CN106849659B - 四开关Buck-Boost变换器的控制方法及控制电路 - Google Patents

四开关Buck-Boost变换器的控制方法及控制电路 Download PDF

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Abstract

本申请实施例提供一种控制电路，该控制电路用于控制四开关降压/升压Buck‑Boost变换器，该控制电路包括控制器和过零检测电路，过零检测电路的输出端与控制电路的第四输入端连接，四开关Buck‑Boost变换器的一个开关周期包括第一区间、第二区间与第三区间；第一区间与第二区间的分界点为第一时间点t1，第二区间与第三区间的分界点为第二时间点t2，第三区间的结束时间点为第三时间点t3，控制器根据四开关Buck‑Boost变换器的工作模式，从开关周期内确定出第一时间点t1、第二时间点t2与第三时间点t3，然后根据第一时间点t1、第二时间点t2与第三时间点t3，控制第一开关、第二开关与第三开关的动作序列，使得不同工作模式下，对应区间的时长不同，实现提高电源转换效率的目的。

Description

四开关Buck-Boost变换器的控制方法及控制电路
技术领域
本申请实施例涉及变换器技术领域，尤其涉及一种四开关Buck-Boost变换器的控制方法及控制电路。
背景技术
四开关降压/升压(Buck-Boost)变换器因其可靠、高效的优点被广泛应用于电力、通信及电子仪器等领域。图1所示为四开关Buck-Boost变换器的功率级电路。请参照图1，该电路包括：第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3与第四开关S4，以及一个电感L，连接关系为：第一开关S1、电感L和第三开关S3依次串联在四开关Buck-Boost变换器的输入端(Vin)与输出端(Vout)之间，第二开关S2的一端连接于第一开关S1与电感L的公共连接点，第二开关S2的另一端接地，第四开关S4的一端连接于第三开关S3与电感L的连接点，第四开关S4的另一端接地(GND)。通过该电路，四开关Buck-Boost变换器将输入电压变换为稳定的输出电压提供给负载。通常通过电源转换效率来衡量四开关Buck-Boost变换器，电源转换效率为四开关Buck-Boost变换器的输出功率与输入功率的比值。
一般来说，四开关Buck-Boost变换器具有三种不同的工作模式，包括：降压(buck)模式、升压(boost)模式以及降压/升压(buck-boost)模式。控制四开关Buck-Boost变换器的控制电路根据输入电压和输出电压的大小，选择四开关Buck-Boost变换器的工作模式。控制电路在选中工作模式后，控制S1～S4周期性的导通与关断。控制过程中，每个开关周期分为四个区间(T1～T4区间)，每个区间分别有两个开关管导通，具体的，T1区间，开关管S1和S4导通；T2区间，开关管S1和S3导通；T3区间，开关管S2和S3导通；T4区间，开关管S2和S4导通。控制电路根据电路控制策略确定各个区间的时长，实现控制四开关Buck-Boost变换器将输入电压变换为稳定的输出电压的目的。
上述控制电路控制四开关Buck-Boost变换器的过程中，无论四开关Buck-Boost变换器工作在何种模式，对应各个区间的时长均是相同的。然而，不同工作模式下，电源转换效率最优时对应的各个区间的时长是不同的，显然，上述的控制电路无法兼顾四开关Buck-Boost变换器在不同工作模式下的电源转换效率。
发明内容
本申请实施例提供一种四开关Buck-Boost变换器的控制方法及控制电路，通过为不同的工作模式设置不同的电路控制策略，实现提高电源转换效率的目的。
第一方面，本申请实施例提供一种控制电路，用于控制四开关降压/升压Buck-Boost变换器，该控制电路包括控制器和过零检测电路，过零检测电路的输出端与控制电路的第四输入端连接；四开关Buck-Boost变换器的一个开关周期包括第一区间、第二区间与第三区间，第一区间的发生时间早于第二区间的发生时间，第二区间的发生时间早于第三区间的发生时间，且第二区间分别与第一区间和第三区间相邻；第一区间与第二区间的分界点为第一时间点t1，第二区间与第三区间的分界点为第二时间点t2，第三区间的结束时间点为第三时间点t3，控制器从第二时间点t2开始，检测过零检测电路的输出端对参考地的电压，比较过零检测电路的输出端的电压值与第二参考值的大小，并把过零检测电路的输出端的电压值大于第二参考值的时间点作为第三时间点t3，第二参考值是根据四开关Buck-Boost变换器内第二开关S2的导通电阻与第三时间点t3流经第二开关S2的电流值I3min的乘积得到的，I3min决定了四开关Buck-Boost变换器内电感L的储能，其中，电感L的储能需要满足将四开关Buck-Boost变换器内第一开关S1的寄生电容和第四开关S4的寄生电容放电，并将四开关Buck-Boost变换器内的第三开关S3的寄生电容以及第二开关S2的寄生电容充电，以实现第一开关S1和第四开关S4的零电压开通。
上述用于控制四开关Buck-Boost变换器的控制电路，将四开关Buck-Boost变换器的一个开关周期划分为第一区间、第二区间与第三区间，根据过零检测电路确定出第三区间的大小，由于四开关Buck-Boost变换器在不同工作模式下的各开关管的状态不同，过零检测电路与四开关Buck-Boost变换器、控制电路连接，使得四开关Buck-Boost变换器的不同工作模式下，第三区间的时长不同，实现提高电源转换效率的目的。
在一种可行的设计中，所述过零检测电路包括第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5与二极管D1；所述第四电阻R4的第一端与外接电源连接，所述第四电阻R4的第二端与所述第五电阻R5的第一端连接，所述第五电阻R5的第二端接地，所述第三电阻R3的第一端与所述第二开关S2的第一端连接，所述第三电阻R3的第二端与所述第四电阻R4的第二端连接，所述二极管D1与所述第五电阻R5并联，所述第二开关S2的第二端接地；其中，所述第四电阻R4的第二端为所述过零检测电路的输出端。
上述的控制电路，实现用于控制四开关降压/升压Buck-Boost变换器的控制电路中的过零检测电路。
在一种可行的设计中，所述控制器还具有第一输入端和第二输入端，所述第一输入端与所述四开关Buck-Boost变换器的输入电压的正极连接，所述第二输入端与所述四开关Buck-Boost变换器的输出电压的正极连接。
在一种可行的设计中，在所述四开关Buck-Boost变换器工作在Buck模式的情况下，所述控制器还用于根据所述第一输入端输入的电压值和所述第二输入端输入的电压值，进行数字环路补偿运算，确定出第一补偿值V1L；并根据所述第一补偿值V1L确定所述第一时间点t1和所述第二时间点t2。
通过上述控制电路，实现当四开关Buck-Boost变换器工作在Buck模式的情况下，确定出第一区间的时长和第二区间的时长的目的。
在一种可行的设计中，在所述四开关Buck-Boost变换器工作在Buck-Boost模式的情况下，所述控制器还用于根据所述第一输入端输入的电压值和所述第二输入端输入的电压值，进行数字环路补偿运算，确定出第二补偿值V2L；并根据所述第二补偿值V2L确定所述第一时间点t1和所述第二时间点t2。
通过上述控制电路，实现当四开关Buck-Boost变换器工作在Buck-Boost模式的情况下，确定出第一区间的时长和第二区间的时长的目的。
在一种可行的设计中，在所述四开关Buck-Boost变换器工作在Boost模式的情况下，所述控制器还用于根据所述第一输入端输入的电压值和所述第二输入端输入的电压值，进行数字环路补偿运算，确定出第三补偿值V3L；并根据所述第三补偿值V3L确定所述第一时间点t1。
通过上述控制电路，实现当四开关Buck-Boost变换器工作在Boost模式的情况下，确定出第一区间的时长的目的。
进一步的，上述的控制电路还包括RC检测电路，所述RC检测电路包括检测电阻Rsense，所述控制器还用于从所述第一时间点t1开始，检测流经所述检测电阻Rsense的电流，并根据流经所述检测电阻Rsense的电流和所述检测电阻Rsense，确定出所述检测电阻Rsense两端的电压值Vsense；以及，比较所述Vsense与第一参考值的大小，并将所述Vsense小于所述第一参考值的时间点确定为所述第二时间点t2；其中，所述第一参考值为大于或等于在流经所述检测电阻Rsense的电流为电流I2min时，所述检测电阻Rsense两端的电压值；所述电流I2min决定电感L的储能，且所述电感L的储能能够满足将所述第二开关S2寄生电容上的电荷放电，并给所述第一开关S1的寄生电容充电，实现所述第二开关S2的零电压开通。
通过上述控制电路，实现当四开关Buck-Boost变换器工作在Boost模式的情况下，确定出第二区间的时长的目的。
进一步的，所述RC检测电路还包括检测电容C2、第一电阻R1、第二电阻R2与信号放大电路；
所述检测电阻Rsense的第一端与所述四开关Buck-Boost变换器的输入电压的负极连接，所述检测电阻Rsense的第二端接地；所述第一电阻R1的第一端与所述检测电阻Rsense的第一端连接，所述第一电阻R1的第二端与所述检测电容C2的第一端连接；所述检测电容C2的第二端与所述第二电阻R2的第一端连接，所述第二电阻R2的第二端接地；所述信号放大电路的正输入端与所述第二电阻R2的第一端连接，所述信号放大电路的负输入端与所述第一电阻的第二端连接；所述控制电路还包括第三输入端，所述第三输入端与所述信号放大电路的输出端连接；所述检测电容C2、所述第一电阻R1和所述第二电阻R2形成的滤波电路，用于滤除所述RC检测电路上的干扰电压，以使所述检测电容C2两端的电压等于所述Vsense，进而使得所述信号放大电路对所述Vsense进行放大处理。
在一种可行的设计中，在所述四开关Buck-Boost变换器内，所述第一开关S1、所述电感L和所述第三开关S3串联在输入电压的正极与输出电压的负极之间，所述第一开关S1的第一端与所述输入电压的正极连接，所述第一开关S1的第二端与所述电感L的第一端连接，所述电感L的第二端与所述第三开关S3的第一端连接，所述第三开关S3的第二端与所述输出电压的正极连接；
所述第二开关S2的第一端连接在所述第一开关S1与所述电感L的连接点，所述第二开关S2的第二端接地；所述第四开关S4的第一端连接在所述第三开关S3与所述电感L的连接点，所述第四开关S4的第二端接地。
本申请实施例提供的四开关Buck-Boost变换器的控制方法及控制电路，该控制四开关Buck-Boost变换器的控制电路包括控制器和过零检测电路，过零检测电路的输出端与控制电路的第四输入端连接，四开关Buck-Boost变换器的一个开关周期包括第一区间、第二区间与第三区间；第一区间与第二区间的分界点为第一时间点t1，第二区间与第三区间的分界点为第二时间点t2，第三区间的结束时间点为第三时间点t3，控制器根据四开关Buck-Boost变换器的工作模式，从开关周期内确定出第一时间点t1、第二时间点t2与第三时间点t3，然后根据第一时间点t1、第二时间点t2与第三时间点t3，控制第一开关、第二开关与第三开关的动作序列，使得不同工作模式下，对应区间的时长不同，实现提高电源转换效率的目的。
附图说明
图1所示为四开关Buck-Boost变换器的功率级电路；
图2A为本申请控制电路的一个结构示意图；
图2B为本申请实施例提供的另一种控制电路的结构示意图；
图3为本申请控制电路所适用的四开关Buck-Boost变换器的举例示意图；
图4为本申请实施例提供的控制四开关Buck-Boost变换器的方法中开关时序与流经电感L的电流的关系图；
图5为本申请控制电路中电源工作情况分区的示意图；
图6A为本申请控制电路中四开关Buck-Boost变换器处于Buck模式时的流经电感L的电流的波形图；
图6B为本申请控制电路中四开关Buck-Boost变换器处于buck-Boost模式时流经电感L的电流的波形图；
图6C为本申请控制电路中Buck-Boost变换器处于Boost模式时的电感电流波形图；
图7为本申请控制电路中的流经电感L电流与Vsense的关系的示意图；
图8为本申请控制电路中的流经电感L的电流iL与VI_cross关系的示意图；
图9A为Buck模式下电源转换效率对比曲线图；
图9B为降压-Boost模式下电源转换效率对比曲线图；
图9C为Boost模式下电源转换效率对比曲线图。
具体实施方式
图1所示的四开关Buck-Boost变换器的每个开关周期分为四个区间(T1～T4区间)，每个区间分别有两个开关管导通，具体的，T1区间，开关管S1和S4导通；T2区间，开关管S1和S3导通；T3区间，开关管S2和S3导通；T4区间，开关管S2和S4导通。控制电路在对四开关Buck-Boost变换器进行控制时，采用一定的电路控制策略，确定出各个区间的时长。根据各个区间的时长确定相应开关管的导通与关闭，从而实现对四开关Buck-Boost变换器的控制。
确定T1区间～T4区间的时长时，无论四开关Buck-Boost变换器工作在何种模式，控制电路均采用相同的电路控制策略确定各个区间的时长，使得每个工作模式下，T1至T4四个区间中每一区间的时长是相同的。然而，在不同的工作模式下，电源转换效率最优时对应区间的时长是不同的，譬如在某一工作模式下，若T1区间的时长设置的小一点，则该四开关Buck-Boost变换器的电源转换效率会更高。显然，上述的控制电路无法兼顾四开关Buck-Boost变换器在不同工作模式下的电源转换效率。
有鉴于此，本申请实施例提供一种控制电路，适用于控制四开关降压/升压变换器，通过为不同的工作模式设置不同的电路控制策略，实现提高电源转换效率的目的，具体的，可参见图2A。
图2A为本申请控制电路的一个结构示意图，用于控制四开关降压/升压(Buck-Boost)变换器。该控制电路包括：控制器和过零检测电路，所述过零检测电路的输出端与所述控制电路的第四输入端④连接；所述四开关Buck-Boost变换器的一个开关周期包括第一区间、第二区间与第三区间，所述第一区间的发生时间早于所述第二区间的发生时间，所述第二区间的发生时间早于所述第三区间的发生时间，且所述第二区间分别与所述第一区间和所述第三区间相邻；所述第一区间与所述第二区间的分界点为第一时间点t1，所述第二区间与所述第三区间的分界点为第二时间点t2，所述第三区间的结束时间点为第三时间点t3；所述控制器从所述第二时间点t2开始，检测所述过零检测电路的输出端对参考地的电压，比较所述过零检测电路的输出端的电压值与第二参考值的大小，并把所述过零检测电路的输出端的电压值大于所述第二参考值的时间点作为所述第三时间点t3，所述第二参考值是根据所述四开关Buck-Boost变换器内第二开关S2的导通电阻与所述第三时间点t3流经所述第二开关S2的电流值I3min的乘积得到的，所述I3min决定了所述四开关Buck-Boost变换器内电感L的储能，其中，所述电感L的储能需要满足将所述四开关Buck-Boost变换器内所述第一开关S1的寄生电容和第四开关S4的寄生电容放电，并将所述四开关Buck-Boost变换器内的第三开关S3的寄生电容以及所述第二开关S2的寄生电容充电，以实现所述第一开关S1和所述第四开关S4的零电压开通。
再请参照图2A，在一个示例中，所述过零检测电路包括第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5与二极管D1；所述第四电阻R4的第一端与外接电源连接(如图中1.9V)，所述第四电阻R4的第二端与所述第五电阻R5的第一端连接，所述第五电阻R5的第二端接地，所述第三电阻R3的第一端与所述第二开关S2的第一端连接，所述第三电阻R3的第二端与所述第四电阻R4的第二端连接，所述二极管D1与所述第五电阻R5并联，所述第二开关S2的第二端接地；其中，所述第四电阻R4的第二端为所述过零检测电路的输出端。
再请参照图2A，在一个示例中，所述控制器还具有第一输入端①和第二输入端②，所述第一输入端①与所述四开关Buck-Boost变换器的输入电压的正极连接，所述第二输入端②与所述四开关Buck-Boost变换器的输出电压的正极连接。
再请参照图2A，在一个示例中，所述控制器还包括RC检测电路，所述RC检测电路包括检测电阻Rsense，所述控制器还用于从所述第一时间点t1开始，检测流经所述检测电阻Rsense的电流，并根据流经所述检测电阻Rsense的电流和所述检测电阻Rsense，确定出所述检测电阻Rsense两端的电压值Vsense；以及，比较所述Vsense与第一参考值的大小，并将所述Vsense小于所述第一参考值的时间点确定为所述第二时间点t2；其中，所述第一参考值为大于或等于在流经所述检测电阻Rsense的电流为电流I2min时，所述检测电阻Rsense两端的电压值；所述电流I2min决定电感L的储能，且所述电感L的储能能够满足将所述第二开关S2寄生电容上的电荷放电，并给所述第一开关S1的寄生电容充电，实现所述第二开关S2的零电压开通。
进一步的，再请参照图2A，所述RC检测电路还包括检测电容C2、第一电阻R1、第二电阻R2与信号放大电路；所述检测电阻Rsense的第一端与所述四开关Buck-Boost变换器的输入电压的负极连接，所述检测电阻Rsense的第二端接地；所述第一电阻R1的第一端与所述检测电阻Rsense的第一端连接，所述第一电阻R1的第二端与所述检测电容C2的第一端连接；所述检测电容C2的第二端与所述第二电阻R2的第一端连接，所述第二电阻R2的第二端接地；所述信号放大电路的正输入端与所述第二电阻R2的第一端连接，所述信号放大电路的负输入端与所述第一电阻的第二端连接；所述控制电路还包括第三输入端③，所述第三输入端③与所述信号放大电路的输出端连接；所述检测电容C2、所述第一电阻R1和所述第二电阻R2形成的滤波电路，用于滤除所述RC检测电路上的干扰电压，以使所述检测电容C2两端的电压等于所述Vsense，进而使得所述信号放大电路对所述Vsense进行放大处理。
再请参照图2A，在一个示例中，在所述四开关Buck-Boost变换器内，所述第一开关S1、所述电感L和所述第三开关S3串联在输入电压的正极与输出电压的负极之间，所述第一开关S1的第一端与所述输入电压的正极连接，所述第一开关S1的第二端与所述电感L的第一端连接，所述电感L的第二端与所述第三开关S3的第一端连接，所述第三开关S3的第二端与所述输出电压的正极连接；所述第二开关S2的第一端连接在所述第一开关S1与所述电感L的连接点，所述第二开关S2的第二端接地；所述第四开关S4的第一端连接在所述第三开关S3与所述电感L的连接点，所述第四开关S4的第二端接地。
需要说明的是，本申请实施例提供的控制电路中，第一电阻R1、第二电阻R2、电容C2等为可选器件，均可以根据需求设置。
另外，参见附图2B，图2B为本申请实施例提供的另一种控制电路的结构示意图。相对于图2A所示的控制电路，图2B所示的控制电路除了包含图2A中的所有元件外，还包含其他器件，如图2B中所示的电容C1和电阻R0。
下面，结合图2B，对本申请所述的控制电路的工作原理进行详细描述。
具体的，控制器对四开关Buck-Boost变换器的输入电压Vin和输出电压Vout进行采样，将采样得到的输入电压Vin通过第一输入端①输入控制器，将采样得到的输入电压通过第二输入端②输入控制器。然后根据第一输入端①输入的电压的大小和第二输入端②输入的电压的大小，选择四开关Buck-Boost变换器的工作模式。例如，若第一输入端①输入的电压远大于第二输入端②输入的电压，则确定四开关Buck-Boost变换器工作在Buck模式；再如，若第一输入端①输入的电压与第二输入端②输入的电压大致相等，即两者之差满足预设范围，则确定四开关Buck-Boost变换器工作在Buck-Boost模式；又如，若第一输入端①输入的电压远小于第二输入端②输入的电压，则确定四开关Buck-Boost变换器工作在Boost模式。
本申请实例中，控制电路将四开关Buck-Boost变换器的每个开关周期分为三个区间，即第一区间、第二区间与第三区间，每个区间分别有两个开关管导通，具体的，第一区间，开关S1和S4导通；T2区间，开关S1和S3导通；T3区间，开关S2和S3导通。
在选定工作模式后，对于每个开关周期，控制器根据工作模式，确定该开关周期内第一区间、第二区间和第三区间各自的时长。可以理解为：当四开关Buck-Boost变换器工作在不同的工作模式下时，控制器采用不同的电路控制策略，确定一个开关周期内各个区间的时长，使得不同工作模式下，对应区间的时长不同。
具体的，在确定好第一时间点、第二时间点与第三时间点后，控制电路根据该第一时间点、第二时间点与第三时间点控制第一开关、第二开关与第三开关的动作序列，从而实现对四开关Buck-Boost变换器的控制。
本申请实施例提供的控制电路，根据四开关Buck-Boost变换器的工作模式，从开关周期内确定出第一时间点、第二时间点与第三时间点，然后根据第一时间点、第二时间点与第三时间点，控制第一开关、第二开关与第三开关的动作序列，使得不同工作模式下，对应区间的时长不同，实现提高电源转换效率的目的。
上述实施例中，所述动作序列具体为：在所述第一区间内，所述第一开关和所述第四开关导通，且所述第二开关和所述第三开关断开；在所述第二区间内，所述第一开关和所述第三开关导通，且所述第二开关和所述第四开关断开；在所述第三区间内，所述二开关和所述第三开关导通，且所述第一开关和所述第四开关断开。
图3为本申请控制电路所适用的四开关Buck-Boost变换器的举例示意图。
图4为本申请实施例提供的控制四开关Buck-Boost变换器的方法中开关时序与流经电感L的电流的关系图。如图4所示，一个开关周期自t0开始至t3结束，该开关周期被划分为第一区间(t0～t1)、第二区间(t1～t2)与第三区间(t2～t3)，t1、t2与t3分别为第一时间点、第二时间点与第三时间点。I0为t0时刻流经电感L的电流值，I1为t2时刻流经电感L的电流值，I2为t2时刻流经电感L的电流值。
当输入电压的范围为34～60V，且该输入电压的范围对应的输出电压的范围为17～55V时，电源工作情况分区如图5所示，图5为本申请控制电路中电源工作情况分区的示意图。
请参照图5，两条虚线将整个图分为三部分，分别是降压区间、升降压区间和升压区间。对应于降压区间，四开关Buck-Boost变换器工作在Buck模式；对应于升降压区间，四开关Buck-Boost变换器工作在Buck-Boost模式；对应于升压区间，四开关Buck-Boost变换器工作在Boost模式。根据图5，本申请实施例中，当输入电压大于输出电压，例如Vin-5＞Vout时，四开关Buck-Boost变换器工作在Buck模式；当输入电压与输出电压近似相等，例如Vin-5≤Vout≤Vin+2时，四开关Buck-Boost变换器工作在Buck-Boost模式；当输入电压小于输出电压，例如Vin+2＜Vout时，四开关Buck-Boost变换器工作在Buck模式。本申请实施例中，针对四开关Buck-Boost变换器不同的工作模式，控制电路将提供不同的电路控制策略。下面，对控制电路如何根据四开关Buck-Boost变换器的工作模式，确定第一区间、第二区间与第三区间的时长的过程，即确定第一时间点t1、第二时间点t2与第三时间点t3的过程进行详细说明。
1、四开关Buck-Boost变换器工作在Buck模式。
该种情况下，正如前文所述：Vin-5＞Vout；换句话说，就是输入电压大于输出电压。图6A为本申请控制电路中四开关Buck-Boost变换器处于Buck模式时的流经电感L的电流的波形图。Buck模式下，控制器先确定第一时间点t1与第二时间点t2，再确定第三时间点t3。
具体的，请参照图6A，确定t1和t2的过程中，对四开关Buck-Boost变换器的输入电压Vin和输出电压Vout分别进行采样，采样得到的电压分别通过控制器的第一输入端①与控制器的第二输入端②输入至该控制器。控制器根据第一输入端①输入的电压与第二端输入②输入的电压进行数字环路补偿计算，确定出第一补偿值V1L，根据第一补偿值V1L确定t1与t2。计算公式如下：
t1＝A×V1L；
t2＝t1+(B-C|Vin-Vout|)×V1L；
上述公式中的系数A、B和C均为常数，可根据输入电压Vin与输出电压Vout确定系数A、B、C，不同的输入电压Vin或输出电压Vout下，系数A、B、C相同或不同。由上述公式可知：t1的变化范围小于t2的变化范围。
确定t3时，控制器从第二时间点t2开始，过零检测电路的输出端对参考地的电压，比较过零检测电路的输出端的电压值与第二参考值的大小，并把过零检测电路的输出端的电压值大于第二参考值的时间点作为第三时间点t3。具体的，由于第四电阻R4的第二端为过零检测电路的输出端，忽略R3两端的电压，则过零检测电路的输出端对参考地的电压即为开关S2的导通压降。因此，控制器通过检测流经开关S2的导通电阻的电流，根据该电流和开关S2的导通电阻，确定出开关S2的导通压降，该导通压降即为过零检测电路的输出端对参考地的电压，如图2B中的VI_cross，控制器检测VI_cross的大小，确定出VI_cross高于控制器内部设置的第二参考值的时间点，将该时间点作为t3。第二参考值是根据四开关Buck-Boost变换器内第二开关S2的导通电阻与第三时间点t3流经第二开关S2的电流值I3min的乘积得到的，I3min决定了四开关Buck-Boost变换器内电感L的储能，其中，电感L的储能需要满足将四开关Buck-Boost变换器内第一开关S1的寄生电容和第四开关S4的寄生电容放电，并将四开关Buck-Boost变换器内的第三开关S3的寄生电容以及第二开关S2的寄生电容充电，以实现第一开关S1和第四开关S4的零电压开通。该过程中，通过检测VI_cross，在VI_cross高于控制器内部设置的第二参考值的时间点时，触发控制电路的数字信号处理(Digital SignalProcessing，DSP)芯片的逐周期电流限制(Cycle by Cycle current limit，CBC)功能，使得开关S3的断开，开关S4导通，同时开关S1导通，开关S2断开，开始下一个开关周期。
2、四开关Buck-Boost变换器工作在buck-Boost模式。
该种情况下，正如前文所述：Vin-5≤Vout≤Vin+2；换句话说，就是输入电压与输出电压比较接近。图6B为本申请控制电路中四开关Buck-Boost变换器处于buck-Boost模式时流经电感L的电流的波形图。buck-Boost模式下，控制器先确定第一时间点t1与第二时间点t2，再确定第三时间点t3。
具体的，请参照图6B，确定t1和t2的过程中，对四开关Buck-Boost变换器的输入电压Vin和输出电压Vout分别进行采样，采样得到的电压分别通过控制器的第一输入端①与控制器的第二输入端②输入至该控制器。控制器根据第一输入端①输入的电压与第二端输入端②输入的电压进行数字环路补偿计算，确定出第二补偿值V2L，根据第二补偿值V2L确定t1与t2。计算公式如下：
Tmin＝-8.1×10-9×Vin+695×10-9；
t1＝Tmin+V2L×10-7；
t2＝t1+15×V2L×10-7。
buck-Boost模式下t3的方式，与上述Buck模式中的确定t3的方式相同，此处不再赘述。
3、四开关Buck-Boost变换器工作在Boost模式。
该种情况下，正如前文所述：Vin+2＜Vout；换句话说，就是输入电压小于输出电压。图6C为本申请控制电路中Buck-Boost变换器处于Boost模式时的电感电流波形图。Boost模式下，控制电路先确定第一时间点t1，再确定第二时间点t2，最后确定第三时间点t3。
具体的，请参照图6C，确定t1的过程中，对Buck-Boost变换器的输入电压Vin和输出电压Vout分别进行采样，采样得到的电压分别通过控制器的第一输入端①与控制器的第二输入端②输入至该控制器。控制器根据第一输入端①输入的电压与第二输入端②输入的电压进行数字环路补偿计算，确定出第三补偿值V3L，根据第三补偿值V3L确定t1。计算公式如下：
计算公式如下：
t1＝A'×V3L；
Boost模式下，t1的变化范围较大.通常情况下，系数A'越大，t1也越大，可根据输出电压的大小设置系数A'。
在确定出t1后，控制器确定t2。具体的，控制器从t1开始，检测流经检测电阻Rsense的电流，并根据流经检测电阻Rsense的电流和检测电阻Rsense，确定出检测电阻Rsense两端的电压值Vsense；以及，比较Vsense与第一参考值的大小，并将Vsense小于第一参考值的时间点确定为第二时间点t2。其中，第一参考值为大于或等于在流经检测电阻Rsense的电流为电流I2min时，检测电阻Rsense两端的电压值；电流I2min决定电感L的储能，且电感L的储能能够满足将第二开关S2寄生电容上的电荷放电，并给第一开关S1的寄生电容充电，实现第二开关S2的零电压开通。
具体的，控制器检测Vsense的大小，确定出Vsense低于控制器内部设置的第一参考值的时间点，将该时间点作为第二时间点t2，第二时间点t2时刻电感L的储能要能足够将第二开关S2寄生电容上的电荷放电，同时给第一开关S1的寄生电容充电，实现第二开关S2的零电压开通。该过程中，通过检测流经检测电阻(即图2B中Rsense)的电流，确定该电阻Rsense两端的压降Vsense；当Vsense小于控制器内部设置的第一参考值时，触发控制器的CBC功能，使得开关S1断开，开关S2导通，从而利用电流检测与CBC功能结合的控制方法，使得流经电感L的电流I2维持在一个固定值。
在确定出t2后，控制器确定t3。Boost模式下t3确定的方式，与上述Buck模式中的确定t3的方式相同，此处不再赘述。
根据上述图6A～图6C可知，当输入电压为34-60V，且该输入电压的范围对应的输出电压为17-55V时，本申请实施例将四开关Buck-Boost变换器的工作模式分为三种模式，并分别制定对应于各个模式的控制策略，从而实现提高电源转换效率的目的。同时，该四开关Buck-Boost变换器的输入电压为34-60V之间任意值时，输出电压可以为17-55V之间的任意值，输入电压的范围和输入电压的范围均比较宽，即实现了宽范围输入和输出电源的控制。
四开关Buck-Boost变换器的三种工作模式分别为Buck模式、Buck-Boost模式以及Boost模式。且无论这三种工作模式中的哪一种工作模式，在确定第三时间点t3时，均需要于使用过零检测电路。并且在Boost模式下，在确定第二时间点t2时，还需要使用RC检测电路。下面，对控制器如何控制RC检测电路和过零检测电路分别进行讲解。
首先，控制器控制RC检测电路。
再请参照图2B，控制器包括模拟比较器1、增强脉冲宽度调制(Enhanced PulseWidth Modulation，ePWM)1模块以及工作模式选择与环路参数计算模块。其中，ePWM1模块包括直流(Direct Current，DC)子模块以及CBC子模块，模拟比较器1的输入端即为所述控制器的第三输入端③，模拟比较器1的输出端与ePWM1模块内的DC子模块连接，工作模式选择与环路参数计算模块的两个输入端分别为所述控制器的第一输入端①与第二输入端②，工作模式选择与环路参数计算模块的输出端与ePWM1模块内的DC子模块连接，ePWM1模块内的DC子模块的输出端与ePWM1模块内的CBC模块连接。
检测电阻Rsense为与接地端连接的检测电阻。电感Ls_等效为四开关Buck-Boost变换器的输入端的负极与接地之间的寄生电感。通过对流经Rsense的电流is进行采集处理，经过信号放大电路进行放大处理后，从所述信号放大电路的输出端输出Vsense。模拟比较器1比较Vsense的值与第一参考值，在Vsense的值小于第一参考值的情况下，ePWM1模块控制开关S1断开，并控制开关S2导通。具体的，可参见图7，图7为本申请控制电路中的流经电感L电流与Vsense的关系的示意图。
请参照图7，t0～t2时间段内，Vsense与流经电感L的电流iL呈线性关系，具体的，t0～t1时间段内，Vsense随着流经电感L的电流iL的增大而增大；t1～t2时间段内，Vsense随着流经电感L的电流iL的减小而减小。本申请实施例中，当Vsense低于第一参考值时，将该低于第一参考值的时间点作为第二时间点t2，t2时刻流经电感L的电流为I2。此时，触发CBC功能，使得用于控制开关S1的驱动信号(如图中的ePWM1A)变低从而断开第一开关S1，使得用于控制开关S2的驱动信号(如图中的ePWM2B)变高从而导通开关S2。其中，第一参考值是从模拟比较器1的反相输入端输入的，该第一参考值为大于或等于在流经检测电阻Rsense的电流为电流I2min时，检测电阻Rsense两端的电压值；电流I2min决定电感L的储能，且电感L的储能能够满足将第二开关S2寄生电容上的电荷放电，并给第一开关S1的寄生电容充电，实现第二开关S2的零电压开通。若该第一参考值不改变，则I2始终控制在一个固定值。由于t2时刻电感L的储能要能足够将开关S2寄生电容上的电荷放电，同时给开关S1的寄生电容充电，实现开关S2的零电压开通。如果I2太小，这个条件将不满足，而本申请实施例确定的I2准确度更高，相应地，可以加强S2零电压开通的实现。
其次，控制器控制过零检测电路。具体的，可参见图8，图8为本申请控制电路中的流经电感L的电流iL与VI_cross关系的示意图。
请参照图8，控制器包括模拟比较器2与ePWM2模块，其中，ePWM2模块包括DC子模块以及CBC子模块，模拟比较器2的输入端即为所述控制器的第四输入端④。
过零检测电路利用开关S2的导通电阻作为电流检测电阻，对S2的漏源极电压进行采集处理，得到Vd，对Vd进行电阻分压及二极管电压钳位保护后得到VI_cross，送入模拟比较器2，经由ePWM2模块处理，用于控制t3时刻开关的动作。对于t3时刻的控制，需要在t2～t3时间段内获取流经电感L的电流信号iL，该信号可以对开关S3采集获得。但是，由于对开关S3的检测属于高端电流检测，对检测电路的要求较高，不利于电路成本的降低。因此，本申请实施例中，选择对开关S2进行检测从而获得电感L的电流信号iL。
请参照图8，过零信号出现后，当VI_cross高于第二参考值时，将该高于第二参考值的时间点作为第三时间点t3，t3时刻电流iL的值为I0，且该I0为负值。此时，触发CBC功能，使得用于控制开关S3的驱动信号(如图2B中的ePWM2A)变低从而断开开关S3，使得用于控制开关S4的驱动信号(如图2B中的ePWM2B)变高从而导通开关S4。其中，第二参考值是从模拟比较器2的反相输入端输入的，第二参考值是根据四开关Buck-Boost变换器内第二开关S2的导通电阻与第三时间点t3流经第二开关S2的电流值I3min的乘积得到的，I3min决定了四开关Buck-Boost变换器内电感L的储能，其中，电感L的储能需要满足将四开关Buck-Boost变换器内第一开关S1的寄生电容和第四开关S4的寄生电容放电，并将四开关Buck-Boost变换器内的第三开关S3的寄生电容以及第二开关S2的寄生电容充电。若该第二参考值不改变，则I0始终控制在一个固定值。由于I0的大小会影响开关S1与开关S4零电压开通的实现，因此，本申请确定出的准确度更高的I0，可以加强开关S1与开关S4零电压开通的实现。
为了进一步说明本申请相较于现有技术的有益效果，本申请实施例中，在四开关降压/升压变换器的同一种工作模式下，保持输入电压不变，采用现有技术中的电源控制策略与本申请的控制策略对开关降压/升压变换器，分别绘制电源转换效率曲线，则发现：本申请实施例所述方法得到的电源转换效率，高于现有技术所述方法得到的电源转换效率。具体的，可参见图9A～图9C，图9A为Buck模式下电源转换效率对比曲线图，图9B为降压-Boost模式下电源转换效率对比曲线图，图9C为Boost模式下电源转换效率对比曲线图。
请参照图9A～图9C，相较于现有技术中控制四开关降压/升压变换器的方法，本申请实施例提供的控制四开关降压/升压变换器的方法提高了电源转换效率，兼顾了不同工作模式下的电源转换效率。而且，在Boost模式下，利用电流检测电路对电感电流的I2点进行固定，进一步确保了电路中开关软开通的正常运行。
本领域普通技术人员可以理解：实现上述各方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成。前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中。该程序在执行时，执行包括上述各方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

Claims (6)

1.一种四开关Buck-Boost变换器的控制方法，其特征在于，所述四开关Buck-Boost变换器包括控制器和过零检测电路，所述控制器具备第一输入端和第二输入端，所述控制器还包括第三输入端，所述过零检测电路的输出端与所述控制器的第四输入端连接；
所述四开关Buck-Boost变换器的一个开关周期包括第一区间、第二区间与第三区间，所述第一区间的发生时间早于所述第二区间的发生时间，所述第二区间的发生时间早于所述第三区间的发生时间，且所述第二区间分别与所述第一区间和所述第三区间相邻；所述第一区间与所述第二区间的分界点为第一时间点t1，所述第二区间与所述第三区间的分界点为第二时间点t2，所述第三区间的结束时间点为第三时间点t3；
所述控制器从所述第二时间点t2开始，检测所述过零检测电路的输出端对参考地的电压，比较所述过零检测电路的输出端的电压值与t3流经第二开关S2的电流值I3min的乘积得到的值的大小，并把所述过零检测电路的输出端的电压值大于t3流经所述第二开关S2的电流值I3min的乘积得到的值的时间点作为所述第三时间点t3，所述流经所述第二开关S2的电流值I3min的乘积得到的值是根据所述四开关Buck-Boost变换器内第二开关S2的导通电阻与所述第三时间点t3流经所述第二开关S2的电流值I3min的乘积得到的，所述I3min决定了所述四开关Buck-Boost变换器内电感L的储能，其中，所述电感L的储能需要满足将所述四开关Buck-Boost变换器内第一开关S1的寄生电容和第四开关S4的寄生电容放电，并将所述四开关Buck-Boost变换器内的第三开关S3的寄生电容以及所述第二开关S2的寄生电容充电，以实现所述第一开关S1和所述第四开关S4的零电压开通；
所述过零检测电路包括电阻R3、电阻R4、电阻R5与二极管D1；所述电阻R4的第一端与外接电源连接，所述电阻R4的第二端与所述电阻R5的第一端连接，所述电阻R5的第二端接地，所述电阻R3的第一端与所述第二开关S2的第一端连接，所述电阻R3的第二端与所述电阻R4的第二端连接，所述二极管D1与所述电阻R5并联，所述第二开关S2的第二端接地；其中，所述电阻R4的第二端为所述过零检测电路的输出端，所述第一输入端与所述四开关Buck-Boost变换器的输入电压的正极连接，所述第二输入端与所述四开关Buck-Boost变换器的输出电压的正极连接；
在所述四开关Buck-Boost变换器工作在Buck模式的情况下，所述控制器还用于根据所述第一输入端输入的电压值和所述第二输入端输入的电压值，进行数字环路补偿运算，确定出第一补偿值V1L；并根据所述第一补偿值V1L确定所述第一时间点t1和所述第二时间点t2。
2.一种四开关Buck-Boost变换器的控制方法，其特征在于，所述四开关Buck-Boost变换器包括控制器和过零检测电路，所述控制器具备第一输入端和第二输入端，所述控制器还包括第三输入端，所述过零检测电路的输出端与所述控制器的第四输入端连接；
所述四开关Buck-Boost变换器的一个开关周期包括第一区间、第二区间与第三区间，所述第一区间的发生时间早于所述第二区间的发生时间，所述第二区间的发生时间早于所述第三区间的发生时间，且所述第二区间分别与所述第一区间和所述第三区间相邻；所述第一区间与所述第二区间的分界点为第一时间点t1，所述第二区间与所述第三区间的分界点为第二时间点t2，所述第三区间的结束时间点为第三时间点t3；
所述控制器从所述第二时间点t2开始，检测所述过零检测电路的输出端对参考地的电压，比较所述过零检测电路的输出端的电压值与t3流经第二开关S2的电流值I3min的乘积得到的值的大小，并把所述过零检测电路的输出端的电压值大于t3流经所述第二开关S2的电流值I3min的乘积得到的值的时间点作为所述第三时间点t3，所述流经所述第二开关S2的电流值I3min的乘积得到的值是根据所述四开关Buck-Boost变换器内第二开关S2的导通电阻与所述第三时间点t3流经所述第二开关S2的电流值I3min的乘积得到的，所述I3min决定了所述四开关Buck-Boost变换器内电感L的储能，其中，所述电感L的储能需要满足将所述四开关Buck-Boost变换器内第一开关S1的寄生电容和第四开关S4的寄生电容放电，并将所述四开关Buck-Boost变换器内的第三开关S3的寄生电容以及所述第二开关S2的寄生电容充电，以实现所述第一开关S1和所述第四开关S4的零电压开通；
所述过零检测电路包括电阻R3、电阻R4、电阻R5与二极管D1；所述电阻R4的第一端与外接电源连接，所述电阻R4的第二端与所述电阻R5的第一端连接，所述电阻R5的第二端接地，所述电阻R3的第一端与所述第二开关S2的第一端连接，所述电阻R3的第二端与所述电阻R4的第二端连接，所述二极管D1与所述电阻R5并联，所述第二开关S2的第二端接地；其中，所述电阻R4的第二端为所述过零检测电路的输出端，所述第一输入端与所述四开关Buck-Boost变换器的输入电压的正极连接，所述第二输入端与所述四开关Buck-Boost变换器的输出电压的正极连接，
在所述四开关Buck-Boost变换器工作在Buck-Boost模式的情况下，所述控制器还用于根据所述第一输入端输入的电压值和所述第二输入端输入的电压值，进行数字环路补偿运算，确定出第二补偿值V2L；并根据所述第二补偿值V2L确定所述第一时间点t1和所述第二时间点t2。
3.一种控制四开关Buck-Boost变换器的控制电路，其特征在于，所述控制电路包括控制器和过零检测电路，所述控制器具备第一输入端和第二输入端，所述控制器还包括第三输入端，所述过零检测电路的输出端与所述控制器的第四输入端连接；
所述四开关Buck-Boost变换器的一个开关周期包括第一区间、第二区间与第三区间，所述第一区间的发生时间早于所述第二区间的发生时间，所述第二区间的发生时间早于所述第三区间的发生时间，且所述第二区间分别与所述第一区间和所述第三区间相邻；所述第一区间与所述第二区间的分界点为第一时间点t1，所述第二区间与所述第三区间的分界点为第二时间点t2，所述第三区间的结束时间点为第三时间点t3；
所述控制器从所述第二时间点t2开始，检测所述过零检测电路的输出端对参考地的电压，比较所述过零检测电路的输出端的电压值与t3流经第二开关S2的电流值I3min的乘积得到的值的大小，并把所述过零检测电路的输出端的电压值大于t3流经所述第二开关S2的电流值I3min的乘积得到的值的时间点作为所述第三时间点t3，所述流经所述第二开关S2的电流值I3min的乘积得到的值是根据所述四开关Buck-Boost变换器内第二开关S2的导通电阻与所述第三时间点t3流经所述第二开关S2的电流值I3min的乘积得到的，所述I3min决定了所述四开关Buck-Boost变换器内电感L的储能，其中，所述电感L的储能需要满足将所述四开关Buck-Boost变换器内第一开关S1的寄生电容和第四开关S4的寄生电容放电，并将所述四开关Buck-Boost变换器内的第三开关S3的寄生电容以及所述第二开关S2的寄生电容充电，以实现所述第一开关S1和所述第四开关S4的零电压开通；
所述过零检测电路包括电阻R3、电阻R4、电阻R5与二极管D1；所述电阻R4的第一端与外接电源连接，所述电阻R4的第二端与所述电阻R5的第一端连接，所述电阻R5的第二端接地，所述电阻R3的第一端与所述第二开关S2的第一端连接，所述电阻R3的第二端与所述电阻R4的第二端连接，所述二极管D1与所述电阻R5并联，所述第二开关S2的第二端接地；其中，所述电阻R4的第二端为所述过零检测电路的输出端，所述第一输入端与所述四开关Buck-Boost变换器的输入电压的正极连接，所述第二输入端与所述四开关Buck-Boost变换器的输出电压的正极连接；
在所述四开关Buck-Boost变换器工作在Boost模式的情况下，所述控制器还用于根据所述第一输入端输入的电压值和所述第二输入端输入的电压值，进行数字环路补偿运算，确定出第三补偿值V3L；并根据所述第三补偿值V3L确定所述第一时间点t1。
4.根据权利要求3所述的控制电路，其特征在于，还包括RC检测电路，所述RC检测电路包括检测电阻Rsense，
所述控制器还用于从所述第一时间点t1开始，检测流经所述检测电阻Rsense的电流，并根据流经所述检测电阻Rsense的电流和所述检测电阻Rsense，确定出所述检测电阻Rsense两端的电压值Vsense；以及，比较所述Vsense与第一参考值的大小，并将所述Vsense小于所述第一参考值的时间点确定为所述第二时间点t2；其中，所述第一参考值为大于或等于在流经所述检测电阻Rsense的电流为电流I2min时，所述检测电阻Rsense两端的电压值；所述电流I2min决定电感L的储能，且所述电感L的储能能够满足将所述第二开关S2寄生电容上的电荷放电，并给所述第一开关S1的寄生电容充电，实现所述第二开关S2的零电压开通。
5.根据权利要求4所述的控制电路，其特征在于，所述RC检测电路还包括检测电容C2、第一电阻R1、第二电阻R2与信号放大电路；
所述检测电阻Rsense的第一端与所述四开关Buck-Boost变换器的输入电压的负极连接，所述检测电阻Rsense的第二端接地；所述第一电阻R1的第一端与所述检测电阻Rsense的第一端连接，所述第一电阻R1的第二端与所述检测电容C2的第一端连接；所述检测电容C2的第二端与所述第二电阻R2的第一端连接，所述第二电阻R2的第二端接地；所述信号放大电路的正输入端与所述第二电阻R2的第一端连接，所述信号放大电路的负输入端与所述第一电阻的第二端连接；
所述第三输入端与所述信号放大电路的输出端连接；
所述检测电容C2、所述第一电阻R1和所述第二电阻R2形成的滤波电路，用于滤除所述RC检测电路上的干扰电压，以使所述检测电容C2两端的电压等于所述Vsense，进而使得所述信号放大电路对所述Vsense进行放大处理。
6.根据权利要求5所述的控制电路，其特征在于，在所述四开关Buck-Boost变换器内，所述第一开关S1、所述电感L和所述第三开关S3串联在输入电压的正极与输出电压的负极之间，所述第一开关S1的第一端与所述输入电压的正极连接，所述第一开关S1的第二端与所述电感L的第一端连接，所述电感L的第二端与所述第三开关S3的第一端连接，所述第三开关S3的第二端与所述输出电压的正极连接；
所述第二开关S2的第一端连接在所述第一开关S1与所述电感L的连接点，所述第二开关S2的第二端接地；所述第四开关S4的第一端连接在所述第三开关S3与所述电感L的连接点，所述第四开关S4的第二端接地。
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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107612327B (zh) * 2017-09-05 2019-08-20 深圳市泰昂能源科技股份有限公司 双向变换器及其软开关控制方法和电源设备
WO2019047008A1 (zh) * 2017-09-05 2019-03-14 深圳市泰昂能源科技股份有限公司 双向变换器及其软开关控制方法和电源设备
CN112166547B (zh) * 2018-01-05 2021-11-16 阿特拉佐有限公司 功率管理系统
WO2020243891A1 (en) * 2019-06-04 2020-12-10 Abb Schweiz Ag Apparatus and method for power conversion

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105075090A (zh) * 2013-02-14 2015-11-18 德克萨斯仪器股份有限公司 具有降压-升压过渡切换控制的降压-升压转换器
CN105471264A (zh) * 2015-12-24 2016-04-06 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 用于四开关升降压变换器的控制电路和控制方法
CN106301072A (zh) * 2016-08-17 2017-01-04 南京邮电大学 一种压电能量收集系统及其控制方法

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20160164411A1 (en) * 2014-12-05 2016-06-09 Linear Technology Corporation Peak-buck peak-boost current-mode control for switched step-up step-down regulators
US10020735B2 (en) * 2015-04-03 2018-07-10 Semiconductor Components Industries, Llc Efficient multi-mode DC-DC converter

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105075090A (zh) * 2013-02-14 2015-11-18 德克萨斯仪器股份有限公司 具有降压-升压过渡切换控制的降压-升压转换器
CN105471264A (zh) * 2015-12-24 2016-04-06 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 用于四开关升降压变换器的控制电路和控制方法
CN106301072A (zh) * 2016-08-17 2017-01-04 南京邮电大学 一种压电能量收集系统及其控制方法

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