低い場合（Ｖｉ＜Ｘ）には昇圧比２倍の動作モード（２倍圧モード）を選択し、入力電圧Ｖｉが第１の所定値（Ｘ）以上で第２の所定値（Ｙ）より低い場合（Ｘ≦Ｖｉ＜Ｙ）には昇圧比１．５倍の動作モード（１．５倍圧モード）を選択し、入力電圧Ｖｉが第２の所定値以上の場合（Ｙ≦Ｖｉ）には昇圧比１倍の動作モード（１倍圧モード）を選択して、各スイッチング素子をオンオフ制御する。このように入力電圧Ｖｉを昇圧することにより、電池などの直流電源における電圧低下を補うことができる構成となる。

図２の（ａ）は２倍圧モードにおける各駆動信号Ｖ１１〜Ｖ１８の動作波形を示す。図２における（ｂ）と（ｃ）は、２倍圧モードにおける第１の状態と第２の状態の各スイッチング素子のオンオフ状態を示す等価回路図である。
図２の（ｂ）に示すように、２倍圧モードにおける第１の状態では、第１のスイッチ１１と第４のスイッチ１４と第６のスイッチ１６と第７のスイッチ１７がオン状態で、他のスイッチはオフ状態である。尚、オフ状態のスイッチはボディダイオードを表示している。従って、第１の状態において、第１のコンデンサ３は入力電圧Ｖｉで充電されるとともに、第２のコンデンサ４は入力端子１と出力端子２の間に接続されて、その電荷を出力側に放電する。

次に、図２の（ｃ）に示すように、２倍圧モードにおける第２の状態では、第２のスイッチ１２と第３のスイッチ１３と第５のスイッチ１５と第８のスイッチ１８がオン状態であり、他のスイッチはオフ状態である。従って、第２のコンデンサ４は入力電圧Ｖｉで充電されるとともに、第１のコンデンサ３は入力端子１と出力端子２の間に接続されて、その電荷を出力側に放電する。

以上のように、２倍圧モードにおいて、第１の状態と第２の状態が繰り返されることにより、入力端子１の入力電圧Ｖｉに第１のコンデンサ３と第２のコンデンサ４に充電された電圧が交互に上乗せされるため、出力端子２には入力電圧Ｖｉの約２倍の電圧が生成される。

図３の（ａ）は１．５倍圧モードにおける各駆動信号Ｖ１１〜Ｖ１８の動作波形を示す。図３における（ｂ）と（ｃ）は、１．５倍圧モードにおける第３の状態と第４の状態の各スイッチング素子のオンオフ状態を示す等価回路図である。
図３の（ｂ）に示すように、１．５倍圧モードにおける第３の状態では、第１のスイッチ１１と第３のスイッチ１３と第８のスイッチ１８がオン状態で、他のスイッチはオフ状態である。尚、オフ状態のスイッチはボディダイオードを表示している。従って、第３の状態において、第１のコンデンサ３と第２のコンデンサ４は直列に接続され、入力電圧Ｖｉで充電される。即ち、第１のコンデンサ３と第２のコンデンサ４のそれぞれは、入力電圧Ｖｉの約半分の電圧Ｖｉ／２に充電される。

次に、図３の（ｃ）に示すように、１．５倍圧モードにおける第４の状態では、第２のスイッチ１２と第４のスイッチ１４と第５のスイッチ１５と第７のスイッチ１７がオン状態であり、他のスイッチはオフ状態である。従って、第１のコンデンサ３と第２のコンデンサ４は並列接続されるとともに、入力端子１と出力端子２の間に接続されて、その電荷を出力側に放電する。

以上のように、１．５倍圧モードにおいて、第３の状態と第４の状態が繰り返されることにより、第３の状態で入力電圧Ｖｉの約半分の電圧Ｖｉ／２に充電された各コンデンサの電圧が、第４の状態で入力端子１の入力電圧Ｖｉに上乗せされるので、出力端子２には入力電圧Ｖｉの約１．５倍の電圧が生成される。

尚、１倍圧モードに関しては、図示していないが、第１のスイッチ１１と第３のスイッチ１３と第５のスイッチ１５と第８のスイッチ１８がオン状態であり、他のスイッチはオフ状態である。従って、第１のコンデンサ３と第２のコンデンサ４は直列に入力電圧Ｖｉで充電されるとともに、オン状態である第１のスイッチ１１と第５のスイッチ１５によって、入力端子１と出力端子２は短絡されている。従って、出力端子２には入力電圧Ｖｉの約１倍の電圧が生成される。

以上のように、第１の実施形態のチャージポンプ回路は、図８に示した従来例より少ないスイッチング素子により構成された電源回路により、入力電圧に対して１倍、１．５倍、２倍の昇圧比を適切に選択して変換し、出力することができる。例えば、図８に示した従来のチャージポンプ回路の構成に比べると、第１の実施形態のチャージポンプ回路においては、バックゲートの電位を切り替えるスイッチング素子（１０３）を設ける必要が無く、その従来例より少ない８個のスイッチング素子により、１倍、１．５倍、２倍の昇圧比を選択して入力電圧を変換して出力することができる構成である。

《第２の実施形態》
図４は本発明に係る第２の実施形態のチャージポンプ回路の回路構成図である。図４に示す第２の実施形態のチャージポンプ回路において、入力端子１に直流の入力電圧Ｖｉが印加され、その入力電圧Ｖｉが検出されて昇圧率が選定され、出力端子２から所望の出力電圧Ｖｏが出力されるよう構成されている。第２の実施形態のチャージポンプ回路には、８個のスイッチング素子と、第１のコンデンサ３ａと、第２のコンデンサ４ａと、出力コンデンサ５が設けられている。出力コンデンサ５は、出力端子２に接続され、図示していないが負荷に直流の出力電圧Ｖｏを出力する。第１のコンデンサ３ａと第２のコンデンサ４ｂの静電容量は等しく設定されている。

制御回路６ａは、駆動信号Ｖ２１，Ｖ２２，Ｖ２３，Ｖ２４，Ｖ２５，Ｖ２６，Ｖ２７ａ，Ｖ２７ｂを対応する各スイッチング素子に出力する。第１のスイッチ２１は入力端子１と第１のコンデンサ３ａの一端の間に接続され、駆動信号Ｖ２１によってオンオフされる。第２のスイッチ２２は第１のコンデンサ３ａの他端と第２のコンデンサ４ａの一端の間に接続され、駆動信号Ｖ２２によってオンオフされる。第３のスイッチ２３は入力端子１と第２のコンデンサ４ａの他端の間に接続され、駆動信号Ｖ２３によってオンオフされる。第４のスイッチ２４は第１のコンデンサ３ａの一端と第２のコンデンサ４ａの一端の間に接続され、駆動信号Ｖ２４によってオンオフされる。第５のスイッチ２５は第１のコンデンサ３ａの一端と出力端子２の間に接続され、駆動信号Ｖ２５によってオンオフされる。上記の第１から第５のスイッチ２１から２５はＰ型ＭＯＳトランジスタで構成される。

第６のスイッチ２６は第２のコンデンサ４ａの他端と接地間に接続されるＮ型ＭＯＳトランジスタであり、駆動信号Ｖ２６によってオンオフされる。第７のスイッチ２７は、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ２７ａとＮ型ＭＯＳトランジスタ２７ｂの並列構成体からなり、第１のコンデンサ３ａの他端と第２のコンデンサ４ａの他端の間に接続されている。第７のスイッチ２７において、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ２７ａは駆動信号Ｖ２７ａによってオンオフされ、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ２７ｂは駆動信号Ｖ２７ｂによってオンオフされる。

制御回路６ａは、入力電圧Ｖｉを検出し、検出された入力電圧Ｖｉを第１の所定値（Ｘ）及び第２の所定値（Ｙ）とそれぞれ比較する。第１の所定値（Ｘ）は第２の所定値（Ｙ）より小さく（Ｘ＜Ｙ）設定されている。制御回路６ａは、入力電圧Ｖｉが第１の所定値（Ｘ）より低い場合（Ｖｉ＜Ｘ）には昇圧比２倍の動作モード（２倍圧モード）を選択し、入力電圧Ｖｉが第１の所定値（Ｘ）以上で第２の所定値（Ｙ）より低い場合（Ｘ≦Ｖｉ＜Ｙ）には昇圧比１．５倍の動作モード（１．５倍圧モード）を選択し、入力電圧Ｖｉが第２の所定値以上の場合（Ｙ≦Ｖｉ）には昇圧比１倍の動作モード（１倍圧モード）を選択して、各スイッチング素子をオンオフ制御する。このように入力電圧Ｖｉを昇圧することにより、電池などの直流電源における電圧低下を補うことができる構成となる。

図５の（ａ）は２倍圧モードにおける各駆動信号Ｖ２１〜Ｖ２６及びＶ２７ａとＶ２７ｂの動作波形を示す。図５における（ｂ）と（ｃ）は、２倍圧モードにおける第１の状態と第２の状態の各スイッチング素子のオンオフ状態を示す等価回路図である。
図５の（ｂ）に示すように、２倍圧モードにおける第１の状態では、第１のスイッチ２１と第４のスイッチ２４と第６のスイッチ２６と第７のスイッチ２７のＮ型ＭＯＳトランジスタ２７ｂがオン状態であり、他のスイッチはオフ状態である。尚、オフ状態のスイッチはボディダイオードを表示している。第７のスイッチ２７のＰ型ＭＯＳトランジスタ２７ａに関しては、駆動信号Ｖ２７ａのゲート電位はＬレベルとなっているが、ソース電位もＬレベルであるためオンできない。この第１の状態において、第１のコンデンサ３ａと第２のコンデンサ４ａはともに入力電圧Ｖｉで充電される。

次に、図５の（ｃ）に示すように、２倍圧モードにおける第２の状態では、第３のスイッチ２３と第４のスイッチ２４と第５のスイッチ２５と第７のスイッチ２７のＰ型ＭＯＳトランジスタ２７ａがオン状態であり、他のスイッチはオフ状態である。第７のスイッチ２７のＮ型ＭＯＳトランジスタ２７ｂは、駆動信号Ｖ２７ｂのゲート電位がＨレベルとなっているが、ソース電位もＨレベル（入力電圧Ｖｉ）であるためオンできない。この第２の状態において、第１のコンデンサ３ａと第２のコンデンサ４ａは並列に接続されるとともに、入力端子１と出力端子２の間に接続されて、その電荷を出力側に放電する。

以上のように、２倍圧モードにおいて、第１の状態と第２の状態が繰り返されることにより、第１の状態で入力電圧Ｖｉに充電された第１のコンデンサ３ａと第２のコンデンサ４ａの並列構成における電圧が、第２の状態で入力電圧Ｖｉに上乗せされるので、出力端子２には入力電圧Ｖｉの約２倍の電圧が生成される。

図６の（ａ）は１．５倍圧モードにおける各駆動信号Ｖ２１〜Ｖ２６，Ｖ２７ａ，Ｖ２７ｂの動作波形を示す。図６における（ｂ）と（ｃ）は、１．５倍圧モードにおける第３の状態と第４の状態の各スイッチング素子のオンオフ状態を示す等価回路図である。

図６の（ｂ）に示すように、１．５倍圧モードにおける第３の状態では、第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２と第６のスイッチ２６がオン状態であり、他のスイッチはオフ状態である。尚、オフ状態のスイッチはボディダイオードを表示している。従って、第１のコンデンサ３ａと第２のコンデンサ４ａは直列に接続され、入力電圧Ｖｉで充電される。即ち、第１のコンデンサ３ａと第２のコンデンサ４ａのそれぞれは入力電圧Ｖｉの約半分の電圧Ｖｉ／２に充電される。

次に、図６の（ｃ）に示すように、１．５倍圧モードにおける第４の状態では、第３のスイッチ２３と第４のスイッチ２４と第５のスイッチ２５と第７のスイッチ２７のＰ型ＭＯＳトランジスタ２７ａがオン状態であり、他のスイッチはオフ状態である。第７のスイッチ２７のＮ型ＭＯＳトランジスタ２７ｂは、駆動信号Ｖ２７ｂのゲート電位がＨレベルとなっているが、ソース電位もＨレベル（入力電圧Ｖｉ）なのでオンできない。この第４の状態において、第１のコンデンサ３ａと第２のコンデンサ４ａは並列接続されるとともに、入力端子１と出力端子２の間に接続されて、その電荷を出力側に放電する。

尚、１倍圧モードに関しては、図示していないが、第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２と第５のスイッチ２５と第６のスイッチ２６がオン状態であり、他のスイッチはオフ状態である。従って、第１のコンデンサ３ａと第２のコンデンサ４ａは直列に入力電圧Ｖｉで充電されるとともに、オン状態である第１のスイッチ２１と第５のスイッチ２５によって、入力端子１と出力端子２は短絡される。従って、出力端子２には入力電圧Ｖｉの約１倍の電圧が生成される。

以上のように、第２の実施形態のチャージポンプ回路は、少ないスイッチング素子により構成された電源回路により、入力電圧に対して１倍、１．５倍、２倍の昇圧比を選択して変換し、出力することができる。例えば、図８に示した従来のチャージポンプ回路の構成に比べると、第２の実施形態のチャージポンプ回路においては、バックゲートの電位を切り替えるスイッチング素子（１０３）を設ける必要が無く、その従来例より少ない８個のスイッチング素子により、１倍、１．５倍、２倍の昇圧比を選択して入力電圧を変換して出力することができる。
尚、第１の実施形態及び第２の実施形態のチャージポンプ回路の１倍圧モードでは、第１のコンデンサと第２のコンデンサが直列に入力電圧Ｖｉで充電したが、これは入力電圧Ｖｉが低下して１．５倍圧モードに切り替わる際に各コンデンサ電圧の変動を抑え、スムーズな動作モードの切換を行うためである。

《第３の実施形態》
前述の第２の実施形態において、第７のスイッチ２７は双方向に電流が流れる上、接地電位や入力電圧Ｖｉとなるため、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ２７ａとＮ型ＭＯＳトランジスタ２７ｂを並列接続した構成となっている。このため、第２の実施形態のチャージポンプ回路においては、１．５倍圧モードの第３の状態や１倍圧モードにおいては、第７のスイッチ２７のＰ型ＭＯＳトランジスタ２７ａとＮ型ＭＯＳトランジスタ２７ｂはオフ状態であるが、これらのボディダイオードは並列且つ双方向に接続されている。このため、第２の実施形態における第２のコンデンサ４ａの電圧は、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ２７ａとＮ型ＭＯＳトランジスタ２７ｂのボディダイオードの順方向電圧以下という制約がある。

上記のように第２の実施形態のチャージポンプ回路は、第１の実施形態に比べて第２のコンデンサ４ａの電圧に制約があるが、第１のコンデンサ３ａ及び第２のコンデンサ４ａが動作モードによらず同じタイミングで充電され、その充電電流が第６のスイッチ２６（図４参照）を流れる構成である。従って、第６のスイッチ２６のオン状態のオン抵抗を制御することによって、第１のコンデンサ及び第２のコンデンサの充電量を調整することが可能となる。このように各コンデンサの充電量を調整することにより出力電圧Ｖｏを所定の電圧値に調整することができる。

以下、出力電圧Ｖｏを所定の電圧値に調整するための帰還回路を設けたチャージポンプ回路を本発明に係る第３の実施形態として説明する。図７は、本発明に係る第３の実施形態のチャージポンプ回路の構成を示す回路図である。尚、第３の実施形態において、図４に示した第２の実施形態のチャージポンプ回路と実質的に同じ構成を有し、同じ動作を行うものには同じ符号を付与し、その説明は第２の実施形態における説明を援用し、ここでは省略する。

図７において、図４に示した第２の実施形態のチャージポンプ回路と異なるのは、駆動信号Ｖ２６が帰還回路３０を介して第６のスイッチ２６に入力されるよう構成されている点である。帰還回路３０は、基準電圧源６０と、出力電圧Ｖｏと基準電圧源６０の電圧が入力される誤差増幅器６１と、誤差増幅器６１の出力にドレインが接続されてソースが接地されたＮ型ＭＯＳトランジスタ６２と、制御回路６ａの出力する駆動信号Ｖ２６を反転してＮ型ＭＯＳトランジスタ６２のゲートへ印加するインバータ６３とを有して構成されている。この帰還回路３０の誤差増幅器６１の出力は、第６のスイッチ２６であるＮ型ＭＯＳトランジスタに印加される。

以上のように構成された第３の実施形態のチャージポンプ回路における出力電圧Ｖｏの調整動作について説明する。第３の実施形態のチャージポンプ回路は、第６のスイッチ２６のオン状態におけるオン抵抗を制御することにより、出力電圧Ｖｏが調整される。
まず、駆動信号Ｖ２６がＬレベルである時、第２の実施形態であれば第６のスイッチ２６はオフ状態となるが、第３の実施形態においても同様にオフ状態となる。即ち、Ｌレベルの駆動信号Ｖ２６はインバータ６３によってＨレベルとなり、これによってＮ型ＭＯＳトランジスタ６２がオン状態となって、第６のスイッチ２６のゲート電位を接地して第６のスイッチ２６をオフ状態とする。

次に、駆動信号Ｖ２６がＨレベルである時、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ６２がオフ状態となって、第６のスイッチ２６のゲート電位は誤差増幅器６１の出力となる。誤差増幅器６１の出力は、出力電圧Ｖｏと基準電圧源６０の電圧との誤差を増幅している。出力電圧Ｖｏが基準電圧源６０の電圧より高くなろうとすると、誤差増幅器６１の出力は低下し、第６のスイッチ２６のオン抵抗を高くする。このため、第６のスイッチ２６を介して流れる第１のコンデンサ３ａ及び第２のコンデンサ４ａの充電電流は制限され、それらの充電電圧は低くなる。この充電電圧が入力電圧Ｖｉに加算されて出力されるため、第１のコンデンサ３ａ及び第２のコンデンサ４ａの充電電圧が低くなると出力電圧Ｖｏも低下する。
逆に、出力電圧Ｖｏが基準電圧源６０の電圧より低くなろうとすると、誤差増幅器６１の出力は上昇し、第６のスイッチ２６のオン抵抗を低くする。このため、第１のコンデンサ３ａ及び第２のコンデンサ４ａの充電電流は増え、充電電圧が高くなるので、出力電圧Ｖｏも高くなる。
以上の動作によって、第３の実施形態のチャージポンプ回路の出力電圧Ｖｏは、基準電圧源６０の電圧と等しくなるように制御される。

本発明は、各種電子機器に直流電圧を供給する電源回路等において有用であり汎用性の高いチャージポンプ回路である。

本発明に係る第１の実施形態のチャージポンプ回路の回路構成図。（ａ）は第１の実施形態のチャージポンプ回路の２倍圧モードにおける各駆動信号のタイミングチャート、（ｂ）は第１の実施形態のチャージポンプ回路の２倍圧モードにおける第１の状態を示す等価回路図、（ｃ）は第１の実施形態のチャージポンプ回路の２倍圧モードにおける第２の状態を示す等価回路図。（ａ）は第１の実施形態のチャージポンプ回路の１．５倍圧モードにおける各駆動信号のタイミングチャート、（ｂ）は第１の実施形態のチャージポンプ回路の１．５倍圧モードにおける第３の状態を示す回路図、（ｃ）は第１の実施形態のチャージポンプ回路の１．５倍圧モードにおける第４の状態を示す回路図。本発明に係る第２の実施形態のチャージポンプ回路の回路構成図。（ａ）は第２の実施形態のチャージポンプ回路の２倍圧モードにおける各駆動信号のタイミングチャート、（ｂ）は第２の実施形態のチャージポンプ回路の２倍圧モードにおける第１の状態を示す回路図、（ｃ）は第２の実施形態のチャージポンプ回路の２倍圧モードにおける第２の状態を示す回路図。（ａ）は第２の実施形態のチャージポンプ回路の１．５倍圧モードにおける各駆動信号のタイミングチャート、（ｂ）は第２の実施形態のチャージポンプ回路の１．５倍圧モードにおける第３の状態を示す回路図、（ｃ）は第２の実施形態のチャージポンプ回路の１．５倍圧モードにおける第４の状態を示す回路図。本発明に係る第３の実施形態に係るチャージポンプ回路の回路構成図。従来のチャージポンプ回路の回路構成図。従来のチャージポンプ回路の１倍昇圧時における等価回路図。従来のチャージポンプ回路の１．５倍昇圧時における等価回路図。従来のチャージポンプ回路の２倍昇圧時における等価回路図。

符号の説明

１入力端子
２出力端子
３第１のコンデンサ
４第２のコンデンサ
５出力コンデンサ
６制御回路
１１第１のスイッチ素子
１２第２のスイッチ素子
１３第３のスイッチ素子
１４第４のスイッチ素子
１５第５のスイッチ素子
１６第６のスイッチ素子
１７第７のスイッチ素子
１８第８のスイッチ素子

Claims

入力電圧が入力される入力端子と、出力電圧を出力する出力端子と、接地端子と、少なくとも第１のコンデンサと第２のコンデンサを有するコンデンサと、複数のスイッチと、前記複数のスイッチのオンオフを制御する制御回路とを備えたチャージポンプ回路であって、
前記複数のスイッチは、
前記入力端子と前記第１のコンデンサの一端の間に接続される第１のスイッチと、前記入力端子と前記第１のコンデンサの他端の間に接続される第２のスイッチと、前記第１のコンデンサの他端と前記第２のコンデンサの一端の間に接続される第３のスイッチと、前記入力端子と前記第２のコンデンサの他端の間に接続される第４のスイッチと、前記第１のコンデンサの一端と前記出力端子の間に接続される第５のスイッチと、前記第１のコンデンサの他端と前記接地端子の間に接続される第６のスイッチと、前記第２のコンデンサの一端と前記出力端子の間に接続される第７のスイッチと、前記第２のコンデンサの他端と前記接地端子の間に接続される第８のスイッチを有し、
前記制御回路は、
前記第１のコンデンサを前記入力電圧で充電するとともに、前記第２のコンデンサを前記入出力端子間に接続して出力側に放電する第１の状態と、
前記第２のコンデンサを前記入力電圧で充電するとともに、前記第１のコンデンサを前記入出力端子間に接続して出力側に放電する第２の状態と、を繰り返す２倍圧モード、及び
前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサを直列接続して前記入力電圧で充電する第３の状態と、
前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサを並列接続し、前記入出力端子間に接続して出力側に放電する第４の状態と、を繰り返す１．５倍圧モードを有しており、
前記制御回路は、
前記第１の状態において、前記第１のスイッチと前記第４のスイッチと前記第６のスイッチと前記第７のスイッチがオン状態であり、他のスイッチがオフ状態となり、
前記第２の状態において、前記第２のスイッチと前記第３のスイッチと前記第５のスイッチと前記第８のスイッチがオン状態であり、他のスイッチがオフ状態となり、
前記第３の状態において、前記第１のスイッチと前記第３のスイッチと前記第８のスイッチがオン状態であり、他のスイッチがオフ状態となり、
前記第４の状態において、前記第２のスイッチと前記第４のスイッチと前記第５のスイッチと前記第７のスイッチがオン状態であり、他のスイッチがオフ状態となるよう制御しており、さらに
前記制御回路は、
前記第１のスイッチと前記第３のスイッチと前記第５のスイッチと前記第８のスイッチがオン状態であり、他のスイッチがオフ状態となる１倍圧モードを有するチャージポンプ回路。
前記制御回路は、前記入力電圧に基づいて、前記２倍圧モードまたは前記１．５倍圧モードまたは１倍圧モードを選択するよう構成された請求項１記載のチャージポンプ回路。