CN102290970B - 电压转换器中的模式选择控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电压转换器中的模式选择控制电路，其包括误差放大器和参考电压选择模块，其中反馈信号作为所述误差放大器的第一输入端的输入信号，在模式控制信号为PWM模式时，所述误差放大器的输出进入PWM控制回路以实现PWM控制，所述参考电压选择模块选择第一参考电压作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号；在模式控制信号为PFM模式时，所述误差放大器的输出进入PFM控制回路以实现PFM控制，所述参考电压选择模块基于所述误差放大器的输出从第一参考电压和第二参考电压中选择一个作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号。该电路在PWM模式和PFM模式下共享同一误差放大器，从而降低两种模式下输出电压的偏差。

Description

电压转换器中的模式选择控制电路

【技术领域】

本发明涉及电子电路领域，特别是一种电压转换器中的PWM模式和PFM模式选择电路。 

【背景技术】

在有些应用，如直流-直流转换器或交流-直流转换器中，为了提高较宽负载电流范围内的转换效率，会设计PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)和PFM(Pulse Frequency Modulation：脉冲频率调制)模式共存的控制方式。PWM模式下工作保证较重负载条件下的输出纹波较小，PFM模式下工作降低开关损耗，提高效率。 

下面结合图1和图2来说明现有技术中带有PWM_PFM控制电路的转换器工作原理。图1为现有技术中PWM_PFM控制电路的示意图，图2为现有技术中含有图1中的PWM_PFM控制电路的直流-直流转换器。在PWM模式工作时，由误差放大器EA放大输出反馈电压FB信号和参考电压信号Vref之间的差，产生误差信号EAO。PWM比较器PWMC比较EA的输出EAO信号和三角波信号Vramp，产生占空比信号PWMO。利用此占空比信号PWMO来控制功率器件的开关来实现稳定的输出电压，分压电路对所述输出电压进行分压得到所述反馈电压FB，这样构成PWM控制回路。当工作在PFM模式时，比较器PFMC比较参考电压信号Vref和FB信号，如果FB比Vref高，SLEEP信号为高，D触发器ffdf1和ffdf2都被复位，PFMP和PFMN都输出低电平，功率管PMOS和NMOS都关闭。当从PWM模式进入PFM模式时，PWM信号从高电平变低电平，触发器ffdf1中的信号CK从高电平变低电平，产生下降沿，这样触发器ffdf1的输出PFMP被置位为高电平，功率管PMOS导通。功率管PMOS导通后，电感L1的电流上升，当上升至达到PFM模式下过流阈值时，OCP变成高电平，使ffdf1复位为低电平。然后，此下降沿信号使ffdf2的输出PFMN被置位为高电平，控制功率管NMOS导通，电感电流下降。当电感电流下降至零时，RCP 信号从低电平变高电平，OR3的输出为高电平，从而将ffdf2的输出信号PFMN复位为低电平。这样就形成的PFM的逻辑信号PFMP和PFMN。基于逻辑信号PFMP和PFMN对控制功率器件的开关来实现稳定的输出电压，分压电路对所述输出电压进行分压得到所述反馈电压FB，这样构成PFM控制回路。 

理想情况下，PWM模式下FB电压被调整等于Vref的电压，而PFM模式下FB的平均值被调整为Vref和Vref+V_HY的平均值，即Vref+V_HY/2，其中Vref为参考电压信号Vref的电压值，V_HY为迟滞比较器PFMC的迟滞电压。但是实际情况下，误差放大器EA存在输入偏差，即由于误差放大器EA的输入差分对管在集成电路工艺大规模生产中，存在随机偏差，同时PFM比较器PFMC也存在输入偏差。所以PWM模式下FB电压不是被精确调整到Vref电压，而是Vref+ΔV_{OFFSET_EA}。PFM模式下的FB电压被调整至Vref+V_HY/2+ΔV_{OFFSET_PFMC}。对于标准CMOS工艺，输入偏差可能随机为-10mV至+10mV之间的任意值。另外FB电压与电压转换器的输出电压一般成固定比例关系，由分压电阻R1和R2决定，如图2所示。输出电压VO等于： 

$\mathrm{VO}=\frac{R1+R2}{R2}\·\mathrm{VFB}$

对于高精度输出的电压转换器而言，即使PWM模式下的输出电压能被精确修调到目标精度，但是PFM的FB电压受误差放大器EA的输入偏差和PFM比较器PFMC的输入偏差影响而不准确，由于输入偏差电压是随机分布的，所以最严重的误差为ΔV_{OFFSET_EA}＝+10mV且ΔV_{OFFSET_PFMC}＝-10mV时，或者ΔV_{OFFSET_EA}＝-10mV且ΔV_{OFFSET_PFMC}＝+10mV时。在这两种情况下VFB_PFM＝VFB_PWM-20mV或VFB_PWM+20mV，对于输出电压来讲，此20mV误差被放大 

倍。以VFB为0.6V为例，输出目标电压为1.8V，R1取R2的两倍，则 

对于1.8V的输出电压将导致+/-60mV误差。此误差较大，有必要减小。 

因此有必要提出一种新的技术方案来减小或消除所述误差。 

【发明内容】

本部分的目的在于概述本发明的实施例的一些方面以及简要介绍一些较佳实施例。在本部分以及本申请的说明书摘要和发明名称中可能会做些简化或省略以避免使本部分、说明书摘要和发明名称的目的模糊，而这种简化或省略不能用于限制本发明的范围。 

本发明的目的在于提供一种电压转换器中的模式选择控制电路，其可以减小输入误差。 

根据本发明的一方面，本发明提供一种电压转换器中的模式选择控制电路，其包括误差放大器和参考电压选择模块，其中反馈信号作为所述误差放大器的第一输入端的输入信号，在模式控制信号为PWM模式时，所述误差放大器的输出进入PWM控制回路以实现PWM控制，所述参考电压选择模块选择第一参考电压作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号；在模式控制信号为PFM模式时，所述误差放大器的输出进入PFM控制回路以实现PFM控制，所述参考电压选择模块基于所述误差放大器的输出从第一参考电压和第二参考电压中选择一个作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号。 

进一步的，所述误差放大器的输出经过至少一反相器进入PFM控制回路，所述参考电压选择模块基于所述反相器的输出从第一参考电压和第二参考电压中选择一个作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号；所述误差放大器通过一开关进入PWM控制回路，在模式控制信号为PWM模式时，所述开关导通，在模式控制信号为PFM模式时，所述开关截止。 

更进一步的，第二参考电压高于第一参考电压。 

更进一步的，所述参考电压选择模块包括在模式控制信号为PWM模式时选择第一参考电压作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号，在模式控制信号为PFM模式且所述反相器的输出为第一电平时选择第一参考电压作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号，在模式控制信号为PFM模式且所述反相器的输出为第二电平时选择第二参考电压作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号的控制逻辑。 

更进一步的，所述误差放大器包括第一差分管、第二差分管、PMOS电流镜、第一NMOS电流镜、第二NMOS电流镜，第一NMOS电流镜的一个支路与第一差分管相连，第一NMOS电流镜的另一个支路与PMOS电流镜的一个支 路相连，第二NMOS电流镜的一个支路与第二差分管相连，第二NMOS电流镜的另一个支路与PMOS电流镜的另一个支路相连，在模式控制信号为PWM模式时，在PMOS电流镜的支路与第一NMOS电流镜的支路之间串联有级联晶体管，在PMOS电流镜的支路与第二NMOS电流镜的支路之间串联有级联晶体管，在模式控制信号为PFM模式时，将所述级联晶体管短路。 

根据本发明的另一方面，本发明还提供一种电压转换器中的模式选择控制电路，其包括误差放大器和参考电压选择模块，其中反馈信号作为所述误差放大器的第一输入端的输入信号，在模式控制信号为PWM模式时，所述误差放大器的输出进入PWM控制回路以实现PWM控制，所述参考电压选择模块选择第一参考电压作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号；在模式控制信号为PFM模式时，所述误差放大器的输出进入PFM控制回路以实现PFM控制，所述参考电压选择模块基于所述误差放大器的输出从第二参考电压和第三参考电压中选择一个作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号，其中第一参考电压为第二参考电压和第三参考电压的均值。 

进一步的，所述误差放大器的输出经过至少一反相器进入PFM控制回路，所述参考电压选择模块基于所述反相器的输出从第二参考电压和第三参考电压中选择一个作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号；所述误差放大器通过一开关进入PWM控制回路，在模式控制信号为PWM模式时，所述开关导通，在模式控制信号为PFM模式时，所述开关截止。 

更进一步的，所述参考电压选择模块包括在模式控制信号为PWM模式时选择第一参考电压作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号，在模式控制信号为PFM模式且所述反相器的输出为第一电平时选择第二参考电压作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号，在模式控制信号为PFM模式且所述反相器的输出为第二电平时选择第三参考电压作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号的控制逻辑。 

更进一步的，所述误差放大器包括第一差分管、第二差分管、PMOS电流镜、第一NMOS电流镜、第二NMOS电流镜，第一NMOS电流镜的一个支路与第一差分管相连，第一NMOS电流镜的另一个支路与PMOS电流镜的一个支路相连，第二NMOS电流镜的一个支路与第二差分管相连，第二NMOS电流镜 的另一个支路与PMOS电流镜的另一个支路相连，在模式控制信号为PWM模式时，在PMOS电流镜的支路与第一NMOS电流镜的支路之间串联有级联晶体管，在PMOS电流镜的支路与第二NMOS电流镜的支路之间串联有级联晶体管，在模式控制信号为PFM模式时，将所述级联晶体管短路。 

与现有技术相比，本发明中电源转换器中的模式选择控制电路在PWM模式和PFM模式下共享同一个误差放大器，从而可以尽可能的降低PFM模式下的输出电压与PWM模式下的输出电压在芯片之间的偏差。 

【附图说明】

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。其中： 

图1为现有技术中PWM_PFM控制电路的示意图； 

图2为现有技术中含有图1中的PWM_PFM控制电路的直流-直流转换器； 

图3为本发明中PWM_PFM选择控制电路在一个实施例中的电路图； 

图4为本发明中PWM_PFM选择控制电路在另一个实施例中的电路图；和 

图5为本发明中PWM_PFM选择控制电路的误差放大器的内部实现电路图。 

【具体实施方式】

本发明的详细描述主要通过程序、步骤、逻辑块、过程或其他象征性的描述来直接或间接地模拟本发明技术方案的运作。为透彻的理解本发明，在接下来的描述中陈述了很多特定细节。而在没有这些特定细节时，本发明则可能仍可实现。所属领域内的技术人员使用此处的这些描述和陈述向所属领域内的其他技术人员有效的介绍他们的工作本质。换句话说，为避免混淆本发明的目的，由于熟知的方法和程序已经容易理解，因此它们并未被详细描述。 

此处所称的“一个实施例”或“实施例”是指可包含于本发明至少一个实现方式中的特定特征、结构或特性。在本说明书中不同地方出现的“在一个实施例中”并非均指同一个实施例，也不是单独的或选择性的与其他实施例互相排斥的实 施例。此外，表示一个或多个实施例的方法、流程图或功能框图中的模块顺序并非固定的指代任何特定顺序，也不构成对本发明的限制。本说明书中的“连接”包括直接连接，也包括间接连接。 

本发明提供两种在电源转换器中可以进行PWM模式和PFM模式选择的控制电路，其在上述两种模式下共享同一个误差放大器，从而减少或消除两种模式输出的电压在芯片间的偏差。 

其中的一种电压转换器中的模式选择控制电路，其包括误差放大器和参考电压选择模块，其中反馈信号作为所述误差放大器的第一输入端的输入信号，在模式控制信号为PWM模式时，所述误差放大器的输出进入PWM控制回路以实现PWM控制，所述参考电压选择模块选择第一参考电压作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号；在模式控制信号为PFM模式时，所述误差放大器的输出进入PFM控制回路以实现PFM控制，所述参考电压选择模块基于所述误差放大器的输出从第一参考电压和第二参考电压中选择一个作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号，其中所述第二参考电压高于第一参考电压。所述PWM控制回路和PFM控制回路均可以参见背景所述，在具体实现时，所述模式选择控制电路还包括至少一反相器和一开关，其中所述误差放大器的输出经过至少一反相器进入PFM控制回路，所述参考电压选择模块基于所述反相器的输出从第一参考电压和第二参考电压中选择一个作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号；所述误差放大器通过一开关进入PWM控制回路，在模式控制信号为PWM模式时，所述开关导通，在模式控制信号为PFM模式时，所述开关截止。 

所述参考电压选择模块包括在模式控制信号为PWM模式时选择第一参考电压作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号，在模式控制信号为PFM模式且所述反相器的输出为第一电平时选择第一参考电压作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号，在模式控制信号为PFM模式且所述反相器的输出为第二电平时选择第二参考电压作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号的控制逻辑。其中，当所述第一电平为高电平时，所述第二电平就为低电平；当所述第一电平为低电平时，所述第二电平就为高电平。 

在一个实施例中，如图3所示，其示出了本发明中PWM_PFM选择控制电路在一个实施例中的电路图，所述选择控制电路包括误差放大器EA和参考电压选择模块(图中虚线框内所示)、第一反相器INV1和第一开关S1，其中所述参考电压选择模块包括第二开关S2、第三开关S3、第三反相器INV3和或非门NOR1，此外，所述电路还包括第二反相器INV2、补偿电路、比较器PWMC。 

上述电路中的各个元件连接如下：所述第一开关S1的控制端与所述模式控制信号PWM连接，所述第一开关S1连接于所述误差放大器EA的输出端和所述比较器PWMC的第一输入端之间，所述比较器PWMC的第二输入端输入一预定的波形信号Vramp；所述第一反相器INV1的输入端连接于所述误差放大器EA的输出端和所述第一开关S1之间，其输出端与所述第二反相器INV2的输入端连接；所述或非门NOR1的第一输入端连接于所述第一反相器INV1和第二反相器INV2之间，所述或非门NOR1的另一输入端与所述模式控制信号PWM连接；所述第三反相器INV3的输入端与所述或非门NOR1的输出端连接，其输出端与所述第二开关S2的控制端连接；所述第二开关S2的输入端输入第一参考电压Vref31，其输出端连接所述误差放大器EA的第二输入端；所述第三开关S3的控制端与所述或非门NOR1的输出端连接，其输入端输入第二参考电压Vref32，其输出端连接所述误差放大器EA的第二输入端，所述误差放大器EA的第一输入端为反馈信号FB。此外，所述补偿电路包括一电阻R1和一电容C1，所述电阻R1的一端连接于所述比较器PWMC的第一输入端，其另一端与电容C1的一端连接，所述电容C1的另一端接地。 

通过上述连接可知，当所述模式控制信号PWM为高电平时，所述误差放大器EA处于误差放大器状态，整个装有该电路的电源控制器处于由误差放大器EA和比较器PWMC控制的PWM模式下，此时，所述第一开关S1处于导通状态，补偿电路也连接误差放大器EA的输出，其环路稳定性补偿；另外，第一反相器INV1输出的信号PONB为低电平，所述信号作为或非门NOR1的一个输入信号，所述或非门NOR1的另一个信号是为高电平的逻辑信号PWM，所以所述或非门NOR1输出的信号GS3为低电平，此时第三开关S3断开，第二开关S2闭合，从而使得第一参考电压Vref31作为所述误差放大器EA的第二输入信 号，这样所述第一参考电压Vref31将作为PWM负反馈环路调整的参考电压，负反馈环路将调整FB电压等于Vref电压。 

当所述模式控制信号PWM为低电平时，表明为PFM模式，所述模式控制PWM控制误差放大器EA处于比较器状态，第一开关S1断开，补偿电路不会引起太大的电容，从而导致比较器的速度被限制。在PFM模式下，信号端PON构成了误差放大器EA的输出。第一参考电压Vref31和第二参考电压Vref32共同作用构成EA在PFM模式下比较器的迟滞阈值电压。PFM模式下，所述模式控制信号PWM信号为低电平，当反馈信号FB较低时，误差放大器EA构成的比较器输出PON为高电平，第一反相器INV1的输出PONB为低电平，或非门的输出信号GS3为高电平，误差放大器EA的第二输入端连接到第二参考电压Vref32，通常，将所述第二参考电压Vref32设置为比所述第一参考电压Vref31略高的一参考电压；而当误差放大器EA构成的比较器输出PON为低电平时，第一反相器INV1的输出PONB为高电平，或非门的输出信号GS3为低电平，第三反相器INV3的输出信号GS2为高电平，误差放大器EA的第二输入端连接到第一参考电压Vref31。在PFM模式下，此由误差放大器EA充当的比较器存在两个阈值：第一参考电压Vref31和第二参考电压Vref32，所以在PFM模式下，所述反馈信号FB大致位于第一参考电压Vref31和第二参考电压Vref32之间，所述反馈信号FB的平均值等于(Vref31+Vref32)/2。一般第二参考电压Vref32被设计比第一参考电压Vref31稍高一点，如高5mV。这样，PFM模式下的反馈信号FB平均值比PWM模式下高5mV/2＝2.5mV。如果以分压电阻 

为例，PFM模式下的输出电压平均值比PWM模式下高2.5mVX3＝7.5mV。 

综上所述，通过采用图3中实施例的方式，PFM模式下的输出电压平均值与PWM模式下平均值之差在芯片之间的偏差可忽略，而不会存在现有技术中额外由于输入偏差导致较大的误差。由上可知，图3中的模式选择控制电路，其当模式选择信号PWM为高电平时使电路处于PWM模式下，并选择第一参考电压Vref31作为误差放大器EA的第二输入电压，从而使得反馈信号FB调节至第一参考电压Vref31的值；当模式选择信号PWM为低电平时使电路处于PFM模式下，并根据所述误差放大器EA的输出结果选择第二参考电压Vref32或第一参考电压Vref31作为误差放大器EA的第二输入电压，从而使得反馈信号FB 大致调节至第一参考电压Vref31和第二参考电压Vref32平均值。一般的，将第二参考电压Vref32设计得比Vref31稍高一点，其平均值会很小，从而使其两种模式下输出的电压偏差较小。 

本发明中另一种电压转换器中的模式选择控制电路，其包括误差放大器和参考电压选择模块，其中反馈信号作为所述误差放大器的第一输入端的输入信号，在模式控制信号为PWM模式时，所述误差放大器的输出进入PWM控制回路以实现PWM控制，所述参考电压选择模块选择第一参考电压作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号；在模式控制信号为PFM模式时，所述误差放大器的输出进入PFM控制回路以实现PFM控制，所述参考电压选择模块基于所述误差放大器的输出从第二参考电压和第三参考电压中选择一个作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号，其中第一参考电压为第二参考电压和第三参考电压的均值。 

同样的，所述模式选择控制电路还包括至少一反相器和一开关，其中所述误差放大器的输出经过至少一反相器进入PFM控制回路，所述参考电压选择模块基于所述反相器的输出从第二参考电压和第三参考电压中选择一个作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号；所述误差放大器通过一开关进入PWM控制回路，在模式控制信号为PWM模式时，所述开关导通，在模式控制信号为PFM模式时，所述开关截止。 

所述参考电压选择模块包括在模式控制信号为PWM模式时选择第一参考电压作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号，在模式控制信号为PFM模式且所述反相器的输出为第一电平时选择第二参考电压作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号，在模式控制信号为PFM模式且所述反相器的输出为第二电平时选择第三参考电压作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号的控制逻辑。 

在一个实施例中，如图4所示，其示出了本发明中PWM_PFM选择控制电路在另一个实施例中的示意图，所述PWM_PFM选择控制电路包括误差放大器EA和参考电压选择模块、第一反相器INV1和第一开关S1，其中所述参考电压选择模块包括第四开关S4、第五开关S5、第六开关S6、第七开关S7和第四反相器INV4，此外，所述电路还包括第二反相器INV2、补偿电路和比较器PWMC。 

上述电路中的各个元件连接如下：所述第四反相器INV4的输入端连接于所述模式控制信号PWM，其输出端连接所述第七开关S7的控制端；所述第四开关S4的控制端与所述模式控制PWM连接，所述第四开关S4的输入端输入第一参考电压Vref41，其输出端于所述误差放大器EA的第二输入端连接；第五开关S5的控制端连接于所述第一反相器INV1和第二反相器INV2之间，其输入端输入第二参考电压Vref42，所述第七开关S7串联于所述第五开关S5和所述误差放大器EA第二输入端之间；所述第六开关S6的控制端连接于所述第二反相器INV2的输出端，其输入端输入第三参考电压Vref43，其输出端连接于第五开关S5和第七开关S7之间；所述误差放大器EA的第一输入端输入的信号为反馈信号FB；其中误差放大器EA、第一开关S1、补偿电路、比较器PWMC以及其间的连接关系分别与图3中所示的实施例相同，这里就不再详述。 

通过上述连接可知，当所述模式控制信号PWM为高电平时，所述第四开关S4导通，第七开关S7断开。第一参考电压Vref41被连接至误差放大器EA的第二输入端，使误差放大器EA可正常工作在PWM模式下。当所述模式控制信号PWM为低电平时，且第二反相器INV2输出信号PON初始状态为高电平时(即FB电压较低时)，此时第二参考电压Vref42被第六开关S6和第七开关S7导通后连接至误差放大器EA的第二输入端，反馈信号FB电压需升高超过第二参考电压Vref42时，作为比较器的EA才翻转，即PON从高电平变为低电平。第二参考电压Vref42被设为比第一参考电压Vref41稍高一点的值，例如Vref42＝Vref41+3mV。当模式控制信号PWM为低电平时，且PON初始状态为低电平时(即FB电压较高时)，第三参考电压Vref43被第五开关S5和第七开关S7导通后连接至误差放大器EA的第二输入端，反馈信号FB电压需降低至低于第三参考电压Vref43时，作为比较器的EA才翻转，即PON从低电平变为高电平。其中将所述第三参考电压Vref43设置为比第一参考电压Vref41稍低的值，例如Vref43＝Vref41-3mV。在PFM模式下所述反馈信号FB电压被调制在第三参考电压Vref43和第二参考电压Vref42之间，即所述反馈信号FB的平均值等于：(Vref42+Vref43)/2＝[(Vref41+3mV)+(Vref41-3mV)]/2＝Vref41。这样即可实现PFM工作模式下反馈信号FB平均电压和PWM模式下反馈信号FB工作电压相等，由于PFM模式电阻分压比例和PWM模式下电阻分压比例不变，因此PFM 模式下输出电压平均值和PWM模式下输出电压相等，从而消除了两种模式下输出电压的偏差。 

图5为本发明中PWM_PFM控制电路的误差放大器EA的内部实现电路图，其中误差放大器EA包括第五反相器INV5、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第五PMOS管MP5、第六PMOS管MP6、第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第四NMOS管MN4、第五NMOS管MN5、第六NMOS管MN6、第一控制开关Se1、第二控制开关Se2、第三控制开关Se3和第四控制开关Se4。 

上述各个元件具体连接如下：所述模式控制信号PWM作为所述第五反相器INV5的输入端，所述第五反相器INV5的输出端与所述第一控制开关Se1、第二控制开关Se2、第三控制开关Se3和第四控制开关Se4的控制端分别连接；所述误差放大器EA的两个输入端与所述第一PMOS管MP1和第二PMOS MP2管的栅极连接；第一NMOS管MN1和第三NMOS MN3管构成第一电流镜，第二NMOS管MN2和第四NMOS管MN4构成第二电流镜，第三PMOS管MP3和第四PMOS管MP4构成第三电流镜；第五NMOS管MN5和第六NMOS管MN6分别级联在第一电流镜和第二电流镜上，第五PMOS管MP5和第六PMOS管MP6分别级联在第三电流镜上；第一电阻R1连接在第一PMOS管MP1和第一NMOS管MN1之间，第二电阻R2连接在第二PMOS管M2和第二NMOS管MN2之间，第三电阻R3连接在第五PMOS管MP5和第五NMOS管MN5之间；第一控制开关Se1与第六NMOS管MN6并联，第二控制开关Se2与第五NMOS管MN5并联，第三控制开关Se3与第五PMOS管MP5并联，第四控制开关Se4与第六PMOS管并联；所述第六PMOS管MP6和第六NMOS管MN6之间一节点作为所述误差放大器的输出端。 

根据上述EA结构电路图可知：当模式控制信号PWM为PWM模式(如高电平)时，第一控制开关Se1，第二控制开关Se2，第三控制开关Se3和第四控制开关Se4都断开，电路其他部分工作为高增益、高输出阻抗的跨导放大器状态。由于第一NMOS管MN1和第三NMOS MN3管构成第一电流镜，第二NMOS管MN2和第四NMOS管MN4构成第二电流镜，第三PMOS管MP3和第四PMOS 管MP4构成第三电流镜，第五NMOS管MN5和第六NMOS管MN6分别级联在所述第一电流镜和第二电流镜上，可以增加输出阻抗，而第五PMOS管MP5和第六PMOS管MP6级联在第三电流镜上，也增加输出阻抗。第一电阻R1为级联管第五NMOS管MN5提供偏置电压，第二电阻R2为级联管第六NMOS管MN6提供偏置电压，第三电阻R3为级联管第五PMOS管MP5和第六PMOS管MP6提供偏置电压。当模式控制信号PWM为PFM模式(如低电平)时，PFM信号变成高电平，此时第一控制开关Se1，第二控制开关Se2，第三控制开关Se3和第四控制开关Se4导通，导致与其并联的各个级联管被短路，这样可以提高放大器EA的工作速度。 

综上所述，本发明提供两种在转换器中PWM模式和PFM模式的选择控制电路，其中的PWM模式和PFM模式共享同一个误差放大器，从而可以尽可能的降低PFM模式下的输出电压与PWM模式下的输出电压在芯片之间的偏差。 

上述说明已经充分揭露了本发明的具体实施方式。需要指出的是，熟悉该领域的技术人员对本发明的具体实施方式所做的任何改动均不脱离本发明的权利要求书的范围。相应地，本发明的权利要求的范围也并不仅仅局限于前述具体实施方式。 

Claims (7)

1.一种电压转换器中的模式选择控制电路，其包括误差放大器和参考电压选择模块，其特征在于：反馈信号作为所述误差放大器的第一输入端的输入信号，

在模式控制信号为PWM模式时，所述误差放大器处于误差放大器状态，所述误差放大器的输出进入PWM控制回路以实现PWM控制，所述参考电压选择模块选择第一参考电压作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号；

在模式控制信号为PFM模式时，所述误差放大器处于比较器状态，所述误差放大器的输出进入PFM控制回路以实现PFM控制，所述参考电压选择模块基于所述误差放大器的输出从第一参考电压和第二参考电压中选择一个作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号，

所述误差放大器的输出经过至少一反相器进入PFM控制回路，所述参考电压选择模块基于所述反相器的输出从第一参考电压和第二参考电压中选择一个作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号；所述误差放大器通过一开关进入PWM控制回路，在模式控制信号为PWM模式时，所述开关导通，在模式控制信号为PFM模式时，所述开关截止。

2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于：第二参考电压高于第一参考电压。

3.根据权利要求1所述的电路，其特征在于：所述参考电压选择模块包括在模式控制信号为PWM模式时选择第一参考电压作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号，在模式控制信号为PFM模式且所述反相器的输出为第一电平时选择第一参考电压作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号，在模式控制信号为PFM模式且所述反相器的输出为第二电平时选择第二参考电压作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号的控制逻辑。

4.根据权利要求1-3中任一所述的电路，其特征在于：

所述误差放大器包括第一差分管、第二差分管、PMOS电流镜、第一NMOS电流镜、第二NMOS电流镜，

第一NMOS电流镜的一个支路与第一差分管相连，第一NMOS电流镜的另一个支路与PMOS电流镜的一个支路相连，

第二NMOS电流镜的一个支路与第二差分管相连，第二NMOS电流镜的另一个支路与PMOS电流镜的另一个支路相连，

在模式控制信号为PWM模式时，在PMOS电流镜的支路与第一NMOS电流镜的支路之间串联有级联晶体管，在PMOS电流镜的支路与第二NMOS电流镜的支路之间串联有级联晶体管，

在模式控制信号为PFM模式时，将所述级联晶体管短路。

5.一种电压转换器中的模式选择控制电路，其包括误差放大器和参考电压选择模块，其特征在于：反馈信号作为所述误差放大器的第一输入端的输入信号，

在模式控制信号为PWM模式时，所述误差放大器的输出进入PWM控制回路以实现PWM控制，所述参考电压选择模块选择第一参考电压作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号；

在模式控制信号为PFM模式时，所述误差放大器的输出进入PFM控制回路以实现PFM控制，所述参考电压选择模块基于所述误差放大器的输出从第二参考电压和第三参考电压中选择一个作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号，其中第一参考电压为第二参考电压和第三参考电压的均值，所述误差放大器的输出经过至少一反相器进入PFM控制回路，所述参考电压选择模块基于所述反相器的输出从第二参考电压和第三参考电压中选择一个作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号；所述误差放大器通过一开关进入PWM控制回路，在模式控制信号为PWM模式时，所述开关导通，在模式控制信号为PFM模式时，所述开关截止。

6.根据权利要求5所述的电路，其特征在于，所述参考电压选择模块包括在模式控制信号为PWM模式时选择第一参考电压作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号，在模式控制信号为PFM模式且所述反相器的输出为第一电平时选择第二参考电压作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号，在模式控制信号为PFM模式且所述反相器的输出为第二电平时选择第三参考电压作为所述误差放大器的第二输入端的输入信号的控制逻辑。

7.根据权利要求5-6任一所述的电路，其特征在于：

所述误差放大器包括第一差分管、第二差分管、PMOS电流镜、第一NMOS电流镜、第二NMOS电流镜，

第一NMOS电流镜的一个支路与第一差分管相连，第一NMOS电流镜的另一个支路与PMOS电流镜的一个支路相连，

第二NMOS电流镜的一个支路与第二差分管相连，第二NMOS电流镜的另一个支路与PMOS电流镜的另一个支路相连，

在模式控制信号为PWM模式时，在PMOS电流镜的支路与第一NMOS电流镜的支路之间串联有级联晶体管，在PMOS电流镜的支路与第二NMOS电流镜的支路之间串联有级联晶体管，

在模式控制信号为PFM模式时，将所述级联晶体管短路。

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