JP4137011B2

JP4137011B2 - 充電制御回路、電池パック、及び電子装置

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Inventors: 雅也塚本; 玲原口; 秀清小澤
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Description

本発明は、一般に電子装置の電池パックに用いる充電回路、電池パック、及び電子装置に関し、詳しくは電子装置の電池パックの電池の充電を制御する充電制御回路、電池パック、及び電子装置に関する。

ノートパソコン等の携帯可能な機器において、内部の電子回路に電力を供給する内部電源回路は、小型であることが要求される。またバッテリ稼働時間を長くするために、内部電源回路は高効率であることが要求される。

ノートパソコンは、商用電源から電源を受け取るＡＣアダプタ又は電池パックを電力供給源とする。この電力供給源から供給される所定の電圧（例えば１６Ｖ）を、内部電源回路により電圧変換することで、内部の各電子回路がそれぞれ必要な内部電圧を供給している。例えば、ＣＰＵでは０．９Ｖ、１．５Ｖ、ハードディスクドライブ及びＣＤ−ＲＯＭドライブでは５Ｖ、ＬＳＩでは３．３Ｖ、メモリでは２．５Ｖ等の電圧が使用される。なお電池パックに充電するために、ＡＣアダプタの出力電圧である１６Ｖを充電器で１２．６Ｖに下げて、この電圧をリチウムイオン電池パック等の電池パックに供給している。商用電源が使用されない場合には、充電済みの電池パックから、電力が内部電源回路に供給されることになる。

半導体集積回路の集積度が増大し、機能及び性能が向上するに伴って、半導体集積回路の動作電圧が低電圧化している。これに伴いノートパソコン等の内部にある電源回路は、内部電子回路に供給する低い電圧を生成するために、ＡＣアダプタから受け取る所定の電圧を大きく電圧降下させることが必要になる。

しかしながら内部電源回路であるＤＣ−ＤＣコンバータには、入力電圧と出力電圧との差が大きくなると効率が悪くなるという問題がある。ＤＣ−ＤＣコンバータの出力トランジスタのオン・オフ比は入力電圧と出力電圧との比で決まるので、入力電圧と出力電圧との差が大きくなると、出力トランジスタのオン時間が極めて短くなる。この結果、オン時間に対する出力トランジスタの立ち上がり時間及び立ち下がり時間の比率が大きくなり、電圧変換効率が悪化してしまう。また出力トランジスタのオン時間が極めて短くなると、ＤＣ−ＤＣコンバータの周波数を高くすることが困難になる。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータを低い周波数で動作させざるを得ず、大きなコイルが必要になってしまう。これはＤＣ−ＤＣコンバータの小型化を考えるうえで好ましくない。

ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧と出力電圧との差を小さくすれば、上記の問題は解決される。しかし電力供給源であるＡＣアダプタからの電圧は、ノートパソコンのディスプレイ駆動にも使用する等の必要があるために、所定の電圧（例えば１６Ｖ）から下げることはできない。そこで上記説明した充電器の出力である１２．６Ｖの電圧を、ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力とすることが提案されている。

図１は、充電器の出力をＤＣ−ＤＣコンバータに供給する構成の一例を示す構成図である。図１において、ＡＣアダプタ１０は、商用電源等からの交流電圧（例えば１００Ｖ）を受け取り、直流電圧（例えば１６Ｖ）を生成して充電器１１に供給する。充電器１１は、ＡＣアダプタ１０から供給される電圧から、所定の電圧（１２．６Ｖ）を生成する。この電圧は、定電流充電させるための電流検出抵抗１４を介して、電池パック１３に充電電圧Ｖ＋として供給される。また充電器１１が出力する所定の電圧（１２．６Ｖ）はＤＣ−ＤＣコンバータ１２に供給され、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２において電圧変換された後、所定の降圧電圧（例えば０．９Ｖ、２．５Ｖ、３．３Ｖ、５．０Ｖ等）として各内部電子回路に供給される。

電池パック１３は、ＰＭＯＳトランジスタ２１、ＰＭＯＳトランジスタ２２、過充電・過放電検出回路２３、及びリチウムイオン電池２４を含む。この例ではリチウムイオン電池２４は３つの電池を直列に接続した構成となっている。過充電・過放電検出回路２３は、リチウムイオン電池２４の電圧を測定することで、過充電状態であるか否か及び過放電状態であるか否かを検出する。過充電状態を検出すると、過充電・過放電検出回路２３はＰＭＯＳトランジスタ２１のゲートへの過充電検出信号をＨＩＧＨにする。これに応じてＰＭＯＳトランジスタ２１が非導通となり、それ以上の充電が停止される。また過放電状態を検出すると、過充電・過放電検出回路２３はＰＭＯＳトランジスタ２２のゲートへの過放電検出信号をＨＩＧＨにする。これに応じてＰＭＯＳトランジスタ２２が非導通となり、それ以上の放電が停止される。

図１の構成では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２への入力電圧が、ＡＣアダプタ１０の出力電圧（例えば１６Ｖ）そのままではなく、充電器１１により降圧された電圧（例えば１２．６Ｖ）である。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２での出力電圧と入力電圧との差がそれ程大きくないために、電圧変換効率及び回路サイズの面で有利である。
特開２００２−１０５０９号公報

図１の構成では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の入力電圧が電池パック１３の入力電圧Ｖ＋にクランプされる。従って、電池パック１３の入力電圧Ｖ＋が過放電状態で低下した場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の入力電圧も同様に低下してしまう。例えば過放電状態で電圧Ｖ＋が５Ｖ以下まで低下した場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は５Ｖの出力電圧を内部電子回路に供給できなくなってしまう。

また充電器１１は、定電流定電圧制御のＤＣ−ＤＣコンバータであるため、負荷電流値が設定値を超えると出力電圧が変動（低下）するという特性がある。従って、電池パック１３に充電している最中に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の負荷が大きくなると、充電器１１の出力電圧であるＶ＋が変動（低下）してしまう。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の動作や電池パック１３の充電動作に支障をきたす可能性がある。

以上を鑑みて本発明は、電子装置の電池パックの入力電圧Ｖ＋が定電圧となるように充電動作を制御する充電制御回路、電池パック、及び電子装置を提供することを目的とする。

本発明による充電制御回路は、充電経路において充電端子の位置と電池の位置との間に挿入されたトランジスタと、該トランジスタよりも該充電端子側の位置の電位を検出する入力電圧検出回路と、該入力電圧検出回路により検出された該電位に応じて該トランジスタのオン抵抗を導通状態と非導通状態の間で連続的に制御する駆動回路を含むことを特徴とする。

また本発明による電池パックは、充電経路において充電端子の位置と電池の位置との間に挿入されたトランジスタと、該トランジスタよりも該充電端子側の位置の電位を検出する入力電圧検出回路と、該入力電圧検出回路により検出された該電位に応じて該トランジスタのオン抵抗を導通状態と非導通状態の間で連続的に制御する駆動回路を含む充電制御回路と、該充電経路を介して充電される電池を含むことを特徴とする。

また本発明による電子回路は、充電経路において充電端子の位置と電池の位置との間に挿入されたトランジスタと、該トランジスタよりも該充電端子側の位置の電位を検出する入力電圧検出回路と、該入力電圧検出回路により検出された該電位に応じて該トランジスタのオン抵抗を導通状態と非導通状態の間で連続的に制御する駆動回路を含む充電制御回路と、該充電経路を介して充電される電池を含む電池パックと、交流電圧を直流電圧に変換して出力するＡＣアダプタと、該ＡＣアダプタの出力に接続される入力端と該電池パックに接続される出力端とを有し、該入力端に受け取る該直流電圧を降圧して該出力端に出力する充電器と、該充電器の該出力端に接続されるＤＣ−ＤＣコンバータと、該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力に接続される電子回路を含むことを特徴とする。

本発明の少なくとも１つの実施例によれば、トランジスタのオン抵抗を充電端子に供給される入力電圧に応じて完全な導通状態と完全な遮断状態との間で任意の状態に制御する。従来の構成ではトランジスタの制御はオン・オフの２値しかなかったが、本発明の少なくとも１つの実施例においてはトランジスタの制御がオン・オフ間で連続的である。これにより、入力電圧をフィードバック制御して所定の電圧値に安定させることが可能となる。

以下に、本発明の実施例を添付の図面を用いて詳細に説明する。

図２は、本発明の充電制御回路の第１の実施例の構成を示す回路図である。図２の充電制御回路は、入力電圧検出回路３１及びドライブ回路３２を主要な構成要素として含み、図１に示される電池パック１３内部に設けられるものである。

入力電圧検出回路３１は、抵抗Ｒ１及びＲ２、増幅器３５、及び基準電圧源３６を含む。ドライブ回路３２は、ＮＭＯＳトランジスタ３７を含む。入力電圧検出回路３１において、電池パック１３の入力電圧Ｖ＋は抵抗Ｒ１及びＲ２により電圧分割され、分割電位ＶＡが増幅器３５の非反転入力に供給される。増幅器３５の反転入力には、基準電圧源３６からの基準電位が供給される。増幅器３５は、分割電位ＶＡと基準電位との差に応じた出力を生成し、ドライブ回路３２のＮＭＯＳトランジスタ３７のゲート端に供給する。ＮＭＯＳトランジスタ３７のドレイン端は、ＰＭＯＳトランジスタ２１のゲート端に接続される。

この構成により、ＰＭＯＳトランジスタ２１のゲート端の電位は、入力電圧Ｖ＋のレベルに応じて制御されることになる。入力電圧Ｖ＋が大きくなると、増幅器３５の主力電位が上昇し、ＰＭＯＳトランジスタ２１のゲート電位が下降する。これによりＰＭＯＳトランジスタ２１のオン抵抗は小さくなる。充電器１１（図１参照）は電流検出抵抗１４を用いた定電流充電を行うので、ＰＭＯＳトランジスタ２１のオン抵抗が小さくなると入力電圧Ｖ＋が下がることになる。このように入力電圧Ｖ＋が大きくなる場合には、入力電圧Ｖ＋が下がるように制御が働き、入力電圧Ｖ＋が所定の電圧に安定する。

逆に入力電圧Ｖ＋が小さくなると、増幅器３５の主力電位が下降し、ＰＭＯＳトランジスタ２１のゲート電位が上昇する。これによりＰＭＯＳトランジスタ２１のオン抵抗は大きくなる。充電器１１（図１参照）は電流検出抵抗１４を用いた定電流充電を行うので、ＰＭＯＳトランジスタ２１のオン抵抗が大きくなると入力電圧Ｖ＋が上がることになる。このように入力電圧Ｖ＋が小さくなる場合には、入力電圧Ｖ＋が上がるように制御が働き、入力電圧Ｖ＋が所定の電圧に安定する。

このように本発明においては、ＰＭＯＳトランジスタ２１のオン抵抗を入力電圧Ｖ＋に応じて完全な導通状態と完全な遮断状態との間で任意の状態に制御する。例えば図１に示す従来の構成では、ＰＭＯＳトランジスタ２１の制御はオン・オフの２値しかなかったが、本発明においてはＰＭＯＳトランジスタ２１の制御がオン・オフ間で連続的である。これにより本発明は、入力電圧Ｖ＋をフィードバック制御して所定の電圧値に安定させることが可能となる。

なお過充電時には過充電検出信号がＨＩＧＨになり、ＮＭＯＳトランジスタ３３が導通する。これによりドライブ回路３２のＮＭＯＳトランジスタ３７が非導通となり、抵抗Ｒ０を介して入力電圧Ｖ＋に接続されるＰＭＯＳトランジスタ２１のゲートはＨＩＧＨとなる。その結果ＰＭＯＳトランジスタ２１は非導通となり、充電が停止する。ここで過充電時、充電制御用ＰＭＯＳトランジスタ２１は非導通であるものの寄生ダイオード３４により放電することができる。

図３は、図２の充電制御回路の充電動作を説明するための図である。図３において横軸は時間ｔを示している。充電動作が継続すると、リチウムイオン電池２４の電池電圧が徐々に上昇していく。その電圧上昇を相殺するように、入力電圧検出回路３１及びドライブ回路３２による充電制御動作によりＰＭＯＳトランジスタ２１のゲート電圧及びオン抵抗Ｒｏｎが下降し、ＰＭＯＳトランジスタ２１のドレイン・ソース間電圧であるＤＳ間電圧が徐々に下降する。

図４は、本発明の充電制御回路の第２の実施例の構成を示す回路図である。図４において、図２と同一の構成要素は同一の番号で参照し、その説明は省略する。

図４の充電制御回路は、図２の充電制御回路の構成に加えて、ＮＭＯＳトランジスタ４０が設けられている。ＮＭＯＳトランジスタ４０は、そのゲート端にスタンバイ信号を受け取り、スタンバイ信号がＨＩＧＨであるときにＰＭＯＳトランジスタ２１のゲート端をグラウンドに接続する。スタンバイ信号は、電池パック１３が取り付けられる機器において、電源に対する負荷が小さいときにＨＩＧＨになる信号である。例えば電池パック１３が取り付けられる機器がノートパソコンである場合に、ノートパソコンのスタンバイモードにおいては、殆どの内部電子回路の動作は停止しており電源に対する負荷が小さい状態となっている。このスタンバイモードにおいてスタンバイ信号はＨＩＧＨとなり、ＰＭＯＳトランジスタ２１のゲート端をグラウンドに接続することで、ＰＭＯＳトランジスタ２１を完全に導通した状態とする。

このように図４の第２の実施例においては、電源に対する負荷が小さい、即ち充電器１１に対する負荷が小さい場合には、ＰＭＯＳトランジスタ２１を完全にオン状態とすることで、大電流充電を行う。これにより充電時間を短縮することが可能になる。

図５は、本発明の充電制御回路の第３の実施例の構成を示す回路図である。図５において、図２と同一の構成要素は同一の番号で参照し、その説明は省略する。

図５の充電制御回路は、図２の充電制御回路の構成に加えて、電流検出抵抗Ｒｓ及び電流検出器５０が設けられている。また電流検出器５０が設けられたことに対応して、ドライブ回路３２がドライブ回路３２Ａに変更されている。またドライブ回路３２ＡのＮＭＯＳトランジスタ３７のゲート端には電流検出器５０の出力を接続しているので、入力電圧検出回路３１Ａの増幅器３５の出力については、ＮＭＯＳトランジスタ３８を間に介在させて、ＮＭＯＳトランジスタ３７のゲート端に接続している。これに合わせて、増幅器３５の反転入力と非反転入力とが交換されている。

電流検出器５０は、増幅器５１及び基準電圧源５２を含む。リチウムイオン電池２４を流れる電流に応じた電圧が電流検出抵抗Ｒｓの一端に電圧ＶＢとして発生し、この電位ＶＢが増幅器５１の反転入力に供給される。増幅器５１の非反転入力には、基準電圧源５２からの基準電位が供給される。増幅器５１は、電位ＶＢと基準電位との差に応じた出力を生成し、ドライブ回路３２ＡのＮＭＯＳトランジスタ３７のゲート端に供給する。ＮＭＯＳトランジスタ３７のドレイン端は、ＰＭＯＳトランジスタ２１のゲート端に接続される。なおＮＭＯＳトランジスタ３７のゲート端には、更にＮＭＯＳトランジスタ３８のドレイン端が接続されている。

充電電流が大きくなり、充電電流に比例した電圧ＶＢが高くなると、増幅器５１の出力電圧は下降する。これに応答してＰＭＯＳトランジスタ２１のゲート電位が上昇し、これによりＰＭＯＳトランジスタ２１のオン抵抗は大きくなる。これにより、充電電流が小さくなることになる。このように充電電流が大きくなる場合には、充電電流が小さくなるように制御が働き、充電電流が所定の量に安定する。

逆に充電電流が小さくなり、充電電流に比例した電圧ＶＢが低くなると、増幅器５１の出力電圧は上昇する。これに応答してＰＭＯＳトランジスタ２１のゲート電位が下降し、これによりＰＭＯＳトランジスタ２１のオン抵抗は小さくなる。これにより、充電電流が大きくなることになる。このように充電電流が小さくなる場合には、充電電流が大きくなるように制御が働き、充電電流が所定の量に安定する。

このように本実施例では、リチウムイオン電池２４に流れる充電電流を電流検出器５０により検出し、検出された充電電流に応じてドライブ回路３２ＡがＰＭＯＳトランジスタ２１のオン抵抗を制御する。これにより、充電器１１における定電流制御機能が不要になる。また入力電圧検出回路３１Ａにより入力電圧Ｖ＋を検出して、その検出値に応じてドライブ回路３２ＡがＰＭＯＳトランジスタ２１のオン抵抗を制御することで、第１の実施例と同様に入力電圧Ｖ＋を一定値に制御することができる。

図６は、本発明の充電制御回路の第４の実施例の構成を示す回路図である。図６において、図２と同一の構成要素は同一の番号で参照し、その説明は省略する。

図６の充電制御回路は、図２の充電制御回路の構成に加えて、差動増幅回路６１、掛け算回路６２、電流モニタ回路６３、増幅器６４、ＮＭＯＳトランジスタ６５、及び電流検出抵抗Ｒｓが設けられている。また入力電圧検出回路３１の代わりに、入力電圧検出回路３１の増幅器３５の反転入力及び非反転入力を交換した入力電圧検出回路３１Ａが設けられている。

差動増幅回路６１は、抵抗Ｒ３乃至Ｒ６、及び増幅器６７を含む。増幅器６７の非反転入力には、電池パック１３の入力電圧Ｖ＋を抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６で分割して得られる電位が入力される。また増幅器６７の反転入力には、ＰＭＯＳトランジスタ２１の一端の電位ＶＢに応じた電位が入力される。この電位ＶＢは、ＰＭＯＳトランジスタ２１のソース端及びドレイン端のうちで、Ｖ＋側でない側の電圧である。これにより増幅器６７は、Ｖ＋とＶＢとの差に応じた電位即ちＰＭＯＳトランジスタ２１における電圧降下に応じた電位を出力する。増幅器６７の出力は掛け算回路６２に供給される。

掛け算回路６２は、抵抗Ｒ７乃至Ｒ１０、トランジスタＱ１乃至Ｑ６、電圧源Ｖ１及びＶ２、及び定電流源６８を含む。掛け算回路６２へは、上記のように差動増幅回路６１の増幅器６７からＶ＋とＶＢとの差に応じた電位が入力されると共に、電流モニタ回路６３の増幅器６９から充電電流ＩＲＳに応じた電位が入力される。ここで増幅器６９は、充電電流ＩＲＳが電流検出抵抗Ｒｓに流れることにより生じる電圧降下を検出している。掛け算回路６２は、Ｖ＋とＶＢとの差と充電電流ＩＲＳとの積を求めることで、ＰＭＯＳトランジスタ２１における発生電力を計算する。この発生電力を示す掛け算回路６２の出力ＶＣは、増幅器６４の反転入力に供給される。増幅器６４の非反転入力は、基準電圧源ＶＴＨ２に接続される。

ＰＭＯＳトランジスタ２１における発生電力ＶＣが大きくなると、増幅器６４の出力が低下し、ＰＭＯＳトランジスタ２１のゲート電圧が上昇する。その結果、ＰＭＯＳトランジスタ２１のオン抵抗が大きくなり、充電電流が減少する。また逆に、ＰＭＯＳトランジスタ２１における発生電力ＶＣが小さくなると、増幅器６４の出力が上昇し、ＰＭＯＳトランジスタ２１のゲート電圧が低下する。その結果、ＰＭＯＳトランジスタ２１のオン抵抗が小さくなり、充電電流が増大する。

このようにして、ＰＭＯＳトランジスタ２１での電力を一定に保つことが可能となり、ＰＭＯＳトランジスタ２１での過剰な発熱を抑制することができる。また入力電圧Ｖ＋については、図２の第１の実施例と同様の動作により一定に保たれる。なお図６の第４の実施例では、ドライブ回路３２のＮＭＯＳトランジスタ３７のゲート端には増幅器６４の出力を接続しているので、入力電圧検出回路３１Ａの増幅器３５の出力については、ＮＭＯＳトランジスタ６５を間に介在させて、ＮＭＯＳトランジスタ３７のゲート端に接続している。これに合わせて、増幅器３５の反転入力と非反転入力とが交換されている。

また掛け算回路６２の回路構成は単なる一例であり、この回路に限定されるものではなく、掛け算機能を実現することができる回路であれば任意の構成でよい。

図７は、本発明の充電制御回路の第５の実施例の構成を示す回路図である。図７において、図４と同一の構成要素は同一の番号で参照し、その説明は省略する。

図７の充電制御回路は、図４の充電制御回路の構成に加えて、ＰＭＯＳトランジスタ７１、寄生ダイオード７２、抵抗Ｒ１１及びＲ１２を含む。またドライブ回路３２の出力は、ＰＭＯＳトランジスタ２１のゲート端ではなく、プリチャージ用のＰＭＯＳトランジスタ７１のゲート端に入力される。

通常充電時には、ＰＭＯＳトランジスタ２１は非導通状態である。この場合、入力電圧検出回路３１及びドライブ回路３２によりＰＭＯＳトランジスタ７１のオン抵抗を導通・非導通間で任意の抵抗値に制御することにより、入力電圧Ｖ＋を一定の値に保ちながらリチウムイオン電池２４に対する充電を行う。また電源に対する負荷が小さい即ち充電器１１に対する負荷が小さい場合（省電流モード時などの場合）には、スタンバイ信号をＨＩＧＨにすることで、ＰＭＯＳトランジスタ２１を完全にオン状態とすることで、大電流充電を行う。これにより充電時間を短縮することが可能になる。

上記構成では、完全な導通・完全な非導通の２状態の何れかにしか設定されないＰＭＯＳトランジスタ２１と、導通・非導通間で任意の状態に設定されるＭＯＳトランジスタ７１とが別個に設けられる。従って、それぞれの動作に適したＭＯＳトランジスタを用いることが可能となる。また仮にＰＭＯＳトランジスタ２１だけが設けられているとすると、リチウムイオン電池２４の電圧が低い状態でＰＭＯＳトランジスタ２１が導通状態になると、過剰な電流が流れることにより、ＰＭＯＳトランジスタ２１が破壊してしまう可能性がある。図７の構成ではＰＭＯＳトランジスタ７１が設けられているために、ＰＭＯＳトランジスタ２１が導通状態になる前に、リチウムイオン電池２４をプリチャージする機能が提供される。これにより、ＰＭＯＳトランジスタ２１の過剰な発熱を防止するという効果が得られる。即ち、ＰＭＯＳトランジスタ７１により、本発明による入力電圧Ｖ＋を安定させるという機能と、リチウムイオン電池２４をプリチャージするという機能の両機能を提供することができる。

図８は、本発明の充電制御回路の第６の実施例の構成を示す回路図である。図８において、図５と同一の構成要素は同一の番号で参照し、その説明は省略する。

図８の充電制御回路は、図５の充電制御回路の構成において、電流検出器５０の代わりに電流モニタ回路８０を設けている。この電流モニタ回路８０には、電流検出抵抗Ｒｓの両端の電圧を入力すると共に、サーミスタ８１の一端の電圧ＶＤを入力している。サーミスタ８１は抵抗Ｒ１５と直列に接続されて、電圧ＶＴＨ３とグラウンド電位の間に挿入されている。サーミスタ８１は、高温時にその抵抗値が小さくなり、低温時にその抵抗値が大きくなる特性を有する。ＰＭＯＳトランジスタ２１が電力を消費して発熱すると、サーミスタ８１の抵抗値が変動して電圧ＶＤが変化する。

電流モニタ回路８０は、増幅器８２及び８３、基準電圧源８４を含む。増幅器８３は、充電電流が電流検出抵抗Ｒｓに流れることにより生じる電圧降下を検出することで、充電電流の大きさに応じた電位ＶＥを増幅器８２の反転入力に供給する。増幅器８２の第１の非反転入力には基準電圧源８４からの基準電位が入力され、第２の非反転入力にはサーミスタ８１の抵抗値に応じた電位ＶＤが入力される。増幅器８２の２つの非反転入力は、低電位側がＶＥとの比較対象として優先される。即ち、ＶＤが基準電位より小さいときにはＶＤがＶＥと比較され、基準電位がＶＤより小さいときには基準電位がＶＥと比較される。

低温時にはサーミスタ８１の抵抗が大であり、電位ＶＤは基準電位より高い。この場合、ＶＥが基準電位と比較されるので、図５の構成の場合と同様の動作となり、充電電流を一定に保つことができる。また入力電圧検出回路３１Ａとドライブ回路３２Ａとに基づく制御により、入力電圧Ｖ＋もまた一定に保つことができる。

ＰＭＯＳトランジスタ２１が発熱して高温となると、サーミスタ８１の抵抗が小となり、電位ＶＤは基準電位より低くなる。この場合、ＶＥはＶＤと比較される。温度が上昇してＶＤがＶＥより低くなると、増幅器８２の出力が低下し、ＰＭＯＳトランジスタ２１のゲート電圧が上昇する。この結果、ＰＭＯＳトランジスタ２１のオン抵抗が大きくなり、充電電流を減少させる。また逆に温度が下降してＶＤがＶＥより高くなると、増幅器８２の出力が上昇し、ＰＭＯＳトランジスタ２１のゲート電圧が下降する。この結果、ＰＭＯＳトランジスタ２１のオン抵抗が小さくなり、充電電流を増大させる。このようにして、温度が上昇すると充電電流を減少させ、逆に温度が下降すると充電電流を増大させることにより、ＰＭＯＳトランジスタ２１の発熱を所定の温度以下に制御しながら十分な充電電流を確保することができる。

以上、本発明を実施例に基づいて説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載の範囲内で様々な変形が可能である。

なお本発明は以下の内容を含むものである。
（付記１）
充電経路において充電端子の位置と電池の位置との間に挿入されたトランジスタと、
該トランジスタよりも該充電端子側の位置の電位を検出する入力電圧検出回路と、
該入力電圧検出回路により検出された該電位に応じて該トランジスタのオン抵抗を導通状態と非導通状態の間で制御する駆動回路
を含むことを特徴とする充電制御回路。
（付記２）
過充電検出に応答して該駆動回路は該トランジスタを略完全な非導通状態にすることを特徴とする付記１記載の充電制御回路。
（付記３）
外部からの信号に応答して該トランジスタを略完全な導通状態にする回路を更に含むことを特徴とする付記１記載の充電制御回路。
（付記４）
該充電経路に流れる充電電流を検出する電流検出器を更に含み、該駆動回路は該電流検出器により検出された該充電電流に応じて該トランジスタのオン抵抗を制御することを特徴とする付記１記載の充電制御回路。
（付記５）
該トランジスタにおける電圧降下を検出する第１の回路と、
該充電経路に流れる充電電流を検出する第２の回路と、
該第１の回路により検出された該電圧降下の値と該第２の回路により検出された該充電電流の値との積を求める第３の回路
を更に含み、該駆動回路は該第３の回路により求められた該積に応じて該トランジスタのオン抵抗を制御することを特徴とする付記１記載の充電制御回路。
（付記６）
該トランジスタと並列に該充電経路に挿入された別のトランジスタと、
外部からの信号に応答して該別のトランジスタを略完全な導通状態にする回路
を更に含むことを特徴とする付記１記載の充電制御回路。
（付記７）
温度検出素子と温度検出回路を更に含み、該駆動回路は温度検出回路からの出力に応じて該トランジスタのオン抵抗を制御することを特徴とする付記１記載の充電制御回路。
（付記８）
充電経路において充電端子の位置と電池の位置との間に挿入されたトランジスタと、該トランジスタよりも該充電端子側の位置の電位を検出する入力電圧検出回路と、該入力電圧検出回路により検出された該電位に応じて該トランジスタのオン抵抗を導通状態と非導通状態の間で制御する駆動回路を含む充電制御回路と、
該充電経路を介して充電される電池
を含むことを特徴とする電池パック。
（付記９）充電経路において充電端子の位置と電池の位置との間に挿入されたトランジスタと、該トランジスタよりも該充電端子側の位置の電位を検出する入力電圧検出回路と、該入力電圧検出回路により検出された該電位に応じて該トランジスタのオン抵抗を導通状態と非導通状態の間で制御する駆動回路を含む充電制御回路と、
該充電経路を介して充電される電池
を含む電池パックと、
電力の供給を受ける入力端と該電池パックに接続される出力端とを有し、該入力端に受け取る該直流電圧を降圧して該出力端に出力する充電器と、
該充電器の該出力端に接続されるＤＣ−ＤＣコンバータと、
該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力に接続される電子回路
を含むことを特徴とする電子装置。
（付記１０）
該充電制御回路は、該電子回路がスタンバイモードであることを示す信号に応答して該トランジスタを略完全な導通状態にする回路を更に含むことを特徴とする付記９記載の電子装置。
（付記１１）
電池を充電するための充電経路の第1の位置における電位を検出し、
前記第1の位置よりも前記電池側の第2の位置に配置されたトランジスタのオン抵抗を導通状態と非導通状態との間で制御すること
を特徴とする充電制御方法。
（付記１２）
前記付記の充電制御回路は、半導体素子であることを特徴とする充電制御回路。
（付記１３）
前記トランジスタのオン抵抗を連続的に制御すること
を特徴とする付記１に記載の充電制御回路。
（付記１４）
前記トランジスタのオン抵抗を連続的に制御すること
を特徴とする付記１２に記載の充電制御方法。
（付記１５）
電池を充電するための充電経路の充電端子の電位を検出する入力電圧検出回路と、
前記検出された電位に基づいて前記充電端子の電位を略一定に維持する駆動回路と
を備えたことを特徴とする充電制御回路。
（付記１６）
電池を充電するための充電経路の充電端子の電位を検出する入力電圧検出回路と、
前記検出された電位に基づいて前記充電端子の電位が前記電池の電位にクランプすることを阻止する駆動回路と
を備えたことを特徴とする充電制御回路。
（付記１７）
電池を充電するための充電経路の充電端子の電位を検出し、
前記検出された電位に基づいて前記充電端子の電位を略一定に維持すること
を特徴とする充電制御方法。
（付記１８）
電池を充電するための充電経路の充電端子の電位を検出し、
前記検出された電位に基づいて前記充電端子の電位が前記電池の電位にクランプすることを阻止すること
を特徴とする充電制御方法。

充電器の出力をＤＣ−ＤＣコンバータに供給する構成の一例を示す構成図である。本発明の充電制御回路の第１の実施例の構成を示す回路図である。図２の充電制御回路の充電動作を説明するための図である。本発明の充電制御回路の第２の実施例の構成を示す回路図である。本発明の充電制御回路の第３の実施例の構成を示す回路図である。本発明の充電制御回路の第４の実施例の構成を示す回路図である。本発明の充電制御回路の第５の実施例の構成を示す回路図である。本発明の充電制御回路の第６の実施例の構成を示す回路図である。

符号の説明

１０ＡＣアダプタ
１１充電器
１２ＤＣ−ＤＣコンバータ
１３電池パック
２１ＰＭＯＳトランジスタ
２２ＰＭＯＳトランジスタ
２３過充電・過放電検出回路
２４リチウムイオン電池
３１入力電圧検出回路
３２ドライブ回路

Claims

充電経路において充電端子の位置と電池の位置との間に挿入されたトランジスタと、
該トランジスタよりも該充電端子側の位置の電位を検出する入力電圧検出回路と、
該入力電圧検出回路により検出された該電位に応じて該トランジスタのオン抵抗を導通状態と非導通状態の間で制御する駆動回路
を含むことを特徴とする充電制御回路。
過充電検出に応答して該駆動回路は該トランジスタを略完全な非導通状態にすることを特徴とする請求項１記載の充電制御回路。
外部からの信号に応答して該トランジスタを略完全な導通状態にする回路を更に含むことを特徴とする請求項１記載の充電制御回路。
該充電経路に流れる充電電流を検出する電流検出器を更に含み、該駆動回路は該電流検出器により検出された該充電電流に応じて該トランジスタのオン抵抗を制御することを特徴とする請求項１記載の充電制御回路。
該トランジスタにおける電圧降下を検出する第１の回路と、
該充電経路に流れる充電電流を検出する第２の回路と、
該第１の回路により検出された該電圧降下の値と該第２の回路により検出された該充電電流の値との積を求める第３の回路
を更に含み、該駆動回路は該第３の回路により求められた該積に応じて該トランジスタのオン抵抗を制御することを特徴とする請求項１記載の充電制御回路。
該トランジスタと並列に該充電経路に挿入された別のトランジスタと、
外部からの信号に応答して該別のトランジスタを略完全な導通状態にする回路
を更に含むことを特徴とする請求項１記載の充電制御回路。
温度検出素子と温度検出回路を更に含み、該駆動回路は温度検出回路からの出力に応じて該トランジスタのオン抵抗を制御することを特徴とする請求項１記載の充電制御回路。
充電経路において充電端子の位置と電池の位置との間に挿入されたトランジスタと、該トランジスタよりも該充電端子側の位置の電位を検出する入力電圧検出回路と、該入力電圧検出回路により検出された該電位に応じて該トランジスタのオン抵抗を導通状態と非導通状態の間で制御する駆動回路を含む充電制御回路と、
該充電経路を介して充電される電池
を含むことを特徴とする電池パック。
充電経路において充電端子の位置と電池の位置との間に挿入されたトランジスタと、該トランジスタよりも該充電端子側の位置の電位を検出する入力電圧検出回路と、該入力電圧検出回路により検出された該電位に応じて該トランジスタのオン抵抗を導通状態と非導通状態の間で制御する駆動回路を含む充電制御回路と、
該充電経路を介して充電される電池
を含む電池パックと、
電力の供給を受ける入力端と該電池パックに接続される出力端とを有し、該入力端に受け取る該直流電圧を降圧して該出力端に出力する充電器と、
該充電器の該出力端に接続されるＤＣ−ＤＣコンバータと、
該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力に接続される電子回路
を含むことを特徴とする電子装置。
該充電制御回路は、該電子回路がスタンバイモードであることを示す信号に応答して該トランジスタを略完全な導通状態にする回路を更に含むことを特徴とする請求項９記載の電子装置。
電池を充電するための充電経路の第1の位置における電位を検出し、
前記第1の位置よりも前記電池側の第2の位置に配置されたトランジスタのオン抵抗を導通状態と非導通状態との間で制御すること
を特徴とする充電制御方法。