JP2011530269A - 改善された過渡電流能力を有する昇圧ｄｃ／ｄｃ電圧コンバータ - Google Patents

Abstract

ＤＣ／ＤＣ電圧コンバータは、コンバータの入力端子および出力端子の間に直列に接続された、誘導型スイッチング電圧調整器および容量型チャージポンプを含む。チャージポンプは、コンバータの入力端子に接続された第２の入力端子を有する。これは、チャージポンプ内のキャパシタから出力キャパシタへ電荷が伝送される電流経路における直列抵抗を低減し、それによって、コンバータの能力を改善して負荷によって要求される電流の急激な変化に応答する。

Description

関連出願との相互参照
本出願は、各々が２００７年８月８日に出願された、出願番号１１／８９０，８１８および出願番号１１／８９０，９５６の一部継続であり、その全体は参照によりここに引用される。

発明の背景
本発明は、ＤＣ／ＤＣ変換および電圧調整の使用のためのスイッチング電源の設計、動作および性能に関し、さらにそのようなコンバータにおいて用いられる半導体要素に関する。具体的には、本発明は、昇圧ＤＣ／ＤＣ変換、つまり、出力電圧が入力電圧を超過する場合に着目し、特に、出力電圧が最小入力電圧よりも十分に大きいＤＣ／ＤＣ変換に直目する。

電圧調整は、特に、携帯電話、ノートブックコンピュータ、および家電製品のような用途に電力を供給するバッテリにおいて、デジタルＩＣ、半導体メモリ、表示モジュール、ハードディスクドライブ、無線（radio frequency：ＲＦ）回路、マイクロプロセッサ、デジタル信号プロセッサ、およびアナログＩＣのような様々な超小型電子要素に電力供給する電源電圧の変動を抑制することが一般的に必要とされる。

バッテリまたは製品の他のＤＣ入力電圧は、しばしば、より高いＤＣ電圧へ昇圧、またはより低いＤＣ電圧へ降圧されなければならず、それらの調整器は、ＤＣ／ＤＣコンバータと称される。降圧コンバータは、バッテリ電圧が所望の負荷電圧よりも大きいときに用いられる。降圧コンバータは、誘導型スイッチングレギュレータと、容量型チャージポンプと、線形調整器とを備え得る。反対に、昇圧コンバータは、一般的にブーストコンバータと称され、バッテリ電圧が所望の負荷電圧よりも低いときに必要とされる。昇圧コンバータは、誘導型スイッチングレギュレータまたは容量型チャージポンプを備え得る。

しかしながら、先行技術の誘導型スイッチングレギュレータ、容量型チャージポンプ、および線形調整器は、すべて、能力および性能におけるある限界に悩まされる。

誘導型ブーストスイッチングコンバータ
前述の電圧調整器のうち、誘導型スイッチングコンバータは、電流、入力電圧、および出力電圧の最も広い範囲にわたって、優れた性能を達成することができる。誘導型スイッチングコンバータには２つの主なタイプがあり、単巻きインダクタを利用するものは、典型的には非絶縁コンバータと称され、変圧器および複巻きインダクタを用いるものは、典型的には絶縁コンバータと称される。これらのうち、単巻き、非絶縁誘導型スイッチングコンバータは、サイズ、効率、およびバッテリ寿命が重要である携帯製品に典型的に用いられる。

非絶縁誘導型スイッチングコンバータは、特に入力をより高い電圧またはより低い電圧にそれぞれ昇圧または降圧することのみに専用とされるときに、入出力電圧および負荷電流の広い範囲にわたって高効率で動作することができる。非絶縁降圧コンバータは、一般的にバックコンバータ（Buck converter）と称される。非絶縁昇圧コンバータは、しばしばブーストコンバータと称される。非絶縁誘導型スイッチングレギュレータは、Ｒ．Ｋ．ウィリアムズ（R. K. Williams）による「降圧誘導型スイッチング・プレ調整器および容量型スイッチング・ポストコンバータを含む、高効率ＤＣ／ＤＣ電圧コンバータ（"High-Efficiency DC/DC Voltage Converter Including Down Inductive Switching Pre-Regulator and Capacitive Switching Post-Converter）」と題された、出願番号１１／８９０，８１８において記載され、参照によりここに引用される。

誘導型スイッチングレギュレータは、多くのまたは基本的な制限に悩まされる。たとえば、バックコンバータおよびブーストコンバータは、極めて狭いパルス幅に対する困難性を示す。狭いパルスは、高変換率において、すなわち出力電圧が入力電圧よりも劇的に異なるときに、必然的に生じる。狭いパルスは、出力電圧と入力電圧が同じ時にも生じる。

たとえば、ブーストコンバータにおいて、狭いパルス幅は、所望の出力電圧が入力電圧よりも十分に大きいときに生じる。この狭いパルスの制限は、入力電圧を高い比率−たとえば４倍以上−で昇圧することを困難かつ非効率にする。これは、固定周波数動作においては、ブーストコンバータが以下の関係に従って出力電圧を引き出すために生じる。

ここで、Ｖ_battは入力であり、Ｄはインダクタの磁化の間、すなわち磁力エネルギが蓄積されている間に導通するＭＯＳＦＥＴのデューティファクタである。Ｖ_OUT＞＞Ｖ_battに対しては、式（１−Ｄ）は小さくなくてはならず、Ｄ→１００％のようになる。Ｄが増加するにつれて、低電位側ＭＯＳＦＥＴが、周期の増加する部分についてオンとなり、出力キャパシタへそのエネルギを伝達するために、より短い時間が利用可能となる。より短い時間間隔でより多くのエネルギを伝達することは、だんだんとより高い電流が必要となり、効率に苦しむ。

低電位側ＭＯＳＦＥＴは、ターンオフし、その後非常にすばやく再ターンオンしなくてはならないので、昇圧コンバータにおける極めて高いデューティサイクルが、狭いオフパルスの問題を生成し、高昇圧変換率についての効率を低減する。理想的には、コンバータは、５０％のデューティサイクル近辺で動作するべきであり、それは、インダクタの磁化、および、その後のインダクタに蓄積されたエネルギの出力キャパシタへの伝達の両方について、より等しい量の時間が利用可能とされる。

狭いパルス幅は、レギュレータの入力電圧および出力電圧が同じである場合、すなわち、出力電圧に対する入力電圧の伝達率が１に達する場合にも生じ得る。この状況は、それ自体は、電流スパイクとして現れないが、電圧変動率が低下される「ドロップアウト」と呼ばれる現象として現れる。

先行技術のコンバータにおけるドロップアウト
コンバータが昇圧コンバータであるか降圧コンバータであるかにかかわらず、従来技術のコンバータは、ドロップアウトと称される問題に悩まされる。具体的には、入力電圧および出力電圧が、お互い、数百ミリボルトの範囲内、すなわちＶ_out≒Ｖ_in±２００ｍｖに達すると、コンバータの調整能力に苦しむ。調整能力の喪失は、一過的または反復的な誤動作（glitch）や出力電圧の不連続性、出力電圧におけるリップルの増加、あるいは、ある狭い電圧幅における調整の完全な喪失のいずれかのような、様々な態様で現れ得る。これらの状況においては、コンバータは、調整の「ドロップアウト」を引き起こす。

ドロップアウトの近傍のブーストコンバータにおいては、時間間隔が非常に短すぎて閉ループ制御が達成できないときに、Ｄ→０％となるときに、デューティファクタがＤ_minから０％へジャンプしなければならない。ゼロのデューティファクタにおいては、コンバータの入力端子からインダクタへは、エネルギが全く伝達されず、そのため、制御およびしたがって調整が一時的に喪失してしまう。同様に、バックコンバータは、スイッチングデューティファクタがＤ_maxから１００％へジャンプするので、一時的に調整を喪失し、Ｄ＝１００％の間は、入力端子が実質的に出力端子に抵抗接続されるので、完全に調整が喪失する。そのため、誘導型スイッチングレギュレータで構成されるバックおよびブーストは、１の変換率の近辺でドロップアウトに苦しむ。

他のタイプの降圧コンバータである線形調整器も、線形調整器の入出力端子間のΔＶが小さすぎる状態になるときに、ドロップアウトおよび調整損失に悩まされる。そのトランジスタ通過素子（pass element）が電流源としての動作から可変抵抗としての動作に変化するときに、調整を実行する増幅器のループゲインが急激に低下するので、本質的に、ドロップアウトは線形調整器において生じる。通過素子がバイポーラトランジスタの場合、装置がその能動動作領域から飽和領域へ遷移するにつれて、ゲインの損失が、ＶＣＥの小さい値において生じる。多くのバイポーラ線形調整器においては、このドロップアウト状態は、４００ｍＶより大きいところで生じる。

いわゆる「低ドロップアウト」線形調整器または「ＬＤＯ」においては、より低いΔＶにおいて電流源として動作可能なＭＯＳＦＥＴが、バイポーラ通過素子と置き換えられるが、その線形調整器は、電力ＭＯＳＦＥＴ通過素子が、動作の飽和領域すなわち定電流領域から線形領域すなわち抵抗領域に遷移するときに、２００ｍＶから３００ｍＶのΔＶにおいて依然としてドロップアウトする。そのため、線形調整器がスイッチングしておらず、かつ狭いパルスの問題によって制限されていない間でも、それらは、ドロップアウト効果および対応する調整損失に悩まされる。さらに、自動的に、線形調整器は、降圧動作のみが可能である。

非絶縁型のものと比較して、フライバックコンバータやフォワードコンバータのような絶縁型コンバータは、スイッチングモードの必要性やドロップアウトに悩まされることなく、１に近い変換を高効率で動作することができるが、物理的に大きなタップ付きインダクタ、結合インダクタ、および変圧器の使用が、多くの携帯式製品における用途を不可能とする。

チャージポンプコンバータ
切換型インダクタコンバータの代替はチャージポンプ、すなわちスイッチおよびキャパシタのみを用いた反復的な電荷再分配、つまりクロックまたは発振器によって駆動されるキャパシタネットワークの継続的な充放電を通した電圧転換（voltage translation）を実行する電圧変換回路である。いかなる数のフライングキャパシタおよびＭＯＳＦＥＴスイッチングネットワークを利用する、多くの種類の先行技術のチャージポンプが存在するが、このタイプのコンバータは、昇圧または降圧のいずれかに予め設定され得るけれども、昇圧および降圧の両方の変換を行なうようには予め設定され得ない。

昇圧チャージポンプの最も一般的な２つのトポロジは、チャージポンプダブラーおよび１．５倍の分数倍（fractional）チャージポンプである。たとえば、図１Ａのチャージポンプダブラー１は、電圧Ｖ_battのバッテリまたは電圧源２と、フライングキャパシタ３と、ＭＯＳＦＥＴ４，５，６，７と、出力キャパシタ８とを備える。ダブラー１の動作は、電流経路（１）でフライングキャパシタ３を連続的および反復的に充電すること、およびその後に電流経路（２）で電荷をフライングキャパシタから出力キャパシタ８へ転送させることを含む。フライングキャパシタ３の充電は、ＭＯＳＦＥＴ６，７がオフのままである間にＭＯＳＦＥＴ４，５をターンオンすることによって生じ、それによってある時間後に、図１Ｂに示される等価回路１０に図示されるようにＶ_fly≒Ｖ_battとなる。図示されるように、電圧源１１はバッテリ２を表わす。

キャパシタ３から出力キャパシタ８への電荷の転送は、ＭＯＳＦＥＴ４，５がターンオフしている間にＭＯＳＦＥＴ６，７をターンオンすることによって生じる。図１Ｃに示される等価回路１５は、出力キャパシタ８の充電中に、フライングキャパシタ３は、電気的にバッテリ１１の上に位置し（sit atop）、そのためそれらの電圧が加算される。Ｖ_fly≒Ｖ_battであるので、キャパシタ８は、Ｖ_battのおよそ２倍の電圧に充電され、すなわち出力電圧Ｖ_OUTは２Ｖ_battに達する。この理由のために、チャージポンプ１は、しばしばダブラーと称される。設けられるバッテリ１１は、わずかな内部直列抵抗（図示せず）を有し、電荷転送電流（２）は実質的であり、ダブラーチャージポンプ１が、負荷状態の変化に対して迅速に反応し、かつ電気負荷へ追加する電流の転送中の出力電圧を維持できるようにする。

いくつかの用途において、入力電圧の２倍の出力を生成することは、電力供給される電気負荷については過度に高いかもしれない。このような事象においては、チャージポンプ１の効率は非常に低くなり得る。全体のチャージポンプ効率を改善する１つの方法は、図２Ａに示されるような分数倍チャージポンプを採用することである。

図示されるように、１．５倍チャージポンプ２０は、電圧Ｖ_battのバッテリまたは電圧源２１と、２つのフライングキャパシタ２２，２３と、フライングキャパシタ２２，２３を充電するためのＭＯＳＦＥＴ２４，２５，２６と、出力端子へ電荷を転送するためのＭＯＳＦＥＴ２７，２８，２９，３０と、出力キャパシタ３１とを備える。分数倍動作は、電流経路（１）を通して直列のフライングキャパシタ２２，２３を連続的および反復的に充電すること、およびその後に電流経路（２）を通して、並列に接続されたフライングキャパシタから出力キャパシタ３１へ電荷を転送することを含む。具体的には、フライングキャパシタ２２，２３の充電は、ＭＯＳＦＥＴ２７，２８，２９，３０がオフのままである間にＭＯＳＦＥＴ２４，２５，２６をターンオンすることによって生じる。キャパシタ２２，２３は直列接続であるので、フライングキャパシタ２２，２３の各々は、入力電圧の１／２、すなわち、Ｖ_fly≒Ｖ_batt／２まで充電する。充電状態は、図２Ｂに示される等価回路１０によって図示され、ここで、電圧源３６は大きな内部直列抵抗をもたないバッテリ２１を表わす。

キャパシタ２２，２３から出力キャパシタ３１への電荷の転送は、ＭＯＳＦＥＴ２４，２５，２６がターンオフの間に、ＭＯＳＦＥＴ２７，２８，２９，３０をターンオンすることによって生じる。図２Ｃに示される等価回路４０は、出力キャパシタ３１の充電中に、フライングキャパシタ２２，２３は並列に接続され、電気的にバッテリ３６の上に位置する並列結合によって、それらの電圧が加算される。Ｖ_fly1＝Ｖ_fly2≒Ｖ_batt／２であるので、キャパシタ３１は、Ｖ_battのおよそ１．５倍の電圧まで充電され、すなわち出力電圧Ｖ_OUTは１．５Ｖ_battに達する。この理由のために、チャージポンプ４０は、しばしば分数倍昇圧チャージポンプと称される。設けられるバッテリ３６は、わずかな内部直列抵抗（図示せず）を有し、電荷転送電流（２）は実質的であり、分数倍チャージポンプ４０が、負荷状態の変化に対して迅速に反応し、かつ電気負荷へ追加する電流の転送中の出力電圧を維持できるようにする。

図１Ａおよび図２Ａに示されるチャージポンプの利点は、特定の電圧変換率において、チャージポンプが１００％に達する変換効率を発揮できることである。高効率は、充放電の各サイクルにおいて非常に小さい電流が流れることによって生じる。

チャージポンプの１つの欠点は、特定の変換率においてのみ効率的に動作できることである。出力電圧が、入力電圧の選択倍（select multiple）以外の場合、コンバータは低い効率を示す。何らかの事情、たとえば、出力の負荷などの場合には、Ｖ_OUTが、ダブラーにおいては２Ｖ_battの目標電圧、分数倍チャージポンプにおいては１．５Ｖ_battの目標電圧から逸脱し、コンバータの効率は低下する。

チャージポンプコンバータの効率は、入力に対する出力の電圧変換率がこれらの特定の電圧変換率から逸脱するときに低下するので、効率をあまり犠牲にすることなく、予め定められた出力電圧を生成することができない。

したがって、チャージポンプは、その出力電圧がそれらの入力電圧のある固定分数倍であるときのみ、効率的に動作する。チャージポンプの出力電圧がその入力電圧に比例して変化する場合、電圧調整器としては見なすことができない。入力電圧が変化するときに、たとえば、フライングキャパシタを部分的に充電することによってチャージポンプの出力を強制的に低い電圧にすることにより、チャージポンプを固定の出力電圧を生成するように適合することは、必ず効率を犠牲にしてしまう。この理由のために、チャージポンプは、効率的な電圧調整器にはなり得ない。

先行技術の昇降圧コンバータの制限
要約すると、先行技術のＤＣ／ＤＣコンバータおよび電圧調整器は、以下の表に要約されるような多くの制限に悩まされる。

利用可能な先行技術のコンバータのうち、バックコンバータおよび線形調整器だけが、降圧変換を提供し得る。さらに、それらは、入出力電圧が同じであるときに、調整を損失すること、すなわちドロップアウトに悩まされる。入出力電圧が大きく異なる場合には、線形調整器も、悪い効率に悩まされる。

ブーストコンバータは、入力電圧を昇圧することができるが、多くの制限を有する。
Ｖ_in≒Ｖ_OUTのとき、および狭いパルスの問題による１００％に到達するデューティファクタのときのドロップアウトの悩みに加えて、誘導型ブーストコンバータは、デューティファクタがゼロに到達するときにも制限される。そのような状況においては、ブーストコンバータの高倍率で入力電圧を昇圧する能力は、極めて狭い高電流パルスにより制限され、効率が低下するとともに過渡電流に対して調整する能力を制限する。

昇圧変換も可能なチャージポンプは、たとえば、入力の２倍または３倍のより高い変換率において、良好な効率を提供できるが、それはちょうど予め定められた電圧倍率のときのみである。それらは、一般的な電圧調整用には実際的ではない。予め定められた倍率からの逸脱は、効率の著しい損失をもたらす。

要約すると、すべての現在の非絶縁コンバータは、それらの入出力電圧が大きく異なるときには、性能において制限される。効率的な調整手段を提供しないチャージポンプを除いては、先行技術のＤＣ／ＤＣコンバータは、Ｖ_in≒Ｖ_OUTのとき、すなわち１の変換率に達するときに、不安定になり、あるいは調整を損失し得る。

ブーストコンバータまたはチャージポンプだけが小スペースで非絶縁昇圧変換を提供するので、昇圧コンバータについての選択はさらに制限される。しかしながら、ブーストコンバータは、高変換率において、高ＭＯＳＦＥＴ電流および低効率に悩まされる。チャージポンプは、効率の犠牲なくしては、調整を提供できない。

必要とされるものは、高範囲の入出力電圧にわたって効率的であり、かつ極端なデューティサイクルなく高変換率が可能であり、それによって、前述の狭いパルスの問題を回避する昇圧コンバータおよび電圧調整器である。理想的には、そのようなコンバータは、１の電圧転送変換率に達するドロップアウトに関連した問題を最小化することもできなくてはならない。さらに、コンバータは、厳しい調整（tight regulation）を維持している間、高い過渡電流を供給することができなければならない。

発明の簡単な要約
本発明に従うＤＣ／ＤＣ電圧コンバータにおいては、誘導型スイッチング電圧コンバータを含むプレ調整器の出力端子は、チャージポンプを含むポストコンバータの入力端子に結合される。プレ調整器は、降圧（バック）コンバータまたは昇圧（ブースト）コンバータのいずれかを含み得る。ポストコンバータは、整数倍チャージポンプまたは分数倍チャージポンプのいずれかを含み得る。プレ調整器の入力端子は、ＤＣ／ＤＣ電圧コンバータの入力端子であり、ポストコンバータの出力端子は、ＤＣ／ＤＣ電圧コンバータの出力端子である。

本発明によれば、ポストコンバータは、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力端子に結合された、第２の入力端子を有する。ポストコンバータの第２の入力端子は、スイッチを通してチャージポンプ内のキャパシタの端子に接続される。動作中は、スイッチは、キャパシタの端子が、ＤＣ／ＤＣ電圧コンバータの入力端子に連続的に接続および非接続とされるように、反復的に開閉される。これは、チャージポンプ内のキャパシタの端子がスイッチを通してプレ調整器の出力端子に結合される、出願番号１１／８９０，８１８および１／８９０，９５６に記載された構成とは対照的である。

結果として、チャージポンプ内のキャパシタの端子は、ＤＣ／ＤＣ電圧コンバータの入力端子に反復的に接続されるので、キャパシタにかかる電圧は、プレ調整器によって生成される中間電圧ではなくて入力ＤＣ電圧に加えられる。プレ調整器およびポストコンバータは、共通のクロックパルス生成器によって駆動され、チャージポンプ内のキャパシタから出力キャパシタへの電荷転送は、プレ調整器内のインダクタの磁化と同じ位相で、またはずれた位相のいずれかで生じ得る。

本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、コンバータの過渡電流能力がプレ調整器の直列抵抗によって影響を与えられないので、負荷の要求に応答して相対的に大きな過渡電流を供給することができる。

チャージポンプダブラーの回路図である。 充電フェーズ中のチャージポンプダブラーの等価回路である。 電荷転送フェーズ中のチャージポンプダブラーの等価回路である。 １．５倍分数倍チャージポンプの回路図である。 充電フェーズ中の１．５倍分数倍チャージポンプの等価回路である。 電荷転送フェーズ中の１．５倍分数倍チャージポンプの等価回路である。 ２倍ポストコンバータを有するＬＣＸＵコンバータの回路図である。 充電フェーズ中の図３ＡのＬＣＸＵコンバータの等価回路である。 電荷転送フェーズ中の図３ＡのＬＣＸＵコンバータの等価回路である。 １．５倍ポストコンバータを有するＬＣＸＵコンバータの回路図である。 充電フェーズ中の図４ＡのＬＣＸＵコンバータの等価回路である。 電荷転送フェーズ中の図４ＡのＬＣＸＵコンバータの等価回路である。 本発明に従う、２倍ポストコンバータを有するＬＣＸＵコンバータの回路図である。 充電フェーズ中の図５ＡのＬＣＸＵコンバータの等価回路である。 電荷転送フェーズ中の図５ＡのＬＣＸＵコンバータの等価回路である。 充電フェーズ中の２倍ポストコンバータを有するＬＣＤＵコンバータの等価回路である。 電荷転送フェーズ中の２倍ポストコンバータを有するＬＣＤＵコンバータの等価回路である。 ２倍ポストコンバータを有するＬＣＤＵコンバータの回路図である。 充電フェーズ中の２倍ポストコンバータを有するＬＣＵＵコンバータの等価回路である。 電荷転送フェーズ中の２倍ポストコンバータを有するＬＣＵＵコンバータの等価回路である。 ２倍ポストコンバータを有するＬＣＵＵコンバータの回路図である。 本発明に従う、１．５倍ポストコンバータを有するＬＣＸＵコンバータの回路図である。 充電フェーズ中の図８ＡのＬＣＸＵコンバータの等価回路である。 電荷転送フェーズ中の図８ＡのＬＣＸＵコンバータの等価回路である。 充電フェーズ中の１．５倍ポストコンバータを有するＬＣＤＵコンバータの等価回路である。 電荷転送フェーズ中の１．５倍ポストコンバータを有するＬＣＤＵコンバータの等価回路である。 １．５倍ポストコンバータを有するＬＣＤＵコンバータの回路図である。 充電フェーズ中の１．５倍ポストコンバータを有するＬＣＵＵコンバータの等価回路である。 電荷転送フェーズ中の１．５倍ポストコンバータを有するＬＣＵＵコンバータの等価回路である。 １．５倍ポストコンバータを有するＬＣＵＵコンバータの回路図である。

発明の詳細な説明
高効率ＤＣ／ＤＣコンバータおよびスイッチングレギュレータの新しいファミリーが、出願番号１１／８９０，８１８、１１／８９０，９４１、１１／８９０，９５６、１１／８９０，９９４に開示され、それらの全ては２００７年８月８日に出願され、参照によってここに引用される。これらのコンバータは、動的な昇降圧変換、および、広範囲の動作状態にわたって、モード切換え、不安定性のような複雑さを伴わない大きな電圧変換率を可能とする特徴を有する。

それらに開示されたコンバータは、Ｌで示される誘導型エネルギ蓄積素子と、Ｃで示される１つまたはより多くの連続切換式容量型蓄積素子とを組み合わせる。１つの実施形態においては、本明細書ではＬＣＸＵコンバータのクラスと称される２段電圧コンバータは、誘導型スイッチングプレ調整器を備え、容量型電圧ポストコンバータがそれに続く。誘導型プレ調整器は、入力電圧を昇圧または降圧のいずれかを実行し得る。容量型ポストコンバータは、プレ調整器の出力電圧である、その入力端子における電圧を昇圧する。

好ましい実施形態においては、完全な２段コンバータは、インダクタおよびキャパシタの同期されたスイッチングを用い、ポストコンバータの出力端子からの閉ループフィードバックを採用して誘導型プレ調整器のパルス幅を変調する。

いわゆるＬＣＵＵトポロジと呼ばれる１つの実行例は、昇圧誘導型プレ調整器と昇圧ポストコンバータとを組み合わせる。ＬＣＵＵトポロジは、合理的なデューティファクタ、すなわちＶ_in≪Ｖ_OUTにおける高変換率の昇圧電圧変換を提供し、先行技術のスイッチングレギュレータにおける上述の狭いパルスの問題を回避する。同様に、ＬＣＤＵトポロジは、降圧誘導型プレ調整器と昇圧ポストコンバータとを組み合わせる。

他のＬＣＸＸコンバータやＣＬＸＸコンバータの関連したクラスが、上述の特許の公報に記載されている。しかしながら、これらの開示は、昇圧容量型ポストコンバータが後続する昇圧または降圧誘導型プレ調整器を備える、ＬＣＸＵクラスのコンバータの変形に特に関連している。

ＬＣＸＵコンバータの動作
出願番号１１／８９０，８１８および１１／８９０，９５６に開示されたＬＣＸＵコンバータのファミリーにおいては、一般的なトポロジは、バッテリまたは電圧源５１と、インダクタ５３を伴うスイッチング電圧プレ調整器５０Ａと、中間電圧Ｖ_yまで充電される中間リザーバキャパシタ５４とを備える、図３Ａに示されるようなコンバータ５０によって表わされ得る。インダクタ５３の接続によって、プレ調整器５０Ａは、昇圧コンバータまたは降圧コンバータのいずれかを含み得る。

コンバータ５０Ａの出力電圧Ｖ_yは、単一のフライングキャパシタ５５と、電力ＭＯＳＦＥＴ５６，５７，５８，５９のネットワークと、出力キャパシタ６０とを含むダブラートポロジを用いて、チャージポンプ５０Ｂに電力を供給する。出力キャパシタ６０は、負荷６１に並列に接続される。ＭＯＳＦＥＴ５６，５７，５８，５９用の制御回路（図示せず）は、ＭＯＳＦＥＴ５７，５８がオフのままの間にＭＯＳＦＥＴ５６，５７をターンオンすることによってキャパシタ５５を充電し、その後、ＭＯＳＦＥＴ５６，５７がターンオフされる間にMＯＳＦＥＴ５８，５９をターンオンすることによって、キャパシタ５５からキャパシタ６０へ電荷を転送する。

コンバータ５０の動作原理は、図３Ｂの等価回路６５のように、電圧Ｖ_yまでのフライングキャパシタ５５の充電を表すことによって示され得、ここで従属電圧源６６は、充電されたキャパシタ５４における、プレ調整器５０Ａの出力電圧Ｖ_yを表す。充電中、キャパシタ５５がその最終電圧Ｖ_yに到達するまで、過渡電流（１）が流れる。

図３Ｃにおける等価回路７０によって示される電荷転送サイクルの期間中、電圧Ｖ_yまで充電されたフライングキャパシタ５５は、同じく電圧Ｖ_yまで充電された従属電圧源６６（プレ調整器５０Ａの出力電圧）の上に、電気的に「積み上げ」られる。キャパシタ５５の負側の端子が電圧源６６の正の端子に接続されるので、電圧が加算される。キャパシタ６０は、その後、プレ調整器５０Ａの出力の２倍の、電圧２Ｖ_yまで充電される。ポストコンバータ５０Ｂの出力電圧は中間電圧Ｖ_yの２倍であるので、ポストコンバータ５０Ｂはダブラーとして機能する。

過渡電流（２）が流れて、キャパシタ６０へ電荷を転送するとともに、キャパシタ６０に並列に接続される電気負荷６１によって必要とされる電流を提供する。電流（２）に影響を与えるこのループの直列インピーダンスは、制御された電圧源６６に含まれる、どのような寄生抵抗をも含む。言い換えれば、コンバータ５０の過渡電流能力は、プレ調整器５０Ａの設計、ならびにキャパシタ５４のキャパシタンスおよびタイプによって影響される。

代替的に、ポストコンバータは、図４Ａのコンバータ８０に示されるような、分数倍チャージポンプ回路を含み得、それはバッテリおよび電源８１と、インダクタ８３を伴うスイッチング電圧プレ調整器８０Ａと、中間電圧Ｖ_yまで充電される中間リザーバキャパシタ８４とを含む。インダクタ８３の接続によって、プレ調整器８０Ａは、昇圧コンバータまたは降圧コンバータのいずれかを含み得る。

プレ調整器８０Ａの出力電圧Ｖ_yは、２つのフライングキャパシタ８５，８６と、電力ＭＯＳＦＥＴ８７，８８，８９，９０，９１，９２，９３のネットワークと、出力キャパシタ９４とを備える分数倍または１．５倍のトポロジを用いて、ここで示されるチャージポンプ８０Ｂに電力を供給する。負荷９７は、出力キャパシタ９４に並列に接続される。ＭＯＳＦＥＴ８７,８８，８９，９０，９１，９２，９３のための制御回路（図示せず）は、ＭＯＳＦＥＴ９０，９１，９２，９３がオフのままの間にＭＯＳＦＥＴ８７，８８，８９をターンオンすることによってキャパシタ８５，８６を充電し、ＭＯＳＦＥＴ８７,８８，８９，９０，９１，９２，９３を切換えてキャパシタ９４へ電荷を転送する。電荷転送は、ＭＯＳＦＥＴ８７，８８，８９のバイアスがオフにされる間に、ＭＯＳＦＥＴ９０，９１，９２，９３をターンオンすることによって生じる。

分数倍コンバータ８０の動作原理は、図４Ｂの等価回路９５に示されるように、フライングキャパシタ８５，８６の各々についての電圧Ｖ_y／２までの充電を示すことによって図示され得、ここで従属電圧源９６は、プレ調整器８０Ａの出力および充電されたキャパシタ８４を表す。充電中、キャパシタンス８５，８６の大きさが等しいと想定して、キャパシタ８５，８６の各々がＶ_y／２に等しい電圧に達するまで、過渡電流（１）が流れる。

図４Ｃにおける等価回路９８によって示される電荷転送サイクルの期間中、充電されたフライングキャパシタ８５，８６は並列に接続され、それらの並列結合は、従属電圧源９６（プレ調整器８０Ａの出力電圧）の上に、電気的に積み上げられる。キャパシタ８５，８６の負側の端子が電圧源９６の正側の端子に接続されるので、電圧が加算される。キャパシタ０４は、その後、プレ調整器５０Ａの出力電圧の１．５倍である（Ｖ_y＋０．５Ｖ_y）または１．５Ｖ_yまで充電される。出力電圧は中間電圧Ｖ_yより５０％大きいので、ポストコンバータ８０Ｂは、分数倍昇圧段として機能する。

過渡電流（２）が流れて、キャパシタ９２へ電荷を転送するとともに、キャパシタ９４に並列に接続される電気負荷９７によって必要とされる電流を提供する。電流（２）に影響を与えるこのループの直列インピーダンスは、制御された電圧源９６内に含まれるいかなる寄生抵抗をも含む。言い換えると、回路８０の過渡電流能力は、プレ調整器８０Ａの設計、ならびにキャパシタ８５，８６のキャパシタンスおよびタイプによって影響される。

ＬＣＸＵコンバータ５０，８０における誘導型プレ調整器５０Ａ，８０Ａは、どのようなタイプのＤＣ／ＤＣスイッチングコンバータを含み得るが、好ましくは、バックコンバータまたはブーストコンバータを含み得る。バックコンバータの場合においては、中間電圧Ｖ_yの大きさは入力電圧Ｖ_battの大きさよりも小さく、プレ調整器５０Ａまたは８０Ａは電源電圧を降圧する。そして、コンバータ５０，８０は、第１段は入力電圧Ｖ_battを降圧し、第２段は中間電圧Ｖ_yを昇圧する、前に開示されたＬＣＤＵコンバータの例である。

動作状態に依存して、フィードバック制御を用いて、そのような回路は、変化する状態に対して、入力電圧より小さく、等しく、またはより大きく出力電圧を維持するように動的に調整する。フィードバックに応答して、プレ調整器のＶ_y出力電圧は、固定周波数パルス幅変調すなわちＰＷＭ、または可変周波数技術を用いて制御され得る。

固定周波数動作においては、バックコンバータの出力電圧は以下の式によって与えられる。

Ｖ_y＝ＤＶ_batt
ここで、ＤはバックコンバータにおけるメインスイッチングＭＯＳＦＥＴのデューティファクタである。ポストコンバータは、回路５０，８０の伝達関数を有し、それらは以下の式によって与えられる電圧伝達関数を有する。

Ｖ_OUT＝ｎＶ_y
ここで、ｎ＞１、すなわち、ダブラーポストコンバータ５０Ｂの場合はｎ＝２であり、または分数倍ポストコンバータ８０Ｂの場合にはｎ＝１．５である。これらの項を組み合わせると、全体のＬＣＤＵ伝達関数は、以下の式によって与えられる。

Ｖ_OUT＝ｎＶ_y＝ｎＤＶ_batt
１．５または２のようなｎの値、および５％から９５％の範囲のＤが与えられると、このコンバータファミリーの電圧変換率Ｖ_OUT／Ｖ_battは、降圧動作については１より小さく、昇圧動作については１より大きく、または、Ｖ_OUT≒Ｖ_battのときには１または１の近くで動作する。ＬＣＤＵコンバータは、動作モードを変更することなくこの広いレンジをカバーすることができ、１の電圧変換状態においてでさえも、モードの過渡状態中の不安定性および悪い性能に悩まされる従来の先行技術のバック・ブーストコンバータに優る大きな利益を提供する。

代替的に、ＬＣＸＵコンバータ５０，８０における誘導型プレ調整器５０Ａ，８０Ａは、ブーストコンバータを備える。このような場合においては、中間電圧Ｖ_yの大きさは、入力電圧Ｖ_battの大きさよりも大きく、プレ調整器５０Ａ，８０Ａは、電源電圧を昇圧する。そして、コンバータ５０，８０は、第１段は入力電圧Ｖ_battを昇圧し、第２段は中間電圧Ｖ_yをさらにもっと昇圧する、前に開示されたＬＣＵＵコンバータの例である。

動作状態に依存して、フィードバック制御を用いて、ＬＣＵＵ回路は、変化する状態に対して、入力電圧からの出力電圧を、その入力より小さく、等しく、またはより大きく維持するように動的に調整し得る。フィードバックに応答して、プレ調整器のＶ_y出力電圧は、固定周波数パルス幅変調すなわちＰＷＭ、または可変周波数技術を用いて制御され得る。

固定周波数動作においては、ブーストコンバータの出力電圧は以下の式で与えられる。

ここで、Ｄは、ブーストコンバータにおける、同期整流ＭＯＳＦＥＴではなくて、メインスイッチングＭＯＳＦＥＴのデューティファクタである。前に述べたように、ポストコンバータ５０Ｂまたは８０Ｂは、以下の式によって与えられる伝達関数を有する。

Ｖ_OUT＝ｎＶ_y
ここで、ｎ＞１、すなわち、ダブラーポストコンバータ５０Ｂの場合はｎ＝２であり、または分数倍ポストコンバータ８０Ｂの場合にはｎ＝１．５である。これらの項を組み合わせて、全体のＬＣＵＵの伝達関数は以下の式によって与えられる。

１．５または２のようなｎの値、および５％から９５％の範囲のＤが与えられると、このＬＣＵＵコンバータファミリーの電圧変換率Ｖ_OUT／Ｖ_battは、いつも１よりも大きく、これは、それが入力電圧の昇圧だけが可能であることを意味する。

ＬＣＵＵコンバータの利点は、５０％のデューティファクタにおいてでさえも、大きな昇圧変換率を達成することができることである。たとえば、ｎ＝２の場合、すなわちダブラーポストコンバータを用いる場合には、５０％のデューティファクタにおいて、電圧変換率はＶ_OUT／Ｖ_batt＝４であり、その入力の４倍の出力電圧を示す。従来の先行技術のブーストコンバータにおいては、４倍の変換率は、７５％のデューティファクタにおける動作を必要とする。７５％のデューティファクタにおいては、ダブラータイプのＬＣＵＵコンバータは、先行技術の昇圧のものの８倍の出力を引き出し得る。

５０％付近のデューティファクタでの動作の１つの主な利点は、コンバータの周波数を増加することができるとともに、先述の狭いパルスの問題を避けるためにデューティファクタの範囲を制限することなく、プレ調整器におけるインダクタの大きさが低減され得ることである。他の利点は、５０％のデューティファクタ付近では、より多くの時間が、バッテリからインダクタへおよびインダクタから出力キャパシタへのエネルギ転送のために利用可能であるので、ＭＯＳＦＥＴ電流が高いピーク電流を必要としないことである。そのため、ＬＣＵＵコンバータは、先行技術のブーストコンバータと比較して、多くの利点を提供する。

改良型ＬＣＸＵスイッチングコンバータ
ＬＣＸＵコンバータのファミリーにおいては、ポストコンバータから出力キャパシタへのエネルギ転送は、プレ調整器と１つまたはより多くのフライングキャパシタとの直列結合を含む。たとえば、図３Ａに示されるダブラータイプＬＣＸＵコンバータ５０を参照して、出力キャパシタ６０の充電中は、コンバータ５０は、プレ調整器５０Ａを表す理想的な要素である、電圧源６６に直列のフライングキャパシタ６０を有する回路７０（図３Ｃ）に示されるように振舞う。電流（２）が、出力キャパシタ６０の充電中に流れ、キャパシタ６０に並列に取り付けられた負荷に電流を供給する。交互サイクル中、フライングキャパシタ５５が充電されているときは、出力キャパシタ６０は負荷によって要求される電流を供給しなければならない。

理想的には、電流（２）がキャパシタに直列の電圧源によって供給され、それ自体は、警告なしに、要求に応じて高い過渡電流を供給することができるべきである。しかしながら、実際には、特にキャパシタ５４が小さい場合は、電圧源６６は、本質的な電流の制限を有する、バックコンバータまたはブーストコンバータ、あるいは他のＤＣ／ＤＣコンバータ回路である。これらの要素は、理想的な等価回路７０に直列抵抗を加え、負荷の電流要求の変化に対応するためのコンバータ５０の能力を制限する。等価な直列の寄生抵抗の結果として、過渡電圧調整は悪化し得る。この悪応答は、コンバータ５０のステップ負荷応答能力に悪影響を与え、キャパシタ５４または６０の大きさを増加することによってのみ避けられ得る。

本発明のＬＣＸＵコンバータにおいては、電荷転送中のコンバータの直列抵抗は、プレ調整器内の直列抵抗とは独立しており、過渡負荷電流能力は比例的に改善される。この新しいトポロジは、放電中に、もはや電流がプレ調整器を流れないという、独特な特徴を有する。したがって、過渡電圧調整は、この技術を用いて改善される。

本発明の１つの実施形態が図５Ａに示され、それにおいては、コンバータ１００は、バッテリまたは電源１０１と、インダクタ１０３を伴うスイッチング電圧コンバータ１０２と、電圧Ｖ_yまで充電される中間リザーバキャパシタ１０４とを備える。インダクタ１０３の接続によって、プレ調整器１００Ａは、昇圧コンバータまたは降圧コンバータのいずれかを備え得る。

プレ調整器１００Ａの出力における電圧Ｖ_yは、ポストコンバータチャージポンプ１００Ｂの一部に電源を供給し、本実施形態においては、それは、単一のフライングキャパシタ１０５と、電力ＭＯＳＦＥＴ１０６，１０７，１０８，１０９のネットワークと、出力キャパシ１１０を含むダブラートポロジを用いる。ＭＯＳＦＥＴ１０６，１０７，１０８，１０９の制御回路（図示せず）は、ＭＯＳＦＥＴ１０８，１０９をオフとしたままの間にＭＯＳＦＥＴ１０６，１０７をターンオンすることによってキャパシタ１０５を充電し、その後、ＭＯＳＦＥＴ１０６，１０７のバイアスがオフとされている間にＭＯＳＦＥＴ１０８，１０９をターンオンすることによってキャパシタ１０５からキャパシタ１１０へ電荷を転送する。

図３Ａに示されるコンバータ５０とは対照的に、コンバータ１００は、フライングキャパシタ１０５の負側の端子に接続された１つの端子と、バッテリ１０１の正極端子に接続された第２の端子とを有するＭＯＳＦＥＴ１０８を含む。このトポロジ変化は、電荷転送中において、フライングキャパシタ１０５の負側の端子は、ＭＯＳＦＥＴ１０８を介して、ＤＣ／ＤＣプレ調整器１００Ａの出力電圧Ｖ_yではなくバッテリ電圧Ｖ_battに接続されるという点で、コンバータ１００の動作に顕著な変化を有する。

そのため、コンバータ１００は、トポロジ的には、ＭＯＳＦＥＴ５８が中間電圧Ｖ_yに接続されるコンバータ５０と異なる。コンバータ１００においては、対応するＭＯＳＦＥＴ１０８は、中間電圧Ｖ_yではなく、それに代えて電圧入力Ｖ_battに直接結合される。コンバータ１００の動作原理は、図５Ｂの等価回路１１５におけるように、電圧Ｖ_yまでのフライングキャパシタ１０５の充電を示すことによって図示され得、ここで従属電圧源１１６は、プレ調整器１００Ａおよび充電されたキャパシタ１０４を表す。充電中、キャパシタ１０５が、コンバータ５０におけるキャパシタ５４の充電と全く同様の方法で最終電圧Ｖ_yに到達するまで、過渡電流（１）が流れる。

電荷転送サイクル中、図５Ｃの等価回路１１８に示されるように、充電されたフライングキャパシタ１０５は、（プレ調整器１００Ａの出力および充電されたキャパシタ１０４を表す）従属電圧源１１６の上ではなく、入力電圧源Ｖ_battの上に電気的に積み上げられる。フライングキャパシタ１０５の負側の端子が電圧源１０１の正側の端子に接続されるので、電圧が加算される。そして、キャパシタ１１０は、電圧（Ｖ_batt＋Ｖ_y）まで充電される。この電圧は、プレ調整器１００Ａの出力における中間電圧Ｖ_yの２倍に等しくないが、Ｖ_battよりは明らかに大きい。

図５Ｃに示されるように、過渡電流（２）が、電荷転送フェーズ中にキャパシタ１１０に流れ、キャパシタ１１０に並列に接続された電気負荷によって必要とされる電流を提供する。電流（２）に影響を与えるこのループの直列インピーダンスは、バッテリまたは他の電圧源１０１に含まれるいかなる寄生抵抗をも含む。したがって、フライングキャパシタ１０５から出力キャパシタ１１０への電荷転送中は、従属電圧源１１６は含まれない。プレ調整器１００Ａまたはキャパシタ１０４の設計に依存しないので、コンバータ１００の過渡電流能力が改善される。

このように、本発明に従えば、充電フェーズ期間中、プレ調整器１００Ａはフライングキャパシタ１０５を中間電圧Ｖ_yまで充電するために用いられ、その後、電荷転送フェーズ期間中、中間電圧Ｖ_yがバッテリまたは他の電圧源１０１の電圧Ｖ_battに加算されてＤＣ／ＤＣコンバータ１００の出力電圧を決定する。中間電圧Ｖ_yの値は、プレ調整器１００Ａの構造および動作に依存する。しかしながら、電荷転送中の電流は、プレ調整器１００Ａを通した導通に依存しない。

高過渡能力ＬＣＸＵコンバータ１００は、プレ調整器１００Ａがバックまたは降圧プレ調整器であるＬＣＤＵコンバータとして、あるいは、プレ調整器１００Ａがブーストまたは昇圧プレ調整器であるＬＣＵＵコンバータとして実現され得る。

高過渡能力ＬＣＤＵコンバータの実施例
開示されたＬＣＸＵコンバータが固定周波数降圧動作について適合される場合、プレ調整器段は、伝達特性Ｖ_y＝ＤＶ_battを示す。したがって、図６Ａの等価回路１２０に示されるように、充電フェーズの期間中、ＬＣＤＵコンバータは、従属電圧源１２１を用いて、過渡電流（１）によってフライングキャパシタ１２２を電圧Ｖ_yまで充電する。電荷転送フェーズの期間中、図６Ｂの等価回路１２５に示されるように、充電されたフライングキャパシタ１２２は、入力電圧源１２７の電圧Ｖ_battの上に電気的に積み上げられる。結果として、電流（２）が流れて、その最終値Ｖ_OUTまで出力キャパシタ１２６を充電する。電圧源１２７およびフライングキャパシタ１２２は直列接続されるので、電圧Ｖ_OUTは、Ｖ_OUTおよびＶ_yの和となる。

Ｖ_OUT＝Ｖ_batt＋Ｖ_y＝Ｖ_batt＋ＤＶ_batt＝Ｖ_batt（１＋Ｄ）
本明細書で開示されたＬＣＤＵコンバータの実施形態の、入力電圧に対する出力電圧の等価伝達率は、以下の式によって与えられる。

前述の２倍タイプのＬＣＤＵコンバータ５０は、Ｖ_OUT／Ｖ_batt＝２Ｄの電圧伝達率を有し、これは、コンバータ５０が１より下、または１より上の伝達率のいずれかで動作し得ることを意味する。それに対して、コンバータ１００のＬＣＤＵバージョンは、常に、１より大きい伝達率で動作する。具体的には、Ｄがゼロから１００％まで変化するときに、コンバータ１００のＬＣＤＵバージョンの伝達率は、１倍から２倍に変化する。そのため、コンバータが降圧段および昇圧段の両方を含む場合でさえも、ダブラータイプのポストコンバータの大きさは、プレ調整器の降圧範囲よりも大きく、最終結果は昇圧動作のみとなる。

可変周波数制御が採用される場合、デューティファクタＤは、ｔ_on／（ｔ_on＋ｔ_off）に置き換えられ、ここで、ｔ_onは、磁化電流をインダクタ１０３内に流すことのできるスイッチがターンオンされる時間間隔であり、ｔ_offは、スイッチがターンオフされる時間間隔である。これは、インダクタ１０３の磁化時間、および、電流再循環が可能な期間すなわち現在のインダクタ電流が減少する期間が、サイクルごとに動的に調整されることを可能にする。

高過渡能力ＬＣＵＤコンバータ１４０の実施形態が図６Ｃに示される。コンバータ１４０は、入力電圧Ｖ_battと接地との間に接続された低電位側ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１４２および高電位側ＭＯＳＦＥＴ１４１と、インダクタ１４４と、追加キャパシタ１４５とを備えるプレ調整器１４０Ａを含む。（注：本明細書で用いられるように、「接地」は入力電圧Ｖ_battとは異なるいかなる電圧であり得る回路接地を称する。）ポストコンバータ１４０Ｂは、フライングキャパシタ１４６と、ＭＯＳＦＥＴ１４７，１４８，１４９，１５０と、出力キャパシタ１５１とを備える。高電位側ＭＯＳＦＥＴ１４１は、ゲート駆動回路における適切な変化およびゲート駆動信号Ｖ_G1の極性を有する、ＰチャンネルまたはＮチャンネルのいずれかであり得る。

ＭＯＳＦＥＴゲート駆動およびタイミングは、クロックまたはランプ生成器１５５と、ブレーク・ビフォー・メイク（break-before-make：ＢＢＭ）回路１５３，１５４とを有するパルス幅変調コントローラ１５２を用いて達成する。パルス幅変調は、コンバータ１４０の出力電圧Ｖ_OUTからの負のフィードバックを用いる制御電圧Ｖ_FBに応答して達成される。レベルシフタ１５６は、Ｖ_FBの大きさを適切な電圧に調整し、Ｖ_OUTを強制的にある目標値にする。ＰＷＭコントローラ１５２は、代替的に、可変周波数制御を用いて制御してもよい。

ＢＢＭ回路１５３の動作は、ＭＯＳＦＥＴ１４１，１４２が、シュートスルー状態を避けるためにずれた位相で駆動されることを保障する。具体的には、ＭＯＳＦＥＴ１４１は、インダクタ１４４を磁化するため、すなわち、その電流を増加するために導通し、一方、他のダイオード１４３および同期整流ＭＯＳＦＥＴ１４２は、ＭＯＳＦＥＴ１４１がオフのときに、電流再循環経路を提供する。

同様に、ＢＢＭ回路１５４は、ＭＯＳＦＥＴ１４７，１４８が同位相で導通するとともに、ＭＯＳＦＥＴ１４９，１５０とずれた位相で駆動されることを保障する。具体的には、ＭＯＳＦＥＴ１４７，１４８の両方は、フライングキャパシタ１４６を充電するために導通し、他方、ＭＯＳＦＥＴ１４９，１５０は、フライングキャパシタ１４６から出力キャパシタ１５１へ電荷を転送するために導通する。好ましい実施形態においては、ＢＢＭ回路１５３，１５４は、共通のクロック生成器１５５からの信号によって、同位相で駆動される。

１つの実施形態においては、インダクタ１４４は、フライングキャパシタ１４６が充電される間に磁化され、これはＭＯＳＦＥＴ１４１，１４７，１４８が同時に導通するように同位相で駆動されることを必要とする。他の実施形態においては、インダクタ１４４は、フライングキャパシタ１４６上の電荷が出力キャパシタ１５１へ転送される間に磁化され、これはＭＯＳＦＥＴ１４１が、ＭＯＳＦＥＴ１４９，１５０と同位相で駆動、すなわち同時に導通され、およびＭＯＳＦＥＴ１４７，１４８とずれた位相で駆動されることを必要とする。追加キャパシタ１４５の大きさは、コンバータ１４０のゲートタイミングおよび動作電流範囲に相応して調整されなければならない。

モノリシック実行例においては、キャパシタンス１４５は、ＭＯＳＦＥＴ１４７〜１５０を形成しかつ集積化するために用いられるウェル、すなわちＰ−Ｎ結合の形成に必然的に関連するキャパシタンスの一部を表す。

高過渡能力ＬＣＵＵコンバータの実施例
開示されたＬＣＸＵコンバータが固定周波数昇圧（または、正確にはアップアップ（up-up））動作について適合された場合、プレ調整器段は、Ｖ_y＝Ｖ_batt／（１−Ｄ）となる伝達特性を示す。したがって、図７Ａの等価回路１７０に示されるように、充電フェーズ期間中、ＬＣＵＵコンバータは、従属電圧源１７１を用いて、過渡電流（１）によって電圧Ｖ_yまでフライングキャパシタ１７２を充電する。電荷転送フェーズ期間中は、図７Bの等価回路１７５に示されるように、充電されたフライングキャパシタ１７２は、入力電圧源１７３の電圧Ｖ_battの上に電気的に積み上げられ、それによって、電流（２）が流れて出力キャパシタ１７４をその最終電圧Ｖ_OUTまで充電する。フライングキャパシタ１７２および電圧源１７３は直列接続されているので、電圧Ｖ_OUTは、Ｖ_battおよびＶ_yの和となる。

本明細書で開示されたＬＣＵＵコンバータの実施形態の、入力電圧に対する出力電圧の等価な伝達率は、以下の式によって与えられる。

前述の２倍のタイプのＬＣＵＵコンバータ５０は、Ｖ_OUT／Ｖ_batt＝２／（１−Ｄ）の電圧伝達率を有する。それに対して、コンバータ１００のＬＣＵＵバージョンは、常に１より大きい伝達率であるが、中間電圧Ｖ_yの値の２倍よりも小さい電圧で動作する。具体的には、Ｄがゼロから７５％まで変化するとき、コンバータ１００のＬＣＵＵバージョンの伝達率変化は、２倍から６倍まで変化する。同じ範囲に渡って、前述の２倍のタイプのＬＣＵＵコンバータ５０は、２倍から８倍の範囲を示す。

そのため、コンバータが昇圧段のみを含む場合であったとしても、図３Ａに示されるダブラータイプのポストコンバータ５０の伝達率範囲は、図５Ａに示される高過渡能力コンバータ１００のＬＣＵＵバージョンの伝達率範囲よりも大きい。しかしながら、コンバータ１００のＬＣＵＵバージョンは、依然として極めて広範な伝達率を提供する。７５％を超えるデューティファクタもまた可能であるが、対応する伝達率を達成するために必要とされる電流は非常に高くなり得る。

可変周波数制御が採用される場合は、デューティファクタＤは、ｔ_on／（ｔ_on＋ｔ_off）の量に置き換えられ、インダクタ１０３の磁化時間、および、電流再循環が可能な期間すなわち現在のインダクタ電流が減少する期間を、サイクルごとに動的に調整できるようにする。

高過渡能力ＬＣＵＵコンバータ１８０の実施形態が図７Ｃに示される。コンバータ１８０は、低電位側ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１８１、対応する内在したＰ−Ｎダイオード１８４を有する浮動同期整流ＭＯＳＦＥＴ１８３、インダクタ１８２、および追加キャパシタ１９５を備えるプレ調整期１８０Ａと、フライングキャパシタ１８５、ＭＯＳＦＥＴ１８６，１８７，１８８、および出力キャパシタ１８９を備えるポストコンバータ１８０Ｂとを含む。同期整流ＭＯＳＦＥＴ１８４は、ゲート駆動回路における適切な変化およびゲート駆動信号Ｖ_G2の極性を有する、ＰチャンネルまたはＮチャンネルのいずれかであり得る。ＭＯＳＦＥＥＴ１８４は、コンバータ１８０における双目的、すなわち、プレ調整器１８０Ａに対する同期整流器として、およびフライングキャパシタ１８５が充電される時間を制御するために用いられるＭＯＳＦＥＴの１つとして機能する。

ＭＯＳＦＥＴゲート駆動およびタイミングは、クロックまたはランプ生成器１９３、およびブレーク・ビフォー・メイク（ＢＢＭ）回路１９１，１９２を有するパルス幅変調コントローラ１９０を用いて達成する。パルス幅変調は、コンバータ１８０の出力電圧Ｖ_OUTからの負のフィードバックを用いる制御電圧Ｖ_FBに応答して達成される。レベルシフタ１９４は、Ｖ_FBの大きさを適切な電圧に調整し、Ｖ_OUTを強制的にある目標値にする。ＰＷＭコントローラ１９０は、代替的に、可変周波数制御を用いて制御してもよい。

ＢＢＭ回路１１９１の動作は、ＭＯＳＦＥＴ１８１，１８４が、シュートスルー状態およびキャパシタ１９５と短絡することを避けるためにずれた位相で駆動されることを保障する。具体的には、ＭＯＳＦＥＴ１８１は、インダクタ１８２を磁化するため、すなわち、その電流を増加するために導通し、一方、他のダイオード１８４および同期整流ＭＯＳＦＥＴ１８３は、ＭＯＳＦＥＴ１８１がオフのときに、キャパシタ１９５を充電するための電流経路を提供する。

同様に、ＢＢＭ回路１５４は、ＭＯＳＦＥＴ１８６が同位相で導通するとともに、ＭＯＳＦＥＴ１８７，１８８とずれた位相で駆動されることを保障する。具体的には、ＭＯＳＦＥＴ１８６は、キャパシタ１９５からフライングキャパシタ１８５を充電するために導通する。そうでなければ、ＭＯＳＦＥＴ１８７，１８８は、フライングキャパシタ１８５から出力キャパシタ１８９へ電荷を転送するために同時に導通する。好ましい実施形態においては、ＢＢＭ回路１９１，１１９２は、共通のクロック生成器１９３からの信号によって、同位相で駆動される。

好ましい実施形態においては、インダクタ１８２は、フライングキャパシタ１８５がその電荷を出力キャパシタ１８９へ転送している間に磁化され、これは、ＭＯＳＦＥＴ１８１，１８７，１８８が同位相で同時に導通するように駆動されることを必要とする。反対のフェーズにおいては、ＭＯＳＦＥＴ１８３，１８６が同時に導通するようにバイアスがかけられ、それによって、キャパシタ１８５を電圧Ｖ’_yまで充電する。

ＭＯＳＦＥＴ１８３は、同期整流器として、およびフライングキャパシタ１８５を充電するためのものとしての両方で用いられるので、回路１００に図示されるようなコンバータ１８０においては、安定した中間電圧Ｖ_yは存在しない。その代わりに、ＭＯＳＦＥＴ１８１がオフで、かつＭＯＳＦＥＴ１８３，１８６がオンの期間のみ以外は、電圧Ｖ’_yがＶ_yのように機能する。追加キャパシタ１９５の大きさは、コンバータ１８０のゲートタイミングおよび動作電流範囲に相応して調整され得るが、キャパシタ１９５は、ＭＯＳＦＥＴ１８３，１８６，１８７，１８８を形成しかつ集積化するために用いられるウェル、すなわちＰ−Ｎ結合の形成に関連する寄生キャパシタンスのみを表す。

高過渡能力を有する分数倍ＬＣＸＵスイッチングコンバータ
前述のように、分数倍ＬＣＸＵコンバータにおいては、コンバータから出力キャパシタへのエネルギ転送は、プリ調整器と、１つまたはより多くのフライングキャパシタとの直列結合を含む。たとえば、図４Ａを再び参照して、出力キャパシタ９４の充電期間中は、分数倍型ＬＣＸＵコンバータ８０は、プレ調整器８０Ａを表わす理想的な要素である、電圧源９６に直列のフライングキャパシタ８５，８６とともに、等価回路９５（図４Ｂ）に示されるような態様で動作する。図４Ｃに示されるように、出力キャパシタ９４の充電期間中は、電流（２）が、電圧源９６の上に積み上げられたフライングキャパシタ８５，８６の並列結合から流れて、出力キャパシタ９４に並列に接続された負荷に電流を供給する。充電フェーズ期間中は、フライングキャパシタ８５，８６が充電されると、出力キャパシタ９４は負荷によって要求される電流を供給しなければならない。

理想的には、電流（２）は、キャパシタと直列の電圧源によって供給され、それ自体は、警告なしに、要求に応じて高い過渡電流を供給することができるはずである。しかしながら、実際には、電圧源９６は、特にキャパシタ３４が小さい場合は、本質的な電流の制限を有する、バックコンバータまたはブーストコンバータ、あるいは他のＤＣ／ＤＣコンバータ回路である。これらの要素は、理想的な等価回路９８に直列抵抗を加え、コンバータ８０の能力を制限して負荷の電流要求の変化に対応する。直列の寄生抵抗の結果として、過渡電圧調整は悪化し得る。この悪応答は、コンバータのステップ負荷応答能力に悪影響を与え、ＬＣＸＵコンバータ８０において、キャパシタ８４または９４の大きさを増加することによってのみ避けられ得る。

本発明の分数倍ＬＣＸＵコンバータにおいては、充電中のコンバータの直列抵抗は、プレ調整器内の直列抵抗とは独立しており、過渡負荷電流能力は比例的に改善される。この新しいトポロジは、放電中に、プレ調整器を通って電流が全く流れないという特有の特徴を有する。したがって、過渡電圧調整はこの技術を用いて改善される。

この改善の例が図８Ａに示され、これにおいて、コンバータ３００は、バッテリまたは電源３０１と、インダクタ３０３を有するスイッチングプレ調整器３００Ａと、電圧Ｖ_yまで充電される中間リザーバキャパシタ３０４とを備える。インダクタ３０３の接続によって、プレ調整器３００Ａは、昇圧または降圧コンバータのいずれかを含み得る。

コンバータ３００Ａの出力電圧Ｖ_yは、２つのフライングキャパシタ３０５，３０６、電力ＭＯＳＦＥＴ３０７〜３１３、および出力キャパシタ３１４を備える分数倍トポロジを用いるチャージポンプを含む、ポストコンバータ３００Ｂの一部に電力を供給する。ＭＯＳＦＥＴ３０７〜３１３の制御回路（図示せず）は、ＭＯＳＦＥＴ３１０，３１１，３１２，３１３がオフのままである間にＭＯＳＦＥＴ３０７，３０８，３０９をターンオンすることによってフライングキャパシタ３０５，３０６を充電し、その後、ＭＯＳＦＥＴ３０７，３０８，３０９のバイアスがオフとされている間にＭＯＳＦＥＴ３１０，３１１，３１２，３１３をターンオンすることによってキャパシタ３０４へ電荷を転送する。

図４Ａに示されるコンバータ８０とは対照的に、コンバータ３００においては、フライングキャパシタ３０５，３０６の負側の端子は、それぞれＭＯＳＦＥＴ３１０，３１１を通してバッテリ３０１の正極端子に接続される。このトポロジの変化は、コンバータ３００の動作において顕著な変化を生成する。電荷転送期間中は、ＭＯＳＦＥＴ３１０および３１１は、バッテリ電圧Ｖ_battに接続され、プレ調整器３００Ａの出力であるＶ_yには接続されない
回路３００は、ＭＯＳＦＥＴ９０，９１が電圧Ｖ_yに接続されるコンバータ８０とはトポロジ的に異なっている。コンバータ３００においては、ＭＯＳＦＥＴ９０，９１はＭＯＳＦＥＴ３１０，３１１に置き換えられ、それらは、中間電圧Ｖ_yではなく入力電圧Ｖ_battに接続される。コンバータ３００の動作原理は、図８Ｂの等価回路３２０に示されるように、直列接続されたフライングキャパシタ３０５，３０６を電圧Ｖ_yまで充電することを表わすことによって示され得、ここで従属電圧源３２１は、プレ調整器３００Ａの出力および充電されたキャパシタ３０４を表わす。フライングキャパシタ３０５，３０６の充電期間中、コンバータ８０におけるフライングキャパシタ８５，８６の充電と同じ態様で、キャパシタ３０５，３０６の各々が電圧Ｖ_y／２に到達するまで、過渡電流（１）が流れる。

図８Ｃの等価回路３２５に示される電荷転送サイクルの期間中、充電されたフライングキャパシタ３０５，３０６は、従属電圧源３２１の上ではなく、入力電圧源Ｖ_battの上に積み上げられた並列結合と電気的に並列に接続される。フライングキャパシタ３０５，３０６の負側の端子が電圧源３０１の正側の端子に接続されるので、電圧が追加される。そして、キャパシタ３１４は、電圧（Ｖ_batt＋Ｖ_y／２）まで充電される。この電圧は、プレ調整器３００Ａの出力の１．５倍とは等しくないが、Ｖ_battよりは明らかに大きい。

電荷転送フェーズ期間中に、過渡電流（２）がキャパシタ３１４に流れて、キャパシタ３１４に並列に接続された電気負荷によって必要とされる電流を供給する。電流（２）に影響を与えるこのループの直列インピーダンスは、バッテリまたは従属電圧源３０１に含まれるいかなる寄生抵抗をも含む。フライングキャパシタ３０５，３０６から出力キャパシタ３１４への電荷転送期間中は、従属電圧源３２１は含まれない。プレ調整器３００Ａの設計またはキャパシタ３０４に依存しないので、回路３２６の過渡電流能力が改善される。

このように、本発明に従えば、充電フェーズ期間中は、プレ調整器３００Ａがフライングキャパシタの各々を電圧Ｖ_y／２まで充電するために用いられ、そして、電荷転送フェーズ期間中は、電圧Ｖ_y／２がバッテリまたは他の電圧源３０１の電圧Ｖ_battに加算されて、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００の出力電圧を決定する。電圧Ｖ_yの値は、プレ調整器３００Ａの構造および動作に依存する。しかしながら、電荷転送期間中の電流は、プレ調整器３００Ａを通した導通には依存しない。

高過渡能力分数倍ＬＣＸＵコンバータ３００は、プレ調整器３００Ａがバックプレ調整器または降圧調整器であるＬＣＤＵコンバータとして実現されるか、あるいは、プレ調整器３００Ａがブーストプレ調整器または昇圧プレ調整器であるＬＣＵＵコンバータとして実現され得る。

高過渡能力分数倍ＬＣＤＵコンバータの実施例
開示されたＬＣＸＵコンバータが固定周波数降圧動作について適合された場合、プレ調整器段は、伝達特性Ｖ_y＝ＤＶ_battを示す。したがって、図９Ａの等価回路３５０に示されるように、充電フェーズ期間中は、ＬＣＤＵコンバータは従属電圧源３５１を使用して、過渡電流（１）によってフライングキャパシタ３５２，３５３を電圧Ｖ_y／２まで充電する。電荷転送フェーズ３５５期間中は、図９Ｂの等価回路３５５に示されるように、充電されたフライングキャパシタ３５２，３５３は並列に接続され、この並列結合は入力電圧源３５６の電圧Ｖ_battの上に電気的に積み上げられる。結果として、電流（２）が流れて、出力キャパシタ３５７を最終電圧Ｖ_OUTまで充電する。電圧源３５６およびフライングキャパシタ３５３２，３５３の並列結合が直列に接続されるので、電圧Ｖ_OUTは、Ｖ_battとＶ_y／２との和になる、

本明細書で開示された分数倍ＬＣＤＵコンバータ入力電圧の、入力電圧に対する出力電圧の等価電圧伝達率は、以下の式によって与えられる。

前述の１．５倍型のＬＣＤＵコンバータ８０は、Ｖ_OUT／Ｖ_batt＝１．５Ｄの電圧伝達率を有し、これはコンバータ８０が１より大きい、または１より小さい伝達率のいずれかで動作し得ることを意味する。これに対して、コンバータ３００のＬＣＤＵバージョンは、常に、１より大きい伝達率で動作する。具体的には、Ｄがゼロから１００％まで変化するとき、コンバータ３００のＬＣＤＵバージョンの伝達率変化は、１倍から１．５倍まで変化する。そのため、コンバータが降圧段および昇圧段の両方を含でいたとしても、１．５倍型ポストコンバータの大きさは、プレ調整器の降圧範囲よりも大きく、最終結果は昇圧動作のみとなる。

可変周波数制御が採用される場合は、デューティファクタＤは、ｔ_on／（ｔ_on＋ｔ_off）の量に置き換えられ、インダクタ３０３の磁化時間、および、電流再循環が可能な期間すなわち現在のインダクタ電流が減少する期間を、サイクルごとに動的に調整できるようにする。

高過渡能力ＬＣＤＵコンバータ３７０の実施形態が図９Ｃに示される。コンバータ３７０は、低電位側ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３７２、高電位側ＭＯＳＦＥＴ３７１、インダクタ３７４、および追加キャパシタ３７５を備えるプレ調整器３７０Ａを含む。ポストコンバータ３７０Ｂは、フライングキャパシタ３７６，３７７と、ＭＯＳＦＥＴ３７８，３７９，３８０，３８１，３８２，３８３，３８４と、出力キャパシタ３８５とを備える。高電位側ＭＯＳＦＥＴ３７１は、ゲート駆動回路における適切な変化およびゲート駆動信号Ｖ_G2の極性を有する、ＰチャンネルまたはＮチャンネルのいずれでもあり得る。

ＭＯＳＦＥＴゲート駆動およびタイミングは、クロックまたはランプ生成器３８９、およびブレーク・ビフォー・メイク（ＢＢＭ）回路３８７，３８８を有するパルス幅変調コントローラ３８６を用いて達成する。パルス幅変調は、コンバータ３７０の出力電圧Ｖ_OUTからの負のフィードバックを用いる制御電圧Ｖ_FBに応答して達成される。レベルシフタ３９０は、Ｖ_FBの大きさを適切な電圧に調整し、Ｖ_OUTを強制的にある目標値にする。ＰＷＭコントローラ３８６は、代替的に、可変周波数制御を用いて制御してもよい。

ＢＢＭ回路３８７の動作は、ＭＯＳＦＥＴ３７１，３７２が、シュートスルー状態となることを避けるためにずれた位相で駆動されることを保障する。具体的には、ＭＯＳＦＥＴ３７１は、インダクタ３７４を磁化するため、すなわち、その電流を増加するために導通し、一方、他方のダイオード３７３および同期整流ＭＯＳＦＥＴ３７２は、ＭＯＳＦＥＴ３７１がオフのときに、電流再循環経路を提供する。

同様に、ＢＢＭ回路３８８は、ＭＯＳＦＥＴ３７８，３７９，３８０が同位相で導通するとともに、ＭＯＳＦＥＴ３８１，３８２，３８３，３８４とずれた位相で駆動されることを保障する。具体的には、ＭＯＳＦＥＴ３７８，３７９，３８０は、フライングキャパシタ３７６，３７７を充電するために同時に導通し、他方のＭＯＳＦＥＴ３８１，３８２，３８３，３８４は、フライングキャパシタ３７６，３７７から出力キャパシタ３８５へ電荷を転送するために導通する。好ましい実施形態においては、ＢＢＭ回路３８７，３８８は、共通のクロック生成器３８９からの信号によって、同位相で駆動される。

１つの実施形態においては、インダクタ３７４は、フライングキャパシタ３７６，３７７が充電される間に磁化され、ＭＯＳＦＥＴ３７１，３７８，３７９，３８０が同時に導通するように同位相で駆動されることを必要とする。他の実施形態においては、インダクタ３７４は、フライングキャパシタ３７６，３７７上の電荷が出力キャパシタ３８５へ転送される間に磁化され、ＭＯＳＦＥＴ３７１が、ＭＯＳＦＥＴ３８１〜３８４と同位相で駆動、すなわち同時に導通され、かつＭＯＳＦＥＴ３７８〜３８０とずれた位相で駆動されることを必要とする。追加キャパシタ３７５の大きさは、コンバータ３７０のゲートタイミングおよび動作電流範囲に相応して調整されなければならない。

モノリシック実行例においては、キャパシタンス３７５は、ＭＯＳＦＥＴ３７８〜３８４を形成しかつ集積化するために用いられるウェル、すなわちＰ−Ｎ結合の形成に必然的に関連するキャパシタンスの一部を表す。

高過渡能力分数倍ＬＣＵＵコンバータの実施形態
開示されたＬＣＸＵコンバータが固定周波数昇圧（または、正確にはアップアップ）動作について適合された場合、プレ調整器段は、Ｖ_y＝Ｖ_batt／（１−Ｄ）となる伝達特性を示す。したがって、図１０Ａの等価回路４００に示されるように、充電フェーズ期間中は、ＬＣＵＵコンバータは、従属電圧源４０１を用いて、過渡電流（１）によって電圧Ｖ_yまたはＶ_batt／２（１−Ｄ）までフライングキャパシタ４０２，４０３の各々を充電する。電荷転送フェーズ期間中は、図１０Bの等価回路４０５に示されるように、充電されたフライングキャパシタ４０２，４０３は並列に接続され、その並列結合は、入力電圧源４０６の電圧Ｖ_battの上に電気的に積み上げられ、それによって、電流（２）が流れて出力キャパシタ４０７をその最終電圧Ｖ_OUTまで充電する。フライングキャパシタ４０２，４０３の並列結合および電圧源４０６は直列接続されているので、電圧Ｖ_OUTは、Ｖ_battおよびＶ_yの和となる。

本明細書で開示されたＬＣＵＵコンバータの実施形態の、入力電圧に対する出力電圧の等価な伝達率は、以下の式によって与えられる。

前述の１．５倍のタイプのＬＣＵＵコンバータ８０は、Ｖ_OUT／Ｖ_batt＝１．５／（１−Ｄ）の電圧伝達率を有する。それに対して、コンバータ３００のＬＣＵＵバージョンは、常に１より大きい伝達率であるが、Ｖ_yの値の１．５倍よりも小さい電圧で動作する。具体的には、Ｄがゼロから７５％まで変化するとき、コンバータ３００のＬＣＵＵバージョンの伝達率変化は、１．５倍から４倍まで変化する。同じ範囲に渡って、前述の１．５倍のタイプのＬＣＵＵコンバータ８０は、１．５倍から６倍の範囲を示す。

そのため、コンバータが昇圧段のみを含む場合であったとしても、図４Ａに示される分数倍タイプのポストコンバータ８０伝達率範囲は、図８Ａに示される高過渡能力コンバータ３００のＬＣＵＵバージョンの伝達率範囲よりも大きい。しかしながら、コンバータ３００のＬＣＵＵバージョンは、依然として極めて広範な伝達率を提供する。７５％を超えるデューティファクタもまた可能であるが、対応する伝達率を達成するために必要とされる電流は非常に高くなり得る。

可変周波数制御が採用される場合は、デューティファクタＤは、ｔ_on／（ｔ_on＋ｔ_off）の量に置き換えられ、インダクタ３０３の磁化時間、および、電流再循環が可能な期間すなわち現在のインダクタ電流が減少する期間を、サイクルごとに動的に調整できるようにする。

高過渡能力ＬＣＵＵコンバータ４２０の実施形態が図１０Ｃに示される。コンバータ４２０は、低電位側ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ４２１、対応する内在したＰ−Ｎダイオード４２４を有する浮動同期整流ＭＯＳＦＥＴ４２３、インダクタ４２２、および追加キャパシタ４４５を備えるプレ調整期４２０Ａと、フライングキャパシタ４２５，４２６、ＭＯＳＦＥＴ４２５〜４３２、および出力キャパシタ４３３を備えるポストコンバータ４２０Ｂとを含む。同期整流ＭＯＳＦＥＴ４２３は、ゲート駆動回路における適切な変化およびゲート駆動信号Ｖ_G2の極性を有する、ＰチャンネルまたはＮチャンネルのいずれかであり得る。ＭＯＳＦＥＥＴ４２３は、コンバータ４２０における双目的、すなわち、プレ調整器４２０Ａに対する同期整流器として、およびフライングキャパシタ４２５，４２６が充電される時間を制御するために用いられるＭＯＳＦＥＴの１つとして機能する。

ＭＯＳＦＥＴゲート駆動およびタイミングは、クロックまたはランプ生成器４３７、およびブレーク・ビフォー・メイク（ＢＢＭ）回路４３５，４３６を有するパルス幅変調コントローラ４３４を用いて達成する。パルス幅変調は、コンバータ４２０の出力電圧Ｖ_OUTからの負のフィードバックを用いる制御電圧Ｖ_FBに応答して達成される。レベルシフタ４３８は、Ｖ_FBの大きさを適切な電圧に調整し、Ｖ_OUTを強制的にある目標値にする。ＰＷＭコントローラ４３４は、代替的に、可変周波数制御を用いて制御してもよい。

ＢＢＭ回路４３５の動作は、ＭＯＳＦＥＴ４２１，４２３が、シュートスルー状態およびキャパシタ４２５，４２６と短絡することを避けるためにずれた位相で駆動されることを保障する。具体的には、ＭＯＳＦＥＴ４２１は、インダクタ４２２を磁化するため、すなわち、その電流を増加するために導通し、一方、他方のダイオード４２４および同期整流ＭＯＳＦＥＴ４２３は、ＭＯＳＦＥＴ４２１がオフのときに、キャパシタ４２５，４２６を充電するための電流経路を提供する。

同様に、ＢＢＭ回路４３６は、ＭＯＳＦＥＴ４２３がＭＯＳＦＥＴ４２７，４２８と同位相で導通するとともに、ＭＯＳＦＥＴ４２９，４３０，４３１，４３２とずれた位相で駆動されることを保障する。具体的には、ＭＯＳＦＥＴ４２３，４２７，４２８は、キャパシタ４４５からフライングキャパシタ４２５，４２６を充電するために導通する。あるいは、ＭＯＳＦＥＴ４２９〜４３２は、フライングキャパシタ４２５，４２６から出力キャパシタ４５３へ電荷を転送するために同時に導通するようにバイアスがかけられる。

好ましい実施形態においては、ＢＢＭ回路４３５，４３６は、共通のクロック生成器４３７からの信号によって、同位相で駆動される。好ましい実施形態においては、インダクタ４２２は、フライングキャパシタ４２５，４２６がその電荷を出力キャパシタ４５３へ転送している間に磁化され、これは、ＭＯＳＦＥＴ４２９，４３０，４３１，４３２が同位相で同時に導通するように駆動されることを必要とする。反対のフェーズにおいては、ＭＯＳＦＥＴ４２３，４２７，４２８が同時に導通するようにバイアスがかけられ、それによって、キャパシタ４２５，４２６を電圧Ｖ’_y／２まで充電する。

ＭＯＳＦＥＴ４２３は、同期整流器として、およびフライングキャパシタ４２５，４２６を充電するためのものとしての両方で用いられるので、回路３００に図示されるようなコンバータ４２０においては、安定した中間電圧Ｖ_yは存在しない。その代わりに、ＭＯＳＦＥＴ４２１がオフで、かつＭＯＳＦＥＴ４２３，４２７，４２８がオンの期間のみ以外は、電圧Ｖ’_yがＶ_yのように機能する。追加キャパシタ４４５の大きさは、コンバータ４２０のゲートタイミングおよび動作電流範囲に相応して調整され得るが、キャパシタ４４５は、ＭＯＳＦＥＴ４２４〜４３３を形成しかつ集積化するために用いられるウェル、すなわちＰ−Ｎ結合の形成に関連する寄生キャパシタンスのみを表す。

上述した実施形態は、例示的であり限定ではない。多くの追加的な、および代替的な実施形態が、上記の説明から当業者には明らかであろう。

Claims (26)

1. ＤＣ／ＤＣ電圧コンバータであって、
   誘導型スイッチング電圧コンバータを含むプレ調整器を備え、
   前記プレ調整器は、入力端子および出力端子を有し、
   前記ＤＣ／ＤＣ電圧コンバータは、
   チャージポンプを含むポストコンバータをさらに備え、
   前記ポストコンバータは、前記プレ調整器の出力端子に結合された第１の入力端子、および前記プレ調整器の前記入力端子に結合された第２の入力端子を有する、ＤＣ／ＤＣ電圧コンバータ。
2. 前記チャージポンプは、キャパシタを含み、
   前記ポストコンバータの前記第１の入力端子は、第１のスイッチを通して前記キャパシタの第１の端子に結合され、
   前記ポストコンバータの前記第２の入力端子は、第２のスイッチを通して前記キャパシタの第２の端子に結合される、請求項１に記載のＤＣ／ＤＣ電圧コンバータ。
3. 前記キャパシタの前記第１の端子は、第３のスイッチを通して前記コンバータの出力端子に結合され、
   前記キャパシタの前記第２の端子は、第４のスイッチを通して接地に結合される、請求項２に記載のＤＣ／ＤＣ電圧コンバータ。
4. 前記第１、第２、第３および第４のスイッチの各々は、ＭＯＳＦＥＴを含む、請求項３に記載のＤＣ／ＤＣ電圧コンバータ。
5. 前記チャージポンプは、少なくとも２つのキャパシタを含み、
   前記ポストコンバータの前記第１の入力端子は、第１のスイッチを通して、第１のキャパシタの第１の端子に結合され、
   前記ポストコンバータの前記第２の入力端子は、第２のスイッチを通して、前記第１のキャパシタの第２の端子に結合され、
   前記第１のキャパシタの前記第２の端子は、第３のスイッチを通して、第２のキャパシタの第１の端子に結合され、
   前記ポストコンバータの前記第２の入力端子は、第４のスイッチを通して、前記第２のキャパシタの第２の端子に結合される、請求項１に記載のＤＣ／ＤＣ電圧コンバータ。
6. 前記第１のキャパシタの前記第１の端子は、第５のスイッチを通して、前記コンバータの出力端子に結合され、
   前記第２のキャパシタの前記第２の端子は、第６のスイッチを通して接地に結合される、請求項５に記載のＤＣ／ＤＣ電圧コンバータ。
7. 前記第２のキャパシタの前記第１の端子は、第７のスイッチを通して、前記コンバータの前記出力端子に結合される、請求項６に記載のＤＣ／ＤＣ電圧コンバータ。
8. 前記第１、第２、第３、第４、第５、第６および第７のスイッチの各々は、ＭＯＳＦＥＴを含む、請求項７に記載のＤＣ／ＤＣ電圧コンバータ。
9. 前記プレ調整器は、前記プレ調整器の入力端子における電圧を昇圧するように適合される、請求項１に記載のＤＣ／ＤＣ電圧コンバータ。
10. 前記ポストコンバータは、前記ポストコンバータの入力端子における電圧を２倍にするように適合される、請求項９に記載のＤＣ／ＤＣ電圧コンバータ。
11. 前記ポストコンバータは、前記ポストコンバータの入力端子における電圧を、１．５の係数と掛け合わせるように適合される、請求項９に記載のＤＣ／ＤＣ電圧コンバータ。
12. 前記プレ調整器は、前記プレ調整器の前記入力端子における電圧を降圧するように適合される、請求項１に記載のＤＣ／ＤＣ電圧コンバータ。
13. 前記ポストコンバータは、前記ポストコンバータの入力端子における電圧を２倍にするように適合される、請求項１２に記載のＤＣ／ＤＣ電圧コンバータ。
14. 前記ポストコンバータは、前記ポストコンバータの入力端子における電圧を、１．５の係数と掛け合わせるように適合される、請求項１２に記載のＤＣ／ＤＣ電圧コンバータ。
15. ＤＣ入力電圧をＤＣ出力電圧に変換する方法であって、
    中間電圧を生成するために、インダクタの第１の端子を、前記ＤＣ入力電圧と接地との間で繰り返し切換えるステップと、
    少なくとも１つのキャパシタを充電するために、前記中間電圧を使用するステップと、
    反復的に、前記少なくとも１つのキャパシタの第１の端子を前記ＤＣ入力電圧に接続するとともに、前記少なくとも１つのキャパシタの第１の端子を前記ＤＣ入力電圧から切り離し、それによって前記キャパシタの第２の端子に前記ＤＣ出力電圧を生成するステップとを備える、方法。
16. 出力キャパシタを提供するステップと、
    前記少なくとも１つのキャパシタの前記第１の端子が前記ＤＣ入力電圧に接続されるときに、前記少なくとも１つのキャパシタの前記第２の端子を前記出力キャパシタに接続するステップと、
    前記少なくとも１つのキャパシタの前記第１の端子が前記ＤＣ入力電圧から切り離されるときに、前記少なくとも１つのキャパシタの前記第２の端子を前記出力キャパシタから切り離すステップとをさらに備える、請求項１５に記載の方法。
17. 前記中間電圧が、前記少なくとも１つのキャパシタを充電するために用いられる間、前記インダクタの前記第１の端子は、前記ＤＣ入力電圧に接続される、請求項１６に記載の方法。
18. 前記中間電圧が前記少なくとも１つのキャパシタを充電するために用いられる間、前記インダクタを磁化するステップをさらに備える、請求項１６に記載の方法。
19. 前記少なくとも１つのキャパシタの前記第２の端子が前記出力キャパシタに接続され、かつ前記少なくとも１つのキャパシタの前記第１の端子が前記ＤＣ入力電圧に接続されている間、前記インダクタの前記第１の端子は前記ＤＣ入力電圧に接続される、請求項１６に記載の方法。
20. 前記少なくとも１つのキャパシタの前記第２の端子が前記出力キャパシタに接続され、かつ前記少なくとも１つのキャパシタの前記第１の端子が前記ＤＣ入力電圧に接続されている間、前記インダクタを磁化するステップをさらに備える、請求項１６に記載の方法。
21. ＤＣ入力電圧をＤＣ出力電圧に変換する方法であって、
    前記ＤＣ入力電圧にインダクタの第１の端子を接続するステップと、
    中間電圧を生成するために、反復的に、インダクタの第２の端子を接地に接続するとともに、インダクタの前記第２の端子を接地から切り離すステップと、
    少なくとも１つのキャパシタを充電するために、前記中間電圧を使用するステップと、
    反復的に、前記少なくとも１つのキャパシタの第１の端子を前記ＤＣ入力電圧に接続するとともに、前記少なくとも１つのキャパシタの前記第１の端子を前記ＤＣ入力電圧から切り離し、それによって、前記キャパシタの第２の端子において前記ＤＣ出力電圧を生成する、方法。
22. 出力キャパシタを提供するステップと、
    前記少なくとも１つのキャパシタの前記第１の端子が前記ＤＣ入力電圧に接続されるときに、前記少なくとも１つのキャパシタの前記第２の端子を前記出力キャパシタに接続するステップと、
    前記少なくとも１つのキャパシタの前記第１の端子が前記ＤＣ入力電圧から切り離されるときに、前記少なくとも１つのキャパシタの前記第２の端子を前記出力キャパシタから切り離すステップとをさらに備える、請求項２１に記載の方法。
23. 前記中間電圧が、前記少なくとも１つのキャパシタを充電するために用いられる間、前記インダクタの前記第２の端子は接地に接続される、請求項２２に記載の方法。
24. 前記中間電圧が、前記少なくとも１つのキャパシタを充電するために用いられる間、前記インダクタを磁化するステップをさらに備える、請求項２２に記載の方法。
25. 前記少なくとも１つのキャパシタの前記第２の端子が前記出力キャパシタに接続され、かつ前記少なくとも１つのキャパシタの前記第１の端子が前記ＤＣ入力電圧に接続されている間、前記インダクタの前記第２の端子は接地に接続される、請求項２２に記載の方法。
26. 前記少なくとも１つのキャパシタの前記第２の端子が前記出力キャパシタに接続され、かつ前記少なくとも１つのキャパシタの前記第１の端子が前記ＤＣ入力電圧に接続されている間、前記インダクタを磁化するステップをさらに備える、請求項２２に記載の方法。

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