KR101548423B1 - 디시-디시 벅 컨버터 - Google Patents

디시-디시 벅 컨버터 Download PDF

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Abstract

입력되는 배터리 전압의 변동을 일정한 직류전압으로 변환하는 디시-디시 벅 컨버터가 개시된다. 디시-디시 벅 컨버터는 출력전류의 변동에 따라 선형 레귤레이터를 활성화하거나, 스위칭 레귤레이터를 활성화한다. 출력전류가 증가하거나 높은 레벨을 유지하는 경우, 제1 선형 레귤레이터에서 생성된 스위칭 전원전압은 펄스폭변조 동작을 수행하는 스위칭 레귤레이터의 전원으로 사용된다.

Description

디시-디시 벅 컨버터{DC-DC Buck Converter}
본 발명은 디시-디시 벅 컨버터에 관한 것으로 선형 레귤레이션 모드와 PWM(Pulse Width Modulation) 모드를 선택적으로 구동하여 부하전류에 따라 2개의 모드들 중 어느 하나를 선택하고, 고효율을 유지할 수 있는 디시-디시 벅 컨버터에 관한 것이다.
최근 스마트폰 등으로 대표되는 모바일 기기는 휴대용 배터리의 사용이 필수적으로 요구된다. 사용되는 배터리에 따라 모바일 기기에는 전력 관리 회로가 사용되며, 전력 관리 회로의 다기능화와 고기능화가 요구된다. 따라서, 제한된 배터리 전원을 관리하는 회로인 PMIC(Power Management IC)의 중요성이 높아지고 있다. PMIC는 모바일 기기에서의 대기전원을 감소시키기 위한 필수적인 부품이다. PMIC는 크게 두가지 종류로 구분되는데, 선형 레귤레이터인 저 드롭 아웃 레귤레이터(Low DropOut Regulator)와 Switching Mode Power Supply(SMPS)로 구분된다.
저 드롭 아웃 레귤레이터는 낮은 전압 강하로 일정한 직류 전압 레벨을 형성할 수 있으며, 빠른 응답속도와 탁월한 노이즈 제거특성을 보인다. 반면, 저 드롭 아웃 레귤레이터는 SMPS에 비해 낮은 전력변환 효율을 보인다. 또한, 스위칭 레귤레이터인 SMPS는 선형 레귤레이터에 비해 높은 전력변환 효율을 가지나, SMPS용 반도체 칩 이외의 외부 소자가 요구되며, 부하에 전압이 전달될 때, 높은 노이즈가 발생하는 문제점이 있다. 따라서, 고성능이 요구되는 아날로그 전력공급 시스템에서는 선형 레귤레이터인 저 들롭 아웃 레귤레이터가 주로 사용된다.
또한, 선형 레귤레이터는 배터리의 충전시 초기에 안정적인 전압을 공급하는 특성이 있으나, 충전이 상당부분 진행된 상태에서는 느린 충전시간을 가지는 단점이 있다. 또한, 스위칭 레귤레이터인 SMPS는 빠른 충전시간을 구현할 수 있는 장점이 있으나, 방전시에 전력변환 효율이 현저히 감소하는 문제가 발생한다.
따라서, 모바일 기기에서 배터리의 충방전시에 높은 전력변환 효율을 유지할 수 있는 벅 컨버터는 요청된다 할 것이다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 배터리 전압 또는 출력전류의 변동에도 불구하고 안정적인 동작을 수행하고, 전력변환효율을 향상시킬 수 있는 디시-디시 벅 컨버터를 제공하는데 있다.
상술한 과제를 해결하기 위한 본 발명은, 배터리 출력전압을 수신하고, 스위칭 인에이블 신호에 따라 스위칭 전원전압을 출력하기 위한 제1 선형 레귤레이터; 상기 배터리 출력전압을 수신하고, 선형 인에이블 신호에 따라 출력전압을 형성하고, 전압감지신호를 생성하기 위한 제2 선형 레귤레이터; 상기 스위칭 전원전압을 통해 전력을 공급받고, 스위칭 동작을 통해 구형파 형태의 스위칭 출력신호를 형성하고, 전류감지신호를 생성하기 위한 스위칭 레귤레이터; 상기 전류감지신호 및 상기 전압감지신호를 수신하고, 상기 스위칭 인에이블 신호 또는 상기 선형 인에이블 신호를 활성화하여 스위칭 모드 또는 선형 모드의 동작을 선택하기 위한 모드 선택부; 상기 스위칭 레귤레이터의 출력단과 상기 제2 선형 레귤레이터의 출력단 사이에 연결되고, 상기 스위칭 출력신호에 대한 필터링을 통해 상기 출력전압을 형성하기 위한 필터부; 및 상기 출력전압과 접지 사이에 연결되어 스위칭 궤환전압을 생성하고, 상기 스위칭 궤환전압을 상기 스위칭 레귤레이터에 입력하기 위한 스위칭 궤환부를 포함하는 디시-디시 벅 컨버터를 제공한다.
상술한 본 발명에 따르면, 디시-디시 벅 컨버터의 출력단의 부하의 변동에 따라 출력전류가 증가하는 경우, 펄스폭 변조를 수행하는 스위칭 레귤레이터를 동작시킨다. 따라서, 이를 통해 방전 동작시에 높은 전력변환효율을 확보할 수 있다. 또한, 부하의 변동에 의해 출력전류가 감소하는 경우, 스위칭 레귤레이터의 동작을 중지하고, 선형 레귤레이터의 동작을 수행한다. 선형 레귤레이터는 비교적 낮은 출력전류에 높은 효율로 일정한 직류 레벨을 형성할 수 있다.
따라서, 배터리 전원을 이용하는 모바일 기기에서 일정한 전원을 공급할 수 있으며, 배터리 전원의 전원전압이 높은 상태에서 출력전류가 증가하는 경우, 제1 선형 레귤레이터를 통한 1차적인 레귤레이션 동작을 수행할 수 있다. 제1 선형 레귤레이터에 의해 레귤레이션된 스위칭 전원전압을 통해 스위칭 레귤레이터는 안정적인 펄스폭변조 동작을 수행할 수 있다. 따라서, 배터리 전원의 높은 전압 상태에서도 출력전압은 안정적으로 설정될 수 있다.
도 1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 디시-디시 벅 컨버터를 도시한 블록도이다.
도 2는 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 상기 도 1에 도시된 제1 선형 레귤레이터 또는 제2 선형 레귤레이터를 도시한 회로도이다.
도 3은 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 상기 도 1의 스위칭 레귤레이터를 도시한 블록도이다.
도 4는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 모드 선택부를 도시한 블록도이다.
도 5는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 도 4의 스위칭 제어부를 도시한 회로도이다.
도 6은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 선형 제어부를 도시한 블록도이다.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 형태를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 본문에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명을 특정한 개시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 각 도면을 설명하면서 유사한 참조부호를 유사한 구성요소에 대해 사용하였다.
다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가지고 있다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥 상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가지는 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
이하, 첨부한 도면들을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예를 보다 상세하게 설명하고자 한다.
실시예
도 1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 디시-디시 벅 컨버터를 도시한 블록도이다.
도 1을 참조하면, 본 실시예의 디시-디시 벅 컨버터는 제1 선형 레귤레이터(100), 모드 선택부(200), 제2 선형 레귤레이터(300), 스위칭 레귤레이터(400), 필터부(500) 및 스위칭 궤환부(600)를 가진다.
제1 선형 레귤레이터(100), 모드 선택부(200) 및 제2 선형 레귤레이터(300)의 공급전원으로는 배터리 출력전압 Vbatt가 사용된다. 또한, 스위칭 레귤레이터(400)의 공급전원으로는 제1 선형 레귤레이터(100)의 출력전압인 스위칭 전원전압 PWM_VDD가 사용된다.
제1 선형 레귤레이터(100)는 제1 기준 전압 Vref1을 수신하고, 배터리 출력전압 Vbatt에 대한 레귤레이션 동작을 수행한다. 상기 제1 선형 레귤레이터(100)는 저 드롭 아웃 레귤레이터임이 바람직하다. 또한, 상기 제1 선형 레귤레이터(100)는 스위칭 인에이블 신호 PWM_EN에 따라 레귤레이션 동작을 수행한다. 즉, 스위칭 인에이블 신호 PWM_EN이 활성화되는 경우, 제1 선형 레귤레이터(100)는 활성화되어 선형 레귤레이션 동작을 수행한다. 따라서, 선형 레귤레이션에 따른 제1 선형 레귤레이터(100)의 출력신호인 스위칭 전원전압 PWM_VDD가 형성된다. 스위칭 전원전압 PWM_VDD는 스위칭 레귤레이터(400)의 전원전압으로 사용된다.
따라서, 스위칭 인에이블 신호 PWM_EN이 활성화되면, 제1 선형 레귤레이터(100)의 동작에 따라 스위칭 레귤레이터(400)는 활성화되고, 펄스폭변조(Pulse Width Modulation:PWM) 동작을 수행하고, 출력전압 Vout을 형성한다. 또한, 스위칭 인에이블 신호 PWM_EN이 활성화되는 경우, 선형 인에이블 신호 LDO_EN은 비활성화된다. 따라서, 제2 선형 레귤레이터(300)는 비활성화되고, 레귤레이션 동작이 수행되지 않는다. 이는 스위칭 인에이블 신호 PWM_EN 및 선형 인에이블 신호 LDO_EN이 상호 상보적인 관계에 있음을 의미한다.
모드 선택부(200)는 스위칭 레귤레이터(400)로부터 전류감지신호 I_SENSE를 수신하고, 제2 선형 레귤레이터(300)로부터 전압감지신호 V_SENSE를 수신한다. 수신되는 전류감지신호 I_SENSE 및 전압감지신호 V_SENSE에 따라 상기 모드 선택부(200)는 스위칭 인에이블 신호 PWM_EN 및 선형 인에이블 신호 LDO_EN 중 어느 하나를 활성화한다. 예컨대, 선형 인에이블 신호 LDO_EN이 활성화되는 경우, 제2 선형 레귤레이터(300)는 활성화되고, 제2 기준전압 Vref2를 수신하여 출력전압 Vout을 생성한다. 즉, 제2 선형 레귤레이터(300)는 수신되는 제2 기준전압 Vref2와 내부 궤환 경로를 통해 수신되는 궤환전압에 대한 오차 증폭 동작을 통해 배터리 출력전압 Vbatt에 대한 선형 레귤레이션 동작을 수행하고, 레귤레이션된 전압을 출력전압 Vout으로 생성한다.
상기 모드 선택부(200)가 스위칭 인에이블 신호 PWM_EN 또는 선형 인에이블 신호 LDO_EN을 활성화시키는 동작은 전류감지신호 I_SENSE 또는 전압감지신호 V_SENSE에 따른다. 예컨대, 전류감지신호 I_SENSE가 특정 레벨 이상의 톱니파를 형성하는 경우, 선형 인에이블 신호 LDO_EN은 활성화된다. 전류감지신호 I_SENSE는 필터부를 흐르는 전류량이 급격히 감소하는 경우, 일정 레벨 이상의 톱니파를 형성한다.
또한, 전압감지신호 V_SENSE가 특정 레벨 이하의 값을 가지면, 스위칭 인에이블 신호 PWM_EN이 활성화된다. 예컨대, 출력전압 Vout에 연결된 부하 임피던스에 의한 출력전류가 증가하는 경우, 제2 선형 레귤레이터(300)의 출력인 출력전압 Vout은 감소한다. 따라서, 전압감지신호 V_SENSE도 감소한다. 전압감지신호 V_SENSE의 감소에 의해 스위칭 인에이블 신호 PWM_EN은 활성화되고, 제1 선형 레귤레이터(100)는 활성화된다. 따라서, 제1 선형 레귤레이터(100)는 선형 레귤레이션 동작을 수행하고, 스위칭 전원전압 PWM_VDD는 스위칭 레귤레이터(400)로 공급된다. 따라서, 스위칭 레귤레이터는 동작을 개시한다. 반면, 제2 선형 레귤레이터(300)는 동작을 중지한다.
또한, 스위칭 레귤레이터(400)가 동작을 수행하는 과정에서 부하의 변동에 따라 출력전류가 감소하는 경우, 스위칭 레귤레이터(400)는 출력전류 감소를 감지하고, 이를 전류감지신호 I_SENSE로 변환한다. 따라서, 모드 선택부(200)는 선형 인에이블 신호 LDO_EN을 활성화하고, 제2 선형 레귤레이터(300)는 동작을 개시한다. 또한, 제1 선형 레귤레이터(100)는 동작을 중지한다.
만일 제1 선형 레귤레이터(100)가 활성화되는 경우, 스위칭 전원전압 PWM_VDD는 스위칭 레귤레이터(400)의 전원으로 공급되고, 스위칭 레귤레이터(400)는 펄스폭변조 동작에 따른 레귤레이션 동작을 수행한다. 따라서, 스위칭 레귤레이터(400)는 구형파 형태의 스위칭 출력신호 Vsr를 형성한다. 또한, 스위칭 출력신호 Vsr가 가지는 시비율(duty rate)은 스위칭 궤환부(600)의 스위칭 궤환전압 FB에 의존하는 특징을 가진다. 예컨대, 스위칭 궤환전압 FB은 스위칭 레귤레이터(400)에 인가되고, 스위칭 궤환전압 FB가 낮은 레벨을 가지는 경우, 스위칭 출력신호 Vsr의 시비율은 증가하는 특성이 있다. 또한, 스위칭 레귤레이터(400)는 필터부(500)를 흐르는 전류량을 감지한다. 만일 필터부(500)를 흐르는 전류량이 감소하는 경우, 톱니파 형태의 신호가 형성되고, 전류감지신호 I_SENSE는 선형 인에이블 신호 LDO_EN을 활성화될 수 있다.
필터부(500)는 상기 스위칭 레귤레이터(400)의 출력단과 제2 선형 레귤레이터(300)의 출력단 사이에 연결된다. 구형파 형태를 가지는 스위칭 레귤레이터(400)의 출력인 스위칭 출력신호 Vsr는 필터부(500)를 거치면서 일정한 레벨을 가지도록 형성된다. 또한, 필터부(500)를 흐르는 전류량의 변동은 스위칭 레귤레이터(400)에서 감지된다. 이를 위해 상기 필터부는 인턱터 L 및 커패시터 C를 가지고, 필터용 저항들 Rx1 및 Rx2를 가질 수 있다. 다만, 상기 필터부(500)는 저역통과의 특성을 가진 것이라면 여하한 구성도 가능할 것이다.
스위칭 궤환부(600)는 디시-디시 벅 컨버터의 출력단과 접지 사이에 연결된다. 상기 스위칭 궤환부(600)는 서로 직렬연결된 2개의 스위칭 궤환저항들 RF1 및 RF2로 구성되며, 스위칭 궤환부(600)에서 생성된 스위칭 궤환전압 FB는 스위칭 레귤레이터(400)로 피드백된다. 또한, 스위칭 레귤레이터(400)는 제3 기준전압 Vref3을 수신하고, 스위칭 궤환전압 FB와 제3 기준전압 Vfb3의 차이를 증폭하고, 내부에서 발생되는 감지 신호와의 비교동작을 통해 구형파 형태의 스위칭 출력신호 Vsr을 생성한다.
상기 도 1의 디시-디시 벅 컨버터는 선형 인에이블 신호 LDO_EN이 활성화되는 경우, 제2 선형 레귤레이터(300)가 동작되는 구성을 가진다. 동시에 제1 선형 레귤레이터(100)는 동작을 중지하여 스위칭 레귤레이터(400)는 비활성화된다. 따라서, 선형 인에이블 신호 LDO_EN이 활성화된 상태에서는 제2 선형 레귤레이터(300)의 동작에 따른 출력전압 Vout이 생성된다.
또한, 스위칭 인에이블 신호 PWM_EN이 활성화되는 경우, 제1 선형 레귤레이터(100)는 활성화되고, 제2 선형 레귤레이터(300)는 동작을 중지한다. 제1 선형 레귤레이터(100)에 의해 스위칭 전원전압 PWM_VDD는 생성되며, 생성된 스위칭 전원전압 PWM_VDD에 의해 스위칭 레귤레이터(400)는 동작이 개시된다. 따라서 구형파 형태의 스위칭 출력신호 Vsr이 생성되고, 필터부(500)를 거쳐 출력전압 Vout으로 생성된다.
상술한 도 1의 동작에서 전압감지신호 V_SENSE와 전류감지신호 I_SENSE는 상보적인 동작을 수행한다. 따라서, 제1 선형 레귤레이터(100)의 활성화에 따라 스위칭 레귤레이터(400)가 스위칭 출력신호 Vsr을 형성하는 기간에서는 제2 선형 레귤레이터(300)는 동작을 중지한다. 또한, 제2 선형 레귤레이터(300)가 활성화되어 출력전압 Vout을 생성하는 기간에서는 제1 선형 레귤레이터(100)는 동작을 중지한다.
상기 전류감지신호 I_SENSE는 스위칭 출력신호에 의해 필터부를 흐르는 전류량이 감소하는 경우, 선형 인에이블 신호 LDO_EN을 활성화시킨다. 예컨대, 특정 레벨 이하의 전류량이 필터부(500)를 흐르는 경우, 전류감지신호 I_SENSE는 모드 선택부(200)의 카운팅 동작에 의해 카운팅되고 선형 인에이블 신호 LDO_EN으로 활성화된다.
또한, 전압감지신호 V_SENSE는 제2 선형 레귤레이터(300)의 출력인 출력전압 Vout에 의한 출력전류가 증가하는 경우에 스위칭 인에이블 신호 PWM_EN을 활성화한다. 전압감지신호 V_SENSE는 모드 선택부(200)에서 슈미트리거 동작을 통해 스위칭 인에이블 신호 PWM_EN으로 활성화된다.
도 2는 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 상기 도 1에 도시된 제1 선형 레귤레이터 또는 제2 선형 레귤레이터를 도시한 회로도이다.
도 2를 참조하면, 제1 선형 레귤레이터 또는 제2 선형 레귤레이터는 에러 엠프(110), 버퍼(120), 파워 트랜지스터 QP 및 궤환부(130)를 가진다. 또한, 설명의 편의를 위해 본 도면의 설명에서 제1 선형 레귤레이터 및 제2 선형 레귤레이터는 레귤레이터로 명명키로 한다.
에러 엠프(110)의 음의 입력단에는 기준전압 Vref이 인가된다. 즉, 제1 선형 레귤레이터의 경우, 제1 기준전압 Vref1이 인가되고, 제2 선형 레귤레이터의 경우, 제2 기준전압 Vref2가 인가된다. 또한, 에러 엠프(110)의 양의 입력단에는 궤환부(130)의 궤환전압 Vfb가 인가된다. 에러 엠프(110)에 의해 증폭된 전압차는 버퍼(120)로 인가된다. 상기 버퍼(120)는 통상의 전압버퍼임이 바람직하다. 또한, 상기 버퍼(120) 및 에러 엠프(110)의 전원공급 단자에는 인에이블 신호 EN이 인가된다. 예컨대, 제1 선형 레귤레이터의 경우, 스위칭 인에이블 신호 PWM_EN이 인가되고, 제2 선형 레귤레이터의 경우, 선형 인에이블 신호 LDO_EN이 인가된다. 따라서, 인에이블 신호 EN이 로우 레벨을 유지하는 경우, 버퍼(120) 또는 에러 엠프(110)에는 전원이 실질적으로 공급되지 않아 동작이 중지된다. 이를 인에이블 신호 EN의 비활성화에 따른 선형 레귤레이터의 비활성화라 표현한다. 또한, 인에이블 신호 EN이 하이 레벨을 유지하는 경우, 버퍼(120) 또는 에러 엠프(110)는 동작을 개시하여 입력단자들에 인가된 전압차를 증폭한다.
에러 엠프(110)의 출력 또는 버퍼(120)의 출력은 파워 트랜지스터 QP의 게이트 단자에 인가된다. 상기 파워 트랜지스터 QP는 PMOS 트랜지스터임이 바람직하다. 또한, 상기 파워 트랜지스터 QP에는 궤환부(130)가 연결된다. 상기 궤한부(130)는 적어도 2개의 저항들 R1 및 R2을 포함하며, 2개의 저항들 R1 및 R2에 의해 형성되는 분배전압을 궤환전압 Vfb로 출력한다. 궤환전압 Vfb는 에러 엠프(110)의 양의 입력단자에 인가된다.
예컨대, 배터리 출력전압 Vbatt가 상승하는 경우, 파워 트랜지스터 QP에 의해 형성되는 구동전류는 증가한다. 따라서, 궤환전압 Vfb도 상승한다. 상승된 궤환전압 Vfb에 의해 에러 엠프(110)의 출력신호는 증가하며, 파워 트랜지스터 QP의 게이트 단자의 전압도 상승한다. 따라서, 파워 트랜지스터 QP의 게이트-소스 간의 전압차는 감소하며, 증가된 구동전류는 감소하여 증가된 출력전압 Vo는 특정의 레벨을 향해 감소하는 경향을 가진다.
또한, 상기 궤환전압 Vfb는 제2 선형 레귤레이터에서는 전압감지신호 V_SENSE로 사용될 수 있다.
도 3은 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 상기 도 1의 스위칭 레귤레이터를 도시한 블록도이다.
도 3을 참조하면, 스위칭 레귤레이터는 제어부(410), 구동부(420), 전류 감지부(430), 기울기 보상부(440), 가산부(450), 스위칭 에러엠프(460) 및 비교기(470)를 가진다.
제어부(410)는 비교기(470)에서 발생되는 펄스 신호 또는 구형파 신호를 수신하고, 구동부(420)를 구성하는 구동 트랜지스터들 MP 및 MN을 순차 구동시킨다. 비교기(470)에서 인가되는 구형파 신호는 하이 레벨과 로우 레벨이 반복되는 신호이며, 이를 내부 클럭을 이용하여 적절한 펄스폭으로 변환한다. 또한, 변환된 신호는 제1 구동 트랜지스터 MP 및 제2 구동 트랜지스터 MN를 선택적으로 턴온시킨다. 이를 위해 상기 제어부(410)는 제1 스위칭 제어신호를 제1 구동 트랜지스터 MP의 게이트 단자에 인가하고, 제2 스위칭 제어신호를 제2 구동 트랜지스터 MN의 게이트 단자에 인가한다. 상기 제1 스위칭 제어신호 및 제2 스위칭 제어신호는 상호간에 상보적인 관계에 있다. 또한, 구동 트랜지스터들 MP 및 MN의 동시 턴온에 따른 오동작의 방지를 위해 각각의 구동 트랜지스터들 MP 및 MN의 게이트 단자에는 데드타임 버퍼가 추가적으로 구비될 수 있다.
제1 구동 트랜지스터 MP가 턴온되는 경우, 상기 도 1의 필터부(500)의 인덕터 L에는 하이 레벨의 신호가 인가된다. 따라서, 출력전압 Vout은 설정된 레벨을 유지한다. 또한, 제2 구동 트랜지스터 MN이 턴온되는 경우, 상기 도 1의 인덕터 L에는 로우 레벨의 신호가 인가된다. 이 때, 인덕터 L에 저장된 에너지에 의해 출력전압 Vout은 기존의 레벨을 유지한다. 다만, 출력전압 Vout의 변동은 스위칭 궤환부(600)에서 출력되는 스위칭 궤환전압 FB에 의해 스위칭 에러엠프(460)의 음의 입력단에 인가된다.
전류 감지부(430)는 도 1의 필터부(500)의 인덕터 L을 흐르는 전류를 감지하고, 인가되는 클럭신호에 상응하여 인턱터 전류를 펄스열의 신호로 변환한다. 펄스열의 신호는 가산부(450)로 인가된다. 또한, 도 1의 출력단자를 통해 흐르는 출력전류가 감소하는 경우, 인덕터 L을 흐르는 전류는 전류 감지부에서 톱니파의 파형으로 변환된다. 이러한 톱니파 파형은 전류감지신호 I_SENSE를 형성한다.
기울기 보상부(440)는 상기 전류 감지부(430)에 인가되는 클럭신호와 동일한 클럭신호를 이용하여 톱니파를 형성한다. 형성된 톱니파는 가산부(450)로 인가된다.
가산부(450)에서는 전류 감지부(430)에서 형성된 펄스열의 신호와 기울기 보상부(440)의 톱니파에 대한 합산동작을 수행한다. 따라서, 전류 감지부(430)에서 형성된 펄스열의 신호는 톱니파 형태로 변환된다. 변환된 가산부(450)의 출력 제1 비교신호를 형성하고, 비교기(470)로 인가된다.
또한, 스위칭 에러엠프(460)의 양의 입력단자에는 제3 기준전압 Vref3이 인가되고, 음의 입력단자에는 스위칭 궤환전압 FB가 인가된다. 만일 스위칭 궤환전압 FB이 상승하는 경우, 스위칭 에러엠프(460)의 출력레벨은 감소된다. 감소된 스위칭 에러엠프(460)의 출력신호는 제2 비교신호를 형성하며, 비교기(470)에 인가되고, 비교기(470)가 출력하는 구형파의 시비율(duty rate)을 증가시킨다. 증가된 시비율에 의해 제1 구동 트랜지스터 MP의 턴온기간은 제2 구동 트랜지스터 MN의 턴온기간에 비해 증가한다. 따라서, 스위칭 궤환전압 FB는 증가한다. 상술한 과정을 통해 스위칭 궤환전압 FB에 의한 부궤환 동작이 수행될 수 있다.
도 4는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 모드 선택부를 도시한 블록도이다.
도 4를 참조하면, 모드 선택부는 스위칭 제어부(210) 및 선형 제어부(220)를 가진다.
스위칭 제어부(210)에는 전압감지신호 V_SENSE가 입력되고, 스위칭 인에이블 신호 PWN_EN이 생성된다.
또한, 선형 제어부(220)에는 전류감지신호 I_SENSE가 입력되고, 스위칭 인에이블 신호 LDO_EN이 생성된다.
도 5는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 도 4의 스위칭 제어부를 도시한 회로도이다.
도 5를 참조하면, 스위칭 제어부는 에미터 폴로워(211), 전류 미러부(212) 및 스위칭 인에이블 생성부(213)를 가진다.
에미터 폴로워(211)는 입력되는 전압감지신호 V_SENSE의 변동에 따라 출력레벨이 감소된다. 감소된 에미터 폴로워(211)의 출력레벨은 전류 미러부(212)에서 미러링 전류 Icomp의 증가를 유발하고, 스위칭 인에이블 생성부(213)에 인가되는 입력전압을 증가시킨다. 이를 통해 전압감지신호 V_SENSE가 감소하는 경우, 스위칭 인에이블 신호 PWM_EN은 활성화될 수 있다.
제2 선형 레귤레이터(300)가 활성화되고 출력전압 Vout을 생성하는 상태에서 출력단에 연결된 부하의 변동 등으로 인해 출력전류가 증가하는 경우, 제2 선형 레귤레이터(300)의 파워 트랜지스터가 가지는 전류 구동 능력의 한계로 인해 출력전압 Vout은 감소한다. 따라서, 상기 도 2의 궤환전압은 감소하며, 궤환전압을 전압감지신호 V_SENSE로 사용하는 경우, 전압감지신호 V_SENSE도 감소한다.
따라서, 트랜지스터 MP1의 게이트 소스 간의 전압차는 증가하고, 저항 R1로 인해 제1 노드 N1의 전압은 감소한다. 제1 노드 N1 전압의 감소는 트랜지스터 MP2를 흐르는 미러링 전류 Icomp의 증가를 유발한다. 또한, 미러링 전류 Icomp의 증가에 따라 트랜지스터 MN1의 게이트 단자의 전압은 증가한다. 이는 스위칭 인에이블 생성부(213)에 인가되는 입력전압의 증가를 의미한다.
상기 스위칭 인에이블 생성부(213)는 슈미트리거의 특성을 가진다. 예컨대, 슈미트리거에서 설정된 문턱 전압들에 의해 슈미트리거는 히스테리시스 특성을 가진다. 즉, 제1 문턱 전압 및 이보다 높은 제2 문턱 전압을 가지며, 입력신호가 제2 문턱 전압을 상회하는 경우, 슈미트리거는 하이 레벨의 신호인 활성화된 스위칭 인에이블 신호 PWM_EN을 형성한다.
따라서, 스위칭 인에이블 신호 PWM_EN의 활성화 여부는 슈미트리거에서 기설정된 문턱 전압들에 의존한다.
도 6은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 선형 제어부를 도시한 블록도이다.
도 6을 참조하면, 선형 제어부는 DC 엠프(221), 반전 전달부(222), 비교기(223) 및 카운터(224)를 가진다.
DC 엠프(221)에는 전류감지신호 I_SENSE가 인가된다. 만일, 상기 도 1의 출력단에서 부하 등의 영향으로 출력전류가 감소하는 경우, 스위칭 레귤레이터(400)의 전류 감지부(430)는 톱니파 형태의 전류감지신호 I_SENSE를 출력한다. 또한, 출력전류의 감소가 지속되는 경우, 전류감지신호 I_SENSE는 주기적인 형태의 톱니파 신호로 형성된다. 인가되는 전류감지신호 I_SENSE는 DC 엠프(221)에 의해 증폭된다.
증폭된 DC 엠프(221)의 출력은 반전 전달부(222)에 의해 반전되고 증폭된다. 이를 위해 상기 반전 전달부(222)는 인버터형 전송게이트 또는 반전동작을 수행하는 통상의 증폭기일 수 있다. 반전된 신호는 비교기(223)에 인가된다. 비교기(223)는 반전된 신호가 비교기준전압 Vrefc을 상회하는 경우, 하이레벨을 출력하고, 반전 전달부(222)에 의해 반전된 신호가 비교기준전압 Vrefc 이하인 경우, 로우레벨을 출력한다. 따라서, 톱니파 형태의 전류감지신호 I_SENSE는 비교기(223)에 의해 반전된 형태의 구형파로 형성된다.
상기 카운터(224)는 비교기(223)로부터 인가되는 구형파를 카운팅하고 특정의 하이레벨의 회수가 경과한 경우, 선형 인에이블 신호 LDO_EN을 하이레벨로 설정하여 활성화한다. 또한, 상기 카운터(224)는 특정 회수의 카운팅을 완료한 후, 리셋되고 다시 카운팅을 수행한다. 새로운 카운팅이 수행되는 동안, 하이레벨로 활성화된 선형 인에이블 신호 LDO_EN은 활성화 상태를 유지한다. 만일 설정된 시간 동안 비교기(224)로부터 인가되는 파형에서 특정 회수의 구형파의 반복이 이루어지지 않으면 카운터(224)는 선형 인에이블 신호 LDO_EN을 로우레벨로 변경하여 비활성화시킨다.
상술한 본 발명에서는 디시-디시 벅 컨버터의 출력단의 부하의 변동에 따라 출력전류가 증가하는 경우, 펄스폭 변조를 수행하는 스위칭 레귤레이터를 동작시킨다. 따라서, 이를 통해 방전 동작시에 높은 전력변환효율을 확보할 수 있다. 또한, 부하의 변동에 의해 출력전류가 감소하는 경우, 스위칭 레귤레이터의 동작을 중지하고, 선형 레귤레이터의 동작을 수행한다. 선형 레귤레이터는 비교적 낮은 출력전류에 높은 효율로 일정한 직류 레벨을 형성할 수 있다.
따라서, 배터리 전원을 이용하는 모바일 기기에서 일정한 전원을 공급할 수 있으며, 배터리 전원의 전원전압이 높은 상태에서 출력전류가 증가하는 경우, 제1 선형 레귤레이터를 통한 1차적인 레귤레이션 동작을 수행할 수 있다. 제1 선형 레귤레이터에 의해 레귤레이션된 스위칭 전원전압을 통해 스위칭 레귤레이터는 안정적인 펄스폭변조 동작을 수행할 수 있다. 따라서, 배터리 전원의 높은 전압 상태에서도 출력전압은 안정적으로 설정될 수 있다.
100 : 제1 선형 레귤레이터 200 : 모드 선택부
300 : 제2 선형 레귤레이터 400 : 스위칭 레귤레이터
500 : 필터부 600 : 스위칭 궤환부

Claims (7)

  1. 배터리 출력전압을 수신하고, 스위칭 인에이블 신호에 따라 스위칭 전원전압을 출력하기 위한 제1 선형 레귤레이터;
    상기 배터리 출력전압을 수신하고, 선형 인에이블 신호에 따라 출력전압을 형성하고, 전압감지신호를 생성하기 위한 제2 선형 레귤레이터;
    상기 스위칭 전원전압을 통해 전력을 공급받고, 스위칭 동작을 통해 구형파 형태의 스위칭 출력신호를 형성하고, 전류감지신호를 생성하기 위한 스위칭 레귤레이터;
    상기 전류감지신호 및 상기 전압감지신호를 수신하고, 상기 스위칭 인에이블 신호 또는 상기 선형 인에이블 신호를 활성화하여 스위칭 모드 또는 선형 모드의 동작을 선택하기 위한 모드 선택부;
    상기 스위칭 레귤레이터의 출력단과 상기 제2 선형 레귤레이터의 출력단 사이에 연결되고, 상기 스위칭 출력신호에 대한 필터링을 통해 상기 출력전압을 형성하기 위한 필터부; 및
    상기 출력전압과 접지 사이에 연결되어 스위칭 궤환전압을 생성하고, 상기 스위칭 궤환전압을 상기 스위칭 레귤레이터에 입력하기 위한 스위칭 궤환부를 포함하고,
    상기 모드 선택부는,
    상기 전압감지신호를 수신하여 상기 제1 선형 레귤레이터를 활성화하는 상기 스위칭 인에이블 신호를 생성하기 위한 스위칭 제어부; 및
    상기 전류감지신호를 수신하여 상기 제2 선형 레귤레이터를 활성화하는 상기 선형 인에이블 신호를 생성하기 위한 선형 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 디시-디시 벅 컨버터.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서, 상기 스위칭 제어부는,
    상기 전압감지신호의 감소에 따라 출력 레벨이 감소하는 에미터 폴로워;
    상기 에미터 폴로워의 출력단에 연결되고, 상기 에미터 폴로워의 출력 레벨의 감소에 상응하는 미러링 전류를 형성하고, 상기 미러링 전류의 증가에 따라 출력 레벨이 감소하는 전류 미러부; 및
    상기 전류 미러부의 출력 레벨을 수신하고, 제1 문턱 전압과 상기 제1 문턱 전압보다 높은 제2 문턱 전압을 통한 슈미 트리거 동작을 수행하기 위한 스위칭 인에이블 생성부를 포함하는 것을 특징으로 하는 디시-디시 벅 컨버터.
  4. 제1항에 있어서, 상기 선형 제어부는,
    상기 전류감지신호를 수신하여 톱니파 형태의 상기 전류감지신호를 증폭하기 위한 DC 엠프;
    상기 DC 엠프의 출력을 반전하고, 이를 증폭하기 위한 반전 전달부;
    상기 반전 전달부의 출력 및 비교기준전압을 수신하고, 비교동작을 통해 톱니파 형태의 상기 전류감지신호를 반전된 형태의 구형파로 형성하기 위한 비교기; 및
    상기 비교기의 구형파를 카운팅하여 선형 인에이블 신호를 생성하기 위한 카운터를 포함하는 것을 특징으로 하는 디시-디시 벅 컨버터.
  5. 제1항에 있어서, 상기 스위칭 레귤레이터는,
    순차 구동을 통해 하이 레벨과 로우 레벨이 번갈아 형성되는 상기 스위칭 출력신호를 형성하는 구동부;
    상기 구동부의 스위칭 출력신호에 의한 상기 필터부를 흐르는 전류를 감지하여 펄스열의 신호로 변환하고, 상기 전류감지신호를 생성하기 위한 전류 감지부;
    상기 전류 감지부에서 인가되는 펄스열의 신호에 대한 기술기 보상을 위해 톱니파를 형성하기 위한 기울기 보상부;
    상기 전류 감지부의 펄스열의 신호 및 상기 기울기 보상부의 톱니파를 합산하여 톱니파 형태의 제1 비교신호를 형성하기 위한 가산부;
    상기 스위칭 궤환부의 스위칭 궤환전압 및 제3 기준전압을 수신하고, 인가되는 신호차이가 증폭된 제2 비교신호를 형성하기 위한 스위칭 에러엠프;
    상기 제1 비교신호 및 상기 제2 비교신호를 수신하고 비교하여 구형파의 비교출력을 형성하는 비교기; 및
    상기 비교기의 비교출력을 수신하여 상기 구동부의 순차구동을 위한 제1 스위칭 제어신호 및 상기 제1 스위칭 제어신호와 상보적인 제2 스위칭 제어신호를 형성하기 위한 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 디시-디시 벅 컨버터.
  6. 제5항에 있어서, 상기 구동부는,
    상기 스위칭 전원전압과 접지 사이에 연결되고,
    상기 스위칭 전원전압에 연결되고, 상기 제어부의 상기 제1 스위칭 제어신호에 따라 온/오프 동작을 수행하는 제1 트랜지스터; 및
    상기 제1 트랜지스터와 상기 접지 사이에 연결되고, 상기 제2 스위칭 제어신호에 따라 온/오프 동작을 수행하는 제2 트랜지스터를 포함하는 것을 특징으로 하는 디시-디시 벅 컨버터.
  7. 제5항에 있어서, 상기 전류 감지부는, 상기 필터부를 흐르는 출력전류가 감소하는 경우, 톱니파를 형성하는 것을 특징으로 하는 디시-디시 벅 컨버터.
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