JP2008206215A - 電源回路、電源制御回路および電源制御方法 - Google Patents
電源回路、電源制御回路および電源制御方法 Download PDFInfo
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Abstract
【課題】 二次電池の充電に伴う温度上昇を抑制して二次電池の温度が比較的高い状態での充電を可能にする。
【解決手段】 スイッチング素子およびインダクタンス素子を用いたＤＣ−ＤＣコンバータにより二次電池を充電する電源回路は、電流調整回路を備えて構成される。電流調整回路は、基準電圧および二次電池の温度に対応する第１制御電圧のうち低い方と二次電池の充電電流に対応する電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせることで二次電池の充電電流を調整する。
【選択図】 図１
【解決手段】 スイッチング素子およびインダクタンス素子を用いたＤＣ−ＤＣコンバータにより二次電池を充電する電源回路は、電流調整回路を備えて構成される。電流調整回路は、基準電圧および二次電池の温度に対応する第１制御電圧のうち低い方と二次電池の充電電流に対応する電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせることで二次電池の充電電流を調整する。
【選択図】 図１
Description
本発明は、電源回路、電源制御回路および電源制御方法に関する。
ノート型パーソナルコンピュータ等の携帯型電子機器においては、電源として二次電池が搭載されているが、ＡＣアダプタ等を介して外部電源を接続することで簡単に二次電池を充電できるように充電回路も搭載されていることが多い。また、携帯型電子機器は、外部電源が接続されていないときには二次電池の電源供給を使用して駆動され、外部電源が接続されているときには外部電源の電源供給を使用して駆動されるのが一般的である。
携帯型電子機器において、二次電池の充電は、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた充電回路により定電圧や定電流を二次電池に印加することで実施される。二次電池は、充電や放電に伴って発熱するが、温度に対して非常に敏感であり、温度が許容範囲外であるときに充電されると急速に劣化する。このため、従来の充電回路は、二次電圧の温度を監視して二次電池の温度が許容範囲外であるときに二次電池の充電を停止するように構成されている。
図７は、従来の充電回路を示している。図８および図９は、図７のＰＷＭ比較器の動作を示している。図１０は、図７のサーミスタの温度特性を示している。図１１は、図７のウィンドウ比較器に供給される電圧の温度特性を示している。従来の充電回路ＣＨＧは、ＰＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた構成であり、メインスイッチングトランジスタＴ１、同期整流トランジスタＴ２、チョークコイルＬ１、平滑用コンデンサＣ１、電流測定用抵抗ＲＳおよび制御回路ＣＴＬを有している。
メインスイッチングトランジスタＴ１は、ｎ型トランジスタで構成されている。メインスイッチングトランジスタＴ１の入力端子は、入力電圧Ｖｉを受けるための端子Ｐ１に接続されている。メインスイッチングトランジスタＴ１の出力端子は、チョークコイルＬ１の一端に接続されている。メインスイッチングトランジスタＴ１の制御端子は、制御回路ＣＴＬにおけるＰＷＭ比較器ＰＣＭＰの出力信号Ｑ１を受けている。同期整流トランジスタＴ２は、ｎ型トランジスタで構成されている。同期整流トランジスタＴ２の入力端子は、接地線に接続されている。同期整流トランジスタＴ２の出力端子は、チョークコイルＬ１の一端に接続されている。同期整流トランジスタＴ２の制御端子は、制御回路ＣＬＴにおけるゲート回路Ｇ２の出力信号／Ｑ１ａを受けている。チョークコイルＬ１の他端は、平滑用コンデンサＣ１の一端および電流測定用抵抗ＲＳの一端に接続されている。平滑用コンデンサＣ１の他端は、接地線に接続されている。電流測定用抵抗ＲＳの他端は、二次電池ＢＴＲに出力電圧Ｖｏを供給するための端子Ｐ２に接続されている。
制御回路ＣＴＬは、電圧増幅器ＡＭＰ、電圧発生器Ｅ１、Ｅ２、誤差増幅器ＥＲＡ１、ＥＲＡ２、抵抗Ｒ１〜Ｒ３、ｎ型トランジスタＴ３、三角波発振器ＯＳＣ、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰ、ゲート回路Ｇ１、Ｇ２およびウィンドウ比較器ＷＣＭＰを備えて構成されている。電圧増幅器ＡＭＰは、電流測定用抵抗ＲＳの一端の電圧を非反転入力端子で受け、電流測定用抵抗ＲＳの他端の電圧（出力電圧Ｖｏ）を反転入力端子で受けている。これにより、電圧増幅器ＡＭＰは、電流測定用抵抗ＲＳの一端の電圧と電流測定用抵抗ＲＳの他端の電圧との電圧差を増幅して電圧Ｖｃを生成する。従って、電圧増幅器ＡＭＰにより生成される電圧Ｖｃは、充電回路ＣＨＧの出力電流（二次電池ＢＴＲの充電電流）に対応している。
電圧発生器Ｅ１は、基準電圧Ｖｅ１を発生させる。誤差増幅器ＥＲＡ１は、基準電圧Ｖｅ１を非反転入力端子で受け、電圧Ｖｃを反転入力端子で受けている。これにより、誤差増幅器ＥＲＡ１は、基準電圧Ｖｅ１と電圧Ｖｃとの電圧差を増幅して出力信号ＤＦ１を生成する。電圧発生器Ｅ２は、基準電圧Ｖｅ２を発生させる。抵抗Ｒ１、Ｒ２およびトランジスタＴ３は、端子Ｐ２と接地線との間に直列接続されている。トランジスタＴ３の制御端子は、ゲート回路Ｇ１から供給される停止信号／ＳＴＰを受けている。誤差増幅器ＥＲＡ２は、基準電圧Ｖｅ２を非反転入力端子で受け、抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続ノードの電圧（抵抗Ｒ１、Ｒ２およびトランジスタＴ３により出力電圧Ｖｏを分圧した電圧）を反転入力端子で受けている。これにより、誤差増幅器ＥＲＡ２は、基準電圧Ｖｅ２と抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続ノードの電圧との電圧差を増幅して出力信号ＤＦ２を生成する。三角波発振器ＯＳＣは、所定周期の三角波信号ＴＷを発生させる。
ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰは、第１非反転入力端子の電圧および第２非反転入力端子の電圧のうち低い方と反転入力端子の電圧とを比較し、反転入力端子の電圧の方が低いときに出力信号Ｑ１（／Ｑ１）を高レベル（低レベル）に設定し、反転入力端子の電圧の方が高いときに出力信号Ｑ１（／Ｑ１）を低レベル（高レベル）に設定する電圧−パルス幅変換器である。ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰは、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１を第１非反転入力端子で受け、誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２を第２非反転入力端子で受け、三角波信号ＴＷを反転入力端子で受けている。
従って、図８に示すように、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧が誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２の電圧より低い場合、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰは、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧と三角波信号ＴＷの電圧とを比較し、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧が三角波信号ＴＷの電圧より高ければ出力信号Ｑ１を高レベルに設定し、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧が三角波信号ＴＷの電圧より低ければ出力信号Ｑ１を低レベルに設定する。
また、図９に示すように、誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２の電圧が誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧より低い場合、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰは、誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２の電圧と三角波信号ＴＷの電圧とを比較し、誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２の電圧が三角波信号ＴＷの電圧より高ければ出力信号Ｑ１を高レベルに設定し、誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２の電圧が三角波信号ＴＷの電圧より低ければ出力信号Ｑ１を低レベルに設定する。
抵抗Ｒ３は、プルアップ用電圧Ｖｈの供給線と端子Ｐ３との間に接続されている。端子Ｐ３は、二次電池ＢＴＲにおける温度測定用のサーミスタＴｈの一端に接続されている。サーミスタＴｈの他端は、接地線に接続されている。サーミスタＴｈは、温度に応じて抵抗値が変化する感温抵抗素子であり、図１０に示すような温度特性を有している。抵抗Ｒ３とサーミスタＴｈとで構成される直列抵抗に一定の電圧Ｖｈが印加されるため、ウィンドウ比較器ＷＣＭＰに供給される端子Ｐ３の電圧Ｖｔ１は、図１１に示すような温度特性を有している。
二次電池ＢＴＲの温度が許容範囲の最高温度であるときに電圧Ｖｔ１がαＶであり、二次電圧ＢＴＲの温度が許容範囲の最低温度であるときに電圧Ｖｔ１がβＶであると仮定すると、ウィンドウ比較器ＷＣＭＰは、電圧Ｖｔ１がαＶより高くβＶより低いときに停止信号ＳＴＰ１を低レベルに設定し、電圧Ｖｔ１がαＶより低いときあるいは電圧Ｖｔ１がβＶより高いときに停止信号ＳＴＰ１を高レベルに設定する。
ゲート回路Ｇ１は、停止信号ＳＴＰ１、ＳＴＰ２の少なくともいずれかが高レベルに設定されているときに停止信号／ＳＴＰを低レベルに設定し、停止信号ＳＴＰ１、ＳＴＰ２の双方が低レベルに設定されているときに停止信号／ＳＴＰを高レベルに設定する。なお、停止信号ＳＴＰ２は、充電回路ＣＨＧの起動／停止を要求するための信号であり、充電回路ＣＨＧの停止を要求するときに高レベルに設定され、充電回路ＣＨＧの起動を要求するときに低レベルに設定される。ゲート回路Ｇ２は、停止信号／ＳＴＰが高レベルに設定されているときにＰＷＭ比較器ＰＣＭＰの出力信号／Ｑ１を出力信号／Ｑ１ａとして同期整流トランジスタＴ２の制御端子に供給し、停止信号／ＳＴＰが低レベルに設定されているときに低レベル信号を出力信号／Ｑ１ａとして同期整流トランジスタＴ２の制御端子に供給する。
以上のような充電回路ＣＨＧにおいて、メインスイッチングトランジスタＴ１がオン状態になると、同期整流トランジスタＴ２がオフ状態になり、入力側からチョークコイルＬ１を介して負荷に電流が供給される。チョークコイルＬ１の両端には入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの電圧差が印加されるため、チョークコイルＬ１を流れる電流は時間の経過に伴って増加し、負荷に供給される電流も時間の経過に伴って増加する。また、チョークコイルＬ１を電流が流れることで、チョークコイルＬ１にエネルギーが蓄積される。
そして、メインスイッチングトランジスタＴ１がオフ状態になると、同期整流トランジスタＴ２がオン状態になり、チョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギーが放電される。このとき、出力電圧Ｖｏは、メインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間Ｔｏｎ、メインスイッチングトランジスタＴ１のオフ期間Ｔｏｆｆおよび入力電圧Ｖｉを用いて式（１）で表される。
Ｖｏ＝｛Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）｝×Ｖｉ・・・（１）
また、チョークコイルＬ１を流れる電流は、メインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間では入力側から出力側に流れ、メインスイッチングトランジスタＴ１のオフ期間では同期整流トランジスタＴ２を介して供給される。従って、平均入力電流Ｉｉは、メインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間Ｔｏｎ、メインスイッチングトランジスタＴ１のオフ期間Ｔｏｆｆおよび出力電流Ｉｏを用いて式（２）で表される。
Ｉｉ＝｛Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）｝×Ｉｏ・・・（２）
従って、入力電圧Ｖｉの変動に起因して出力電圧Ｖｏが変動する場合、出力電圧Ｖｏの変動を検出してメインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間／オフ期間の比率を制御することで、出力電圧Ｖｏを一定に保つことができる。同様に、負荷の変動に起因して出力電圧Ｖｏが変動する場合も、出力電圧Ｖｏの変動を検出してメインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間／オフ期間の比率を制御することで、出力電圧Ｖｏを一定に保つことができる。
Ｖｏ＝｛Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）｝×Ｖｉ・・・（１）
また、チョークコイルＬ１を流れる電流は、メインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間では入力側から出力側に流れ、メインスイッチングトランジスタＴ１のオフ期間では同期整流トランジスタＴ２を介して供給される。従って、平均入力電流Ｉｉは、メインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間Ｔｏｎ、メインスイッチングトランジスタＴ１のオフ期間Ｔｏｆｆおよび出力電流Ｉｏを用いて式（２）で表される。
Ｉｉ＝｛Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）｝×Ｉｏ・・・（２）
従って、入力電圧Ｖｉの変動に起因して出力電圧Ｖｏが変動する場合、出力電圧Ｖｏの変動を検出してメインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間／オフ期間の比率を制御することで、出力電圧Ｖｏを一定に保つことができる。同様に、負荷の変動に起因して出力電圧Ｖｏが変動する場合も、出力電圧Ｖｏの変動を検出してメインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間／オフ期間の比率を制御することで、出力電圧Ｖｏを一定に保つことができる。
また、充電回路ＣＨＧにおいて、負荷電流が増加すると、電流測定用抵抗ＲＳを流れる電流が増加し、電流測定用抵抗ＲＳの両端に発生する電圧降下が大きくなる。電流測定用抵抗ＲＳの両端に発生する電圧降下が大きくなると、誤差増幅器ＥＲＡ１において非反転入力端子の電圧と反転入力端子の電圧との電圧差が小さくなるため、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧が下がる。この結果、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰの出力信号Ｑ１のパルス幅（高レベル期間）が小さくなるため、出力電圧Ｖｏが下がり、二次電池ＢＴＲの充電電流が減少する。
一方、負荷電流が減少すると、電流測定用抵抗ＲＳを流れる電流が減少し、電流測定用抵抗ＲＳの両端に発生する電圧降下が小さくなる。電流測定用抵抗ＲＳの両端に発生する電圧降下が小さくなると、誤差増幅器ＥＲＡ１において非反転入力端子の電圧と反転入力端子の電圧との電圧差が大きくなるため、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧が上がる。この結果、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰの出力信号Ｑ１のパルス幅が大きくなるため、出力電圧Ｖｏが上がり、二次電池ＢＴＲの充電電流が増加する。このように、ＰＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた充電回路ＣＨＧでは、メインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間／オフ期間の比率を制御することにより、出力電圧Ｖｏを制御して二次電池ＢＴＲの充電電流や充電電圧を制御することができる。
また、充電回路ＣＨＧでは、二次電池ＢＴＲの温度が許容範囲の最高温度より高いとき、電圧Ｖｔ１がαＶより低くなるため、ウィンドウ比較器ＷＣＭＰから供給される停止信号ＳＴＰ１が高レベルに設定される。これにより、ゲート回路Ｇ１から供給される停止信号／ＳＴＰが低レベルに設定され、充電回路ＣＨＧが停止して二次電圧ＢＴＲの充電が停止される。同様に、二次電池ＢＴＲの温度が許容範囲の最低温度より低いとき、電圧Ｖｔ１がβＶより高くなるため、停止信号ＳＴＰ１が高レベルに設定される。これにより、停止信号／ＳＴＰが低レベルに設定され、充電回路ＣＨＧが停止して二次電圧ＢＴＲの充電が停止される。
充電回路ＣＨＧが停止しているとき、ゲート回路Ｇ１から供給される停止信号／ＳＴＰが低レベルに設定されるため、ゲート回路Ｇ２の出力信号／Ｑ１ａが低レベルに設定されて同期整流トランジスタＴ２がオフし、同期整流トランジスタＴ２を介して二次電池ＢＴＲが放電されることが防止される。同様に、充電回路ＣＨＧが停止しているとき、停止信号／ＳＴＰが低レベルに設定されるため、トランジスタＴ３がオフし、抵抗Ｒ１、Ｒ２およびトランジスタＴ３を介して二次電池ＢＴＲが放電されることが防止される。
なお、本発明の先行技術としては、特許文献１〜９などが挙げられる。
特開平８−３３２３０号公報
特開平５−２０７６７１号公報
特開平５−２２７６７７号公報
特開平６−１６５４０８号公報
特開平１０−３２４７５号公報
特開平１１−１５０８８５号公報
特開２００１−２１１５６２号公報
特開平６−２８４５９３号公報
特開２００５−２７４３７２号公報
従来の充電回路は、二次電池の温度が許容範囲外であるときは二次電池の充電を中止するように構成されている。このため、二次電池が放電された直後においては、二次電池の温度が比較的高くなっているため、二次電池の充電が開始されても直ぐに二次電池の充電が停止され、二次電圧の温度が許容範囲内に下がるまで二次電池の充電が停止されたままになる。また、携帯型電子機器が二次電池の電源供給を使用して駆動された直後においては、二次電池の温度が比較的高くなっているため、二次電池の充電が開始されると、二次電池の温度が許容範囲外まで直ぐに上がり、携帯型電子機器の温度が充分に下がるまでは二次電池の充電の開始および停止が頻繁に繰り返される場合がある。
本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、二次電池の充電に伴う温度上昇を抑制して二次電池の温度が比較的高い状態での充電を可能にすることを目的とする。
本発明の一形態では、スイッチング素子およびインダクタンス素子を用いたＤＣ−ＤＣコンバータにより二次電池を充電する電源回路（その電源回路に適用される電源制御回路）は、電流調整回路を備えて構成される。電流調整回路は、基準電圧および二次電池の温度に対応する第１制御電圧のうち低い方と二次電池の充電電流に対応する電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせることで二次電池の充電電流を調整する（電流調整工程）。電流調整回路を設けることで、二次電池の温度が高くなるのに従って二次電池の充電電流を減少させることができる。二次電池の温度上昇率は充電電流に大きく依存するため、二次電池の充電に伴う温度上昇を抑制でき、二次電池の温度が比較的高い状態での充電が可能になる。
本発明の一形態における好ましい例では、電流調整回路は、基準電圧および第１制御電圧に加えて、電源回路の温度に対応する第２制御電圧および二次電池の充電電圧に応じて基準電圧より高い電圧または基準電圧より低い電圧のいずれかに設定される第３制御電圧を使用し、基準電圧および第１〜第３制御電圧のうち最も低いものと電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせる。
電源回路自体も二次電池の充電に伴って発熱するが、一般に、電源回路は二次電池の近傍に配置されるため、電源回路の発熱による煽り熱の影響で二次電池の温度が上がる。従って、電源調整回路が第２制御電圧も使用することで、二次電池の充電電流を精度よく調整できる。また、電源調整回路が第３制御電圧も使用することで、二次電池の充電電圧が所定電圧より低いときに二次電池の充電電流が小さく設定され、二次電池の充電電圧が所定電圧より高いときに二次電池の充電電流が大きく設定されるような電源回路の出力特性を実現できる。
本発明の一形態における好ましい例では、電源回路（電源制御回路）は、非線形変換回路を更に備えて構成される。非線形変換回路は、第１制御電圧を予め決められた変換規則に従って非線形に変換して第１変換制御電圧を生成する（非線形変換工程）。電流調整回路は、第１制御電圧の代わりに第１変換制御電圧を使用する。非線形変換回路を設けることで、二次電池の充電電流を第１制御電圧により決まる電流値以外の電流値に設定することが可能になり、電源回路の利便性の向上に寄与する。
好ましくは、非線形変換回路により生成される電圧は、基準電圧より低く設定される。電流調整回路は、基準電圧を使用対象から除外する。これにより、電流調整回路を簡易化でき、電源回路の回路規模を低減することができる。より好ましくは、非線形変換回路は、電源回路の温度に対応する第２制御電圧および二次電池の充電電圧を予め決められた変換規則に従って非線形に変換して第２および第３変換制御電圧として出力とする。電流調整回路は、第１変換制御電圧に加えて、第２および第３変換制御電圧を使用し、第１〜第３変換制御電圧のうち最も低いものと電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせる。
電源調整回路が第２変換制御電圧も使用することで、二次電池の充電電流を精度よく調整できる。また、二次電池の充電電流を第２制御電圧により決まる電流値以外の電流値に設定することが可能になり、電源回路の利便性の向上に寄与する。更に、電源調整回路が第３変換制御電圧も使用することで、二次電池の充電電圧が所定電圧より低いときに二次電池の充電電流が小さく設定され、二次電池の充電電圧が所定電圧より高いときに二次電池の充電電流が大きく設定されるような電源回路の出力特性を実現できる。
また、好ましくは、非線形変換回路は、変換規則変更回路を備えて構成される。変換規則変更回路は、二次電池に合わせて変換規則を変更する（変換規則変更工程）。例えば、変換規則変更回路は、外部装置と通信する通信回路を用いて変換規則を変更する。変換規則変更回路を設けることで、二次電池の充電電流を二次電池に合わせて高精度に調整できる。
本発明によれば、二次電池の充電に伴う温度上昇を抑制でき、二次電池の温度が比較的高い状態での充電が可能になる。
以下、本発明の実施形態について図面を用いて説明する。図１は、本発明の第１実施形態を示している。以下、第１実施形態について説明するが、図７で説明した要素と同一の要素については、図７で使用した符号と同一の符号を使用し、詳細な説明を省略する。第１実施形態の充電回路ＣＨＧａは、図７の充電回路ＣＨＧにおいて、制御回路ＣＴＬを制御回路ＣＴＬａに置き換えて構成されている。例えば、充電回路ＣＨＧａは、半導体装置により具現され、二次電池ＢＴＲの充電に用いるために携帯型電子機器に搭載されている。制御回路ＣＴＬａは、制御回路ＣＴＬにおいて、ゲート回路Ｇ１を取り除き、ウィンドウ比較器ＷＣＭＰおよび誤差増幅器ＥＲＡ１をウィンドウ比較器ＷＣＭＰａおよび誤差増幅器ＥＲＡ１ａに置き換えて構成されている。
ウィンドウ比較器ＷＣＭＰａは、電圧Ｖｔ１がαＶより高くβＶより低いときに停止信号／ＳＴＰを高レベルに設定し、電圧Ｖｔ１がαＶより低いときあるいは電圧Ｖｔ１がβＶより高いときに停止信号／ＳＴＰを低レベルに設定する。誤差増幅器ＥＲＡ１ａは、基準電圧Ｖｅ１を第１非反転入力端子で受け、電圧Ｖｔ１を第２非反転入力端子で受け、電圧Ｖｃを反転入力端子で受けている。誤差増幅器ＥＲＡ１ａは、第１非反転入力端子の電圧および第２非反転入力端子の電圧のうち低い方と反転入力端子の電圧との電圧差を増幅して出力信号ＤＦ１を生成する。従って、誤差増幅器ＥＲＡ１ａは、電圧Ｖｔ１が基準電圧Ｖｅ１より高いときに基準電圧Ｖｅ１と電圧Ｖｃとの電圧差を増幅して出力信号ＤＦ１を生成し、電圧Ｖｔ１が基準電圧Ｖｅ１より低いときに電圧Ｖｔ１と電圧Ｖｃとの電圧差を増幅して出力信号ＤＦ１を生成する。
ウィンドウ比較器ＷＣＭＰａに供給される端子Ｐ３の電圧Ｖｔ１は、図１１に示したように、二次電池ＢＴＲの温度が高いほど電圧値が低くなる温度特性を有している。二次電池ＢＴＲの温度は充電や放電に伴って上がるが、温度上昇率は充電電流や放電電流に大きく依存するため、充電電流や放電電流が減少すれば温度上昇率が低下する。第１実施形態では、二次電池ＢＴＲの温度が低いときは基準電圧Ｖｅ１に基づいて二次電池ＢＴＲの充電電流が調整されるが、二次電池ＢＴＲの温度が上昇すると電圧Ｖｔ１に基づいて二次電池ＢＴＲの充電電流が調整される。このため、二次電池ＢＴＲの温度が高くなるほど二次電池ＢＴＲの充電電流を減少させることができる。従って、二次電池ＢＴＲの温度が許容範囲外まで上がることを防止でき、二次電池ＢＴＲの温度が比較的高い状態での充電が可能になる。
図２は、本発明の第２実施形態を示している。図３は、第２実施形態の充電回路の出力特性を示している。以下、第２実施形態について説明するが、第１実施形態で説明した要素と同一の要素については、第１実施形態で使用した符号と同一の符号を使用し、詳細な説明を省略する。第２実施形態の充電回路ＣＨＧｂは、第１実施形態の充電回路ＣＨＧａにおいて、制御回路ＣＴＬａを制御回路ＣＴＬｂに置き換えて構成されている。例えば、充電回路ＣＨＧｂは、半導体装置により具現され、二次電池ＢＴＲの充電に用いるために携帯型電子機器に搭載されている。制御回路ＣＴＬｂは、制御回路ＣＴＬａにおいて、電圧発生器Ｅ３〜Ｅ５、電圧比較器ＶＣＭＰおよびスイッチ回路ＳＷを追加し、誤差増幅器ＥＲＡ１ａを誤差増幅器ＥＲＡ１ｂに置き換えて構成されている。
電圧発生器Ｅ３は、基準電圧Ｖｅ３を発生させる。電圧比較器ＶＣＭＰは、出力電圧Ｖｏ（二次電池ＢＴＲの充電電圧）を非反転入力端子で受け、基準電圧Ｖｅ３を反転入力端子で受けている。これにより、電圧比較器ＶＣＭＰは、二次電圧ＢＴＲの充電電圧が基準電圧Ｖｅ３より高いときに出力信号を高レベルに設定し、二次電圧ＢＴＲの充電電圧が基準電圧Ｖｅ３より低いときに出力信号を低レベルに設定する。
電圧発生器Ｅ４は、基準電圧Ｖｅ１より高い基準電圧Ｖｅ４を発生させる。電圧発生器Ｅ５は、基準電圧Ｖｅ１より低い基準電圧Ｖｅ５を発生させる。スイッチ回路ＳＷは、電圧比較器ＶＣＭＰの出力信号が高レベルに設定されているとき（二次電圧ＢＴＲの充電電圧が基準電圧Ｖｅ３より高いとき）、基準電圧Ｖｅ４を電圧Ｖｓとして出力する。一方、スイッチ回路ＳＷは、電圧比較器ＶＣＭＰの出力信号が低レベルに設定されているとき（二次電圧ＢＴＲの充電電圧が基準電圧Ｖｅ３より低いとき）、基準電圧Ｖｅ５を電圧Ｖｓとして出力する。
誤差増幅器ＥＲＡ１ｂは、基準電圧Ｖｅ１を第１非反転入力端子で受け、電圧Ｖｔ１を第２非反転入力端子で受け、電圧Ｖｔ２を第３非反転入力端子で受け、電圧Ｖｓを第４非反転入力端子で受け、電圧Ｖｃを反転入力端子で受けている。誤差増幅器ＥＲＡ１ｂは、第１〜第４非反転入力端子の電圧のうち最も低いものと反転入力端子の電圧との電圧差を増幅して出力信号ＤＦ１を生成する。すなわち、誤差増幅器ＥＲＡ１ｂは、基準電圧Ｖｅ１、電圧Ｖｔ１、電圧Ｖｔ２および電圧Ｖｓのうち最も低いものと電圧Ｖｃとの電圧差を増幅して出力信号ＤＦ１を生成する。なお、電圧Ｖｔ２は、充電回路ＣＨＧｂの温度に対応している。電圧Ｖｔ２と充電回路ＣＨＧｂの温度との関係は、電圧Ｖｔ１と二次電池ＢＴＲの温度との関係と同様である。
以上のような第２実施形態でも、第１実施形態と同様の効果が得られる。また、第２実施形態では、電圧Ｖｔ１、Ｖｓおよび基準電圧Ｖｅ１が電圧Ｖｔ２より高い場合、充電回路ＣＨＧｂの温度に対応する電圧Ｖｔ２に基づいて二次電池ＢＴＲの充電電流が調整される。従って、二次電池ＢＴＲの充電電流を精度よく調整できる。更に、電圧Ｖｔ１、Ｖｔ２が基準電圧Ｖｅ１より高い場合、二次電圧ＢＴＲの充電電圧が基準電圧Ｖｅ３より高ければ基準電圧Ｖｅ１に基づいて二次電池ＢＴＲの充電電流が調整され、二次電池ＢＴＲの充電電圧が基準電圧Ｖｅ３より低ければ基準電圧Ｖｅ１より低い基準電圧Ｖｅ５に基づいて二次電池ＢＴＲの充電電流が調整される。従って、図３に示すように、二次電池ＢＴＲの充電電圧（充電回路ＣＨＧｂの出力電圧Ｖｏ）が電圧Ｖ０より低いときに二次電池ＢＴＲの充電電流（充電回路ＣＨＧｂの出力電流）が電流Ｉ０となり、二次電圧ＢＴＲの充電電圧が電圧Ｖ０より高いときに二次電池ＢＴＲの充電電流が電流Ｉ１となるような出力特性を実現できる。
図４は、本発明の第３実施形態を示している。以下、第３実施形態について説明するが、第１実施形態で説明した要素と同一の要素については、第１実施形態で使用した符号と同一の符号を使用し、詳細な説明を省略する。第３実施形態の充電回路ＣＨＧｃは、第１実施形態の充電回路ＣＨＧａについて、制御回路ＣＴＬａを制御回路ＣＴＬｃに置き換えて構成されている。例えば、充電回路ＣＨＧｃは、半導体装置により具現され、二次電池ＢＴＲの充電に用いるために携帯型電子機器に搭載されている。制御回路ＣＴＬｃは、制御回路ＣＴＬａにおいて、非線形変換回路ＮＬＣを追加して構成されている。
非線形変換回路ＮＬＣは、Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣ、不揮発性メモリＭＥＭ、Ｄ／Ａ変換器ＤＡＣおよび通信回路ＣＯＭを備えて構成されている。Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣは、電圧Ｖｔ１をディジタル値に変換して不揮発性メモリＭＥＭに供給する。不揮発性メモリＭＥＭは、Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣから供給されるディジタル値をアドレスとして受け、そのアドレスに格納されているディジタル値を読み出してＤ／Ａ変換器ＤＡＣに供給する。Ｄ／Ａ変換器ＤＡＣは、不揮発性メモリＭＥＭから供給されるディジタル値をアナログ電圧に変換して電圧Ｖｔ１ａとして誤差増幅器ＥＲＡ１ａの第２非反転入力端子に供給する。通信回路ＣＯＭは、シリアルインタフェース回路等（例えば、ＩＩＣ）を用いて構成され、端子Ｐ４を介して外部装置との間で通信可能であり、外部装置からの要求に従って不揮発性メモリＭＥＭに格納されているディジタル値を書き換える。
以上のような第３実施形態でも、第１実施形態と同様の効果が得られる。また、第３実施形態では、Ｄ／Ａ変換器ＤＡＣから供給される電圧Ｖｔ１ａが基準電圧Ｖｅ１より高いときに基準電圧Ｖｅ１に基づいて二次電池ＢＴＲの充電電流が調整され、電圧Ｖｔ１ａが基準電圧Ｖｅ１より低いときに電圧Ｖｔ１ａに基づいて二次電池ＢＴＲの充電電流が調整される。また、不揮発性メモリＭＥＭに格納されるディジタル値は通信回路ＣＯＭを介して外部装置から書き換え可能であるため、二次電池ＢＴＲの特性に合わせて二次電池ＢＴＲの充電電流を調整することが可能である。従って、二次電池ＢＴＲの充電電流をサーミスタＴｈの温度特性により決まる電流値にのみ設定可能である第１実施形態に比べて、利便性を大きく向上させることができる。
図５は、本発明の第４実施形態を示している。以下、第４実施形態について説明するが、第１および第３実施形態で説明した要素と同一の要素については、第１および第３実施形態で使用した符号と同一の符号を使用し、詳細な説明を省略する。第４実施形態の充電回路ＣＨＧｄは、第３実施形態の充電回路ＣＨＧｃにおいて、制御回路ＣＴＬｃを制御回路ＣＴＬｄに置き換えて構成されている。例えば、充電回路ＣＨＧｄは、半導体装置により具現され、二次電池ＢＴＲの充電に用いるために携帯型電子機器に搭載されている。制御回路ＣＴＬｄは、制御回路ＣＴＬｃにおいて、電圧発生器Ｅ１を取り除き、誤差増幅器ＥＲＡ１ａを誤差増幅器ＥＲＡ１ｃに置き換えて構成されている。
誤差増幅器ＥＲＡ１ｃは、電圧Ｖｔ１ａを非反転入力端子で受け、電圧Ｖｃを反転入力端子で受けている。これにより、誤差増幅器ＥＲＡ１ｃは、電圧Ｖｔ１ａと電圧Ｖｃとの電圧差を増幅して出力信号ＤＦ１を生成する。なお、非線形変換回路ＮＬＣにおいて、不揮発性メモリＭＥＭに格納されるディジタル値は、Ｄ／Ａ変換器ＤＡＣから供給される電圧Ｖｔ１ａが基準電圧Ｖｅ１より低くなるように設定される。以上のような第４実施形態では、第１および第３実施形態と同様の効果が得られるうえに、電圧発生器Ｅ１を取り除いて誤差増幅器ＥＲＡ１ａより非反転入力端子の数が少ない誤差増幅器ＥＲＡ１ｃを用いているため、回路規模を低減できる。
図６は、本発明の第５実施形態を示している。以下、第５実施形態について説明するが、第１〜第４実施形態で説明した要素と同一の要素については、第１〜第４実施形態で使用した符号と同一の符号を使用し、詳細な説明を省略する。第５実施形態の充電回路ＣＨＧｅは、第３実施形態の充電回路ＣＨＧｃにおいて、制御回路ＣＴＬｃを制御回路ＣＴＬｅに置き換えて構成されている。例えば、充電回路ＣＨＧｅは、半導体装置により具現され、二次電池ＢＴＲの充電に用いるために携帯型電子機器に搭載されている。制御回路ＣＴＬｅは、制御回路ＣＴＬｃにおいて、非線形変換回路ＮＬＣおよび誤差増幅器ＥＲＡ１ａを非線形変換回路ＮＬＣａおよび誤差増幅器ＥＲＡ１ｄに置き換えて構成されている。
非線形変換回路ＮＬＣａは、Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣａ、不揮発性メモリＭＥＭａ、Ｄ／Ａ変換器ＤＡＣａおよび通信回路ＣＯＭａを備えて構成されている。Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣａは、第１〜第３チャネルを有している。Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣａの第１チャネルは、電圧Ｖｔ１をディジタル値に変換して不揮発性メモリＭＥＭａに供給する。Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣａの第２チャネルは、電圧Ｖｔ２をディジタル値に変換して不揮発性メモリＭＥＭａに供給する。Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣａの第３チャネルは、出力電圧Ｖｏ（二次電池ＢＴＲの充電電圧）をディジタル値に変換して不揮発性メモリＭＥＭａに供給する。
不揮発性メモリＭＥＭａは、第１〜第３メモリ領域を有している。不揮発性メモリＭＥＭａの第１メモリ領域は、Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣａの第１チャネルから供給されるディジタル値をアドレスとして受け、そのアドレスに格納されているディジタル値を読み出してＤ／Ａ変換器ＤＡＣａに供給する。不揮発性メモリＭＥＭａの第２メモリ領域は、Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣａの第２チャネルから供給されるディジタル値をアドレスとして受け、そのアドレスに格納されているディジタル値を読み出してＤ／Ａ変換器ＤＡＣａに供給する。不揮発性メモリＭＥＭａの第３メモリ領域は、Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣａの第３チャネルから供給されるディジタル値をアドレスとして受け、そのアドレスに格納されているディジタル値を読み出してＤ／Ａ変換器ＤＡＣａに供給する。
Ｄ／Ａ変換器ＤＡＣａは、第１〜第３チャネルを有している。Ｄ／Ａ変換器ＤＡＣａの第１チャネルは、不揮発性メモリＭＥＭａの第１メモリ領域から供給されるディジタル値をアナログ電圧に変換して電圧Ｖｔ１ａとして出力する。Ｄ／Ａ変換器ＤＡＣａの第２チャネルは、不揮発性メモリＭＥＭａの第２メモリ領域から供給されるディジタル値をアナログ電圧に変換して電圧Ｖｔ２ａとして出力する。Ｄ／Ａ変換器ＤＡＣａの第３チャネルは、不揮発性メモリＭＥＭａの第３メモリ領域から供給されるディジタル値をアナログ電圧に変換して電圧Ｖｓとして出力する。
通信回路ＣＯＭａは、シリアルインタフェース回路等（例えば、ＩＩＣ）を用いて構成され、端子Ｐ４を介して外部装置との間で通信可能であり、外部装置からの要求に従って不揮発性メモリＭＥＭａの第１〜第３メモリ領域に格納されているディジタル値を書き換える。なお、非線形変換回路ＮＬＣａにおいて、不揮発性メモリＭＥＭａの第１〜第３メモリ領域に格納されるディジタル値は、Ｄ／Ａ変換器ＤＡＣａから供給される電圧Ｖｔ１ａ、Ｖｔ２ａ、Ｖｓが基準電圧Ｖｅ１より低くなるように設定される。
誤差増幅器ＥＲＡ１ｄは、電圧Ｖｔ１ａを第１非反転入力端子で受け、電圧Ｖｔ２ａを第２非反転入力端子で受け、電圧Ｖｓを第３非反転入力端子で受け、電圧Ｖｃを反転入力端子で受けている。誤差増幅器ＥＲＡ１ｄは、第１〜第３非反転入力端子の電圧のうち最も低いものと反転入力端子の電圧との電圧差を増幅して出力信号ＤＦ１を生成する。すなわち、誤差増幅器ＥＲＡ１ｄは、電圧Ｖｔ１ａ、電圧Ｖｔ２ａおよび電圧Ｖｓのうち最も低いものと電圧Ｖｃとの電圧差を増幅して出力信号ＤＦ１を生成する。以上のような第５実施形態でも、第１〜第４実施形態と同様の効果が得られる。
なお、第１〜第５実施形態では、充電回路が半導体装置により具現された例について述べたが、本発明はかかる実施形態に限定されるものではない。例えば、充電回路がモジュール（プリント基板等）により具現されてもよい。また、第１〜第５実施形態では、充電回路および二次電池が別々に携帯型電子機器に搭載される場合に本発明を適用した例について述べたが、本発明はかかる実施形態に限定されるものではない。例えば、充電回路および二次電池で構成される二次電池パックが携帯型電子機器に搭載される場合に本発明を適用してもよい。
以上の実施形態において説明した発明を整理して、付記として以下に開示する。
（付記１）
スイッチング素子およびインダクタンス素子を用いたＤＣ−ＤＣコンバータにより二次電池を充電する電源回路であって、
基準電圧および二次電池の温度に対応する第１制御電圧のうち低い方と二次電池の充電電流に対応する電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせることで二次電池の充電電流を調整する電流調整回路を備えることを特徴とする電源回路。
（付記２）
付記１に記載の電源回路において、
前記電流調整回路は、前記基準電圧および前記第１制御電圧に加えて、電源回路の温度に対応する第２制御電圧および二次電池の充電電圧に応じて前記基準電圧より高い電圧または前記基準電圧より低い電圧のいずれかに設定される第３制御電圧を使用し、前記基準電圧および前記第１〜第３制御電圧のうち最も低いものと前記電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とする電源回路。
（付記３）
付記１に記載の電源回路において、
前記第１制御電圧を予め決められた変換規則に従って非線形に変換して第１変換制御電圧を生成する非線形変換回路を備え、
前記電流調整回路は、前記第１制御電圧の代わりに前記第１変換制御電圧を使用することを特徴とする電源回路。
（付記４）
付記３に記載の電源回路において、
前記非線形変換回路により生成される電圧は、前記基準電圧より低く設定され、
前記電流調整回路は、前記基準電圧を使用対象から除外することを特徴とする電源回路。
（付記５）
付記４に記載の電源回路において、
前記非線形変換回路は、前記第１変換制御電圧を生成するのに加えて、電源回路の温度に対応する第２制御電圧および二次電池の充電電圧を予め決められた変換規則に従って非線形に変換して第２および第３変換制御電圧を生成し、
前記電流調整回路は、前記第１変換制御電圧に加えて、前記第２および第３変換制御電圧を使用し、前記第１〜第３変換制御電圧のうち最も低いものと前記電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とする電源回路。
（付記６）
付記３〜付記５のいずれかに記載の電源回路において、
前記非線形変換回路は、二次電池に合わせて変換規則を変更する変換規則変更回路を備えることを特徴とする電源回路。
（付記７）
付記６に記載の電源回路において、
前記変換規則変更回路は、外部装置と通信する通信回路を用いて変換規則を変更することを特徴とする電源回路。
（付記８）
スイッチング素子およびインダクタンス素子を用いたＤＣ−ＤＣコンバータにより二次電池を充電する電源回路に適用される電源制御回路であって、
基準電圧および二次電池の温度に対応する第１制御電圧のうち低い方と二次電池の充電電流に対応する電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせることで二次電池の充電電流を調整する電流調整回路を備えることを特徴とする電源制御回路。
（付記９）
付記８に記載の電源制御回路において、
前記電流調整回路は、前記基準電圧および前記第１制御電圧に加えて、電源回路の温度に対応する第２制御電圧および二次電池の充電電圧に応じて前記基準電圧より高い電圧または前記基準電圧より低い電圧のいずれかに設定される第３制御電圧を使用し、前記基準電圧および前記第１〜第３制御電圧のうち最も低いものと前記電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とする電源制御回路。
（付記１０）
付記８に記載の電源制御回路において、
前記第１制御電圧を予め決められた変換規則に従って非線形に変換して第１変換制御電圧を生成する非線形変換回路を備え、
前記電流調整回路は、前記第１制御電圧の代わりに前記第１変換制御電圧を使用することを特徴とする電源制御回路。
（付記１１）
付記１０に記載の電源制御回路において、
前記非線形変換回路により生成される電圧は、前記基準電圧より低く設定され、
前記電流調整回路は、前記基準電圧を使用対象から除外することを特徴とする電源制御回路。
（付記１２）
付記１１に記載の電源制御回路において、
前記非線形変換回路は、前記第１変換制御電圧を生成するのに加えて、電源回路の温度に対応する第２制御電圧および二次電池の充電電圧を予め決められた変換規則に従って非線形に変換して第２および第３変換制御電圧を生成し、
前記電流調整回路は、前記第１変換制御電圧に加えて、前記第２および第３変換制御電圧を使用し、前記第１〜第３変換制御電圧のうち最も低いものと前記電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とする電源制御回路。
（付記１３）
付記１０〜付記１２のいずれかに記載の電源制御回路において、
前記非線形変換回路は、二次電池に合わせて変換規則を変更する変換規則変更回路を備えることを特徴とする電源制御回路。
（付記１４）
付記１３に記載の電源制御回路において、
前記変換規則変更回路は、外部装置と通信する通信回路を用いて変換規則を変更することを特徴とする電源制御回路。
（付記１５）
スイッチング素子およびインダクタンス素子を用いたＤＣ−ＤＣコンバータにより二次電池を充電する電源回路に適用される電源制御方法であって、
基準電圧および二次電池の温度に対応する第１制御電圧のうち低い方と二次電池の充電電流に対応する電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせることで二次電池の充電電流を調整する電流調整工程を含むことを特徴とする電源制御方法。
（付記１６）
付記１５に記載の電源制御方法において、
前記電流調整工程では、前記基準電圧および前記第１制御電圧に加えて、電源回路の温度に対応する第２制御電圧および二次電池の充電電圧に応じて前記基準電圧より高い電圧または前記基準電圧より低い電圧のいずれかに設定される第３制御電圧を使用し、前記基準電圧および前記第１〜第３制御電圧のうち最も低いものと前記電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とする電源制御方法。
（付記１７）
付記１５に記載の電源制御方法において、
前記第１制御電圧を予め決められた変換規則に従って非線形に変換して第１変換制御電圧を生成する非線形変換工程を含み、
前記電流調整工程では、前記第１制御電圧の代わりに前記第１変換制御電圧を使用することを特徴とする電源制御方法。
（付記１８）
付記１７に記載の電源制御方法において、
前記非線形変換工程により生成される電圧は、前記基準電圧より低く設定され、
前記電流調整工程では、前記基準電圧を使用対象から除外することを特徴とする電源制御方法。
（付記１９）
付記１８に記載の電源制御方法において、
前記非線形変換工程では、前記第１変換制御電圧を生成するのに加えて、電源回路の温度に対応する第２制御電圧および二次電池の充電電圧を予め決められた変換規則に従って非線形に変換して第２および第３変換制御電圧を生成し、
前記電流調整工程では、前記第１変換制御電圧に加えて、前記第２および第３変換制御電圧を使用し、前記第１〜第３変換制御電圧のうち最も低いものと前記電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とする電源制御方法。
（付記２０）
付記１７〜付記１９のいずれかに記載の電源制御方法において、
前記非線形変換工程は、二次電池に合わせて変換規則を変更する変換規則変更工程を含むことを特徴とする電源制御方法。
（付記１）
スイッチング素子およびインダクタンス素子を用いたＤＣ−ＤＣコンバータにより二次電池を充電する電源回路であって、
基準電圧および二次電池の温度に対応する第１制御電圧のうち低い方と二次電池の充電電流に対応する電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせることで二次電池の充電電流を調整する電流調整回路を備えることを特徴とする電源回路。
（付記２）
付記１に記載の電源回路において、
前記電流調整回路は、前記基準電圧および前記第１制御電圧に加えて、電源回路の温度に対応する第２制御電圧および二次電池の充電電圧に応じて前記基準電圧より高い電圧または前記基準電圧より低い電圧のいずれかに設定される第３制御電圧を使用し、前記基準電圧および前記第１〜第３制御電圧のうち最も低いものと前記電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とする電源回路。
（付記３）
付記１に記載の電源回路において、
前記第１制御電圧を予め決められた変換規則に従って非線形に変換して第１変換制御電圧を生成する非線形変換回路を備え、
前記電流調整回路は、前記第１制御電圧の代わりに前記第１変換制御電圧を使用することを特徴とする電源回路。
（付記４）
付記３に記載の電源回路において、
前記非線形変換回路により生成される電圧は、前記基準電圧より低く設定され、
前記電流調整回路は、前記基準電圧を使用対象から除外することを特徴とする電源回路。
（付記５）
付記４に記載の電源回路において、
前記非線形変換回路は、前記第１変換制御電圧を生成するのに加えて、電源回路の温度に対応する第２制御電圧および二次電池の充電電圧を予め決められた変換規則に従って非線形に変換して第２および第３変換制御電圧を生成し、
前記電流調整回路は、前記第１変換制御電圧に加えて、前記第２および第３変換制御電圧を使用し、前記第１〜第３変換制御電圧のうち最も低いものと前記電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とする電源回路。
（付記６）
付記３〜付記５のいずれかに記載の電源回路において、
前記非線形変換回路は、二次電池に合わせて変換規則を変更する変換規則変更回路を備えることを特徴とする電源回路。
（付記７）
付記６に記載の電源回路において、
前記変換規則変更回路は、外部装置と通信する通信回路を用いて変換規則を変更することを特徴とする電源回路。
（付記８）
スイッチング素子およびインダクタンス素子を用いたＤＣ−ＤＣコンバータにより二次電池を充電する電源回路に適用される電源制御回路であって、
基準電圧および二次電池の温度に対応する第１制御電圧のうち低い方と二次電池の充電電流に対応する電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせることで二次電池の充電電流を調整する電流調整回路を備えることを特徴とする電源制御回路。
（付記９）
付記８に記載の電源制御回路において、
前記電流調整回路は、前記基準電圧および前記第１制御電圧に加えて、電源回路の温度に対応する第２制御電圧および二次電池の充電電圧に応じて前記基準電圧より高い電圧または前記基準電圧より低い電圧のいずれかに設定される第３制御電圧を使用し、前記基準電圧および前記第１〜第３制御電圧のうち最も低いものと前記電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とする電源制御回路。
（付記１０）
付記８に記載の電源制御回路において、
前記第１制御電圧を予め決められた変換規則に従って非線形に変換して第１変換制御電圧を生成する非線形変換回路を備え、
前記電流調整回路は、前記第１制御電圧の代わりに前記第１変換制御電圧を使用することを特徴とする電源制御回路。
（付記１１）
付記１０に記載の電源制御回路において、
前記非線形変換回路により生成される電圧は、前記基準電圧より低く設定され、
前記電流調整回路は、前記基準電圧を使用対象から除外することを特徴とする電源制御回路。
（付記１２）
付記１１に記載の電源制御回路において、
前記非線形変換回路は、前記第１変換制御電圧を生成するのに加えて、電源回路の温度に対応する第２制御電圧および二次電池の充電電圧を予め決められた変換規則に従って非線形に変換して第２および第３変換制御電圧を生成し、
前記電流調整回路は、前記第１変換制御電圧に加えて、前記第２および第３変換制御電圧を使用し、前記第１〜第３変換制御電圧のうち最も低いものと前記電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とする電源制御回路。
（付記１３）
付記１０〜付記１２のいずれかに記載の電源制御回路において、
前記非線形変換回路は、二次電池に合わせて変換規則を変更する変換規則変更回路を備えることを特徴とする電源制御回路。
（付記１４）
付記１３に記載の電源制御回路において、
前記変換規則変更回路は、外部装置と通信する通信回路を用いて変換規則を変更することを特徴とする電源制御回路。
（付記１５）
スイッチング素子およびインダクタンス素子を用いたＤＣ−ＤＣコンバータにより二次電池を充電する電源回路に適用される電源制御方法であって、
基準電圧および二次電池の温度に対応する第１制御電圧のうち低い方と二次電池の充電電流に対応する電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせることで二次電池の充電電流を調整する電流調整工程を含むことを特徴とする電源制御方法。
（付記１６）
付記１５に記載の電源制御方法において、
前記電流調整工程では、前記基準電圧および前記第１制御電圧に加えて、電源回路の温度に対応する第２制御電圧および二次電池の充電電圧に応じて前記基準電圧より高い電圧または前記基準電圧より低い電圧のいずれかに設定される第３制御電圧を使用し、前記基準電圧および前記第１〜第３制御電圧のうち最も低いものと前記電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とする電源制御方法。
（付記１７）
付記１５に記載の電源制御方法において、
前記第１制御電圧を予め決められた変換規則に従って非線形に変換して第１変換制御電圧を生成する非線形変換工程を含み、
前記電流調整工程では、前記第１制御電圧の代わりに前記第１変換制御電圧を使用することを特徴とする電源制御方法。
（付記１８）
付記１７に記載の電源制御方法において、
前記非線形変換工程により生成される電圧は、前記基準電圧より低く設定され、
前記電流調整工程では、前記基準電圧を使用対象から除外することを特徴とする電源制御方法。
（付記１９）
付記１８に記載の電源制御方法において、
前記非線形変換工程では、前記第１変換制御電圧を生成するのに加えて、電源回路の温度に対応する第２制御電圧および二次電池の充電電圧を予め決められた変換規則に従って非線形に変換して第２および第３変換制御電圧を生成し、
前記電流調整工程では、前記第１変換制御電圧に加えて、前記第２および第３変換制御電圧を使用し、前記第１〜第３変換制御電圧のうち最も低いものと前記電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とする電源制御方法。
（付記２０）
付記１７〜付記１９のいずれかに記載の電源制御方法において、
前記非線形変換工程は、二次電池に合わせて変換規則を変更する変換規則変更工程を含むことを特徴とする電源制御方法。
以上、本発明について詳細に説明してきたが、前述の実施形態およびその変形例は発明の一例に過ぎず、本発明はこれらに限定されるものではない。本発明を逸脱しない範囲で変形可能であることは明らかである。
ＡＤＣ、ＡＤＣａ‥Ａ／Ｄ変換器；ＡＭＰ‥電圧増幅器；ＢＴＲ‥二次電池；Ｃ１‥平滑用コンデンサ；ＣＨＧａ〜ＣＨＧｅ‥充電回路；ＣＯＭ、ＣＯＭａ‥通信回路；ＣＴＬａ〜ＣＴＬｅ‥制御回路；ＤＡＣ、ＤＡＣａ‥Ｄ／Ａ変換器；Ｅ１〜Ｅ５‥電圧発生器
ＥＲＡ１ａ〜ＥＲＡ１ｄ、ＥＲＡ２‥誤差増幅器；Ｇ１、Ｇ２‥ゲート回路；Ｌ１‥チョークコイル；ＭＥＭ、ＭＥＭａ‥不揮発性メモリ；ＮＬＣ、ＮＬＣａ‥非線形変換回路；ＯＳＣ‥三角波発振器；ＰＣＭＰ‥ＰＷＭ比較器；Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３‥抵抗；ＲＳ‥電流測定用抵抗；ＳＷ‥スイッチ回路；Ｔ１‥メインスイッチングトランジスタ；Ｔ２‥同期整流トランジスタ；Ｔ３‥トランジスタ；Ｔｈ‥サーミスタ；ＶＣＭＰ‥電圧比較器；ＷＣＭＰａ‥ウィンドウ比較器
ＥＲＡ１ａ〜ＥＲＡ１ｄ、ＥＲＡ２‥誤差増幅器；Ｇ１、Ｇ２‥ゲート回路；Ｌ１‥チョークコイル；ＭＥＭ、ＭＥＭａ‥不揮発性メモリ；ＮＬＣ、ＮＬＣａ‥非線形変換回路；ＯＳＣ‥三角波発振器；ＰＣＭＰ‥ＰＷＭ比較器；Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３‥抵抗；ＲＳ‥電流測定用抵抗；ＳＷ‥スイッチ回路；Ｔ１‥メインスイッチングトランジスタ；Ｔ２‥同期整流トランジスタ；Ｔ３‥トランジスタ；Ｔｈ‥サーミスタ；ＶＣＭＰ‥電圧比較器；ＷＣＭＰａ‥ウィンドウ比較器
Claims (10)
- スイッチング素子およびインダクタンス素子を用いたＤＣ−ＤＣコンバータにより二次電池を充電する電源回路であって、
基準電圧および二次電池の温度に対応する第１制御電圧のうち低い方と二次電池の充電電流に対応する電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせることで二次電池の充電電流を調整する電流調整回路を備えることを特徴とする電源回路。 - 請求項１に記載の電源回路において、
前記電流調整回路は、前記基準電圧および前記第１制御電圧に加えて、電源回路の温度に対応する第２制御電圧および二次電池の充電電圧に応じて前記基準電圧より高い電圧または前記基準電圧より低い電圧のいずれかに設定される第３制御電圧を使用し、前記基準電圧および前記第１〜第３制御電圧のうち最も低いものと前記電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とする電源回路。 - 請求項１に記載の電源回路において、
前記第１制御電圧を予め決められた変換規則に従って非線形に変換して第１変換制御電圧を生成する非線形変換回路を備え、
前記電流調整回路は、前記第１制御電圧の代わりに前記第１変換制御電圧を使用することを特徴とする電源回路。 - 請求項３に記載の電源回路において、
前記非線形変換回路により生成される電圧は、前記基準電圧より低く設定され、
前記電流調整回路は、前記基準電圧を使用対象から除外することを特徴とする電源回路。 - 請求項４に記載の電源回路において、
前記非線形変換回路は、前記第１変換制御電圧を生成するのに加えて、電源回路の温度に対応する第２制御電圧および二次電池の充電電圧を予め決められた変換規則に従って非線形に変換して第２および第３変換制御電圧を生成し、
前記電流調整回路は、前記第１変換制御電圧に加えて、前記第２および第３変換制御電圧を使用し、前記第１〜第３変換制御電圧のうち最も低いものと前記電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とする電源回路。 - 請求項３〜請求項５のいずれかに記載の電源回路において、
前記非線形変換回路は、二次電池に合わせて変換規則を変更する変換規則変更回路を備えることを特徴とする電源回路。 - 請求項６に記載の電源回路において、
前記変換規則変更回路は、外部装置と通信する通信回路を用いて変換規則を変更することを特徴とする電源回路。 - スイッチング素子およびインダクタンス素子を用いたＤＣ−ＤＣコンバータにより二次電池を充電する電源回路に適用される電源制御回路であって、
基準電圧および二次電池の温度に対応する第１制御電圧のうち低い方と二次電池の充電電流に対応する電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせることで二次電池の充電電流を調整する電流調整回路を備えることを特徴とする電源制御回路。 - 請求項８に記載の電源制御回路において、
前記第１制御電圧を予め決められた変換規則に従って非線形に変換して第１変換制御電圧を生成する非線形変換回路を備え、
前記電流調整回路は、前記第１制御電圧の代わりに前記第１変換制御電圧を使用することを特徴とする電源制御回路。 - スイッチング素子およびインダクタンス素子を用いたＤＣ−ＤＣコンバータにより二次電池を充電する電源回路に適用される電源制御方法であって、
基準電圧および二次電池の温度に対応する第１制御電圧のうち低い方と二次電池の充電電流に対応する電流検出電圧との電圧差に応じてスイッチング素子をオン／オフさせることで二次電池の充電電流を調整する電流調整工程を含むことを特徴とする電源制御方法。
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