CN101083431A - 电荷泵电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及减小电荷泵电路的尺寸，所述电荷泵电路选择电压倍增比，转换其输入电压并输出转换的电压，减少电荷泵电路的开关器件的数量。电荷泵电路的控制电路被配置成执行对多个开关器件的开关控制，对指示第一电容器和第二电容器充电、放电，以便指示具有交替地重复第一状态和第二状态的2Vi模式，交替地重复第三状态和第四状态的1.5Vi模式，从而根据检测的输入电压进行升压。

Description

电荷泵电路

技术领域

本发明涉及一种向各种电子设备提供直流电压的电源电路，特别是涉及用于升高输入电压的电荷泵电路。

背景技术

近年来，已经频繁使用这种电荷泵电路作为电源电路。这种电源电路能够在没有电感的情况下输出比输入电压高的电压，和向需要相对小的消耗电流的负载提供电源电压。

作为这种电荷泵电路，例如，提出了日本专利申请公开No.2003-348821中描述的电源电路。图8是显示日本专利申请公开No.2003-348821中公开的电荷泵电路的电路图。这里公开的电荷泵电路依据输入电源电压的压降来选择1、1.5、和2的倍增比，升高输入电压并输出升高的电压。在图8中，诸如电池之类的直流电源(未示出)向电荷泵电路的输入端10提供直流输入电压Vi。数字101至107表示P沟道MOS晶体管，数字108和109表示N沟道MOS晶体管。电荷泵电路设置有第一快速电容器110和第二快速电容器111。输出电容器112从电荷泵电路的输出端20输出输出电压Vo。

P沟道MOS晶体管101的漏极、P沟道MOS晶体管102的源极、P沟道MOS晶体管103的一端、和P沟道MOS晶体管的源极与输入端10相连。P沟道MOS晶体管101的源极与P沟道MOS晶体管105的漏极和第一快速电容器110的一端相连。该连接点被称为端点P1。P沟道MOS晶体管102的漏极与P沟道MOS晶体管106的漏极、第一快速电容器110的另一端、和N沟道MOS晶体管108的漏极相连。该连接点被称为端点P2。P沟道MOS晶体管103的另一端与P沟道MOS晶体管106的源极、第二快速电容器111的一端、和P沟道MOS晶体管107的漏极相连。该连接点被称为端点P3。P沟道MOS晶体管104的漏极与第二快速电容器111的另一端和N沟道MOS晶体管109的漏极相连。该连接点被称为端点P4。

P沟道MOS晶体管105的源极和P沟道MOS晶体管107的源极连接到输出端20，N沟道MOS晶体管108的源极和N沟道MOS晶体管109的源极接地。控制信号S01至S07被分别施加到P沟道MOS晶体管101至107的栅极。控制信号S08至S09被分别施加到N沟道MOS晶体管108和109。此外，以能够根据控制信号S10将P沟道MOS晶体管103的背栅极切换到输入端10侧和端点P3侧的方式来配置开关113。

图9至11B所示的电路图是各表示图8所示的常规电荷泵电路的各种工作模式中的每个开关状态的等效电路图。图9示出了电压倍增比为1的工作模式，图10A和10B示出了电压倍增比为1.5的工作模式，图11A和11B示出了电压倍增比为2的工作模式。

下面参考图9至11B描述图8所示的常规电荷泵电路的操作。

在图9所示的电压倍增比为1的工作模式，P沟道MOS晶体管101至103以及105至107导通，P沟道MOS晶体管104和N沟道MOS晶体管108和109截止。开关113将P沟道MOS晶体管103的背栅极连接到输入端10侧，虽然图中未示出该连接。在该工作模式中，输入端10通过P沟道MOS晶体管101和105连接到输出端20，这些晶体管处在导通状态，并输出大小为输入电压Vi一倍的电压。

在图10A和10B所示的电压倍增比为1.5的工作模式中，在图10A所示的状态中，P沟道MOS晶体管101，106以及N沟道MOS晶体管109导通。P沟道MOS晶体管102至105，P沟道MOS晶体管107，和N沟道MOS晶体管108截止。开关113将P沟道MOS晶体管103的背栅极连接到输入端10侧，虽然图中未示出该连接。这种状态下，第一快速电容器110和第二快速电容器111串联，输入电压Vi被施加到串联连接的两端，因此，第一快速电容器110和第二快速电容器111各被充电到输入电压Vi的大约一半。

在图10B所示的状态中，P沟道MOS晶体管102，104，105和107导通，P沟道MOS晶体管101，103和106，以及N沟道MOS晶体管108和109截止。开关113将P沟道MOS晶体管103的背栅极连接到第二快速电容器111，虽然图中未示出该连接。这种状态下，第一快速电容器110和第二快速电容器111并联，其低电位侧被连接到输入端10，其高电位侧被连接到输出端。总计大约为输入电压Vi一半的两个快速电容器的电压被加到输入端10的输入电压Vi。结果是，从输出端20输出大约为输入电压Vi1.5倍的电压。

由于图10A和10B所示的状态如上所述交替地重复，能够在输出端20获得输入电压Vi大约1.5倍的电压。

在图11A和11B所示的电压倍增比为2的工作模式中，在图11A所示的状态中，P沟道MOS晶体管101，103和N沟道MOS晶体管108和109导通，P沟道MOS晶体管102和104至107截止。开关113将P沟道MOS晶体管103的背栅极连接到输入端10侧，虽然图中未示出该连接。这种状态下，输入电压Vi被施加到第一快速电容器110和第二快速电容器111的每一个。

在图11B所示的状态中，P沟道MOS晶体管102，104，105和107导通，P沟道MOS晶体管101，103和106，以及N沟道MOS晶体管108和109截止。开关113将P沟道MOS晶体管103的背栅极连接到第二快速电容器111侧，虽然图中未示出该连接。这种状态下，第一快速电容器110和第二快速电容器111并联，其低电位侧被连接到输入端10，其高电位侧被连接到输出端20。总计大约为输入电压Vi的两个快速电容器的电压被加到输入端10的输入电压Vi。结果是，从输出端20输出大约为输入电压Vi2倍的电压。

由于图11A和11B所示的状态如上所述交替地重复，能够从输出端20获得大约为输入电压Vi2倍的电压。

在日本专利申请公开No.2003-348821中，描述了用于把P沟道MOS晶体管106的背栅极切换到第一快速电容器110侧和第二快速电容器111侧的开关，并且解释了一系列切换用于防止电流流过的各种开关。

按上面的描述配置并工作的常规电荷泵电路在依赖于电池工作的紧凑便携式电子设备中被频繁使用，其部件被集成在半导体IC中。因此，减少用作电荷泵电路部件的开关器件的数量是要达到的一个非常重要的目标。

发明内容

为了减小选择电压倍增比为1，1.5或2，转换其输入电压，和输出转换的电压的电荷泵电路的大小，本发明的目的是提供一种电荷泵电路，能够减少用作电荷泵电路部件的开关器件的数量，并且能够有助于减小电子设备的大小的可能性。

为了实现上述目的，根据本发明第一方面的电荷泵电路包括：

被输入输入电压的输入端；输出输出电压的输出端；接地端；具有至少第一电容器和第二电容器的电容器装置；多个开关；和控制电路，用于控制多个开关的接通/断开操作，其中

所述控制电路具有：

交替地重复第一状态和第二状态而获得电压倍增比为2的工作模式(2Vi模式，Vi是指输入电压)，其中在所述第一状态，由输入电压对第一电容器充电，第二电容器被连接在输入和输出端之间，并向输出侧放电，和

其中在所述第二状态，由输入电压对第二电容器充电，第一电容器被连接在输入和输出端之间，并向输出侧放电；和

交替地重复第三状态和第四状态而获得电压倍增比为1.5的另一种工作模式(1.5Vi模式)，其中在所述第三状态，第一电容器和第二电容器串联，并由输入电压充电，和

其中在所述第四状态，第一电容器和第二电容器并联在输入端和输出端之间，并向输出侧放电。在根据如上所述配置的本发明的电荷泵电路中，能够减少用作其部件的开关器件的数量。因此能够获得组合有能够改变其电压倍增比的、尺寸小且便携的电子设备。

另外，根据本发明第二方面的电荷泵是根据第一方面的电荷泵，具有连接在输入端与第一电容器一端之间的第一开关；连接在输入端与第一电容器的另一端之间的第二开关；连接在第一电容器的另一端与第二电容器的一端之间的第三开关；连接在输入端与第二电容器的另一端之间的第四开关；连接在第一电容器的一端与输出端之间的第五开关；连接在第一电容器的另一端与接地端之间的第六开关；连接在第二电容器的一端与输出端之间的第七开关；和连接在第二电容器的另一端与接地端之间的第八开关，其中

控制电路执行控制，以便：

在第一状态中，第一开关、第四开关、第六开关、和第七开关导通，而其它开关断开；

在第二状态中，第二开关、第三开关、第五开关、和第八开关导通，而其它开关断开；

在第三状态中，第一开关、第三开关、和第八开关导通，而其它开关断开；和

在第四状态中，第二开关、第四开关、第五开关、和第七开关导通，而其它开关断开。在如上所述配置的本发明中，能够获得选择电压倍增比、转换其输入电压、并输出转换的电压的减小尺寸的电荷泵电路。

此外，根据本发明第三方面的电荷泵是根据第二方面的电荷泵电路，其中控制电路可以被配置成具有1Vi模式(1×Vi模式)，其中第一开关、第三开关、第五开关、和第八开关导通，而其它开关断开。

此外，根据本发明第四方面的电荷泵电路是根据第三方面的电荷泵电路，其中控制电路可以根据输入电压来选择2Vi模式、1.5Vi模式、或1Vi模式。

根据本发明第五方面的电荷泵电路，包括：

被输入输入电压的输入端；

输出输出电压的输出端；

接地端；

具有至少第一电容器和第二电容器的电容器装置；

连接在输入端和第一电容器的一端之间的第一开关；

连接在第一电容器的另一端与第二电容器的一端之间的第二开关；

连接在输入端与第二电容器的另一端之间的第三开关；

连接在第一电容器的一端与第二电容器的一端之间的第四开关；

连接在第一电容器的一端与输出端之间的第五开关；

连接在第二电容器的另一端与接地端之间的第六开关；

连接在第一电容器的另一端与第二电容器的另一端之间的第七开关；和

和控制电路，用于控制各个开关的接通/断开操作，其中

所述控制电路具有：

交替地重复第一状态和第二状态而获得电压倍增比为2的工作模式(2Vi模式)，其中在所述第一状态，所述第一电容器和所述第二电容器并联，并由输入电压充电，

其中在所述第二状态，所述第一电容器和所述第二电容器并联在输入和输出端之间，并向输出侧放电，和

交替地重复第三状态和第四状态而获得电压倍增比为1.5的另一种工作模式(1.5Vi模式)，其中在所述第三模式，所述第一电容器和所述第二电容器串联，并由输入电压充电，和

其中在第四状态，所述第一电容器和所述第二电容器并联在所述输入端和所述输出端之间，并向所述输出侧放电。在根据如上所述配置的本发明的电荷泵电路中，能够减少用作其部件的开关器件的数量。因此能够获得组合有能够改变其电压倍增比的、尺寸小且便携的电子设备。

另外，根据本发明第六方面的电荷泵电路是根据第五方面的电荷泵电路，其中

所述控制电路执行控制，以便：

在第一状态中，第一开关、第四开关、第六开关、和第七开关导通，而其它开关断开；

在第二状态中，第三开关、第四开关、第五开关、和第七开关导通，而其它开关断开；

在第三状态中，第一开关、第二开关、和第六开关导通，而其它开关断开；和

在第四状态中，第三开关、第四开关、第五开关、和第七开关导通，而其它开关断开。在如上所述配置的本发明中，能够获得选择电压倍增比、转换其输入电压、并输出转换的电压的、减小尺寸的电荷泵电路。

此外，根据本发明第七方面的电荷泵是根据第六方面的电荷泵电路，其中控制电路可以被配置成具有1Vi模式，其中第一开关、第二开关、第五开关、和第六开关导通，而其它开关断开。

此外，根据本发明第八方面的电荷泵电路是根据第七方面的电荷泵电路，其中控制电路可以根据输入电压来选择2Vi模式、1.5Vi模式、或1Vi模式。

此外，根据本发明第九方面的电荷泵电路是根据第五方面的电荷泵电路，其中第七开关可以由并联的P沟道MOS晶体管和N沟道MOS晶体管构成。

此外，根据本发明第十方面的电荷泵电路是根据第五方面的电荷泵电路，其中可以提供用于调节第六开关的导通电阻，以控制输出电压的反馈电路。通过使用如上所述提供的反馈电路来控制第六开关的导通电阻，可以将输出电压控制到预定值。

此外，根据本发明第十一方面的电荷泵电路是根据第十方面的电荷泵，可以这样配置，其中反馈电路具有比较器，用于将输出电压与参考电压进行比较，并放大其间的差值，当第六开关的驱动信号为断开时第六开关断开，而当第六开关的驱动信号为导通时，由比较器的输出驱动第六开关。

本发明能够提供电荷泵电路，作为具有使用比常规的电荷泵电路少的开关器件的简单配置，选择电压倍增比为1、1.5、或2，将其转换成输入电压，并输出转换的电压的电源电路。

附图说明

图1是表示根据本发明第一实施方式的电荷泵电路的电路图；

图2A是表示根据第一实施方式的电荷泵电路处在2Vi模式时各种驱动信号的时序图；

图2B是表示根据第一实施方式的电荷泵电路处在2Vi模式时的第一状态的等效电路图；

图2C是表示根据第一实施方式的电荷泵电路处在2Vi模式时的第二状态的等效电路图；

图3A是表示根据第一实施方式的电荷泵电路处在1.5Vi模式时各种驱动信号的时序图；

图3B是表示根据第一实施方式的电荷泵电路在1.5Vi模式时的第三状态的等效电路图；

图3C是表示根据第一实施方式的电荷泵电路在1.5Vi模式时的第四状态的等效电路图；

图4是表示根据本发明第二实施方式的电荷泵电路的电路图；

图5A是表示根据第二实施方式的电荷泵电路处在2Vi模式时各种驱动信号的时序图；

图5B是表示根据第二实施方式的电荷泵电路处在2Vi模式时的第一状态的等效电路图；

图5C是表示根据第二实施方式的电荷泵电路处在2Vi模式时的第二状态的等效电路图；

图6A是表示根据第二实施方式的电荷泵电路处在1.5Vi模式时各种驱动信号的时序图；

图6B是表示根据第二实施方式的电荷泵电路处在1.5Vi模式时的第三状态的等效电路图；

图6C是表示根据第二实施方式的电荷泵电路在1.5Vi模式时的第四状态的等效电路图；

图7是表示根据本发明第三实施方式的电荷泵电路的电路图；

图8是表示现有技术的电荷泵电路的等效电路图；

图9是表示现有技术的电荷泵电路处在1Vi模式时的等效电路图；

图10A和10B是表示现有技术的电荷泵电路处在1.5Vi模式时的等效电路图；和

图11A和11B是表示现有技术的电荷泵电路处在2Vi模式时的等效电路图。

可以理解，某些或全部附图是为了图示说明的目的而示意性的表示，而不必描绘所示元件的实际相对大小和位置。

具体实施方式

下面参考附图描述根据本发明的电荷泵电路的优选实施方式。

《第一实施方式》

首先，参考图1至3C描述根据本发明第一实施方式的电荷泵。图1是表示根据本发明第一实施方式的电荷泵电路的电路图。

在根据图1所示的第一实施方式的电荷泵中，将DC输入电压Vi施加到输入端1，检测输入电压Vi，选择电压倍增比，和从输出端2输出所希望的输出电压Vo。根据第一实施方式的电荷泵电路包括八个开关器件，第一电容器3，第二电容器4，和输出电容器5。输出电容器5与输出端2相连，和向负载(未示出)输出DC输出电压Vo。第一电容器3和第二电容器4具有相同电容。

控制电路6向对应的各个开关器件输出驱动信号V11，V12，V13，V14，V15，V16，V17和V16，并控制开关器件。第一开关11连接在输入端1和第一电容器3的一端之间，由驱动信号V11接通/断开。第二开关12连接在输入端1和第一电容器3的另一端之间，由驱动信号V12接通/断开。第三开关13连接在第一电容器3的另一端与第二电容器4的一端之间，由驱动信号V13接通/断开。第四开关14连接在输入端1和第二电容器4的另一端之间，由驱动信号V14接通/断开。第五开关15连接在第一电容器3的一端和输出端2之间，由驱动信号V15接通/断开。第六开关16连接在第一电容器3的另一端和地之间，由驱动信号V16接通/断开。第七开关17连接在第二电容器4的一端和输出端2之间，由驱动信号V17接通/断开。第八开关18连接在第二电容器4的另一端和地之间，由驱动信号V18接通/断开。此外，第六开关16和第八开关18是N沟道MOS晶体管，其它开关器件是P道MOS晶体管。

控制电路6检测输入电压Vi，并将检测的输入电压与第一预定值(X)和第二预定值(Y)比较。设定第一预定值(X)比第二预定值(Y)低(X＜Y)。当输入电压Vi低于第一预定值(X)，即(Vi＜X)时，控制电路6选择电压倍增比为2的工作模式(2Vi模式，Vi是指输入电压)。当输入电压Vi等于或大于第一预定值(X)，且低于第二预定值(Y)时，即(Vi≤X＜Y)，控制电路6选择电压倍增比为1.5的工作模式(1.5Vi模式)。当输入电压Vi等于或大于第二预定值(Y)时，即(Y≤Vi)，控制电路6选择电压倍增比为1的工作模式(1Vi模式)。然后，控制电路6控制各个开关器件的接通/断开操作。如上所述升高输入电压Vi能够补偿诸如电池之类的DC电源中的任何电压降。

图2A示出了在2Vi模式中驱动信号V11至V18的工作波形。图2B和2C是表示在2Vi模式的第一和第二状态中各个开关器件的接通/断开状态的等效电路图。

如图2B中所示，在2Vi模式的第一状态中，第一开关11，第四开关14，第六开关16，和第七开关17导通，而其它开关断开。每个断开的开关用寄生二极管表示。因此，在第一状态中，由输入电压Vi对第一电容器3充电，第二电容器4连接在输入端1和输出端2之间，其电荷被放电到输出侧。

接下来，如图2C所示，在2Vi模式的第二状态中，第二开关12，第三开关13，第五开关15，和第八开关18导通，而其它开关断开。因此，由输入电压Vi对第二电容器充电，第一电容器3连接在输入端1和输出端2之间，其电荷被放电到输出侧。

如上所述，在2Vi模式中，交替地重复第一状态和第二状态，由此把第一电容器3中的充电电压和第二电容器4中的充电电压交替地加到输入端1的输入电压Vi。结果是，在输出端2产生大约等于输入电压Vi2倍的电压。

图3A示出了在1.5Vi模式中驱动信号V11至V18的工作波形。图3B和3C是表示在1.5Vi模式的第三和第四状态中各个开关器件的接通/断开状态的等效电路图。

如图3B中所示，在1.5Vi模式的第三状态中，第一开关11，第三开关13，和第八开关18导通，而其它开关断开。每个断开的开关用寄生二极管(body diode)表示。因此，在第三状态中，第一电容器3和第二电容器4串联，并由输入电压Vi对其充电。换句话说，第一电容器3和第二电容器4各被充电输入电压Vi的大约一半(Vi/2)。

接下来，如图3C所示，在1.5Vi模式的第四状态中，第二开关12，第四开关14，第五开关15，和第七开关17导通，而其它开关断开。因此，第一电容器3和第二电容器4并联在输入端1和输出端2之间，其电荷被放电到输出侧。

如上所述，在1.5Vi模式中，交替地重复第三状态和第四状态，由此把第三状态中每个电容器中充电的、总计是输入电压Vi大约一半(Vi/2)的电压在第四状态加到输入端1的输入电压Vi。结果是，在输出端2产生大约等于输入电压Vi的1.5倍的电压。

在1Vi模式中，虽然未示出，第一开关11，第三开关13，第五开关15，和第八开关18导通，而其它开关断开。由此，第一电容器3和第二电容器4串联，并由输入电压Vi对其充电，并且输入端1和输出端2被第一开关11和第五开关15短路，这两个开关导通。结果是，在输出端2产生大约等于输入电压Vi1倍的电压。

如上所述，在根据第一实施方式的电荷泵电路中，比图8所示的现有技术的实例具有更少开关器件的电源电路能够针对输入电压适当地选择电压倍增比1，1.5，或2，转换输入电压，并输出转换的电压。例如，与图8所示的常规电荷泵电路相比，根据第一实施方式的电荷泵电路不需要开关器件(103)，切换开关器件(103)的背栅极的电位。因此，根据第一实施方式的电荷泵电路具有八个开关器件，比常规实例中的开关器件少，并且能够选择电压倍增比1，1.5，或2，转换其输入电压，并输出转换的电压。

《第二实施方式》

图4是表示根据本发明第二实施方式的电荷泵电路的电路图。在根据图4所示第二实施方式的电荷泵电路中，将DC输入电压Vi施加到输入端1，检测输入电压Vi，选择电压倍增比，和从输出端2输出所希望的输出电压Vo。根据第二实施方式的电荷泵电路包括八个开关器件，第一电容器3a，第二电容器4a，和输出电容器5。输出电容器5与输出端2相连，和向负载(未示出)输出DC输出电压Vo。第一电容器3a和第二电容器4a具有相同电容量。

控制电路6a向对应的各个开关器件输出驱动信号V21，V22，V23，V24，V25，V26，V27a和V27b。第一开关21连接在输入端1和第一电容器3a的一端之间，由驱动信号V21接通/断开。第二开关22连接在第一电容器3a的另一端与第二电容器4a的一端之间，由驱动信号V22接通/断开。第三开关23连接在输入端1与第二电容器4a的另一端之间，由驱动信号V23接通/断开。第四开关24连接在第一电容器3a的一端与第二电容器4的所述一端之间，由驱动信号V24接通/断开。第五开关25连接在第一电容器3a的所述一端和输出端2之间，由驱动信号V25接通/断开。上述第一至第五开关21至25由P沟道MOS晶体管构成。

第六开关26由连接在第二电容器4a的所述另一端和地之间的N沟道MOS晶体管构成，并由驱动信号V26接通/断开。由并联的P沟道MOS晶体管27a和N沟道MOS晶体管27b构成的第七开关17连接在第一电容器3a的所述另一端和第二电容器4a的所述另一端之间。在第七开关27中，P沟道MOS晶体管27a由驱动信号V27a接通/断开，N沟道MOS晶体管27b由驱动信号V27b接通/断开。

控制电路6a检测输入电压Vi，并将检测的输入电压与第一预定值(X)和第二预定值(Y)比较。设定第一预定值(X)比第二预定值(Y)低，即(X＜Y)。当输入电压Vi低于第一预定值(X)，即(Vi＜X)时，控制电路6a选择电压倍增比为2的工作模式(2Vi模式)。当输入电压Vi等于或大于第一预定值(X)，且低于第二预定值(Y)时，即(X≤Vi＜Y)时，控制电路6a选择电压倍增比为1.5的工作模式(1.5Vi模式)。当输入电压Vi等于或大于第二预定值(Y)时，即(Y≤Vi)，控制电路6a选择电压倍增比为1的工作模式(1Vi模式)。然后，控制电路6a控制各个开关器件的接通/断开操作。如上所述升高输入电压Vi能够补偿诸如电池之类的DC电源中的任何电压降。

图5A示出了在2Vi模式中驱动信号V21至V26，V27a和V27b的工作波形。图5B和5C是表示在2Vi模式的第一和第二状态中各个开关器件的接通/断开状态的等效电路图。

如图5B中所示，在2Vi模式的第一状态中，第一开关21，第四开关24，第六开关26，和第七开关27的N沟道MOS晶体管27b导通，而其它开关断开。每个断开的开关用寄生二极管表示。开关器件27的P沟道MOS晶体管27a不能被导通，这是由于虽然其栅极电位，即驱动信号V27a较低，但其源极电位也较低。在第一状态中，由输入电压Vi对第一电容器3a和第二电容器4a二者进行充电。

接下来，如图5C所示，在2Vi模式的第二状态中，第三开关23，第四开关24，第五开关25，和第七开关27的P沟道MOS晶体管27a导通，而其它开关断开。第七开关27的N沟道MOS晶体管27b不能被导通，这是由于虽然其栅极电位，即驱动信号V27b较高，但其源极电位也较高(输入电压Vi)。在第二状态中，第一电容器3a和第二电容器4a并联在输入端1和输出端2之间，其电荷被放电到输出侧。

如上所述，在2Vi模式中，交替地重复第一状态和第二状态，由此把在第一状态充电到输入电压Vi的、第一电容器3a和第二电容器4a并联配置的电压在第二状态加到输入端1的输入电压Vi。结果是，在输出端2产生大约等于输入电压Vi 2倍的电压。

图6A示出了在1.5Vi模式中驱动信号V21至V26，V27a和V27b的工作波形。图6B和6C是表示在1.5Vi模式的第三和第四状态中各个开关器件的接通/断开状态的等效电路图。

如图6B中所示，在1.5Vi模式的第三状态中，第一开关21，第二开关22，和第六开关26导通，而其它开关断开。每个断开的开关用寄生二极管表示。因此，第一电容器3a和第二电容器4a串联，并由输入电压Vi对其充电。换句话说，第一电容器3a和第二电容器4a各被充电输入电压Vi的大约一半(Vi/2)。

接下来，如图6C所示，在1.5Vi模式的第四状态中，第三开关23，第四开关24，第五开关25，和第七开关17的P沟道MOS晶体管27a导通，而其它开关断开。第七开关27的N沟道MOS晶体管27b不能被导通，这是由于虽然其栅极电位，即驱动信号V27b较高，但其源极电位也较高(输入电压Vi)。在第四状态中，第一电容器3a和第二电容器4a并联在输入端1和输出端2之间，其电荷被放电到输出侧。

如上所述，在1.5Vi模式中，交替地重复第三状态和第四状态，由此把第三状态中每个电容器中充电的、总计是输入电压Vi大约一半(Vi/2)的电压在第四状态加到输入端1的输入电压Vi。结果是，在输出端2产生大约等于输入电压Vi的1.5倍的电压。

在1Vi模式中，虽然未示出，第一开关21，第二开关22，第五开关25，和第六开关26导通，而其它开关断开。由此，第一电容器3a和第二电容器4a串联，并由输入电压Vi对其充电，并且输入端1和输出端2被第一开关21和第五开关25短路，这两个开关导通。结果是，在输出端2产生大约等于输入电压Vi 1倍的电压。

如上所述，在根据第二实施方式的电荷泵电路中，具有更少开关器件的电源电路能够针对输入电压选择电压倍增比1，1.5，或2，转换输入电压，并输出转换的电压。例如，与图8所示的常规电荷泵电路相比，根据第二实施方式的电荷泵电路不需要开关器件(103)，切换开关器件(103)的背栅极的电位。因此，根据第二实施方式的电荷泵电路具有八个开关器件，比常规实例中的开关器件少，并且能够选择电压倍增比1，1.5，或2，转换其输入电压，并输出转换的电压。

在根据第一和第二实施方式的电荷泵电路的1Vi模式中，第一电容器和第二电容器串联，并由输入电压Vi充电。该配置用于在输入电压Vi降低并且工作模式切换到1.5Vi模式时抑制各个电容器电压中的波动，从而进行平滑的工作模式切换。

《第三实施方式》

在上述第二实施方式中，由于电流在两个方向流动，而以并联的P沟道MOS晶体管27a和N沟道MOS晶体管27b构成第七开关27，并且被施加地电位和输入电压Vi。因此，在根据第二实施方式的电荷泵电路的1.5模式的第三状态中和1Vi模式中，第七开关27的P沟道MOS晶体管27a和N沟道MOS晶体管27b截止，他们的寄生二极管并联并且在两个方向。因此，在第二实施方式中，第二电容器4a的电压受到限制，以使其不高于P沟道MOS晶体管27a和N沟道MOS晶体管27b的寄生二极管的正向电压。

与第一实施方式的情况不同，根据第二实施方式的电荷泵的第二电容器4a的电压受到如上所述的限制。利用该配置，在相同的时序对第一电容器3a和第二电容器4a充电，而与工作模式无关，并且充电电流流过第六开关26(参见图4)。因此，通过控制第六开关26的导通电阻能够调节第一电容器和第二电容器的充电量。通过如上所述调节每个电容器的电荷量，能够将输出电压Vo调节到预定电压值。

下面描述设置有反馈电路的电荷泵电路作为本发明的第三实施方式，反馈电路将输出电压Vo调节到预定电压值。图7是显示根据本发明第三实施方式的电荷泵电路。在第三实施方式中，用相同的数字表示与根据图4所示第二实施方式的电荷泵电路的部件具有大致相同配置并且执行相同操作的部件，并且通过将其并入第二实施方式中的描述而在此省略对其的描述。

图7所示的电荷泵电路与根据图4所示的第二实施方式的电荷泵的区别在于驱动信号V26经过反馈电路30被输入到第六开关26。反馈电路30包括参考电压馈送60；被输入输出电压Vo和参考电压馈送60的电压的差错放大器61；N沟道MOS晶体管62，其漏极连接到差错放大器61的输出，其源极接地；和用于对从控制电路6a输出的驱动信号V26进行反相，并将反相的信号施加到N沟道MOS晶体管62的栅极的反相器63。反馈电路30的差错放大器61的输出被施加到由N沟道MOS晶体管构成的第六开关26。

下面描述对根据如上所述配置的第三实施方式的电荷泵电路中的输出电压Vo的调节操作。通过控制第六开关26的导通电阻来调节根据第三实施方式的电荷泵电路的输出电压Vo。

首先，当驱动信号V26为低时，第六开关26在第二实施方式中为截止，而在第三实施方式中同样也被截止。换句话说，由反相器63将处在低电平的驱动信号V26驱动为高电平。因此，N沟道MOS晶体管62导通，第六开关的栅极接地，从而使第六开关26截止。

接下来，当驱动信号V26为高电平时，N沟道MOS晶体管62截止，第六开关26的栅极电位等于差错放大器61的输出电压。通过放大输出电压Vo与参考电源60的电压之间的差错来获得差错放大器61的输出电压。当输出电压Vo变得比参考电源60的电压高时，差错放大器61的输出电压为低电平，从而增加第六开关26的导通电阻。因此，流过第六开关26的、对第一电容器3a和第二电容器4a的充电电流受到限制，并且降低了电容器的充电电压。由于充电电压被加到输入电压Vi，然后输出，因此当第一电容器3a和第二电容器4a的充电电压降低时，输出电压Vo也被降低。

相反，当输出电压Vo变得比参考电源60的电压低时，差错放大器61的输出电压升高，从而降低了第六开关26的导通电阻。因此，第一电容器3a和第二电容器4a的充电电流增加，电容器的充电电压升高，并且输出电压Vo也升高。

通过如上所述的操作，能够控制根据第三实施方式的电荷泵电路的输出电压，以使其等于参考电源60的电压。

因此，根据本发明的电荷泵电路对向各种电子设备提供DC电压的电源电路等非常通用、并且非常有益。

虽然已经针对本发明的优选实施方式详细描述了本发明，所公开的优选实施方式的内容可以改变其结构的细节，可以对部件组合和序列进行任何改变而不脱离所要求的本发明的范围和精神。

Claims (11)

1.一种电荷泵电路，包括：

被输入输入电压的输入端；输出输出电压的输出端；接地端；具有至少第一电容器和第二电容器的电容器装置；多个开关；和用于控制所述多个开关的接通/断开操作的控制电路，其中

所述控制电路具有：

交替地重复第一状态和第二状态的2Vi模式，其中在所述第一状态，由所述输入电压对所述第一电容器充电，所述第二电容器连接在所述输入端和所述输出端之间，并向输出侧放电，和

其中在所述第二状态，由所述输入电压对所述第二电容器充电，所述第一电容器连接在所述输入端和所述输出端之间，并向输出侧放电；以及

交替地重复第三状态和第四状态的1.5Vi模式，其中在所述第三状态，所述第一电容器和所述第二电容器串联，并由所述输入电压充电，和

其中在所述第四状态，所述第一电容器和所述第二电容器并联在所述输入端和所述输出端之间，并向输出侧放电。

2.根据权利要求1所述的电荷泵电路，具有连接在所述输入端与所述第一电容器一端之间的第一开关；连接在所述输入端与所述第一电容器的另一端之间的第二开关；连接在所述第一电容器的另一端与所述第二电容器的一端之间的第三开关；连接在所述输入端与所述第二电容器的另一端之间的第四开关；连接在所述第一电容器的一端与所述输出端之间的第五开关；连接在所述第一电容器的另一端与所述接地端之间的第六开关；连接在所述第二电容器的一端与所述输出端之间的第七开关；和连接在所述第二电容器的另一端与所述接地端之间的第八开关，其中

所述控制电路执行控制，使得：

在所述第一状态中，所述第一开关、所述第四开关、所述第六开关、和所述第七开关接通，而其它开关断开；

在所述第二状态中，所述第二开关、所述第三开关、所述第五开关、和所述第八开关接通，而其它开关断开；

在所述第三状态中，所述第一开关、所述第三开关、和所述第八开关接通，而其它开关断开；和

在所述第四状态中，所述第二开关、所述第四开关、所述第五开关、和所述第七开关接通，而其它开关断开。

3.根据权利要求2所述的电荷泵电路，其中所述控制电路具有其中所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、和所述第八开关接通，而其它开关断开的1Vi模式。

4.根据权利要求3所述的电荷泵电路，其中所述控制电路根据所述输入电压来选择所述2Vi模式、所述1.5Vi模式、或所述1Vi模式。

5.一种电荷泵电路，包括：

被输入输入电压的输入端；

输出输出电压的输出端；

接地端；

具有至少第一电容器和第二电容器的电容器装置；

连接在所述输入端和所述第一电容器的一端之间的第一开关；

连接在所述第一电容器的另一端与所述第二电容器的一端之间的第二开关；

连接在所述输入端与所述第二电容器的另一端之间的第三开关；

连接在所述第一电容器的一端与所述第二电容器的一端之间的第四开关；

连接在所述第一电容器的一端与所述输出端之间的第五开关；

连接在所述第二电容器的另一端与所述接地端之间的第六开关；

连接在所述第一电容器的另一端与所述第二电容器的另一端之间的第七开关；和

和控制电路，用于控制所述各个开关的接通/断开操作，其中

所述控制电路具有：

交替地重复第一状态和第二状态的2Vi模式，其中在所述第一状态，所述第一电容器和所述第二电容器并联，并由所述输入电压充电，

其中在所述第二状态，所述第一电容器和所述第二电容器并联在所述输入端和所述输出端之间，并向输出侧放电，以及

交替地重复第三状态和第四状态的1.5Vi模式，其中在所述第三状态，所述第一电容器和所述第二电容器串联，并由所述输入电压充电，和

其中在所述第四状态，所述第一电容器和所述第二电容器并联在所述输入端和所述输出端之间，并向所述输出侧放电。

6.根据权利要求5所述的电荷泵电路，其中

所述控制电路执行控制，使得：

在所述第一状态中，所述第一开关、所述第四开关、所述第六开关、和所述第七开关接通，而其它开关断开；

在所述第二状态中，所述第三开关、所述第四开关、所述第五开关、和所述第七开关接通，而其它开关断开；

在所述第三状态中，所述第一开关、所述第二开关、和所述第六开关接通，而其它开关断开；和

在所述第四状态中，所述第三开关、所述第四开关、所述第五开关、和所述第七开关接通，而其它开关断开。

7.根据权利要求6所述的电荷泵电路，其中所述控制电路具有1Vi模式，在所述1Vi模式中，所述第一开关、所述第二开关、所述第五开关、和所述第六开关接通，而其它开关断开。

8.根据权利要求7所述的电荷泵电路，其中所述控制电路根据所述输入电压来选择所述2Vi模式、所述1.5Vi模式、或所述1Vi模式。

9.根据权利要求5所述的电荷泵电路，其中所述第七开关由并联的P沟道MOS晶体管和N沟道MOS晶体管构成。

10.根据权利要求5所述的电荷泵电路，其中设置用于调节所述第六开关的接通电阻，以控制所述输出电压的反馈电路。

11.根据权利要求10所述的电荷泵电路，其中所述反馈电路具有差动放大器，用于将所述输出电压与参考电压进行比较，并放大其间的差值，当所述第六开关的驱动信号为断开时，所述第六开关断开，而当所述第六开关的驱动信号为接通时，由所述差动放大器的输出驱动所述第六开关。

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