CN107395016B - 用于升降压变换器的电流检测电路及集成电路 - Google Patents
用于升降压变换器的电流检测电路及集成电路 Download PDFInfo
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Abstract
本发明公开了一种用于升降压变换器的电流检测电路以及集成电路，可用于检测升降压变换器的输入电流、输出电流以及流过两个低侧开关管的电流中的至少一个。通过检测流过降压开关管对的低侧开关管的电流产生感应电流，检测感应电流的中点值并将该中点值保持在一个电容上，根据该电容上存储的电荷生成表征输出电流的电流检测信号；以及通过检测流过升压开关管对的低侧开关管的电流产生该感应电流，检测该感应电流的中点值并将该中点值保持在该电容上，根据该电容上存储的电荷生成表征输入电流的电流检测信号。
Description
技术领域
本发明主要涉及一种电子电路，尤其涉及一种用于升降压变换器的电流检测电路及集成电路。
背景技术
随着消费类电子产品市场的迅速发展，便携式电子产品不断向小型化、轻型化转变，产品的体积变小使得其电池的体积和容量也随之减小。这就要求尽可能地提高此类产品供电模块的转换效率，减小功耗，并使其能在较宽的输入电压变化范围内提供稳定的输出电压。四开关升降压变换器具有单个电感器，能在宽输入范围下提供高的效率。
在升降压变换器中，通常需要对其输入电流、输出电流和/或电感电流进行检测从而进行控制和/或进行保护。现有的升降压变换器可通过检测流过与电感器串联的检测电阻器的电流来测量电感电流的大小，使用检测放大器来检测在检测电阻器两端之间的电压来产生相当于电感电流的信号。这种电流检测电路的检测电阻器消耗电力，导致在相应的电路中产生热量而降低变换器的效率。
一种解决方法是采用升降压变换器的其中一个功率开关的漏源导通电阻来作为检测电阻器，并通过检测放大器来检测在该功率开关的漏源导通电阻引起的电压降，这种解决方法克服了由检测电阻器引起的效率降低。尽管如此，在四开关升降压变换器中，由于升降压变换器的四个功率开关不断切换工作，流过某一功率开关的电流仅能检测电感电流的一部分，因此常常需要多个电流检测电路来对流过不同的功率开关的电流进行检测，其中不同电流检测电路都依赖于不同的开关结构，这使得电流检测电路复杂，也提高了系统的成本和电路覆盖区域。
为此，本发明提出一种简单的用于四开关升降压变换器的电流检测电路，有助于节约系统成本、节约电路的覆盖区域。
发明内容
针对现有技术中的一个或多个问题，本发明的目的是提供一个简单的电流检测电路和包括该电流检测电路的集成电路，可检测升降压变换器的输入电流、输出电流以及流过两个低侧开关管的电流中的至少一个。
在本发明一个方面，提出一种用于升降压变换器的电流检测电路，该升降压变换器包括耦接于输入电压和参考地之间的降压开关管对和耦接于输出电压与参考地之间的升压开关管对，其中降压开关管对的第一高侧开关管和第一低侧开关管的公共端形成第一开关节点，升压开关管对的第二高侧开关管和第二低侧开关管的公共端形成第二开关节点，该电流检测电路包括：恒定导通的第一和第二检测晶体管，分别具有第一端和第二端，其中在第一低侧开关管导通时，第一检测晶体管的第一端耦接于参考地，第二检测晶体管的第一端耦接于第一开关节点，在第二低侧开关管导通时，第一检测晶体管的第一端耦接于第二开关节点，第二检测晶体管的第一端耦接于参考地；第一检测放大电路，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端耦接第一检测晶体管的第二端，第二输入端耦接第二检测晶体管的第二端，第一检测放大电路生成感应电流以表征流过当前导通的低侧开关管的电流；以及第二检测放大电路，检测感应电流的中点值并将感应电流的中点值保持在一个电容上，在第一低侧开关管导通时，根据所述电容上存储的电荷生成表征输出电流的电流检测信号，在第二低侧功率管导通时，根据所述电容上存储的电荷生成表征输入电流的电流检测信号。
在本发明的又一个方面，提出一种用于升降压变换器的集成电路，包括：耦接于输入电压和参考地之间的降压开关管对和耦接于输出电压与参考地之间的升压开关管对，其中降压开关管对的第一高侧开关管和第一低侧开关管的公共端形成第一开关节点，升压开关管对的第二高侧开关管和第二低侧开关管的公共端形成第二开关节点；如上所述的电流检测电路；以及驱动电路，产生降压控制信号和升压控制信号以分别控制降压开关管对和升压开关管对。
根据本发明的实施例，采用单个电流检测电路即可实现对升降压变换器不同工作模式下开关电流、输入电流以及输出电流的检测，结构简单，易于实现，且可以节省成本和系统电路的尺寸。
附图说明
为了更好的理解本发明，将根据以下附图对本发明进行详细描述：
图1给出了根据本发明一实施例的升降压变换器100的电路原理图；
图2给出了根据本发明一实施例的升降压变换器200的电路图；
图3给出了图2所示升降压变换器200工作于降压模式时各个信号的时序图；
图4给出了图2所示升降压变换器200工作于升压模式时各个信号的时序图；
图5给出了根据本发明一实施例的升降压变换器300的电路图；
图6给出了图5所示升降压变换器300工作于降压模式时各个信号的时序图；
图7给出了图5所示升降压变换器300工作于升压模式时各个信号的时序图；
图8给出了图5所示升降压变换器300工作于升降压模式时各个信号的时序图。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解，阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是：不必采用这些特定细节来实行本发明。在其他实例中，为了避免混淆本发明，未具体描述公知的电路、材料或方法。
在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和、或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的示图都是为了说明的目的，并且示图不一定是按比例绘制的，相同的附图标记指示相同的元件。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。此外，本发明所涉及的成对出现的晶体管是相互匹配的晶体管，尺寸和类型均相同。
根据本公开的一个实施例，一种用于升降压变换器的集成电路包括：耦接于输入电压和参考地之间的降压开关管对、耦接于输出电压与参考地之间的升压开关管对、电流检测电路和驱动电路。其中降压开关管对的第一高侧开关管和第一低侧开关管的公共端形成第一开关节点，升压开关管对的第二高侧开关管和第二低侧开关管的公共端形成第二开关节点。
电流检测电路包括恒定导通的第一和第二检测晶体管、第一检测放大电路以及第二检测放大电路。其中第一和第二检测晶体管分别具有第一端和第二端，其中在第一低侧开关管导通时，第一检测晶体管的第一端耦接于参考地，第二检测晶体管的第一端耦接于第一开关节点，在第二低侧开关管导通时，第一检测晶体管的第一端耦接于第二开关节点，第二检测晶体管的第一端耦接于参考地。第一检测放大电路具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端耦接第一检测晶体管的第二端，第二输入端耦接第二检测晶体管的第二端，第一检测放大电路生成感应电流以表征流过当前导通的低侧开关管的电流。第二检测放大电路检测感应电流的中点值并将感应电流的中点值保持在一个电容上，在第一低侧开关管导通时，根据所述电容上存储的电荷生成表征输出电流的电流检测信号，在第二低侧功率管导通时，根据所述电容上存储的电荷生成表征输入电流的电流检测信号。驱动电路产生降压控制信号和升压控制信号以分别控制降压开关管对和升压开关管对。
图1给出了根据本发明一实施例的升降压变换器100的电路原理图。如图1所示，升降压变换器100将输入电压VIN转换为输出电压VOUT，包括耦接于输入电压VIN和参考地GND之间的降压开关管对、耦接于输出电压VOUT与参考地GND之间的升压开关管对、电感器L、输出电容器COUT和电流检测电路。其中降压开关管对的高侧开关管S1和低侧开关管S2的公共端形成开关节点SW1，升压开关管对的高侧开关管S4和低侧开关管S3的公共端形成开关节点SW2。在图1所示的实施例中，升降压变换器100中的四个开关管S1～S4均可以包括例如N型双扩散金属氧化物半导体场效应晶体管(DMOS)。其中高侧开关管S1具有漏端、源端和栅端，其中漏端耦接于输入电压VIN，源端耦接于开关节点SW1，栅端耦接于降压控制信号CTRL1。低侧开关管S2具有漏端、源端和栅端，其中漏端耦接于开关节点SW1，源端耦接于参考地GND，栅端经反向器N1耦接于降压控制信号CTRL1。低侧开关管S3具有漏端、源端和栅端，其中漏端耦接于开关节点SW2，源端耦接于参考地GND，栅端耦接于升压控制信号CTRL2。高侧开关管S4具有漏端、源端和栅端，其中漏端耦接于输出电压VOUT，源端耦接于开关节点SW2，栅端经反向器N2耦接于耦接于升压控制信号CTRL2。输出电感L具有第一端和第二端，其中第一端耦接于开关节点SW1，另一端耦接于开关节点SW2。输出电容COUT具有第一端和第二端，其中第一端耦接于输出端以提供输出电压VOUT，另一端耦接于参考地GND。
升降压变换器100常常具有升压和降压两种工作模式，其中在降压模式下，高侧开关管S4恒定导通，低侧开关管S3恒定关断，高侧开关管S1和低侧开关管S2在降压控制信号CTRL1的控制下互补工作，将输入电压VIN转换为输出电压VOUT。其中当低侧开关管S2导通时，流过低侧开关管S2的电流I1从参考地GND流向开关节点SW1。在升压模式下，高侧开关管S1恒定导通，低侧开关管S2恒定关断，低侧开关管S3和高侧S4在升压控制信号CTRL2的控制下互补工作，将输入电压VIN转换为输出电压VOUT。其中当低侧开关管S3导通时，流过低侧开关管S3的电流I2从开关节点SW2流向参考地GND。在一个实施例中，采用脉冲宽度调节(PWM)控制降压开关管对和升压开关管对的开关行为。在另一个实施例中，采用恒定导通时间(COT)控制降压开关管对的开关行为，采用恒定关断时间(COFT)控制升压开关管对的开关行为。
在图1所示的实施例中，当升降压变换器100工作在降压模式下，电流检测电路在低侧开关管S2导通时检测流过低侧开关管S2的电流I1并生成表征输出电流的电流检测信号ICS。当升降压变换器100工作在升压模式下，电流检测电路在低侧开关管S3导通时检测流过低侧开关管S3的电流I2并生成表征输入电流的电流检测信号ICS。电流检测信号ICS流过电流检测端子CS并在电阻R0上生成表征电流检测信号的感应电压。当升降压变换器100工作在降压模式下，该感应电压表征输出电流；当升降压变换器100工作在升压模式下，感应电压表征输入电流。
图2给出了根据本发明一实施例的升降压变换器200的电路图。升降压变换器200是图1所示升降压变换器100的一具体实施例，在图1所示的实施例中，升降压变换器100中的电流检测电路分别在降压模式和升压模式下对流过低侧开关管S2的电流I1和流过低侧开关管S3的电流I2进行检测，并生成表征输入电流和输出电流的电流检测信号ICS。同样，在图2所示实施例中，电流检测电路根据降压开关管对和升压开关管对的开关行为检测流过低侧开关管S2的电流I1和流过低侧开关管S3的电流I2。更具体地，当升降压变换器200工作在降压模式下，电流检测电路在低侧开关管S2导通时检测流过低侧开关管S2的电流I1并生成表征输出电流的电流检测信号ICS。当升降压变换器200工作在升压模式下，电流检测电路在低侧开关管S3导通时检测流过低侧开关管S3的电流I2并生成表征输入电流的电流检测信号ICS。
在图2所示的实施例中，电流检测电路包括检测开关管对202、第一检测放大电路203以及第二检测放大电路204。其中检测开关管对202包括恒定导通的第一检测晶体管MS1和第二检测晶体管MS2。在一个实施例中，第一检测晶体管MS1和第二检测晶体管MS2均由供电电压VCC驱动以保持恒定导通。在另一个实施例中，第一检测晶体管MS1和第二检测晶体管MS2可由其他电压驱动以保持恒定导通。第一检测晶体管MS1和第二检测晶体管MS2相互匹配，且与低侧开关管S2和S3是相同类型的晶体管，仅尺寸不同。低侧开关管S2和S3的尺寸大于第一检测晶体管MS1和第二检测晶体管MS2的尺寸。
第一检测晶体管MS1和第二检测晶体管MS2分别具有第一端和第二端，其中在低侧开关管S2导通时，第一检测晶体管MS1的第一端耦接于参考地GND，第二检测晶体管MS2的第一端耦接于开关节点SW1；在低侧开关管S3导通时，第一检测晶体管MS1的第一端耦接于开关节点SW2，第二检测晶体管MS2的第一端耦接于参考地GND。
在图2所示的实施例中，电流检测电路进一步包括开关阵列201。开关阵列201包括开关管M1～M4，其中在第一状态下，低侧开关管S2导通，开关管M1和M4导通，而开关管M2和M3关断；在第二状态下，低侧开关管S3导通，开关管M1和M4关断，而开关管M2和M3导通；在第三状态下，低侧开关管S2和S3均关断，开关管M1和M3关断，开关管M2和开关管M4导通。开关阵列201中的四个开关管M1～M4均可以包括例如N型双扩散金属氧化物半导体场效应晶体管(DMOS)。其中开关管M1具有漏端、源端和栅端，其中漏端电耦接于开关节点SW1，源端耦接于第二检测晶体管MS2的第一端，栅端耦接于降压控制信号CTRL1。开关管M2具有漏端、源端和栅端，其中漏端耦接于参考地GND，源端耦接于第二检测晶体管MS2的第一端，栅端经反向器N11耦接于降压控制信号CTRL1。开关管M3具有漏端、源端和栅端，其中漏端耦接于开关节点SW2，源端耦接于第一检测晶体管MS1的第一端，栅端耦接于升压控制信号CTRL2。开关管M4具有漏端、源端和栅端，其中漏端耦接于参考地GND，源端耦接于第一检测晶体管MS1，栅端经反向器N22耦接于升压控制信号CTRL2。
第一检测放大电路203具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端耦接第一检测晶体管MS1的第二端，第二输入端耦接第二检测晶体管MS2的第二端，第一检测放大电路201生成感应电流ISEN以表征流过当前导通的低侧开关管的电流。具体地，第一电流检测放大电路203不仅可以在开关阵列201处于第一状态下，即低侧开关管S2导通时，生成感应电流ISEN以表征流过低侧开关管S2的电流I1，而且可以在开关阵列201处于第二状态下，即低侧开关管S3导通时，生成感应电流ISEN以表征流过低侧开关管S3的电流I2。
在图2所示的实施例中，第一检测放大电路203包括运算放大器OP1、晶体管Q1和电阻R1。其中运算放大器OP1具有同相输入端、反相输入端和输出端，其中同相输入端耦接于第一检测晶体管MS1的第二端，反相输入端耦接于第二检测晶体管MS2的第二端。晶体管Q1是N型双扩撒金属氧化物半导体场效应晶体管，具有漏端、源端和栅端，其中漏端耦接于电阻R1的第一端，源端耦接于运算放大器OP1的反相输入端，栅端耦接于运算放大器OP1的输出端。电阻R1的第二端接供电电压VCC。
假设运算放大器OP1的同相输入端电压为VP1，反相输入端电压为VN1。则当低侧开关管S2导通时，从图中可以得出电压VP1＝VSW1+I1*RdsON1，电压VN1＝VSW1+ISEN*RdsONs2。由于运算放大器OP1输入端的电压相等，即VP1＝VN1，因此可得感应电流ISEN＝I1*(RdsON1/RdsONs2)。其中RdsON1为低侧开关管S1的导通电阻，RdsONs2为第二检测管MS2的导通电阻。相似地，当低侧开关管S3导通时，电压VP1＝I2*RdsON2，电压VN1＝ISEN*RdsONs2。由于VP1＝VN1，因此可得感应电流ISEN＝I2*(RdsON2/RdsONs2)，其中RdsON2为低侧开关管S3的导通电阻。由此可知，在低侧开关管S2导通时，感应电流ISEN与流过低侧开关管S2的电流I1成正比例，即感应电流ISEN可以表征流过低侧开关管S2的电流I1。在低侧开关管S3导通时，感应电流ISEN与流过低侧开关管S3的电流I2成正比例，即感应电流ISEN可以表征流过低侧开关管S3的电流I2。感应电流ISEN流过晶体管Q1，并在电阻R1上生成表征流过当前导通的低侧开关管的电流的感应电压。所述感应电压亦可表征流过低侧开关管S2的电流I1和流过低侧开关管S3的电流I2。
第二检测放大电路204包括晶体管Q2和电容C1。第二检测放大电路204被配置为当晶体管Q2关断时，检测感应电流ISEN的中点值并将感应电流ISEN的中点值保持在电容C1上。其中当升降压变换器200工作在降压模式下且低侧开关管S2导通时，电容C1上存储的电荷生成表征输出电流的电流检测信号ICS；当升降压变换器200工作在升压模式下且低侧开关管S3导通时，电容C1上存储的电荷生成表征输入电流的电流检测信号ICS。
此处需要说明的是，感应电流ISEN可以表征流过低侧开关管S2的电流I1或流过低侧开关管S3的电流I2，因而感应电流ISEN的中点值亦可表征流过低侧开关管S2的电流I1的中点值或流过低侧开关管S3的电流I2的中点值。本领域的普通技术人员应当理解，流过低侧开关管S2的电流I1的中点值是在低侧开关管S2导通期间的中点对电流I1采样得到的值。相似地，流过低侧开关管S2的电流I1的中点值是在低侧开关管S2导通期间的中点对电流I1采样得到的值。
在图2所示的实施例中，第二检测放大电路204包括晶体管Q2、电容C1、电阻R2、运算放大器OP2、晶体管Q3和电阻R0。晶体管Q2具有漏端、源端和栅端，其中漏端耦接于电阻R1的第一端，栅端耦接于控制信号SH1。运算放大器OP2具有同相输入端、反相输入端和输出端，其中同相输入端经电阻R2耦接于供电电压VCC和电容C1的第一端，反相输入端耦接于晶体管Q2的漏端和电容C1的第二端。晶体管Q3具有漏端、源端和栅端，其中漏端耦接于运算放大器OP2的同相输入端，源端经电阻R0耦接于参考地，栅端耦接于运算放大器OP2的输出端。在一个实施例中，电阻R1和R2的电阻值相互匹配。在一个实施例中，当低侧开关管S2导通，耦接于晶体管Q2栅端的控制信号SH1处于逻辑高时，晶体管Q2导通，电阻R1两端的感应电压对电容C1进行充电。当控制信号SH1处于逻辑低时，晶体管Q2关断，电容C1两端的电压VC1被保持，生成表征感应电流ISEN中点值的电流检测信号ICS。其中，控制信号SH1在低侧开关管导通时间内的中心点由逻辑高转变为逻辑低。控制信号SH1可以是由控制器(未示出)，或者根据本发明的精神得到的其它电路产生。
在图2所示的实施例中，电流检测电路还包括偏置电流源206，偏置电流源206具有第一端和第二端，其中第一端耦接于供电电压VCC，第二端耦接于第一放大检测电路203的第一输入端以提供偏置电流IOFFSET。本领域的普通技术人员应当理解，在其他实施例中，偏置电流源206可耦接于第一放大检测电路203的第一输入端和第二输入端中的至少一个输入端以提供偏置电流IOFFSET。此外，在一个实施例中，电阻R2是阻值可变的修调元件，被配置为对半导体制造工艺引起的晶体管失配等误差进行修调。
图3给出了图2所示升降压变换器200工作于降压模式时各个信号的时序图。图3给出了开关节点SW1处的开关信号(曲线151)，开关节点SW2处的开关信号(曲线152)，流过电感L的电感电流IL(曲线153)，降压开关管对的降压控制信号CTRL1(曲线155)，驱动晶体管Q2的控制信号SH1(曲线156)以及电容C1上的电压VC1(曲线157)。
参考图2和图3，当升降变换器200工作在降压模式下，高侧开关管S4恒定导通，低侧开关管S3恒定关断，开关管M4导通，开关管M3关断，高侧开关管S1和低侧开关管S2基于降压控制信号CTRL1互补导通。当降压控制信号CTRL1为逻辑低时，低侧开关管S2和开关管M1导通，开关管M2关断，第一检测放大电路203的第一输入端经恒定导通的第一检测晶体管MS1耦接于参考地GND，第一检测放大电路203的第二输入端经恒定导通的第二检测晶体管MS2耦接于开关节点SW1。第一检测放大电路203中的运算放大器OP1对流过低侧开关管S2的电流I1进行检测，并驱动晶体管Q1产生感应电流ISEN以表征流过低侧开关管S2的电流I1。感应电流ISEN在电阻R1上生成感应电压可以表征流过低侧开关管S2的电流I1。
其中在时间段T0，控制信号SH1为逻辑高，晶体管Q2导通，电阻R2上的感应电压对电容C1充电以采样感应电流ISEN的中点值。在时间段T0结束时，即在低侧开关管S2导通期间的中点，降压控制信号CTRL1保持逻辑低的1/2时间段结束时，晶体管Q2关断，表征感应电流ISEN的中点值的电荷被存储在电容C1(参考VC1)。第二检测放大电路204的运算放大器OP2的两个输入端耦接至电容C1的两端，运算放大器Q2被配置为在时间段T0后根据电容C1上存储的电荷驱动晶体管Q3生成电流检测信号ICS以表征感应电流ISEN的中点值。
在图3所示的实施例中，升降压变换器200工作在降压模式，因此输出电流IOUT与电流检测信号ICS之间满足如下关系：IOUT＝ICS。进一步地，升降压变换器200的输入电流IIN与电流检测信号ICS之间满足如下关系，IIN＝ICS*D1，其中D1是降压控制信号CTRL1的占空比。
图4给出了图2所示升降压变换器200工作于升压模式时各个信号的时序图。图4给出了开关节点SW1处的开关信号(曲线161)，开关节点SW2处的开关信号(曲线162)，流过电感L的电感电流IL(曲线163)，升压开关管对的升压控制信号CTRL2(曲线165)，驱动晶体管Q2的控制信号SH1(曲线166)以及电容C1上的电压VC1(曲线167)。
参考图2和图4，当升降变换器200工作在升压模式下，高侧开关管S1恒定导通，低侧开关管S2恒定关断，开关管M2导通，开关管M1关断，高侧开关管S3和低侧开关管S4基于升压控制信号CTRL2互补工作。其中当升压控制信号CTRL2为逻辑高时，低侧开关管S3和开关管M3导通，开关管M4关断。第一检测放大电路203的第一输入端经恒定导通的第一检测晶体管MS1耦接于开关节点SW2，第一检测放大电路203的第二输入端经恒定导通的第二检测晶体管MS2耦接于参考地GND。第一检测放大电路203中的运算放大器OP1对流过低侧开关管S3的电流I2进行检测，并驱动晶体管Q1产生感应电流ISEN以表征流过低侧开关管S3的电流I2。感应电流ISEN在电阻R1上生成感应电压可以表征流过低侧开关管S2的电流I1。
其中在时间段T1，控制信号SH1为逻辑高，晶体管Q2导通，电阻R1上的感应电压对电容C1充电以采样感应电流ISEN。在时间段T1结束时，即在低侧开关管S3导通期间的中点，升压控制信号CTRL2保持逻辑高的1/2时间段结束时，晶体管Q2关断，感应电流ISEN的中点值被保持在电容C1(参考VC1)。第二检测放大电路204的运算放大器OP2的两个输入端耦接至电容C1的两端，运算放大器Q2被配置为在时间段T1后根据电容C1上存储的电荷驱动晶体管Q3生成电流检测信号ICS以表征感应电流ISEN的中点值。
在图4所示的实施例中，升降压变换器200工作在升压模式，因此输入电流IIN与电流检测信号ICS之间满足如下关系：IIN＝ICS。进一步地，输出电流IOUT与电流检测信号ICS之间满足如下关系，IIN＝ICS*(1-D2)，其中D2是升压控制信号CTRL2的占空比。
图5给出了根据本发明一实施例的升降压变换器300的电路图。升降压变换器300与图2所示的升降压变换器200相似，除了用第一检测放大电路203A和第二检测放大电路204A分别替换了第一检测放大电路203和第二检测放大电路204。
在图5所示的实施例中，第一检测放大电路203A包括自动调零(Auto-zero)放大器OP3、晶体管Q1以及电阻R1。其中自动调零放大器OP3具有同相输入端、反相输入端、时钟输入端和输出端，其中同相输入端耦接于第二检测晶体管MS2的第二端，反相输入端耦接于第一检测晶体管MS1的第二端，时钟输入端耦接于时钟信号CLK1。晶体管Q1具有漏端、源端和栅端，其中漏端耦接于电阻R1的第一端，源端耦接于运算放大器OP1的反相输入端，栅端耦接于自动调零放大器OP3的输出端。电阻R1的第二端接供电电压VCC。第二检测放大电路204A包括晶体管Q2、电容C1、电阻R2、自动调零放大器OP4、晶体管Q3和电阻R0。晶体管Q2具有漏端、源端和栅端，其中漏端耦接于电阻R1的第一端，栅端耦接于控制信号SH1。自动调零放大器OP2具有同相输入端、反相输入端、时钟输入端和输出端，其中同相输入端经电阻R2耦接于供电电压VCC和电容C1的第一端，反相输入端耦接于晶体管Q2源端和电容C1的第二端，时钟输入端接收时钟信号CLK2。在一个实施例中，时钟信号CIK2为时钟信号CLK的互补信号。晶体管Q3具有漏端、源端和栅端，其中漏端耦接于自动调零放大器OP4的同相输入端，源端经电阻R0耦接于参考地GND，栅端耦接于自动调零放大器OP4的输出端。在一个实施例中，电阻R1和R2的电阻值相互匹配。在一个实施例中，电阻R2是阻值可变的修调元件，被配置为对半导体制造工艺引起的晶体管失配等误差进行修调。
自动调零放大器OP3和OP4通常具有两个工作状态，一个是调零工作状态，另一个是信号放大状态。在调零工作期间，自动调零放大器的误差信号被储存在其内部保持电路中。随后，在信号放大期间，自动调零放大器将该存下来的信号加在主放大器上，以抵消主放大器的失调电压，以保持零失调的状态。由于自动调零放大器的两个状态一直交替进行，因而在实际上消除了放大器的失调与漂移，相比于传统的运算放大器可以极大地减小偏置电流IOFFSET。自动调零放大器的两个工作状态一般由定时器产生的时钟信号控制内部的模拟开关完成。在本发明的实施例中，自动调零放大器OP3和OP4的时钟信号CLK1和CLK2互补且占空比为0.5。具体地，当时钟信号CLK1为逻辑高时，时钟信号CLK2为逻辑低，自动调零放大器OP3处于信号放大状态，自动调零放大器OP4处于自动调零状态。当时钟信号CLK1为逻辑低时，时钟信号CLK2为逻辑高，自动调零放大器OP3处于自动调零状态，自动调零放大器OP4处于信号放大状态。时钟信号CLK1和CLK2与降压控制信号CTRL1和/或升压控制信号CTRL2的工作周期有关。相应地，时钟信号CLK1和CLK2以及控制信号SH1可以是由控制器(未示出)，或者根据本发明的精神得到的其它电路(例如电路210)来产生。下面参照图6～图8对图5所示实施例中升降压变换器300的工作原理进行详细描述。图6给出了图5所示升降压变换器300工作于降压模式时各个信号的时序图。图6给出了开关节点SW1处的开关信号(曲线171)，开关节点SW2处的开关信号(曲线172)，流过电感L的电感电流IL(曲线173)，降压开关管对的降压控制信号CTRL1(曲线175)，驱动晶体管Q2的控制信号SH1(曲线176)，电容C1上的电压VC1(曲线177)，自动调零放大器OP3的时钟信号CLK1(曲线178)以及自动调零放大器OP4的时钟信号CLK2(曲线179)。
参考图5和图6，当升降变换器300工作在降压模式下，高侧开关管S4恒定导通，低侧开关管S3恒定关断，开关管M4导通，开关管M3关断，高侧开关管S1和低侧开关管S2基于降压控制信号CTRL1互补工作。
其中在时间段T2，时钟信号CLK1为逻辑高，时钟信号CLK2为逻辑低，自动调零放大器OP3处于信号放大状态，自动调零放大器OP4处于自动调零状态。在时间段T3，时钟信号CLK1为逻辑低，时钟信号CLK2为逻辑高，自动调零放大器OP3处于自动调零状态，自动调零放大器OP4处于信号放大状态。在图6所示的实施例中，时钟信号CLK1与CLK2互补且占空比均为0.5，时钟信号CLK1与CLK2与降压控制信号CTRL1的周期比为1：2。在其他实施例中，时钟信号CLK1与CLK2与降压控制信号CTRL1的周期比为1：2n，其中n是大于等于1的整数。
在时间段T4，控制信号SH1为逻辑高且降压控制信号CTRL1为逻辑低时，低侧开关管S2和开关管M1导通，开关管M2关断，处于信号放大状态的自动调零放大器OP3被配置为对流过低侧开关管S2的电流I1进行检测并产生感应电流ISEN以表征流过低侧开关管S2的电流I1。在时间段T4，晶体管Q2导通，感应电流ISEN在电阻R1上生成感应电压对电容C1充电以采样感应电流ISEN的中点值。在时间段T4结束时，即在低侧开关管S2导通期间的中点，降压控制信号CTRL1保持逻辑低的1/2时间段结束时，晶体管Q2关断，表征感应电流ISEN的中点值的电荷被存储在电容C1(参考VC1)。在时间段T3，处于信号放大状态的自动调零放大器OP4被配置为根据电容C1上存储的电荷生成电流检测信号ICS以表征感应电流ISEN的中点值。
在图6所示的实施例中，升降压变换器300工作在降压模式，因此输出电流IOUT与电流检测信号ICS之间满足如下关系：IOUT＝ICS。进一步地，升降压变换器200的输入电流IIN与电流检测信号ICS之间满足如下关系，IIN＝ICS*D1，其中D1是降压控制信号CTRL1的占空比。
图7给出了图5所示升降压变换器300工作于升压模式时各个信号的时序图。图6给出了开关节点SW1处的开关信号(曲线181)，开关节点SW2处的开关信号(曲线182)，流过电感L的电感电流IL(曲线183)，升压开关管对的升压控制信号CTRL2(曲线185)，驱动晶体管Q2的控制信号SH1(曲线186)，电容C1上的电压VC1(曲线187)，自动调零放大器OP3的时钟信号CLK1(曲线188)以及自动调零放大器OP4的时钟信号CLK2(曲线189)。
参考图5和图7，当升降变换器200工作在升压模式下，高侧开关管S1恒定导通，低侧开关管S2恒定关断，开关管M2导通，开关管M1关断，高侧开关管S3和低侧开关管S4基于升压控制信号CTRL2互补工作。
其中在时间段T5，时钟信号CLK1为逻辑高，时钟信号CLK2为逻辑低，自动调零放大器OP3处于信号放大状态，自动调零放大器OP4处于自动调零状态。在时间段T6，时钟信号CLK1为逻辑低，时钟信号CLK2为逻辑高，自动调零放大器OP3处于自动调零状态，自动调零放大器OP4处于信号放大状态。在图7所示的实施例中，时钟信号CLK1与CLK2互补且占空比均为0.5，时钟信号CLK1与CLK2与升压控制信号CTRL2的周期比为1：2。
在时间段T7，控制信号SH1为逻辑高且升压控制信号CTRL2为逻辑高时，低侧开关管S3和开关管M3导通，开关管M4关断，处于信号放大状态的自动调零放大器OP3被配置为对流过低侧开关管S3的电流I2进行检测并产生感应电流ISEN以表征流过低侧开关管S3的电流I2。在时间段T7，晶体管Q2导通，感应电流ISEN在电阻R1上生成感应电压对电容C1充电以采样感应电流ISEN的中点值。在时间段T7结束时，即在低侧开关管S3导通期间的中点，升压控制信号CTRL2保持逻辑高的1/2时间段结束时，晶体管Q2关断，表征感应电流ISEN的中点值的电荷被存储在电容C1(参考VC1)。在时间段T8，处于信号放大状态的自动调零放大器OP4被配置为根据电容C1上存储的电荷生成电流检测信号ICS以表征感应电流ISEN的中点值。
在图7所示的实施例中，升降压变换器300工作在升压模式，因此输入电流IIN与电流检测信号ICS之间满足如下关系：IIN＝ICS。进一步地，输出电流IOUT与电流检测信号ICS之间满足如下关系，IIN＝ICS*(1-D2)，其中D2是升压控制信号CTRL2的占空比。
图8给出了图5所示升降压变换器300工作于升降压模式时各个信号的时序图。图8给出了开关节点SW1处的开关信号(曲线191)，开关节点SW2处的开关信号(曲线192)，流过电感L的电感电流IL(曲线193)，降压开关管对的降压控制信号CTRL1或升压开关管对的升压控制信号CTRL2(曲线195)，驱动晶体管Q2的控制信号SH1(曲线196)，电容C1上的电压VC1(曲线197)，自动调零放大器OP3的时钟信号CLK1(曲线198)以及自动调零放大器OP4的时钟信号CLK2(曲线199)。
参考图5和图8，当升降变换器300工作在升降压模式下，当高侧开关管S1和低侧开关管S3导通时，低侧开关管S2和高侧开关管S4关断。当低侧开关管S2和高侧开关管S4导通，高侧开关管S1和低侧开关管S3关断。
其中在时间段TA和时间段TC，时钟信号CLK1为逻辑高，时钟信号CLK2为逻辑低，自动调零放大器OP3处于信号放大状态，自动调零放大器OP4处于自动调零状态。在时间段TB，时钟信号CLK1为逻辑低，时钟信号CLK2为逻辑高，自动调零放大器OP3处于自动调零状态，自动调零放大器OP4处于信号放大状态。在图8所示的实施例中，时钟信号CLK1与CLK2互补且占空比均为0.5，时钟信号CLK1与CLK2与降压控制信号CTRL1的周期比为1：2。在其他实施例中，时钟信号CLK1与CLK2与升压控制信号CTRL2的周期比为1：2n。
在时间段T8，控制信号SH1为逻辑高且降压控制信号CTRL1为逻辑低，低侧开关管S2和开关管M1导通，开关管M2关断，处于信号放大状态的自动调零放大器OP3被配置为对流过低侧开关管S2的电流I1进行检测并产生感应电流ISEN以表征流过低侧开关管S2的电流I1。在时间段T8，晶体管Q2导通，感应电流ISEN在电阻R1上生成感应电压对电容C1充电以采样感应电流ISEN的中点值。在时间段T8结束时，即在低侧开关管S2导通期间的中点，降压控制信号CTRL1保持逻辑低的1/2时间段结束时，晶体管Q2关断，表征感应电流ISEN的中点值的电荷被存储在电容C1(参考VC1)。在时间段TB，处于信号放大状态的自动调零放大器OP4被配置为根据电容C1上存储的电荷生成电流检测信号ICS以表征输出电流。
在时间段T9，控制信号SH1为逻辑高且升压控制信号CTRL2为逻辑高，低侧开关管S3和开关管M3导通，开关管M4关断，处于信号放大状态的自动调零放大器OP3被配置为对流过低侧开关管S3的电流I2进行检测并产生感应电流ISEN以表征流过低侧开关管S3的电流I2。在时间段T9，晶体管Q2导通，感应电流ISEN在电阻R1上生成感应电压对电容C1充电以采样感应电流ISEN的中点值。在时间段T9结束时，即在低侧开关管S3导通期间的中点，升压控制信号CTRL2保持逻辑高的1/2时间段结束时，晶体管Q2关断，表征感应电流ISEN的中点值的电荷被存储在电容C1(参考VC1)。在时间段TC的下一工作周期，处于信号放大状态的自动调零放大器OP4被配置为根据电容C1上存储的电荷生成电流检测信号ICS以表征输入电流。
尽管在图8所示的实施例中，时间段TA、时间段TB与时间段TC是连续且顺序的。然而，根据本发明，相关术语例如时间段TA、时间段TB与时间段TC等可以只是用于将一个状态或动作与另一个状态或动作区分开，而不必或不意味着限定这些状态或动作之间的顺序或序列，除非权利要求语言有具体限定。例如，在一个实施例中，在升降压模式，用于升降压变换器300的电流检测电路在M1个周期内每隔奇数个周期检测流过低侧开关管S2的电流I1的中点值并产生表征输出电流的电流检测信号ICS，其中输出电流IOUT与电流检测信号ICS之间满足如下关系：IOUT＝ICS；用于升降压变换器300的电流检测电路在M2个周期内每隔奇数个周期检测流过低侧开关管S3的电流I2的中点值并产生表征输入电流的电流检测信号ICS，其中输入电流IIN与电流检测信号ICS之间满足如下关系：IIN＝ICS。在其中一个实施例中，电流检测电路检测流过低侧开关管S2的电流I1的M1个周期与检测流过低侧开关管S3的电流I2的M2个周期在时间顺序上可以任意互换。在进一步的实施例中，电流检测电路可在M1个周期或M2个周期平均所有电流检测信号ICS，以至少改善测量准确度和精确度中的一个。
上述的一些特定实施例仅仅以示例性的方式对本发明进行说明，这些实施例不是完全详尽的，并不用于限定本发明的范围。对于公开的实施例进行变化和修改都是可能的，其他可行的选择性实施例和对实施例中元件的等同变化可以被本技术领域的普通技术人员所了解。本发明所公开的实施例的其他变化和修改并不超出本发明的精神和保护范围。
Claims (13)
1.一种用于升降压变换器的电流检测电路，该升降压变换器包括耦接于输入电压和参考地之间的降压开关管对和耦接于输出电压与参考地之间的升压开关管对，其中降压开关管对的第一高侧开关管和第一低侧开关管的公共端形成第一开关节点，升压开关管对的第二高侧开关管和第二低侧开关管的公共端形成第二开关节点，该电流检测电路包括：
恒定导通的第一和第二检测晶体管，分别具有第一端和第二端，其中在第一低侧开关管导通时，第一检测晶体管的第一端耦接于参考地，第二检测晶体管的第一端耦接于第一开关节点，在第二低侧开关管导通时，第一检测晶体管的第一端耦接于第二开关节点，第二检测晶体管的第一端耦接于参考地；
第一检测放大电路，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端耦接第一检测晶体管的第二端，第二输入端耦接第二检测晶体管的第二端，第一检测放大电路生成感应电流以表征流过当前导通的低侧开关管的电流；以及
第二检测放大电路，检测感应电流的中点值并将感应电流的中点值保持在一个电容上，在第一低侧开关管导通时，根据所述电容上存储的电荷生成表征输出电流的电流检测信号，在第二低侧功率管导通时，根据所述电容上存储的电荷生成表征输入电流的电流检测信号。
2.如权利要求1所述的电流检测电路，进一步包括开关阵列，该开关阵列包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，其中所述第一开关管的第一端电耦接于第一开关节点，第二开关管的第一端和第四开关管的第一端电耦接于参考地，第一开关管的第二端和第二开关管的第二端电耦接于第二检测晶体管的第一端，第三开关管的第一端电耦接于第二开关节点，第三开关管的第二端和第四开关管的第二端电耦接于第一检测晶体管的第一端。
3.如权利要求2所述的电流检测电路，其中在第一状态下，第一低侧开关管导通，第一开关管和第四开关管导通，而第二开关管和第三开关管关断，在第二状态下，第二低侧开关管导通，第一开关管和第四开关管关断，而第二开关管和第三开关管导通，对流过第二低侧开关管的电流进行检测；在第三状态下，第一低侧开关管和第二低侧开关管均关断，第一开关管和第三开关管关断，第二开关管和第四开关管导通。
4.如权利要求2所述的电流检测电路，其中所述第一检测放大电路包括：
第一运算放大器，具有同相输入端、反相输入端和输出端，其中同相输入端耦接于第一检测晶体管的第二端，反相输入端耦接于第二检测晶体管的第二端；以及
第一晶体管，具有第一端，第二端和控制端，其中第一端经第一电阻耦接于供电电压，第二端耦接于第一运算放大器的反相输入端，控制端耦接于第一运算放大器的输出端。
5.如权利要求2所述的电流检测电路，其中所述第一检测放大电路包括：
第一自动调零放大器，具有同相输入端、反相输入端、时钟输入端和输出端，其中同相输入端耦接于第二检测晶体管的第二端，反相输入端耦接于第一检测晶体管的第二端，时钟输入端耦接于第一时钟信号；以及
第一晶体管，具有第一端，第二端和控制端，其中第一端经第一电阻耦接于供电电压，第二端耦接于第一运算放大器的反相输入端，控制端耦接于第一运算放大器的输出端。
6.如权利要求4所述的电流检测电路，其中所述第二检测放大电路包括：
第二晶体管，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接于第一晶体管的第一端，控制端接收第一控制信号；
第二自动调零放大器，具有同相输入端、反相输入端、时钟输入端和输出端，其中同相输入端经第二电阻耦接于供电电压和电容的第一端，反相输入端耦接于第二晶体管的第二端和电容的第二端，时钟输入端接收第一时钟信号的互补信号；以及
第三晶体管，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接于第二运算放大器的同相输入端，第二端经第三电阻耦接于参考地，控制端耦接于第二运算放大器的输出端。
7.如权利要求2所述的电流检测电路，其中所述第二检测放大电路包括：
第二晶体管，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接于第一晶体管的第一端，控制端接收第一控制信号；
第二运算放大器，具有同相输入端、反相输入端和输出端，其中同相输入端经第二电阻耦接于供电电压和电容的第一端，反相输入端耦接于第二晶体管的第二端和电容的第二端；以及
第三晶体管，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接于第二运算放大器的同相输入端，第二端经第三电阻耦接于参考地，控制端耦接于第二运算放大器的输出端。
8.如权利要求1所述的电流检测电路，其中进一步包括偏置电流源，该偏置电流源耦接于第一放大检测电路的第一输入端和第二输入端中的至少一个输入端。
9.如权利要求1所述的电流检测电路，其中第一和第二检测晶体管与第一和第二低侧开关管类型相同，第一和第二低侧开关管的尺寸大于第一和第二检测晶体管的尺寸。
10.一种用于升降压变换器的集成电路，包括：
耦接于输入电压和参考地之间的降压开关管对和耦接于输出电压与参考地之间的升压开关管对，其中降压开关管对的第一高侧开关管和第一低侧开关管的公共端形成第一开关节点，升压开关管对的第二高侧开关管和第二低侧开关管的公共端形成第二开关节点；
如权利要求1至9中任一项所述的电流检测电路；以及
驱动电路，产生降压控制信号和升压控制信号以分别控制降压开关管对和升压开关管对。
11.如权利要求10所述的集成电路，其中当升降压变换器工作在降压模式，第二高侧开关管恒定导通，第二低侧开关管恒定关断，第一高侧开关管和第二低侧开关管互补工作，升降压变换器的输入电流与电流检测信号之间满足如下关系，IIN＝ICS*D，其中IIN是输入电流，ICS是电流检测信号，D是降压控制信号的占空比。
12.如权利要求10所述的集成电路，其中当升降压变换器工作在升压模式，第一高侧开关管恒定导通，第一低侧开关管恒定关断，第二高侧开关管和第二低侧开关管互补工作，升降压变换器的输出电流与电流检测信号之间满足如下关系，IOUT＝ICS*(1-D)，其中IOUT是输入电流，ICS是电流检测信号，D是升压控制信号的占空比。
13.如权利要求10所述的集成电路，其中当升降压变换器工作在升降压模式，其中当第一高侧开关管和第二低侧开关管导通时，第一低侧开关管和第二高侧开关管关断。
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