CN102969894A - Dc-dc转换器模式自动转换电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种DC-DC转换器模式自动转换电路,主要解决现有模式转换电路转换对应的负载电流随外部条件变化,只能应用在电流模控制转换器中的问题。该模式转换电路包括功率级电路、反馈网络、反馈控制电路、平均电流采样电路、迟滞比较器和逻辑控制及驱动电路;功率级电路分别为平均电流采样电路提供电压信号VOUT和开关信号SW2,逻辑控制及驱动电路分别为平均电流采样电路提供使能信号VE和电压驱动信号VD,平均电流采样电路输出平均电压信号VA,反馈网络为反馈控制电路提供电压反馈信号VFB,迟滞比较器为逻辑控制及驱动电路提供工作模式信号V6。本发明采用了平均电流采样电路,保证了负载电流不变,增加了转换器的控制方式,可用于模拟集成电路。
Description
技术领域
本发明属于电子电路技术领域,特别涉及DC-DC转换器模式自动转换电路,可用于模拟集成电路。
背景技术
在电源管理领域,DC-DC转换器通过开关控制提供一个稳定的输出电压。同步DC-DC转换器至少包含两个开关元件,控制电路检测输出电压,并生成反馈信号来调节开关元件的占空比。DC-DC转换器存在一个严重的问题:当负载电流很小时,转换器的效率会明显降低。转换器的损耗主要包含导通损耗、开关损耗和静态损耗,其中静态损耗和开关损耗基本不随负载变化。重载时,转换器的主要损耗为导通损耗;轻载时,导通损耗减小,静态损耗和开关损耗占主导地位。因此,轻载时转换器的效率明显降低。这一问题对于使用电池供电设备的应用尤为严重,因为当系统工作在待机模式下,DC-DC转换器模块会消耗很大的功耗。
在轻载时,为了提高转换器的效率,延长电池的工作时间,通常使转换器工作在另一种低功耗的模式下以降低转换器损耗。这种工作模式一般通过降低转换器开关损耗和静态损耗来实现。脉冲频率调制PFM模式是一种典型的低功耗模式,在该模式下,转换器工作足够长的时间使输出电压达到一定值,例如高于正常值1%,然后进入休眠状态。在休眠状态下,所有开关停止切换,其所在芯片的大部分电路关断,负载通过输出电容来提供能量。当输出电压降低到一定值时,例如低于正常值1%,转换器将退出休眠状态,重新进入普通的工作模式。在低功耗模式下,休眠时间随着负载电流的减小而增大。因此,在轻载时,使用低功耗模式可以保持相对较高的效率。在重载时,通常转换器工作在脉冲宽度调制PWM模式下,在这种模式下转换器每个周期开关都要切换,相对于低功耗模式能够实现更小的输出纹波电压。若设计一种模式自动控制电路,使转换器的工作模式随着负载电流的变化自动地在PWM模式和低功耗模式之间转换,既可以解决轻负载时效率低的问题,又可以使重载时输出电压保持较小的纹波。
目前已经发表了一些模式自动控制的方法。图1为一种应用于电流模控制转换器的模式自动控制的方法。由于误差放大器的输出电压能够反映负载电流的大小,当该电压减小到一个预先设定值时,表明负载电流小于设定值,转换器进入休眠状态。在休眠状态下,当输出电压小于一个预先设定值时,转换器退出休眠状态。也就是说,当负载较小时,转换器工作在一种低功耗模式下,即在休眠状态和开关状态之间转换。当负载较大时,转换器工作在PWM模式下。这种方法虽可实现电流模控制转换器的轻载和重载模式的自动控制,然而这种方法存在一个严重的问题:即误差信号代表电感的峰值电流,而不是负载的平均电流。这会导致模式切换对应的负载电流随着输入输出电压,电感和开关频率的变换而变化。此外,这种方法也仅能应用在电流模控制的转换器中。
发明内容
本发明的目的在于针对现有技术的不足,提供一种DC-DC转换器模式自动转换电路。该方法可以减小外围应用电路,模式切换点所对应的负载电流基本保持不变。此外,该方法不仅适应于电流模控制的转换器,也适应于电压模、迟滞模式等其它控制方法转换器。
为实现上述目的,本发明包括:功率级电路1、反馈网络2、反馈控制电路3、迟滞比较器5和逻辑控制及驱动电路6;功率级电路1与反馈网络2相连,输出电压信号VOUT;反馈网络2与反馈控制电路3相连,输出电压反馈信号VFB;反馈控制电路3与逻辑控制及驱动电路6相连,输出脉宽调制信号V5;迟滞比较器5与逻辑控制及驱动电路6相连,输出工作模式信号V6;逻辑控制及驱动电路6与功率级电路1相连,分别输出电压控制信号V1~V3和电压驱动信号VD,其特征在于:
功率级电路1、迟滞比较器5和逻辑控制及驱动电路6分别连接有平均电流采样电路4,用于输出平均采样信号VA;
所述平均电流采样电路4包括:
偏置电路41,它设有一个输入端和两个输出端,其输入端L作为平均电流采样电路4的第一输入端,并与其所在芯片的基准电压VBIAS相连;其第一输出端A与快速充电支路44相连,输出偏置电压信号VB2;其第二输出端B与电流采样电路42相连,输出偏置电压信号VB1;
电流采样电路42,它设有五个输入端和一个输出端,其第一输入端D作为平均电流采样电路4的第二输入端,并与逻辑控制及驱动电路6所输入的使能信号VE相连;其第二输入端E作为平均电流采样电路4的第三输入端,并与逻辑控制及驱动电路6所输入的电压驱动信号VD相连;其第三输入端F作为平均电流采样电路4的第四输入端,并与功率级电路1所输入的开关信号SW2相连;其第四输入端C与偏置电路41所输入的偏置电压信号VB1相连;其第五输入端N作为平均电流采样电路4的第五输入端,并与功率级电路1所输入的电压信号VOUT相连;其输出端G与滤波器43相连,输出瞬态电压信号VAS;
滤波器43,它设有一个输入端和一个输出端,其输入端H与电流采样电路42输入的瞬态电压信号VAS相连;其输出端I作为平均电流采样电路4的输出端,并与迟滞比较器5相连,输出平均采样信号VA;
快速充电支路44,它设有一个输入端和一个输出端,其输入端K作为平均电流采样电路4的第六输入端,并与其所在芯片的电压信号VQ相连;其输出端G与滤波器43相连,输出电流信号。
作为优选,上述模式自动转换电路的偏置电路41,包括2个NMOS管和一个PMOS管;
第一NMOS管M1和第二NMOS管M2,其栅极相连构成电流镜结构,作为偏置电路41的第二输出端B,并与电流采样电路42相连;其源极相连,并连接到地;第一NMOS管M1的漏极作为偏置电路41的输入端L,并与其所在芯片的基准电流源IREF相连;第二NMOS管M2的漏极与第五PMOS管M5的漏极相连;
第五PMOS管M5,其栅极与漏极相连,作为偏置电路41的第一输出端A,并与快速充电支路44相连;其源极与其所在芯片的电源电压VIN相连。
作为优选,上述模式自动转换电路的电流采样电路42,包括2个NMOS管、2个NMOS开关管、3个PMOS管、2个电阻、2个反相器,采样电阻RDS和PMOS采样管MDS;
第三NMOS管M3和第四NMOS管M4,其栅极相连作为电流采样电路42的第四输入端C,并与偏置电路41输入的偏置电压信号VB1相连;其源极相连,并连接到地;第三NMOS管M3的漏极与第七PMOS管M7的漏极相连;第四NMOS管M4的漏极与第八PMOS管M8的漏极相连;
第七PMOS管M7和第八PMOS管M8,其栅极相连构成运算放大器结构;第七PMOS管M7的源极与第一电阻R1的一端相连,第一电阻R1的另一端与采样电阻RDS的一端相连;第八PMOS管M8的源极与第二电阻R2的一端相连,电阻R2的另一端与采样电阻RDS的另一端相连;
第九PMOS管M9,其栅极与第七PMOS管M7的漏极相连,其源极与第八PMOS管M8的源极相连,其漏极与第十NMOS开关管M10的漏极相连;
第十NMOS开关管M10,其栅极与第一反相器I1的输出端相连,其漏极与第十一NMOS开关管M11的漏极相连,其源极与地相连;
第十一NMOS开关管M11,其栅极与第二反相器I2的输出端相连,其源极作为电流采样电路42的输出端G,输出瞬态电压信号VAS;
第一反相器I1,其输入端与逻辑控制及驱动电路6所输入的使能信号VE相连,其输出端与第二反相器I2的输入端相连;
PMOS采样管MDS,其栅极与逻辑控制及驱动电路6所输入的电压驱动信号VD相连,其源极与功率级电路1输入的电压信号VOUT相连,其漏极与功率级电路1输入的开关信号SW2相连。
作为优选,上述模式自动转换电路的滤波器43,包括3个电阻和2个电容,即第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第一电容C1和第二电容C2;
所述第四电阻R4,其一端作为滤波器43的输入端H,并与电流采样电路42输入的瞬态电压信号VAS相连;其另一端与第五电阻R5的一端相连;
所述第五电阻R5的另一端作为滤波器43的输出端I,与迟滞比较器5的反相输入端相连,输出平均采样信号VA;
所述第三电阻R3跨接于第四电阻R4的一端与地之间;
所述第一电容C1跨接于第四电阻R4的另一端与地之间;
所述第二电容C2跨接于第五电阻R5的另一端与地之间。
作为优选,上述模式自动转换电路的快速充电支路44,包括第六PMOS管M6和第十二NMOS管M12;
所述第六PMOS管M6,其栅极作为快速充电支路44的第一输入端M,并与偏置电路41输入的偏置电压信号VB2相连;其源极与其所在芯片的电源电压VIN相连;其漏极与第十二NMOS管M12的漏极相连;
所述第十二NMOS管M12,其栅极作为快速充电支路44的第二输入端K,并与其所在芯片的电压信号VQ相连;其源极作为快速充电支路44的输出端J,输出电流信号。
本发明与现有技术相比具有以下优点:
(1)本发明由于采用平均电流采样电路,保证了模式转换点所对应的负载电流不变,增加了DC-DC转换器的模式转换控制的精度。
(2)本发明由于在平均电流采样电路中设有二阶滤波器,故滤波器可集成在其所在芯片内,简化了其所在芯片的外围应用电路。
附图说明
图1为传统电流模控制的自动转换原理图;
图2为本发明的整体结构框图;
图3为本发明中的平均电流采样电路第一实施例结构框图;
图4为本发明中的平均电流采样电路第一实施例的电路原理图;
图5为本发明中的平均电流采样电路第二实施例结构框图;
图6为本发明图5中偏置电路原理图。
具体实施方式
以下结合附图及其实施例对本发明作进一步描述。
参照图2和图3,本发明的模式自动转换电路包括:功率级电路1、反馈网络2、反馈控制电路3、平均电流采样电路4、迟滞比较器5和逻辑控制及驱动电路6;该功率级电路1的输入端与逻辑控制及驱动电路6相连;该功率级电路1的第一输出端与反馈网络2相连,输出电压信号VOUT;该功率级电路1的第二输出端与平均电流采样电路4相连,输出开关信号SW2;该反馈网络2的输出端与反馈控制电路3相连,输出电压反馈信号VFB;该反馈控制电路3与逻辑控制及驱动电路6相连,输出脉宽调制信号V5;该平均电流采样电路4包括偏置电路41、电流采样电路42、滤波器43和快速充电支路44,该偏置电路41的输入端L作为平均电流采样电路4的第一输入端,并与其所在芯片的基准电压VBIAS相连;该偏置电路41的第一输出端A与快速充电支路44相连,输出偏置电压信号VB2;该偏置电路41的第二输出端B与电流采样电路42相连,输出偏置电压信号VB1;该电流采样电路42的第一输入端D作为平均电流采样电路4的第二输入端,并与逻辑控制及驱动电路6所输入的使能信号VE相连;该电流采样电路42的第二输入端E作为平均电流采样电路4的第三输入端,并与逻辑控制及驱动电路6所输入的电压驱动信号VD相连;该电流采样电路42的第三输入端F作为平均电流采样电路4的第四输入端,并与功率级电路1所输入的开关信号SW2相连;该电流采样电路42的第四输入端C与偏置电路41所输入的偏置电压信号VB1相连;该电流采样电路42的第五输入端N作为平均电流采样电路4的第五输入端,并与功率级电路1所输入的电压信号VOUT相连;该电流采样电路42的输出端G与滤波器43相连,输出瞬态电压信号VAS;该滤波器43的输入端H与电流采样电路42输入的瞬态电压信号VAS相连;该滤波器43的输出端I作为平均电流采样电路4的输出端,并与迟滞比较器5相连,输出平均采样信号VA;该快速充电支路44的输入端K作为平均电流采样电路4的第六输入端,并与其所在芯片的电压信号VQ相连;该快速充电支路44的输出端G与滤波器43相连,输出电流信号;该迟滞比较器5的输出端与逻辑控制及驱动电路6相连,输出工作模式信号V6;该逻辑控制及驱动电路6的输出端与功率级电路1相连,分别输出电压控制信号V1~V3和电压驱动信号VD。
本发明的平均电流采样电路给出如下两种实施例:
实施例一:
参照图4,本发明的平均电流采样电路4包括偏置电路41、电流采样电路42、滤波器43和快速充电支路44;
所述的偏置电路41,包括2个NMOS管和一个PMOS管,即第一NMOS管M1、第二NMOS管M2和第五PMOS管M5,其中:
第一NMOS管M1的栅极与第二NMOS管M2的栅极相连构成电流镜结构,并作为偏置电路41的第二输出端B,输出偏置电压信号VB1,为电流采样电路42提供基准电流;第一NMOS管M1的源极与第二NMOS管M2的源极相连,并连接到地;第一NMOS管M1的漏极作为偏置电路41的输入端L,并与其所在芯片的基准电流源IREF相连,为偏置电路41提供基准电流;第二NMOS管M2的漏极与第五PMOS管M5的漏极相连;
第五PMOS管M5的栅极与漏极相连,作为偏置电路41的第一输出端A,输出偏置电压信号VB2,为快速充电支路44提供基准电流;第五PMOS管M5的源极与其所在芯片的电源电压VIN相连。
所述的电流采样电路42,包括2个NMOS管、2个NMOS开关管、3个PMOS管、2个电阻、2个反相器,即第三NMOS管M3、第四NMOS管M4,第十NMOS开关管M10、第十一NMOS开关管M11,第七PMOS管M7、第八PMOS管M8、第九PMOS管M9,第一电阻R1、第二电阻R2,第一反相器I1、第二反相器I2,采样电阻RDS和PMOS采样管MDS,其中:
第三NMOS管M3的栅极与第四NMOS管M4的栅极相连作为电流采样电路42的第四输入端C,并与偏置电路41输入的偏置电压信号VB1相连;第三NMOS管M3的源极与第四NMOS管M4的源极相连,并连接到地;第三NMOS管M3的漏极与第七PMOS管M7的漏极相连;第四NMOS管M4的漏极与第八PMOS管M8的漏极相连,第三NMOS管M3和第四NMOS管M4分别为电流采样电路42的两条支路提供相同的尾电流;
第七PMOS管M7的栅极与第八PMOS管M8的栅极相连;第七PMOS管M7的源极与第一电阻R1的一端相连,第一电阻R1的另一端与采样电阻RDS的一端相连;第八PMOS管M8的源极与第二电阻R2的一端相连,电阻R2的另一端与采样电阻RDS的另一端相连,第一电阻R1和第二电阻R2的比例可调整电流采样电路的增益;
第九PMOS管M9的栅极与第七PMOS管M7的漏极相连,第九PMOS管M9的源极与第八PMOS管M8的源极相连,第九PMOS管M9的漏极与第十NMOS开关管M10的漏极相连,第三NMOS管M3、第四NMOS管M4、第七PMOS管M7、第八PMOS管M8和第九PMOS管M9组成放大器结构,使第七PMOS管M7的源极电压VG7和第八PMOS管M8的源极电压VG8相等;
第十NMOS开关管M10,其栅极与第一反相器I1的输出端相连,其漏极与第十一NMOS开关管M11的漏极相连,其源极与地相连;
第十一NMOS开关管M11,其栅极与第二反相器I2的输出端相连,其源极作为电流采样电路42的输出端G,输出瞬态电压信号VAS,第十NMOS开关管M10和第十一NMOS开关管M11用来控制采样时将电流信号传递到电阻R3上,不采样时将电流信号与电阻R3断开;
第一反相器I1,其输入端与逻辑控制及驱动电路6所输入的使能信号VE相连,其输出端与第二反相器I2的输入端相连,当电压驱动信号VD为低电平时,PMOS采样管MDS导通,使能信号VE为高电平,第十NMOS管M10关断,第十一NMOS管M11导通,电流采样电路2输出采样信号;当电压驱动信号VD为高电平时,使能信号VE为低电平,第十NMOS管M10导通,第十一NMOS管M11关断,电流采样电路2无采样信号输出。
PMOS采样管MDS,其栅极与逻辑控制及驱动电路6所输入的电压驱动信号VD相连,其源极与功率级电路1输入的电压信号VOUT相连,其漏极与功率级电路1输入的开关信号SW2相连,PMOS采样管MDS采样其所在芯片的负载电流ILOAD,跟随其所在芯片的负载电流ILOAD的变化而变化。
所述的滤波器43,包括3个电阻和2个电容,即第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5和第一电容C1、第二电容C2,其中:
第四电阻R4,其一端作为滤波器43的输入端H,并与电流采样电路42输入的瞬态电压信号VAS相连;其另一端与第五电阻R5的一端相连;
第五电阻R5的另一端作为滤波器43的输出端I,与迟滞比较器5的反相输入端相连,输出平均采样信号VA;
第三电阻R3跨接于第四电阻R4的一端与地之间;
第一电容C1跨接于第四电阻R4的另一端与地之间;
第二电容C2跨接于第五电阻R5的另一端与地之间;
第四电阻R4、第一电容C1、第五电阻R5和第二电容C2组成一个二阶滤波器。PMOS采样管MDS的电流平均值等于负载电流的平均值,故平均采样信号VA代表负载电压的平均值,且该电压不随输入输出电压、电感、电容和时钟频率的变化而变化。
所述的快速充电支路44,包括第六PMOS管M6和第十二NMOS管M12,其中:
第六PMOS管M6,其栅极作为快速充电支路44的第一输入端M,并与偏置电路41输入的偏置电压信号VB2相连;其源极与其所在芯片的电源电压VIN相连;其漏极与第十二NMOS管M12的漏极相连;
第十二NMOS管M12,其栅极作为快速充电支路44的第二输入端K,并与其所在芯片的电压信号VQ相连;其源极作为快速充电支路44的输出端J,输出电流信号,在负载为轻载模式下,若负载从轻载向重载转换时,滤波器43无法很快反应出负载的变化,此时电压信号VOUT迅速降低,若电压信号VOUT低于正常值的一定值时,例如正常值的3%~5%,转换器需强制进入脉冲宽度调制PWM模式下,通过其所在芯片的电压信号VQ使第十二NMOS管M12打开,流过第六PMOS管M6的电流直接对电容C2充电,平均采样信号VA迅速升高直至超过基准电压信号VREF时,转换器进入脉冲宽度调制PWM模式。
实施例二:
参照图5,本发明平均电流采样电路4包括:偏置电路41、电流采样电路42、滤波器43和快速充电支路44,其中电流采样电路42、滤波器43和快速充电支路44的电路结构与实施例一相同。
所述电流采样电路42的第四输入端C与其所在芯片的基准电压VBIAS相连,其他端连接均与实施例一相同;
参照图6,所述偏置电路41,设有一个输入端和一个输出端,其输入端L与其所在芯片的基准电压VBIAS相连,其输出端A与快速充电支路44相连,为快速充电支路44提供偏置电压信号。该偏置电路41,包括第二NMOS管M2和第五PMOS管M5,其中:
第二NMOS管M2,其栅极作为偏置电路41的输入端L,并与其所在芯片的基准电压VBIAS相连,为偏置电路41提供基准电流,其源极连接到地,其漏极与第五PMOS管M5的漏极相连;
第五PMOS管M5,其栅极与漏极相连,作为偏置电路41的输出端A,输出偏置电压信号VB2,并与快速充电支路44相连,为快速充电支路44提供基准电流,其源极与其所在芯片的电源电压VIN相连。
本发明的具体工作原理:
参照图4,功率级电路1输出的电压信号VOUT经反馈网络2的电阻分压后得到反馈电压信号VFB,反馈控制电路3根据反馈电压信号VFB的大小输出脉宽调制信号V5,调整功率管在每个周期内导通的占空比,使输出电压VOUT稳定在设定值。平均电流采样电路4用来检测负载瞬态电流ILAOD,产生一个与负载瞬态电流ILAOD成正比的瞬态采样信号VAS。在平均电流采样电路4中,当电压驱动信号VD为低电平时,PMOS采样管MDS导通,使能信号VE为高电平,第十NMOS管M10关断,第十一NMOS管M11导通,电流采样电路2输出采样信号。电流采样电路2对流过PMOS采样管MDS的电流进行采样,由于第七PMOS管M7、第八PMOS管M8、第九PMOS管M9、第三NMOS管M3和第四NMOS管M4组成的放大器结构使第七PMOS管M7的源极电压和第八PMOS管M8的源极电压相等。若电流采样电路2中第一电阻R1和第二电阻R2相等,则第三电阻R3上的电压为:
其中,RMD和RMDS分别代表PMOS开关管MD和采样管MDS的电阻,IMD为流过PMOS开关管MD的电流,R1和R3分别代表第一电阻R1的电阻值和第三电阻R3的电阻值。从上式可以看出第三电阻R3的电压VR3与流过PMOS开关管的电流IMD成正比。
当电压驱动信号VD为高电平时,使能信号VE为低电平,第十NMOS管M10导通,第十一NMOS管M11关断,电流采样电路2无采样信号输出,第三电阻R3上的电压为:
VR3=0
第四电阻R4、第一电容C1、第五电阻R5、第二电容C2构成一个二阶滤波器。如果PMOS开关管MD的周期为T,PMOS开关管MDS在一个周期内的导通时间为tD,那么VR3通过二阶滤波后得到的电压VA为:
式中,VA为平均采样电压,RMD和RMDS分别代表PMOS开关管MD和采样管MDS的电阻,IMD为流过PMOS开关管MD的电流,R1和R3分别代表第一电阻R1的电阻值和第三电阻R3的电阻值。由于PMOS开关管MD的电流平均值等于负载电流的平均值,故平均采样信号VA代表负载电压的平均值,且该电压不随输入输出电压、电感、电容和时钟频率的变化而变化。
在低功耗模式下,若负载从轻载向重载转换时,滤波器43无法很快反应出负载的变化,此时电压信号VOUT迅速降低,若电压信号VOUT低于正常值的一定值时,例如正常值的3%~5%,转换器需强制进入脉冲宽度调制PWM模式下,快速充电支路44中的第十二NMOS管M12导通,流过第六PMOS管M6的电流直接对电容C2充电,平均采样信号VA迅速升高直至超过基准电压信号VREF时,转换器进入脉冲宽度调制PWM模式。迟滞比较器5将反相输入端输入的平均采样信号VA与其所在芯片的参考电压VREF进行比较,若平均采样信号VA小于其所在芯片的参考电压VREF时,负载电流ILOAD较小,迟滞比较器5输出高电平,使DC-DC转换器工作在低功耗模式下;当平均采样信号VA大于其所在芯片的参考电压VREF时,负载电流ILOAD较大,迟滞比较器5输出低电平使转换器工作在脉冲宽度调制PWM模式下;迟滞比较器5的作用是为了防止DC-DC转换器在低功耗模式和脉冲宽度调制PWM模式之间振荡。
根据电荷平衡原理,在稳定状态下单位时间给电容COUT充电的电荷等于电容COUT放电电荷。
其中T代表时钟周期,IMD代表流过开关管MD的电流,ILOAD代表负载电流。也就是说,平均负载电流ILOAD等于流过PMOS开关管MD的平均电流。因此,可以通过检测流过MD的平均电流得到负载的平均电流ILOAD。
以上仅是本发明的两个最佳实例,不构成对本发明的任何限制,显然在本发明的构思下,对其电路进行不同的变更与改进,均在本发明的保护之列。
Claims (6)
1.一种DC-DC转换器模式自动转换电路,包括:功率级电路(1)、反馈网络(2)、反馈控制电路(3)、迟滞比较器(5)和逻辑控制及驱动电路(6);功率级电路(1)与反馈网络(2)相连,输出电压信号VOUT;反馈网络(2)与反馈控制电路(3)相连,输出电压反馈信号VFB;反馈控制电路(3)与逻辑控制及驱动电路(6)相连,输出脉宽调制信号V5;迟滞比较器(5)与逻辑控制及驱动电路(6)相连,输出工作模式信号V6;逻辑控制及驱动电路(6)与功率级电路(1)相连,分别输出电压控制信号V1~V3和电压驱动信号VD,其特征在于:
功率级电路(1)、迟滞比较器(5)和逻辑控制及驱动电路(6)分别连接有平均电流采样电路(4),用于输出平均采样信号VA;
所述平均电流采样电路(4)包括:
偏置电路(41),它设有一个输入端和两个输出端,其输入端L作为平均电流采样电路(4)的第一输入端,并与其所在芯片的基准电压VBIAS相连;其第一输出端A与快速充电支路(44)相连,输出偏置电压信号VB2;其第二输出端B与电流采样电路(42)相连,输出偏置电压信号VB1;
电流采样电路(42),它设有五个输入端和一个输出端,其第一输入端D作为平均电流采样电路(4)的第二输入端,并与逻辑控制及驱动电路(6)所输入的使能信号VE相连;其第二输入端E作为平均电流采样电路(4)的第三输入端,并与逻辑控制及驱动电路(6)所输入的电压驱动信号VD相连;其第三输入端F作为平均电流采样电路(4)的第四输入端,并与功率级电路(1)所输入的开关信号SW2相连;其第四输入端C与偏置电路(41)所输入的偏置电压信号VB1相连;其第五输入端N作为平均电流采样电路(4)的第五输入端,并与功率级电路(1)所输入的电压信号VOUT相连;其输出端G与滤波器(43)相连,输出瞬态电压信号VAS;
滤波器(43),它设有一个输入端和一个输出端,其输入端H与电流采样电路(42)输入的瞬态电压信号VAS相连;其输出端I作为平均电流采样电路(4)的输出端,并与迟滞比较器(5)相连,输出平均采样信号VA;
快速充电支路(44),它设有一个输入端和一个输出端,其输入端K作为平均电流采样电路(4)的第六输入端,并与其所在芯片的电压信号VQ相连;其输出端G与滤波器(43)相连,输出电流信号。
2.根据权利要求1所述的模式自动转换电路,其特征在于偏置电路(41),包括2个NMOS管和一个PMOS管;
第一NMOS管M1和第二NMOS管M2,其栅极相连构成电流镜结构,作为偏置电路(41)的第二输出端B,并与电流采样电路(42)相连;其源极相连,并连接到地;第一NMOS管M1的漏极作为偏置电路(41)的输入端L,并与其所在芯片的基准电流源IREF相连;第二NMOS管M2的漏极与第五PMOS管M5的漏极相连;
第五PMOS管M5,其栅极与漏极相连,作为偏置电路(41)的第一输出端A,并与快速充电支路(44)相连;其源极与其所在芯片的电源电压VIN相连。
3.根据权利要求1所述的模式自动转换电路,其特征在于电流采样电路(42),包括2个NMOS管、2个NMOS开关管、3个PMOS管、2个电阻、2个反相器,采样电阻RDS和PMOS采样管MDS;
第三NMOS管M3和第四NMOS管M4,其栅极相连作为电流采样电路(42)的第四输入端C,并与偏置电路(41)输入的偏置电压信号VB1相连;其源极相连,并连接到地;第三NMOS管M3的漏极与第七PMOS管M7的漏极相连;第四NMOS管M4的漏极与第八PMOS管M8的漏极相连;
第七PMOS管M7和第八PMOS管M8,其栅极相连构成运算放大器结构;第七PMOS管M7的源极与第一电阻R1的一端相连,第一电阻R1的另一端与采样电阻RDS的一端相连;第八PMOS管M8的源极与第二电阻R2的一端相连,电阻R2的另一端与采样电阻RDS的另一端相连;
第九PMOS管M9,其栅极与第七PMOS管M7的漏极相连,其源极与第八PMOS管M8的源极相连,其漏极与第十NMOS开关管M10的漏极相连;
第十NMOS开关管M10,其栅极与第一反相器I1的输出端相连,其漏极与第十一NMOS开关管M11的漏极相连,其源极与地相连;
第十一NMOS开关管M11,其栅极与第二反相器I2的输出端相连,其源极作为电流采样电路(42)的输出端G,输出瞬态电压信号VAS;
第一反相器I1,其输入端与逻辑控制及驱动电路(6)所输入的使能信号VE相连,其输出端与第二反相器I2的输入端相连;
PMOS采样管MDS,其栅极与逻辑控制及驱动电路(6)所输入的电压驱动信号VD相连,其源极与功率级电路(1)输入的电压信号VOUT相连,其漏极与功率级电路(1)输入的开关信号SW2相连。
4.根据权利要求1所述的模式自动转换电路,其特征在于滤波器(43),包括3个电阻和2个电容,即第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第一电容C1和第二电容C2;
所述第四电阻R4,其一端作为滤波器(43)的输入端H,并与电流采样电路(42)输入的瞬态电压信号VAS相连;其另一端与第五电阻R5的一端相连;
所述第五电阻R5的另一端作为滤波器(43)的输出端I,与迟滞比较器(5)的反相输入端相连,输出平均采样信号VA;
所述第三电阻R3跨接于第四电阻R4的一端与地之间;
所述第一电容C1跨接于第四电阻R4的另一端与地之间;
所述第二电容C2跨接于第五电阻R5的另一端与地之间。
5.根据权利要求1所述的模式自动转换电路,其特征在于快速充电支路(44),包括第六PMOS管M6和第十二NMOS管M12;
所述第六PMOS管M6,其栅极作为快速充电支路(44)的第一输入端M,并与偏置电路(41)输入的偏置电压信号VB2相连;其源极与其所在芯片的电源电压VIN相连;其漏极与第十二NMOS管M12的漏极相连;
所述第十二NMOS管M12,其栅极作为快速充电支路(44)的第二输入端K,并与其所在芯片的电压信号VQ相连;其源极作为快速充电支路(44)的输出端J,输出电流信号。
6.根据权利要求1所述的模式自动转换电路,其特征在于偏置电路(41),包括第二NMOS管M2和第五PMOS管M5;
所述第二NMOS管M2,其栅极作为偏置电路(41)的输入端L,并与其所在芯片的基准电压VBIAS相连,其源极连接到地,其漏极与第五PMOS管M5的漏极相连;
所述第五PMOS管M5,其栅极与漏极相连,作为偏置电路(41)的输出端A,并与快速充电支路(44)相连,其源极与其所在芯片的电源电压VIN相连。
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