CN108021168A - 一种适用于开关电容稳压器的变频变压调制电路 - Google Patents

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Abstract

一种适用于开关电容稳压器的变频变压调制电路，属于电力电子技术领域。负载电流频率转换电路的第一输入端连接开关电容功率级的输出端，第二输入端连接负载电源，产生一个频率与负载电流成正比的周期信号至开关控制及驱动电路的频率输入端；误差放大器放大基准电压和分压电路产生的反馈电压，其输出端连接开关控制及驱动电路的电压输入端；开关控制及驱动模块根据其频率输入端的输入信号产生正确的开关时序，并将其电压输入端的输入信号转换成对应开关的驱动电压。本发明可根据负载电流自适应地产生优化的开关频率和功率开关驱动电压，从而使开关电容稳压器一直工作在高效率、低纹波的工作点；同时提高了在复杂负载环境下开关电容稳压器的性能。

Description

一种适用于开关电容稳压器的变频变压调制电路
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，涉及一种适用于开关电容稳压器的变频变压调制电路。
背景技术
开关电容稳压器以其体积小、效率高、电磁干扰低和可升压可降压的特性，在片上系统供电、高压驱动、能量采集等应用中被广泛使用。开关电容稳压器作为功率变换器的一种，其效率和纹波是非常重要的性能指标，而调制模式会对开关电容稳压器的效率和纹波产生很大影响，这种影响在轻载情况下更为明显。
传统开关电容稳压器的调制方式可分为线性调制和PFM脉冲频率调制。线性调制方法通过级联或者是内嵌LDO调节输出电压，这种方法的最大优点是输出纹波小，但是由于其开关频率固定，在轻载时效率迅速下降。PFM脉冲频率调制通过调节开关频率实现稳压，由于轻载时开关频率降低，可以获得更高的轻载效率，但是输出纹波很大，经常需要很大的去耦电容。
发明内容
针对上述的传统开关电容稳压器调制模式不能兼顾纹波和效率的问题，本发明提出一种适用于开关电容稳压器的变频变压调制电路，为开关电容稳压器提供稳定输出电压的同时，在宽输出电流范围内均能保持高效率和小输出电压纹波。
本发明的技术方案为：
一种适用于开关电容稳压器的变频变压调制电路，所述开关电容稳压器包括开关电容功率级和负载，所述变频变压调制电路包括负载电流频率转换电路、误差放大器、开关控制及驱动电路和分压电路，
所述负载电流频率转换电路的第一输入端连接所述开关电容功率级的输出端，其第二输入端连接所述负载的电源端口，其输出端连接所述开关控制及驱动电路的频率输入端；
所述分压电路包括串联的第一分压电阻R1和第二分压电阻R2，第一分压电阻R1的另一端连接所述开关电容功率级的输出端，第二分压电阻R2的另一端接地；
所述误差放大器的负向输入端连接第一分压电阻R1和第二分压电阻R2的串联点，其正向输入端连接基准电压Vref，其输出端连接所述开关控制及驱动电路的电压输入端；
所述开关控制及驱动电路的输出端作为所述变频变压调制电路的输出端输出开关驱动信号。
具体的，所述负载电流频率转换电路包括第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、运算放大器OP1、补偿电流源IC和流控振荡器，
第一PMOS管MP1的栅极连接第二PMOS管MP2的栅极和使能信号EN，其源极连接第二PMOS管MP2的源极和所述开关电容功率级的输出端，其漏极连接运算放大器OP1的负向输入端和所述负载的电源端口；
第一NMOS管MN1的栅极连接运算放大器OP1的输出端，其漏极连接运算放大器OP1的正向输入端和第二PMOS管MP2的漏极，其源极连接第二NMOS管MN2的栅极和漏极以及第三NMOS管MN3的栅极并通过补偿电流源IC后接地；
第三PMOS管MP3的栅漏互连并连接第三NMOS管MN3的漏极，其源极连接电源电压VDD；第三NMOS管MN3的源极接地；
所述流控振荡器包括N个串联的流控延迟单元，其中N为大于1的奇数；
所述每个流控延迟单元包括第四NMOS管MN4、第五NMOS管MN5、第四PMOS管MP4和第五PMOS管MP5，
第四PMOS管MP4的栅极作为所述流控延迟单元的正控制端连接第三NMOS管MN3的漏极，其漏极连接第五PMOS管MP5的源极，其源极连接电源电压VDD；
第四NMOS管MN4的栅极连接第五PMOS管MP5的栅极并作为所述流控延迟单元的输入端，其漏极连接第五PMOS管MP5的漏极并作为所述流控延迟单元的输出端，其源极连接第五NMOS管MN5的漏极；
第五NMOS管MN5的栅极作为所述流控延迟单元的负控制端连接第三NMOS管MN3的栅极，其源极接地；
所述每个流控延迟单元的输入端连接前一个流控延迟单元的输出端，第一个流控延迟单元的输入端连接最后一个流控延迟单元的输出端并作为所述负载电流频率转换电路的输出端。
本发明的有益效果为：本发明根据负载电流自适应地产生优化的开关频率和功率开关驱动电压，从而使开关电容稳压器一直工作在高效率、低纹波的工作点；本发明所提出的调制方式提高了在复杂负载环境下开关电容稳压器的性能；相比于传统PFM脉冲频率调制模式，在纹波要求相同的情况下，只需要更小的输出去耦电容即可满足要求。
附图说明
图1为本发明提供的变频变压调制电路在开关电容稳压器中的整体结构示意图。
图2为实施例中负载电流频率转换电路的结构示意图。
图3为实施例中驱动电路和实现控制模块的结构示意图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步说明。
本发明提供的变频变压调制电路适用于开关电容稳压器，下面以MOS管做开关的开关电容稳压器为例详细说明本发明，值得说明的是，本发明的应用范围包括但不限于MOS管做开关的开关电容稳压器。
如图1所示是本发明提出的变频变压调制电路应用于开关电容稳压器的结构示意图，包括负载电流-频率转换电路、误差放大器、开关控制及驱动电路和分压电路，负载电流-频率转换电路的第一输入端连接开关电容功率级的输出电压Vout，其第二输入端连接负载的电源端口输出的负载电流Iload，产生一个频率与负载电流Iload成正比的周期信号，这个信号作为开关电容功率级的开关频率。
分压电路包括串联的第一分压电阻R1和第二分压电阻R2，其串联点作为采样反馈点，将开关电容功率级的输出电压Vout按比例分压得到反馈电压Vfb连接误差放大器的负向输入端。
误差放大器将反馈电压Vfb和参考电压Vref放大，其输出端连接开关控制及驱动电路的电压输入端，其输出电压值经过开关控制及驱动电路转换为驱动电压，其中驱动电压定义为开关电容功率级中MOS开关开启时的栅源电压。
开关控制及驱动电路的作用有两个：第一，根据所输入的频率信号，产生正确的开关时序；第二，将误差放大器的输出电压转换成对应开关的驱动电压驱动MOS功率开关。在该调制模式中有两个控制环路，分别是检测负载电流并控制开关频率的电流环和检测输出电压并控制驱动电压的电压环。当负载电流变化时，负载电流-频率转换电路所输出的频率改变。同时，由于输出电压和参考值的误差变大，误差放大器的输出相应改变，开关电容功率级中的MOS开关的驱动电压改变，改变开关电容功率级的等效输出电阻，从而使输出电压重新稳定到参考值附近。
理论研究表明，开关电容功率级的等效输出电阻可以表示为：
通过推导可以得到，对于MOS开关，开关电容功率级的开关损耗可以表示为：
其中，Rssl代表慢开关约束等效输出电阻，Rfsl代表快开关约束等效输出电阻，fsw表示开关频率，Cf代表开关电容功率级中的飞电容，W/L代表MOS开关的宽长比，α是与拓扑结构相关的系数，D表示开关的占空比，Ron表示开关导通电阻，Cgs表示开关的栅源电容，Vgs表示开关导通时的栅源电压，Vth代表阈值电压，K’是MOSFET的本征导电因子。
从理论上说，对于一个确定的拓扑，式(2)对Vgs求导并求得Vgs，即可得到特定等效输出电阻下使开关损耗最小的开关驱动电压，同理也可得到使开关损耗最小的开关频率。由于等效输出电阻带来的损耗是确定的，所以使开关损耗最小的开关频率和开关驱动电压就是使整个开关电容稳压器损耗最小、效率最高的开关频率和驱动电压。进一步的研究表明最优开关频率与负载电流成正比。开关频率和调节驱动电压的开关一旦确定，根据式(1)，只可能存在唯一的驱动电压使输出电压稳定在参考值，这个值可以通过由误差放大器构成的反馈环路自动获得。另一方面，研究表明，输出电压纹波与开关电容稳压器中开关导通损耗和电荷再分配损耗的比值相关，比值越高，纹波越小。由于本发明在负载变小时增大了开关导通电阻，从而提高了开关导通损耗和电荷再分配损耗的比值，使纹波减小。相比于PFM脉冲频率调制模式，在纹波要求相同的情况下，只需要更小的输出去耦电容即可满足要求。
如图2所示为本实施例中负载电流-频率转换电路的结构示意图，运算放大器OP1通过负反馈钳位节点A和节点B的电压，使其相等，所以偏置电流Ibias为电流饥饿型流控振荡器提供控制电流。所以振荡器的输出频率可以表示为：
其中，n为振荡器延迟单元的级数，N为第二NMOS管MN2和第三NMOS管MN3的宽长比之比，M为第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2的宽长比之比，Cdelay是延迟单元的等效输入电容，IC是补偿电流。可见，该结构可以实现频率与负载电流Iload成正比。
本实施例中的开关控制及驱动电路包括若干个相似的驱动电路和时序控制模块，其功能在于使开关电容功率级中的功率开关按正确的时序工作，以及提供可变的驱动电压。以NMOS功率开关的驱动电路为例，如图3所示为驱动电路和时序控制模块与功开关电容功率级中功率NMOS管的连接示意图，包括开关s1、s2和功率放大器。时序控制模块负责根据功率开关的时钟频率，产生开关s1和s2的控制信号。时序信号根据开关电容功率级的拓扑结构进行设计，由数字逻辑电路实现。开关s1截止，s2导通时，功率NMOS管截止。开关s1导通，s2截止时，功率NMOS管导通。此时由于功率放大器接成单位增益负反馈结构，A点的电压近似等于功率放大器的正输入端，也就是本发明中误差放大器的输出端，即可实现功率NMOS开关的驱动电压与误差放大器的输出相等。PMOS功率开关的驱动电路可以用相似的结构实现驱动电压与误差放大器的输出相等或者正相关。
通过上述发明内容，本发明提出的适用于开关电容稳压器的变频变压调制电路，可根据负载电流自适应地产生优化的开关频率和功率开关驱动电压，从而使开关电容稳压器一直工作在高效率、低纹波的工作点。所提出的调制方式提高了在复杂负载环境下开关电容稳压器的性能。
本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。

Claims (2)

1.一种适用于开关电容稳压器的变频变压调制电路，所述开关电容稳压器包括开关电容功率级和负载，其特征在于，所述变频变压调制电路包括负载电流频率转换电路、误差放大器、开关控制及驱动电路和分压电路，
所述负载电流频率转换电路的第一输入端连接所述开关电容功率级的输出端，其第二输入端连接所述负载的电源端口，其输出端连接所述开关控制及驱动电路的频率输入端；
所述分压电路包括串联的第一分压电阻(R1)和第二分压电阻(R2)，第一分压电阻(R1)的另一端连接所述开关电容功率级的输出端，第二分压电阻(R2)的另一端接地；
所述误差放大器的负向输入端连接第一分压电阻(R1)和第二分压电阻(R2)的串联点，其正向输入端连接基准电压(Vref)，其输出端连接所述开关控制及驱动电路的电压输入端；
所述开关控制及驱动电路的输出端作为所述变频变压调制电路的输出端输出开关驱动信号。
2.根据权利要求1所述的适用于开关电容稳压器的变频变压调制电路，其特征在于，所述负载电流频率转换电路包括第一NMOS管(MN1)、第二NMOS管(MN2)、第三NMOS管(MN3)、第一PMOS管(MP1)、第二PMOS管(MP2)、第三PMOS管(MP3)、运算放大器(OP1)、补偿电流源(IC)和流控振荡器，
第一PMOS管(MP1)的栅极连接第二PMOS管(MP2)的栅极和使能信号(EN)，其源极连接第二PMOS管(MP2)的源极和所述开关电容功率级的输出端，其漏极连接运算放大器(OP1)的负向输入端和所述负载的电源端口；
第一NMOS管(MN1)的栅极连接运算放大器(OP1)的输出端，其漏极连接运算放大器(OP1)的正向输入端和第二PMOS管(MP2)的漏极，其源极连接第二NMOS管(MN2)的栅极和漏极以及第三NMOS管(MN3)的栅极并通过补偿电流源(IC)后接地；
第三PMOS管(MP3)的栅漏互连并连接第三NMOS管(MN3)的漏极，其源极连接电源电压(VDD)；第三NMOS管(MN3)的源极接地；
所述流控振荡器包括N个串联的流控延迟单元，其中N为大于1的奇数；
所述每个流控延迟单元包括第四NMOS管(MN4)、第五NMOS管(MN5)、第四PMOS管(MP4)和第五PMOS管(MP5)，
第四PMOS管(MP4)的栅极作为所述流控延迟单元的正控制端连接第三NMOS管(MN3)的漏极，其漏极连接第五PMOS管(MP5)的源极，其源极连接电源电压(VDD)；
第四NMOS管(MN4)的栅极连接第五PMOS管(MP5)的栅极并作为所述流控延迟单元的输入端，其漏极连接第五PMOS管(MP5)的漏极并作为所述流控延迟单元的输出端，其源极连接第五NMOS管(MN5)的漏极；
第五NMOS管(MN5)的栅极作为所述流控延迟单元的负控制端连接第三NMOS管(MN3)的栅极，其源极接地；
所述每个流控延迟单元的输入端连接前一个流控延迟单元的输出端，第一个流控延迟单元的输入端连接最后一个流控延迟单元的输出端并作为所述负载电流频率转换电路的输出端。
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