JP2000184612A - Ｄｃ―ｄｃコンバ―タの制御方法、ｄｃ―ｄｃコンバ―タの制御回路、及び、ｄｃ―ｄｃコンバ―タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】コストの上昇を抑えて、電源の供給能力を最大
限に利用することができるＤＣ−ＤＣコンバータの制御
回路を提供する。 【解決手段】電圧検出用増幅回路２２は、ＡＣアダプタ
４の直流電源電圧Ｖinと、第１の基準電圧Ｖref1とを比
較してそれらの差電圧を増幅した検出信号ＳＧ９を生成
する。そして、ＰＷＭ比較回路１６は、前記検出信号Ｓ
Ｇ９と、三角波発振回路１７から出力される三角波信号
ＳＧ７とを比較し、該比較結果に基づいて出力トランジ
スタ３をオンオフ動作させるデューティ制御信号ＳＧ８
のデューティ比を変更して、ＡＣアダプタ４の供給電力
（Ｖin・Ｉ0 ）に応じてバッテリＢＴに供給する電力
（Ｖout2・Ｉ2 ）を調整する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば携帯用電子
機器のシステムの動作電源と、同電子機器に搭載される
バッテリへの充電電源を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ
の制御方法、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路、及び、
ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。

【０００２】近年の携帯用電子機器、例えばノートパソ
コンでは、外付けのＡＣアダプタから供給される直流電
源に基づいてシステムに供給する動作電源を生成しなが
ら、バッテリを充電するように構成されているものがあ
る。このような電子機器には、動作電源及び充電電源を
生成するＤＣ−ＤＣコンバータが備えられる。ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは、一般にシステムの消費電流とバッテリ
の充電電流とを加算した電流値が、ＡＣアダプタの電流
供給能力より小さくなるように設定される。これは、そ
の加算した電流値がＡＣアダプタの電流供給能力より大
きくなると、該アダプタの過電流リミッタが出力を停止
するように作動するためである。そして、このようなＤ
Ｃ−ＤＣコンバータでは、ＡＣアダプタの電流供給能力
を最大限に利用することが要求されている。

【０００３】

【従来の技術】図４は、携帯用電子機器に搭載される従
来のＤＣ−ＤＣコンバータ１の一例を示す。

【０００４】ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、１チップの半
導体集積回路装置上に形成された制御回路２と複数個の
外付け素子とから構成されている。制御回路２の出力信
号ＳＧ１は、出力スイッチとしての出力トランジスタ３
に供給される。この出力トランジスタ３はエンハンスメ
ント形ＰチャネルＭＯＳトランジスタで構成され、その
ゲートに出力信号ＳＧ１が供給される。出力トランジス
タ３のソースには、電子機器に外付けされるＡＣアダプ
タ４からの直流電源電圧Ｖinが抵抗Ｒ１を介して供給さ
れる。又、この直流電源電圧Ｖinは、抵抗Ｒ１及びダイ
オードＤ１を介して出力端子ＥＸ１に供給される。出力
端子ＥＸ１は、図示しない電子機器のシステムに接続さ
れている。そして、この出力端子ＥＸ１からは出力電圧
Ｖout1がシステムの動作電源として出力される。

【０００５】出力トランジスタ３のドレインは、出力コ
イル５及び抵抗Ｒ２を介して充電用出力端子ＥＸ２に接
続されている。充電用出力端子ＥＸ２は、バッテリＢＴ
に接続されるとともに、ダイオードＤ２を介して出力端
子ＥＸ１に接続される。そして、この充電用出力端子Ｅ
Ｘ２からはバッテリ電圧としての出力電圧Ｖout2が出力
される。

【０００６】又、出力トランジスタ３のドレインは、シ
ョットキーダイオードよりなるフライホイールダイオー
ド６のカソードに接続されている。フライホイールダイ
オード６のアノードはグランドＧＮＤに接続されてい
る。出力コイル５と抵抗Ｒ２との間のノードは、平滑化
容量７を介してグランドＧＮＤに接続されている。即
ち、この平滑化容量７と出力コイル５とで出力電圧Ｖou
t2を平滑化する平滑回路が構成されている。

【０００７】制御回路２は、第１，第２の電流検出用増
幅回路１１，１２、第１〜第３の誤差増幅回路１３〜１
５、ＰＷＭ比較回路１６、三角波発振回路１７、出力回
路１８を備えている。

【０００８】第１の電流検出用増幅回路１１の反転入力
端子は抵抗Ｒ１の低電位側端子に接続され、非反転入力
端子は抵抗Ｒ１の高電位側端子に接続される。該増幅回
路１１は、ＡＣアダプタ４の供給電流Ｉ0 の電流値を検
出し、その電流値に応じた第１の電圧信号ＳＧ２を次段
の第１の誤差増幅回路１３に出力する。この場合、該増
幅回路１１は、供給電流Ｉ0 が増加すると第１の電圧信
号ＳＧ２のレベルを高くし、供給電流Ｉ0 が減少すると
第１の電圧信号ＳＧ２のレベルを低くする。尚、供給電
流Ｉ0 は、出力端子ＥＸ１からシステムに出力される出
力電流Ｉ1 と、充電用出力端子ＥＸ２からバッテリＢＴ
に出力、即ち抵抗Ｒ２を流れる充電電流Ｉ2 とを加算し
たものである。

【０００９】第１の誤差増幅回路１３の反転入力端子に
は第１の電圧信号ＳＧ２が入力され、非反転入力端子に
は第１の基準電圧Ｖref1が入力される。第１の誤差増幅
回路１３は、第１の電圧信号ＳＧ２と第１の基準電圧Ｖ
ref1とを比較し、両電圧の差電圧を増幅した第１の誤差
信号ＳＧ３を次段のＰＷＭ比較回路１６に出力する。こ
の場合、該誤差増幅回路１３は、第１の電圧信号ＳＧ２
のレベルが高くなると第１の誤差信号ＳＧ３のレベルを
低くし、第１の電圧信号ＳＧ２のレベルが低くなると第
１の誤差信号ＳＧ３のレベルを高くする。

【００１０】第２の電流検出用増幅回路１２の反転入力
端子は抵抗Ｒ２の低電位側端子に接続され、非反転入力
端子は抵抗Ｒ２の高電位側端子に接続される。該増幅回
路１２は、バッテリＢＴに供給される充電電流Ｉ2 の電
流値を検出し、その電流値に応じた第２の電圧信号ＳＧ
４を次段の第２の誤差増幅回路１４に出力する。この場
合、該増幅回路１２は、充電電流Ｉ2 が増加すると第２
の電圧信号ＳＧ４のレベルを高くし、充電電流Ｉ2 が減
少すると第２の電圧信号ＳＧ４のレベルを低くする。

【００１１】第２の誤差増幅回路１４の反転入力端子に
は第２の電圧信号ＳＧ４が入力され、非反転入力端子に
は第２の基準電圧Ｖref2が入力される。第２の誤差増幅
回路１４は、第２の電圧信号ＳＧ４と第２の基準電圧Ｖ
ref2とを比較し、両電圧の差電圧を増幅した第２の誤差
信号ＳＧ５を次段のＰＷＭ比較回路１６に出力する。こ
の場合、該誤差増幅回路１４は、第２の電圧信号ＳＧ４
のレベルが高くなると第２の誤差信号ＳＧ５のレベルを
低くし、第２の電圧信号ＳＧ４のレベルが低くなると第
２の誤差信号ＳＧ５のレベルを高くする。

【００１２】第３の誤差増幅回路１５の反転入力端子に
は出力電圧Ｖout2が入力され、非反転入力端子には第３
の基準電圧Ｖref3が入力される。第３の誤差増幅回路１
５は、出力電圧Ｖout2と第３の基準電圧Ｖref3とを比較
し、両電圧の差電圧を増幅した第３の誤差信号ＳＧ６を
次段のＰＷＭ比較回路１６に出力する。この場合、該誤
差増幅回路１５は、出力電圧Ｖout2が高くなると第３の
誤差信号ＳＧ６のレベルを低くし、出力電圧Ｖout2が低
くなると第３の誤差信号ＳＧ６のレベルを高くする。

【００１３】ＰＷＭ比較回路１６の第１非反転入力端子
には第１の誤差信号ＳＧ３が入力され、第２非反転入力
端子には第２の誤差信号ＳＧ５が入力される。又、該比
較回路１６の第３非反転入力端子には第３の誤差信号Ｓ
Ｇ６が入力され、反転入力端子には三角波発振回路１７
からの三角波信号ＳＧ７が入力される。

【００１４】ＰＷＭ比較回路１６は、第１〜第３非反転
入力端子に入力される第１〜第３の誤差信号ＳＧ３，Ｓ
Ｇ５，ＳＧ６のうちでレベルが最も小さい信号と、反転
入力端子に入力される三角波信号ＳＧ７とを比較する。
そして、ＰＷＭ比較回路１６は、その比較において、三
角波信号ＳＧ７のレベルの方が大きくなる期間ではＬレ
ベル、三角波信号ＳＧ７のレベルの方が小さくなる期間
ではＨレベルとなるパルス信号をデューティ制御信号Ｓ
Ｇ８として次段の出力回路１８に出力する。

【００１５】出力回路１８は、ＰＷＭ比較回路１６から
出力されたデューティ制御信号ＳＧ８の反転信号を出力
信号ＳＧ１として出力トランジスタ３のゲートに供給す
る。このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ１で
は、制御回路２から出力される出力信号ＳＧ１に基づい
て出力トランジスタ３がオンオフ動作され、供給電流Ｉ
0 、充電電流Ｉ2 、出力電圧Ｖout2がそれぞれ所定値で
一定となるように制御される。

【００１６】詳述すると、例えば、ＡＣアダプタ４の供
給電流Ｉ0 が増加すると、増幅回路１１から出力される
第１の電圧信号ＳＧ２のレベルが高くなる。すると、第
１の誤差増幅回路１３は、第１の電圧信号ＳＧ２と第１
の基準電圧Ｖref1との比較に基づいて第１の誤差信号Ｓ
Ｇ３のレベルを低くする。

【００１７】このとき、仮に第１の誤差信号ＳＧ３のレ
ベルが、ＰＷＭ比較回路１６に入力される第１〜第３の
誤差信号ＳＧ３，ＳＧ５，ＳＧ６のうちで最も小さくな
ると、該比較回路１６は、第１の誤差信号ＳＧ３と三角
波信号ＳＧ７とを比較する。上記したように、第１の誤
差信号ＳＧ３のレベルが低くなると、ＰＷＭ比較回路１
６では、三角波信号ＳＧ７のレベルが該誤差信号ＳＧ３
を超える期間が長くなり、三角波信号ＳＧ７のレベルが
該誤差信号ＳＧ３以下となる期間が短くなる。つまり、
ＰＷＭ比較回路１６のデューティ制御信号ＳＧ８は、そ
のＨレベルとなる期間が短くなる（デューティ比が低く
なる）。

【００１８】デューティ制御信号ＳＧ８のデューティ比
が低くなると、出力回路１８から出力される出力信号Ｓ
Ｇ１のデューティ比は高くなり、出力トランジスタ３の
オンする時間が短くなる。そのため、充電電流Ｉ2 が減
少し、供給電流Ｉ0 が減少する。

【００１９】供給電流Ｉ0 が減少すると、第１の電圧信
号ＳＧ２のレベルが低くなる。すると、第１の誤差増幅
回路１３は、第１の電圧信号ＳＧ２と第１の基準電圧Ｖ
ref1との比較に基づいて第１の誤差信号ＳＧ３のレベル
を高くする。

【００２０】第１の誤差信号ＳＧ３のレベルが高くなる
と、ＰＷＭ比較回路１６では、三角波信号ＳＧ７のレベ
ルが該誤差信号ＳＧ３を超える期間が短くなり、三角波
信号ＳＧ７のレベルが該誤差信号ＳＧ３以下となる期間
が長くなる。つまり、ＰＷＭ比較回路１６のデューティ
制御信号ＳＧ８は、そのＨレベルとなる期間が長くなる
（デューティ比が高くなる）。

【００２１】デューティ制御信号ＳＧ８のデューティ比
が高くなると、出力回路１８から出力される出力信号Ｓ
Ｇ１のデューティ比は低くなり、出力トランジスタ３の
オンする時間が長くなる。そのため、充電電流Ｉ2 が増
加し、供給電流Ｉ0 が増加する。このような動作を繰り
返すことにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、ＡＣアダ
プタ４の供給電流Ｉ0 が所定値に収束、即ち供給電流Ｉ
0 の電流値に応じた電圧値の第１の電圧信号ＳＧ２が第
１の基準電圧Ｖref1に収束するように動作する。

【００２２】次に、例えば、バッテリＢＴへの充電電流
Ｉ2 が増加すると、増幅回路１２から出力される第２の
電圧信号ＳＧ４のレベルが高くなる。すると、第２の誤
差増幅回路１４は、第２の電圧信号ＳＧ４と第２の基準
電圧Ｖref2との比較に基づいて第２の誤差信号ＳＧ５の
レベルを低くする。

【００２３】このとき、仮に第２の誤差信号ＳＧ５のレ
ベルが、ＰＷＭ比較回路１６に入力される第１〜第３の
誤差信号ＳＧ３，ＳＧ５，ＳＧ６のうちで最も小さくな
ると、該比較回路１６は、第２の誤差信号ＳＧ５と三角
波信号ＳＧ７とを比較する。上記したように、第２の誤
差信号ＳＧ５のレベルが低くなると、ＰＷＭ比較回路１
６では、三角波信号ＳＧ７のレベルが該誤差信号ＳＧ５
を超える期間が長くなり、三角波信号ＳＧ７のレベルが
該誤差信号ＳＧ５以下となる期間が短くなる。つまり、
ＰＷＭ比較回路１６のデューティ制御信号ＳＧ８は、そ
のＨレベルとなる期間が短くなる（デューティ比が低く
なる）。

【００２４】デューティ制御信号ＳＧ８のデューティ比
が低くなると、出力回路１８から出力される出力信号Ｓ
Ｇ１のデューティ比は高くなり、出力トランジスタ３の
オンする時間が短くなる。そのため、充電電流Ｉ2 が減
少する。

【００２５】充電電流Ｉ2 が減少すると、第２の電圧信
号ＳＧ４のレベルが低くなる。すると、第２の誤差増幅
回路１４は、第２の電圧信号ＳＧ４と第２の基準電圧Ｖ
ref2との比較に基づいて第２の誤差信号ＳＧ５のレベル
を高くする。

【００２６】第２の誤差信号ＳＧ５のレベルが高くなる
と、ＰＷＭ比較回路１６では、三角波信号ＳＧ７のレベ
ルが該誤差信号ＳＧ５を超える期間が短くなり、三角波
信号ＳＧ７のレベルが該誤差信号ＳＧ５以下となる期間
が長くなる。つまり、ＰＷＭ比較回路１６のデューティ
制御信号ＳＧ８は、そのＨレベルとなる期間が長くなる
（デューティ比が高くなる）。

【００２７】デューティ制御信号ＳＧ８のデューティ比
が高くなると、出力回路１８から出力される出力信号Ｓ
Ｇ１のデューティ比は低くなり、出力トランジスタ３の
オンする時間が長くなる。そのため、充電電流Ｉ2 が増
加する。このような動作を繰り返すことにより、ＤＣ−
ＤＣコンバータ１は、バッテリＢＴへの充電電流Ｉ2が
所定値に収束、即ち充電電流Ｉ2 の電流値に応じた電圧
値の第２の電圧信号ＳＧ４が第２の基準電圧Ｖref2に収
束するように動作する。

【００２８】次に、例えば、バッテリＢＴの出力電圧Ｖ
out2が高くなると、第３の誤差増幅回路１５は、出力電
圧Ｖout2と第３の基準電圧Ｖref3との比較に基づいて第
３の誤差信号ＳＧ６のレベルを低くする。

【００２９】このとき、仮に第３の誤差信号ＳＧ６のレ
ベルが、ＰＷＭ比較回路１６に入力される第１〜第３の
誤差信号ＳＧ３，ＳＧ５，ＳＧ６のうちで最も小さくな
ると、該比較回路１６は、第３の誤差信号ＳＧ６と三角
波信号ＳＧ７とを比較する。上記したように、第３の誤
差信号ＳＧ６のレベルが低くなると、ＰＷＭ比較回路１
６では、三角波信号ＳＧ７のレベルが該誤差信号ＳＧ６
を超える期間が長くなり、三角波信号ＳＧ７のレベルが
該誤差信号ＳＧ６以下となる期間が短くなる。つまり、
ＰＷＭ比較回路１６のデューティ制御信号ＳＧ８は、そ
のＨレベルとなる期間が短くなる（デューティ比が低く
なる）。

【００３０】デューティ制御信号ＳＧ８のデューティ比
が低くなると、出力回路１８から出力される出力信号Ｓ
Ｇ１のデューティ比は高くなり、出力トランジスタ３の
オンする時間が短くなる。そのため、充電電流Ｉ2 が減
少し、出力電圧Ｖout2が低くなる。

【００３１】出力電圧Ｖout2が低くなると、第３の誤差
増幅回路１５は、出力電圧Ｖout2と第３の基準電圧Ｖre
f3との比較に基づいて第３の誤差信号ＳＧ６のレベルを
高くする。

【００３２】第３の誤差信号ＳＧ６のレベルが高くなる
と、ＰＷＭ比較回路１６では、三角波信号ＳＧ７のレベ
ルが該誤差信号ＳＧ６を超える期間が短くなり、三角波
信号ＳＧ７のレベルが該誤差信号ＳＧ６以下となる期間
が長くなる。つまり、ＰＷＭ比較回路１６のデューティ
制御信号ＳＧ８は、そのＨレベルとなる期間が長くなる
（デューティ比が高くなる）。

【００３３】デューティ制御信号ＳＧ８のデューティ比
が高くなると、出力回路１８から出力される出力信号Ｓ
Ｇ１のデューティ比は低くなり、出力トランジスタ３の
オンする時間が長くなる。そのため、充電電流Ｉ2 が増
加し、出力電圧Ｖout2が高くなる。このような動作を繰
り返すことにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、バッテ
リＢＴの出力電圧Ｖout2が所定値に収束、即ち出力電圧
Ｖout2が第３の基準電圧Ｖref3に収束するように動作す
る。

【００３４】ところで、上記したＡＣアダプタ４の電流
−電圧特性図を図５に示す。ＡＣアダプタ４は、直流電
源電圧Ｖinを一定としながら、供給電流Ｉ0 を増加させ
る。次いで、供給電流Ｉ0 が過電流値ＩlimL、即ち図５
における点Ｐ１に到達すると、過電流リミッタが作動
し、ＡＣアダプタ４は直流電源電圧Ｖinを下降させる。
そして、供給電流Ｉ0 が最大許容値ＩlimH、即ち図５に
おける点Ｐ２に到達すると、ＡＣアダプタ４はシャット
ダウン状態に切り替わり、出力を停止する。そのため、
直流電源電圧Ｖinが下降し、供給電流Ｉ0 が減少する。

【００３５】このようなＡＣアダプタ４を使用するＤＣ
−ＤＣコンバータ１では、図５に示すように、バッテリ
ＢＴの出力電圧Ｖout2、及びバッテリＢＴへの充電電流
Ｉ2の大きさが設定される。即ち、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ１は、出力電圧Ｖout2を直流電源電圧Ｖinより低い所
定の電圧値一定としながら、充電電流Ｉ2 を増加させ
る。次いで、充電電流Ｉ2 がＡＣアダプタ４の変化直線
に到達する直前の電流値、即ち図５における点Ｐ３に到
達すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、充電電流Ｉ2 を
一定としながら、出力電圧Ｖout2を下降させる。

【００３６】このようにしてＡＣアダプタ４の電流供給
能力を最大限に利用するように、ＤＣ−ＤＣコンバータ
１が設定、主に第１〜第３の基準電圧Ｖref1〜Ｖref3が
決定されている。

【００３７】

【発明が解決しようとする課題】ところが、上記したＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ１はＡＣアダプタ４用に設定がなさ
れているため、ＡＣアダプタ４と電流供給能力が異なる
ＡＣアダプタを使用するとき、以下の（１）（２）に示
すような問題が発生する。

【００３８】（１）ＡＣアダプタ４の電流供給能力より
小さい電流供給能力のＡＣアダプタを使用する場合。 この場合では、ＡＣアダプタ４用に設定した供給電流Ｉ
0 が、今回使用するＡＣアダプタの電流供給能力より大
きいため、該ＡＣアダプタは過電流状態になり易く、そ
の都度シャットダウン状態に切り替わってしまう。従っ
て、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を搭載する電子機器には、
このようなＡＣアダプタを使用することができない。

【００３９】（２）ＡＣアダプタ４の電流供給能力より
大きい電流供給能力のＡＣアダプタを使用する場合。 この場合では、ＡＣアダプタ４用に設定した供給電流Ｉ
0 が最大値となっても、今回使用するＡＣアダプタの電
流供給能力はＡＣアダプタ４のそれより大きいため、今
回使用するＡＣアダプタの電流供給能力を最大に利用す
ることができない。

【００４０】そこで、例えば図６に示すように、予め電
圧値の異なる基準電圧を複数個用意しておいて、ＡＣア
ダプタの電流供給能力に応じて１つの基準電圧を第１の
基準電圧Ｖref1として選択して、ＡＣアダプタの供給電
流Ｉ0 を設定することが考えられる。この場合、複数個
の基準電圧のうちでいずれか１つを選択するスイッチＳ
Ｗを設けるとともに、ＡＣアダプタの電流供給能力に応
じてスイッチＳＷを切替制御する信号を出力するように
構成する必要がある。従って、ＡＣアダプタを特別な仕
様にする必要があり、コストが高くなるという問題が新
たに生じてしまう。

【００４１】本発明は、上記問題点を解決するためにな
されたものであって、その目的は、コストの上昇を抑え
て、ＡＣアダプタの供給能力を最大限に利用することが
できるＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの制御回路、及び、ＤＣ−ＤＣコンバータを提
供することにある。

【００４２】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明に
よれば、電源の直流電源電圧が検出され、その検出され
た電圧によりバッテリに供給する電力が調整される。従
って、電源の供給能力を最大限に利用することができ
る。しかも、電源の種類に応じて回路構成を変更する必
要がないため、コストの上昇を抑えることができる。

【００４３】請求項２，３に記載の発明によれば、ＤＣ
−ＤＣコンバータ及びその制御回路に備えられた検出回
路は、電源の直流電源電圧を検出し、調整回路は検出回
路にて検出された電圧によりバッテリに供給する電力を
調整する。従って、電源の供給能力を最大限に利用する
ことができる。しかも、電源の種類に応じて回路構成を
変更する必要がないため、コストの上昇を抑えることが
できる。

【００４４】請求項４に記載の発明によれば、ＡＣアダ
プタの直流電源電圧と、基準電圧とが比較されてそれら
の差電圧を増幅した検出信号が生成される。そして、そ
の検出信号と、三角波発振回路から出力される三角波信
号とが比較され、該比較結果に基づいて出力トランジス
タをオンオフ動作させるデューティ制御信号のデューテ
ィ比が変更されて、ＡＣアダプタの供給電力（システム
に供給する電力と、バッテリに供給する電力とを加算し
た電力）に応じてバッテリに供給する電力が調整され
る。従って、ＡＣアダプタの供給能力を最大限に利用す
ることができる。しかも、ＡＣアダプタを特別な仕様に
する必要がないため、コストの上昇を抑えることができ
る。

【００４５】請求項５，６に記載の発明によれば、電圧
検出用増幅回路は、ＡＣアダプタの直流電源電圧と、第
１の基準電圧とを比較してそれらの差電圧を増幅した検
出信号を生成する。そして、ＰＷＭ比較回路は、前記検
出信号と、三角波発振回路から出力される三角波信号と
を比較し、該比較結果に基づいて出力トランジスタをオ
ンオフ動作させるデューティ制御信号のデューティ比を
変更して、ＡＣアダプタの供給電力（システムに供給す
る電力と、バッテリに供給する電力とを加算した電力）
に応じてバッテリに供給する電力を調整する。従って、
ＡＣアダプタの供給能力を最大限に利用することができ
る。しかも、ＡＣアダプタを特別な仕様にする必要がな
いため、コストの上昇を抑えることができる。

【００４６】

【発明の実施の形態】以下、本発明を具体化した一実施
の形態を図１に従って説明する。尚、説明の便宜上、図
４に示す従来例と同様の構成については同一の符号を付
してその説明を一部省略する。

【００４７】図１は、本実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ２０を示す。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の制御回路
２１は、充電電流検出回路を構成する第２の電流検出用
増幅回路１２、充電電流検出回路を構成する第２の誤差
増幅回路１４、バッテリ電圧検出回路を構成する第３の
誤差増幅回路１５、調整回路としてのＰＷＭ比較回路１
６、三角波発振回路１７、出力回路１８に加え、新たに
検出回路としての電圧検出用増幅回路２２を備えてい
る。

【００４８】電圧検出用増幅回路２２の非反転入力端子
にはＡＣアダプタ４からの直流電源電圧Ｖinが入力さ
れ、反転入力端子には第１の基準電圧Ｖref1が入力され
る。電圧検出用増幅回路２２は、直流電源電圧Ｖinと第
１の基準電圧Ｖref1とを比較し、両電圧の差電圧を増幅
した検出信号ＳＧ９を次段のＰＷＭ比較回路１６の第１
非反転入力端子に出力する。この場合、該増幅回路２２
は、直流電源電圧Ｖinが低くなると検出信号ＳＧ９のレ
ベルを低くし、直流電源電圧Ｖinが高くなると検出信号
ＳＧ９のレベルを高くする。

【００４９】ＰＷＭ比較回路１６は、第１〜第３非反転
入力端子に入力される検出信号ＳＧ９及び第２，第３の
誤差信号（出力信号）ＳＧ５，ＳＧ６のうちでレベルが
最も小さい信号と、反転入力端子に入力される三角波信
号ＳＧ７とを比較する。そして、ＰＷＭ比較回路１６
は、その比較において、三角波信号ＳＧ７のレベルの方
が大きくなる期間ではＬレベル、三角波信号ＳＧ７のレ
ベルの方が小さくなる期間ではＨレベルとなるパルス信
号をデューティ制御信号ＳＧ８として次段の出力回路１
８に出力する。出力回路１８は、そのデューティ制御信
号ＳＧ８の反転信号を出力信号ＳＧ１として出力トラン
ジスタ３のゲートに供給する。

【００５０】次に、上記のように構成されたＤＣ−ＤＣ
コンバータ２０の作用を示す。バッテリＢＴへの充電電
流Ｉ2 が所定値からずれると、従来と同様に、増幅回路
１２の第２の電圧信号ＳＧ４のレベルが変化し、その変
化に基づいて第２の誤差増幅回路１４は第２の誤差信号
ＳＧ５のレベルを変化させる。

【００５１】このとき、仮に第２の誤差信号ＳＧ５のレ
ベルが、ＰＷＭ比較回路１６に入力される検出信号ＳＧ
９及び第２，第３の誤差信号ＳＧ５，ＳＧ６のうちで最
も小さくなると、該比較回路１６は、第２の誤差信号Ｓ
Ｇ５と三角波信号ＳＧ７とを比較する。そして、ＰＷＭ
比較回路１６はその比較に基づいたデューティ比のデュ
ーティ制御信号ＳＧ８を出力し、出力回路１８はデュー
ティ制御信号ＳＧ８の反転信号を出力信号ＳＧ１として
出力する。

【００５２】従って、従来と同様に、出力トランジスタ
３はこの出力信号ＳＧ１に基づいてオンオフ動作され、
バッテリＢＴへの充電電流Ｉ2 が所定値に収束するよう
に制御される。

【００５３】又、バッテリＢＴの出力電圧Ｖout2が所定
値からずれると、従来と同様に、第３の誤差増幅回路１
５は第３の誤差信号ＳＧ６のレベルを変化させる。この
とき、仮に第３の誤差信号ＳＧ６のレベルが、ＰＷＭ比
較回路１６に入力される検出信号ＳＧ９及び第２，第３
の誤差信号ＳＧ５，ＳＧ６のうちで最も小さくなると、
該比較回路１６は、第３の誤差信号ＳＧ６と三角波信号
ＳＧ７とを比較する。そして、ＰＷＭ比較回路１６はそ
の比較に基づいたデューティ比のデューティ制御信号Ｓ
Ｇ８を出力し、出力回路１８はデューティ制御信号ＳＧ
８の反転信号を出力信号ＳＧ１として出力する。

【００５４】従って、従来と同様に、出力トランジスタ
３はこの出力信号ＳＧ１に基づいてオンオフ動作され、
バッテリＢＴの出力電圧Ｖout2が所定値に収束するよう
に制御される。

【００５５】次に、出力端子ＥＸ１からシステムに出力
される出力電流Ｉ1 が増加し、この出力電流Ｉ1 と充電
電流Ｉ2 とを加算した電流、即ち供給電流Ｉ0 がＡＣア
ダプタ４の電流供給能力を超えると、ＡＣアダプタ４の
直流電源電圧Ｖinが低くなる。

【００５６】すると、電圧検出用増幅回路２２は検出信
号ＳＧ９のレベルを低くする。このとき、仮に検出信号
ＳＧ９のレベルが、ＰＷＭ比較回路１６に入力される検
出信号ＳＧ９及び第２，第３の誤差信号ＳＧ５，ＳＧ６
のうちで最も小さくなると、該比較回路１６は、検出信
号ＳＧ９と三角波信号ＳＧ７とを比較する。上記したよ
うに、検出信号ＳＧ９のレベルが低くなると、ＰＷＭ比
較回路１６では、三角波信号ＳＧ７のレベルが該検出信
号ＳＧ９を超える期間が長くなり、三角波信号ＳＧ７の
レベルが該検出信号ＳＧ９以下となる期間が短くなる。
つまり、ＰＷＭ比較回路１６のデューティ制御信号ＳＧ
８は、そのＨレベルとなる期間が短くなる（デューティ
比が低くなる）。

【００５７】デューティ制御信号ＳＧ８のデューティ比
が低くなると、出力回路１８から出力される出力信号Ｓ
Ｇ１のデューティ比は高くなり、出力トランジスタ３の
オンする時間が短くなる。そのため、充電電流Ｉ2 が減
少し、直流電源電圧Ｖinが高くなる。

【００５８】直流電源電圧Ｖinが高くなると、電圧検出
用増幅回路２２は検出信号ＳＧ９のレベルを高くする。
検出信号ＳＧ９のレベルが高くなると、ＰＷＭ比較回路
１６では、三角波信号ＳＧ７のレベルが該検出信号ＳＧ
９を超える期間が短くなり、三角波信号ＳＧ７のレベル
が該検出信号ＳＧ９以下となる期間が長くなる。つま
り、ＰＷＭ比較回路１６のデューティ制御信号ＳＧ８
は、そのＨレベルとなる期間が長くなる（デューティ比
が高くなる）。

【００５９】デューティ制御信号ＳＧ８のデューティ比
が高くなると、出力回路１８から出力される出力信号Ｓ
Ｇ１のデューティ比は低くなり、出力トランジスタ３の
オンする時間が長くなる。そのため、充電電流Ｉ2 が増
加し、直流電源電圧Ｖinが低くなる。このような動作を
繰り返すことにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、Ａ
Ｃアダプタ４の直流電源電圧Ｖinが所定値に収束するよ
うに動作する。

【００６０】こうして、本実施の形態のＤＣ−ＤＣコン
バータ２０では、ＡＣアダプタ４の供給電流Ｉ0 が増加
して直流電源電圧Ｖinが低下すると、その低下に応じて
バッテリＢＴへの充電電流Ｉ2 を減少させて該バッテリ
ＢＴの出力電圧Ｖout2を低下させ、ＡＣアダプタ４の供
給電流Ｉ0 が減少して直流電源電圧Ｖinが上昇すると、
その上昇に応じてバッテリＢＴへの充電電流Ｉ2 を増加
させて該バッテリＢＴの出力電圧Ｖout2を上昇させる。
つまり、本実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータ２０で
は、ＡＣアダプタ４の電力（Ｖin・Ｉ0 ）、即ちシステ
ムに供給する電力（Ｖin・Ｉ1 ）と、バッテリＢＴに供
給する電力（Ｖout2・Ｉ2 ）とを加算した電力が一定と
なるように、バッテリＢＴに供給する電力（Ｖout2・Ｉ
2 ）が調整される。従って、電子機器に様々な電流供給
能力のＡＣアダプタ４が外付けされても、本実施の形態
のＤＣ−ＤＣコンバータ２０はそのＡＣアダプタ４の電
流供給能力に応じてバッテリＢＴに供給する電力を変化
させるので、ＡＣアダプタ４の電流供給能力を最大に使
い切ることができる。

【００６１】上記したように、本実施の形態では、以下
に示す作用効果を得ることができる。 （１）電圧検出用増幅回路２２は、ＡＣアダプタ４の直
流電源電圧Ｖｉｎと、第１の基準電圧Ｖref1とを比較し
てそれらの差電圧を増幅した検出信号ＳＧ９を生成す
る。ＰＷＭ比較回路１６は、検出信号ＳＧ９と、三角波
発振回路１７から出力される三角波信号ＳＧ７とを比較
し、該比較結果に基づいて出力トランジスタ３をオンオ
フ動作させるデューティ制御信号ＳＧ８のデューティ比
を変更してバッテリＢＴに供給する電力（Ｖout2・Ｉ2
）を調整する。そして、ＰＷＭ比較回路１６は、ＡＣ
アダプタ４の供給電力（Ｖin・Ｉ0 ）、即ちシステムに
供給する電力（Ｖin・Ｉ1 ）と、バッテリＢＴに供給す
る電力（Ｖout2・Ｉ2 ）とを加算した電力が一定となる
ように制御する。従って、本実施の形態では、ＡＣアダ
プタ４の供給能力を最大限に利用するように、バッテリ
ＢＴに供給する電力を調整することができる。しかも、
ＡＣアダプタ４を特別な仕様にする必要がないため、コ
ストの上昇を抑えることができる。

【００６２】（２）第２の電流検出用増幅回路１２はバ
ッテリＢＴに供給する充電電流Ｉ2を検出し、ＰＷＭ比
較回路１６は該増幅回路１２の検出に基づいてバッテリ
ＢＴに供給する充電電流Ｉ2 が一定となるように制御す
る。従って、過電流充電によるバッテリＢＴの破損を防
止することができる。

【００６３】（３）第３の誤差増幅回路１５はバッテリ
ＢＴの出力電圧Ｖout2を検出し、ＰＷＭ比較回路１６は
該増幅回路１５の検出に基づいてバッテリＢＴの出力電
圧Ｖout2が一定となるように制御する。従って、過電圧
充電によるバッテリＢＴの破損を防止することができ
る。

【００６４】（４）本実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバー
タ２０では、図４に示す従来の回路で使用した第１の電
流検出用増幅回路１１及び抵抗Ｒ１を省略することがで
きる。特に、抵抗Ｒ１は、電力損失を少なくするために
抵抗値が小さく、かつ比較的電流値が大きい供給電流Ｉ
0 が流れるために電流容量が大きいものである必要があ
る。このような抵抗Ｒ１は比較的高価なものである。従
って、本実施の形態では、コストの低減を図ることがで
きる。

【００６５】尚、本発明の実施の形態は以下のように変
更してもよい。上記実施の形態では、電圧検出用増幅回
路２２及び第２，第３の誤差増幅回路１４，１５にそれ
ぞれ第１〜第３の基準電圧Ｖref1〜Ｖref3を入力するよ
うにした。これを、図２に示すように、例えば第１〜第
３の基準電圧Ｖref1〜Ｖref3のうちで第２の基準電圧Ｖ
ref2が一番低い場合、電圧検出用増幅回路２２及び第
２，第３の誤差増幅回路１４，１５にそれぞれ第２の基
準電圧Ｖref2を入力し、直流電源電圧Ｖinを第２の基準
電圧Ｖref2に応じて分圧した分圧電圧を電圧検出用増幅
回路２２に供給する分圧回路としての抵抗分割回路２３
ａと、出力電圧Ｖout2を第２の基準電圧Ｖref2を分圧し
た分圧電圧を第３の誤差増幅回路１５に供給する分圧回
路としての抵抗分割回路２３ｂを設けてもよい。このよ
うにすれば、第１〜第３の基準電圧Ｖref1〜Ｖref3を生
成する電源が１つですむ。

【００６６】又、図３に示すように、例えば第１〜第３
の基準電圧Ｖref1〜Ｖref3のうちで第１の基準電圧Ｖre
f1が一番高い場合、第１の基準電圧Ｖref1を分圧して第
２の基準電圧Ｖref2を生成する分圧回路としての抵抗分
割回路２４ａと、第１の基準電圧Ｖref1を分圧して第３
の基準電圧Ｖref3を生成する分圧回路としての抵抗分割
回路２４ｂを設けてもよい。このようにすれば、上記と
同様に第１〜第３の基準電圧Ｖref1〜Ｖref3を生成する
電源が１つですむ。

【００６７】上記実施の形態では、出力トランジスタ３
をＰチャネルＭＯＳトランジスタにて実施したが、Ｎチ
ャネルＭＯＳトランジスタで実施してもよい。この場
合、出力回路１８にバッファ回路や、偶数段直列に接続
したインバータ回路を用い、デューティ制御信号ＳＧ８
の論理を反転しない出力信号ＳＧ１を生成する必要があ
る。又、出力トランジスタ３をバイポーラトランジスタ
で構成してもよい。また、出力スイッチとして出力トラ
ンジスタ３以外のスイッチング素子を用いて実施しても
良い。

【００６８】上記実施の形態では、１チップの半導体集
積回路装置上に形成した制御回路２１は、第２の電流検
出用増幅回路１２、電圧検出用増幅回路２２、第２，第
３の誤差増幅回路１４，１５、ＰＷＭ比較回路１６、三
角波発振回路１７、出力回路１８等であったが、例え
ば、三角波発振回路１７を別の半導体集積回路装置上に
形成し、それを電気的に接続して制御回路２１を形成し
てもよい。又、制御回路２１を、出力トランジスタ３、
出力コイル５及び容量７よりなる平滑回路等と同じ１チ
ップの半導体集積回路装置上に形成し、１チップの半導
体集積回路装置上にＤＣ−ＤＣコンバータを構成しても
よい。

【００６９】上記実施の形態は、ＡＣコンバータ４を電
源の典型として説明したが、本発明の方法又は回路は、
図５のような電流−電圧特性の電源からの直流電源に使
用可能である。したがって、ＡＣコンバータ４である必
要はない。又、電源の名称や種類を問わないものであ
る。例えば、図５のような電流-電圧特性のカーバッテ
リアダプタに具体化して実施してもよい。

【００７０】上記実施の形態では、出力トランジスタ３
のオンオフ制御してバッテリＢＴに供給する電力制御を
ＰＷＭで行ったが、ＰＦＭ（pulse-frequency modulati
on,パルス周波数変調）による制御により行うことも可
能である。ＰＷＭは出力トランジスタ３をスイッチング
するパルス幅を変えるものであるが、ＰＦＭによる制御
は、パルスの周波数を変えることにより、出力トランジ
スタ３がオンとなる時間を変えるものである。これらの
いずれの方法又は構成を採用した調整回路及び制御回路
を用いて実施してもよい。

【００７１】本発明の実施の形態は、以下の発明も開示
している。 （１）「直流電源電圧を発生する電源からの供給電流に
基づいて負荷を動作させるための出力電流を生成すると
ともに、該供給電流を出力スイッチを介してバッテリを
充電するための充電電流として出力し、その出力スイッ
チをオンオフ動作させて、前記バッテリを充電するため
の充電電流を制御するＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法
であって、前記電源の直流電源電圧を検出し、前記検出
された電圧により前記バッテリに供給する電力を調整す
るようにしたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの
制御方法」。

【００７２】（２）「直流電源電圧を発生する電源から
の供給電流に基づいて負荷を動作させるための出力電流
を生成するとともに、該供給電流を出力スイッチを介し
てバッテリを充電するための充電電流として出力し、そ
の出力スイッチをオンオフ動作させて、前記バッテリを
充電するための充電電流を制御するＤＣ−ＤＣコンバー
タの制御回路であって、前記電源の直流電源電圧を検出
する回路と、前記検出された電圧により前記バッテリに
供給する電力を調整する回路とを備えたことを特徴とす
るＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路」。

【００７３】（３）「出力コイルと容量からなる平滑回
路と、オンオフ動作して前記平滑回路を介してバッテリ
に充電電流を供給する出力スイッチとを備え、直流電源
電圧を発生する電源からの供給電流に基づいて負荷を動
作させるための出力電流を生成するとともに、前記出力
スイッチを制御して、前記バッテリを充電するための充
電電流を制御するＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記
電源の直流電源電圧を検出する回路と、前記検出された
電圧により前記バッテリに供給する電力を調整する回路
とを備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ」。

【００７４】上記の「前記電源の直流電源電圧を検出」
する方法又は構成は、前記電源の直流電源電圧を、前記
制御回路２１に入力する方法又は構成に該当しても良
い。又、「前記電源の直流電源電圧を検出」する方法又
は構成は、前記電源の直流電源電圧を電圧検出用増幅回
路２２（図１、図２、図３）に入力する構成に該当して
も良い。さらに、電圧の検出は、前記電圧を直接又は間
接的に検出する場合も含むものであり、分圧抵抗等を介
して検出する場合も意味しても良い。又、図１、図２、
図３の電圧検出用増幅回路２２で、基準電圧Ｖref1と比
較し、その基準電圧Ｖref1との差分をとったもの又はそ
の差分を増幅することを意味しても良い。

【００７５】又、実施の形態では、制御回路２１内に、
電圧検出用増幅回路２２を設けたが、この電圧検出用増
幅回路２２を制御回路２１の外部に設けて、前記制御回
路２１の外部に設けられた電圧検出用増幅回路２２の出
力が制御回路２１に入力される構成も本発明は含むもの
である。この構成の場合は、前記電圧検出用増幅回路２
２の出力を前記制御回路２１が受け取ることが、「前記
電源の直流電源電圧を検出」する方法又は構成に相当し
ても良い。又、１チップで構成された制御回路２１の場
合も同様で、制御回路２１の外部に設けられた電圧検出
用増幅回路２２の出力が１チップで構成された制御回路
２１に入力される構成も本発明は含むものである。この
構成の場合は、前記電圧検出用増幅回路２２の出力を前
記１チップで構成された制御回路２１が受け取ること
が、「前記電源の直流電源電圧を検出」する方法又は構
成に相当する。以上、「電源の直流電源電圧を検出」す
る方法又は構成は、実施の形態で説明した通り、又、上
記の説明の通り、種種の方法又は構成を含むものであ
る。

【００７６】さらに、本発明の実施の形態は、以下の方
法又は構成も開示している。 （４）「直流電源電圧を発生する電源からの供給電流に
基づいて負荷を動作させるための出力電流を生成すると
ともに、該供給電流を出力スイッチを介してバッテリを
充電するための充電電流として出力し、その出力スイッ
チをオンオフ動作させて、前記バッテリを充電するため
の充電電流を制御するＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法
であって、前記電源の直流電源電圧と基準値との差に応
じて前記検出された電圧により前記バッテリに供給する
電力を調整するようにしたことを特徴とするＤＣ−ＤＣ
コンバータの制御方法」。

【００７７】（５）「直流電源電圧を発生する電源から
の供給電流に基づいて負荷を動作させるための出力電流
を生成するとともに、該供給電流を出力スイッチを介し
てバッテリを充電するための充電電流として出力し、そ
の出力スイッチをオンオフ動作させて、前記バッテリを
充電するための充電電流を制御するＤＣ−ＤＣコンバー
タの制御回路であって、検出された前記電源の直流電源
電圧により前記バッテリに供給する電力を調整する回路
とを備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制
御回路」。

【００７８】（６）「直流電源電圧を発生する電源から
の供給電流に基づいて負荷を動作させるための出力電流
を生成するとともに、該供給電流を出力スイッチを介し
てバッテリを充電するための充電電流として出力し、そ
の出力スイッチをオンオフ動作させて、前記バッテリを
充電するための充電電流を制御するＤＣ−ＤＣコンバー
タの制御回路であって、前記電源の直流電源電圧と基準
値との差に応じて前記バッテリに供給する電力を調整す
る回路とを備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバー
タの制御回路」。

【００７９】（７）「出力インダクタンスと容量からな
る平滑回路と、オンオフ動作して前記平滑回路を介して
バッテリに充電電流を供給する出力スイッチとを備え、
直流電源電圧を発生する電源からの供給電流に基づいて
負荷を動作させるための出力電流を生成するとともに、
前記出力スイッチを制御して、前記バッテリを充電する
ための充電電流を制御するＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、前記電源の直流電源電圧と基準値との差に応じて前
記バッテリに供給する電力を調整する回路とを備えたこ
とを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ」。

【００８０】上記（１）〜（７）の各事項における方法
又は構成も上記発明の実施の形態に開示されており、発
明の実施の形態で説明した効果と同様の効果を奏するも
のである。

【００８１】更に、上記発明の実施の形態から把握され
る本発明の構成に関する以下の事項を開示する。 （１１） 直流電源電圧を発生するＡＣアダプタからの
供給電流に基づいてシステムを動作させるための出力電
流を生成するとともに、該供給電流を出力トランジスタ
を介してバッテリを充電するための充電電流として出力
し、その出力トランジスタをオンオフ動作させるデュー
ティ制御信号のデューティ比を変更して、前記バッテリ
を充電するための充電電流を制御するＤＣ−ＤＣコンバ
ータの制御方法であって、前記ＡＣアダプタの直流電源
電圧と、基準電圧とを比較してそれらの差電圧を増幅し
た検出信号を生成し、その検出信号と、三角波発振回路
から出力される三角波信号とを比較し、該比較結果に基
づいて前記デューティ制御信号のデューティ比を変更し
て、前記ＡＣアダプタの供給電力に応じて前記バッテリ
に供給する電力を調整するようにしたことを特徴とする
ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。従って、ＡＣアダプ
タの供給能力を最大限に利用することができる。しか
も、ＡＣアダプタを特別な仕様にする必要がないため、
コストの上昇を抑えることができる。

【００８２】（１２） 上記（１１）に記載のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの制御方法において、前記バッテリに供給
する充電電流を検出し、その検出に基づいてバッテリに
供給する充電電流を一定に制御するようにしたことを特
徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。従って、過
電流充電によるバッテリの破損を防止することができ
る。

【００８３】（１３） 上記（１１）に記載のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの制御方法において、前記バッテリ電圧を
検出し、その検出に基づいてバッテリ電圧を一定に制御
するようにしたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ
の制御方法。従って、過電圧充電によるバッテリの破損
を防止することができる。

【００８４】（１４） 直流電源電圧を発生するＡＣア
ダプタからの供給電流に基づいてシステムを動作させる
ための出力電流を生成するとともに、該供給電流を出力
トランジスタを介してバッテリを充電するための充電電
流として出力し、その出力トランジスタをオンオフ動作
させるデューティ制御信号のデューティ比を変更して、
前記バッテリを充電するための充電電流を制御するＤＣ
−ＤＣコンバータの制御回路であって、前記ＡＣアダプ
タの直流電源電圧と、第１の基準電圧とが入力され、両
電圧を比較してそれらの差電圧を増幅した検出信号を生
成する電圧検出用増幅回路と、前記検出信号と、三角波
発振回路から出力される三角波信号とを比較し、該比較
結果に基づいて前記デューティ制御信号のデューティ比
を変更して、前記ＡＣアダプタの供給電力に応じて前記
バッテリに供給する電力を調整するＰＷＭ比較回路とを
備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御回
路。従って、ＡＣアダプタの供給能力を最大限に利用す
ることができる。しかも、ＡＣアダプタを特別な仕様に
する必要がないため、コストの上昇を抑えることができ
る。

【００８５】（１５） 上記（１４）に記載のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの制御回路において、前記バッテリに供給
する充電電流を検出し、その検出に基づいた出力信号を
生成する充電電流検出回路を備え、前記ＰＷＭ比較回路
は、前記検出信号と前記出力信号のうちのいずれか一方
と、前記三角波信号とを比較し、前記検出信号と三角波
信号との比較結果に基づいて前記デューティ制御信号の
デューティ比を変更して前記ＡＣアダプタの供給電力に
応じて前記バッテリに供給する電力を調整し、前記出力
信号と三角波信号との比較結果に基づいて前記デューテ
ィ制御信号のデューティ比を変更して前記バッテリに供
給する充電電流を一定に制御するようにしたことを特徴
とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。従って、ＡＣ
アダプタの供給能力を最大限に利用することができ、し
かもバッテリに供給する充電電流が一定に制御されるの
で、過電流充電によるバッテリの破損を防止することが
できる。

【００８６】（１６） 上記（１５）に記載のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの制御回路において、前記充電電流検出回
路は、前記充電電流が流れる抵抗と、前記抵抗の両端の
電圧が入力され、前記充電電流を電圧信号に変換する電
流検出用増幅回路と、前記電圧信号と第２の基準電圧と
が入力され、両電圧を比較してそれらの差電圧を増幅し
た前記出力信号を出力する第２の誤差増幅回路とからな
ることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。

【００８７】（１７） 上記（１６）に記載のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの制御回路において、前記電圧検出用増幅
回路に前記第２の基準電圧を第１の基準電圧として供給
するとき、その第２の基準電圧に応じて前記直流電源電
圧の電圧を分圧し、その分圧電圧を前記電圧検出用増幅
回路に供給する抵抗分割回路、又は、前記第２の誤差増
幅回路に前記第１の基準電圧を第２の基準電圧として供
給するとき、その第１の基準電圧に応じて前記電圧信号
の電圧を分圧し、その分圧電圧を前記第２の誤差増幅回
路に供給する抵抗分割回路、を備えたことを特徴とする
ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。従って、複数の基準
電圧を生成する電源が１つですむ。

【００８８】（１８） 上記（１７）に記載のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの制御回路において、前記第１の基準電圧
を分圧して前記第２の誤差増幅回路に供給する第２の基
準電圧を生成する抵抗分割回路、又は、前記第２の基準
電圧を分圧して前記電圧検出用増幅回路に供給する第１
の基準電圧を生成する抵抗分割回路、を備えたことを特
徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。従って、複
数の基準電圧を生成する電源が１つですむ。

【００８９】（１９） 上記（１４）に記載のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの制御回路において、前記バッテリ電圧を
検出し、その検出に基づいた出力信号を生成するバッテ
リ電圧検出回路を備え、前記ＰＷＭ比較回路は、前記検
出信号と前記出力信号のうちのいずれか一方と、前記三
角波信号とを比較し、前記検出信号と三角波信号との比
較結果に基づいて前記デューティ制御信号のデューティ
比を変更して前記ＡＣアダプタの供給電力に応じて前記
バッテリに供給する電力を調整し、前記出力信号と三角
波信号との比較結果に基づいて前記デューティ制御信号
のデューティ比を変更して前記バッテリ電圧を一定に制
御するようにしたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバー
タの制御回路。従って、ＡＣアダプタの供給能力を最大
限に利用することができ、しかもバッテリ電圧が一定に
制御されるので、過電圧充電によるバッテリの破損を防
止することができる。

【００９０】（２０） 上記（１９）に記載のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの制御回路において、前記バッテリ電圧検
出回路は、前記バッテリ電圧と第３の基準電圧とが入力
され、両電圧を比較してそれらの差電圧を増幅した前記
出力信号を出力する第３の誤差増幅回路であることを特
徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。

【００９１】（２１） 上記（２０）に記載のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの制御回路において、前記電圧検出用増幅
回路に前記第３の基準電圧を第１の基準電圧として供給
するとき、その第３の基準電圧に応じて前記直流電源電
圧の電圧を分圧し、その分圧電圧を前記電圧検出用増幅
回路に供給する抵抗分割回路、又は、前記第３の誤差増
幅回路に前記第１の基準電圧を第３の基準電圧として供
給するとき、その第１の基準電圧に応じて前記バッテリ
電圧を分圧し、その分圧電圧を前記第３の誤差増幅回路
に供給する抵抗分割回路、を備えたことを特徴とするＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの制御回路。従って、複数の基準電
圧を生成する電源が１つですむ。

【００９２】（２２） 上記（２０）に記載のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの制御回路において、前記第１の基準電圧
を分圧して前記第３の誤差増幅回路に供給する第３の基
準電圧を生成する抵抗分割回路、又は、前記第３の基準
電圧を分圧して前記電圧検出用増幅回路に供給する第１
の基準電圧を生成する抵抗分割回路、を備えたことを特
徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。従って、複
数の基準電圧を生成する電源が１つですむ。

【００９３】（２３） 出力コイルと容量からなる平滑
回路と、オンオフ動作して前記平滑回路を介してバッテ
リに充電電流を供給する出力トランジスタとを備え、直
流電源電圧を発生するＡＣアダプタからの供給電流に基
づいてシステムを動作させるための出力電流を生成する
とともに、前記出力トランジスタをオンオフ動作させる
デューティ制御信号のデューティ比を変更して、前記バ
ッテリを充電するための充電電流を制御するＤＣ−ＤＣ
コンバータであって、前記ＡＣアダプタの直流電源電圧
と、基準電圧とが入力され、両電圧を比較してそれらの
差電圧を増幅した検出信号を生成する電圧検出用増幅回
路と、前記検出信号と、三角波発振回路から出力される
三角波信号とを比較し、該比較結果に基づいて前記デュ
ーティ制御信号のデューティ比を変更して、前記ＡＣア
ダプタの供給電力に応じて前記バッテリに供給する電力
を調整するＰＷＭ比較回路とを備えたことを特徴とする
ＤＣ−ＤＣコンバータ。従って、ＡＣアダプタの供給能
力を最大限に利用することができる。しかも、ＡＣアダ
プタを特別な仕様にする必要がないため、コストの上昇
を抑えることができる。

【００９４】

【発明の効果】以上詳述したように、本発明によれば、
コストの上昇を抑えて、電源の供給能力を最大限に利用
することができるＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの制御回路、及び、ＤＣ−ＤＣコン
バータを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路
図である。

【図２】 別例のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図であ
る。

【図３】 別例のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図であ
る。

【図４】 従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図であ
る。

【図５】 ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するため
の図である。

【図６】 従来の別のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図で
ある。

【符号の説明】

３ 出力スイッチとしての出力トランジスタ ４ 電源としてのＡＣアダプタ ５ 出力コイル ７ 容量 １６ 調整回路としてのＰＷＭ比較回路 ２２ 検出回路としての電圧検出用増幅回路 ＢＴ バッテリ Ｉ0 供給電流 Ｉ1 出力電流 Ｉ2 充電電流 Ｖin 直流電源電圧

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松山 俊幸 愛知県春日井市高蔵寺町二丁目1844番２ 富士通ヴィエルエスアイ株式会社内 (72)発明者 小澤 秀清 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内 (72)発明者 喜多川 聖也 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源電圧を発生する電源からの供給
   電流に基づいて負荷を動作させるための出力電流を生成
   するとともに、該供給電流を出力スイッチを介してバッ
   テリを充電するための充電電流として出力し、その出力
   スイッチをオンオフ動作させて、前記バッテリを充電す
   るための充電電流を制御するＤＣ−ＤＣコンバータの制
   御方法であって、 前記電源の直流電源電圧を検出し、 前記検出された電圧により前記バッテリに供給する電力
   を調整するようにしたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコン
   バータの制御方法。
2. 【請求項２】 直流電源電圧を発生する電源からの供給
   電流に基づいて負荷を動作させるための出力電流を生成
   するとともに、該供給電流を出力スイッチを介してバッ
   テリを充電するための充電電流として出力し、その出力
   スイッチをオンオフ動作させて、前記バッテリを充電す
   るための充電電流を制御するＤＣ−ＤＣコンバータの制
   御回路であって、 前記電源の直流電源電圧を検出する検出回路と、 前記検出された電圧により前記バッテリに供給する電力
   を調整する調整回路とを備えたことを特徴とするＤＣ−
   ＤＣコンバータの制御回路。
3. 【請求項３】 出力コイルと容量からなる平滑回路と、 オンオフ動作して前記平滑回路を介してバッテリに充電
   電流を供給する出力スイッチとを備え、 直流電源電圧を発生する電源からの供給電流に基づいて
   負荷を動作させるための出力電流を生成するとともに、
   前記出力スイッチを制御して、前記バッテリを充電する
   ための充電電流を制御するＤＣ−ＤＣコンバータであっ
   て、 前記電源の直流電源電圧を検出する検出回路と、 前記検出された電圧により前記バッテリに供給する電力
   を調整する調整回路とを備えたことを特徴とするＤＣ−
   ＤＣコンバータ。
4. 【請求項４】 直流電源電圧を発生するＡＣアダプタか
   らの供給電流に基づいてシステムを動作させるための出
   力電流を生成するとともに、該供給電流を出力トランジ
   スタを介してバッテリを充電するための充電電流として
   出力し、その出力トランジスタをオンオフ動作させるデ
   ューティ制御信号のデューティ比を変更して、前記バッ
   テリを充電するための充電電流を制御するＤＣ−ＤＣコ
   ンバータの制御方法であって、 前記ＡＣアダプタの直流電源電圧と、基準電圧とを比較
   してそれらの差電圧を増幅した検出信号を生成し、 その検出信号と、三角波発振回路から出力される三角波
   信号とを比較し、該比較結果に基づいて前記デューティ
   制御信号のデューティ比を変更して、前記ＡＣアダプタ
   の供給電力に応じて前記バッテリに供給する電力を調整
   するようにしたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ
   の制御方法。
5. 【請求項５】 直流電源電圧を発生するＡＣアダプタか
   らの供給電流に基づいてシステムを動作させるための出
   力電流を生成するとともに、該供給電流を出力トランジ
   スタを介してバッテリを充電するための充電電流として
   出力し、その出力トランジスタをオンオフ動作させるデ
   ューティ制御信号のデューティ比を変更して、前記バッ
   テリを充電するための充電電流を制御するＤＣ−ＤＣコ
   ンバータの制御回路であって、 前記ＡＣアダプタの直流電源電圧と、第１の基準電圧と
   が入力され、両電圧を比較してそれらの差電圧を増幅し
   た検出信号を生成する電圧検出用増幅回路と、 前記検出信号と、三角波発振回路から出力される三角波
   信号とを比較し、該比較結果に基づいて前記デューティ
   制御信号のデューティ比を変更して、前記ＡＣアダプタ
   の供給電力に応じて前記バッテリに供給する電力を調整
   するＰＷＭ比較回路とを備えたことを特徴とするＤＣ−
   ＤＣコンバータの制御回路。
6. 【請求項６】 出力コイルと容量からなる平滑回路と、
   オンオフ動作して前記平滑回路を介してバッテリに充電
   電流を供給する出力トランジスタとを備え、直流電源電
   圧を発生するＡＣアダプタからの供給電流に基づいてシ
   ステムを動作させるための出力電流を生成するととも
   に、前記出力トランジスタをオンオフ動作させるデュー
   ティ制御信号のデューティ比を変更して、前記バッテリ
   を充電するための充電電流を制御するＤＣ−ＤＣコンバ
   ータであって、 前記ＡＣアダプタの直流電源電圧と、基準電圧とが入力
   され、両電圧を比較してそれらの差電圧を増幅した検出
   信号を生成する電圧検出用増幅回路と、 前記検出信号と、三角波発振回路から出力される三角波
   信号とを比較し、該比較結果に基づいて前記デューティ
   制御信号のデューティ比を変更して、前記ＡＣアダプタ
   の供給電力に応じて前記バッテリに供給する電力を調整
   するＰＷＭ比較回路とを備えたことを特徴とするＤＣ−
   ＤＣコンバータ。